DE3724117A1

DE3724117A1 - Steuereinrichtung fuer induktionsmotoren

Info

Publication number: DE3724117A1
Application number: DE19873724117
Authority: DE
Inventors: Colin David Schauder
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: CBS Corp
Priority date: 1986-07-22
Filing date: 1987-07-21
Publication date: 1988-02-04
Also published as: US4707651A; CA1280155C; GB2194401B; JPS63148893A; GB2194401A; GB8717171D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung für Induktionsmotoren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, mit der das Drehmoment des Motors eingestellt wird.

Die feldorientierte Steuerung stellt eine wesentliche Verbesserung gegenüber dem im Stand der Technik bekannten Steuerungsverfahren V/f = konstant vor, bei dem nur die dem Motor zugeführte Spannung V und die Frequenz f so gesteuert werden, daß beide proportional zur Motorgeschwindigkeit bleiben, um so den rotierenden Fluß konstant zu halten. Der Hauptnachteil bei der Verwendung von Spannung und Frequenz als Stellgrößen liegt darin, daß die dynamische Steuerung des Drehmoments nicht ordnungsgemäß erreicht wird, da es keine brauchbare Beziehung zwischen dem Drehmoment als Variable und der Spannung und der Frequenz als Eingangsgrößen gibt.

Im Gegensatz dazu verwenden feldorientierte Steuerverfahren Spannung und Frequenz nicht als Steuerparameter. Sie beruhen auf einem Bezugssystem, das sich mit der Geschwindigkeit des Rotorflußverkehrs dreht und in dem eine Flußkomponente und eine Drehmomentkomponente der Statorströme liegen, die den Rotorfluß und das entstehende Drehmoment steuern. Diese fallen einerseits mit der d-Achse und andererseits mit der q-Achse zusammen. Typisch für diesen Ansatz ist das Steuerverfahren, das im IFAC Symposium über Steuerung in Leistungselektronik und elektrischen Antrieben, Lausanne, Schweiz 1983, Pergamon Press, Oxford 1984 im folgenden Artikel dargestellt wurde: "Control of AC-Modules With The Help of Microelectronics" (Steuerung von AC-Modulen mit Hilfe der Mikroelektronik) von W. Leonhard, Seiten 35-38. Doch wurde bei diesem bekannten Verfahren die Steuerung des Drehmomentes mit einer Stromrückkopplung durchgeführt. Derartige geschlossene Regelkreise sind in manchen Fällen jedoch unerwünscht oder gar unpraktisch.

Die vorliegende Erfindung stellt sich daher die Aufgabe, eine Steuereinrichtung der eingangs genannten Art anzugeben, bei der keine Stromabfühlung und keine Stromrückkopplung erforderlich ist.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 dargestellte Erfindung gelöst; Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die vorliegende Erfindung gibt eine Antriebssteuereinrichtung für einen Induktionsmotor an, in der eine gesteuerte Wechselstromquelle zur Abgabe eines Wechselstroms an den Motor enthalten ist, wobei die Wechselstromquelle als Funktion der Stellgröße für das Motordrehmoment und der Winkelposition der Motorwelle gesteuert wird.

Im einzelnen wird die Versorgungsspannung gemäß einer abgeleiteten Stellgröße R* für den Drehwinkel und bezüglich einer direkten Spannungskomponente v _ds und einer um 90 Grad gedrehten Querkomponente der Spannung v _qs gesteuert, wobei

v _ds = 1-(ω _m+ω _s)ω _s T₁T₂σ und v _qs = (ω _m+ω _s)T₁+ω _s T₂+T₁T₂σ · dl _s/dt;

dabei bedeuten:

ω= elektrische Drehgeschwindigkeit des Bezugssystemsω _m= elektrische Drehgeschwindigkeit der MotorwelleR₁= Statorwiderstand pro Phase R₂= Rotorwiderstand pro Phase L₁= Drehstrom-Stator-Selbstinduktivität L₂= Drehstrom-Rotor-Selbstinduktivität M= Drehstrom-Stator/Rotor-Gegeninduktivität ω _s= Schlupffrequenz = (ω-ω _m) σ= (1-M²/L₁L₂) T₂= l/₂/R₂₀ T₁= L₁/R₁ R*= ∫(ω _m+ω _s)dt

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Steuereinrichtung gemäß der Erfindung darstellt;

Fig. 2 ein Blockdiagramm zur Erläuterung der Spannungssteuerung eines mit einem spannungsbeaufschlagten Wechselrichter versorgten Motorantriebs durch Impulsbreitenmodulation (PWM) gemäß der Steuersignale, wie sie in Fig. 1 erzeugt werden, zeigt; und

Fig. 3 die Betriebskurven des Systems von Fig. 1 für drei aufeinanderfolgende verschiedene Pegel der Drehmomentstellgröße zeigt.

Im Stand der Technik finden sich heute viele verschiedene Steuerverfahren für Induktionsmotoren auf der Grundlage von Rechnern, bei denen Information verwendet wird, die von den Anschlußströmen des Motors abgeleitet wurde. Als Beispiel hierfür seien die folgenden Artikel aus dem IFAC Symposium über Steuerung in der Leistungselektronik und in elektrischen Antrieben, Lausanne, Schweiz 1983, Pergamon Press, Oxford 1984 angegeben:

"Current Inverter in the Sliding Mode for Induction Motor Control" (Stromwechselrichter in der gleitenden Betriebsart für die Steuerung von Induktionsmotoren) von F. Bilalovic, A. Salanovic, Seiten 139-144;
"Field-Oriented Control by Forced Rotor Currents in a Voltage-Fed Inverter Drive" (Feldorientierte Steuerung durch erzwungene Rotorströme in einem Spannungsbeaufschlagten Wechselrichterantrieb) von J. Holtz und S. Stadtfeld, Seiten 103-110; und
"Control of AC-Machines with the Help of Microelectronics" (Steuerung von Wechselstrommaschinen mit Hilfe der Mikroelektronik) von W. Leonhard, Seiten 35-38.

Auf diese Artikel wird hier zur Erläuterung der Erfindung ausdrücklich Bezug genommen.

Die Betriebsbedingungen für einen Induktionsmotor werden durch einen Satz von Gleichungen angegeben, die folgendermaßen dargestellt werden können:

wobei v′ _ds und v′ _qs die direkten bzw. die Querkomponenten der Statorspannung sind; i′ _qs und i′ _qs die direkte bzw. die Querkomponente des Statorstroms; ψ′_dm und ψ′_qm die direkte bzw. die Querkomponente des Rotorflußvektors, wobei:

ω= die elektrische Winkelgeschwindigkeit des Bezugssystemsω _m= die elektrische Winkelgeschwindigkeit der Motorwellev′ _ds, v′ _qs= d,q-Achsenkomponenten der Statorspannungi′ _ds, i′ _qs= d,q-Achsenkomponenten des Statorstromsψ′_dm, ψ′_qm= d,q-Achsenkomponenten des Rotorflußvektors R₁= Statorwiderstand pro Phase R₂= Rotorwiderstand pro Phase L₁= Drehstrom-Stator-Selbstinduktivität L₂= Drehstrom-Rotor-Selbstinduktivität M= Drehstrom-Stator/Rotor-Gegeninduktivität σ= (1-M²/L₁L₂) T₂= L₂/R₂ T₁= L₁R₁ p ·= d/dt.

Das Symbol * zeigt einen "Bezugswert" an.

Neben Matrix (1) gibt es einen Ausdruck für das Drehmoment T:

Drehmoment = (1/L₂)Mn[ ψ _dm·i′ _qs-ψ _qm i′ _ds]

wobei:

n = die Anzahl der Polpaare der Maschine ist.

Die Komponenten der Spannung (v′ _ds,v′ _qs), des Stroms (i′ _ds, i′ _qs) und des Flusses (ψ′_dm, ψ′_qm) in Gleichung (1) sind in einem Bezugssystem definiert, das mit der Geschwindigkeit ω bezüglich des Stators der Maschine rotiert und mit einer Geschwindigkeit ω _s = (ω-ω _m) bezüglich des Rotors der Maschine.

Das Grundprinzip der feldorientierten Steuerung liegt darin, die Geschwindigkeit ω so zu wählen, daß die d-Achse des Bezugssystems definitionsgemäß immer mit ψ zusammenfällt, das daher zu ψ _dm wird, d. h. dem resultierenden Rotorflußvektor.

Als Folge dieser Zwangsbedingung ist der Wert c _qm, die Querkomponente, immer gleich Null.

Die Matrix der Gleichungen (1) wird daher

Aus der letzten Zeile in Matrix (2) läßt sich die folgende Gleichung ableiten:

Aus der dritten Reihe in Matrix (2) ergibt sich die folgende Gleichung:

Gleichung (4) zeigt an, daß der Rotorflux ψ _dm vollständig durch die Variable i _ds bestimmt wird, d. h. die Komponente des Statorstroms auf der d-Achse. Für einen konstanten Rotorflux ist p· ψ _dm gleich Null. Daher gilt ψ* = ψ _dm = Mi _ds, woraus sich ergibt, daß i _ds, die direkte Stromkomponente im Bezugssystem, eine Konstante ist.

Aus Gleichung (4) ergibt sich, da ψ _qm = 0 im Ausdruck für das Drehmoment ist

und für T ergibt sich:

Aus Gleichung (5) wird deutlich, daß das Drehmoment direkt zum Wert i _qs proportional ist, d. h. zur Querkomponente des Statorstroms im Bezugssystem. Die Proportionalitätskonstante hängt vom Pegel des Rotorflusses ab, der sich aufgrund der Wirkung von i _ds ergibt.

Aus dem Prinzip der feldorientierten Steuerung ergeben sich die folgenden praktischen Schlußfolgerungen:

a) eine Messung wird durchgeführt, um den Rotorflußvektor zu bestimmen, wobei diese Bestimmung laufend durchgeführt wird, um den Winkel ω des Bezugssystems zu definieren;
b) innerhalb dieses Bezugssystems werden die Komponenten (i _ds, i _qs) des Statorstroms längs der d- bzw. der q-Achse gemessen und in bezug auf die Fluß- und Drehmomentanforderungen gesteuert, und zwar eine entsprechend Gleichung (4) und die andere entsprechend Gleichung (5).

Ein weiterer Schritt gemäß einiger Steuerverfahren besteht darin, die Tatsache auszunutzen, daß mit den Gleichungen (3), (4) und (5) ausreichend Information zur Verfügung steht, um den Motor zu steuern, ohne den Rotorflux tatsächlich messen zu müssen.

Zu diesem Zweck wird eine Stellgröße T* für das Drehmoment und eine Stellgröße ψ* für den Fluß definiert. Dann wird aus Gleichung (5) i _qs* abgeleitet, nämlich

i _qs* = L₂/M _n × T*/c* (6)

während sich aus Gleichung (4) i _ds* ergibt:

i _ds* = 1/M (1 + p · T₂)ψ* (7)

Schließlich liefert Gleichung (3)

ω* = ω _m + M/T₂ i _qs*/ψ* (8)

Die Gleichungen (6), (7) und (8) bestimmen vollständig die momentanen Werte der Statorströme, die dem Motor zugeführt werden müssen, um das Drehmoment und den Fluß zu steuern und die gewünschten Werte T* und ψ* sicherzustellen. Die vorstehenden Überlegungen gehören zum Stand der Technik, in dem dieses Steuerverfahren in großem Umfang benutzt und gut verstanden ist. In einer praktischen Realisierung wird eine Regelschleife mit einem Wechselrichter als Leistungsverstärker aufgebaut, der unter dem Einfluß der Steuersignale die richtigen Steuerströme unmittelbar in die Statorwicklungen einspeist.

Ein wichtige Anforderung an rotierende elektrische Antriebe besteht in der Fähigkeit, das von der elektrischen Maschine erzeugte Drehmoment zu steuern. Unter der Voraussetzung, daß dieses Ziel mit zufriedenstellendem dynamischem Antwortverhalten durchgeführt werden kann, lassen sich Geschwindigkeits- und Positionssteuerungssysteme normalerweise ohne Schwierigkeit entwerfen. Der Induktionsmotor ist jedoch schwieriger zu steuern, da zwischen dem Drehmoment und den elektrischen Größen an den Zuführungsklemmen komplexe Beziehungen bestehen. Im Stand der Technik wurde eine Reihe von Vorschlägen gemacht, mit denen die erforderlichen Statorströme bestimmt werden können, die beim Anlegen an die Maschine ein effektives und zum Steuersignal proportionales Drehmoment erzeugen. Wie oben erwähnt, benutzen diese Vorschläge Regelschleifen mit negativer Stromrückkopplung, wobei die Regelschleifen durch die spannungsgesteuerten Stromversorgungen geschlossen sind. Die Verwendung von Stromregelschleifen kann aber in manchen Fällen unerwünscht oder sogar unpraktisch sein.

Im Gegensatz zu den im Stand der Technik beschriebenen Wegen schlägt die vorliegende Erfindung ein System vor, bei dem die an den Induktionsmotor angelegte Spannung direkt bestimmt werden kann, d. h. ohne daß es notwendig ist, die Anschlußströme des Motors zu messen und trotzdem auf dynamische Weise die Proportionalität zwischen dem Steuersignal und dem erzeugten Drehmoment aufrechzuerhalten.

Die vorliegende Erfindung beruht auf der Beobachtung, daß die oben angegebenen Gleichungen (3), (4) und (5) nicht nur vollständig definieren, welcher Statorstrom erforderlich ist, um das richtige Drehmoment und den richtigen Fluß zu erhalten, sondern daß sie auch zusammen mit den Matrixgleichungen (1) und (2) die Klemmenspannungen definieren, die an die Maschine angelegt werden müssen, um den genau gleichen Statorstrom zu erzeugen.

Auf den ersten Blick sind die Gleichungen für die Spannung, die sich aus der Matrix (1) oder (2) ableiten lassen, sehr komplex. Die vorliegende Erfindung hat jedoch erkannt, daß die Formeln sehr viel einfacher werden, wenn insbesondere die Bedingung eines konstanten Rotorflusses aufgestellt wird. Unter dieser Bedingung werden ψ _dm und i _ds Konstante, denen die Werte zugeordnet werden können:
ψ _dm = ψ* (9)

und

i _ds = ψ*/M (10)

Daher können Gleichung (3) und Gleichung (5) verglichen werden, um die Größen ω und i _qs in folgender Weise zu erhalten:
ω= ω _m + M/T₂ i _qs/ψ* i _qs= L₂/M _n × T*/ψ*.

Diese Werte können in die ersten beiden Reihen der Matrix (2) eingesetzt werden, so daß sich die folgenden Werte für die Spannungskomponenten ergeben:

wobei

Man entnimmt daraus, daß bei der Realisierung der Spannungssteuerung mit direkten und mit Querkomponenten entsprechend der Definition in den Gleichungen (11) und (12) die dort definierte Schlupffrequenz proportional zur Stellgröße des Drehmoments ist. Daher folgt das Drehmoment der Bezugsgröße T* genau wie im Fall der feldorientierten Verfahren des Standes der Technik, ohne daß es jedoch in diesem Fall nötig wäre, getrennte Vorrichtungen für die Stromsteuerung vorzusehen.

Die Gleichungen (11) und (12) definieren so die Klemmenspannung des Induktionsmotors. Wird der Motor mit einer spannungsgesteuerten Energieversorgung versehen, so sind die Spannungssteuerungssignale gemäß der Gleichungen proportional zum Drehmoment und erlauben es daher der Maschine ein Drehmoment zu erzeugen, das gleich der Stellgröße ψ* für das Drehmoment ist. Gleichung (12) enthält ein Glied mit einer Ableitung dω _s/dt, das direkt zur Stellgröße T* in Beziehung steht. Die Änderungsgeschwindigkeit der Stellgröße für das Drehmoment wird daher begrenzt, um zu vermeiden, daß zu hohe Anforderungen an die Spannung gestellt werden. Im Prinzip könnte eine derartige Begrenzung variabel und abhängig von dem Bereich der Spannungssteuerung gemacht werden, der an einem beliebigen Betriebspunkt für einen vorgegebenen Flußpegel zur Verfügung steht. In der Praxis stellt diese Grenze einen konstanten Wert dar, der für den gesamten Betriebsbereich geeignet ist. Außerdem ist eine solche Grenze sowohl für positive als auch negative Änderungen der Stellgröße für das Drehmoment gültig. Man hat festgestellt, daß eine derartige begrenzte Drehmomentstellgröße auch bei einem stromgesteuerten System erforderlich ist.

Fig. 1 zeigt als Beispiel eine Implementierung eines Steuersystems gemäß der Erfindung. Das Rückkoppelsignal R _m für die Position der Motorwelle wird auf Leitung 1 geliefert. Dies kann entweder direkt oder indirekt erfolgen, um die Geschwindigkeit der Welle zu bestimmen. Eine Schaltung DVC zur Erzeugung der Ableitung empfängt auf Leitung 2 nach dem Knotenpunkt J₂ das Signal auf Leitung 1, um auf Leitung 3 das tatsächliche Frequenzsignal ω _m der Welle abzugeben. Das Stellsignal T* für das Drehmoment auf Leitung 4 wird durch einen Begrenzer 5 geführt, der auf positive und negative Ausschläge ansprechen kann. Das auf Leitung 6 ausgegebene Signal durchläuft einen Skalierschaltkreis 7, der durch eine Konstante R₂/n ψ*² entsprechend Gleichung (13) definiert ist, um auf Leitung 8 am Knotenpunkt J₁ ein Steuersignal abzugeben, das die Schlupffrequenz ω _s darstellt. Nach Integration im Integrationsschaltkreis INT wird das Signal auf Leitung 9 vom Knotenpunkt J₁ auf Leitung 10 zur Winkelverschiebung R _s aufgrund der Schlupffrequenz ω _s. Eine Summierschaltung S 1 addiert die Werte R _m auf Leitung 1 und R _s auf Leitung 10, um auf Leitung 11 die Winkelverschiebung R der rotierende Welle abzugeben, die erforderlich ist, um dem Stellsignal T* zu entsprechen. R stellt die momentane Winkelposition des Bezugssystems im Induktionsmotor dar, d. h. der elektrische Winkel des Spannungseingangs zum Induktionsmotor.

Mit ω auf Leitung 8 und ω _m auf Leitung 3 berechnet ein digitaler Funktionsgenerator DFG gemäß Gleichungen (11) und (12) die direkten und indirekten mit dem Drehmomentstellsignal in Beziehung stehenden Spannungskomponenten v′ _ds, v′ _qs im Bezugssystem, das gemäß Winkel R auf Leitung 11 rotiert. Diese beiden Komponenten werden gemäß dem Stellsignal ψ*R/M für die Rotorflußamplitude auf Leitung 12 skaliert (multipliziert), das gemäß den obigen Auführungen eine Konstante darstellt. Somit ist v′ _ds, das von Schaltkreis DFG auf Leitung 13 ausgegeben wird, mit dem Multiplikator M₁ skaliert und v′ _qs auf Leitung 14 mit dem Multiplikator M₂. Die entsprechend skalierten Komponenten v _ds und v _qs erscheinen auf den Leitungen 16 und 15.

Die Transformation von einer rotierenden Bezugsquelle mit Winkel R, wie sie auf Leitung 11 erscheint, auf Koordinatenachsen, die bezüglich der Wicklung der Maschine fest sind, erfolgt durch eine Schaltung RAT zur Transformation der Rotationsachse gemäß der folgenden Beziehungen:

Die dritte Spannung v _b wird von den beiden anderen Spannungen v _a, v _c abgeleitet, da sie gemäß der folgenden Beziehung zu einem symmetrischen Drehstromsystem gehören:

v _b = -v _a-v _c.

Dies erfolgt ebenfalls innerhalb des Schaltkreises RAT.

Die drei so abgeleiteten Spannungssteuersignale v _a, v _b, v _c erscheinen auf den Leitungen 17, 18, 19.

Fig. 2 zeigt die Steuerung eines Induktionsmotors mit den Steuersignalen auf den Leitungen 17, 18, 19 als Implementierung in Form einer Impulsbreitenmodulationssteuerung (PWM) des Wechselrichters INV, der zwischen eine Gleichstromquelle mit den Anschlüssen TP und TN und drei Wechselstromphasen U, V, W geschaltet ist, die den Motor MT in Form eines Wechselstrommotorantriebs beaufschlagen. Der Wechselrichter hat drei Pole A, B, C, denen paarweise jeweils Thyristoren (TH₁, TH₄) (TH₃, TH₆) und (TH₅, TH₂) zwischen den Klemmen TA, TB mit entgegengesetzter Polarität zugeordnet sind. Bei Pol A beispielsweise wird die Steuerspannung v _a als Bezugswelle einem Vergleichsschaltkreis CMP zugeführt, der auf ein über Leitung 17′ ankommendes Dreieckswellensignal anspricht, das von einem Dreieckswellengenerator TWG abgegeben wird. Das impulsbreitenmodulierte Signal auf Leitung 22 wird von der Ausgangsleitung 20 eines analogen Vergleichsschaltkreises CMP abgeleitet und durchläuft dann einen digitalen Vergleichsschaltkreis 21. Ein Tastschaltkreis GC für den Thyristor (TH₁ oder TH₄) des Pols A wird durch das impulsbreitenmodulierte Signal auf Leitung 22 gesteuert. Als Folge davon werden durch die Leitungen AP oder AN die entgegengesetzten Thyristoren (TH₁ oder TH₄) in ihrer Leitfähigkeit gemäß der sinusförmigen Bezugswelle v _a auf Leitung 17 gesteuert, so daß eine Spannungswellenform für die Phase U erzeugt wird, die durch die Bezugwelle v _a definiert ist. Dieses Verfahren ist allgemein bekannt. Das gleiche gilt für das um 120° phasenverschobene Signal v _b und die Spannungsversorgung der Phase v sowie für die dritte Phase W mit dem Steuersignal v _c, die um weitere 120° phasenverschoben ist.

Fig. 3 zeigt die Betriebskurven der Schaltung von Fig. 1. Die erste dort wiedergegebene Kurve stellt T* dar, bei der auf den Anfangspegel T _i ein höherer Pegel T _{i +1} folgt und anschließend ein niederer Pegel T _{i +2}, der sowohl unter T _i als auch unter T _{i +1} liegt; die Übergangsgeschwindigkeiten (AB, CD) sind als begrenzt angenommen. Die letzte Kurve stellt das begefühlte Signal R _m für die Position der Motorwelle dar und wiederholt sich mit einer konstanten Geschwindigkeit als Funktion der Zeit zwischen 0 und 2π radian. Das Signal für die Schlupffrequenz auf Leitung 9 liefert nach Integration das Signal R _s auf Leitung 10, das sich nur langsam mit der Zeit ändert. Auf Leitung 11 erscheint (R _m + R _s) = R mit einem höheren Frequenzsignal zwischen den Zeitpunkten t _{i +1} und t _i +2 und dann mit einer Frequenz, die nach dem Zeitpunkt t _{i +2} kleiner ist als vor dem Zeitpunkt t _{i +1}.

Die entstehenden Spannungen v _a, v _b, v _c sind so dargestellt, wie sie von der Schaltung RAT auf den Leitungen 17, 18 und 19 ausgegeben werden. Neben der eben besprochenen Frequenzänderung stellt man fest, daß sich sowohl die Amplitude als auch die Phase dieser Signale ändert, wie es für W _s zu den Zeiten nach AB und nach CD dargestellt ist.

Das Steuerverfahren und die Steuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet also nur die Rückkopplung der Wellenposition und liefert trotzdem ein dynamisches Drehmomentverhalten, das proportional zum Bezugssignal T* auf Leitung 4 ist. Es handelt sich hier um eine offene Steuerschleife auf der Grundlage vorheriger Kenntnis der Motorparameter, die wie in jedem beliebigen "Beobachter"-Verfahren so gut ist wie die verwendeten Charakteristiken und Konstanten. Es handelt sich um einen (offenen) Steuerkreis im Sinn der Vektorsteuerverfahren, die im Stand der Technik bekannt sind. Das hier beschriebene Steuersystem ist in der Lage, die momentanen Spannungen zu definieren, die an einen Drehstrom-Induktionsmotor angelegt werden müssen, um ein Drehmomentsteuersignal sowohl unter statischen als auch unter dynamischen Bedingungen zu befriedigen.

Claims

1. Steuersystem für einen Induktionsmotor mit einer gesteuerten Wechselspannungsversorgung (17, 18, 19), die eine als Funktion einer Stellgröße (4) für das Motordrehmoment gesteuerte Wechselspannung an den Induktionsmotor anlegt, gekennzeichnet durch:
erste Vorrichtungen (1, S 1) zur Erzeugung eines Signals 11), das die Position der Motorwelle darstellt;
zweite Vorrichtungen (4, 5, 7, 8), die auf ein vorbestimmtes Stellsignal (4) für das Drehmoment ansprechen, um ein Signal (8) abzugeben, das die Schlupffrequenz darstellt;
dritte Vorrichtungen (9, INT, 10, 1, S 1), die auf die ersten und zweiten Vorrichtungen ansprechen, um für den Motor ein Signal zu erzeugen, das einen Drehwinkel R für ein Bezugssystem darstellt;
Vorrichtungen (DFG), die auf das Signal für die Position der Motorwelle und auf das Signal für die Schlupffrequenz ansprechen, um ein direktes Spannungssignal (13) und ein Querspannungssignal (14) abzugeben, die in Bezug auf das Bezugssystem definiert sind;
Vorrichtungen (RAT), die auf das Signal (11) für den Drehwinkel des Bezugssystems und auf das direkte und das Querspannungssignal (15, 16) ansprechen, um für die Wechselstromversorgung Signale (17, 18, 19) zu erzeugen, die Wechselspannungen darstellen;
wobei die Vorrichtungen zur Erzeugung der direkten Spannungssignale und der Querspannungssignale ein direktes Spannungsignal v _ds gemäß der Beziehung erzeugen: mit:ω= elektrische Winkelgeschwindigkeit des Bezugssystems;ω _m= elektrische Winkelgeschwindigkeit der Motorwelle;R₁= Statorwiderstand pro Phase; R₂= Rotorwiderstand pro Phase; L₁= Drehstrom-Stator-Selbstinduktivität; L₂= Drehstrom-Rotor-Selbstinduktivität M= Drehstrom-Stator/Rotor-Gegeninduktivität; ω _s= Schlupffrequenz; σ= (1-M²/l₁L₂); T₂= L₂/R₂; T₁= L₁/R₁; n= Anzahl der Polpaare der Maschine; und p ^.= d/dt;wobei zwischen dem vorbestimmten Stellsignal für das Drehmoment und den zweiten Vorrichtungen Vorrichtungen enthalten sind, die die Änderungsgeschwindigkeit des Stellsignals für das Drehmoment auf einen maximalen Wert begrenzen; und bei dem die Wechselspannungsversorgung durch die Signale gesteuert wird, die Wechselspannungen darstellen, so daß dynamisch ein Drehmoment erzeugt wird, das proportional zum vorbestimmten Stellsignal für das Drehmoment ist, wenn sich das Stellsignal für das Drehmoment ändert, ohne daß die maximale Änderungsgeschwindigkeit überschritten wird.

2. Steuersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtungen zur Erzeugung der Signale für den Drehwinkel und der Wechselspannungen auch auf ein Stellsignal für die Rotorflußamplitude ansprechen, das gleich ψ* R₁/M ist.

3. Steuersystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Vorrichtungen ein die Schlupffrequenz darstellendes Signal gemäß der Formel erzeugen, wobei ψ* ein vorbestimmter Wert für den Rotorfluß darstellt und T* das Stellsignal für das Drehmoment ist.

4. Steuersystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die direkte Komponente des Rotorflusses ψ _dm = c* ist und daß die Querkomponente des Rotorflusses ψ _qm = 0 ist.