DE3600661C2

DE3600661C2 -

Info

Publication number: DE3600661C2
Application number: DE3600661A
Authority: DE
Inventors: Masato Amagasaki Hyogo Jp Koyama
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1985-02-05
Filing date: 1986-01-09
Publication date: 1990-12-13
Also published as: JPS61180592A; DE3600661A1; US4780658A

Description

Die Erfindung betrifft ein Steuersystem für einen Asynchronmotor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Es wird das Drehmoment des Motors über dessen Strom und Frequenz gesteuert.

Fig. 1 zeigt ein bekanntes Steuersystem für einen Asynchronmotor. Es sind dort dargestellt: ein Asynchronmotor 1, ein Tachogenerator 2 zur Erfassung der Drehgeschwindigkeit des Asynchronmotors, Strommesser 3 zur Erfassung des Primärstroms (Ständerstrom) des Asynchronmotors 1, ein Frequenzumrichter 4 zum Antrieb des Asynchronmotors 1, einen Drehmomentsollwertgeber 5 zur Erzeugung eines Drehmomentsollwertes T_M*, einen Sollwertgeber für die drehmomentbildende Stromkomponente 6 zum Empfang des Drehmomentsollwertes T_M* und zur Erzeugung eines Sollwertes für die drehmomentbildende Stromkomponente I_τ* mit einer vorgegebenen Beziehung zwischen diesen, einen Sollwertgeber 7 zur Erzeugung eines Sekundärsollwertes für den sekundären Magnetfluß Φ₂*, einen Sollwertgeber für die feldbildende Stromkomponente 8 zum Empfang des Sekundärmagnetflußsollwertes Φ₂* und zur Erzeugung eines Sollwertes für die feldbildende Stromkomponente I_E* mit einer vorgegebenen Beziehung zwischen diesen, eine Stromvektorrechenschaltung 9 zum Empfang des Sollwertes der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ* und der feldbildenden Stromkomponente I_E* und zur Erzeugung eines Sollwertes für die Primärstromamplitude |I_l*|, eines Phasensollwertes R_τ* und eines Sollwertes für die Schlußwinkelfrequenz ω_s*, die wie nachfolgend angegeben berechnet und dem Asynchronmotor 1 zugeführt werden, eine Schaltung zur Erzeugung eines Stromsollwertes 10 zum Empfang der Ausgangssignale der Stromvektorrechenschaltung 9 und der Drehgeschwindigkeit ω_r vom Tachogenerator 2 und zur Berechnung von dem Asynchronmotor 1 zugeleiteten Primärstromsollwerten, und eine Stromsteuerschaltung 11 zum Empfang der Ausgangssignale der Schaltung zur Erzeugung des Stromsollwertes 10 und der Strommesser 3 und zur Erzeugung von dem Leistungs-Wandler 4 variabler Frequenz zugeführten Steuersignalen.

Die Stromvektorrechenschaltung 9 enthält die Schaltkreise 91 bis 93 und führt die folgenden Rechenoperationen durch:

worin T₂ = L₂/R₂, die Läuferzeitkonstante, R₂ und L₂ den Widerstand und die Induktivität der Läuferwicklung (Sekundärwicklung), des Asynchronmotors 1 bedeuten.

Zur Erzeugung der Primärstromsollwerte (Ständerstromsollwerte) i_us* und i_vs*, die der Phasenwicklung u bzw. der Phasenwicklung v des Asynchronmotors 1 zugeführt werden, werden in der Schaltung zur Erzeugung des Stromsollwertes 10 die folgenden Operationen durchgeführt:

worin ω₀ = ω_r + ω_s* (5)

In der Stromsteuerschaltung 11 werden die Primärstromsollwerte i_us* und i_vs* mit den tatsächlichen, von den Strommessern 3 gemessenen Primärströmen i_us und i_vs verglichen derart daß die Wellenformen der Stromsollwerte mit denen der tatsächlichen Primärströme übereinstimmen, und dann werden die Steuersignale an den Leistungs-Wandler 4 weitergeleitet.

Zur gleichen Zeit können bezügllich des durch die Phasenwicklung w fließenden Primärstroms der Primärstromsollwert i_ws* und der tatsächliche Primärstrom i_ws gemäß den folgenden Gleichungen bestimmt werden:

i_ws* = -(i_us* + i_vs*) (6)

i_ws = -(i_us + i_vs) (7)

Der Primärstrom i_ws wird dann in der gleichen Weise gesteuert wie die Primärströme i_us und i_vs.

Ein Steuersystem, in dem die Primärstromsollwerte i_us*, i_vs* und i_ws* gemäß den vorstehenden Gleichungen (1) bis (6) berechnet und die tatsächlichen Primärströme i_us, i_vs und i_ws so gesteuert werden, daß sie mit den zugeordneten Sollwerten übereinstimmen, kann grundsätzlich als nach dem "Vektorsteuerverfahren" arbeitend bezeichnet werden. Bei diesem Verfahren ist es unter der Annahme, daß der Sollwert der feldbildenden Stromkomponente I_E* unverändert ist, bekannt, daß sich das Drehmoment des Asynchronmotors 1 entsprechend dem Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ* ändert, und der Asynchronmotors kann daher stabiler und mit einer relativ hohen Ansprechgeschwindigkeit gesteuert werden.

Bei diesem Steuersystem sind, wie sich aus Gleichung (3) ergibt, die die Motorparameter bildenden Werte für den Widerstand R₂ und die Induktivität L₂ der Sekundärwicklung, erforderlich, um dem Primärstromsollwert zu verarbeiten. Da der Widerstand R₂ der Sekundärwicklung dem Einfluß der Temperatur unterliegt, kann, wenn einer der Werte R₂, T₂ = L₂/R₂ in der Stromvektorrechenschaltung 9 auf einen bestimmten Wert festgelegt ist, die Linearität zwischen Drehmoment und Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ* beeinträchtigt sein, was zu einer fehlerhaften Berechnung des Schlupfes w_s* und damit der Ständerfrequenz w₀* und der Orientierung des Stromvektors führt.

Ein Schaltkreis, der temperaturbedingte Änderungen des Widerstands R₂ der Sekundärwicklung kompensiert, ist in Fig. 2 gezeigt. Der Kompensationsschaltkreis ist im einzelnen in der Veröffentlichung "IEEE Trsns. IA Vol IA-16, No. 2, S. 173-178, 1980", die dem Oberbegriff des Anspruchs 1 zugrundeliegt, offenbart.

Fig. 2 zeigt eine erste Rechenschaltung 12 zum Empfang der Primärspannungen ν_us und ν_vs und der Primärströme i_us und i_vs des Asynchronmotors 1 und zur Erzeugung einer Funktion F₀ mit der Dimension einer elektrischen Leistung die in nachstehender Weise berechnet wird und die mit der im Asynchronmotor 1 verbrauchten Blindleistung in Beziehung steht, eine zweite Rechenschaltung 13 zum Empfang des Sekundärflußsollwertes Φ₂*, des Sollwerts der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ*, des Schlupfwinkelfrequenzsollwertes ω_s* und der Drehgeschwindigkeit ω_r des Asynchronmotors und zur Berechnung einer Funktion F₀*, die in nachstehender Weise berechnet wird und die der Funktion F₀ entspricht, und eine Kompensationsschaltung 14.

Die Operationsgleichungen und das Kompensationsverfahren für die Funktionen (elektrischen Leistungen) F₀ und F₀* werden im folgenden erläutert.

Es sei bemerkt, daß die Motorparameter in den Steuerschaltungen, wie z. B. in der Stromvektorrechenschaltung 9, für den Asynchronmotor 1 mit einem Sternchen markiert sind (z. B. R₂*).

Wie bekannt ist, lauten die Spannungsgleichungen für den Stator bzw. die Primärseite des Asynchronmotors im d-q-Koordinatensystem wie folgt:

worin ν_ds und ν_qs die Komponenten der Primärspannung in Richtung der d-Achse bzw. der q-Achse, i_ds und i_qs die Komponenten des Primärstroms in Richtung der d-Achse bzw. der q-Achse, Φ_2d und Φ_2q die Komponenten des Sekundärflusses in Richtung der d-Achse bzw. der q-Achse, P = einen Differentialoperator, sowie R₁, L₁, M und L₂ den Widerstand der Primärwicklung, die Induktivität der Primärwicklung, die Gegeninduktivität der Primär- und Sekundärwicklungen und die Induktivität der Sekundärwicklung des Asynchronmotors darstellen.

Zusätzlich ist ein Streukoeffizient σ durch folgende Beziehung gegeben:

Unter Verwendung der Gleichung (8) erhält man für die Blindleistung Q folgende Beziehung:

Andererseits können in bekannter Weise, wenn die Primärströme des Asynchronmotors in Übereinstimmung mit den Gleichungen (1) bis (6) gesteuert werden, die folgenden Beziehungen erhalten werden:

worin i_ds*, i_qs*, Φ_2d* und Φ_2q* die Sollwerte von i_ds, i_qs, Φ_2d und Φ_2q darstellen und ω₀ durch die Gleichung (5) gegeben ist.

Es ist festzustellen, daß die Gleichung (11) durch Eliminieren der Primärstromsollwerte i_us* und i_vs* aus den Gleichungen (1) bis (4) und der nachfolgenden Gleichung (16) erhalten werden kann.

Unter Verwendung der Gleichungen (11) und (12) erhält man:

Aus der Gleichung (10) erhält man die folgende, der Gleichung (13) entsprechende Gleichung:

Die Gleichung (14) wird nicht beeinflußt durch Temperaturänderungen des Widerstands R₂ der Sekundärwicklung und kann ohne Schwierigkeit unter Verwendung der Primärspannungen und der Primärströme des Asynchronmotors berechnet werden, da sie den Widerstand R₂ nicht enthält.

Die Ausdrücke I_E*, I_τ* und Φ₂* sind jedoch Sollwerte. Dies bedeutet, daß wenn der Wert R₂* nicht mit dem tatsächlichen Wert R₂ übereinstimmt, der Erregungsstrom I_E, der Drehmomentstrom I_τ und der Sekundärfluß Φ₂ nicht mit ihren entsprechenden Sollwerten übereinstimmen.

Es besteht somit eine Abweichung zwischen dem nach Gleichung (13) berechneten Wert und den nach Gleichung (14) berechneten Wert. Der Sollwert R₂* bzw. T₂* in der Stromvektorrechenschaltung 9 kann somit so korrigiert werden, daß die Abweichung zu null wird. Bei der Schaltung nach Fig. 2 wird der Wert T₂* nach diesem Prinzip korrigiert.

Die Beziehungen zwischen den Komponenten ν_ds und ν_qs, der Primärspannung in Richtung der d-Achse und der q-Achse, den Primärspannungen ν_us und ν_vs und den Komponenten i_ds und i_qs des Primärstroms in Richtung der d-Achse und der q-Achse sind bekanntermaßen wie folgt:

Durch Einsetzen der Gleichungen (15) und (16) auf der rechten Seite der Gleichung (14) und Eliminieren der Komponenten ν_ds und ν_qs der Primärspannung in Richtung der d-Achse und der q-Achse sowie der Komponenten i_ds und i_qs des Primärstroms in Richtung der d-Achse und der q-Achse wird die Operationsgleichung für die elektrische Leistung F₀ wie folgt erhalten:

Aus der rechten Seite der Gleichung (13) ergibt sich die Operationsgleichung für die elektrische Leistung F₀* wie folgt:

Die Arbeitsweise der Kompensationsschaltung nach Fig. 2 wird nachfolgend erläutert.

Zunächst werden die elektrischen Leistungen F₀ und F₀* als Ausgangssignale der ersten und zweiten Rechenschaltung (Leistungsrechenschaltung) 12 bzw. 13 durch Berechnung gemäß Gleichungen (17) und (18) gebildet.

Danach wird durch eine Subtraktionsschaltung 141 eine Abweichung ΔF₀ zwischen den beiden elektrischen Leistungen F₀* und F₀ ausgegeben, die in einer Integrationsschaltung 142 integriert wird zur Erzeugung eines Korrekturwertes ΔT₂* für einen konstanten Einstellwert T₂*. Der Korrekturwert ΔT₂* und ein vorgegebener Wert T₂₀* für den Einstellwert T₂* werden durch eine Addierschaltung 143 addiert, um den korrigierten Einstellwert T₂* zu erhalten.

Als Ergebnis wird bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 der Wert T₂* in der Stromvektorrechenschaltung 9 korrigiert und dadurch kann die Linearität zwischen dem Sollwert der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ* und dem Drehmoment aufrechterhalten werden, selbst wenn durch eine Temperaturänderung eine Änderung des Widerstands R₂ der Sekundärwicklung bewirkt werden sollte.

Bei dem vorstehend beschriebenen bekannten Steuersystem für einen Asynchronmotor wird während des Betriebs der Wert des Widerstands der Sekundärwicklung in der Steuerschaltung des Asynchronmotors hinsichtlich seiner temperaturbedingten Änderungen kompensiert und die Sollwerte der feldbildenden Stromkomponente I_E*, der drehmomentbildenden Stromkomponente I_τ* und des Flusses Φ₂* werden zur Berechnung der in der Kompensationsschaltung verwendeten elektrischen Leistung F₀* benutzt.

Aufgrund der Abweichung zwischen den tatsächlichen Werten und den Sollwerten kann es unmöglich sein, aus den Sollwerten für die feldbildende Stromkomponente I_E und die drehmomentbildende Stromkomponente I_τ einen korrekten Wert für F₀ zu berechnen. In diesem Fall bewirkt jede Abweichung zwischen den elektrischen Leistungen F₀* und F₀ eine falsche Kompensation durch die Kompensationsschaltung.

Aus der DE-OS 30 34 251 ist bereits ein Steuersystem für einen Asynchronmotor mit feldorientierter Regelung bekannt. Die Flußerfassung wird hierbei mit Hilfe einer Rechenmodellschaltung durchgeführt, die von den Ständerströmen und dem Läuferstellungswinkel ausgeht und die Vorgänge im Motor, die zur Ausbildung des Flußes führen, elektrisch nachbildet. Hierzu ist die exakte Kenntnis des Läuferwiderstandes erforderlich, der jedoch stark temperaturabhängig ist. In der Modellschaltung wird daher eine charakteristische Betriebsgröße - Fluß oder EMK - aus den gemessenen Strömen und der gemessenen Läufergeschwindigkeit als Eingangsgrößen berechnet und zum Abgleich des Läuferwiderstands verwendet.

Ausgehend von dem anhand der Fig. 1 und 2 erläuterten Stand der Technik ist es daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Steuersystem für einen Asynchronmotor zu schaffen, das unbeeinflußt von Begrenzungen in der Regelstrecke, welche bei Regelschaltungen immer, z. B. durch dynamische Regelabweichungen oder durch Begrenzungen im Regler oder im Frequenzwandler, auftreten und durch Temperaturänderungen verursachte Änderungen des Widerstands der Sekundärwicklung richtig kompensiert.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einem Steuersystem nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.

Durch die erfindungsgemäße Modellschaltung wird eine sehr genaue Steuerung des Asynchronmotors ermöglicht, wobei Temperatureinflüsse ausgeschaltet werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines bekannten Steuersystems für einen Asynchronmotor;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer bekannten Schaltung zur Kompension von temperaturbedingten Änderungen des Widerstands der Sekundärwicklung des Asynchronmotors;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Steuersystems für einen Asynchronmotor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 eine Modellschaltung (Leistungsannahmeschaltung) für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3;

Fig. 5 und 6 zwei Stromvektorrechenschaltungen für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3;

Fig. 7 und 8 zwei Schaltungen zur Erzeugung eines Stromsollwertes für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3;

Fig. 9 und 10 Blockschaltbilder zweier Frequenzwandler für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3;

Fig. 11 und 12 zwei Stromsteuerschaltungen für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3; und

Fig. 13 eine Rechenschaltung zur Ermittlung der Funktion F₀ (Leistungsrechenschaltung) für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 3.

Bei dem Blockschaltbild nach Fig. 3 werden die gleichen Bezugszeichen verwendet wie in den Fig. 1 und 2. Weiterhin sind ein Drehmomentsollwertgeber bzw. Sollwertgeber für die drehmomentbildende Stromkomponente 15, ein Sekundärflußsollwertgeber 16, eine Stromvektorrechenschaltung 17 entsprechend der Schaltung 9 in Fig. 1, eine Schaltung zur Erzeugung des Stromsollwertes 18 entsprechend der Schaltung 10 in Fig. 1, eine Stromsteuerschaltung 19 entsprechend der Schaltung 11 in Fig. 11, ein Frequenz-Wandler 20 mit einer Mehrzahl von Halbleiter-Schaltelementen, die zwischen eine (nicht gezeigte) Spannungsquelle und den Asynchronmotor 1 geschaltet sind, als Zwischenkreisumrichter oder Direktumrichter sein kann, eine Rechenschaltung zur Ermittlung einer Funktion F₀ (Leistungsrechenschaltung) 21 entsprechend der Schaltung 12 in Fig. 2, und eine Modellschaltung (Leistungsannahmeschaltung) 22 gezeigt.

Bevor die Erläuterung hinsichtlich der Ausbildung der Leistungsannahmeschaltung 22 gemäß Fig. 3 erfolgt, soll zunächst das Berechnungsprinzip näher erklärt werden.

Wie bekannt ist, lauten die Spannungsgleichungen für den Rotor bzw. die Sekundärseite eines Asynchronmotors im Koordinatensystem des Stators (d-q-Achsen) wie folgt:

Um die Gleichungen (19) in ein Polarkoordinatensystem zu transformieren, das mit einer Winkelgeschwindigkeit ω₀ rotiert und das als ein d^e-q^e-Koordinatensystem definiert ist, werden die folgenden Rotationskoordinatenbeziehungen verwendet:

wobei

R₀ = ∫ω₀dt. (22)

Durch Einsetzen der Gleichungen (20) und (21) in die Gleichungen (19) zur Eliminierung der Ausdrücke i_ds, i_qs, Φ_2d und Φ_2q erhält man die Gleichungen:

(R₂ + PL₂) Φ_2d ^e - MR₂i_ds ^e - L₂ (ω₀ - ω_r) Φ_2q ^e = 0 (23)

(R₂ + PL₂) Φ_2q ^e - MR₂i_q ^e + L₂ (ω₀ - ω_r) Φ_2d ^e = 0 (24)

Das d^e-g^e-Koordinatensystem wird so gelegt, daß Φ_2q ^e = 0 ist. Wenn Φ_2d ^e = 0 in die Gleichungen (23) und (24) eingesetzt wird, dann ergibt sich aus Gleichung (23):

und aus Gleichung (24):

wobei T₂ = L₂/R₂.

Es ist aus der Gleichung (26) ersichtlich, daß ω_r, i_qs ^e und Φ_2d ^e erforderlich sind, um die Winkelgeschwindigkeit ω₀ zu erhalten, und aus der Gleichung (25), daß der Sekundärfluß Φ_2d ^e allein durch i_ds ^e vorgegeben ist.

Die feldbildende Stromkomponente i_ds ^e und die drehmomentbildende Stromkomponente i_qs ^e können aus den Komponenten i_ds bzw. i_qs des Primärstroms in Richtung der d-Achse und der q-Achse entsprechend den folgenden Transformationsgleichungen erhalten werden (die die umgekehrten Transformationen der Gleichungen (20) darstellen):

worin i_ds und i_qs aus den Primärströmen i_us bzw. i_vs des Asynchronmotors gemäß Gleichung (16) erhalten werden können.

Der Sekundärfluß Φ_2d ^e, die feldbildende Stromkomponente i_ds ^e und die drehmomentbildende Stromkomponente i_qs können damit aus dem Primärstrom i_us des Asynchronmotors und der Drehgeschwindigkeit ω_r berechnet werden.

Unter Verwendung der Ausdrücke Φ_2d ^e, i_ds ^e und i_qs ^e kann eine Funktion mit der Dimension einer elektrischen Leistung ₀ gemäß Gleichung (18) wie folgt definiert werden:

Wie sich aus den Gleichungen (25) bis (27) ergibt, werden die Induktivität L₂ der Sekundärwicklung, die Gegeninduktivität M der Primär- und der Sekundärwicklung und der Widerstand R₂ der Sekundärwicklung in der Gleichung für die Berechnung der elektrischen Leistung ₀ als Motorparameter des Asynchronmotors verwendet. Es ist daher ersichtlich, daß der Wert der elektrischen Leistung ₀ durch von Temperaturänderungen abhängige Änderungen des Widerstands R₂ der Sekundärwicklung beeinflußt wird.

Fig. 4 zeigt ein Beispiel für die Leistungsannahmeschaltung 22 gemäß Fig. 3. Fig. 4 enthält Koeffizienten-Multiplizierschaltungen 2200, 2201, 2202, 2210, 2211 und 2227, Addierschaltungen 2203, 2209 und 2217, Subtraktionsschaltungen 2208, 2212 und 2226, D/A-Wandler 2204, 2205, 2206 und 2207, die jeweils auch eine multiplizierende Funktion haben, Divisionsschaltungen 2214, 2215 und 2216, Multiplizierschaltungen 2222, 2223 und 2225, einen Integrator 2213, einen Differentiator 2224, einen Spannungs-/ Frequenz-Wandler 2218, einen Zähler 2219 sowie Festwertspeicher 2220 und 2221.

Im folgenden wird die Funktion der Schaltung in Fig. 4 erläutert.

Zunächst werden die Komponenten i_ds und i_qs des Primärstroms in Richtung der d-Achse und der q-Achse, die gemäß Gleichung (16) bestimmt werden, von der Koeffizienten-Multiplizierschaltung 2220 und der Addierschaltung 2203 ausgegeben.

Sodann wird, um die Berechnung gemäß Gleichung (27) durchzuführen, das sinusförmige Signal sin Φ₀, welches aus dem Festwertspeicher 2220 ausgelesen wurde, jeweils den D/A-Wandlern 2204 und 2207 zugeführt und im D/A-Wandler 2204 mit i_ds und im D/A-Wandler 2207 mit i_qs multipliziert, während des Signal cos R₀, welches aus dem Festwertspeicher 2221 ausgelesen wurde, jeweils den D/A-Wandlern 2205 und 2206 zugeführt und im D/A-Wandler 2205 mit i_qs und im D/A-Wandler 2206 mit i_ds multipliziert wird. Die Ausgangssignale der D/A-Wandler 2204 und 2205 werden der Subtraktionsschaltung 2208 eingegeben und es wird in dieser die drehmomentbildende Stromkomponente i_qs ^e erzeugt, während die Ausgangssignale der D/A-Wandler 2206 und 2207 zur Additionsschaltung 2209 geführt und in dieser zur feldbildenden Stromkomponente i_ds ^e addiert werden.

Um den Sekundärfluß Φ_2d ^e aus der feldbildenden Stromkomponente i_ds ^e zu erhalten, wird als nächstes die Berechnung gemäß Gleichung (25) mit Hilfe der Koeffizienten-Multiplizierschaltung 2211, der Subtraktionsschaltung 2212, des Integrators 2213 und der Divisionsschaltung 2214 durchgeführt.

Zusätzlich werden die feldbildende Stromkomponente i_qs ^e und der Sekundärfluß Φ_2d ^e, die von der Subtraktionsschaltung 2208 bzw. dem Integrator 2213 ausgegeben werden, in der Koeffizienten- Multiplizierschaltung 2210 und den Divisionsschaltungen 2215 und 2216 verarbeitet, so daß die Größe

von der Divisionsschaltung 2216 ausgegeben wird und damit die Berechnung gemäß Gleichung (26) vollständig von der Addierschaltung 2217 durchgeführt werden kann, indem die Drehgeschwindigkeit ω_r des Asynchronmotors zu der Größe

addiert und so die Winkelgeschwindigkeit ω₀ erhalten wird.

Schließlich wird die Winkelgeschwindigkeit ω₀ in den Spannungs-/Frequenz-Wandler 2218 eingegeben, welcher eine Impulsreihe mit einer der Winkelgeschwindigkeit ω₀ proportionalen Frequenz ausgibt. Diese Impulsreihe wird vom Zähler 2219 gezählt, um den Phasenwinkel R₀ des d^e-q^e-Koordinatensystems gemäß Gleichung (20-22) zu erhalten.

Wenn somit die Festwertspeicher 2220 und 2221, in denen die Werte für die Signale sin R₀ und cos R₀ gespeichert sind, durch das Ausgangssignal des Zählers 2219 adressiert werden, werden die Digitalwerte der Signale sin R₀ und cos R₀ aus diesen ausgegeben.

Mit Hilfe der vorbeschriebenen Operationen können somit der Sekundärfluß Φ_2d ^e, die feldbildende Stromkomponente i_ds ^e, die drehmomentbildende Stromkomponente i_qs ^e und die Winkelgeschwindigkeit ω₀, die alle für die Berechnung der elektrischen Leistung ₀ erforderlich sind, ermittelt werden. Die elektrische Leistung ₀ kann daher gemäß Gleichung (28) mit Hilfe der Subtraktionsschaltung 2226 und der Koeffizienten-Multiplizierschaltung 2227 bestimmt werden, da die Größe ω₀i_ds ^e Φ_2d ^e in dieser Gleichung durch die Multiplizierschaltungen 2222 und 2223 und die Größe i_qs ^ePΦ_2d ^e durch den Differentiator 2224 und die Multiplizierschaltung 2225 berechnet werden.

In Fig. 5 ist ein Beispiel einer Stromvektorrechenschaltung 17 gemäß Fig. 3 dargestellt. Die Berechnung nach Gleichung (1) wird durch zwei Multiplizierschaltungen 170 und 172, eine Addierschaltung 173 und einen Funktionsgenerator für die Wurzelfunktion 174 durchgeführt, um die Amplitude |I_l*| des Primärstromsollwerts zu erhalten.

Der Wert I_τ*/I_E*, der in einer Divisionsschaltung 171 berechnet wird, wird einem Funktionsgenerator 175 für die arc-tan-Funktion eingegeben, der den Phasensollwert R_τ* gemäß Gleichung (2) ausgibt. Der Quotient bzw. das Ausgangssignal der Divisionsschaltung 171 wird auch einer Divisionsschaltung 176 zugeführt, welche das Quotientensignal der Divisionsschaltung 171 durch den numerischen konstanten Einstellwert T₂* dividiert und den Schlupfsollwert ω_s* aus Gleichung (3) ausgibt. Der Differentialwert ω_τ* des Phasensollwerts R_τ* wird von einem Differentiator 177 ausgegeben, der an den Ausgang des Funktionsgenerators 175 angeschlossen ist. Alternativ kann das Integral R_s* des Schlupfsollwertes ω_s*, d. h. der Schlupfwinkelsollwert von einem Integrator 178 ausgegeben werden, der an den Ausgang der Divisionsschaltung 176 angeschlossen ist.

Fig. 6 zeigt ein anderes Beispiel der Stromvektorrechenschaltung 17 nach Fig. 3. Der Berechnungsteil für den Schlupfwinkelfrequenzsollwert ω_s* ist der gleiche wie in Fig. 5. Die Sollwerte der feldbildenden Stromkomponente I_E* und der drehmomentbildenden Stromkomponente werden I_τ* direkt ausgegeben, ohne eine Berechnung der Stromamplitude |I_l*| oder des Phasensollwerts R_τ*.

Fig. 7 zeigt eine Schaltung 18 gemäß Fig. 3, in der die momentanen Dreiphasen-Primärstromsollwerte i_us*, i_vs* und i_ws* unter Verwendung der Gleichung (4) berechnet werden.

Wie sich aus Fig. 7 ergibt, werden der Differentialwert ω_t*, der Schlupfsollwert ω_s* und die Drehwinkelfrequenz ω_r des Asynchronmotors in einer Addierschaltung 180 addiert, deren Ausgangssignal einem Spannungs-/Frequenz-Wandler 181 eingegeben wird, um eine Impulsreihe zu erhalten, deren Frequenz der Größe ω_r + ω_s* + ω_τ* proportional ist. Die Impulsreihe wird von einem Zähler 182 gezählt, der den Phasenwinkel [(ω_r + ω_s*) t + R_τ*] als digitale Größe ausgibt.

Die Ausgangssignale des Zählers 182 dienen zur Adressierung von Festwertspeichern 183 und 184, in denen die Werte cos (ω₀t + R_τ*) bzw. cos (ω₀t + R_τ* - 2/3 π) gespeichert sind, wobei ω₀ = ω_r + ω_s*. Die die sinusförmigen Signale cos (ω₀t + R_τ*) und cos (ω₀t + R_τ* - 2/3 π) darstellenden digitalen Werte, die aus den Festwertspeichern 183 bzw. 184 ausgelesen werden, werden zugeordneten D/A-Wandlern 185 und 186 zugeführt, und in diesen mit dem ebenfalls den D/A-Wandlern 185 und 186 zugeführten Primärstromamplitudensollwert |I_l*| multipliziert, so daß die Primärstromsollwerte i_us* und i_vs* aus diesen ausgegeben werden. Der Primärstromsollwert i_ws* wid von einer Addierschaltung 187 ausgegeben, welche die Primärstromsollwerte i_us* und i_vs* empfängt und eine Brechnung entsprechend Gleichung (6) durchführt.

Aus Fig. 8 ist ein anderes Beispiel der Schaltung zur Erzeugung des Stromsollwertes 18 nach Fig. 3 ersichtlich. Der Primärstromphasensollwert R_l* und der Amplitudensollwert |I_l*| werden in der Schaltung 18 erzeugt, in der die Phasenbefehle R_τ* und R_s* und der Drehwinkel R_r des Asynchronmotors in einer Addierschaltung 189 addiert werden zur Bildung des Primärstromphasensollwertes R_l*.

Der Drehwinkel R_r wird durch Integration der Drehgeschwindigkeit ω_r in einem Integrator 188 erzeugt, oder er kann direkt durch Verwendung beispielsweise eines Tachogenerators 2 erfaßt werden.

In Fig. 9 ist ein Beispiel für den Frequenz- Wandler 20 gemäß Fig. 3 dargestellt. Es sind eine Dreiphasen-Wechselspannungsquelle 23, ein Gleichrichter 201, ein Wechselrichter 202 und eine Gleichstromdrossel 203 gezeigt. Die Amplitude des dem Asynchronmotor 1 zugeführten Primärstroms wird durch den Gleichrichter 201 und der Phasenwinkel des Primärstroms wird durch den Wechselrichter 202 gesteuert.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Beispiel des Frequenz- Wandlers 20 nach Fig. 3, bei dem eine Gleichspannungsquelle 24 und ein transistorbestückter Pulswechselrichter 204 vorgesehen sind.

Fig. 11 stellt ein Beispiel für die Stromsteuerschaltung 19 in Fig. 3 dar, die entsprechend angepaßt werden kann, um den Primärstrom des Asynchronmotors 1 mittels des Frequenz- Wandlers 20 gemäß Fig. 9 zu steuern. Wie Fig. 11 zeigt, werden die Amplitude |I_l| des Primärstroms, d. h. der durch die Gleichstromdrossel 203 in Fig. 9 fließende Gleichstrom, der durch einen nicht gezeigten Gleichstromdetektor erfaßt wird, und der Amplitudensollwert |I_l*| einer Subtraktionsschaltung 190 zugeführt, um die Differenz zwischen diesen zu bilden. Ein Regler 191 erhält diese Differenz, und gibt ein Steuersignal ab, das den Gleichrichter 201 (Fig. 9) ansteuert.

Eine Wechselrichtersteuerschaltung 192 empfängt den Primärstromphasensollwert R_l* und gibt ein Steuersignal für den Wechselrichter 202 (Fig. 9) ab.

Fig. 12 zeigt ein weiteres Beispiel der Stromsteuerschaltung 19 nach Fig. 3, die für den Pulswechselrichter 204 (Fig. 10) geeignet ist. In Fig. 12 sind Subtraktionsschaltungen 1900, 1905 und 1910, eine Addierschaltung 1915, Verstärker 1920, 1925 und 1930, ein Sägezahngenerator 1935, Vergleichsschaltungen 1940, 1945 und 1950 sowie Nicht- Glieder 1955, 1960 und 1965 ersichtlich.

Die Wirkungsweise der Stromsteuerschaltung 19 wird nachfolgend erläutert.

Wenn der Primärstrom der u-Phase i_us des Asynchronmotors 1 gesteuert wird, dann wird die Differenz zwischen dem Primärstromsollwert i_us* und dem tatsächlichen Primärstrom i_us von der Subtraktionsschaltung 1900 ausgegeben und dann vom Verstärker 1920 verstärkt, um den u-Phasen-Primärspannungsbefehl ν_us* zu erhalten. In gleicher Weise können der v-Phasen-Primärspannungssollwert ν_vs* und der w-Phasen-Primärspannungssollwert ν_ws gewonnen werden.

Die Primärspannungssollwerte ν_us*, ν_vs* und ν_ws* werden mittels des Sägezahlgenerators 1935, der Vergleichsschaltungen 1940, 1945 und 1950 und der Nicht-Glieder 1955, 1960 und 1965 in entsprechende Steuersignale umgewandelt, die der Inverterschaltung 204 (Fig. 10) zugeführt werden. Im Ergebnis werden die Primärspannungen ν_us, ν_vs und ν_ws an den Asynchronmotor 1 angelegt, so daß jede der Spannungen bewirkt, daß die Stromdifferenzen zu null werden.

Fig. 13 enthält ein Beispiel der Leistungsrechenschaltung 21 nach Fig. 3. Fig. 13 zeigt Differentiatoren 210 und 211, Subtraktionsschaltungen 214, 215 und 218, Multiplizierschaltungen 216 und 217 sowie Koeffizienten- Multiplizierschaltungen 212, 213 und 219. Diese Schaltung führt die Operation gemäß Gleichung (17) aus, um die Funktion F₀ zu berechnen, die in Beziehung zu der im Asynchronmotor 1 verbrauchten Blindleistung steht.

Bei Verwendung der Stromsteuerschaltung 19 nach Fig. 12 können die dem Asynchronmotor 1 zugeführten Primärspannungssollwerte als Ausgangssignale der Verstärker 1920, 1925 und 1930 erhalten werden und diese Primärspannungssollwerte ν_us* und ν_vs* können anstelle der tatsächlichen Primärspannungen ν_us und ν_vs in der Schaltung nach Fig. 12 eingesetzt werden.

Claims

Steuersystem für einen Asynchronmotor,
- 1. mit komponentenweiser Vorgabe des Motorstroms,
- 2. mit Vorgabe der Ständerfrequenz als Summe aus einer gemessenen Läufergeschwindigkeit und einer Schlupffrequenz, die sich als Quotient aus den Komponenten des vorgegebenen Motorstroms, multipliziert mit einer Läuferzeitkonstante, ergibt,
- 3. mit einer Schaltung zur Korrektur der Läuferzeitkonstante, die enthält
  - 3.1 eine Rechenschaltung zur Ermittlung einer von der Motorblindleistung abgeleiteten Funktion F₀ aus den gemessenen Motorströmen und Motorspannungen nach der Formel
  - 3.2 eine Modellschaltung zur Nachbildung dieser Funktion unter Verwendung der gemessenen Motorströme, Motorspannungen und Motorparametern (M*, L₂*)
  - 3.3 einen Regler, der abhängig von der Differenz der ermittelten Funktionen die Läuferzeitkonstante ändert,
dadurch gekennzeichnet,
- 4. daß die Modellschaltung aufweist:
  - 4.1 einen Koordinatenwandler (2201-2209) zur Umwandlung der Motorströme in eine feldbildende Modellstromkomponente i_ds ^e und eine drehmomentbildende Modellstromkomponente i_qs ^e,
  - 4.2 einen mit der Läuferzeitkonstante T₂* zurückgekoppelten Integrierer (2213) zur Nachbildung des Modell-Flußsignals R_2d ^e aus der feldbildenden Stromkomponente i_ds ^e,
  - 4.3 eine Dividierschaltung (2215, 2216) zur Nachbildung der Schlupffrequenz aus der drehmomentbildenden Stromkomponente i_qs ^e durch Division durch den Motorfluß R_2d ^e und die Läuferzeitkonstante T₂*,
  - 4.4 einen Summierer (2217) für die Schlupffrequenz und die gemessene Läufergeschwindigkeit ω_r zur Bildung eines Ständerfrequenzsignals ω₀,
  - 4.5 einem vom Ständerfrequenzsignal ω₀ angesteuerten Oszillator (2218-2221) zur Bildung von Feldwinkelfunktionen (Sinus R₀, Kosinus R₀), die dem Koordinatenwandler (2201-2209) zugeführt werden,
  - 4.6 einem Funktionsbildner (2222-2227), der aus dem Ständerfrequenzsignal ω₀, dem Flußsignal Φ_2d ^e, der feldbildenden Modellstromkomponente i_ds ^e und der drehmomentbildenden Modellstromkomponente i_qs ^e eine Funktion ₀ nach der Formel: mit der Läuferhauptinduktivität L₂* und der Gegeninduktivität M* bildet,
- 5. daß die Läuferzeitkonstante T₂* auch in der Rückkopplung des Integrators und in der Dividierschaltung zur Bildung der Schlupffrequenz durch den Regler geändert wird.