DE3040958A1

DE3040958A1 - Phasenverschiebemodulator mit vier-phasen-zustaenden

Info

Publication number: DE3040958A1
Application number: DE19803040958
Authority: DE
Inventors: Roland Issy-les-Moulineaux Bailly; Daniel Chaville Duponteil
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1979-10-31
Filing date: 1980-10-30
Publication date: 1981-09-17
Also published as: GB2066027B; FR2469062A1; GB2066027A; US4377791A; FR2469062B1; DE3040958C2

Description

Beschreibung :

Die Erfindung betrifft einen Phasenverschiebomodulator nit viel¹ Phasenzuständen, der nachstehend zur Abkürzung als Modulator i'iDP4 bezeichnet wird. Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einen üodulator, der einen Erzeuger für numerische Signale hat, der vier Autjg^:inge aufweist, die jeweils vier Signale liefern, deren Frequenz gleich der Trugerfrequenz ist und deren Phasen sich jeweils auf O, /Γ/2,/Γ und 3 JT/2 belaufen und die jeweils mit vier iiingv.ngen eines Codierers verbunden sind, der zviei Steuereingänge hat, an denen ,jeweils die beiden, das modulierende Signal bildenden Impulsfolgen anliegen und dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bandpaßfilters verbunden ist, dessen Ausgang das Verschiebesignal für die vier Phasenzusfände liefert.

Ein dtirch Phasenverschiebung mit vier Phasenzuständen erhaltenes i-iodulationssignal oder ein Signal I£DP4 wird von einem sinusförmigen Trägersignal mit der Frequenz fo gebildet, das einen der folgenden vi-ar möglichen Phasenzustände einnimmt: 0, ^T/2, Ii und 3 h/2, und zv/ar in Abhängigkeit von dem modulierenden numerischen Signal.

Zum Stand der Technik lassen sich Modulatoren anführen, die in der E¹R-Pb 2 406 909 und den US-PSn 3 816 657 und 3 659 202 beschrieben sind. Bei der Auslegung dieser Modulatoren, die im wesentlichen nur für logische Schaltungen bestimmt sind, werden niedrige Herstellungskosten, eine gute Zuverlässigkeit und irgendeine Regulung gewährleistet, wobei der Modulator im wesentlichen unabhängig von der Trägerfrequenz sowie von der numerischen Abgabe ist, wodurch an sich die Anwendung eines solchen Modulators allgemein umrissen ist.

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Ferner weiß nan im Zusammenhang mit einer numerischen Übertragung, insbesondere einer Übertragung nach HDP4, die beiden Hauptgründe für den Leictungsverlust, und zwar einerseits das additive Warnerauschen und andererseits die Interferenz zwischen den Symbolen aufgrund der Filtrierung des modulierten Signals.

Bei einem üblichen Modulator verwendet man Impulse NRZ, bei denen die modulierenden Impulsfolgen Impulsfolgen mit der Zeitdauer T sind, deren Amplitude sich in Abhängigkeit von dem zu übertragenden Binärsymbol auf -M oder -1 beläuft. Für eine solche Übertragung einer Binärleistung 2/T gibt es ein sogenanntes ideales Filtern, das die Interferenz zwischen den Symbolen beseitigt. Die Emissions- und Empfangsfilter hatten das in Fig. 1 gezeigte Verhalten. Das Smpfangsfilter ist ein Bandfilter mit der Bandbreite 1/T bei 3'dB, und das Emissionsfilter ist gleich dem Empfangsfilter, multipliziert mit der Funktion jft" fr/sin(IFfT), durch die das Filter gute Eigenschaften beidseits der Hittelfrequenz hat, die die Frequenz fo des Trägers ist.

Um ein sogenanntes ideales Filtern zu erreichen, ist daher eine Amplitudenkompensation, für das Emissionsfilter erforderlich; außerdem ist man gehalten, die Filter zum Zeitpunkt der Gruppenausbreitung gleichzumachen.

Die Erfindung zielt darauf ab, einen Modulator 1-IDP4 zu schaffen, mit dem die sogenannten idealen Filter einfacher zu verwirklichen sind. Erfindungsgemäß zeichnet sich ein Modulator der eingangs genannten Art dadurch aus, daß der Decodierer einen Gültigkeits- bzw. Prüfeingang hat, der mit dem Ausgang einer monostabilen Kippschaltung verbunden ist, an deren Eingang ein Taktsignal im Rhythmus der am Decodierer anliegenden Binärelementpaare anliegt, und daß der Ausgang der monostabilen Kippschaltung nur während eines Teils der Zeitdauer des

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Taktsignals aktiviert ist.

Nach einem weiteren Herkmal der !Erfindung sind zv/ischen den Ausgängen des Generators und der Masse variable Kondensatoren vorgesehen, ura die Phasenverschiebungen zwischen den Signalen einzustellen, die von den zweiten und dritten Zveiteilem geliefert v/erden.

Die Erfindung -wird nachstehend an einem Beispiel unter Bezugnahme auf die beigefügte Zgi hnunr; näher erläutert. Darin zeigt:

Fig. 1 Amplituden-Fr eciuenzdiagrainme zur Ver

deutlichung dor Kennlinien von idealen !!missions- und Empfangsfiltern;

Fig. 2 eine schematische Ansicht eines Ausfüh-

rungsbeispiels eines an sich bekannten liodulators I-iDP4;

Fig. 3A bis 3G V/ellenformdiagramrae der Signale an ver-

schiedenen Punkten der Schaltung von

Fig. 4 eine schematische Ansicht eines Ausfüh

rungsbeispieles eines Modulators I-jDP4 nach der )ärfindung;

Fig. 5 eine Impulsvellenforin zur Verdeutlichung

der Arbeitsweise der in Fig. 4 gezeigten Schaltung;

Fig. 6 das Impulsspektrum von Fig. 5;

Fig. 7 eine schematische Ansicht eines Loch-

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-D-

diagramms;
Fig. S das empfangene Impulsspektrum; und

Fi.w. 9 die Frequenzverteilung des Interferenz

rauschens.

Der Modulator i<iDP4 in Fig. 2 weist eine Quelle 1 für hochfrequente ilechtecJisimaale auf, deren Ausgang mit einem Eingang A eines Zweiteilsrs 2 verbunden ist. Der Ausgang Q des Teilers 2 ist mit dem Eingang 3 eines Zweiteilers 3 verbunden, während sein Ausgang ü mit dem Eingang C eines Zweiteilers 4 verbunden ist. Der Ausgang Ci des Teilers 3 ist mit dem ersten Eingang D eines UüD-Gliedes 5 verbunden, während der Ausgang (S mit dem ersten Eingang P eines UND-Gliedes 6 verbunden ist. Der Ausgang Q des Teilers 4 ist mit dem ersten Eingang E eines UND-Gliedes 7 verbunden, während der Ausgang 5 mit dem ersten Eingang G eines UUD-Gliedes S verbunden ist. Die Ausgänge der UND-Glieder 5 bis O sind jeweils mit den Eingängen eines ODER.-Gliedes 9 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 10 verbunden ist.

Ferner hat der Modulator noch einen Decodierer 11, dessen vier Ausgänge 12 bis 15 jeweils mit den zweiten Eingängen der UMD-Glieder 5 bis S verbunden sind. Der Decodierer 11 hat einen Eingang mit zwei Leitungen 16 und 17, an denen die Binärelemente angeschlossen sind oder die Bits des modulierenden Signals anliegen.

Nachstehend wird die Arbeitsweise des Modulators nach Fig. 2 erläutert. Das an dem .-Jingang A anliegende Signal der Quelle 1 hat eine Frequenz die gleich 4*fo ist, wobei mit fo die Trägerfrequenz bezeichnet ist, die beispielsweise in der Größenordnung von etwa 78 MtIz liegt. Jedem quaternären Symbol 00, 01, 10 oder 11, das von dem Binärelementpaar gebildet wird, und dem

T 3 0 0 3 8 / 0 5 8 0

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Taktrythmuc, beispielsweise einer Frequenz in der Größenordnung von ΊΟηίϊζ an den Eingangsleitungen 16 und 17 des Decodierer s 11 anliegt, ist einer der Ausgänge 12 bis 15 zugeordnet, der während einer Taktgebung aktiviert ist. Andererseits liegt an dem Eingang B des Teilers "5 das Signal mit der Frequenz 2fo nach Fi β. 3B an, während an dem !Jüngans: C des Teilers ^ das Signal mit der !frequenz 2fo,.jedoch in Gegenphase, anliegt, wie dies in Fig. 3C gezeigt int. An den ersten Eingängen D,P,Ii und G der zugeordneten ULTD-Glieder 5,6,7 und 8 liegen Signale rait der Frequenz fo an, die nach den Fig. ^D, 3F, 3'u und ZjG um /* /2 verschoben sind. Jährend der Zeitdauer eines Symbols ist einer der Ausgänge des Decodierers entsprechend dem ;,^rert des Symbols aktiviert, und das zugeordnete UND-Glied ist offen. Die drei anderen UIID-Glieder sind gesperrt. Am Ausgang des ODER-Glieds 9 erhält man somit ein Signal KDP4 mit rechteckiger Trägerwelle. Das Bandpaf3filter 10, das mit seinem Hittelpunkt um dit Frequenz fo arbeitet, ermöglicht, daß die harmonischen Oberschvjiiigungen mit Frequenzen von I-Iehrfachen von fo eliminiert v/erden. Am Ausgang des Bauteils 10 erhält man eine modulierte Sinuslinie, d.h. ein Signal HDP4.

Das Bandpaßfilter 10 wird in V/irklichkeit von dem 7inissionsfilter gebildet, der üblicherweise in jeder Verbindung vorhanden ist.

Aus eier Beschreibung ergibt sich offensichtlich, daß sich der Modulator nach Fig. 2 mit dem Filter 10 in der eigentlichen Anlage bzw. Emissionsanlage sich nur aus logischen Schaltungen zusammensetzt, die sich sehr einfach zusammenstellen bzw. herstellen lassen. Zudem ist der Aufbau äußerst unkompliziert.

Das Arbeitsprinzip des Modulators NDP4 kann auf einen Phasenverschiebungsmodulator mit Phasenzusti-inden von H = 2ⁿ angewandt werden. Das am Eingang des Modulators anliegende Signal sollte jedoch die Frequenz Nfo haben. Der Hodulatoi* umfaßt

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eine Kaskade von Zweiteilern, so daß man N Vierecksignale erhält, die die Phasen O, 2/T/H, kT/Έ.... 2(N-1) V/H haben. Eine logisohe Decodierschaltung ermöglicht das öffnen eines Gatters bei N.

Der in Fig. 4 gezeigte Modulator stimmt mit dem nach Fig. 2 mit der Ausnahme überein, daß er eine monostabile Kippschaltung 19 hat, deren Ausgang mit einem Prüfeingang 18 des Decodierers 11 verbunden ist. Das Taktsignal mit derFrequenz l/T liegt am Eingang 20 der monostabilen Kippschaltung 19 an.

Die monostabile Kippschaltung 19 ist beispielsweise an jeder aufsteigenden Front des" Taktsignals' und ihr aktivierter Ausgang während einer Zeit T¹ wirksam, die eine kleinere Zeitspanne als die Zeitdauer T des Taktsignals umfaßt. Hieraus ergibt sich, daß bei jedem an den Eingängen 16 und 17 des Decodierers 11 angelegten Signal der zugeordnete Ausgang des Bauteils 10 nur während der Zeit T¹ aktiviert ist, die kleiner als die Zeitdauer T ist. Das UND-Glied, das mittels dieses Ausgangs geöffnet worden ist, bleibt in diesem Zustand nur willirend der Zeit T' ,und während der restlichen Zeit läßt das ODER-Glied 9 kein Signal durch, wobei die anderen Glieder während der Zeit T gesperrt sind. Der in Fig. 4 gezeigte Modulator ist ein Modulator mit einem zyklischen Tastverhältnis von > 1. ¥ie in Fig. 4 gezeigt, sind ferner auch Kondensatoren C1 bis C4 jeweils in Verzweigungen zwischen den Eingängen D,F,E,G einerseits und der Masse andererseits vorgesehen. Die variablen Kondensatoren CI bis C4 ermöglichen die Einstellung der Phasen der vier Signale 3D bis 3G nahe dieser Stufe.

Der Zweck der zusätzlichen monostabilen Kippschaltung 19 liegt in der Minimalisierung der Interferenz zwisehen den Symbolen. Die mit Hilfe des Modulators nach Fig. 4 erhaltenen Vorteile sollen nachstehend erläutert werden.

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Betrachtet man einen üblichen Modulator, der Impuls KRZ verwendet, bei dem die modulierenden Impulsfolge Impulsfolgen mit der Zeitdauer T sind und dessen Amplitude siah auf +1 oder -1 entsprechend dem zu übertragenden binären Symbol beläuft, so weiß man, wie dies zuvor bereits angegeben worden ist, daß man ein ideales Filtern anwendet, das man mit einen Empfangsfilter mit einem Band 1/T bei 3 dB und einem Emissionsfilter erhält, der ein gleiches Verhalten wie der Empfangsfilter hat, dessen übertragungsfunktion aber mit der FunkHanFfT/sinC/r fT) multipliziert ist. Die Kennlinien solcher Filter sind in Fig. 1 gezeigt. Die von dem Emissionsfilter vorgenommene Amplitudenkompensation hängt von der vorhandenen Impulsform ab. Verwendet man Inroulse mit zyklischem Tastver-

T¹
hältnis ψ- , erhält man eine Amplitudenkompensation des

TTfT ·
Emissionsfilters in der Form '

Hieraus erkennt man sofort, daß bei einem zyklischen Taktverhältnis bzw. einer zyklischen './iederholung, die gegen O geht,

Jf-P ψ t

das Tastverhältnis ) ^ira Bandpaßfilter konstant bleibt.

Genauere Berechnungen zeigen, daß bei einem zyklischen Taktverhältnis von 1/4 die Amplitudenkompensation des Emissionsfilters vernachlässigt werden kann, so daß sich einfachere Verhältnisse ergeben.

In Fig. 5 ist beispielsweise eine Impulsform gezeigt, deren zyklisches Tastverhältnis sich auf T¹A¹ beläuft.und nach Fig 6 beläuft sich das Impulsspektrum auf ^| . In Fig. 6 sind die Grenzen -1/2T und +1/2T eines Filtorbands mit der gleichen Bandbreite wie die Bänder nach Fig. 1 gezeigt. Hieraus ergibt sich, daß die Amplitude innerhalb dieses Band bereiches - 1/2T, + 1/2T nahezu konstant ist.

Ferner weiß man, daß man mit den Loühdiagramm die Verzerrung

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des empfangenen (demodulierten) Signals vor der Probenahme sichtbar machen und eine Entscheidung treffen kann. Dieses Diagramm erhält man, wenn man das Signal mit einem Oszilloskopen überwacht, der mittels seines numerischen Rhythmus synchronisiert ist.

vienn kein Rauschen in der Leitung vorhanden ist, hat das Lochdiagramm die in Fig. 7 gzeigte Form. Das in Zweige mit der Zeitdauer T zerhackte Signal liegt zwischen den Kurven (a) und (b). Der optimale Prüf- bzw. Sortierzeitpunkt, bei dem man die beste Fehlerrate erhält, entspricht dem Zeitpunkt, an den die Lochöffnung am grüßten ist, d.h. am Maximum der Kurve (b).

Alle T Sekunden findet eine Signalsortierung entweder zwischen den Punkten c und d oder zwischen den Punkten e und f statt. Diese Amplitudenschwankuiig des Signals ist charakteristisch für das Vorhandensein einer Interferenz zwischen den Symbolen die einen Grund für den Leistungsverlust darstellt. Je größer das Verhältnis cd/OM, bei dem M das Mittel von cd wie N das Kittel von ef ist, desto stärker ist die Interferenz zwischen den Symbolen.

w'enn man auf technische Veröffentlichungen, wie beispielsweise den Artikel "Some extensions of Nyquist Telegraph Transmission Therory" von Gibby und Smith, erschienen in revue americaine B.S.T.J., Dezember 1965, Bezug nimmt, kann man diese Interferenz zwischen den Symbolen als ein Rauschen betrachten, und diese Störungsart durch ein Rauschbezugssignal darstellen. Hierbei kann man aufzeigen, daß die Interferenzleistung zwischen den Symbolen einfach in Verbindung mit dem Gesamtfiltern H(f) und dem Impulsspektrum R(f) gebracht werden kann, wobei R(f) auf die Trägerfrequenz übertragen ist. Hierbei ergibt sich folgende Funktion:

η τ * τ ι

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indem man sukzessiv R(f)«H(f) in eine Bandfrequenz mit der Größe 1/T einsetzt, wie dies in Fig. 8 gezeigt ist. Hierbei zeigt sich, daß die ,änderung der Interferenz zwischen den Symbolen gleich der quadratischen Abweichung zwischen dieser Funktion und ihres Mittelwerts, d.h. gleich der Fläche des schraffierten Gebiets der Kurve beim Diagramm von Fig. 9 ist.

wenn man andererseits das zyklische Tastverhältnis der Impulse variiert, ändert sich die Funktion R(f) entsprechend T*fT'/sin( fT¹)» und das Rauschbezugssignal für die Interferenz zwischen den Symbolen durchläuft ein Maximum. Selbstverständlich sind bei tatsächlichen Verbindungen auch andere Störungsursachen als das ΐ/ärmerauschen und das Interferenzrauschen zwischen den Symbolen, wie insbesondere Störgeräusche infolge von anderen modulierten Trägern vorhanden. Dennoch ist bei einer gegebenen Leitung und für ein gegebenes Verhältnis E/No, bei dem E die von dem Binärelement gelieferte Signalleistung und No die monolaterale Spektraldichte des Rauschens bezeichnet, ein zyklisches Tastverhältnis T¹/T vorhanden, bei dem eine minimale Fehlerrate auftritt. Die Regelung bzw. Einstellung der Dauer der Impulse bringt einen zusätzlichen Freiheitsgrad bei der Regelung der Verbindung mit sich.

Hieraus ergibt sich, daß man durch das Einführen einer Regelschaltung für das zyklische Tastverhältnis der Impulse in üblichen Modulatoren erreicht, daß einfachere Filter verwendet werden können. Die Möglichkeit einer Regelung des zyklischen Tastverhältnisses gestattet ferner eine Überwachung und Einhaltung eines Toleranzbereiches bei der präzisen Verwirklichung der Filter.

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eerseite

Claims

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Patentanwälte
Dipl. ΐτ>2. Han3-Jürgen Müller Dr. rer. nat. Thomas Bereiidt

Br.-Ing. Hans Leyh

Lucilo-Crahn-StrcSe 38 D 8 München 80

A 14 433 He /Li

Roland BAILLf, issy-les-houlineaux, Frankreich Daniel DüPOHTEIL, Chaville, Frankreich

Phasenverschiebemodulator nit Vier-Phasen?-Zuständen

PATJiHl¹AtJSFRu CiaU

Phasenverschiebemodulator mit Vier-Phasen-Zuständen, der einen Erzeuger für numerische Signale hat, der vier Ausgänge aufweist, die jeweils vier Signale liefern, deren Frequenz gleich der Trügerfrequenz ist und deren Phasen sich jeweils auf 0, ^/2, ff und 3/T*/2 belaufen und die jeweils mit vier Eingängen eines Codierers verbunden sind, der zwei Steuereingänge hat, an denen jeweils die beiden, das modulierende Signal biidendaiImpulsfolgen anliegen und dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bandpaßfllters verbunden ist, dessen Ausgang das Verschiebesignal für die vier Phasenzustände (Signal i'iDP4) liefer-y.,

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dadurch gekennzeichnet,
daß der Decodierer (11,5-9) einen Gültigkeits- bzw.
Prüf eingang ('1S) hat, der mit dem Ausgang einer monostabilen Kippschaltung (19) verbunden ist, an deren Eingang ein taktsignal in Rhythmus der am Decodierer anliegenden Binärelernentpaare anliegt, und

daß der Ausgang der monostabilen Kippschaltung (19) nur v;;ihrend eines 'ieils der Zeitdauer des Taktsignals aktiviert ist.
2. Phasenverschiebemodulator nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß · zwischen den Ausgängen
des Generators (2,3,4) und der Hasse variable Kondensatoren (CI,C2,C5,C4) vorgesehen sind, um die Phasenverschiebungen zwischen den abgegebenen Signalen nachzuregeln.

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