DE2715842A1

DE2715842A1 - Verfahren zur automatischen impedanzmessung

Info

Publication number: DE2715842A1
Application number: DE19772715842
Authority: DE
Inventors: Henry P Hall
Original assignee: Genrad Inc
Current assignee: Genrad Inc
Priority date: 1976-09-02
Filing date: 1977-04-05
Publication date: 1978-03-09
Also published as: GB1572088A; CA1085460A; FR2363802A1; FR2363802B1; DE2715842C2; US4196475A; JPS5330375A; JPH0260986B2

Description

QIr- -GO^-TROfafaQ-N-UMERIGO

GenRad, Inc. Berlin, den 05. April 1977

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Verfahren zur automatischen Impedanzmessung

(86 46) (USA Ser. No. 719, 810 vom 02. 09. 76)

16 Seiten Beschreibung 33 Patentansprüche

~t~Blatt Zeichnung 3

065
Em - 27 i2

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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur automatischen Impedanzmessung sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.

Es sind vielerlei Verfahren bekannt, mit Brücken- und verwandten Schaltungen die elektrische Impedanz von Schaltungselementen zu messen. Da die Impedanz, definiert durch das Ohmsche Gesetz (Z = U/I) , das Ergebnis einer Division darstellt, müssen alle Impedanzmeßeinrichtungen in irgendeiner Form eine Division ausführen. Im allgemeinen verkörpern Impedanz-Brücken das Konzept der Benutzung abzugleichender Brückenzweige, um gleiche Spannungsverhältnisse zu erhalten, aus denen der Wert eines unbekannten Impedanzelementes in einem der Zweige bestimmt werden kann. Als Beispiel soll eine Brücke genannt werden, bei der ein bekannter Kondensator als ein Zweig benutzt wird, um den Strom durch einen unbekannten Kondensator in einer Spannungsteilerschaltung zu messen, wobei die anderen Brückenzweige, die als geeichte Teiler dienen, so eingestellt werden, daß sie das selbe Verhältnis geben. Dabei werden in einem sukzessiven Abgleichprozeß so lange verschiedene Verhältnisse eingestellt, bis eines dem Kondensatorverhältnis entspricht - im Ergebnis ein trial-and-error Divisionsverfahren. In späteren Jahren wurde dieser Abgleich in unterschiedlichem Grad automatisch durchgeführt, wie es beispielsweise in den US-Patentschriften Nr. 2 872 639 und 3 562 641 oder auch in "Fulks, R.G. , The Automatic Capacitance Bridge, GR Experimenter, April 1965". Derartige automatische Abgleichverfahren können Digital-Analog-Wandler enthalten, wobei bestimmte Spannungsverhältnisse, die der Detektor anzeigt, herauf- oder heruntergesetzt werden müssen, bis ein Abgleich erzielt ist - wieder entsprechend dem "trial-and-error" Divisionsprinzip. Diese Meßsysteme erfordern eine Langzeitüberwachung und -Stabilität der Schaltungskomponenten und Standards sowie einen Abgleich.

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Andere Impedanzmeßeinrichtungen, welche keine einstellbaren Elemente zur Erzielung eines Abgleiche aufweisen, werden als Impedanzmesser bezeichnet. Einige davon halten entweder die Spannung an einer unbekannten Impedanz konstant oder den Strom durch dieselbe, so daß der gemessene Strom oder die Spannung proportional zur Impedanz bzw. Adrnittanz ist, wobei nur eine Größe gemessen werden muß. Hierbei handelt es sich im Ergebnis um eine Division durch eine Konstante. Andere Anzeige-Meßinstrumente ermitteln Strom und Spannung und erhalten das Verhältnis durch Analog-Divisionsverfahren, (siehe beispielsweise "Hall, H.P., An AC-DC Ratiometer and Its Use in a CRL Meter, IEEE Transactions on Instrumentation and Mesurement, Dezember 1973, S. 387.)

Die Benutzung von Mikroprozessoren oder Rechnern erfolgte seit ihrem Erscheinen in der Meßtechnik vor nicht allzu langer Zeit- vorwiegend in Form einer Hinzufügung von ergänzenden oder zusätzlichen Funktionen oder Betriebsmöglichkeiten zu einem Instrument, die durch den Prozessor ermöglicht wurden, so beispielsweise Anzeigetechniken, universelle Steuerungen, Zusammenschaltung mit anderen Instrumenten oder das Erzeugen von Korrekturgrößen für genauere Meßergebnisse. Als Referenzen mögen dazu beispielsweise die folgenden Literaturstellen dienen: "Gilder, Jules H., Microprocessors Are Making the 'Impossible', Electronic Design, Nr. 24, 22.11.1975, S.52ff"(über allgemeine Mikrprozessoranwendungen), "Runyon, Stanley, Microprocessor DVMs, With New Features, to Hit the Market Shortly, Electronic Design, 16, 2. August 1975" und "Lee, R.C, Microprocessor Implementation of a Measurement Instrument and Its Interface". Eine Instrumenten-Prozessor-Kombination, die eine Impedanz-Brücke mit einer Parallelkapazität enthalten und einen Digital-Analog-Mikroprozessor, um die erhaltenen Daten in eine Serienkapazität umzurechnen, ist dargestellt in der Beschreibung: "Boonton Electronics Corp., 3/4/75, Bulletin Modell 76 A Automatik 1 MHz Bridge". Die Funktion entspricht der-

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jenigen, welche früher durch eine getrennte automatische Brücke und einen !Minicomputer erreicht wurde (siehe z.B. die Bedienungsanweisung für "GR Type 2990-9174, Automatic Capacitance-Testing System, Book 1, Januar 1970" der Anmelderin) . Bei einer solchen Verbindung eines Mikroprozessors mit einer Brücke im selben Gehäuse können die Ausgangsdaten des Instrumentes zwar in günstigerer Form ausgegeben werden, die Brückenschaltung selbst oder die Art der Meßmethode wird jedoch nicht geändert. Die Ausnutzung der Möglichkeiten eines getrennten Computers zur Heraufsetzung der Genauigkeit konventioneller Brücken- oder Meßinstruraeritsverfahren für Steuerungs- sowie Rechenzwecke und dergleichen sind beschrieben in "Geldart, W.J., Improved Impedance Measuring Accuracy with Computer-Operated Transmission Sets, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Dezember 1975, S.327" und den Aufsätzen des Erfinders "A Technique for Avoiding Correction Errors in Computerized Impedance Measuring Systems" und "Techniques Used in a Fast Computer-Controlled DC Bridge" in IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, November 1971, S. 249 bzw. Dezember 1974, S. 359 sowie "Julie, L., A High-Accuracy Digital Instrument Design for DC Measurements, IEEE Transactions, November 1972, S. 323".

Der vorher erwähnte Gebrauch des Mikroprozessors für Berichtigungen, Kontrollen und Kalibrierungen ist dargestellt in dem Aufsatz "Tarczy-Hornoch et al., Microprocessor - Controlled Self-Calibration and Diagnostics in a Digital Multimeter, Systron-Donner Corporation, ELECTRO '76 Professional Program, 11. bis 14. Mai, 1976" sowie in "Abenaim, D., Impact of Microprocessors on Design of Analog Instruments, IEEE, Mai 19 76, ELECTRO '76".

Andere Pechneranwendungen in verwandten Schaltungen sind bekannt aus den US-Patentschriften Nr. 3 569 785 und 3 692 mit dem System des vorigen Patentes, wobei viele phasen-

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empfindliche "sample-and-hold" Detektoren für die Impedanzberechnung erforderlich sind.

Im Gegensatz dazu liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, unter grundsätzlicher Neugestaltung der Art der Impedanzmessung selbst eine grundsätzlich andere Schaltung zu entwickeln, die keine Brückenabgleich-Techniken benutzt. Dabei soll bei dem neu zu schaffenden Impedanzmeßverfahren und der entsprechenden Vorrichtung die Möglichkeit gegeben sein, mit einem Mikroprozessor oder ähnlichen Rechnerschaltungen auf eine neue Art und Weise Impedanz- und ähnliche Messungen in vereinfachter Weise durchzuführen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch die Messung von an dem Element mit der unbekannten Impedanz und einem Vergleichselement, verbunden zur Aufnahme gemeinsamen Wechselstroms, anliegenden Spannungen zwecks Erzeugung von Spannungssignalen mit Werten, die für sich allein, ausgedrückt in Impedanzwerten, bedeutungslos sind, aber eine theoretische Verhältnisformel-Beziehung dazu haben; Umwandlung der Sapnnungssignale in entsprechende digitale Größen; automatische elektronische Berechnung des Verhältnisses der genannten Größen nach vorbestimmten Formeln mittels eines Mikroprozessors und Anzeige des berechneten Verhältnisses zwecks Ausgabe des Ergebnisses der Impedanzmessung des unbekannten Elements.

Vorteilhaft ist dabei insbesondere, daß sich das Verfahren nicht nur für automatische Impedanzmessungen benutzen läßt, sondern auch auf die Bestimmung anderer Parameter übertragbar ist.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch eine neuartige Ausnutzung der Rechenfähigkeiten von Mikroprozessoren in grundsätzlich geänderten Schaltungskonfigurationen einfachere Messungen durchgeführt werden können,

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ohne daß ein "Trial-and-error"-Brückenabgleich erforderlich wäre, ohne die Notwendigkeit der Langzeitspannungs- oder -Stromstabilität bestimmter Meßinstrumente und ohne das Erforder.iis der Langzeit-Komponenten-Stabilität, wie es in beiden Arten von Impedanz-Meßinstrumenten bisher erforderlich war. Es ist insbesondere günstig, das erfindungsgemäße Verfahren sowie die entsptrechende Vorrichtung für automatische Impedanzmessungen zu verwenden, die frei von den Nachteilen der bekannten Techniken sind.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet und werden im Folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer . Vorrichtung zur Durchführung des erfin-■ dungsgemäßen Verfahrens am Beispiel einer Anwendung bei der Impedanzmessung (Fig. 1 setzt sich zusammen aus zwei Teilschaltbildern, die mit Fig. 1A und B bezeichnet sind) und

Fig. 2 ein Vektordiagramm der zur Illustration der in der Vorrichtung gemäß Fig. 1 verwendeten Meßtechnik.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung enthält im wesentlichen eine Eingangsschaltung mit einer Wechselspannungsquelle 3, bestehend aus einem Sinus-Generator, der durch einen Quarzoszillator 1 und einen Frequenzteiler 2 gesteuert wird. Die erzeugte Wechselspannung wird an die unbekannte Impedanz Z angelegt, welche in Serie mit einem Vergleichswiderstand R an die Quelle 3 angeschlossen ist. Mittels der Differenzverstärker 6 bzw. 7 und elektronischen Schaltern 9,10 und 11 können zwei aufeinanderfolgende Mes-

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sungen ausgeführt werden: zunächst die Spannung E an Z , die gespeichert werden kann, und dann die Spannung E an R . Wie weiter unten ausführlich erläutert werden wird, werden diese Spannungen einem gemeinsamen phasenempfindlichen Detektor und einem Analog-Digital-Umsetzer 4 zugeführt. Anschließend gelangt das Signal an einen Mikroprozessor 5 mit der dazugehörigen Steuerlogik 20, um das Verhältnis E /E auszurechnen und auf diese Weise eine Messung Z /R zu erhalten. Durch die Verwendung eines Mikroprozessors in dieser Kombination wird die Division mit der gewünschten Stellenzahl in einfacher Weise durchgeführt, wobei diese Technik nur die Benutzung eines einzigen Detektors erforderlich macht. Darüber hinaus haben der Detektor und der Analog-Digital-Umsetzer das Erfordernis einer konstanten Empfindlichkeit nur für den kurzen Zeitraum der Messung zu erfüllen und brauchen nicht, wie die bekannten Brücken- und anderen Schaltungen, eine Langzeitstabilität oder besondere Drift-Eigenschaften aufzuweisen. Darüber hinaus fällt der bei dieser Messung vorhandene Kallibrierungsfaktor bei der Division heraus. Entsprechend braucht die Eingangsspannung oder der Strom I. , abweichend von vielen anderen Meßschaltungen, keine Langzeitstabilität für Messungen aufzuweisen. Es ist bei den Messungen jeweils nur eine kurze Zeit Stabilität erforderlich. Der einzige Parameter oder die einzige Größe, die im wesentlichen über eine lange Zeit konstant bleiben muß und eine hohe Präzision und Stabilität aufweisen muß, ist der Vergleichswiderstand R .

Ein weiterer besonderer Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens im Vergleich zu der bekannten Brücken-Technik ist die hohe Auflösung, die über einen weiten Bereich erhalten werden kann. Bei konventionellen, von Hand zu bedienenden Brücken mit Dekadenabgleich beispielsweise, wird eine größere Empfindlichkeit erzielt. Ist aber der Endausschlag erreicht, so kann nichts anderes getan werden, als das Verhältnis des Brückenzweiges zu ändern, um einen neuen Meßbe-

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reich zu erhalten. Das muß darüber hinaus wieder und wieder - über den gesamten Bereich der Brücke - ausgeführt werden, wobei sich die Auflösung bei einer 1O-zu-1-Bereichs-Brücke von 10 bis 1, und im niedrigsten Bereich sogar bis 0 hin verändert. Mit der neuen E /E Technik gemäß Fig. 1 wird andererseits keine einstellbare Dekade benötigt und es kann daher nicht zu einem Oberschreiten des Meßbereiches kommen. Der Mikroprozessor weist andererseits eine fließende Kommastelle auf, so daß Meßbereichswechsel automatisch ausgeführt werden, wenn die jeweils verfügbaren Dezimalstellen verbraucht sind. Das Verhältnis von E /E weist darüber hinaus einen Auflösungsfehler auf, der aus der Summe der Fehler der beiden Spannungsmessungen besteht, so daß der Verlauf der Auflösung in Abhängigkeit vom Bereich der unbekannten Impedanz symmetrisch angeordnete Hocker aufweist - im Gegensatz zu dem ansteigenden, eine obere Grenze erreichenden Verlauf beim Dekaden-Schalt-Verfahren. Hieraus resultiert der zusätzliche Vorteil, daß es möglich ist, bei der praktischen Ausführung einen Meßbereich von beispielsweise 0,1 Ohm bis 10 MegOhm mit nur drei Vergleichswiderständen R zu überbrücken,
s

Bezüglich des Analog-Digital-Konverters wird bei einer bevorzugten Ausführung ein Zweifach-Steigungs-Integrator 16 verwendet, wie er in den vorgenannten IEEE-AufSätzen des Erfinders oder in der US-Patentschrift Nr. 3 074 057 beschrieben ist. Der Spannungsausgang des weiter unten beschriebenen Phasendetektors führt einem Kondensator C für einen begrenzten Zeitraum, während dessen ein elektronischer Schalter 13 (bestehend aus einem Feldeffekttransistor) geschlossen ist, einen Strom zu, der von C in Form von Ladung integriert wird. Wenn der elektronische Schalter 13 öffnet, schließt ein weiterer elektronischer Schalter 15 und ein Strom umgekehrten Vorzeichens entlädt den Kondensator C. Die aufeinanderfolgende Messung von E und E am Eingang führt zu einer Digitalumwandlung und einer Berechnung des

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Verhältnisses im Mikroprozessor, wodurch alle Parameter einschließlich der Kapazität C, der Frequenz, der Hilfsspannung usw. in den Gleichungen herausfallen, so daß nur eine Kurzzeitstabilität für den Zeitraun erforderlich ist, in dem die beiden Messungen erfolgen.

Für Wechselspannungsmessungen, welche komplexe Werte enthalten, weist der Detektor eine zuvor genannte Phasenempfindlichkeit auf, um diejenige Komponente von E zu bestimmen, die in Phase mit dem Strom I ist und diejenige, die senkrecht dazu steht. Ein derartiger Detektor liefert, wie weiter unten ausgeführt werden wird, IX und IR (wobei X und R die imaginäre bzw. die reelle Komponente von Z ist), aus denen C und L errechnet werden können, wenn die Frequenz bekannt ist. Damit ist nach dem erfindungsgemäßen Verfahren, im Gegensatz zu den bekannten Brücken-Techniken, keine Vergleichskapazität notwendig, da als Standard für die Reaktanz die Frequenz benutzt wird. Damit sind die Präzisionsgrößen die drei Widerstände R und die quarzgesteuerte Frequenz. Der verwendete Detektor 12 und der Analog-Digital-Wandler 4 bewirken eine zusätzliche Unterdrückung der harmonischen und bei der wiederholten Messung über einen bestimmten Zeitraum auch die vollständige Unterdrückung derjenigen Frequenz, die dem Gesamtzeitraum entspricht.

Insoweit wurde die Benutzung des Mikroprozessors 5 in der Schaltung gemäß Fig. 1 in Verbindung mit der Errechnung von Impedanzmeßwerten aus im übrigen bedeutungslosen Spannungsmessungen aufgrund einer Division beschrieben. Damit wird der erforderliche Anteil von präzisen Analogschaltungen herabgesetzt, so daß eine verläßlichere und zugleich weniger kostenaufwendige Ausrüstung entsteht. Der Mikroprozessor wird dabei gleichzeitig benutzt, um Berichtigungen auszuführen, wobei nicht - wie bei den bekannten Systemen - Vergleichswiderstände korrigiert werden, sondern

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gomosson wird, um Fehler festzustellen und die entsprechenden Berichtigungen einzuspeichern.

Im Folgenden soll die Schaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist, und deren Betriebsweise im einzelnen beschrieben werden. Die Eingangsschaltung wird von dem zuvor genannten Quarzoszillator 1 gesteuert, der in diesem Fall eine stabile Hochfrequenz-Signalquelle darstellt. In praktisch ausgeführton und erfolgreich betriebenen Schaltungen betrug die Frequenz f., des Oszillators 1 26,1120 MHz. Der Frequenzteiler 2 gibt ein Referenzsignal f ab, damit die Wechselspannungsquelle 3 eine Sinuswelle mit geringen Störanteilen abgeben kann. Die Sinuswellenerzeugung kann außer in der hier dargestellten üblichen Technik auch dadurch erfolgen, daß beispielsweise der Wechselspannungsquelle 3 256 · 1 020 Hz zugeführt werden, und darin ein 8-Bit-Zähler vorhanden ist, der 256 Adressen eines nicht dargestellten PROM-Speichers durchzählt, welcher so programmiert ist, daß er bei den aufeinanderfolgenden Adressen digitale Näherungen der Sinuswelle bei vorgegebenen Phasenwinkeländerungen enthält. Der digitale PROM-Speicher ist dabei mit einem Digital-Analog-Wandler zur Erzeugung einer schrittweisen Analog-Spannung verbunden. Es können aber auch andere Sinuswellen-Erzeugungstechniken benutzt werden.

Das Sinuswellensignal aus der Wechselspannungsquelle 3 wird einer Anzahl von Strombegrenzer-Widerständen R zugeführt, welche durch einen manuell zu betätigenden Meßbereichsschalter ausgewählt werden, der mit "Bereich" bezeichnet ist und dazu benutzt wird, die Auswahl des Vergleichswiderstandes R zu steuern. Da die zuvor genannten Differenzverstärker 6 und 7 und ein invertierender Verstärker 8 über die Vergleichswiderstände verbunden sind, weisen sie alle eine große Eingangsimpedanz auf und es fließt im wesentlichen der Strom I. durch die unbekannte Impedanz Z , die

in χ

ermittelt werden soll, und den Vergleichswiderstand R .

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Der invertierende Verstärker 8 hält die Verbindung A von Z und R auf einem virtuellen Erdpotential, so daß durch die Impedanz zwischen diesen Punkten ein nur sehr kleiner Strom fließt und die Messung hierdurch nicht mit einem Fehler belastet ist.

Die beiden Differenzverstärker 6 und 7 erzeugen Signale, die proportional zu I. Z und I. R sind. Sie verwenden Präzisionswiderstände in entsprechenden Schaltungen mit niedriger Verstärkung, so daß die Verstärkungsfaktoren stabil und sehr genau übereinstimmend sind. Die drei elektronischen Schalter 9, 10 und 11, die durch Feldeffekttransistoren oder ähnliche gebildet werden können, wählen das Eingangssignal eines Impedanzwandler-Verstärkers 12, der als Ausgang einer der Differenzverstärker oder einer Verbindung mit Erdpotential zum Nullabgleich dienen kann. Der elektronische Schalter 11 kann entfallen, wenn eine Nullabgleichtechnik verwendet wird, die weiter unten beschrieben wird. Bei dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel werden die elektronischen Schalter durch drei Eingangsschalter ISW beeinflußt, die von einer Steuerschaltung stammen, welche mit ISW , ISW und ISW bezeichnet sind. Der Impedanzwandler 12 führt seinerseits das ausgewählte Eingangssignal dem obengenannten phasenempfindlichen Wechselspannungsdetektor und dem Analog-Digital-Wandler zu. Ein Kondensator C. wird dem Gleichspannungsblock hinzugefügt, so daß die Spannungen der Verstärker 6, 7, 8 und 12 die Messung nicht beeinflussen. Dadurch ist es möglich, nur ein Nullinstrument zu benutzen, um den Offset des Integrator-Verstärkers 16 des Analog-Digital-Wandlers und dessen Komparators 17 zu korrigieren. Das Hinzufügen des Kondensators C erfordert einen weiteren Schalter 14, um diesen Kondensator am Aufladen zu hindern, wenn der Schalter 13 ausgeschaltet ist. Wenn der Kondensator C bei Gleichspannungsmessungen nicht vorgesehen ist, müssen zwei Nullinstrumente vorgesehen werden, um die Offset-Spannungen der bei-

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den Differenz-Verstärker zu korrigieren, wobei für diese Messungen das Eingangssignal beseitigt werden müßte.

Eine feste Gleichspannungsquelle, welche aus E_u und R_ besteht, stellt sicher, daß der Strom durch den Schalter unabhängig von der relativen Phase zwischen dem Referenz- und dem Eingangssignal stets negativ ist, so daß die Steigung des Integrators "up" stets ansteigt. Der Schalter wird von einem Burst von Referenzimpulsen (BST) gesteuert, welche durch den Quarzoszillator 1 mittels geeigneter Frequenzteiler 2, 2¹ und einem 9 0°-Referenzgenerator (REF GEN) 21, wobei die Steuerlogik 20 in bekannter Weise für eine Phasenübereinstimmung mit dem RSW-Signal sorgt. Der Referenzgenerator 21 erzeugt ein Rechteckwellenpaar (E₁ und E_), die sich von dem Signal 4_f um 90° unterscheiden und mit E und E synchronisiert aber nicht in Phase sind. In der Praxis kann dieses leicht durch drei Flip-Flop-Schaltungen realisiert werden, welche eine Arbeitsweise in Nanosekunden-Zeitdifferenzbereich ermöglichen. Ein Wert von D (das ist der Verlustfaktor R/X) in der Größenordnung von 0,001 stellt bei einer Frequenz von 1 kHz nur eine Zeitdauer von 160 ns dar, die von dieser Art Logik leicht verarbeitet werden kann. Wie es weiter unten ausführlich erklärt werden wird, können aus den beiden Referenzsignalen E₁ und E_ (Fig. 2) die Komponenten E und E , die in Phase mit ihnen sind, erhalten werden (E ₁ ist beispielsweise die Komponente E in Phase mit E₁ usw.). Aus diesen vier Größen kön-

S I

nen die benötigten Verhältnisse auf einfache elektronische Weise durch den Mikroprozessor errechnete werden, wie es im Anschluß hieran aus den Formeln I und II in Fig. 2 ersichtlich sein wird. Dieses Ergebnis ist unabhängig von dem Winkel $ zwischen den Referenzsignalen und E , so daß nicht nur das erzeugte sinusförmige Testsignal f jede beliebige Phase haben kann, sondern auch der Detektor kann irgendeine Phasendrehung und irgendeine Verstärkung haben, solange sie für den kurzen Zeitraum der Messung konstant sind.Ein zusatz-

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licher Vorteil ist die mögliche Benutzung von Störungen reduzierenden Filtern im Detektor, ohne daß dadurch die Phasendrehung beeinflußt würde.

Insgesamt werden gemäß dem dargestellten Ausführungsbeispiel fünf Messungen ausgeführt, wobei der Integratorkondensator C zwischen jeweils zwei Messungen durch den Schalter 20, der von einem INT-Impuls angesteuert ist, kurzgeschlossen wird.

Die erste Messung M ist die Nullabgleich-Messung, bei der der Impedanzwandler-Verstärker 12 mit Masse verbunden ist. Diese Messung dient zur Ermittlung des festen Stromes E /R einschließlich der Effekte von Offset-Spannungen oder -Strömen im Integrator 16 oder im Komparator Ein Burst von Referenzimpulsen wird bei jedem Referenzsignal (Referenzsignal 1 ist wie benutzt dargestellt) zugeführt, woraufhin die Ausgangsspannung des Integrators ansteigt. 17 Referenzsignale wurden beispielsweise bei dem 1 020 Hz Signal benutzt (zwei bei einem 120 Hz Signal), wodurch die Integration unabhängig von einem aufgenommenen 60 Hz-Störsignal wurde. Nach dem Ende des Bursts öffnet das Meßsigna L MSU den Schalter 15, um den Kondensator C zu entladen. Wenn die Ausgangsspannung auf null zurückgegangen ist, erzeugt der Komparator 17 ein Signal, um den MSR-Impuls zu beenden. Die Länge dieses MSR-Impulses ist daher ein Maß für das 0-Signal und wird ermittelt durch Benutzung des MSR-Impulses, um die Eingabe des Hochfrequenz-Signals

f, _c bei 18 in einen Zähler 19 zu steuern. Die erhaltenen hf

Daten werden in den Prozessor eingegeben, um M zu zählen.

Die verbleibenden vier Messungen benutzen verschiedene Eingänge (ISW) und Referenzsignale (RSW), um unterschiedliche Komponenten der beiden Eingangssignale (IR und IZ ) zu erhalten, welche benötigt werden, um die erwünschte Information zu erlangen. Da diese Messungen alle mit einem

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Fehler durch den Strom E_/R_ und die Offsets des Integrators und des Komparators behaftet sind, wird die Null-Messung M von jeder der vier anderen Messungen abgezogen, um die vier f'.r die Rechnung gemäß Fig. 2 benötigten Größen zu erhalten. Dies ist eine automatische, kontinuierliche Null-Subtraktion, welche für jede Spannungsmessung durchgeführt wird und sich von einem zufälligen Nullabgleich bei Kalibrierungsmessungen unterscheidet. Damit wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren durch die NuIl-Subtraktionsrcessung mehr als nur eine Fehlerkompensation durchgeführt - die Impedanzmessung ist ohne sie bedeutungslos.

Die zuvor erwähnte 180°-Null-Messung kann alternativ angewendet werden, wobei der Kurzschlußschalter 11 beseitigt wird und insgesamt acht Messungen erforderlich sind. Für dieses Verfahren wird jede der vier Größen (E ., E _ usw.) durch zwei Messungen mit Referenzsignalen bestimmt, die um 180° in der Phase verschoben sind. Die Differenz zwischen den beiden Ergebnissen ist doppelt so groß wie die gesuchte Größe. Die Effekte der Offset-Spannungen und des E_/R -

D ü

Stromes werden durch die Subtraktion beseitigt. Damit sind eine Reihe von Vorteilen verbunden:

1. die zwei Messungen erfolgen in kleinem zeitlichen Abstand, so daß Drifteffekte weiter reduziert werden,

2. die Messungen werden gemittelt, wodurch das Rauschen vermindert wird und

3. Nichtlinearitäten des Detektors werden bis zu einem gewissen Grad beseitigt.

Es ist aus Fig. 2 ersichtlich, daß die Messungen sich vollständig von den analogen Phasenschiebungs-Messungen der bekannten Brücken- und ähnlichen Schaltungen unterscheiden, welche nicht E als Referenzsignal benutzen. Im Gegensatz dazu werden 90°-Referenzsignale E und E_ benutzt, um zwei

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al»

Messungen auszuführen von E und E , der Spannungen (IZ

und IR ) an Z bzw. R zum Erhalten von für sich allein sx s

bezüglich der Impedanz bedeutungslosen Größen - jeweils eine Messung mit jedem Referenzsignal. E ist in Fig. 2 als Ordinate und E als Abszisse dargestellt, wobei die gemessenen Größen als Vektoren E und E dargestellt sind und den Phasenwinkel ^ bilden. Die Projektionen der Vektoren auf die Ordinate E„ sind E _ und E „ und die entspre-

2 xp2 sp2 ^

chenden Projektionen auf die E -Achse sind E und E Die Gleichungen I und II zeigen, wie die Verhältnisse R /R und X /R aus diesen Meßgrößen durch den Mikroprozessor errechnet werden können. Diese Verhältnisse nüssen mit den Wert von R multipliziert werden, der für den jeweiligen Meßbereich benutzt wird und im Mikroprozessor eingespeichert ist. Es werden nur drei Bereichs-Widerstände benutzt, da, wie zuvor erläutert, mit einem einzelnem Widerstand ein großer Meßbereich bestrichen werden kann.

Wenn die berechneten Verhältnisse mit R multipliziert sind, liegen die effektiven Serienwerte von Widerstand und Reaktanz vor. Die Meßergebnisse sollen jedoch in einigen Fällen in den Größen verschiedener Parameter, wie beispielsweise der Serienkapazität und D oder irgendeiner anderen Kombination, ausgedrückt werden. Da die Frequenz bekannt und ihr Wert in Mikroprozessor-Speicher festgehalten ist, kann der Mikroprozessor in bekannter Weise das Ergebnis in der Form eines jeden gewünschten Parameters ausrechnen. Das kann dadurch ausgeführt werden, daß zunächst R und X ermittelt werden und dann diese Größen durch entsprechende Formeln oder durch die Benutzung anderer Variablen in den Gleichungen gemäß Fig. 2 und der Frequenz umgewandelt werden. Auf diese Weise können, wie es in Fig. 1 angedeutet ist, CRL- oder D-Q-Anzeigen erzeugt werden.

Es soll darauf hingewiesen werden, wie es zuvor erläutert wurde, daß die Kalibrierungsfaktoren des Zweifach-Integrators und des phasenemphindlichen Detektors dadurch eliminiert werden können, daß nur ein Integrator und Detektor benutzt

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wird, um zwei Messungen durchzuführen und die Ergebnisse zu dividieren. Im allgemeinen kann der Kalibrierungsfaktor einer jeden linearen Meßeinrichtung beseitigt werden, wenn sie dazu benutzt wird, zwei oder mehr Messungen auszuführen, und das Ergebnis unter der Benutzung der Verhältnisse dieser Messungen errechnet wird. Während früher Messungen des Widerstandes durch die Ausführung zweier getrennter Messungen mit einer einzigen Voltmeter- oder Potentiometer-Schaltung ausgeführt wurden, und die komplexe Impedanz auch durch die Messung von drei Spannungs-(größen-) Messungen ausgeführt werden kann, ist dies weit entfernt von der vollständigen Technik gemäß der Erfindung, welche es ermöglicht, in kleinen selbständigen Meßeinrichtungen, welche einen preisgünstigen Mikroprozessor enthalten, Berechnungen automatisch durchzuführen. Es ist das wesentliche der hier beschriebenen Methode, daß die dem Rechner zugeführten Daten nicht das Ergebnis einer Impedanzmessung sind, sondern getrennte Spannungsmessungen, die für sich genommen ohne Bedeutung sind. Deshalb ist eine der beiden Messungen nicht mit einer Kalibrierungsmessung zu vergleichen. Wenn die Spannung an dem Vergleichswiderstand gemessen wird, wird diese nicht ermittelt, um ein Widerstandsmeßinstrument zu eichen, sondern dieses ist eine Spannungsmessung, die proportional dem Strom durch die unbekannte Impedanz ist und die Benutzung des Rechners erfordert, um den Wert der Impedanz zu ermitteln. Mit Hilfe einer automatischen Umschaltung erhält ein Detektor-Konverter eine Folge von Eingangsspannungenzugeführt und die unbekannte Impedanz wird dann automatisch aus den Ergebnissen dieser Spannungsmessungen errechnet. Der in dieser Weise benutzte Mikroprozessor ermöglicht darüber hinaus alle Arten von Umformungen der endgültigen Daten.

Es ist offensichtlich, daß die Eingangsschaltung, welche in Fig. 1 dargestellt ist, an die Benutzung niedriger oder hoher Frequenzen angepaßt werden kann. Der weite Grundge-

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danke, der in der Erfindung enthalten ist, kann auch
für Gleichspannungssysteme für andere Anwendungen benutzt werden, in deren die erfindungsqemüßen Eigenschaften erwünscht sind. Abgesehen von der Eingangsschaltung kann
beispielsweise ein Verhältnismesser vorgesehen werden.
Wenn ein Eingang mit dem Eingang einer Schaltung und ein
anderer mit deren Ausgang verbunden ist, kann ein übertragungsfunktionsmcsser gebildet werden, der ebenfalls die
zuvor dargestellten günstigen Eigenschaften der Erfindung aufweist. Falls eines der Eingangssignale eine Vergleichsspannung ist, so kann ein Gleich- oder Wechselspannungsvoltmeter aufgebaut werden, welches einen Gleichspannungsmittelwert für Wechselspannungsanteile ausgibt. Diese
Technik ist auch anwendbar für Phasenmesser und auch sogar für Gleichspannungs-Widerstandsrneßanwendungen, in den Fällen, bei denen auf die Vorteile des erfindungsgemäßen Verfahrens Wert gelegt wird. Weitere Modifikationen für automatische elektronische Meßausrüstungen, welche von den erfinduncjsgemäßen Überlegungen Gebrauch machen, sind dem auf dem Gebiet tätigen Fachmann geläufig und fallen in den Umfang der Erfindung wie er in den beigefügten Patentansprüchen definiert ist.

Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche

( 1./verfahren zur automatischen Impedanzmessung, gekennzeichnet durch die Messung von an dem Element mit der unbekannten Impedanz und einem Vergleichselement, verbunden zur Aufnahme gemeinsamen Wechselstroms, anliegenden Spannungen zwecks Erzeugung von Spannungssi<jnalen mit Werten, die für sich allein, aus gedrückt in Impedanzwerten, bedeutungslos sind, aber eine theoretische Verhältnisformel-Beziehung dazu haben; Umwandlung der Spannungssignale in entsprechende digitale Größen; automatische elektronische Berechnung des Verhältnisses der genannten Größen nach vorbestimmten Formeln mit tels eines Mikroprozessors (5) und Anzeige des berechneten Verhältnisses zwecks Ausgabe des Ergebnisses der Impedanzmessung des unbekannten Elements.

2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch das aufeinanderfolgende Ausführen der Messung, wobei ein erster Meßwert zur Verwendung bei der aufeinanderfolgenden Messung gespeichert wird, um die Verhältnisberechnung zu ermöglichen.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die aufeinanderfolgende Messung von Spannungen an dem Element für um 90° verschobene Referenz— Wechselspannungen ausgeführt wird und daß die Umwandlung die Phasendetektion der aufeinanderfolgend gemessenen Span nungen und deren Analog-Digital-Wandlung umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß Null-Messungen ausgeführt werden, welche die Auswirkung von festen und Offset-Spannnungen und -Ströme wiedergeben, welche bei der Phasendetektion und -umwandlung beteiligt sind, und daß die Null-Messungen

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von jeder der Spannungsmessungen vor der Ausrechnung der Verhältnisse abgezogen werden.

5. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet , daß die Messung umfaßt: die Bestimmung der Spannungen E . und E in Phase mit einem Referenzsignal E. und der Spannungen E - und E »in Phase mit einem um 90° verschobenen Signal E„, welches an dem Element mit der unbekannten In.pedanz X +R und dem Vergleichselement R anliegt, sowie der Berechnung des Verhältnisses entsprechend den Formeln:

m ^Exp1 ^Esp1 ^{+ E}xp2 ^Esp2 _ ^x ,

UJ _E2 ' ₊ , und

sp1 sp2 s

E E — E E X ._TT> xp2 sp1 xp1 sp2 _ χ

^E sp1 ^{+ E} sp2 ^Rs

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Berechnung den Schritt einer Multiplikation der Verhältnisse gemäß den Gleichungen (I) und (II) um den Faktor R aufweist.

7. Verfahren zur automatischen Parametermessung gekennzeichnet durch die Messung einer Anzahl von Spannungen in einer Schaltung, wobei die Spannungswerte selbst keine erwünschten Größen mit einer Bedeutung darstellen, sondern auf theoretische Weise über eine Formel mit derartigen Größen verknüpft sind; Umwandlung dieser Spannung in entsprechende digitale Signale; automatische elektronische Berechnung der Größen entsprechend den Formeln mittels eines Mikroprozessors (5) und Anzeige der berechneten Größen zwecks Ausgabe des Ergebnisses der Messung der erwünschten Parameter.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekenn-

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zeichnet , daß die Messung das Ermitteln von um 90° phasenverschobenen Spannungskomponenten umfaßt, die an einem Element mit einer unbekannten Impedanz und einem Vergleichselement anliegen, und daß die Berechnung das Ermitteln von Verhältnissen umfaßt, welche die gemessenen Spannungen einschließen, die die Impedanzanteile des unbekannten Elementes enthalten.

10- Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Meßschritte das Ausführen aufeinanderfolgender Messungen und das Speichern der ersten Messungen umfassen, um aufeinanderfolgende Meßwerte abzuwarten, bevor die Berechnung mittels des Mikroprozessors erfolgt.

11. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Umwandlungsschritt die Phasendetektion der gemessenen Spannungen und deren Analoc-Digital-Wandlung umfaßt.

12. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß der Umwandlungsschritt die Phasendetektion aufeinanderfolgender Messungen in einer gemeinsamen Schaltung umfaßt, bevor die Analog-Digital-Wandlung erfolgt.

13. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Formel anzugebende Verhältnisse beinhaltet.

14. Verfahren zur Vereinfachung von Verhältnisbrückenschaltungen und ihrer Technik zur Messung von Impedanzen und ähnlicher Messungen mittels Brückenzweigen, darin enthaltener veränderlicher Impedanzelemente und Null-Detektoren, gekennzeichnet durch das Entfernen der mehrfachen Brückenzweige sowie veränderlichen Impedanzele-

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menten und die Verwendung eines einzigen Zweiges, der das unbekannte Impedanzelement und ein Vergleichselement enthält; das Anschließen eines Referenz-Sinussignals mit 90° Phasenverschiebung an den Elementen; Entfernung des Null-Detektors und Messung der um 90° phasenverschobenen Spannungen, welche an den Elementen anliegen, wobei diese Spannungen für sich allein bedeutungslos sind und mit der Impedanz über eine theoretische Verhältnisformel-Beziehung verknüpft sind; die Phasendetektion der Spannungen und deren Umwandlung in digitale Signale sowie die Umwandlung der digitalen Signale entsprechend der Formel mittels eines Mikroprozessors, wobei die Verhältnisse nicht durch den Nullabgleich verschiedener Brückenzweige mit variablen Impedanzen, sondern durch elektronische Berechnung gewonnen werden.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungen, welche an der unbekannten Impedanz und den Vergleichselementen erscheinen, in Phase mit dem entsprechenden um 90° verschobenen Referenzsignal zwecks Phasendetektion und Digitalumwandlung angewendet werden.

16. Verfahren zur Vereinfachung von analogen Meßschaltungen, bei denen Parameter allgemein durch analoge Schritte gemessen und angezeigt werden, und zur Ermöglichung einer automatischen Messung der gewünschten Parametergrößen, gekennzeichnet durch die Beschränkung des Eingangs derartiger Analogmeßschaltungen auf solche Elemente, welche notwendig sind, um Spannungen an vorgegebenen Punkten zu erzeugen, die, während sie für sich allein bedeutungslos sind, über theoretische Formeln mit den zu messenden Größen verknüpft sind; Umwandlung dieser Spannungen in digitale Signale und Berechnung dieser digitalen Signale entsprechend den Formeln mittels eines Mikroprozessors, wobei die gewünschten Größen unter Verzicht auf

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Analogschaltungen elektronisch ausgerechnet werden.

17. Vorrichtung zur automatischen Messung von Impedanzen, gekennzeichnet durch die Kombination einer analogen Eingangsschaltung, enthaltend einen Wechselspannungsgenerator, der mit einer Schaltung verbunden ist, welche das Element mit der unbekannten Impedanz und ein Vergleichselement enthält, sowie Mittel zur Messung der Spannungen, welche durch den Generator daran erzeugt werden, wobei die Werte dieser Spannungen für sich allein bedeutungslos sind und nur theoretisch über eine Verhältnisformel mit der Impedanz verknüpft sind; Mittel, die auf diese Spannungen ansprechen, um diese in digitale Signale zu verwandeln; Mikroprozessor-Mittel, die mit einer Steuerlogik versehen und mit den Mitteln zur automatischen elektronischen Errechnung von Verhältnissen der digitalen Signale entsprechend der Formel verbunden sind und Mittel, die mit den Mikroprozessor-Mitteln verbunden sind, um die errechneten Verhältnisse anzuzeigen, zwecks Ausgabe des Ergebnisses der Impedanzmessung des unbekannten Elements.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Umwandlungs-Mittel phasenempfindliche Detektor-Mittel enthalten, die verbunden sind, um Spannungen von der Eingangsschaltung her aufzunehmen, und mit Analog-Digital-Wandlermitteln verbunden sind, um digitale Signale zu erzeugen, welche den durch Phasendetektion gemessenen Spannungen entsprechen.

19. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß Mittel vorgesehen sind, für die Null-Messung von festen oder Offset-Spannungen und -Strömen, die mit den Detektor- und Konverter-Mitteln verknüpft sind, zwecks Subtraktion der Null-Messungen von jeder der gemessenen Spannungen.

20. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekenn-

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zeichnet , daß der Wechselspannungsgenerator eine Quelle für um 90° phasenverschobene Referenzsignale enthält, und die Spannungsmeß-Mittel Meßmittel der um 90° phasonverschobenen Komponenten enthalten, die an der unbekannten Impedanz und den Vergleichselementen anliegen.

21. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsmeß-Mittel diejenigen Spannungskomponenten in aufeinanderfolgenden Messungen erfassen, welche an der unbekannten Impedanz und den VergleichseLementen anliegen.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet , daß Mittel vorgesehen sind zur Speicherung der ersten Spannungsmessungen für die nachfolgende Berechnung abzuwarten, und daß die phasenempfindlichen Detektor-Mittel ein Gleichphasendetektor sind, der so geschaltet ist, daß er alle gemessenen Spannungen verarbeitet.

23. Vorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet , daß die aufeinanderfolgenden Messungen durch das alternierende Schalten von Referenzverstärker-Mitteln bewirkt wird, die zwischen unbekannter Impedanz und Vergleichselementen sowie dem Phasendetektor angeschlossen sind.

24. Vorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendetektor Zweifach-Steigungs-Integrator-Mittel aufweist.

25. Vorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet , daß die Formel, welche die gemessenen Spannungskomponenten E .. und E . , die in Phase mit einem der Referenzsignale E. sind und die Spannungskomponenten E _ und E _, die in Phase mit dem um 90° phasenverscho-

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benen Referenzsignal E_ sind, welche an dem unbekannten Impedanzelcment X +R und an dem Vergleichselement

A X.

R erscheinen, ins Verhältnis setzt, lautet:

E₁E₁H-E-E- R

. _T. xpi spi xp2 sp2 χ ,

(I) = ^- und

sp1 sp2 s

(II)

E-E₁-E₁E- X xp2 spl xpl sp2 _ _jc

E² . + E² _ R sp1 sp2 s

26. Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet , daß Mittel vorgesehen sind, um jedes der Verhältnisse gemäß den Formeln (I) und (II) mit R zu multiplizieren.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet , daß bei den Mikroprozessor-Mitteln weitere Mittel vorgesehen sind, um von den genannten Verhältnissen wenigstens eines der mit CRL und D-Q bezeichneten darzustellen.

28. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Null-Meß-Mittel Mittel innerhalb der Analog-Digital-Wandel-Mittel aufweisen, zur Erzeugung eines Signals zur Messung des Null-Signals und das weiterhin Hochfrequenzsignal-Mittel mit Zähler-Mitteln verbunden sind, die in Abhängigkeit von dem genannten Null-Signal gesteuert werden, um eine Zahlendarstellung des Null-Signals den Mikroprozessor-Mitteln zuzuführen zwecks Subtraktion der umgewandelten digitalen Signale, die den gemessenen Spannungen entsprechen.

29. Vorrichtung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet , daß in dem Wechselspannungsgenerator die um 90° phasenverschobenen Referenzsignale und das Hochfrequenz-Signal aus einer gemeinsamen stabilisierten Quelle

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stammen.

30. Vorrichtung zur automatischen Messung von Parametern, gekennzeichnet durch die Kombination von Einnangsmittcln, welche auf diejenigen analog gesteuerten Schaltungskomponenten beschränkt sind, welche notwendig sind, um Spannungen an vorgegebenen Punkten zu erzeugen, welche, obgleich sie für sich allein bedeutungslos sind, über eine theoretische Formel mit den Parametern, die gemessen werden sollen, verbunden sind; Mittel zur Umwandlung der Spannungen in digitale Signale und Mikroprozessor-Mittel, die mit den Umwandlungs-Mitteln zu Verarbeitung der Digitalsignale entsprechend den Formeln elektronisch verbunden sind, zur Berechnung der gewünschten Parameter ohne Benutzung weiterer Analogschaltungen.

31. Vorrichtung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet , daß Mittel vorgesehen sind, welche den Umwandlungsmitteln die Spannungen nacheinander zuführen, wobei weitere Mittel vorgesehen sind, um die Anfangssspannungen zu speichern, während die nachfolgenden Spannungen zugeführt werden, um beide zur rechnerischen Verarbeitung derselben zu verbinden.

32. Vorrichtung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet , daß Mittel vorgesehen sind, um Null-Messungen zu erzeugen von festen und Offset-Spannungen und -Strömen, eingeschloswen solche, welche mit den Umwandlungsmitteln verknüpft sind; Mittel zur Digitalisierung der Null-Messungen sowie Mittel zue Subtraktion der digitalisierten Null-Messungen von jedem der Digital-Signale, das den erstgenannten Spannungen entspricht.

33. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die festen und Offset-Spannungen da-

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durch beseitigt werden, daß zwei phasenempfindliche Mes sungen eines jeden Signals unter Benutzung von detektierenden Referenzsignalen entgegengesetzter Phasenlage erzeugt und die Ergebnisse subtrahiert werden.

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