DE2551106A1

DE2551106A1 - Empfaenger in einem uebertragungssystem fuer binaere impulssignale mit einem kreis zur automatischen korrektur von stoerungen im gleichspannungspegel

Info

Publication number: DE2551106A1
Application number: DE19752551106
Authority: DE
Inventors: Roberto Papeschi
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-11-27
Filing date: 1975-11-14
Publication date: 1976-08-12
Also published as: DE2551106C3; GB1525498A; US4029904A; BR7507848A; FR2293112A1; NL7504439A; DK529075A; CA1060547A; AU8695375A; BE835926A; CH600704A5; IT1026581B; SE7513143L; DE2551106B2; JPS5726458B2; AR204801A1; FR2293112B1; JPS5177002A

Description

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"Empfänger in einem Übertragungssystem für

binäre Impulssignale mit einem Kreis zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel".

Die Erfindung bezieht sich auf

einen Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit einem Eingangskreis mit niedriger Ausgangsimpedanz, dem die binären Impulssignale im Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der

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Korrckturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind. Derartige Empfänger können in Ubertragungs~ systemen angewandt werden, in denen binäre Impulssignale wie Datensignale oder Telegraphie- und Fernschreibsignale ohne Verwendung von Modulation übertragen werden; sie· finden jedoch insbesondere Anwendung in Trägerfrequenztelegraphiesystemen, in denen eine Anzahl Telegraphiesignale mit Hilfe von Frequenzumtastung in Frequenzmultiplex innerhalb des Frequenzbandes eines Sprachkanals übertragen werden.

Die Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale an der Empfangsseite des Ubertragungssystems können viele Ursachen haben. Ausser einer fehlerhaften Anpassung des Empfängereingangskreises an die Übertragungsstrecke und dem Einfluss von TemperatürSchwankungen sowie Alterungserscheinungen im Empfänger sind in den erwähnten Trägerfrequenztelegraphiesystemen auch die Stabilität der zentralen Frequenz im Sender und die des Frequenzdiskriminators im Empfänger von Bedeutung und insbesondere die Frequenzverschiebungen ("frequency offset") in den Träger-

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frequenzsystemen zwischen dem Sender und dem
Empfänger, die den entsprechend den CCITT-Empfehlungen für Sprachkanäle zugelassen Wert
von + 2 Hz überschreiten.

Es sind bereits mehrere Typen von Korrekturkreisen zur automatischen Korrektur
während der übertragung verursachter Störungen
im Gleichspannungspegel"bekannt. Viele dieser
bekannten Korrekturkreise wenden eine Klemmtechnik an ("clamping technique"), wobei aus den
augenblicklichen positiven und negativen Spitzenwerten .der Impulssignale Schwellenwerte abgeleitet werden, die einen vorbestimmten Abstand zu diesen Spitzenwerten aufweisen und wobei die Impulssignale diesen Schwellenwerten aufgeklemmt werden. Eine
Anforderung für eine gute Wirkung ist, dass die
übertragenen Impulssignale immer die Nennspitzenwerte erreichen. Da die augenblicklichen Spitzenwerte jedoch von de:? Folge von Arbeits- und
Ruheelementen in den Impulssignalen sowie von der Übertragungsgeschwindigkeit der Impulssignale abhängen, beide infolge des dynamischen Verhaltens
der Filter im Empfängereingangskreis, und diese
augenblicklichen Spitzenwerte ausserdem noch durch

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Rauschwerte und Signale in benachbarten Frequenzbändern beeinflusst werden, treten in der Praxis gegenüber den Nennspitzenwerten und den daraus abgeleiteten Schwellenwerten Abweichungen auf, die zu Schwankungen ("jitter") der Übergänge in den regenenierten Impulssignalen um die gewünschten Zeitpunkte herum führen.

Andere bekannte Korrekturkreise

verwenden einen Reihenkondensator zur Sperrung der Gleichspannung. Auch hier ist eine Anforderung für die gute Wirkung, dass die übertragenen Impulssignale immer ihre Nennspitzenwerte erreichen. Ausserdem sind hier Sondermassnahmen notwendig, um nach einer Vielzahl aufeinanderfolgender Elemente desselben Wertes in den ImpulsSignalen und nach Unterbrechungen in der Ubertragungsstrecke dem richtigen Gleichspannungspegel hinter dem Reihenkondensator beizubehalten, wodurch der Aufbau sowie die Einstellung dieses Korrekturkreistypes verwickelt ist»

Ebenso wie die Korrekturkreise,

die Klemmtechniken anwenden, ist dieser letztgenannte Typ von Korrekturkreis weniger geeignet für Impulssignale mit höheren Ubertragungsge-

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schwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwindigkeit, auf der der Entwurf der Empfänger eingangsfilter basiert ist, und für bereits vorverzerrte Impulssignale, in denen die Dauer der Arbeitselemente der der Ruheelemente nicht entspricht, da die beiden Typen von Korrekturkreisen in diesen Fällen eine wesentlich zusätzliche Verzerrung in den regenerierten ImpulsSignalen herbeiführen.

Aufgabe der Erfindung ist es,

eine neue Konzeption eines Korrekturkreises in einem Empfänger der eingangs erwähnten Art zu schaffen, welcher Korrekturkreis sogar für Impulssignale, in denen die Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten und Ubertragungsgesdvindigkeiten bis 50$ ansteigen, und für Impulssignale mit Vorverzerrungen bis 30$ die Störungen in Gleichspannungspegel über einen grossen Störungsbereich sehr genau korrigiert und eine minimale zusätzliche Verzerrung in den regenierten ImpulsSignalen herbeiführt, welcher Korrekturkreis trotzdem einen einfachen Aufbau und eine einfache Einstellung hat und ausserdem sich durchaus zur Integration in einem Halbleiterkörper eignet.

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Der erfindungsgemässe Empfänger

weist das Kennzeichen auf, dass der Korrekturkreis zwei parallele Zweige enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis und deren Ausgang an den Impulsregenerator angeschlossen ist, wobei der erste Zweig einen Reihenkondensator enthält und der zweite Zweig einen Spitzendetektor zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären ImpulsSignalen, welcher Vergleicher über einen Widerstand mit dem Ausgang des zweiten Zweiges gekoppelt ist, wobei die vom Widex-stand im zweiten Zweig und vom Reihenkondensator im ersten Zweig gebildete Zeitkonstante viel grosser ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung

sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.
Es zeigen: . ■

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Fig. 1 einen erfindungsgeraässen Empfänger,

Fig. 2, Fig. 3 und Fig. k eine

Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des im Empfänger nach Fig. 1 verwendeten Korrekturkrei ses,

Fig. 5 und Fig. 6 eine Abwandlung des in Fig. 1 verwendeten Korrekturkreises,

Fig. 7 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach Fig. 6,

Fig. 8 eine Abwandlung des Korrekturkreises nach Fig. 6,

Fig. 9 eine Anzahl Zeitdiagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise des Korrekturkreises nach Fig. 8.

Der in FJg 1 dargestellte Empfänger

ist als Kanalempfänger in einem Trägerfrequenztelegraphiesystem eingerichtet in dem Telegraphiesignale mit einer Übertragungsgeschwindigkeit von beispielsweise 50 Baud mit Hilfe von Frequenzumtastung übertragen werden. Pro Kanal ist eine Bandbreite von 120 Hz verfügbar und die Frequenzverschiebung zwischen der Arbeite- und Ruhefrequenz beträgt 2 χ 30 Hz.

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Die der Ubertragungsstrecke entnommenen Signale, die in ihrer Frequenz entsprechend den Elementen des Telegraphiesignals variieren, treten am Eingang 1 des Empfängers in Fig. 1 auf. In einem Eingangskreis 2 werden diese Signale über ein Kanalfilter 3 mit einer Bandbreite von 120 Hz und einen begrenzenden Verstärker 4 einem Frequenzdiskriminator 5 zugeführt, der eine positive : und negative Gleichspannung abgibt abhängig davon, ob die Arbeits- oder Ruhefrequenz empfangen wird. An den Frequenzdiskriminator 5 ist ein Operationsverstärker 6 angeschlossen, dessen Ausgang über Widerstände 7₅ 8 mit dem invertierenden Eingang gekoppelt ist, so dass der Eingangskreis 2 eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweist und praktisch als Spannungsquelle wirksam ist, der das Telegraphiesignal im Basisband entnommen wird.

Dieses Telegraphiesignal wird über

einen Kreis 9 zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel einem Impulsregenerator 10 mit hoher Eingangsimpedanz zugeführt. Dieser Impulsregenerator 10 wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker 11 mit einem nicht invertierenden Eingang für das zu regenerierende Telegraphiesignal und einem invertierenden

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Eingang für ein Bezugssignal gebildet, das einer Bezugsquelle 12 mit Hilfe eines einstellbaren Spannungsteilers 13 entnommen wird. Das regenerierte Telegraphiesignal wird zur Weiterverarbeitung zu einem Verbraucher ]h weitergeleitet.

Zur Erhaltung einer äusserst genauen Korrektur der Störungen in Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals enthält der Korrekturkreis 9 im erfindungsgemässen Empfänger zwei parallele Zweige 15> 16, deren Eingang an den Empfängereingangskreis 2 und deren Ausgang an den Impulsregenerator 10 angeschlossen ist. Der erste Zweig 15 enthält einen Reihenkondensator 17 und der zweite Zweig 16 enthält einen Spitzendetektor

18 zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals sowie einen Vergleicher 19 zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie vom Telegraphiesignal, welcher Vergleicher

19 über einen Widerstand 20 mit dem Ausgang des zweiten Zweiges 16 gekoppelt ist. Die vom Widerstand 20 im Zweig 16 und vom Reihenkondensator im Zweig 15 gebildete Zeitkonstante ist dabei viel grosser als die Dauer eines Elementes im Telegraphie s ignal.

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Im Ausführungsbeispiel nach. Fig. 1

wird das Schwellensignal im zweiten Zweig i6 aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals dadurch abgeleitet, dass von diesen Spitzenwerten ein konstanter Signalwert subtrahiert wird; weiter wird das binäre Entscheidungssignal dadurch erhalten, dass die Differenz zwischen diesem Schwellensignal und dem Telegraphicsignal verstärkt und begrenzt wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18

in Fig. 1 zwei Dioden 21, 22, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind und wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweites 16 über einen Trennverstärker 23 und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Potential Null über einen Kondensator 24 gekoppelt ist. Dieser Kondensator 24 ist von einem Wideniand 25 mit einem derartigen Wert überbrückt, dass die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über den Widerstand 25 viel grosser ist als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal. Die Kniespannung der Dioden 21 , 22 bildet hier den konstanten Signalwert, der von den Spitzenwerten des Telegraph!esignals subtrahiert wird, so dass das Schwellensignal am Kondensator 24 auftritt. Der Vergleicher 19 wird durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertieren-

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den Eingang für das Telegraphiesxgnal am Ausgang des Verstärkers 23 und einen invertierenden Eingang für das Schwellensignal am Verbindungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators 2.h gebildet.

Solange im Telegraphiesignal

kein Übergang auftritt, bleibt das im Kondensator 2h gespeicherte Schwellensignal konstant. Venn jedoch ein Übergang im Telegraphiesignal auftritt, muss dieses Schwellensignal solange konstant bleiben, dass der Vergleicher 19 diesen Übergang ermitteln kann und dieses Schwellensignal muss sich danach schnell auf den ¥ert einstellen, der zu dsm neuen Spitzenwert des Telegraphiesignals gehört. Da unmittelbar nach dem Anfang eines Überganges die beiden Dioden 21, 22 nicht leitend sind und die- Entladung über den ¥iderstand 25 eine grosse Zeitkonstante aufweist, bleibt das im Kondensator Zh gespeicherte Schwellensignal konstant. In dem Augenblick, wo der Unterschied zwischen dem Telegraphiesignal und dem Schwellensignal ihr Vorzeichen ändert, tritt ein Übergang im binären Entscheidungssignal des Vergleichers 19 auf. Auch danach bleibt das Schwellensignal konstant, bis der Unter-

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schied zwischen dem Telegraphie- und Schwellensignal wieder einen Wert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 erreicht. In dem Augenblick wird eine der Dioden 21, 22 leitend, so dass sich der Kondensator 2k über die leitende Diode entladen kann, bis am Ende des Überganges das Telegraphiesignal seinen neuen Spitzenwert erreicht und gleichzeitig das Schwellensignal seinen zugehörenden Wert. Infolge des ausserst geringen Widerstandes der leitenden Diode ist die Zeitkonstante der Entladung des Kondensators 24 über diese Diode sehr klein und das Schwellensignal kann sich nach der Ermittlung des Überganges im Vergleicher 19 tatsächlich schnell auf den richtigen neuen Wert einstellen.

Obenstehendes ist in den Zeitdiagrammen von Fig. 2 näher erläutert, in der das Telegraphiesignal am Ausgang des Verstärkers 23 durch die Kurve ji dargestellt ist. Das mit Hilfe des Spitzendetektors 18 aus der Kurve a. abgeleitete Schwellensignal ist in Fig. 2 durch

die Kurve b dargestellt, wobei V der konstante —" c

Signalwert entsprechend der Kniespannung der Dioden 21, 22 ist. Weiter ist das vom Vergleicher 19 erzeugte Entscheidungssignal in Fig.2

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durch die Kurve c_ dargestellt, wobei die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, an denen die Kurve a die Kurve b schneidet. Diese Zeitpunkte werden nicht von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals beeinflusst. Diese Störungen gelangen ja in einer Verschiebung von der Nullinie der Kurve ja, beispielsweise in die Lage, die in Fig. 2 durch die gestrichelte Linie d angegeben ist, zum Ausdruck, aber durch eine derartige Verschiebung ändert sich die Lage der Kurve b_ gegenüber der Kurve a nicht und folglich tritt auch keine Änderung in der Lage-der Schnittpunkte der Kurven a. und b_ auf. Diese Störungen haben ebenfalls keinen Einfluss auf die beiden Pegel der Kurve c_, die durch den Vergleicher 19 völlig bestiramt werden. Die Pegel des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19 sind auf die Nennspitzenwerte des Telegraphiesignals am Ausgang des Empfängereingangskreises eingestellt.

An Hand der Zeitdiagramme in Fig.3

wird nunmehr die Wirkungsweise des Korrekturkreises im Empfänger nach der Erfindung näher erläutert.

Am Ausgang des Empfängereingangs-

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kreises 2 wird ein Telegraphiesignal mit beispielsweise der durch die Kurve a in Fig.3 dargestellten Form erhalten. Dieses Telegraphiesignal kann als die Zusammenstellung dreier Typen von Anteilen betrachtet werden :

1) Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen im Telegraphiesignal zusammenhängen,

2) Gleichspannungsanteile infolge von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals während der Übertragung.

In Fig. 3 sind die störenden

Spannungsanteile durch eine Verschiebung £ von der idealen Nullinie b_ der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt. Weiter ist vorausgesetzt, dass beim Fehlen dieser störenden Gleichspannungsanteile das Telegraphiesignal immer seinen Nennspitzenwert +V und -V erreicht, mit anderen

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Worten, die Spitzenwerte der Kurve a in Fig. 3 in einem Abstand V von der idealen Nullinie b_ liegen.

Die beiden Zweige 15 und 16 des

Korrekturkreises 9 sperren die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2. Im ersten Zweig 15 lässt ja der Reihenkondensator 17 weder

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störende noch die dem Telegraph!esignal a. inhärenten Gleichspannungsanteile durch, so dass am Ausgang des ersten Zweiges 15 ein Signal auftritt mit der durch die Kurve js in Fig. 3 dargestellten Form. Auch im zweiten Zweig 16 werden die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a^ nicht durchgelassen, da sie weder auf die Pegel noch auf die ÜbergangsZeitpunkte des Entscheidungssignals des Yergjßichers 19 irgendeinen Einfluss haben, wie bereits obenstehend erläutert wurde. Dadurch tritt am Ausgang der Vergleichers 19 im zweiten Zweige 16 ein Entscheidungssignal mit der durch die Kurve d. in Fig. 3 dargestellten Form auf. Abgesehen von einer konstanten Zeitverzögerung der Durchgänge im Telegraphiesignal ει durch die Nullinie b_ gegenüber den Übergängen im Entscheidungssignal cL entspricht dieses Entscheidungssignal d dem korrekt regenerierten Telegraphiesignal a_. Die dem Telegraphiesignal ei inhärenten Gleichspannungsanteile sind also in diesem Entscheidungssignal d' vorhanden, dies im Gegensatz zu den störenden Gleichspannungsanteilen.

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Der Widerstand 20 im zweiten

Zweig 16 und der Kondensator 17 im ersten Zweig 15 bilden nun ein Tiefpassfilter für das Entscheidungssignal ei am Ausgang des Vergleichers 19 s so dass der zweite Zweig 16 ausschlieslich die dem Telegraphiesignal ja inhärenten Gleichspannungsanteile durchlässt und am Ausgang dieses zweiten Zweiges 16 ein Signal auftritt mit der durch die Kurve _e in Fig. 3 dargestellten Form. Dieser Kondensator 17 und dieser Widerstand 20 bilden zugleich ein Hochpassfilter für das Telegraphiesignal a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2, so dass der erste Zweig 15 ausschliess-Jich die durch die Kurve je in Fig. 3 dargestellten Wechselspannungsanteile durchlässt.

Die Kombination der Ausgangssignale £ und £ des ersten Zweiges 15 bzw. des zweiten Zweiges 16 ergibt am Ausgang des Korrekturkreises 9 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve f_ in Fig. 3 dargestellten Form. Die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a. sind vom Korrekturkreis 9 völlig eliminiert und sind folglich nicht mehr im Telegraphiesignal f

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vorhanden, sondern die Wechselspannungsanteile und die dem Telegraphiesignal a_ inhärenten Gleichspannungsanteile sind dagegen anwesend. Ausserdem ist ihr gegenseitiges Verhältnis richtig, da die Pegel des Entscheidungssignals ei den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals a. entsprechen und das Tiefpassfilter für das Entscheidungssignal d durch dieselben Elemente gebildet wird, die auch das Hochpassfilter für das Tel egraphie signal a. bilden. Die Zeitkonstanten der beiden Filter sind also dieselben und praktisch denen des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 gleich, da der Eingangskreis 2 sowie der Vergleicher 19 eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweisen und folglich praktisch als Spannungsquelle wirksam sind, während der Impulsregenerator 10 sowie der Trennverstärker 23 eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweisen und folglich ihnen zugeführte Signale praktisch nicht beeinflussen. Wie erwähnt ist die Zeitkonstante des Widerstandes 20 mit dem Kondensator 17 viel grosser als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal ei. Die im Entscheidungssignal d. vorhandenen Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen zusammenhängen, werden also völlig unterdrückt, während die bereits erwähnte Zeitverzögerung

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des Telegraphiesignals a. gegenüber dem Entscheidungssignal d, welche Verzögerung kleiner ist als die Zeitdauer eines Elementes im Telegraphiesignal &, keinen spürbaren Einfluss auf das Ausgangssignal £ des zweiten Zweiges 16 hat. Die Form des Telegraphiesignals f_ am Ausgang des Korrekturkreises 9 entspricht daher genau der Form des Telegraphiesignals a am Ausgang des Empfängereingangskreises 2, wobei die reelle Nullinie des Telegraphiesignals f_ mit der idealen Nullinie b des Telegraphiesignals a^ zusammenfällt.

Auf diese Weise werden die Störungen ±n Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals, welche Störungen in der Praxis bis + 15^ des Nenn-Spitze-zu-Spitzenwertes des Telegraphiesignals ansteigen können, immer vom beschriebenen Korrekturkreis 9 äusserst genau korrigiert. Weiter wird dieser richtige Gleichspannungspegel am Ausgang dieses Korrekturkreises 9 auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals beibehalten, da der zweite Zweig 16 die dazu erforderliche galvanische Kontinuität gewährleistet. Dadurch, dass das Telegraphiesignal

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am Ausgang des Korrekturkreises dem Impulsregenerator 10 zugeführt wird, dessen Bezugssignal auf den richtigen Wert (in diesem Fall auf den Wert Null) eingestellt ist," ,wird das Telegraphiesignal äusserst genau regeneriert.

Bei der bisher gegebenen Erläuterung wurde vorausgesetzt, dass beim Fehlen störender Glexchspannungsantexle das Telegraphiesignal am Ausgang des Empfängereingangskreises immer seine Nennspitzenwerte erreicht. In der Praxis weisen die augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals jedoch oft wesentliche Abweichungen gegenüber diesen Nennspitzenwerten auf.

Die Ausführungsform der Filter

im Empfängereingangskreis 2 (Kanalfilter 3 und das in Fig. 1 nicht näher dargestellte Nachdetektionsfilter des Frequenzdiskriminators 5) spielt eine wichtige Rolle beim Auftritt dieser abweichenden Spitzenwerte. Diese Filter müssen derart ausgelegt werden, dass sie einerseits die Signale im eigenen Kanal möglichst wenig beeinflussen, aber .andererseits die Signale in benachbarten Kanälen möglichst gut unter-

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drücken. Ausserdem muss bei Ihrem Entwurf die Tatsache berücksichtigt werden, dass in vielen Anwendungsbereichen erfordert wird, dass der Empfänger auch noch auf die richtige Weise funktioniert, wenn die Telegraphyesignale mit höheren Geschwindigkeiten als die Nennübertragungsgeschwindigkeit des Kanals übertragen werden. Die Praktische Ausbildung der Filter ist immer ein Kompromiss zwischen diesen Entwurfsanforderungen.

Eine Folge dieses Kompromisses

ist, dass die augenblicklichen Spitzenwerte nicht nur durch Rauschanteile und monochromatische Störungen im eigenen Kanal beeinflusst werden, sondern auch durch Signale in benachbarten Kanälen (''adjacent channel interference") . Eine andere Folge ist, dass diese Spitzenwerte auch von der Folge von Arbeits- und Ruheelementen im Telegraphiesignal ("intersymbol interference") abhängig sind; diese Spitzenwerte sind beispielsweise für abwechselnd auftretende Arbeite- und Ruheelemente niedriger als für einen statischen Zustand. Eine weitere Folge ist, dass diese Spitzenwerte ebenfalls von der Übertragungsgeschwindigkeit des Telegraphie-

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signals abhängen; beispielsweise für ein Telegraphiesignal mit wechselnd auftretenden Arbeits- und Ruheelementen, die mit einer um 50$ höheren Geschwindigkeit übertragen werden als die Nennübertragungsgeschwindigkeit (in Fig. 1 also mit einer Geschwindigkeit von 75 Baud statt 50 Baud), sinkt der Spitzezu-Spitzenwert bis auf etwa 50$ des Nenn-Spitze-zu Spitzenwertes. Ein ähnlicher Einfluss hat die Übertragung eines vorverzerrten Telegraphiesignals; beispielsweise für ein Telegraphiesignal mit einer Nennübertragungsgeschwindigkeit, wobei die Dauer der isolierten Arbeitselemente zweimal grosser ist als die der isolierten Ruheelemente sinkt der augenblickliche Spitzenwert für ein isoliertes Ruheelement ebenfalls bis auf etwa 50$ des Nennspitzenwertes.

Da im betreffenden Korrekturkreis

9 das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 aus den Spitzenwerten des Telegraphiesignals am Ausgang des Empfängereingangskreises 2 abgeleitet wird, werden die beschriebenen Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten zu den Zeitpunkten der Übergänge im Entseheidungssignal, das der Vergleicher 19 erzeugt, einen störenden Einfluss haben. Dieser Einfluss wird an Hand der Zeitdiagrarame in Fig. h

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näher erläutert, in der vorausgesetzt ist, dass im Telegraphiesignal keine störenden Gleichspannungsanteile vorhanden sind.

Wenn ein Telegraphiesignal mit

beispielsweise der durch die Kurve ja in Fig. 4 dargestellten Form mit Nennübertragungsgeschwindigkeit übertragen wird und wenn das Telegraphiesignal am Ausgang eines Eingangskreises 2 immer seine Nennspitzenwerte erreicht, wird dieses letztere Telegraphiesignal die durch die Kurve b in Fig. h dargestellte Form aufweisen (vergleiche Kurve ja in Fig. .3) und das Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichers 19 die durch die Kurve £ in Fig. K dargestellte Form (vergleiche die Kurve d in Fig. 3).

Die abweichenden Spitzenwerte, die

durch Rauschanteile und monochromatische Störungen im Eigenkanal, durch Signale in benachbarten Kanälen und durch die Folge von Arbeite- und Ruheelementen im Telegraphiesignal verursacht werden, führen jedoch dazu, dass in der Praxis am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entscheidringssignal mit beispielsweise der durch die Kurve d. in Fig. h

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dargestellten Form auftritt. In diesem Entscheidungssignal d treten nicht nur beliebige Abwandlungen zu den Zeitpunkten der gewünschten Übergänge auf, sondern auch Streuübergänge in der Nähe der gewünschten Übergänge, Dieser Typ von Schwankungen ("jitter") der gewünschten übergangszeitpunkte ist in den AusgangsSignalen des Impulsregenerators 10 durchaus unzulässig. Im betreffenden Korrekturkreis 9 haben diese Schwankungen auf das Ausgangssignal des zweiten Zweiges 16 praktisch keinen Einfluss (vergleiche Kurve e^ in Fig. 3) · Das Entscheidungssignal d. in Fig. h kann nämlich als die Zusammenstellung des Entscheidungssignals <; in Fig. h und der störenden Wechselspannungsanteile, die mit den Übergängen in dem Entscheidungssignal c_ zusammenhängen, betrachtet werden. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden die Mit den Übergängen einhergehen— den Wechselspannungsanteile des Entscheidungssignals £ durch das' Tiefpassfilter völlig unterdrückt, welches Filter durch den Widerstand 20 im zweiten Zweig 16 und den Kondensator 17 im.ersten Zwe±g 15 gebildet wird, so dass auch die störenden

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WechselSpannungsanteile des Entscheidungssignals d durch dieses Tiefpassfilter 20, 17 völlig unterdrückt werden werden. Die durch abweichenden Spitzenwerte herbeigeführten Schwankungen im Entscheidungssignal _d dringen also praktisch nicht in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch (vergleiche Kurve f_ in Fig. 3) und folglich verursacht dieser Korrekturkreis 9 auch bei von den Nennspitzenwerten abweichenden Spitzenwerten im Telegraphiesignal des Eingangskreises 2 praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssignalen des Impulsregenerators 10.

-. Die obenstehenden Betrachtungen

gelten ebenfalls für die abweichenden Spitzenwerte, die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung des Telegraphiesignals verursacht werden. ¥enn ein Telegraphiesignal mit einer um 50$ höheren Geschwindigkeit als die Nennübertragungsgeschwindigkeit übertragen wird und dieses Signal beispielsweise die durch die Kurve _e in Fig. 4 dargestellte Form aufweist, wird infolge dieser höheren Geschwindigkeit am Ausgang des Eingangskreises 2 ein Telegraphiesignal mit der durch die Kurve f* in Fig. h dargestellten Form und am Ausgang des Vergleichers 19 ein Entseheidungssignal

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mit der durch die Kurve £ in Fig. k dargestellten Form auftreten. Auf gleiche Weise wird bei einem vorverzerrten Telegraphiesignal mit einer beispielsweise durch die Kurve h in Fig. h dargestellten Form infolge der Vorverzerrung das TeIegraphiesignal am Ausgang des Eingangskreises 2 die durch die Kurve i^ in Fig. k dargestellte Form aufweisen und das Entscheidungssignal am Ausgang des Vergleichers 19 die durch die Kurve ^ in Fig. k dargestellte Form. Wie in Fig. k angegeben ist, verursachen die abweichenden Spitzenwerte erhebliche Änderungen in den Zeitverzögerungen der Nulldurchgänge in den Telegraphiesignalen f" und i_ gegenüber den Übergängen in den Entscheidungssignalen £ und ^. Jedoch auch diese Schwankungen der gewünschten Ubergangszeitpunkte sind als mit den Nulldurchgängen in Telegraphiesignalen f_ und ji einhergehende störende Wechselspannungsanteile zu betrachten, die auf obenstehend erläuterte Weise vom Tiefpassfilter 20, 17 völlig unterdrü ckt werden. Die durch eine höhere Übertragungsgeschwindigkeit oder eine Vorverzerrung verursachten Schwankungen dringen also auch nicht

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in der Praxis in das Ausgangssignal des Korrekturkreises 9 durch, so dass auch in diesen Fällen der betreffende Korrekturkreis 9 praktisch keine zusätzliche Verzerrung in den Ausgangssgnalen des Impulsregenerators 10 herbeiführt.

Auf diese Weise haben sogar die

grössten in der Praxis auftretenden Abweichungen bezüglich der Nennspitzenwerten und Nennübertragungsgeschwindigkeiten und die grösste in der Praxis auftretende Vorverzerrung keinen Einfluss auf das einwandfreie Funktionieren des beschriebenen Kreises

zur automatischen Korrektur von Störungen im Gleichspannungspegel des Telegraphiesignals, welcher Korrekturkreis auch im ungünstigsten Fall keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenierten TeIegraphiesignal herbeiführt.

Alle erwähnten Vorteile werden ausserdem mit Iftlfe eines Korrekturkreises erhalten, dessen Aufbau äusserst einfach ist und der äussere Einstellungen vermeidet. Weiter brauchen keine Sondermassnahmen an die Toleranzen der jeweiligen Bauelemente gestellt zu werden, so dass der Korrekturkreis ziemlich einfach als monolithische oder hybride integrierte Schaltung ausgebildet werden kann.

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Fig. 5 zeigt eine Abwandlung des

Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Korrekturkreis in Fig. 5 weicht nur was die Ausbildung des zweiten Zweiges 16 anbelangt von dem in Fig. 1 ab. In Fig. 5 ist der Trennverstärker 23 zugleich als Differenzerzeuger wirksam mit einem nicht invertierenden Eingang für das dem zweiten Zweig 16 zugeführte Telegraphiesignal und mit einem invertierenden Eingang, an den der Verbindungspunkt der Dioden 21, 22 und des Kondensators Zh im Spitzendetektor 18 angeschlossen ist und zwar über einen Verstärker 26 mit einem grossen Verstärkungsfaktor, Weiter ist der invertierende Eingang des Vergleichers 19 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden.

Was die Wirkungsweise des zweiten

Zweiges 16 des Korrekturkreises anbelangt, gibt es keinen Unterschied zwischen den Ausbildungen nach Fig. 1 und Fig. 5»- es sei denn, dass in Fig. 5 der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 26 viel grosser ist als eins. Wenn beispielsweise aus nicht inertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 ein Telegraphiesignal auftritt mit der durch die

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Kurve a. in Fig. 2 dargestellten Form, hat das am invertierenden Eingang des Differenzerzeugers 23 auftretende Schwellensignal ebenfalls die Form der Kurve b_ in Fig. 2, so dass das Differenzsignal am Ausgang des Differenzerzeugers 23 ebenfalls sein Vorzeichen ändert zu den Zeitpunkten, zu denen die Kurve a. die Kurve b schneidet. Das vom Vergleicher 19 in Fig. 5 erzeugte Entscheidungssignal entspricht also dem des Vergleichers 19 in Fig. 1 völlig und hat die Form der Kurve _c in Fig. 2.

Fig. 6 zeigt eine andere Abwandlung des Korrekturkreises 9 in Fig. 1, wobei entsprechende Elemente in diesen beiden Figuren wieder mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. Der Korrekturkreis in Fig. 6 weicht von dem in Fig. 1 dadurch ab, dass das Schwellensignal im zweiten Zweig 16 nun durch den algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte des Telegraphiesignals gebildet wird.

Dazu enthält der Spitzendetektor 18 in Fig. 6 zwei Parallelzweige zwischen seinem Eingang und einem Punkt mit dem Potential Null, wobei jeder Zweig durch die Reihenschaltung aus einer Diode 21, 22 und einem Kondensator 27., 28 gebildet wird und

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die Dioden 21, 22 derart geschaltet sind, dass der eine Zweig 21, 27 einen Spitzendetektor für positive Werte des Telegraphiesignals bildet und der andere Zweig 22, 28 einen Spitzendetektor für negative Werte. Die Verbindungspunkte der Dioden 21, 22 und der Kondensatoren 27, 28 sind über zwei gleiche und grosse Widerstände 29, 30 miteinander verbunden und der Verbindungspunkt dieser Widerstände ist mit dem Punkt mit dem Potential Null über einen grossen Widerstand 31 verbunden. Die Werte der Kondensatoren 27, 28 und der Widerstände 29, 30, 31 sind derart gewählt worden, dass die Zeitkonstante der Entladung dieser Kondensatoren 27 j 28 viel grosser ist als die Dauer eines Elementes im Telegraphiesignal. Das gewünschte Schwellensignal tritt im Verbindungspunkt der Widerstände 29, 30, 31 auf, an welchen Punkt der invertierende Eingang des Vergleichers 19 angeschlossen ist.

Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in Fig. 6 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig. 7> in denen das Telegraphiesignal am Ausgang des Trennverstärkers 23 durch die Kurve a dargestellt ist, erläutert. Die störenden Gleichspannungsanteile sind in Fig. 7 durch die Verschiebung _s_ von

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der idealen Nullinie Id der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt; weiter ist wieder vorausgesetzt worden, dass die Spitzenwerte der

Kurve a im Nennabstand V von der idealen NuI-— P

linie b liegen.

Für positive Werte des Telegraphiesignals a ist die Diode 22 nicht leitend und der Kondensator 27 wird dann über die Diode 21 bis praktisch den positiven Spitzenwert +(V +s) aufgeladen. Für negative Werte des Telegraphiesignals a ist die Diode 21 nicht leitend und der Kondensator 28 wird dann über die Diode 22 bis praktisch den negativen Spitzenwert -(V -s) aufgeladen. Da die Entladung der Kondensatoren 27 j 28 eine grosse Zeitkonstante aufweist, wird am Verbindungspunkt der gleichen Widerstände 29, ein Schwellensignal auftreten, das dem algebraischen Mittelwert der positiven und negativen Spitzenwerte praktisch entspricht, in einer Formel. :

[(V_p + s) - (V_p - s)] /2 = s.

Dieses Schwellensignal entspricht also der Verschiebung der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der isellen Nullinie. Das vom Vergleicher

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19 erzeugte Entscheidungssignal ist in Fig. 7 durch die Kurve £ dargestellt, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve ει ihre ideale Nullinie b schneidet. Die störenden Gleichspannungsanteile des TeIegraphiesignals ei haben also weder auf die Pegel noch auf die Übergangszeitpunkte dieses Entscheidungssignals £ einen Einfluss. Am Ausgang des zweiten Zweiges 16 in Fig. 6 werden dann die dem Telegraphiesignal a inhärenten Gleichspannungsanteile auf dieselbe Art und Weise erhalten wie in Fig. 1 mit Hilfe des Tiefpassfilters, das durch den Widerstand 20 und den Kondensator 17 gebildet wird.

Ebenso wie in den Korrekturkreisen von Fig. 1 und Fig. 5 werden auch im Korrekturkreis von Fig. 6 die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals Schwankungen ("jitter") der gewünschten Ubergangszeitpunkte im Entscheidungssignal verursachen. Jedoch auch in diesem Fall können diese Schwankungen als störende WechselSpannungsanteile betrachtet werden, die mit Nulldurchgängen des Telegraph!e-

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signals zusammenhängen und auf die bereits eingehend erläuterte Weise vom Tiefpassfilter 20, völlig unterdrückt werden. Darum haben auch im Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 die Schwankungen der UbergangsZeitpunkte im Entscheidungssignal praktisch keinen Einfluss auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises und führt auch dieser Korrekturkreis keine spürbare zusätzliche Verzerrung im regenerierten Telegraphiesignal herbei.

Fig. 8 zeigt eine Abwandlung des

Korrekturkreises nach Fig. 6, wobei entsprechende Elemente in den beiden Figuren mit denselben Be-'· zugszeichen angegeben sind.

Im zweiten Zweig 16 des Korrekturkreises nach Fig. 8 werden die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile aus dem Ausgangssignal des Korrekturkreises und nicht aus dem Eingangssignal, wie bei Fig. 6 abgeleitet. Die Telegraphiesignale am Eingang und am Ausgang des Korrekturkreises weichen nur darin voneinander ab, dass die störenden Gleichspannungsanteile im Telegraphiesignal am Ausgang nicht mehr vorhanden sind. Dadurch, dass zur Rückgewinnung der dem

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Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile von diesem Telegraphiesignal am Ausgang ausgegangen wird, wird im Korrekturkreis nach Pig. 8 ein grösserer dynamischer Bereich erhalten als in dem nach Fig. 6. Weiter ist der Zweig 16 in Fig. 8 derart eingerichtet, dass die galvanische Kontinuität des Korrekturkreises beibehalten wird, so dass der richtige Pegel des Telegraphiesignals am Ausgang auch für einen beliebig langen statischen Zustand des Telegraphiesignals am Eingang gewährleistet ist.

Dazu enthält der Zweig 16 in Fig. 8 einen Suminierkreis 32, von dem ein erster Eingang mit dem Eingang des Zweiges 16 über einen doppelseitigen Schwellenkreis 33 gekoppelt ist, der nur die Werte des Telegraphiesignals durchlässt, die grosser sind als die Schwellenpegel. Weiter ist der Ausgang des Zweiges 16 mit beiden Eingängen des Vergleichers 19 gekoppelt und zwar über den Verstärker 23 mit dem nicht invertierenden Eingang und über den Verstärker 23 und den doppelten Spitzendetektor 18 mit dem invertierenden Eingang, während der Ausgang des Vergleichers 19 mit einem zweiten Eingang des Summierkreises 32 verbunden ist. Der Ausgang des Summierkreises 32 ist mit einer bistabilen Trigger-

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schaltung 34 verbunden, deren Ausgang über den Widerstand 20 mit dem Ausgang des Zweiges 16 gekoppelt ist. Der doppelseitige Schwellenkreis 33 und der Summierkreis 32 sind derart ausgebildet, dass für Werte des Telegraphiesignals, die grosser sind als die Schwellenpegel, der Einfluss des Telegraphiesignals auf das Ausgangssignal des Summierkreises 33 stärker ist als der Einfluss des Entscheidungssignals am Ausgang des Vergleichers 19· .

Der doppelseitige Schwellenkreis 33 in

Fig. 8 enthält zwei Dioden 35> 36, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei der eine Verbindungspunkt mit dem Eingang des Zweiges 16 und der andere Verbindungspunkt mit dem ersten Eingang des Summierkreises 32 verbunden ist. Die Kniespannungen der Dioden 35 t 3& bilden die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33> der auf diese Weise eine sehr niedrige Impedanz für Telegraphiesignalwerte grosser als diese Kniespannung und eine sehr hohe Impedanz für Telegraphiesignalwerte kleiner als diese Kniespannung bildet. Diese Schwellenpegel werden niedriger als die möglichst niedrigen augenblicklichen Spitzenwerte des Telegraphiesignals. gewählt und betragen bei-

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spielsweise + 0,3 V und - 0,3V , wobei V wie zuvor der Nennspitzenwert ist. Der Summierkreis 32 in Fig.8 wird durch einen Operationsverstärker 37 gebildet, dessen invertierende und nicht invertierende Eingänge unmittelbar bzw. über einen Widerstand 38 mit einem Punkt mit Potential Null verbunden sind, während die ersten und zweiten Eingänge des Summierkreises 32 unmittelbar bzw. über einen Widerstand 39 mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 37 verbunden sind. Die Werte der Widerstände38, 39 sind derart gewählt worden, dass der Bruchteil des Entscheidungssignals des Vergleichers 19 _s der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, immer kleiner ist als die Scliwellenpegel des Schwellenkreises 33« Die bistabile Triggerschaltung 3^ ist derart eingerichtet, dass ihr Ausgangssignal für ein positives Ausgangssignal des Summierkreises 32 positiv ist und umgekehrt und dass ihre Ausgangspegel den Nennspitzenwerten + V und — V des Telegraphiesignals entsprechen.

Die Wirkungsweise des zweiten Zweiges 16 in Fig. 8 wird nun an Hand der Zeitdiagramme in Fig. 9> in denen das Telegraphiesignal am Eingang des Zweiges 16 durch die Kurve a dargestellt ist, näher erläutert. Ebenso wie in Fig. 7 sind in Fig. 9

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störenden Gleichspannungsanteile durch die Verschiebung _s_ von der idealen Nullinie b der Kurve a gegenüber der reellen Nullinie dargestellt und ist wieder vorausgesetzt worden, dass die Spitzenwerte der Kurve a in Nennabstand V von der idealen Nullinie b liegen. P "~

Weiter sind die Schwellenpegel des Schwellenkreises 33 durch + V, und -V, bezeichnet.

Die Form des Eingangssignals der

Verstärkers 37 wird nun dadurch abgeleitet, dass zunächst vorausgesetzt wird, dass der Vergleicher 19 ständig ein Signal mit dem Wert Null abgibt, dass danach vorausgesetzt wird, dass nur der Zweig 15 das Telegraphiesignal a. durchlässt und dass am Eingang des Schwellenkreises 33 ständig ein Signal mit dem Wert Null auftritt, und dass zum Schluss die gegenseitige Beeinflussung des reellen Telegraphiesignals a_ und des reellen Entscheidungssignals des Vergleichers 19 berücksichtigt wird.

Im ersteren Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37 ^eiⁿ Signal mit der durch die Kurve _c in Fig. 9 dargestellten Form auf, da der Schwellenkreis 33 das Telegraphiesignal a prak-

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- TA*

tisch uiigeändert durchlässt für Werte grosser als V. (denn eine der Dioden 35» 3<5 ist dann leitend und ihre Impedanz kann gegenüber den Widerständen 38, 39 vernachlässigt werden), aber der Schwellenkreis 33 das Telegraphiesignal a. praktisch nicht durchlässt für Werte kleiner als V (denn die beiden Dioden 35 j 36 sind dann nicht leitend und gegenüber ihren Impedanzen können die Widerstände 38, 39 vernachlässigt werden.).

Im zweiten Fall tritt am Eingang des Verstärkers 37 ein zweiwertiges Signal auf mit der durch die Kurve d. in Fig. 9 dargestellten Form, in der die übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden, zu denen die Kurve a. ihre ideale Nullinie schneidet. Denn bei Zufuhr des Telegraphiesignals a_ zum Verstärker 23 wird am Ausgang des Vergleichers 19 ein binäres Entscheidungssignal auftreten, in dem die ÜbergangsZeitpunkte mit den Schnittpunkten der Kurve a mit der idealen Nullinie b zusammenfallen, ungeachtet der Verschiebung _s der idealen Nullinie b

gegenüber der reellen Nullinie, wie bereits eingehend an Hand der Fig. 7 erläutert wurde. Dasselbe

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Entscheidungssignal tritt dann ebenfalls bei Zufuhr des Telegraphiesignals zum Ausgang des Korrekturkreises in Fig. 8 auf, von dem vorausgesetzt wird, dass es nur darin vom Telegraph!esignal a abweicht, dass die Verschiebung s^ völlig ausgeglichen ist. Im Hinblick auf die ¥ahl der Widerstände 38, 39 können die beiden Dioden 35» 36 in diesem Fall niemals leitend sein, so dass der Bruchteil des Entscheidungssignals, der am Eingang des Verstärkers 37 auftritt, die Form der Kurve d. in Fig. 9 hat.

Bei Zufuhr des reellen Telegraphiesignals ja zum Schwellenkreis 33 und des reellen Entschexdungssignals zum Summierkreis 32 tdtt am Eingang des Verstärkers 37 ein Signal auf mit der durch die Kurve j? in Fig. 9 dargestellten Form. Für Werte des Telegraphiesignals a_ grosser als V, entspricht die Kurve e praktisch den Kurven £ und ει (denn eine der Diode 35> 36 ist dann leitend und das Entscheidungssignal hat dann keinen Einfluss auf das Eingangssignal des Verstärkers 37)· Für Werte des Telegraphiesignals a kleiner als V. entspricht die Kurve je praktisch

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der Kurve d (denn das Telegraphiesignal und das Entscheidungssignal können weder einzeln noch, zusammen eine der beiden Dioden 35» 36 in den leitenden Zustand versetzen und das Telegraphiesignal hat dann keinen Einfluss auf das Eingangssignal des Verstärkers 37)· Die Polarität des Ausgangssignals des Summierkreises 32 verläuft dann entsprechend der Kurve f_ in Fig. 9 und das binäre Ausgangssignal der bistabilen Triggerschal— tung 34 hat dann die Form der Kurve g_ in Fig. 9, in der die Übergänge zu den Zeitpunkten stattfinden,· zu denen das Telegraphiesignal ει seine ideale Nullinie b schneidet.

Auch in Fig. 8 haben die störenden Gleichspannungsanteile des Telegraphiesignals a weder auf die Pegel noch auf die Ubergangszeitpunkte des schlussendlichen Entscheidungssignal g_ einen Einfluss. Wie bereits eingehend erläutert wurde, werden dann die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile mit Hilfe des Tiefpassfilters 20, 17 erhalten und mit den Wechselspannungsanteilen des Telegraphiesignals a kombiniert, die mit Hilfe des Hochpassfilters 17» 20 erhalten werden. Dadurch tritt am Ausgang des

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Korrekturkreises in Fig. 8 ein Telegraphiesignal auf, dessen Form der des Telegraphiesignals a genau entspricht, von dem jedoch die reelle Nullinie mit der idealen Nullinie b_ des Telegraphiesignals ja zusammenfällt; die obenstehend gemachte Voraussetzung ist also"berechtigt.

Die Schwankungen der Ubergangszeit-

punkte im Schluss endlichen Entscheidungssignal g, die durch die in der Praxis auftretenden Abweichungen gegenüber den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals verursacht werden, werden im Korrekturkreis nach Fig. 8 auf dieselbe Art und ¥eise unterdrückt wie im Korrekturkreis nach Fig.6 (und zwar durch das Tiefpassfilter 20, 17) und haben also auch hier keinen Einfluss auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises. Auch das Auftreten langer statischer Zustände des Telegraphiesignals hat keinen Einfluss auf das einwandfreie Funktionieren des Korrekturkreises, da die galvanische Kontinuität dann vom Schwellenkreis 33 und vom Summierkreis 32 gewährleistet wird (die Werte des Telegraphiesignals a sind dann immer grosser als V, , so dass ausschliessuch das Telegraphiesignal a^ die Polarität des schlussendlichen

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Entscheidungssignals g_" bestimmt).

Der Korrekturkreis nach Fig. 8 v/eist folglich alle bereits erwähnten vorteilhaften Eigenschaften der Korrekturkreise nach den Fig.1 5 und 8 auf. Ausserdem hat der Korrekturkreis nach Fig. 8 einen grösseren dynamischen Bereich und zwar dadurch, dass die dem Telegraphiesignal inhärenten Gleichspannungsanteile aus dem Telegraphiesignal am Ausgang des Korrekturkreises zurückgewonnen werden. Obschon dazu der Zweig 16 in Fig. 8 derart ausgebildet ist, dass eine positive Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist, die an sich unter bestimmten Umständen und insbesondere bei höherer als Nennübertragung sgeschwindigke it oder bei Vorverzerrung einen unstabilen Gleichspannungspegel herbeiführen könnte, ist der Gleichspannungspegel am Ausgang des Korrekturkreises in Fig. 8 immer stabil und zwar durch die Tatsache, dass im Zweig 16 auch eine negative Gleichspannungsrückkopplung vorhanden ist über den Spitzendetektor 18. Auf Grund des obenstehenden wird die in Fig. 8 dargestellte Ausführungsform des Korrekturkreises für eine praktische Verwirklichung bevorzugt.

Im Rahmen der Erfindung sind noch viele Abwandlungen der beschriebenen Ausführungsbeispiele

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möglich. So kann beispielsweise in Fig. 8 der Verstärker 37 derart ausgebildet werden, dass sein Eingangssignal nicht nur verstärkt sondern auch begrenzt wird. Wenn dann die Ausgangspegel dieses Verstärkers 37 den Nennspitzenwerten des Telegraphiesignals am Eingang des Korrekturkreises gleich gemacht werden, kann die bistabile Triggerschaltung 3^ in Fig. 8 fortgelassen werden, weil ihre Funktion durch diesen Verstärker 37 übernommen wird. Veiter kann beispielsweise im Spitzendetektör 18 aus Fig. 1 und Fig. 5 die Reihenschaltung aus zwei entgegengestellt gepolten Zener-Dioden statt der dargestellten Parallelschaltung der Dioden 21, 22 verwendet werdet} so dass der gewünschte konstante Signalwert durch die Zener-Spannung"einer Diode und nicht durch ihre Kniespannung gebildet wird. Auch kann der Eingang des Zweiges 16 in den Fig. 1 und 6 bzw. der Ausgang des Zweiges 16 in Fig. 8 unmittelbar mit dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichers 19 statt über den Verstärker 23 verbunden werden, so dass dieser Verstärker 23 nur als·Trennverstärker für den Spitzendetektor 18 wirksam ist, In diesem Fall kann das dem Impulsregenerator zuzu-

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führende Telegraphicsignal auch dem Eingang des Verstärkers 23 in Fig. 8 entnommen werden, welcher Verstärker 23 dann zugleich für eine möglichst gewünschte Impedanz- und Pegelanpassung des Korrekturkreises an den Impulsregeaerator verwendet werden kann.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE:

, 1 ·.. Empfänger in einem Übertragungssystem für binäre Impulssignale mit einem Eingangskreis mit niedriger Ausgangsimpedanz, dem die binären Impulssignale im Basisband entnommen werden, einem an den Eingangskreis angeschlossenen Kreis zur automatischen Korrektur während der Übertragung verursachter Störungen im Gleichspannungspegel der binären Impulssignale und mit einem Impulsregenerator mit hoher Eingangsimpedanz, an den der Korrekturkreis und eine Bezugsquelle zur Regeneration der binären Impulssignale angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Korrekturkreis zwei Parallelzweige enthält, deren Eingang an den Empfängereingangskreis und deren Ausgang an den Impulsregenerator angeschlossen ist, wobei der erste Zweig einen Reihenkondensator enthält und der zweite Zweig einen Spitzendetektor zur Ableitung eines Schwellensignals aus den Spitzenwerten der binären Impulssignale sowie einen Vergleicher zur Erzeugung eines binären Entscheidungssignals in Abhängigkeit vom Schwellensignal sowie von den binären Impulssignalen, welcher Vergleicher über einen ¥iderstand

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HS-

mit dem Ausgange des zweiten Zweiges gekoppelt ist, wobei die vom Widerstand im zweiten Zweig und vom Reihenkondensator im ersten Zweig gebildete Zeitkonstante viel grosser ist als die Dauer eines Elementes in den binären Impulssignalen.
2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass der Spitzendetektor mit dem Eingang des zweiten Zweiges des Korrekturkreises gekoppelt ist und der Vergleicher durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Eingang des zweiten Zweiges, einem invertierenden Eingang für das vom Spitzendetektor herrührende Schwellensignal und einem Ausgang, der mit dem Widerstand im zweiten Zweig verbunden ist, gebildet wird.

3· Empfänger nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass der zweite Zweig des Korrekturkreises einen Differenzerzeuger enthält mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären Impulssignale am Eingang des zweiten Zweiges, einem

invertierenden Eingang und einem Ausgang, der mit dem invertierenden Eingang über den Spitzendetektor und einen Verstärker für das vom Spitzendetektor

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herrührende Schwellensignal gekoppelt ist, und weiter der Vergleicher durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzerzeugers verbunden ist, einem invertierenden Eingang, der mit einem Punkt mit Bezugspotential verbunden ist und mit einem Ausgang, der mit dem Widerstand im zweiten Zweig verbunden ist, gebildet wird.

h. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass der zweite Zweig des Korrekturkreises einen Summierkreis enthält-mit einem ersten Eingang, der mit dem Eingang des zweiten Zweiges über einen doppelseitigen Schwellenkreis gekoppelt ist, der die binären Impuls— signale nur für Werte grosser als vorbestimmte Schwellenpegel durchlässt, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit dem Ausgang des zweiten Zweiges über den genannten Widerstand gekoppelt ist, wobei der Spitzendetektor mit dem Ausgang des zweiten Zweiges gekoppelt ist und der Vergleicher durch einen Operationsverstärker mit einem nicht invertierenden Eingang für die binären . '.

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Impulssignale am Ausgang des zweiten Zweiges, einem invertierenden Eingang für das vom Spitzendetektor herrührende Schwellensignal und einem Ausgang, der mit dem zweiten Eingang des Summierkreises verbunden ist, gebildet wird, und wobei weiter der Schwellenkreis und der Summierkreis derart eingerichtet sind, dass für Werte der binären Impulssignale grosser als die genannten Schwellenpegel die Polarität des Signals am Ausgang des Summierkreises ausschliesslich durch die binären Impulssignale bestimmt wird.
5. Empfänger nach einem der Ansprüche

1-4, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzendetektor zwei Dioden enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinander verbunden sind, wobei ein Verbindungspunkt den Eingang des Spitzendetektors bildet und der andere Verbindungspunkt mit einem Punkt mit Bezugspotential über einen Kondensator, der von einem Widerstand mit einem derartigen Wert überbrückt ist, dass die Entladezeitkonstante des Kondensators viel grosser ist als die Dauer eines Elementes in den binären ImpulsSignalen, gekoppelt ist und dass weiter dieser andere Verbindungspunkt den Ausgang des Spitzendetektors bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird.

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6. Empfänger nach einem der Ansprüche

1-4, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzendetektor zwischen dem Eingang und einem Punkt mit Bezugspotential zwei Parallelzweige enthält, die je durch eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem Kondensator gebildet werde} wobei ein Paar ungleichnamiger Elektroden der Dioden in den zwei Zweigen mit dem Eingang des Spitzendetektors verbunden ist und das andere Paar ungleichnamiger Elektroden miteinander verbunden ist und zwar über eine Reihenschaltung aus zwei gleichen Widerständen, deren Verbindungspunkt mit dem Punkt mit Bezugspotential über einen Widerstand verbunden ist, welche Widerstände einen derartigen Wert haben, dass die Entladezeitkonstante der Kondensatoren viel grosser ist als die Dauer eines Elementes in den binären ImpulsSignalen und wobei der Verbindungspunkt der Widerstände den Ausgang des Spitzendetektors bildet, dem das Schwellensignal entnommen wird.

7· Empfänger nach Anspruch h, dadurch

gekennzeichnet, dass der Schwellenkreis zwei Dioden enthält, deren ungleichnamige Elektroden miteinan-

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verbunden sind, wobei ein Verbindungspunkt den Eingang und der andere Verbindungspunkt den Ausgang des Schwellenkreises bildet.

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