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DE2455302A1 - Verfahren zur analog-digital-wandlung und digitalen signalanalyse sowie vorrichtungen zum ausueben des verfahrens - Google Patents

Verfahren zur analog-digital-wandlung und digitalen signalanalyse sowie vorrichtungen zum ausueben des verfahrens

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Publication number
DE2455302A1
DE2455302A1 DE19742455302 DE2455302A DE2455302A1 DE 2455302 A1 DE2455302 A1 DE 2455302A1 DE 19742455302 DE19742455302 DE 19742455302 DE 2455302 A DE2455302 A DE 2455302A DE 2455302 A1 DE2455302 A1 DE 2455302A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
sampling
signal
analog
equidistant
input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE19742455302
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English (en)
Inventor
aufNichtnennung Antrag
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Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Priority to DE19742455302 priority Critical patent/DE2455302A1/de
Publication of DE2455302A1 publication Critical patent/DE2455302A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R29/00Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03MCODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03MCODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/10Calibration or testing
    • H03M1/1066Mechanical or optical alignment

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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Description

  • "Verfahren zur Analog-Digital- Wandlung und digitalen Signal analyse sowie Vorrichtungen zum Ausüben des Verfahrens ======================================================= Die-Er-findung-betrifSt ein-Ver,ahren zur Analog-Digital-Wandlung und digitalen Signalanalyse mit gesteigerter Auflösung bei begrenzter Abtastrate und Vorrichtungen zum Ausüben des Verfahrens.
  • Zur digitalen Signalanalyse ist es bekannt, eine analoge Signalfunktion, nachfolgend als Eingangssignal bezeichnet, in äquidistanten Abständen abzufragen und den jeweiligen Momentanwert der abhängigen Variablen, z. B.
  • die Amplitude de& Eingangssignales, einer Analog-Digital-Wandlung zu unterziehen. Dazu dienen im entsprechenden Rythmus angesteuerte Abtaster, die eine digitale Verschlüsselung des Momentanwertes des Eingangssignales vornehmen.
  • Um aus der diskreten Wertefolge des abgetasteten Eingangssignales diese ursprüngliche Information ruckgewinnen zu können, ist die Abtastfrequenz mindestens doppelt so hoch zu wählen, wie die höchste interessierende Frequenzkociponente Im Eingangssignal; andernfalls können Mehrdeutigkeiten auftreten, die eine eindeutige Rückgewinnung der ursprünglichen, im analogen Eingangssignal vorgelegenen Information aus der Folge der diskreten Abtastwerte verhindern. Dieses grundlegende Kriterium ist in der Nachrichtentechnik als das Shannon- oder Nyquist-Theorem bekannt, das nicht nur beim Abtasten analoger Einxangssignaleanzuwenden, sondern auch hinsichtlich maximal zulässiger Verzögerungsinkremente bei der digitalen Korrelationsanalyse oder bei anderen statistischen Signaluntersuchungen einzuhalten ist.
  • Die für Zwecke. der digitalen Signalanalyse yorzunehmende.
  • Analog-Digital-Wandlung eines analogen Eingangssignales ist also mit desto höherer Abtastrate (entsprechend kürzeren,Abtastintervall-en) vorzunehmen, je höher die höchste im Eingangssignal enthaltene Frequenzkomponente ist. Eine Steigerung der Abtastfrequenz ist aber nicht beliebig möglich, da für die Analog-Digital-Wandlung eine endliche und nicht beliebig verkürzbare Zeitspanne benötigt wird Der Einsatz höherwertiger, also schnellerer A-D-Wandler zur Ermöglichung einer höherfrequenten Abtastfolge bedingt - im Rahmen der physikalischen Möglichkeiten zur weiteren. Steigerung der Arbeitsgeschwindigkeit von A-D-Wandlern - ganz erhebliche Steigerung der Anlagenkosten, wodurch der Steigerung der Auflösung für die digitale Signalanalyse schon aus wirtschaftlichen Gründen Grenzen gezogen sind.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ohne Steigerung der Abtastfrequenz für die Analog-Digital-Wandlung und damit ohnespürbare Steigerung der Anlagenkosten für die digitale Signalanalyse eine gesteigerte Auflösung des analogen Eingangssignales zu erzielen, as einmal den Vorteil der eindeutigen Erfassung höherfrequenter Information im Eingangssignal bei vorgegebener Abtastfrequenz (Länge der Abtastinte-rvalle) und zum anderen eine detailiertere Auflösungsmöglichkeit bei der statistischen Signaluntersuchung erbringen~soll.-Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art erfindungsgemäß im wesentlichen dadurch gelöst, daß das analoge Eingangssignal einer Abtastung aus einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochástisèh variierten Abtastintervallen tuterzogen wird.
  • Dieses Abtasten des analogen Eingangssignales mit Abtastintervallen, die sich sowohl aus äquldistanten als auch aus zufalisbedingten (oder doch-wenigstens quasi-zufalls bedingten) Intervall-Längen zusammensetzen, bedingt, daß auch dann, wenn das analoge Eingangssignal unterhalb der durch das Nyquist-Theorem gegebenen kritischen Abtastrate analysiert wird, dennoch nicht die obenbeschriebenen Mehrdeutigkeiten im Ergebnis der- digitalen Signalanalyse auftreten, die die eindeutige Rückgewinnung der Statistik der ursprüngl-ichen Informatiòn im analogen Eingangssignal verhindern würden. Vielmehr kann nun bei im Mittel konstanter und - gegenüber Orientierung der herkömmlichen Digitalisierungsverfahren am Shannon-Theorem nicht gesteigerter-Abtastrate die Frequenz der Information wesentlich gesteigert T?e-rden,bz-W. es kann bei beibehaltenem Frequenzbereich die Abtastfrequenz spürbar gesenkt werden.
  • Die zufallsbedingten Anteile der Abtastintervalle verhindern nämlich die andernfalls bei Analog-Digital-Wandlung mit Abtastraten, die unterhalb jenes Theorem liegen, auftretenden Mehrdeutigkeiten, da nun kein Gleichlauf der Abtastpunkte mit der Information im analogen Eingangssignal mehr auftreten kann.
  • Insbesondere kann die erfindungsgemäße Lehre, das Abtasten des analogen Eingangssignales mit einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen vorzunehmen, vorteilhaft dadurch realisiert werden, daß an sich äquidistante Abtasbintervalle (wenigstens pseudo-) stochastischen Intervallschwankungen unterzcgen werden, die den genannten, unerwünschten Gleichlauf der Abtastpunkte mit der Information, aus dem die Mehrdeutigkeiten bei zu niederfrequenter äquidistanter Abtastung resultieren, verhindern.
  • Zwar erbringt ein derartiges stochastisch verzerrtes Abtasten gegenüber dem streng äquidistanten Abtasten des analogen Eingangssignales bei der digitalen Korrelationsanalyse einen systematischen Fehler, der aber in der Praxis gegenüber den gerätebedingten Fehlern bei der Anwendung von Abtastverfahren in aller Regel vernachlässigbar ist. Außerdem läßt sich dieser systematische Fehler dadurch besonders klein halten, -daß je nach der insoweit bekannten Statistik der Information des analogen Eingangssignales für die pseudo-stochastischen Interva-llschwanltungen eine-Funktion gewählt ird, die jenen systematischen Fehler im Korrelationsergebnis im Mittel zu Null macht oder wenigstens auf einen minimalen Wert bringt. Dieser systematische Fehler ist aber ohnehin sehr klein, wenn das maximale stochastische Schwankungsintervall klein gegenüber dem an sich äquidistanten Abtastintervallist, so aaß dann in aller Regel keinerlei besondere Vorsorge zum Unterdrücken eines statistischen Fehlers getroffen zu werden braucht.
  • Ganz ohne -statistischen Fehler im Korrelationsprodukt arbeftet das erfindungsgemäße Verfahren z-ur Analog-Digital-Wandlung und digitalen Signalanalyse,- wenn, gemäß einer anderen Weiterbildung, die Überlagerung der äquidistanten -und der (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervalle dadurch erfolgt, daß abwechselnd eine aufeinanderfolgende Vie1 zanivon äquidistanten Abtastintervallen und dann ein Abtastinter-Vall (wenigstens pseudo- )stochastisch schwankender Länge für das Digitalisieren der analogen Eingangsfunktion angewandt werde-n. Denn hier erfolgtdas Abtasten an sich äquidistant, unterbrochen durch Pausen stochastisch va~rilerfv-erLänge. Wiederuum beruht es auf dem zufallsbedingten enteil der wirksamen Abtastintervalle, hier also der Pausenlangen, daß trotz Digitalisierung unterhalb des Shannon- bzw. Nyquist-Theorems für das zu digitalisierende analoge Eingangssignal bei dessen digitaler statistischer Analyse, also z. B. im Korrelationsprodukt, keine die ursprüngliche Information verfälschenden ehrdeutigkeiten auftreten, da durch die statistische Schwankung beim Abtasten eine Kopplung der (diskontinuierlichen) Analog-Digital-Wandlung an den Verlauf der Information wieder vermieden wird.
  • Dieses Einführen des statistischen Anteils in die Abtastrate durch Pausen statistisch schwankender Länge ermöglicht also höchstgenaue digitale Signalanalysen, ohne systematische Fehler in Betracht ziehen zu müssen. Zwar erfolgt während der Abtastpausen, die zur Vermeidung möglicher Synchronisation mit der Information u. U. groß gegenüber der maximalen stochastischen Schw-ankungslänge sind, keine Abfrage und Digitalisierung des analogen Eingangssignales, was zusätzlichen Aufwand bei der Signalanalyse bedingen kann; dieser aber wiegt angesichts der Möglichkeit der drastischen Steigerung der Auflösung bei der digitalen Signalanalyse ohne entsprechende Steigerung des apparativen Aufwandes gering. Lediglich in den besonderen Fällen, in denen eine (quasi-) kontinuierliche Digitalisierung des analogen Eingangssignales erfolgen muß, kann es vorteilhafter sein, das Abtasten mit stochastisch -variiert-en Abt.astintervallen vorzunehmen und dabei dann den - a.usmittelbaren -systematischen Fehler in Kauf zu nehmen. Diese Unterscheidung wird aber sogar hinfällig, wenn die genannten Pausen in der Größenordnung der Abtastintervalle selbst liegen. Die Überlagerung äquidistanter und st ochastischer Abtast.ung liegt dann aarin, zwischen zwei Folge äquiI-itanterAbtastintervalle ein (wenigstens quasi-) stoohastischvariiertes Abtastintervall einzuschieben. Das bedeutet aber kontinuierwesentliche liche Signalverarbeitung ohne/systematische Fehler und ohne den Zusatzaufwand, um für die statistische Signalanalyse Abtastpausen überbrücken zu müssen.
  • Der besondere Wert des erfindungsgemäßen Verfahrens erweist sich also bei Anwendung dieser gemischten (äquidistanten und stochastischen) Abtastung analoger Eingangssignale zu Zwecken statistischer Untersuchungen, insbesondere nämlich zur Anwendung bei der Darstellung von Korrelationsfunktionen. Nierzu werden, nach einem weiteren Merkmal der Erfindung, sowohl das analoge Eingangs signal als auch ein analoges Vergleichssignal je der erfindungsgemäßen Abtastung unterzogen und die digitalisierten Signale miteinander korreliert. Dabei kann es sich beim "VergJ~eichssignal durchaus auch wieder um das Eingangs signal handeln, nämlich zur Aufnahme der Autokorrelationsfunktion anstelle einer Kreuzkorrelationsfunktion.
  • Die Anwendung der Erfindung bei der digitalen Korrelationsanalyse erbringt den ganz besonderen Vorteil, durch variable Verzögerung der Abtastung des einen Signals gegenüber der Abtastung des anderes Signals nach Art eines Zeitlupenelfektes innerhalb eines großen Verzögerungsinkrementes, das zwei aufeinanderfolgende diskrete Funktionswerte der Korrelationsfunktion bestimmt, eine Feinanalyse des Verlaufes der Korrelationsfunktion vornehmen zu können, indem die Verzögerung in gegenüber der Länge des Verzögerungsinkrementes sehr kleinen Schrittenvariiert wird. Während die Arbeitsfrequenz für die Analog-Digital-Wandlung der Signale (Eingangssignal und Vergleichssignal) von der Länge der (groBen!) Verzögerungsinkremente bestimmt wird, wobei lediglich das Eindeutigkeits-Theorem hinsichtlich der Korrelationsfunktion (also das Nyquist-Theorem) erfüllt sein muß, kann die Schrittweite für die zeitlupenartige Feinuntersuchung beliebig klein gewählt werden, ohne eine Begrenzung durch die Funktion der A-D-Wandler zu erfahren. Das bedeutet aber, daß die Grobanalyse mit Intervallen vorgenommen wird, die erheblich länger sind, als es dem Shannon-Theorem hinsichtlich der Eingangsfunktion entsprechen würde. Somit erlaubt das erfindungsgemäße Verfahren eine digitale Signalanalyse mit einer Auflösung, die oberhalb einer nach dem Shannon-Theorem erzielbaren Auflösung liegt. Mit anderen Worten, für die digitale Signalverarbeitung nach dem erfindungsgemäßen Verfahren muß das Nyquist-Theorem nur noch für die interessierende Signalanalyse, etwa die Korrelationsfunktion, erfüllt sein, nicht mehr für das der Signalanalyse unterzogene analoge Eingangssignal. So vorteilhaft dieses Zeitlpen-Korrelationsverfahren auch gerade in Verbindung mit den überlagerten Abtastverfahren anwendbar ist, hat es doch auch eigenstandige Bedeutung bei herkömmlicher äquidistanter Abtastung.
  • Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus nachstehender Beschreibung zweier in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele für Vorrichtungen zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens. .Es zeigt Fig. 1 eine Vorrichtung zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Analog-Digital-Wandlung und digitalen Signalanalyse durch digitale Koelation in einem ersten Beispiel für stochastisch beeinflußte Abtastintervalle, Fig. 2 eine Vorrichtung entsprechend Fig. 1 aber mit einer abgewandelten Ausführungsform für stochastisch beeinflußte Abtastintervalle und Fig. 3 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für ein variables Verzögerungsglied in Fig. 1 oder Fig. 2.
  • Die in den Blockschaltbildern gemäß Fig. I und Fig. 2 symbolisch dargestellten Abtaster 10, 11 sollen zugleich je einen -A-D-Wandler -umfassen, der -den im Abtastzeitpunkt erfaßten-Momentanwert der am Abtaster lo bzw. 11 liegenden analogen Signalfunktion digital verschlüsselt ausgibt. .Das entspricht auch-der gängigen gerätetechnischen Realisierung, bei der Abtaster und A-D-Wandler aufgrund ihres synchronisierten Taktbetriebes eine Funktionseinheit bilden.
  • Das zu digitalisierende und danach einer Signalanalyse zu unterziehende Eingangssignal, also die analoge Signalfunition, ist auf den Analogsignal-Eingang 12 des Abtasters lo bzw. 11 geschaltet, und der digitalisierte Funktionswert des- Abtastzeitpunktes wird über einen Digitalsignal-Ausgang 15 des jeweiligen Abtasters 10 bzw. 11 ausgegeten. Die Steuerung des Abtasters lo bz. li und damit auch des jeweiligen A-D-Wandlers, also die Vorgabe der Abtastzeitpunkte, erfolgt über den Takteingang 14 des jeweiligen Abtasters 10 bzw. 11.
  • Für dieses Steuern des Abtasters 1o bzw. 11 ist eine Steuerstufe 15 vorgesehen, die in an sich äquidistanter Folge Steuerimpulse in-den Takteingang 14 einspeist.
  • Zum Vermeiden; der beschriebenen Mehrdeutigkeiten ist an sich hinsichtlich der Folgefreauenz dieser Steuerimpulse das Shannon-Theorem zu erfüllen, d. h. die Folgefrequenz dieser Steuerimpulse muß wenigstens doppelt so hoch sein, wie die höchste Frequenzlcomponente in der Information am Analogsignal-Eingang 12. Wenn Informationsanteile gesteigerter Frequenz interessieren, also auch nach der Digitalisierung für die digitale Signalanalyse nicht verlorengegangen sein sollen, dann muß folglich die Folge frequenz der von der Steuerstufe 15 abgegebenen Steuersignale desto stärker erhöht werden, was zwar hinsichtlich der Realisierung einer entsprechenden Steuerstufe nicht kritisch ist, wohl aber hinsichtlich der Realisierung eines entsprechend schnell arbeitenden A-D-Wandlers im Abtaster 1o bzw. 11 zu ganz beträchtlichen Realisierungsschwierigkeiten und - soweit überhaupt noch realisierbar - zu entsprechend erhöhtem schaltungstechnischem Aufwand führt.
  • Diese Problematik stellt sich aber bei einer Vorrichtung zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens nicht in gleicher Weise, da das Abtasten mit dem nachfolgenden Digitalisieren nun nicht mehr an das Shannon-Theorem gebunden ist, die Folgefrequenz der Steuerimpulse also nun auch erheblich unterhalb des Doppelten der höchsten Frequenzkomponente in der Information am Analogsign-Eingang 12 liegen kann. D. h. also, das Informationsfrequenz spektrum kann spürbar erhöht werden, ohne hinsichtlich des Auraues des A-D-Wandlers Auftiendungen für eine schnellere Digitalverschlüsselung treiben zu müssen.
  • Für.eine bevorzugte Vorrichtung zum Ausüben des e-rSindungsgemäßen Verfahrens, die Abtastung mit einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen vorzunehmen, weist die Steuerstufe 15 einen mit konstanter Frequenz arbeitenden Taktgenerator 16 auf, der über eine Koppelstufe 17 mit einem Zufallsgenerator 18 zusammengeschaltet ist. Der Taktgenerator 16 kann beliebiger herkömmlicher Bauart sein. Der Zufallsgenerator 18 kann als echter Zufallsgenerator aufgebaut sein, also etwa einen Rauschspannungsgenerator (Auswertung thermischen Rauschens oder Auswertung des Rauschens bei Durchbruch einer Halbleiter-Sperrschicht-) enthalten, so daß seine Ausgangssignale keine Periodizität sondern eine Verteilung entsprechend weißen Rauschens aufweisen. Der Zufallsgenerator 18 kann aber auch als Pseudp-Zufallsgenerator aufgebaut sein, was in besonders einfacher und gerade auch im:Hinblick des Zusammenschaltens mit digitaler Signalverarbeitung zweckmäBigerWeise durch die dafür bekannten Schieberegister-Rückkoppelschaltungen realisierbar ist.
  • Die Funktion der Koppelstufe 17 liegt darin, gesteuert durch das Ausgangssignal des Zufallsgenerators 18 die an sich äquidistante Folge der Ausgangssignale des Taktgenerators 16 stochastisch (bzw. pseudo-stochastisch) zu verzerren, so daß über den Takteingang 14 eine Ansteuerung.des Abtasters 10 bzw. 11 mit statistisch schwankenden Abtastintervallen erfolgt.
  • Da das Schwankungsintervall, das vom Zufallsgenerator 18 gesteuert wird, vorzugsweise klein ist gegenüber der Periodenlänge der Ausgangssignale des Taktgenerators 16, ist die Koppelstufe 17 zweckmäßigerweise als Impulsformerschaltung realisiert, etwa in Form einer monosiabilen Stufe, die nach Maßgabe des momentanen Ausgangssignals des Zufallsgenerators 18 eine Verlängerung der Ausgangs-Intervalle in der vom Taktgenerator 16 abgegebeinen Signalfolge bewirkt, ehe diese Signalfolge am Takteingang 14 der Abtaster lo bzw. 11 wirksam wird.
  • Zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens kann aber auch, wie in Fig. 2 dargestellt, die Steuerstufe 15 einen Taktgenerator 16 und einen Zufallsgenerator 18 aufweisen, die nicht mehr wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 über eine Koppelstufe 17 für statistisch schwankendes Ansteuern der Abtaster 1o bzw. 11, sondern für äquidistantes Abtasten mit stochastisch schwankenden Pausenzusammengeschaltet sind. Dafür ist im Gegensatz zum frei laufenden nach Fig. 1 nunmehr ein gesteuerter Taktgenerator 16 vorgesehen, der an einen Pausengeber 19 angeschlossen ist. Der Pausengeber 19 blockiert die die Steuerstufe -15 verlassenden Steuerimpulse jeweils nach Ablauf einer gewissen Spanne, die etwa durch Abzählen der Steuerimpulse oder durch eine zeitabhängige Arbeitsweise im Pausengeber 19 definiert ist. Damit keine Synchronisation zwischen den Abtastzeitpunkten und der Information auftritt, gewährleistet der Zufallsgenerator 18 in der Steuerstufe 15, daß nach Ende der Pause von den die Steuerstufe verlassenden Steuerimpulsen nicht der ursprüngliche Rythmus fortgesetzt wird (daß also die Pause nicht Ganzzahliges Vielfaches -der konstanten Per-odenlänge der Steuerimpulse ausmacht), sondern gegenüber der vor der Pause erzeugten Folge der äquidistanten Steuerimpulse nunmehr ein Versatz um einen stochastisch (oder wenigstens pseudo-stochastisch) bedingten Betrag erfolgt.
  • Dazu wird zweckmäßigerweise der Taktgenerator 16 während der Pause vom Zufallsgenerator 18 synchronisiert, etwa in der Weise, daß der Taktgenerator 16 in der Pause angehalten und nach Ablauf der Pause vom nächstfolgenden Ausgangssignal des Zufallsgenerators 18 erneut gestartet wird;cderdadurch, daß der Taktgenerator 16 zwar auch während der Pause (in der die--Ausgabe von Steuerimpulsen gesperrt wird) durchläuft, in dieser Zeit aber nach Maßgabe eines Ausgangssignales des Zufallsgenerators 18 eine Phasenbeeinflussung der Schwingung des Taktgenerators 16 erfolgt.
  • Durch diesen Eingriff des Zufallsgenerators 18, während der vom Pausengeber 19 erzwungenen Pause einer Abgabe von Steuerimpulsen an den Takteingang 14 des Abtasters lo bzw. lI Wird also sichergestellt, daß die.Pause kein ganz zahligesVielfaches der-äq.uidistantenPeriodenlänge der Schwingung des-Taktgenerators-l6 beträgt, daß vielmehr die Längen der aufeinanderfolgenden Pausen (wenigstens pseudo-) stochastischen Schwankungen unterzqgen sind.
  • Der besondere-Wert des erfindungsgemäßen Verfahrens- erweist sich bei der digitalen Signalanalys-e im Hinblick auf die Signalstatistik der abgetasteten und digitalisierten analogen Signalfunktion, da die statistischen Schwankungsanteile der Abtastintervalle mit der Signalfunktion nicht korreliert sind, also bei statistischen Untersuchungen, insbesondere in der Korrelationsfunktion, nicht in Erscheinung treten. Dabei ist es ein zusätzlicher Vorteil der Erfindung, bei nicht mehr gegebener Bindung an das Shannon-Theorem, also an das Eindeutigkeits-Theorem hinsichtlich der analogen Signalfunktion, eine Art Zeitlupenuntersuchung des Verlaufes der Korrelationsfunktion innerhalb eines langen, also die (niedrige) Arbeitsfrequenz der Abtaster lo bzw. 1 und damit auch der A-D-Wandler bestimmenden Verschiebungsinkrementes, dessen Anfang und Ende zwei Funktionswerte der Korrelationsfunktion und damit einen Grobüberblick über deren Verlauf bestimmen, zu ermöglichen.
  • Um diese vorteilhaften Möglichkeiten auswerten zu können ist nach einer zweckmäßigen Weiterbildung der Erfindung, wie in Fig. 1 und in Fig. 2 dargestellt, der Steuerstufe 15 ein Abtaster 10 für ein analoges Eingangssignal, das die interessierende Signalfunktion enthält, sowie ein Abtaster 11 für ein Vergleichssignal, anhand dessen die Signalrunktion untersucht werden soll, nachgeschaltet.
  • Die Eorrelation des Eingangssignales mit- dem Vergleichssignal ergibt bekanntlich die Kreuzkorrelationslunktion.
  • Soll die Autokorrelationsfunktion der analogen Signalfunktion selbst dargestellt werden, dann ist als Vergleichssignal abermals das Eingangssignal heranzuziehen.
  • Beide-Abtaster 1o und 11 werden also mit der Uberlagerung aus äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen betrieben. Der Digital-Ausgang 13 jeden Abtasters lo bzw. 11 ist auf einen der beiden Eingänge eines digitalen Korrelators 20 geschaltet, an dessen Ausgang das Ergebnis der statistischen Untersuchung der analogen Signalfunktion, also der digitalen Signalanalyse erscheint Die beiden Abtaster 1o und 11 werden zwar von der gemeinsamen Steuerstufe 15 aber nicht synchron betrieben, sondern die Steuerimpulse am Ausgang der Steuerstufe 15 erscheinen am Takteingang 14 des einen Abtasters 11 gegenüber dem anderen Abtaster lo'verzögert. Der Betrag dieser Verzögerung ist mlttels eines-dem Takteingang 14 des einen Abtasters 11 vorgeschalteten einstellbaren Verzögerungsgliedes 21 vorgebbar und variierbar. Zur punktweisen Aufnahme des- Verlaufes der Korrelationsfunktion am Ausgang des digitalen Korrelators 2o wird inals solcher aus der Korrelationstechnik bekannter Weise durch entsprechende Einstellung des Verzögerungsgliedes eine Folge unterschiedlicher Verschiebungs-oder Verzögerungsinkremente vorgegeben, die in der Korrelationsfunktion die unabhängigen Variablen für die einzelnen Werte der Korrelationsfunktion darstellen.
  • Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für den Aufbau eines einstellbaren Verzögerungsgliedes 21 und sein Zusammenschalten mit der Steuerstufe 15 ist in Fig. 9 dargestellt.
  • Danach liefert der Taktgenerator 16 eine Impulsfolgefrequenz, die wesentlich höher ist als die Arbeitsfrequenz der Abtaster lo und 11 und deshalb über einen Impulsteiler 22herabgeteilg, wird/ an dessen Ausgang die eigentlichen, an die Takteingänge 14 der Abtaster 1o und 11 gegebenen Steuerimpulse anstehen. Allerdings wird der Abtaster 11 nicht unmittelbar von der Steuerstufe 15 - also m Impulsteiler 22 - angesteuert, sondern über das Verzögerungsglied 21.
  • Das einstellbare Verzögerungsglied 21 besteht vorzugsweise im wesentlichen aus einem programmierbaren Zähler mit Zähleingang 23, Setzeingang 24 und bei Erreichen einer vorgegebenen Zählstellung angesteuertem Ausgang 25, der auf den Takteingang 14 des gegenüber dem Abtaster 1o mit variabler Verzögerung angesteuerten Abtastersll angeschlossen ist. Die höherfrequenten, noch nichtnittels des Impulsteilers 22 zur Folge der Steuerimpulse herabgeteilten Ausgangssignale des Taktgenerators 16 dienen als Zählimpulse, d. h., der Zähleingang 25 ist wie der Impulsteiler 22 an den Ausgang des Taktgenerators 15 angeschlossen. Die Abfrage der Zählerendstellung, in der am Ausgang 25 ein Signal auftreten soll, erfolgt zweckmäßigerweise einheitlich bei Zähler-l:Jull-Stellung, um Abfrageaufwand einzuspar1e; d. h., mit den Ausgangssignalen des Taktgenerators ird von einer gerade vorgegebenen Voreinstellung des Zählers nach Null hin zurückgezählt und dann über dessen Ausgang 25 und den Takteingang 14 der Abtaster 11 angesteuert. Sobald - am Ausgang des Impulsteilers 22 und damit am Takteingang 14 des ersten Abtasters lo - ein Steuerimpuls auftritt, gelangt dieser auch an den Setzeingang 24 des durch den Zähler gebildeten Verzögerungsgliedes 21, d. h., jetzt wird der Zähler auf die vorgegebene Anfangs-Zählstellung zurückgesetzt. Diese Anlangs-Zählstellung entspricht also der vorgegebenen Verzögerung zwischen der Ansteuerung des Abtasters 11 gegenüber der Ansteuerung des Abtasters lo. Mit der Anfangs-Zählstellung ist also in sehr kleinen Schritten vorgebbar, an welcher SteLe innerhalb eines dagegen sehr großen Verschiebe- oder Verzögerungsinkrementes der Wert der Korrelationsfunktion ermittelt wird. Durch feinstufige Verstellung des Verzögerungsgliedes 21, also der Zähl-Anfangsstellung des Zählers, läßt sich somit in dichter Wertefolge der genaue Verlauf der Korrelationsfunktion ermitteln. Die Arbeitsfrequenz der Abtaster lo, 11 und damit insbesondere der A-D-Wandler entspricht aber nicht diesen kleinen SchrittWeiten zur Feinanalyse des Verlaufs der Korrelationsfunktion, sondern lediglich der Länge der großen Verzögerungsinkremente, ist also unkritisch. Damit entfallen für solche Feinuntersuchungen herkömmlicherweise erforderlich gewesene Vor-Verzögerungsglieder zum Realisieren großer Verzögerungsparameter, innerhalb deren Spanne der Verlauf der Korrelationsfunktion mit einer feineren und die Abtastfrequenz bestimmenden Auflösung bisher ermittelt wurde.
  • Ein weiterer besonderer Vorteil der beschriebenen Vorrichtungen zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens ist es, daß die Erfindung ohne spürbaren technischen Mehraufwand auch nachträglich in bestehende digitale Signalverarbeitungssysteme eingebaut werden kann; Unter Beibehalten der von der Steuerstufe 15 gelieferten Abtast-Grundfrequenz wird deren Auflösungsvermögen ganz sslesentlich gesteigert, indem sie lediglich zusätzlich mit dem einstellbaren Verzögerungsglied 21 zur Feinuntersuchung des Verlaufes der Korrelationsfunktion und gegebenenfalls auch noch mit dem Zufallsgenerator 18 zur (wenigstens pseudo-) stochastischen Beeinflussung der an sich äquidistanten Abtastung nachgerüstet zu werden brauchen.
  • Damit ist es etwa möglich, sich für Grobuntersuchungen einen groben Überblick über den Verlauf der Korrelationsfunktion durch Korrelieren weit auseinanderliegender Funktionswerte des Eingangssignales einerseits und des Vergleichssignales andererseits zu verschaffen und im interessierenden Bereich dann eine Feinanalyse durch feine Schrittweiten wie vorstehend beschrieben, also durch die Verzögerung eines der beiden Abtastzeitpunkte, mit entsprechend hoher Auflösung vorzunehmen. Die dabei einzuhaltenden Eindeutigkeitsbedingungen sind ohne weiteres erfüllbar, da die kleine Schrittweite für die Feinuntersuchung keinen Einfluß mehr auf die Arbeitsgeschwindigkeit der A-D-Wandler und damit der Abtaster lo, 11 hat, zumal bei Benutzen eines statistisch schwankenden Anteils in den AbtasWintervallen nicht einmal mehr das Shannon-Theorem für die analogen Signale zu erfüllt zu sein braucht; dagegen ist mit den kleinen Schrittweiten für die Beinuntersuchung des Verlaufes der Sorrelationsfunktion das Eindetigkeits-Theprem für die Korrelationsilunktion aber ohne weiteres erfüllt.

Claims (1)

  1. Ansprüche
    Verfahren zur Analog-Digital-Wandlung und digitalen Signalanalyse mit gesteigerter Auflösung bei begrenzter Abtastrate, dadurch gekennzeichnet, daß das analoge Eingangssingal einer Abtastung aus einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen unterzogen wird.
    2.) Verfahren nach Anspruch 1, dadurch-gekennzeichnet, daß die an sich äquidistanten Abtastintervalle (wenigstens pseudo-) stochastischen Intervallschwankungen unterzogen werden.
    ).) Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das an sich äquidistante Abtastintervall groß gegenüber dem maximalen stochastischen Schwankungsintervall ist.
    4.) Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß abwechselnd eine aufeinanderfolgende Vielzahl von äquidistanten Äbtastiftervallen und dann ein Abtastintervall (wenigstens pseudo-) stochastisch schwankender Länge angewandt werden.
    5.) Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastintervalle schwankender Länge von gleicher Größenordnung wie die äqudistanten Abtastintervalle sind.
    6.) Verfahren nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das gemischt abgetastete Eingangssignal einer statistischen Signalanalyse anterzogen, insbesondere mit einem ebenso gemischt.abgetasteten Vergleichssignal korreliert wird.
    7.) Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ggf. gemischte, Abtasten eines der analogen Signale einer variablen Verzögerung unterzogen wird.
    8.) Vorrichtung zum Ausüben des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Abtaster (lobzw. 11) für Analog-Digital-Wandlung analoger Signale zum Steuern seines Abtastrythmus mit einer Steuerstufe (15) zusammengeschaltet ist, in der ein Taktgenerator (16) für Abtastintervalle konstanter Länge und ein (wenigstens pseudo-) stochastischer Zufallsgenerator (18) für nicht konstante Intervallschwankungen zusammengeschaltet sind.
    9.) Vorrichtung nach Anspruch 8, zum Ausüben des Verfahrens nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß in dw Steuerstufe (15) ein Taktgenerator (16) konstanter Frequenz über eine Koppelstufe (17) mit einem Zufallsgenerator (18) zusammengeschaltet ist.
    lo.) Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzenchrlet, daß die Koppelstufe (17) eine Impulsformerschaltung zur Längenvariation der Ausgangs-Intervalle des Taktgenerators (16) nach Maßgabe des momentanen Ausgangs-Signals des Zufallsgenerators (18) ist.
    11.) Vorrichtung nach Anspruch 8 zum Ausüben des Verfahrens nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der Steuerstufe (15) der Taktgenerator (16) dem Zufallsgenerator (18) nachgeschaltet und von einem Pausengeber (19) gesteuert ist.
    12.) Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 8 bis 11 zum Ausüben des Verfahrens nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein digit-aler Korrelator (20) vorgesehen ist, dessen beide Eingänge an die Digitalsignal-Ausgänge (13) je eines Abtasters (10 bzw. 11) angeschlossen sind, die an ihren Analogsignal-Eingängen (12) das analoge Eingangssignal bzw das analoge Vergleichssignal führen und die beide an die ste-uers-tur-e (15) angeschlossen sind.
    15.) Vorrichtung, insbesondere nach Anspruch 12, zum Ausüben des Verfahrens nach Anspruch 7,durch dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der SteuerstuSe (15) und einem der Abtaster (10 bzw. 11) ein einstellbares Verzögerungsglied (21-) zwischengeschaltet ist.
    14-.) Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsglied (21) einen voreinstellbaren Zähler aufweist und daß der Steuerstufe (15) ein Impulsteiler (22-) nachgeschaltet ist-, dessen Ausgangån.den-Takteingang (14) eines Abtasters (10) sowie auf den Setzeingang des Zähler geschaltet is- und dessen Eingang mit dem Zähleingang (2)) des Zählers verbunderl ist, wobei der Ausgang (25) des Zälzlers auf den Takteingang (14) des zweiten Abtasters (11) geschaltet ist. Leerseite
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