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"Verfahren zur Analog-Digital- Wandlung und digitalen Signal analyse
sowie Vorrichtungen zum Ausüben des Verfahrens =======================================================
Die-Er-findung-betrifSt ein-Ver,ahren zur Analog-Digital-Wandlung und digitalen
Signalanalyse mit gesteigerter Auflösung bei begrenzter Abtastrate und Vorrichtungen
zum Ausüben des Verfahrens.
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Zur digitalen Signalanalyse ist es bekannt, eine analoge Signalfunktion,
nachfolgend als Eingangssignal bezeichnet, in äquidistanten Abständen abzufragen
und den jeweiligen Momentanwert der abhängigen Variablen, z. B.
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die Amplitude de& Eingangssignales, einer Analog-Digital-Wandlung
zu unterziehen. Dazu dienen im entsprechenden Rythmus angesteuerte Abtaster, die
eine digitale Verschlüsselung des Momentanwertes des Eingangssignales vornehmen.
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Um aus der diskreten Wertefolge des abgetasteten Eingangssignales
diese ursprüngliche Information ruckgewinnen zu können, ist die Abtastfrequenz mindestens
doppelt so hoch zu wählen, wie die höchste interessierende Frequenzkociponente
Im
Eingangssignal; andernfalls können Mehrdeutigkeiten auftreten, die eine eindeutige
Rückgewinnung der ursprünglichen, im analogen Eingangssignal vorgelegenen Information
aus der Folge der diskreten Abtastwerte verhindern. Dieses grundlegende Kriterium
ist in der Nachrichtentechnik als das Shannon- oder Nyquist-Theorem bekannt, das
nicht nur beim Abtasten analoger Einxangssignaleanzuwenden, sondern auch hinsichtlich
maximal zulässiger Verzögerungsinkremente bei der digitalen Korrelationsanalyse
oder bei anderen statistischen Signaluntersuchungen einzuhalten ist.
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Die für Zwecke. der digitalen Signalanalyse yorzunehmende.
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Analog-Digital-Wandlung eines analogen Eingangssignales ist also mit
desto höherer Abtastrate (entsprechend kürzeren,Abtastintervall-en) vorzunehmen,
je höher die höchste im Eingangssignal enthaltene Frequenzkomponente ist. Eine Steigerung
der Abtastfrequenz ist aber nicht beliebig möglich, da für die Analog-Digital-Wandlung
eine endliche und nicht beliebig verkürzbare Zeitspanne benötigt wird Der Einsatz
höherwertiger, also schnellerer A-D-Wandler zur Ermöglichung einer höherfrequenten
Abtastfolge bedingt - im Rahmen der physikalischen Möglichkeiten zur weiteren. Steigerung
der Arbeitsgeschwindigkeit von A-D-Wandlern - ganz erhebliche Steigerung der Anlagenkosten,
wodurch der Steigerung der Auflösung für die digitale Signalanalyse schon aus wirtschaftlichen
Gründen Grenzen gezogen sind.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ohne Steigerung der Abtastfrequenz
für die Analog-Digital-Wandlung und damit ohnespürbare Steigerung der Anlagenkosten
für die digitale Signalanalyse eine gesteigerte Auflösung des analogen Eingangssignales
zu erzielen, as einmal den Vorteil der eindeutigen Erfassung höherfrequenter Information
im Eingangssignal bei vorgegebener Abtastfrequenz (Länge der Abtastinte-rvalle)
und zum anderen eine detailiertere Auflösungsmöglichkeit bei der statistischen Signaluntersuchung
erbringen~soll.-Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art
erfindungsgemäß im wesentlichen dadurch gelöst, daß das analoge Eingangssignal einer
Abtastung aus einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-) stochástisèh
variierten Abtastintervallen tuterzogen wird.
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Dieses Abtasten des analogen Eingangssignales mit Abtastintervallen,
die sich sowohl aus äquldistanten als auch aus zufalisbedingten (oder doch-wenigstens
quasi-zufalls bedingten) Intervall-Längen zusammensetzen, bedingt, daß auch dann,
wenn das analoge Eingangssignal unterhalb der durch das Nyquist-Theorem gegebenen
kritischen Abtastrate analysiert wird, dennoch nicht die obenbeschriebenen Mehrdeutigkeiten
im Ergebnis der- digitalen Signalanalyse auftreten, die die eindeutige Rückgewinnung
der Statistik der ursprüngl-ichen Informatiòn im analogen Eingangssignal verhindern
würden. Vielmehr kann nun bei im Mittel konstanter und - gegenüber Orientierung
der
herkömmlichen Digitalisierungsverfahren am Shannon-Theorem nicht
gesteigerter-Abtastrate die Frequenz der Information wesentlich gesteigert T?e-rden,bz-W.
es kann bei beibehaltenem Frequenzbereich die Abtastfrequenz spürbar gesenkt werden.
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Die zufallsbedingten Anteile der Abtastintervalle verhindern nämlich
die andernfalls bei Analog-Digital-Wandlung mit Abtastraten, die unterhalb jenes
Theorem liegen, auftretenden Mehrdeutigkeiten, da nun kein Gleichlauf der Abtastpunkte
mit der Information im analogen Eingangssignal mehr auftreten kann.
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Insbesondere kann die erfindungsgemäße Lehre, das Abtasten des analogen
Eingangssignales mit einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens pseudo-)
stochastisch variierten Abtastintervallen vorzunehmen, vorteilhaft dadurch realisiert
werden, daß an sich äquidistante Abtasbintervalle (wenigstens pseudo-) stochastischen
Intervallschwankungen unterzcgen werden, die den genannten, unerwünschten Gleichlauf
der Abtastpunkte mit der Information, aus dem die Mehrdeutigkeiten bei zu niederfrequenter
äquidistanter Abtastung resultieren, verhindern.
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Zwar erbringt ein derartiges stochastisch verzerrtes Abtasten gegenüber
dem streng äquidistanten
Abtasten des analogen Eingangssignales
bei der digitalen Korrelationsanalyse einen systematischen Fehler, der aber in der
Praxis gegenüber den gerätebedingten Fehlern bei der Anwendung von Abtastverfahren
in aller Regel vernachlässigbar ist. Außerdem läßt sich dieser systematische Fehler
dadurch besonders klein halten, -daß je nach der insoweit bekannten Statistik der
Information des analogen Eingangssignales für die pseudo-stochastischen Interva-llschwanltungen
eine-Funktion gewählt ird, die jenen systematischen Fehler im Korrelationsergebnis
im Mittel zu Null macht oder wenigstens auf einen minimalen Wert bringt. Dieser
systematische Fehler ist aber ohnehin sehr klein, wenn das maximale stochastische
Schwankungsintervall klein gegenüber dem an sich äquidistanten Abtastintervallist,
so aaß dann in aller Regel keinerlei besondere Vorsorge zum Unterdrücken eines statistischen
Fehlers getroffen zu werden braucht.
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Ganz ohne -statistischen Fehler im Korrelationsprodukt arbeftet das
erfindungsgemäße Verfahren z-ur Analog-Digital-Wandlung und digitalen Signalanalyse,-
wenn, gemäß einer anderen Weiterbildung, die Überlagerung der äquidistanten -und
der (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervalle dadurch erfolgt,
daß abwechselnd eine aufeinanderfolgende Vie1 zanivon äquidistanten Abtastintervallen
und dann ein Abtastinter-Vall (wenigstens pseudo- )stochastisch schwankender Länge
für das Digitalisieren der analogen Eingangsfunktion angewandt werde-n. Denn hier
erfolgtdas Abtasten an sich äquidistant, unterbrochen durch Pausen stochastisch
va~rilerfv-erLänge. Wiederuum beruht es auf dem zufallsbedingten
enteil
der wirksamen Abtastintervalle, hier also der Pausenlangen, daß trotz Digitalisierung
unterhalb des Shannon- bzw. Nyquist-Theorems für das zu digitalisierende analoge
Eingangssignal bei dessen digitaler statistischer Analyse, also z. B. im Korrelationsprodukt,
keine die ursprüngliche Information verfälschenden ehrdeutigkeiten auftreten, da
durch die statistische Schwankung beim Abtasten eine Kopplung der (diskontinuierlichen)
Analog-Digital-Wandlung an den Verlauf der Information wieder vermieden wird.
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Dieses Einführen des statistischen Anteils in die Abtastrate durch
Pausen statistisch schwankender Länge ermöglicht also höchstgenaue digitale Signalanalysen,
ohne systematische Fehler in Betracht ziehen zu müssen. Zwar erfolgt während der
Abtastpausen, die zur Vermeidung möglicher Synchronisation mit der Information u.
U. groß gegenüber der maximalen stochastischen Schw-ankungslänge sind, keine Abfrage
und Digitalisierung des analogen Eingangssignales, was zusätzlichen Aufwand bei
der Signalanalyse bedingen kann; dieser aber wiegt angesichts der Möglichkeit der
drastischen Steigerung der Auflösung bei der digitalen Signalanalyse ohne entsprechende
Steigerung des apparativen Aufwandes gering. Lediglich in den besonderen Fällen,
in denen eine (quasi-) kontinuierliche Digitalisierung des analogen Eingangssignales
erfolgen muß, kann es vorteilhafter sein, das Abtasten mit stochastisch -variiert-en
Abt.astintervallen vorzunehmen und dabei dann den - a.usmittelbaren -systematischen
Fehler in Kauf zu nehmen. Diese Unterscheidung wird aber sogar hinfällig, wenn die
genannten Pausen in der Größenordnung der Abtastintervalle selbst liegen. Die Überlagerung
äquidistanter und st ochastischer Abtast.ung liegt dann aarin, zwischen zwei Folge
äquiI-itanterAbtastintervalle ein (wenigstens quasi-) stoohastischvariiertes
Abtastintervall
einzuschieben. Das bedeutet aber kontinuierwesentliche liche Signalverarbeitung
ohne/systematische Fehler und ohne den Zusatzaufwand, um für die statistische Signalanalyse
Abtastpausen überbrücken zu müssen.
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Der besondere Wert des erfindungsgemäßen Verfahrens erweist sich also
bei Anwendung dieser gemischten (äquidistanten und stochastischen) Abtastung analoger
Eingangssignale zu Zwecken statistischer Untersuchungen, insbesondere nämlich zur
Anwendung bei der Darstellung von Korrelationsfunktionen. Nierzu werden, nach einem
weiteren Merkmal der Erfindung, sowohl das analoge Eingangs signal als auch ein
analoges Vergleichssignal je der erfindungsgemäßen Abtastung unterzogen und die
digitalisierten Signale miteinander korreliert. Dabei kann es sich beim "VergJ~eichssignal
durchaus auch wieder um das Eingangs signal handeln, nämlich zur Aufnahme der Autokorrelationsfunktion
anstelle einer Kreuzkorrelationsfunktion.
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Die Anwendung der Erfindung bei der digitalen Korrelationsanalyse
erbringt den ganz besonderen Vorteil, durch variable Verzögerung der Abtastung des
einen Signals gegenüber der Abtastung des anderes Signals nach Art eines Zeitlupenelfektes
innerhalb eines großen Verzögerungsinkrementes, das zwei aufeinanderfolgende diskrete
Funktionswerte der Korrelationsfunktion bestimmt, eine Feinanalyse des Verlaufes
der Korrelationsfunktion vornehmen zu können, indem die Verzögerung in gegenüber
der Länge des Verzögerungsinkrementes sehr kleinen Schrittenvariiert wird. Während
die Arbeitsfrequenz für die Analog-Digital-Wandlung der Signale (Eingangssignal
und Vergleichssignal) von der Länge der (groBen!) Verzögerungsinkremente bestimmt
wird, wobei lediglich das Eindeutigkeits-Theorem hinsichtlich der Korrelationsfunktion
(also das Nyquist-Theorem) erfüllt sein muß,
kann die Schrittweite
für die zeitlupenartige Feinuntersuchung beliebig klein gewählt werden, ohne eine
Begrenzung durch die Funktion der A-D-Wandler zu erfahren. Das bedeutet aber, daß
die Grobanalyse mit Intervallen vorgenommen wird, die erheblich länger sind, als
es dem Shannon-Theorem hinsichtlich der Eingangsfunktion entsprechen würde. Somit
erlaubt das erfindungsgemäße Verfahren eine digitale Signalanalyse mit einer Auflösung,
die oberhalb einer nach dem Shannon-Theorem erzielbaren Auflösung liegt. Mit anderen
Worten, für die digitale Signalverarbeitung nach dem erfindungsgemäßen Verfahren
muß das Nyquist-Theorem nur noch für die interessierende Signalanalyse, etwa die
Korrelationsfunktion, erfüllt sein, nicht mehr für das der Signalanalyse unterzogene
analoge Eingangssignal. So vorteilhaft dieses Zeitlpen-Korrelationsverfahren auch
gerade in Verbindung mit den überlagerten Abtastverfahren anwendbar ist, hat es
doch auch eigenstandige Bedeutung bei herkömmlicher äquidistanter Abtastung.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus nachstehender
Beschreibung zweier in der Zeichnung dargestellter Ausführungsbeispiele für Vorrichtungen
zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens. .Es zeigt Fig. 1 eine Vorrichtung
zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Analog-Digital-Wandlung und digitalen
Signalanalyse durch digitale Koelation in einem ersten Beispiel für stochastisch
beeinflußte Abtastintervalle, Fig. 2 eine Vorrichtung entsprechend Fig. 1 aber mit
einer abgewandelten Ausführungsform für stochastisch beeinflußte Abtastintervalle
und
Fig. 3 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für ein variables
Verzögerungsglied in Fig. 1 oder Fig. 2.
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Die in den Blockschaltbildern gemäß Fig. I und Fig. 2 symbolisch dargestellten
Abtaster 10, 11 sollen zugleich je einen -A-D-Wandler -umfassen, der -den im Abtastzeitpunkt
erfaßten-Momentanwert der am Abtaster lo bzw. 11 liegenden analogen Signalfunktion
digital verschlüsselt ausgibt. .Das entspricht auch-der gängigen gerätetechnischen
Realisierung, bei der Abtaster und A-D-Wandler aufgrund ihres synchronisierten Taktbetriebes
eine Funktionseinheit bilden.
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Das zu digitalisierende und danach einer Signalanalyse zu unterziehende
Eingangssignal, also die analoge Signalfunition, ist auf den Analogsignal-Eingang
12 des Abtasters lo bzw. 11 geschaltet, und der digitalisierte Funktionswert des-
Abtastzeitpunktes wird über einen Digitalsignal-Ausgang 15 des jeweiligen Abtasters
10 bzw. 11 ausgegeten. Die Steuerung des Abtasters lo bz. li und damit auch des
jeweiligen A-D-Wandlers, also die Vorgabe der Abtastzeitpunkte, erfolgt über den
Takteingang 14 des jeweiligen Abtasters 10 bzw. 11.
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Für dieses Steuern des Abtasters 1o bzw. 11 ist eine Steuerstufe 15
vorgesehen, die in an sich äquidistanter Folge Steuerimpulse in-den Takteingang
14 einspeist.
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Zum Vermeiden; der beschriebenen Mehrdeutigkeiten ist an sich hinsichtlich
der Folgefreauenz dieser Steuerimpulse
das Shannon-Theorem zu
erfüllen, d. h. die Folgefrequenz dieser Steuerimpulse muß wenigstens doppelt so
hoch sein, wie die höchste Frequenzlcomponente in der Information am Analogsignal-Eingang
12. Wenn Informationsanteile gesteigerter Frequenz interessieren, also auch nach
der Digitalisierung für die digitale Signalanalyse nicht verlorengegangen sein sollen,
dann muß folglich die Folge frequenz der von der Steuerstufe 15 abgegebenen Steuersignale
desto stärker erhöht werden, was zwar hinsichtlich der Realisierung einer entsprechenden
Steuerstufe nicht kritisch ist, wohl aber hinsichtlich der Realisierung eines entsprechend
schnell arbeitenden A-D-Wandlers im Abtaster 1o bzw. 11 zu ganz beträchtlichen Realisierungsschwierigkeiten
und - soweit überhaupt noch realisierbar - zu entsprechend erhöhtem schaltungstechnischem
Aufwand führt.
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Diese Problematik stellt sich aber bei einer Vorrichtung zum Ausüben
des erfindungsgemäßen Verfahrens nicht in gleicher Weise, da das Abtasten mit dem
nachfolgenden Digitalisieren nun nicht mehr an das Shannon-Theorem gebunden ist,
die Folgefrequenz der Steuerimpulse also nun auch erheblich unterhalb des Doppelten
der höchsten Frequenzkomponente in der Information am Analogsign-Eingang 12 liegen
kann. D. h. also, das Informationsfrequenz spektrum kann spürbar erhöht werden,
ohne hinsichtlich des Auraues des A-D-Wandlers Auftiendungen für eine schnellere
Digitalverschlüsselung treiben zu müssen.
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Für.eine bevorzugte Vorrichtung zum Ausüben des e-rSindungsgemäßen
Verfahrens, die Abtastung mit einander überlagerten äquidistanten und (wenigstens
pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen vorzunehmen, weist die Steuerstufe
15 einen mit konstanter Frequenz arbeitenden Taktgenerator 16 auf, der über eine
Koppelstufe 17 mit einem Zufallsgenerator 18 zusammengeschaltet ist. Der Taktgenerator
16 kann beliebiger herkömmlicher Bauart sein. Der Zufallsgenerator 18 kann als echter
Zufallsgenerator aufgebaut sein, also etwa einen Rauschspannungsgenerator (Auswertung
thermischen Rauschens oder Auswertung des Rauschens bei Durchbruch einer Halbleiter-Sperrschicht-)
enthalten, so daß seine Ausgangssignale keine Periodizität sondern eine Verteilung
entsprechend weißen Rauschens aufweisen. Der Zufallsgenerator 18 kann aber auch
als Pseudp-Zufallsgenerator aufgebaut sein, was in besonders einfacher und gerade
auch im:Hinblick des Zusammenschaltens mit digitaler Signalverarbeitung zweckmäBigerWeise
durch die dafür bekannten Schieberegister-Rückkoppelschaltungen realisierbar ist.
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Die Funktion der Koppelstufe 17 liegt darin, gesteuert durch das Ausgangssignal
des Zufallsgenerators 18 die an sich äquidistante Folge der Ausgangssignale des
Taktgenerators 16 stochastisch (bzw. pseudo-stochastisch) zu verzerren, so daß über
den Takteingang 14 eine Ansteuerung.des Abtasters 10 bzw. 11 mit statistisch schwankenden
Abtastintervallen erfolgt.
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Da das Schwankungsintervall, das vom Zufallsgenerator 18 gesteuert
wird, vorzugsweise klein ist gegenüber der Periodenlänge der Ausgangssignale des
Taktgenerators 16, ist die Koppelstufe 17 zweckmäßigerweise als Impulsformerschaltung
realisiert, etwa in Form einer monosiabilen Stufe, die nach Maßgabe des momentanen
Ausgangssignals des Zufallsgenerators 18 eine Verlängerung der Ausgangs-Intervalle
in der vom Taktgenerator 16 abgegebeinen Signalfolge bewirkt, ehe diese Signalfolge
am Takteingang 14 der Abtaster lo bzw. 11 wirksam wird.
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Zum Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens kann aber auch, wie in
Fig. 2 dargestellt, die Steuerstufe 15 einen Taktgenerator 16 und einen Zufallsgenerator
18 aufweisen, die nicht mehr wie beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 über eine
Koppelstufe 17 für statistisch schwankendes Ansteuern der Abtaster 1o bzw. 11, sondern
für äquidistantes Abtasten mit stochastisch schwankenden Pausenzusammengeschaltet
sind. Dafür ist im Gegensatz zum frei laufenden nach Fig. 1 nunmehr ein gesteuerter
Taktgenerator 16 vorgesehen, der an einen Pausengeber 19 angeschlossen ist. Der
Pausengeber 19 blockiert die die Steuerstufe -15 verlassenden Steuerimpulse jeweils
nach Ablauf einer gewissen Spanne, die etwa durch Abzählen der Steuerimpulse oder
durch eine zeitabhängige Arbeitsweise im Pausengeber 19 definiert ist. Damit keine
Synchronisation zwischen den Abtastzeitpunkten und der Information auftritt, gewährleistet
der Zufallsgenerator 18 in der Steuerstufe 15, daß nach Ende der Pause von den die
Steuerstufe verlassenden Steuerimpulsen nicht der
ursprüngliche
Rythmus fortgesetzt wird (daß also die Pause nicht Ganzzahliges Vielfaches -der
konstanten Per-odenlänge der Steuerimpulse ausmacht), sondern gegenüber der vor
der Pause erzeugten Folge der äquidistanten Steuerimpulse nunmehr ein Versatz um
einen stochastisch (oder wenigstens pseudo-stochastisch) bedingten Betrag erfolgt.
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Dazu wird zweckmäßigerweise der Taktgenerator 16 während der Pause
vom Zufallsgenerator 18 synchronisiert, etwa in der Weise, daß der Taktgenerator
16 in der Pause angehalten und nach Ablauf der Pause vom nächstfolgenden Ausgangssignal
des Zufallsgenerators 18 erneut gestartet wird;cderdadurch, daß der Taktgenerator
16 zwar auch während der Pause (in der die--Ausgabe von Steuerimpulsen gesperrt
wird) durchläuft, in dieser Zeit aber nach Maßgabe eines Ausgangssignales des Zufallsgenerators
18 eine Phasenbeeinflussung der Schwingung des Taktgenerators 16 erfolgt.
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Durch diesen Eingriff des Zufallsgenerators 18, während der vom Pausengeber
19 erzwungenen Pause einer Abgabe von Steuerimpulsen an den Takteingang 14 des Abtasters
lo bzw. lI Wird also sichergestellt, daß die.Pause kein ganz zahligesVielfaches
der-äq.uidistantenPeriodenlänge der Schwingung des-Taktgenerators-l6 beträgt, daß
vielmehr die Längen der aufeinanderfolgenden Pausen (wenigstens pseudo-) stochastischen
Schwankungen unterzqgen sind.
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Der besondere-Wert des erfindungsgemäßen Verfahrens- erweist sich
bei der digitalen Signalanalys-e im Hinblick auf die Signalstatistik der abgetasteten
und digitalisierten
analogen Signalfunktion, da die statistischen
Schwankungsanteile der Abtastintervalle mit der Signalfunktion nicht korreliert
sind, also bei statistischen Untersuchungen, insbesondere in der Korrelationsfunktion,
nicht in Erscheinung treten. Dabei ist es ein zusätzlicher Vorteil der Erfindung,
bei nicht mehr gegebener Bindung an das Shannon-Theorem, also an das Eindeutigkeits-Theorem
hinsichtlich der analogen Signalfunktion, eine Art Zeitlupenuntersuchung des Verlaufes
der Korrelationsfunktion innerhalb eines langen, also die (niedrige) Arbeitsfrequenz
der Abtaster lo bzw. 1 und damit auch der A-D-Wandler bestimmenden Verschiebungsinkrementes,
dessen Anfang und Ende zwei Funktionswerte der Korrelationsfunktion und damit einen
Grobüberblick über deren Verlauf bestimmen, zu ermöglichen.
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Um diese vorteilhaften Möglichkeiten auswerten zu können ist nach
einer zweckmäßigen Weiterbildung der Erfindung, wie in Fig. 1 und in Fig. 2 dargestellt,
der Steuerstufe 15 ein Abtaster 10 für ein analoges Eingangssignal, das die interessierende
Signalfunktion enthält, sowie ein Abtaster 11 für ein Vergleichssignal, anhand dessen
die Signalrunktion untersucht werden soll, nachgeschaltet.
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Die Eorrelation des Eingangssignales mit- dem Vergleichssignal ergibt
bekanntlich die Kreuzkorrelationslunktion.
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Soll die Autokorrelationsfunktion der analogen Signalfunktion selbst
dargestellt werden, dann ist als Vergleichssignal abermals das Eingangssignal heranzuziehen.
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Beide-Abtaster 1o und 11 werden also mit der Uberlagerung aus äquidistanten
und (wenigstens pseudo-) stochastisch variierten Abtastintervallen betrieben. Der
Digital-Ausgang 13 jeden Abtasters lo bzw. 11 ist auf einen der beiden Eingänge
eines digitalen Korrelators 20 geschaltet, an dessen Ausgang das Ergebnis der statistischen
Untersuchung der analogen Signalfunktion, also der digitalen Signalanalyse erscheint
Die beiden Abtaster 1o und 11 werden zwar von der gemeinsamen Steuerstufe 15 aber
nicht synchron betrieben, sondern die Steuerimpulse am Ausgang der Steuerstufe 15
erscheinen am Takteingang 14 des einen Abtasters 11 gegenüber dem anderen Abtaster
lo'verzögert. Der Betrag dieser Verzögerung ist mlttels eines-dem Takteingang 14
des einen Abtasters 11 vorgeschalteten einstellbaren Verzögerungsgliedes 21 vorgebbar
und variierbar. Zur punktweisen Aufnahme des- Verlaufes der Korrelationsfunktion
am Ausgang des digitalen Korrelators 2o wird inals solcher aus der Korrelationstechnik
bekannter Weise durch entsprechende Einstellung des Verzögerungsgliedes eine Folge
unterschiedlicher Verschiebungs-oder Verzögerungsinkremente vorgegeben, die in der
Korrelationsfunktion die unabhängigen Variablen für die einzelnen Werte der Korrelationsfunktion
darstellen.
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Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel für den Aufbau eines einstellbaren
Verzögerungsgliedes 21 und sein Zusammenschalten mit der Steuerstufe 15 ist in Fig.
9 dargestellt.
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Danach liefert der Taktgenerator 16 eine Impulsfolgefrequenz,
die
wesentlich höher ist als die Arbeitsfrequenz der Abtaster lo und 11 und deshalb
über einen Impulsteiler 22herabgeteilg, wird/ an dessen Ausgang die eigentlichen,
an die Takteingänge 14 der Abtaster 1o und 11 gegebenen Steuerimpulse anstehen.
Allerdings wird der Abtaster 11 nicht unmittelbar von der Steuerstufe 15 - also
m Impulsteiler 22 - angesteuert, sondern über das Verzögerungsglied 21.
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Das einstellbare Verzögerungsglied 21 besteht vorzugsweise im wesentlichen
aus einem programmierbaren Zähler mit Zähleingang 23, Setzeingang 24 und bei Erreichen
einer vorgegebenen Zählstellung angesteuertem Ausgang 25, der auf den Takteingang
14 des gegenüber dem Abtaster 1o mit variabler Verzögerung angesteuerten Abtastersll
angeschlossen ist. Die höherfrequenten, noch nichtnittels des Impulsteilers 22 zur
Folge der Steuerimpulse herabgeteilten Ausgangssignale des Taktgenerators 16 dienen
als Zählimpulse, d. h., der Zähleingang 25 ist wie der Impulsteiler 22 an den Ausgang
des Taktgenerators 15 angeschlossen. Die Abfrage der Zählerendstellung, in der am
Ausgang 25 ein Signal auftreten soll, erfolgt zweckmäßigerweise einheitlich bei
Zähler-l:Jull-Stellung, um Abfrageaufwand einzuspar1e; d. h., mit den Ausgangssignalen
des Taktgenerators ird von einer gerade vorgegebenen Voreinstellung des Zählers
nach Null hin zurückgezählt und dann über dessen Ausgang 25 und den Takteingang
14 der Abtaster 11 angesteuert. Sobald - am Ausgang des Impulsteilers 22 und damit
am Takteingang 14 des ersten Abtasters lo - ein Steuerimpuls auftritt,
gelangt
dieser auch an den Setzeingang 24 des durch den Zähler gebildeten Verzögerungsgliedes
21, d. h., jetzt wird der Zähler auf die vorgegebene Anfangs-Zählstellung zurückgesetzt.
Diese Anlangs-Zählstellung entspricht also der vorgegebenen Verzögerung zwischen
der Ansteuerung des Abtasters 11 gegenüber der Ansteuerung des Abtasters lo. Mit
der Anfangs-Zählstellung ist also in sehr kleinen Schritten vorgebbar, an welcher
SteLe innerhalb eines dagegen sehr großen Verschiebe- oder Verzögerungsinkrementes
der Wert der Korrelationsfunktion ermittelt wird. Durch feinstufige Verstellung
des Verzögerungsgliedes 21, also der Zähl-Anfangsstellung des Zählers, läßt sich
somit in dichter Wertefolge der genaue Verlauf der Korrelationsfunktion ermitteln.
Die Arbeitsfrequenz der Abtaster lo, 11 und damit insbesondere der A-D-Wandler entspricht
aber nicht diesen kleinen SchrittWeiten zur Feinanalyse des Verlaufs der Korrelationsfunktion,
sondern lediglich der Länge der großen Verzögerungsinkremente, ist also unkritisch.
Damit entfallen für solche Feinuntersuchungen herkömmlicherweise erforderlich gewesene
Vor-Verzögerungsglieder zum Realisieren großer Verzögerungsparameter, innerhalb
deren Spanne der Verlauf der Korrelationsfunktion mit einer feineren und die Abtastfrequenz
bestimmenden Auflösung bisher ermittelt wurde.
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Ein weiterer besonderer Vorteil der beschriebenen Vorrichtungen zum
Ausüben des erfindungsgemäßen Verfahrens ist es, daß die Erfindung ohne spürbaren
technischen Mehraufwand
auch nachträglich in bestehende digitale
Signalverarbeitungssysteme eingebaut werden kann; Unter Beibehalten der von der
Steuerstufe 15 gelieferten Abtast-Grundfrequenz wird deren Auflösungsvermögen ganz
sslesentlich gesteigert, indem sie lediglich zusätzlich mit dem einstellbaren Verzögerungsglied
21 zur Feinuntersuchung des Verlaufes der Korrelationsfunktion und gegebenenfalls
auch noch mit dem Zufallsgenerator 18 zur (wenigstens pseudo-) stochastischen Beeinflussung
der an sich äquidistanten Abtastung nachgerüstet zu werden brauchen.
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Damit ist es etwa möglich, sich für Grobuntersuchungen einen groben
Überblick über den Verlauf der Korrelationsfunktion durch Korrelieren weit auseinanderliegender
Funktionswerte des Eingangssignales einerseits und des Vergleichssignales andererseits
zu verschaffen und im interessierenden Bereich dann eine Feinanalyse durch feine
Schrittweiten wie vorstehend beschrieben, also durch die Verzögerung eines der beiden
Abtastzeitpunkte, mit entsprechend hoher Auflösung vorzunehmen. Die dabei einzuhaltenden
Eindeutigkeitsbedingungen sind ohne weiteres erfüllbar, da die kleine Schrittweite
für die Feinuntersuchung keinen Einfluß mehr auf die Arbeitsgeschwindigkeit der
A-D-Wandler und damit der Abtaster lo, 11 hat, zumal bei Benutzen eines statistisch
schwankenden Anteils in den AbtasWintervallen nicht einmal mehr das Shannon-Theorem
für die analogen Signale zu erfüllt zu sein braucht; dagegen ist mit den kleinen
Schrittweiten für die Beinuntersuchung des Verlaufes der Sorrelationsfunktion das
Eindetigkeits-Theprem für die Korrelationsilunktion aber ohne weiteres erfüllt.