DE1190231B - Anordnung zur Bestimmung der zeitlichen Mittelwerte von Funktionen - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

G06f

Deutsche KL: 42 m -14

Nummer: 1190231

Aktenzeichen: J 23294IX c/42 m

Anmeldetag: 6. März 1963

Auslegetag: 1. April 1965

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Bestimmung der zeitlichen Mittelwerte von Funktionen, die Mittel enthält, um Funktionen zu wiederholten Zeitintervallen abzutasten.

Eine solche Anordnung ist im USA.-Pätent 2 643 819 beschrieben worden und ebenso in einem Artikel von Y. W. Lee, T. P. Cheatham jr. und J. B. Wiesner, der auf den Seiten 1165 bis 1171 in Proc. of the IRE, Oktober 1950, veröffentlicht worden ist. In diesen früheren Veröffentlichungen ist eine Anordnung beschrieben, der die spezielle Aufgabe zugrunde lag, die Errechnung von Korrelationsfunktionen durchzuführen. Solche Funktionen sind definiert durch

fA(t)A(t+tdat, (I) -τ

wo F₁^t₁) die kreuzweisen Beziehungen der Funktionen Zi(O und Z₂(O darstellt. Die Zeitvariable t fällt beim Integrieren weg in einer solchen Weise, daß die Korrelationsfunktion F₁₂ eine Funktion von Z₁ ist, wobei das Zeitintervall der Verschiebung zwischen den beiden Funktionen Zi und Z₂ entspricht. Wenn sich die beiden Funktionen Zi und Z₂ voneinander unterscheiden, so wird die Funktion F₁₂(Z₁) als Kreuzkorrelationsfunktion bezeichnet. Sind die Funktionen Z₂(O und Zi(O identisch, so wird die Korrelationsfunktion F_nIt₁) als Autokorrelationsfunktion bezeichnet. Korrelationsfunktionen haben eine erhebliche Wichtigkeit auf verschiedenen Gebieten und stellen ein wichtiges Mittel dar für die Analyse von statistischen Charakteristiken bei Nachrichten oder beim Rauschen. Unter den prinzipiellen Anwendungsfällen der Korrelationsanalyse können vor allem die Rauschanalyse, Netzwerkanalyse und das Feststellen von periodischen Signalen genannt werden.

In Verbindung mit der Rauschanalyse beweist das Theorem von Wiener-Khintchine, daß die Autokorrelationsfunktion und das Spektrum der Leistungsverteilung eines festen statistisch verteilten Signals, d. h. ein solches, bei dem die statistischen Eigenschaften unabhängig von der Zeit sind, ein Paar von Fouriertransformationen sind. In dieser Weise ist es möglich, von der Autokorrelationsfunktion die spektrale Leistungsverteilung jedes festen statistischen Prozesses zu bestimmen.

Der Artikel von P. Jespers mit dem Titel »Introduction de Methodes statistiques dans l'etude des Anordnung zur Bestimmung der zeitlichen
Mittelwerte von Funktionen

Anmelder:

International Standard Electric Corporation,

New York, N, Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Ing. H. Ciaessen, Patentanwalt,

Stuttgart W, Rotebühlstr. 70

Als Erfinder benannt:

Paul Gustave Amelie Jespers, Tervueren;

Pe Tsi Chu, Antwerpen (Belgien)

Beanspruchte Priorität:

Belgien vom 7. März 1962 (614757)

filtres«, der auf den Seiten 199 bis 207 der Zeitschrift E. Tijdschrift, Volume III, Nr. 5, 1961, beschreibt unter anderem die Anwendung von Korrelationsfunktionen zur Schaltungsanalyse. Diese Schaltung kann entweder linear oder nichtlinear sein, mit oder ohne lokale Rauschquelle, und in jedem Fall ist es möglich, die Übertragungseigenschaft eines Netzwerkes zu berechnen, ebenso sein Impulsverhalten mittels der Korrelationsfunktionen eines statistischen Eingangssignals, z. B. weißem Rauschen oder dem statistischen Ausgangssignal des Netzwerkes selber. Die Eingang-Ausgang-Kreuzkorrelationsfunktion des Netzwerkes, z. B. eines Filters, das durch weißes Rauschen angesteuert wird, ist proportional dem Impulsverhalten des Filters, wobei die Fouriertransformation dieser Kreuzkorrelationsfunktion proportional der Übertragungsfunktion des Filters ist. Insbesondere erlauben diese Eigenschaften, die Übertragungseigenschaften von Netzwerken zu bestimmen, wobei dieser Vorgang nicht durch das Anlegen von Meßsignalquellen gestört wird.

Ein dritter prinzipieller Anwendungsfall von Korrelationsfunktionen ist das Feststellen von periodischen Signalen, denen Rauschsignale überlagert sind.

Dies wird dadurch ermöglicht, weil die Korrelationsanalyse erlaubt, auf der Basis von statistischen zeitlichen Mittelwerten alle voneinander unabhängigen

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Komponenten zu eliminieren, d. h. solche, die keine Beziehungen miteinander aufweisen. Mehr ins einzelne gehende Betrachtungen der Vorteile von Autokorrelationen und Kreuzkorrelationen für solche Applikationen können dem obenerwähnten Artikel aus Proc. of the IRE entnommen werden.

Es besteht eine Vielzahl von Anwendungsfällen für Korrektoren, z. B. bei der Feststellung von Radarechos über lange Entfernungen, ölgeräusche, Electroencephalography, Ozeanographie, Geräusch und akustische Messungen, mechanische Impedanzprobleme, atmosphärische Strömungen, Radiostörungen usw.

Viele der bisher entwickelten Korrelatoren beruhten auf Analogverfahren mit Rechengenauigkeiten in der Größenordnung von 5%.

Ein solcher Analogkorrelator ist z. B. von K. W. G ο f f in einem Artikel, der in der Zeitschrift »The Journal of the Acoustical Society of America«, Volume 27, Nr. 2, März 1955, S. 223 bis 236, beschrieben ist, unter dem Titel »An analog Correlator for Acoustic Measurements« beschrieben.

Die USA.-Patentschrift 2643 819 beschreibt ein System auf digitaler Basis, wo die beiden elektrischen Wellenzüge durch die Funktionen J₁ (t) und /₂(/) zu Zeitpunkten abgetastet werden, die durch die Verzögerung ^₁ gegeneinander verschoben sind. Werden diese paarweisen Messungen N-mal wiederholt, N ist hierbei eine große Zahl, wobei das Zeitintervall, das zwischen den beiden Proben eines solchen Paares gleich t_t ist, und der Abstand zwischen solchen Abtastpaaren durch ein verhältnismäßig großes Zeitintervall getrennt sind, das so groß ist, daß die Messungen statistisch unabhängig voneinander verlaufen, so ist es möglich, das Ergebnis dieser JV Messungen zur Berechnung eines Punktes der Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂^₁) zu benutzen, entsprechend dem speziellen Wert von t_v der die Verzögerung zwischen den beiden Proben eines jeden Paares darstellt. Der Rechenvorgang besteht aus einer Multiplikation der Spannungsamplituden der beiden Abtastwerte, einer von der Funktion Z₁ (t) und der andere von der Funktion /₂ (i) eines solchen Paares, welche JV Produkte akkumuliert werden. Diese JV Produkte werden durch JV dividiert und ergeben den Wert der Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂ (ij) für den speziell gewählten Wert der Verzögerung ty Die JV Paare von Abtastwerten brauchen nicht mit gleichen Zeitintervallen zwischen zwei solchen Paaren bestimmt zu werden, sondern diese Zeitintervalle müssen genügend lang sein, um statistische Werte darzustellen. In der Praxis jedoch wird es generell einfacher sein, das Abtasten dieser beiden Wellenformen regelmäßig vorzunehmen. Wie in dem obenerwähnten Patent und in dem obenerwähnten Procof-the-IRE-Artikel beschrieben wird, wird aus jedem Abtastpaar ein Impulspaar abgeleitet, dessen Amplituden die entsprechenden Augenblickswerte der beiden Funktionen zu den entsprechenden Abtastzeitpunkten repräsentieren, wobei einer der zu einer Wellenform gehörenden Impulszüge so abgeändert wird, um die Amplitudenvariationen dieser Impulse in Zeitvariationen zu transformieren, wonach die amplitudenmodulierten Impulse des anderen Impulszuges in ihrer Länge so moduliert werden durch die abgeänderten Impulse des ersten Impulszuges, daß schließlich ein Impulszug erhalten wird, dessen Oberflächen proportional dem Produkt eines Augenblickswertpaares ist. Diese Impulse, die in der Amplitude und in der Länge moduliert sind, werden dann einer Integrationsschaltung zugeleitet.

Nach N Paaren von Abtastungen ist es notwendig, diese Operation zu wiederholen, und zwar so oft, bis die gewünschte Anzahl von verschiedenen Punkten der Korrelationskurve errechnet ist. Wenn die gewünschte Anzahl von Punkten η ist, müssen nN Paare von Abtastungen nacheinander vorgenommen werden.

Abgesehen von dem Abtasten, ist die Arbeitsweise des beschriebenen Korrelators hauptsächlich ein Rechenvorgang mit analogen Methoden, bei dem es sehr schwierig ist, eine hohe Genauigkeit zu erhalten.

Phasenschiebeglieder sind vorgesehen, um den Zeitabstand I₁ zwischen den Proben der ersten und zweiten Wellenform festzulegen, und weiterhin Mittel, um die Amplituden der Abtastwerte zu multiplizieren und zu addieren und um den Mittelwert der JV Probenpaare zu erhalten. Alle diese Mittel sind analoge Mittel.

Ein Korrelator, der mit Abtastpaaren arbeitet, jedoch Rechenschaltungen enthält, die eine viel größere Genauigkeit ermöglichen, ist von H. E.

Singleton in dem Artikel »A Digiatl Electronic Correlator« auf den Seiten 1422 bis 1428 in Proc. of the IRE, Dezember 1950, beschrieben. In diesem digitalen Korrelator ist ein Taktgenerator vorgesehen, der in der Lage ist, zwei Impulszüge, die um t_t gegeneinander verschoben sind, zu erzeugen. Dieses Intervall t_x kann abgeändert werden für die Berechnung der verschiedenen η Punkte der Korrelationsfunktion. Die Augenblickswerte, die durch diese Impulse abgetastet werden, werden umgewandelt in Impulse, deren Länge in der entsprechenden Weise moduliert wird. Eine digitale Quantisierung dieser Längen, die den Augenblickswerten proportional sind, wird durch einen binären Zähler vorgenommen. Innerhalb der Impulsdauer des in seiner Dauer modulierten Fortschaltimpulses zählt der Zähler von einer Anfangsstellung bis zu einer Endstellung, wonach der Endzustand des Zählers der Dauer der längenmodulierten Impulse entspricht, so daß hierdurch ein digitaler Wert der Zeitdauer und gleichzeitig des Augenblickswertes des Abtastimpulses erhalten wird. Diese beiden digitalen Werte eines Abtastpaares werden anschließend einer digitalen Multiplizierschaltung zugeführt, und anschließend werden die Ziffern des Produktes der JV Abtastpaare integriert, indem diese in einen digitalen Akkumulator hineingeschickt werden, der aus einer Kaskadenschaltung von bistabilen Schaltungen besteht und als binärer Zähler arbeitet, dessen letzte Stufen das Summenresultat dieser JV Produkte abgeben.

Während diese digitale Methode wesentlich genauer und flexibler ist, so benötigt sie jedoch einen erheblichen Aufwand. Zum Quantisieren auf einer Basis von zehn binären Ziffern, wie in dem Artikel beschrieben wird, muß der binäre Zähler in der Lage sein, bis zu einem Maximum von 2¹⁰—1 Impulsen zu zählen. Selbst wenn eine Frequenz von 5MHz zur Ansteuerung eines solchen binären Zählers benutzt wird, so werden doch 200 Mikrosekunden zum Codieren eines solchen Impulses benötigt. Eine ähnliche Zeit ist notwendig zur Multiplikation der beiden zehnziffrigen binären Zahlen, und die Additionsschaltung muß so ausgelegt sein, daß sie die JV Pro-

dukte der beiden binären Zahlen mit je 10 Bit akkumulieren kann. Da N generell von 10⁴ bis 10⁶ variieren kann, ein normaler Wert ist hierbei 10⁵, so ist zu sehen, daß diese Schaltkreise entweder für einen parallelen Rechenvorgang einen sehr großen Aufwand oder für einen serienmäßigen Rechenvorgang eine erhebliche Zeit benötigen.

Korrelationsfunktionen müssen für η Werte von Zeitverzögerungen ^₁ berechnet werden, und zwar wird in der Praxis gewöhnlich gewünscht, diese Verzögerung mit einiger Genauigkeit zu bestimmen; wie z. B. in dem zuletzt obenerwähnten Artikel beschrieben wird, geschieht dies mit einem digitalen Frequenzteiler, wobei mit einer Verzögerungseinheit t_Q gearbeitet wird. Alle verschiedenen Verzögerungen sind dabei Vielfache dieser Verzögerungseinheit. Zur Berechnung von η Punkten der Korrelationsfunktion betragen die verschiedenen Verzögerungszeiten von 0, t₀, 2t_Q, 3t₀... bis («—l)i₀. Die maximale Zeit, um die eine Probe einer Wellenform von der nächsten Probe getrennt wird, muß mindestens gleich M₀ sein zuzüglich der Zeit, die notwendig ist zum Quantisieren, Multiplizieren und Addieren, wie oben beschrieben wurde. In der Praxis muß notwendigerweise ein einziger vorherbestimmter Wert gewählt werden zwischen zwei aufeinanderfolgenden Proben derselben Wellenform, wobei diese Zeit mindestens gleich AZi₀ plus der Rechenzeit sein muß.

Die Bestimmung der nN Abtastpaare erfordert also einen erheblichen Zeitaufwand, der bis zu mehreren Tagen betragen kann, für Werte von η und N gleich 10² bzw. 10⁶, obgleich für die Rechenvorgänge Frequenzen im MHz-Bereich benutzt werden.

Der vorliegenden Erfindung liegt nun die allgemeine Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zu schaffen, die in der Lage ist, zeitliche Mittelwerte solcher Funktionen zu berechnen, insbesondere zum Berechnen von Korrelationsfunktionen. Diese Anordnung soll, während die digitale Technik mit hoher Genauigkeit benutzt wird, gegenüber den bisher bekannten Ausführungen wesentlich weniger Aufwand erfordern.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist eine Anordnung, die, während alle anderen Dinge gleichbleiben, in der Lage ist, die Berechnung in wesentlich kürzerer Zeit durchführen zu können, als mit den bisher bekannten Mitteln möglich war.

Gemäß einem ersten allgemeinen Merkmal der vorliegenden Erfindung ist eine Anordnung, wie sie anfänglich beschrieben wurde, dadurch gekennzeichnet, daß Vergleichsmittel vorgesehen sind, die die Amplituden jeder der Funktionsproben mit dem Augenblickswert eines variablen Referenzpegels vergleichen und anschließend diesem Vergleichswert einen binären Wert zuordnen.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ändert sich dieser Referenzwert in statistischer Weise.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ändert sich dieser Referenzwert kontinuierlich zwischen einem vorher bestimmten unteren Grenzwert und einem vorher bestimmten höheren Grenzwert.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung liegen die Maxima und Minima der besagten Funktionen nicht außerhalb der eben beschriebenen Grenzen.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ändert sich der Referenzwert linear.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ist ein Akkumulator vorgesehen, um algebraisch die N binären Werte von N aufeinanderfolgenden Vergleichen derselben Funktion miteinander zu addieren.

Es ist gefunden worden, daß durch die Durchführung solcher Vergleiche zwischen den Proben der Funktionen, deren zeitliche Mittelwerte berechnet werden sollen, und den Referenzproben, deren Amplitude in statistischer Weise sich ändert, erlaubt, das Quantisieren der Amplituden der Proben, wie vorher notwendig war, und damit eine komplexe und relativ langsame Anordnung zu vermeiden.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist die Anwendung dieser Vergleichstechnik, wie sie oben beschrieben wurde, mit dem Variieren der Referenzamplituden in statistischer Weise zusammen anzuwenden, um Korrelationsfunktionen zu berechnen.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ist eine Anordnung zur Berechnung der zeitlichen Mittelwerte von Funktionen, insbesondere zur Berechnung von Korrelationsfunktionen, dadurch gekennzeichnet, daß die k{k>l) binären Werte, die aus k Vergleichen zwischen k Funktionen und k Vergleichswerten der statistisch variablen Referenzpegelquelle gewonnen werden, wobei diese statistischen Variablen unabhängig voneinander sind, durch die k Vergleichsschaltungen einem logischen Kreis zugeführt werden, dessen Ausgang ein binäres Ausgangssignal entnehmbar ist, das von der Parität der Anzahl der k Vergleiche, die dasselbe binäre Ergebnis ergeben, abhängt, und daß ein Akkumulator vorgesehen ist, der algebraisch die N binären Ausgangswerte der N aufeinanderfolgenden Gruppen von k Vergleichen addiert.

Im Falle einer einfachen Korrelationsfunktion, die am Anfang der Beschreibung definiert wurde, erhält man einen ersten oder zweiten Wert als Resultat des Vergleichs zwischen der Funktion J₁ und dem Augenblickswert der Referenzprobe. Indem einer dieser beiden Werte zu 1 normalisiert wird, erhält man den Wert 1 oder α (αφϊ) im Zusammenhang mit dem Resultat dieses Vergleichs. Dasselbe ist möglich für die Funktion /₂, so daß für jedes Paar von Proben dieser Funktionen Z₁ und /₂ die Vergleiche mit den Augenblickswerten der entsprechenden Referenzproben vier mögliche Resultate abgeben kann, die als 00, 11 definiert werden können, wenn die Amplituden der beiden Funktionen entweder beide niedriger oder gleich oder höher als ihre Referenzproben sind. Sie können mit 01, 10 definiert werden, wenn die erste Funktion niedriger oder gleich ihrer Referenzprobe ist, während die zweite höher als ihre Referenzprobe ist und umgekehrt. In dem ersten Falle, der als 00, 11 bezeichnet wird, ist die Anzahl von Funktionen, die beim Vergleich dasselbe Resultat abgeben, gerade. Im anderen Fall ist es ungerade, und für eine ganze Serie von Vergleichen der beiden Funktionen wird man in dieser Weise entweder einen oder den anderen Wert, d. h. 1 oder a, in normalisierten Werten erhalten.

Es ist festgestellt worden, daß, wenn die beiden das Resultat aller Vergleiche ausdrückenden Werte gleich 1 und —1 sind, die algebraische Addition einer großen Anzahl N dieser Resultate eine Summe ergibt, die direkt proportional der Korrelationsfunktion ist. Dies ist ebenfalls für die Berechnung des Mittelwertes einer einzigen Funktion oder des Mittelwertes des Produktes zweier Funktionen der Fall.

Im Zusammenhang mit einem zweiten allgemeinen Merkmal der Erfindung ist eine Anordnung zur Berechnung der zeitlichen Mittelwerte von Funktionen und insbesondere für die Berechnung von Korrelationsfunktionen, die Mittel zur wiederholten Abtastung von Funktionen enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die aus diesem Abtasten resultierenden digitalen Werte der verschiedenen Zeitfunktionen in einem Speicher gespeichert werden, der aus so vielen Speicherplätzen besteht, die groß genug sind, um eine Serie von η Resultaten des Abtastvorganges zu speichern, wobei jedes dieser Resultate einem speziellen Wert der entsprechenden Verzögerung einer der besagten Funktionen im Verhältnis zu einer anderen entspricht.

Eine Anordnung gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung enthält in Verbindung mit dem besagten Speicher einen Zugriffsschalter und eine Statisierungsanordnung. Hierdurch ist es möglich, die η Resultate, die in dem besagten Speicher gespeichert sind, eines nach dem anderen in die Statisierungsanordnung einzuschreiben. Dieses erfolgt dadurch, daß der Zugriffsschalter unter Ansteuerung eines Verzögerungszählers von einer Stelle zur anderen schaltet. Dieser Verzögerungszähler besitzt η Schaltzustände und wird durch einen Zug von wiederholten Impulsen angesteuert und gibt Steuersignale an den besagten Zugriffsschalter ab, um sukzessive eine Serie von η Impulsen bereitzustellen, deren Zeitpositionen innerhalb eines ganzen Zyklus des Verzögerungszählers jeweils einer der speziellen Korrelationsverzögerungen entsprechen. Die dem Verzögerungszähler zugeführten Impulse dienen gleichzeitig dazu, die Zeitpunkte festzulegen, während der eine der Zeitfunktionen abgetastet wird, während einer oder möglicherweise mehrere Impulse, die in einem um η-mal langsameren Rhythmus durch den Verzögerungszähler erzeugt werden, dazu benutzt werden, eine Referenzzeit zur Abtastung einer der Zeitfunktionen für jeden Zyklus des besagten Zählers zu definieren, und möglicherweise zur Abtastung von anderen Zeitfunktionen benutzt werden können, die zu anderen Zeitpunkten abgetastet werden sollen als zu den Zeitpunkten der Eingangsimpulse des Verzögerungszählers.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Statisierungsanordnung des Speichers dadurch gekennzeichnet, daß sie in der Form eines Zählers mit einer vorher bestimmten Anzahl von bistabilen Elementen aufgebaut ist, wobei diese bistabilen Stufen einerseits von dem Speicher unter Steuerung des Zugriffsschalters parallel angesteuert werden, um eines der η gespeicherten Resultate zu statisieren, und welcher andererseits in Serie von den Vergleichsschaltungen, die die Zeitfunktionen mit ihren entsprechenden Referenzpegeln vergleichen, angesteuert wird, wobei dieses serienmäßige Ansteuern durch die Impulse erfolgt, die das Resultat der besagten Vergleiche charakterisieren.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung arbeitet die besagte Statisierungsanordnung als umkehrbarer Zähler und ist mit einer bistabilen Stufe versehen, die das Vorzeichen des numerischen Wertes anzeigt, entsprechend dem Zustand des umkehrbaren Zählers, wobei der Zähler mit zwei unterschiedlichen Eingängen versehen ist und das Auftauchen eines Impulses an einem der beiden Eingänge bewirkt, daß eine Einheit von dem registrierten Resultat des Umkehrzählers entweder addiert oder subtrahiert wird.

Das Vorhandensein des Speichers in Verbindung, mit dem Vergleich der Funktionsproben mit den Referenzproben, deren Pegel in statistischer Weise veränderlich sind, hat einen besonderen Vorteil, da das Resultat dieser Vergleiche durch ein einziges binäres Bit ausgedrückt werden kann. Ist also eine große Anzahl von N Serien von Abtastungen erfolgt, so gibt man dem Resultat des ganzen Vergleiches den Wert +1 oder — 1, wobei das Resultat zwischen den Grenzen -\-N und — N liegt, sogar dann, wenn N — 10⁶ ist, so kann eine solche Zahl durch eine verhältnismäßig kleine Anzahl von binären Bits ausgedrückt werden. Indem eine solche Zahl in dem Speicher entsprechend einer gegebenen Korrelationsverzögerung eingespeichert wird, kann dieser Speicher diese in einem Speicherplatz eingeschriebene Zahl in dem Moment statisieren, zu dem eine neue Serie von Proben gemacht wird. Das gesamte Resultat eines neuen Vergleichs verursacht die Addition oder Subtraktion einer Einheit von der statisierten Zahl, die dann wieder in den entsprechenden Speicherplatz eingeschrieben werden kann. Bei der nächsten Verzögerungszeit kann dieselbe Operation für einen anderen Speicherplatz wiederholt werden usw.

Es ist zu sehen, daß es zur Berechnung einer Korrelationsfunktion nicht mehr notwendig ist, eine Anordnung mit einer Korrelationsverzögerungszeit vorzusehen, sondern es ist möglich, eine einzelne Folge von sich wiederholenden Impulsen zum Abtasten der Funktion f_t abzutasten, während die Funktion Z₁ mit einem langsameren Rhythmus abgetastet wird, der

nur —mal dem Abtastrhythmus der Funktion /_a entspricht. Diese zweite Abtastimpulsfolge wird durch einen Frequenzteiler erzeugt, der als ein Zähler mit η Zuständen kontinuierlich angesteuert wird. Der augenblickliche Zustand eines solchen Verzögerungszählers während der η möglichen Zustände definiert eine Korrelationsverzögerungszeit, da für diesen Zustand der die Funktion /₂ abtastende Impuls durch den Impuls, der vorher die Funktion Z₁ abgetastet hatte, durch einen Zeitraum getrennt ist, der dem Produkt des Zustande des Verzögerungszählers für die Abtastperiode von /₂ entspricht.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, durch einen variablen Referenzpegel die Abtastwerte zu quantisieren.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung werden ein der zu analysierenden Zeitfunktion proportionaler Wellenzug und ein Referenzwellenzug, dessen Amplitude in linearer Weise variiert, den zwei Eingängen eines Verstärkers zugeführt, der am Ausgang die analoge Summe der beiden Wellenformen abgibt.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung wird die an dem Ausgang des besagten Verstärkers abnehmbare Wellenform dem einen Eingang eines aus einem Differenzverstärker bestehenden Vergleichers zugeführt, wobei in diesem Signal die Summe der zu analysierenden Wellenform und der Referenzwellenform enthalten ist. Dem anderen Eingang des Differenzverstärkers wird eine feste stabilisierte Referenzspannung zugeführt, und dem Ausgang des besagten Differenzverstärkers werden

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Abtastimpulse zugeführt, um einen Impuls an dem In dieser Weise wird die Wellenform, die die einen oder dem anderen der verschiedenen Ausgänge Summe der zu analysierenden Wellenform und der des Differenzverstärkers zu erhalten gemäß dem sägezahnförmigen Referenzwellenform repräsentiert, Resultat des Vergleichs zwischen der Summe der d. h. die Wellenform, die die Differenz zwischen der beiden Wellenformen und der festen stabilisierten 5 zu analysierenden Wellenform und einer Sägezahn-Referenzspannung, referenzwellenform, deren Verlauf zu jedem Zsit-

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden punkt negativ gegenüber der ersten verläuft, einem Erfindung sind die beiden Ausgänge des Differenz- ersten Abschneiden im Bereich des Referenzpotenverstärkers mit den Eingängen einer bistabilen Stufe tials unterworfen. Nach einer Verstärkung dieser beverbunden, die als Statisierungsanordnung wirkt, um io grenzten Wellenform erfolgt ein weiteres Beschneidas Resultat der Abtastung der die Zeitfunktion re- den, so daß eine erhöhte Genauigkeit bei der Bepräsentierenden Wellenform zu speichern. Stimmung der Wechselzeitpunkte zwischen der

In dieser Weise kann das Resultat des Vergleichs Summe der beiden Wellenformen und dem festen

zwischen der zu analysierenden Wellenform und der Referenzpotential möglich ist, d. h. die Zeitpunkte,

variablen Referenzwellenform durch einfache und 15 zu denen die Amplitude der zu analysierenden

zuverlässige Mittel festgestellt werden. Wellenform durch den augenblicklichen Wert des

Das in der statisierenden bistabilen Stufe gespei- variablen Referenzpegels durchläuft,
cherte Resultat kann für jeden gewünschten Zeit- Um die Referenzwellenform mit sich linear zwiraum gespeichert werden. Zur Berechnung der Kor- sehen zwei vorher bestimmten Grenzen bewegendem relationsfunktion ist es insbesondere möglich, die die 2° Pegel, dessen Form jedoch statistisch variabel ist, Funktion repräsentierende Wellenform abzutasten herzustellen, ist es wichtig, daß die Linearität der im Falle der Berechnung einer Autokorrelations- Referenzwellenform sehr linear ist und gleichzeitig funktion oder einer solchen, die eine der beiden die Bestimmung der Form einwandfrei statistisch geFunktionen zur Berechnung der Kreuzkorrelations- steuert wird.

funktion repräsentiert. Das Resultat kann dann in 25 Eine andere Aufgabe der Erfindung ist ein

einer statisierenden bistabilen Stufe während eines transistorisierter Abtastgenerator für den gerade

kompletten Zyklus des Verzögerungszählers gespei- eben erwähnten Zweck.

chert sein, so lange, bis eine neue Probe dieser Gemäß einem dritten allgemeinen Merkmal der Wellenform eingespeichert wird. Jedoch während vorliegenden Erfindung ist ein transistorisierter dieses Zyklus kann die andere statisierende bistabile 30 linearer Abtastgenerator vorgesehen, der mit einer Stufe dazu benutzt werden, während der folgenden »Bootstrap«-Schaltung arbeitet und dadurch gekenn-Korrelationsverzögerungszeiten dieselbe Wellenform zeichnet ist, daß er einen ersten und einen zweiten (Autokorrelation) abzutasten oder aber auch die »Bootstrap«-Kreis enthält, deren zwei Eingänge mitandere Wellenform, die die andere Funktion reprä- einander und mit einer Steuerspannung verbunden sentiert (Kreuzkorrelation), wobei die Zustände der 35 sind und deren Ausgänge ebenfalls miteinander gebeiden bistabilen Stufen bei jeder Verzögerungszeit koppelt sind, um die Ausgangsspannung zu liefern, nachfolgend miteinander verglichen werden. Eine wobei diese beiden »Bootstrap«-Schaltungen idenlogische Schaltung erzeugt ein entsprechendes tisch sind, jedoch mit der Ausnahme der Polarität binäres Signal und gibt dieses auf den reversiblen der Transistoren, Gleichrichter und Betriebsspannun-Zähler, um die Resultate der Nn Serien von Ver- 40 gen. Diese beiden »Bootstrape-Schaltungen arbeiten gleichen zu akkumulieren im Falle der Berechnung in einander entgegengesetzter Weise, so daß jede von η Punkten der Kurve, wozu N Gruppen von »Bootstrape-Schaltung eine lineare Spannungs-Proben notwendig sind. variation in einer gegebenen Richtung ausführt, wo-

In einer solchen Anordnung, in der analoge bei die linearen Teile der Schaltung mit Hilfe einer Werte (die Funktion oder die Funktionen, die analy- 45 bistabilen Stufe gesteuert werden, wobei der Aussiert werden, und die Referenzfunktion oder Refe- gang der bistabilen Stufe mit den beiden »Bootstrap«- renzfunktionen) in digitale Werte (der Zustand oder Schaltungen verbunden ist, um einen Transistor andie Zustände der statisierenden bistabilen Stufen) zusteuern, der als Kurzschlußschalter für den Konumgewandelt werden, ist es wichtig, daß die Meß- densator der linearen Ladung wirkt. Die beiden Einmittel, die die beiden Wellenzüge miteinander ver- 5° gänge der bistabilen Stufe werden durch einen gleichen, so genau wie möglich sind. Steuerimpuls des Pegeldetektors gesteuert, der in der

Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ersten und in der zweiten »Bootstrap«-Schaltung ist, die Genauigkeit der Vergleichsmittel für die zu enthalten ist. In dem Moment, wo die lineare Spananalysierenden Wellenformen mit den Referenz- nungsvariation eine »Bootstrap«-Schaltung unterhalb wellenformen mit variablem Pegel zu erhöhen. 55 eines bestimmten Pegels fällt und der Ausgang der

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden bistabilen Stufe über eine Impedanz mit dem AusErfindung wird das Ausgangssignal des besagten gang des linearen Abtastgenerators verbunden ist, Summenverstärkers einem der Eingänge eines Diffe- so bewirkt diese Maßnahme eine Ausgangsspannung renzverstärkers, der als Vergleicher dient, über eine des Abtastgenerators, die im wesentlichen aus den Spannungsbegrenzungsschaltung zugeführt, die aus ^6o linearen Teilen der Spanmmgsvariätion der beiden einem ersten symmetrischen Amplitudenbegrenzer, »Bootstrap«-Schaltungen besieht, und zwar enteinem Verstärker und einem an dem Ausgang des sprechend dem Schaltzustand der bistabilen Stufe.
Verstärkers angeschlossenen zweiten symmetrischen Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Amplitudenbegrenzer besteht, wobei die Referenz- Erfindung ist der Ausgang des als Pufferverstärker spannung jedes der beiden Begrenzer jederzeit gleich 65 arbeitenden Transistors jeder »Bootstrap«-Schaltung der besagten festen stabilisierten Referenzspannung einerseits über eine erste Diode mit der Ausgangsist, die dem zweiten Eingang des besagten Differenz- klemme des linearen A.btastgenerators und andererverstärkers zugeführt wird. seits über eine zweite Diode mit dem Eingang des

besagten Pegeldetektors verbunden, wobei der Gleichrichter der zweiten »Bootstrapx-Schaltung gegenüber der der ersten Schaltung die entgegengesetzte Polarität besitzt. In jeder »Bootstrap«- Schaltung gibt der Pegeldetektor ein Ausgangssignal ab, wenn dieses Potential erreicht ist. Dieses Ausgangssignal wird dazu benutzt, die bistabile Stufe in eine solche Stellung zu steuern, daß der Kondensator für die lineare Ladung der »Bootstrap «-Schaltung kurzgeschlossen wird, wenn der besagte Referenzpegel erreicht worden ist.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung ist ein Generator zum Erzeugen von weißem Rauschen mit dem Eingang des besagten linearen Abtastgenerators verbunden.

Die Kombination der beiden »Bootstrap«-Schaltungen mit der bistabilen Stufe erlaubt es, die linearen Teile der Spannungsformen, die durch die beiden Schaltungen miteinander komplementärer Transistoren erzeugt werden, auszuwählen. Die Steuerung durch einen Generator mit weißem Rauschen erlaubt es, die beiden linearen Teile der Abtastwellenformen der »Bootstrap«-Schaltungen zu triggern und diesen gleichzeitig eine statistische Form zu geben. Der Rauschgenerator ist mit der »Bootstrap«-Schaltung nur zu den Umschaltzeitpunkten gekoppelt. Dieses erlaubt einen absoluten Wert für den Verlauf der Referenzwellenform, die, während sie für eine gegebene Variation von einem vorher bestimmten Pegel zu einem anderen konstant ist, statistisch veränderlich ist.

Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen vielseitigen Korrelator zu schaffen, der für eine Vielzahl von verschiedenen Kalkulationen zu benutzen ist.

Gemäß einem weiteren Merkmal der vorliegenden Erfindung enthält ein wie oben beschriebener Korrelator eine Verbindungseinheit mit 2 k Eingangsklemmen und 2 k Ausgangsklemmen, wobei k (k > 1) die Anzahl der zu analysierenden Wellenformen ist, die gleichzeitig dem Korrelator zugeführt werden können, k dieser Eingangsklemmen sind mit den Klemmen, die die zu analysierenden Wellenformen führen, verbunden, und zwar z. B. über variable Abschwächer, denen ein Impedanzkonverter folgt, während die k verbleibenden Eingangsklemmen mit den variablen Referenzpegelgeneratoren verbunden sind. 2 k Ausgangsklemmen der besagten Verbindungseinheiten sind mit den Eingängen von k Operationsverstärkern verbunden, die je zwei Eingänge besitzen, wobei die Verbindungseinheit in der Lage ist, die besagten Eingangsklemmen selektiv mit den besagten Ausgangsklemmen zu verbinden.

Auf diese Weise ist der Korrelator zur Berechnung verschiedener Funktionen zu gebrauchen. Wenn der Korrelator zur Behandlung von zwei unterschiedlichen Funktionen vorgesehen ist, so besitzt die Verbindungseinheit zwei Paare von Eingangsklemmen und zwei Paare von Ausgangsklemmen. Die letzteren sind dauernd mit den Eingängen zweier Operationsverstärker verbunden, eines für jedes Paar von Ausgangsklemmen der Verbindungseinheit. Jedes Paar Ausgangsklemmen dieser Einheit enthält einen Anschluß, der mit dem Ausgang und dem Eingang jeder dieser zu analysierenden Wellenformen verbunden ist, während der andere mit dem Ausgang des variablen Referenzspannungsgenerators verbunden ist. Zur Berechnung einer Kreuzkorrelationsfunktion sind beim Vorhandensein zweier verschiedener Wellenformen an den beiden Eingangskreisen die Eingangsanschlüsse der Verbindungseinheit, die diesen beiden Eingangskreisen entsprechen, mit Ausgangsklemmen verbunden, die nicht an denselben Operationsverstärker angeschlossen sind. Die anderen beiden Eingangsklemmen der Verbindungseinheit sind dabei mit den beiden anderen Ausgangsklemmen verbunden. Soll nun eine Berechnung

ίο von Autokorrelationsfunktionen erfolgen, so wird eine der Eingangsklemmen, die dem Eingangskreis entspricht, der keine zu analysierende Wellenform empfängt, unterbrochen, und der Verbindungsdraht, der mit dem einzigen benutzten Eingang verbunden ist, wird dann gegabelt.

Einer der Operationsverstärker ist mit einem Vergleicher gekoppelt, der regelmäßig während jedes Verzögerungszeitraumes abgetastet wird, während der andere Operationsverstärker mit einer Ver-

ao gleichsschaltung verbunden ist, die nur während aller η Verzögerungszeiten abgetastet wird. Bei einer Kreuzkorrelationsfunktion wird eine der Wellenformen sukzessive abgetastet für jeden Verzögerungszeitraum und der andere für jeden «-ten Verzöge- rungszeitraum, im Falle einer Autokorrelationsfunktion wird die einzige zu analysierende Wellenform einem der Eingangskreise zugeführt, so daß diese durch eine Vergleichsschaltung regelmäßig abgetastet wird für jeden Verzögerungszeitraum und bei jedem n-ten-mal durch eine andere.

Im Falle der Berechnung einer Autokorrelationsfunktion muß die Korrelationsverzögerung Z₁ nur für ein gegebenes Vorzeichen berechnet werden, da eine Autokorrelationsfunktion geradzahlig ist. Für Kreuzkorrelationsfunktionen F₁₂(I₁) ist es mit Hilfe der Verbindungseinheit möglich, die erste Berechnung der «Punkte von F₁₂(Z₁) durchzuführen, und nachdem dieser Rechenvorgang beendet ist, wird es genügen, in der Verbindungseinheit die Verbindungen der beiden Eingangskreise zu vertauschen und den Rechengang zu wiederholen, wodurch die Funktion F₂₁ (Z₁) gleich der Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂ (—1₁) erhalten wird. Wie später noch im einzelnen beschrieben wird, ist es für Korrelationsfunktionen höherer Ordnung ohne besondere Komplikationen möglich, mit Hilfe der Verbindungseinheit sukzessive die Berechnungen durch Invertieren der Reihenfolge der k Funktionen im Zusammenhang mit den k Möglichkeiten alle möglichen Werte zu berechnen. Diese Abänderungen in den Verbindungen können auch programmiert werden.

Falls es gewünscht wird, die zeitlichen Mittelwerte einer einzigen Funktion zu berechnen, so kann die Verbindungseinheit dazu dienen, die entsprechende Wellenform mit den beiden Kanälen, die regelmäßig während eines Verzögerungszeitraums abgetastet werden, zu verbinden, während der Eingang des anderen Kanals der Verbindungseinheit mit Erde verbunden wird. Im Falle der Berechnung des Effektivwertes einer statistischen Zeitfunktion werden die Verbindungen dieselben sein wie für eine Autokorrelationsfunktion, jedoch müssen Abtastimpulse den beiden Kanälen für jeden Verzögerungszeitraum zugeführt werden.

Neben den anderen Verwendungsmöglichkeiten des Korrelators gemäß der Erfindung kann weiterhin die Berechnung von Wahrscheinlichkeitsfunktionen genannt werden, ebenfalls der Wahrscheinlichkeits-

dichte, wobei ein variabler Referenzpegelgenerator mit einer festen Form und mit einer dem Zyklus des Verzögerungszählers entsprechenden Periode benutzt wird.

Weitere Merkmale des Erfindungsgegenstandes sind den Unteransprüchen zu entnehmen. Der Erfindungsgegenstand wird beispielsweise an Hand der Fig. 1 bis 28 näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Diagramm der variablen Referenzpegelwellenform mit statistisch verschieden ausfallendem Anstieg,

F i g. 2 ein Diagramm in der Form eines Würfels, das die Verteilung der Vergleichsresultate zeigt, um Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung zu berechnen,

F i g. 3 ein Blockschaltbild von logischen Schaltkreisen, die die Verteilung der Vergleichsresultate in zwei Gruppen ermöglichen, zur Berechnung von Korrelationsfunktionen beliebig hoher Ordnung,

F i g. 4 ein Diagramm mit der Aufzeichnung einer Korrelationsfunktion erster Ordnung,

F i g. 5 ein Diagramm, das die Oberfläche einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung zeigt,

F i g. 6 ein Blockschaltbild eines ersten Teils des Korrelators gemäß der Erfindung, insbesondere den Teil des Korrelators, der aus dem Abtasten der zu analysierenden Funktionen binäre Werte ableitet und statisiert,

F i g. 7 das Blockschaltbild eines zweiten Teils des Korrelators gemäß der Erfindung, insbesondere desjenigen, der die binären Signale der Anordnung nach der Fig. 6 weiterverarbeitet, und zwar unter Steuerung von einem Steuerimpulssystem,

F i g. 8 ein Schaltbild eines der Operationsverstärker der F i g. 6 mit Transistoren,

F i g. 9 ein Schaltbild eines der Amplitudenbegrenzer der F i g. 6 mit Transistoren,

Fig. 10 das Schaltbild eines als Vergleicher arbeitenden Differenzverstärkers der Fig. 6 mit Transistoren,

Fig. 11 das Schaltbild eines linearen Abtastgenerators mit zwei transistorisierten Schaltungen, mit dem die Referenzwellenform erzeugt wird, deren Pegel linear, jedoch mit statistisch bestimmtem Anstieg zwischen zwei Endwerten variiert,

Fig. 12 verschiedene Wellenzüge an verschiedenen Punkten des Blockschaltbildes der F i g. 6,

F i g. 13 die Wellenformen des variablen Referenzpegelgenerators der Fig. 11,

F i g. 14 ein Schaltbild einer elektronischen Torschaltung, wie sie als P9 in der Fig. 7 gezeigt ist,

Fig. 15 eine Schaltung mit gewissen Abänderungen gegenüber dem Korrelator nach den Fig. 6 und 7 zur Berechnung von Korrelationsfunktionen höherer Ordnung, insbesondere Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung,

F i g. 16 ein Diagramm der Abtastimpulse bei der Berechnung von Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung,

F i g. 17 das Schaltbild eines Korrelators gegenüber dem nach den F i g. 6 und 7 gezeigten Korrelator, um ihn zu Berechnung von Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung mit automatischer Begrenzung in der Wahl der Korrelationsverzögerungen zu machen,

Fig. 18 eine Abänderung des Schaltkreises nach der F i g. 17 zur Berechnung von Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung mit Korrelationsverzögerungszeiten, die höher liegen als die maximale normalerweise benutzte Verzögerungszeit,

Fig. 19 eine Tabelle verschiedener Punkte einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung, die mit Hilfe der Schaltungen nach den F i g. 6, 7 und 17 berechnet werden kann,

F i g. 20 eine der F i g. 19 ähnliche Tabelle für eine Korrelationsfunktion zweiter Ordnung, die aus der Tabelle 19 abgeleitet wurde,

ίο Fig. 21 eine Tabelle, die die Transposition der Resultate der F i g. 20 aus der F i g. 19 zeigt,

F i g. 22 eine Tabelle, die die verschiedenen Punkte einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung zeigt, die aus den entsprechenden Teilen der Tabelle 19 abgeleitet wurde, wobei die Punkte mit Hilfe zusätzlicher Schaltkreise der Fig. 17 und 18 bestimmt wurden, F i g. 23 ein Diagramm, das die Oberfläche einer aus verschiedenen Punkten zusammengesetzten Korrelationsfunktion zweiter Ordnung entsprechend der Tabelle der F i g. 22 zeigt,

F i g. 24 eine Transposition der in der F i g. 23 gezeigten Resultate in die Ebene, die der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung entspricht, deren Punkte in der Tabelle der Fig. 19 aufgezeichnet sind,

Fig. 25 ein Diagramm der verschiedenen Punkte der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung, die die Verteilung der verschiedenen Berechnungen zeigt,

F i g. 26 das Schaltbild eines linearen Referenzspannungsgenerators mit festem Anstiegswert, wobei der feste Anstieg praktisch die ganze Abtastperiode ausfüllt und der mit einer der in der Fig. 11 gezeigten »Bootstrap«-Schaltungen aufgebaut ist,

F i g. 27 die Wellenform, die durch die Schaltung nach der F i g. 26 bereitgestellt werden kann,

Fig. 28 Abänderungen der Schaltungen nach den F i g. 6 und 7, die bewirken, daß die statistische Zeitfunktion stationär ist.

Der Mittelwert einer statistischen Variablen kann als Funktion einer algebraischen Summe mit binären Werten ausgedrückt werden, welche binären Werte den beiden möglichen Resultaten beim Vergleich zwischen dieser statistischen Variablen und einem variierenden Referenzpegel entsprechen, wobei der Referenzpegel vorzugsweise in statistischer Weise sich ändert, und zwar speziell als sich linear ändernder Referenzpegel, bei dem der Anstieg vorzugsweise in statistischer Weise variiert. Jedesmal, wenn die zu berechnende Funktion abgetastet wird, wird der variable Referenzpegel ebenfalls abgetastet und entweder der eine oder der andere Wert in den algebraischen Akkumulator eingespeichert, je nachdem, ob die Probe der Funktion, deren Mittelwert festgestellt werden soll, niedriger, gleich oder größer als die Referenzprobe ist. Es kann bewiesen werden, daß der Mittelwert dieser Funktion direkt proportional dem Resultat ist, das in diesem Akkumulator nach einer großen Anzahl von N Proben enthalten ist, bei gleichzeitiger Annahme, daß die beiden möglichen Werte -+-1 und — 1 sind.

Die F i g. 1 zeigt nun eine Sägezahnspannung 1, die sich linear zwischen zwei konstanten Endwerten +E_n und -E_n, die sich zu beiden Seiten der Null-Linie befinden, ändert. Vorzugsweise sind die beiden Amplitudenwerte gleich E. Wie gezeigt ist, besitzt der Anstieg der Wellenform, deren Vorzeichen nach jedem Abtasten umgekehrt wird, einen absoluten Wert, der von einer Abtastung zur nächsten sich ändert, und zwar erfolgt diese Variation in sta-

tistischer Weise. Werden die Zeiträume zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilen der Wellenform 1 zwischen einer vorbestimmten Amplitude und Null betrachtet, so ist zu sehen, daß dieser Zeitraum sich statistisch ändert entsprechend den statistischen Veränderungen des Anstiegs eines Abtastvorganges zum nächsten. Wird also eine Probe einer gewissen Funktion (nicht in der F i g. 1 gezeigt) zu jedem Zeitpunkt, in dem die Sägezahnspannung 1 durch Null geht, genommen, so wird der Zeitraum zwischen zwei aufeinanderfolgenden Proben dieser Wellenform den gewünschten statistischen Charakter haben, so daß also die statistische Unabhängigkeit der Proben dieser Funktion gewährleistet ist, unabhängig davon, ob die letztere periodische Komponenten enthält oder nicht. In dieser Weise wird also eine statistische Verschiebung oder Zeitvariation der Abtastung ermöglicht. Wird jedoch periodisches Abtasten benutzt, so ist es klar, daß die augenblickliche Amplitude Λ der Sägezahnspannung 1, die als variable Referenz betrachtet werden kann, nicht konstant ist, sondern statistisch variiert von einem Abtastvorgang zu dem nächsten. Angenommen, die totale Abtastperiode ist genügend lang, so daß die gesamte Anzahl N von Proben während dieser Periode sehr hoch ist, so entsprechen die im regelmäßigen Abstand voneinander befindlichen Impulse, die zu den Zeitpunkten 2, 3 und 4 auftauchen, den verschiedenen Amplituden oder Referenzpegeln, die durch 5, 6 und 7 angezeigt sind, deren mittlere Werte ihrer ganzen Anzahl S so

N
sind, daß sie gleich ,. sind, wobei M die gesamte

Anzahl von Abtastvorgängen von einem extremen Wert zum anderen oder umgekehrt ist, wie z. B. 8, 9, 10, die durch die Wellenform 1 während einer ganzen Abtastperiode von N aufeinanderfolgenden Proben gewonnen werden.

Der variable Referenzpegel, der durch die Wellenform 1 dargestellt wird und abwechselnd von +E bis — E und umgekehrt verläuft und als Anstieg einen statistischen Wert besitzt, kann als statistische Variable A betrachtet werden, und zwar als eine zeitliche Serie von nicht kontinuierlichen Variationen. Die Abtastwerte dieser statistischen Referenzfunktion werden die Augenblickspegel A₁ von — E bis +£45 sein. Mit einer mittleren Anzahl S von verschiedenen Augenblicksreferenzpegeln, wobei S eine genügend große Zahl ist, ist der mittlere diskrete Zuwachs des

augenblicklichen Referenzpegels gleich-^- = --- .—.

ij Jy O^

Dadurch, daß es durch die nachstehend beschriebenen Mittel möglich ist, eine elektrische Wellenform der in der Fig. 1 gezeigten Art mit dem gewünschten statistischen Charakter zu erzeugen, ist es möglich, die zu analysierende Funktion /(O oder, genauer gesagt, die dieser Funktion entsprechende Spannungsform abzutasten, wobei gleichzeitig die Referenzwellenform mit ihren linearen Variationen jedesmal mit abgetastet wird. Dies erfordert jedoch, daß die Zeitfunktion /(O in ihrer Form realisierbar ist. Weiterhin wird angenommen, daß die Funktion / (/), deren Mittelwert berechnet werden soll, begrenzt ist zwischen positiven und negativen Werten gleicher Amplitude, die nicht höher liegen als die Amplitude E der oberen und unteren Grenze der in der F i g. 1 gezeigten Referenzwellenform 1. Von einem gegebenen Zeitpunkt an werden in regelmäßigen Abständen N Proben genommen, und zwar je eine Probe von jeder Wellenform. Jedes Probenpaar der Funktion/(i) und des Augenblickswerts der gleichzeitig abgetasteten Referenzwellenform 1 wird durch später noch beschriebene Mittel miteinander verglichen. Das Vergleichsergebnis kann zwei verschiedene Werte annehmen, je nachdem ob die Amplitude von / (?) kleiner, gleich oder höher als der Wert A j ist. Ist einer dieser Werte gegenüber dem anderen normalisiert, so kann das erste binäre Resultat mit 1 und das zweite binäre Resultat mit α bezeichnet werden. Nachdem N Paare von Messungen vorgenommen sind und jedes dieser Resultate q_t in einen algebraischen Akkumulator gelangt ist, so zeigt der algebraische Akkumulator am Ende eines Rechenvorganges das Resultat

/= 1

Angenommen a = — 1, so sind die beiden möglichen Werte für q_t konsequenterweise +1 und —1, und der absolute Wert der algebraischen Summe Q kann nicht N überschreiten.

Es kann bewiesen werden, daß der Mittelwert von /(O durch folgende Gleichung ausgedrückt werden kann:

Daraus folgt, daß mit der Hilfe der Methode des variablen Referenzpegels der Mittelwert einer stationären statistischen Eingangswellenform /(O durch die Summe der N Werte jedes Vergleichs zwischen zwei Proben, wobei diese Werte entweder +1 oder — 1 sind, bestimmt werden kann. Eine solche Methode zur Berechnung der Mittelwerte hat den Vorteil, daß die Quantisierung der analysierten Wellenformprobe aus einem einfachen Vergleich zwischen zwei Werten zum Zeitpunkt der Abtastung besteht und daß dieser Vergleich ein binäres Resultat abgibt. Hierdurch wird eine Amplitudenmessung der Probe der analysierten Wellenform vermieden und gleichzeitig eine Quantisierung dieser Messung durch eine Anzahl von mehreren Bits. Ohne daß die Genauigkeit der Messung darunter leidet, genügt ein einzelnes Bit, um jede Probe der zu analysierenden Wellenform zu repräsentieren. Es ist keine Codierung notwendig, sondern es sind lediglich Mittel notwendig, um die algebraische Summe der verschiedenen Resultate zu bestimmen. Weiterhin kann der in der

Gleichung (3) vorhandene Proportionalitätsfaktor -r=

in einer solchen Weise gewählt werden, daß die Summe direkt den gewünschten Mittelwert der Funktion/(O darstellt.

Weiterhin wird noch bemerkt, daß es nicht absolut notwendig ist. für Q₁ die beiden Werte +1 und —1 zu benutzen, und daß gewöhnlich ein normalisierter Wert α angewendet wird, wobei der andere Wert gleich 1 ist. Wenn O₁, die Summe von N Proben unter Benutzung der beiden Werte +1 und -^ua definiert und Q dieselbe Summe unter Verwendung der beiden Werte -=-1. und — 1. so besteht die folgende lineare Beziehung zwischen O und Q_a:

(1 — d)Q — 2Q_a ~ (1 + a)N. (4)

Daraus folgt, daß, wenn ein anderer Wert als — 1 für c. benutzt wird, es jederzeit möglich ist, Q aus der Gleichung (3) mit Hilfe der Gleichung (4) zu be-

rechnen. Für den Wert a = 0 kann ein Akkumulator oder ein Zähler benutzt werden, der nur in einer Richtung arbeitet, da er entweder einen Impuls als Ergebnis des Abtastens erhält oder nicht, je nach dem binären Resultat des Vergleichs.

Wenn die vorher definierte stationäre statistische Funktion /(?) jedoch eine kontinuierliche Variable mit einem kontinuierlichen Bereich von Werten mit einer Wahrscheinlichkeitsdichte p(f) ist, so ist der zeitliche Mittelwert von f(i), die kumulative Verteilungsfunktion von /(?), gegeben durch

f{t) =

= JfP(S)df. (S)

Es ist ebenso zu sehen, daß die kumulative Verteilungsfunktion oder der Mittelwert f(i), der durch die Gleichung (5) definiert ist, ebenso durch die Gleichung (3), die vorher berechnet wurde, gegeben ist.

Ebenfalls ist zu sehen, daß der Mittelwert des Produktes der beiden statistischen Zeitfunktionen J₁ und /., ebenfalls in der Funktion von O ausgedrückt werden kann mit einem Proportionalitätsfaktor, gegeben durch

JTÄfM)^ ^EaEbQ . (6)

Diese Gleichung (6) zeigt, daß dieser Mittelwert des Produktes erhalten werden kann durch den Vergleich zwischen Referenzpegeln mit linearem Anstieg, jedoch statistischen Werten. Diese beiden variablen Referenzpegel, und zwar je einer für die Funktionen Z₁ und /.,, sind voneinander statistisch unabhängig, und ihre Amplituden bewegen sich zwischen den Grenzen ± E₁₁ und ± E_b.

Das durch die Gleichung (6) ausgedrückte Resultat ist also eine Verallgemeinerung des in der Gleichung (3) ausgedrückten Resultates, das den Mittelwert einer Zeitfunktion durch Akkumulieren binärer Werte angibt. Diese Resultate können noch weiter verallgemeinert werden, und zwar in dem Sinne, daß das Mittel des Produktes jeder beliebigen Anzahl k von statistischen Zeitfunktionen bestimmt werden kann durch denselben Vorgang, der daraus besteht, daß die Summe der einheitlichen Werte q_t entweder +1 oder — 1 gleichgemacht werden, in Verbindung mit dem Resultat der it Vergleiche, ein Vergleich zwischen jeder der k statistischen Wellenformen, einen zwischen k statistischen Referenzwellenformen mit einem linear variablen Pegel, wobei diese k Referenzwellenformen statistisch unabhängig voneinander sind. Der Mittelwert des Produktes der k Funktionen

ist immer proportional ~, wie in der Gleichung (6)

gezeigt ist. Q ist definiert durch die Gleichung (2) und proportional dem Produkt der k Begrenzungsspannungen der k Referenzwellenformen, d. h. E_a, E_b, ..., E₁. und der Wert -^- immer zwischen +1 und — 1 liegt.

Der Weg, nach dem der Wert q_; bestimmt wird im Falle von mehr als zwei Eingangsfunktionen, ist bereits aufgezeigt worden, für den Fall des Mittelwertes des Produktes zweier Funktionen, und zwar in der Weise, daß dem einen oder dem anderen binären Wert die Größe q₍ zugeordnet wurde, im Zusammenhang mit den Resultaten der beiden Vergleiche zwischen jeder statistischen Funktion und ihrer zugehörigen Referenzwellenform. Dieses stimmt im all

gemeinen immer, ganz gleich, wie hoch die Anzahl k von Eingangsiunktionen ist.

Tatsächlich ist es für jeden der /: Vergleiche, die eine bezeichnende Rolle in der Bestimmung des binären Wertes q_t spielen, notwendig, daß für jeden Satz von k Vergleichsergebnissen ein Wechsel eines jeden dieser k Resultate einen Wechsel in dem resultierende;! binären Wert q^ bewirkt. Jeder Satz von k Vergleichen kann als binäre Zahl mit k Bits betrachtet werden. Aus diesem Grunde ist es notwendig, daß die 2^k möglichen binären Zahlen in zwei Gruppen von 2·'--¹ Zahlen aufgeteilt werden, wobei eine Gruppe einem solchen Wert wie -f-1 für Q₁ entspricht und die andere Gruppe einem solchen Wert wie — 1 für q_t entspricht. Dies geschieht in der Weise, daß beim Abändern irgendeiner der /c Ziffern von 0 zu 1 oder von 1 zu 0. je nachdem, welcher Fall vorliegt, die abgeänderte Zahl bei der anderen Gruppe verbleiben soll, die durch den anderen binären Wert für </,· gekennzeichnet ist.

Dies kann dadurch erreicht werden, daß in einer Gruppe alle binären Zahlen mit einer geraden Anzahl von binären Ziffern der einen Type zusammengefaßt sind, während die andere Gruppe aus den verbleibenden binären Zahlen besteht, d. h. aus einer ungeraden Zahl von binären Ziffern mit dem besagten Wert. In diesem Fall wird durch jeden Wechsel einer Ziffer notwendigerweise eine Zahl der anderen Gruppe erzeugt.

Die Fig. 2 zeigt beispielsweise, wie die verschiedenen möglichen Resultate gruppiert werden sollten im Falle von drei Funktionen, d. h. wenn Ic = 3 ist; in diesem Falle wird eine würfelförmige Darstellung für die acht möglichen Resultate benutzt. Wie in der F i g. 2 gezeigt ist, entspricht jeder der drei Koordinaten einer der drei Ziffern, so daß die acht binären Zahlen von 000 bis 111 die acht Ecken eines Würfels einnehmen. Diese acht Ecken sind, wie gezeigt, in zwei Gruppen von vier Zahlen aufgeteilt und durch weiße und schwarze Kreise bezeichnet, und zwar die Codes, die eine gerade oder ungerade Anzahl von Einsen besitzen.

Während diese Darstellung mit drei Koordinaten insbesondere für drei Eingänge geeignet ist, kann die Aufteilung in zwei Gruppen nach denselben Prinzipien erfolgen, ganz gleich, wie hoch die Anzahl von Eingängen ist. Die Aufteilung geschieht nach der Parität der Anzahl von Einsen, die in jedem Code enthalten sind, wobei der Code die Resultate der verschiedenen k Vergleiche darstellt. Ist z. B. k = 4, so werden die 2⁴ = 16 Codes in zwei Hälften aufgeteilt, um den Wert von q_t zu bestimmen, und zwar in der anschließend gezeigten Weise.

q. = -ui	0001
0000	0010
0011	0100
0101	Olli
0110	1000
1001	1011
1010	1101
1100	1110
1111

q_t= +1 entspricht in der oben beschriebenen Weise einer geraden Anzahl von Einsen, und q_t = — 1 entspricht einer ungeraden Anzahl von Einsen.

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Die F i g. 3 zeigt, wie der binäre Wert von q_t bestimmt wird, und zwar unabhängig davon, wie groß die Anzahl k von Eingangsfunktionen ist. Es soll angenommen werden, daß fünf Funktionen vorhanden sind, was jedoch nicht die Allgemeingültigkeit für beliebisje Werte von k stört. Wie gezeigt ist, hängen die fünf Eingangsklemmen, an denen das steuernde Potential auftaucht, nicht von dem Resultat des entsprechenden Vergleichs zwischen den statistischen Zeitfunktionen und dem variablen Referenzpegel ab, sondern sind als Paare zusammengefaßt, wobei jedes solcher Paare von Eingangsklemmen eine logische Schaltung 11 und 12 mit zwei Eingangsklemmen und einer Ausgangsklemme steuert. Die Schaltungen 11 und 12 sind exklusive ODER-Schaltungen, die nur dann eine Ausgangsspannung abgeben, wenn einer ihrer Eingänge markiert ist, und die kein Ausgangssignal abgeben, wenn entweder keiner der beiden Eingänge oder beide Eingänge markiert sind. Nachdem in dieser ersten Stufe die logische Verknüpfung der verschiedenen Eingangsklemmen vorgenommen wurde, werden die Ausgänge dieser ersten Stufen von exklusiven ODER-Schaltungen, d. h. die Ausgänge der Schaltungen 11 oder 12 in der gleichen Weise paarweise miteinander kombiniert. Sobald die Anzahl von Ausgängen einer Stufe von exklusiven ODER-Schaltungen ungerade ist, kann jeder Eingang oder Ausgang einer vorhergehenden Stufe, der nicht mit einer exklusiven ODER-Schaltung der vorhergehenden Stufe verknüpft war, mit einem dieser Ausgänge, deren Anzahl ungerade ist, zu einem Paar zusammengefaßt werden. In dem vorliegenden Fall mit fünf Eingangsklemmen, und wo die Ausgänge von 11 und 12 die Eingänge der exklusiven ODER-Schaltung 13 bedeuten, kann der fünfte Eingang nicht zu einem Paar zusammengefaßt werden vor dem Ausgang dieser zweiten Stufe, die nur eine exklusive ODER-Schaltung enthält. Die fünfte Eingangsklemme zusammen mit der Ausgangsklemme der Schaltung 13 ergibt nun die Eingänge der letzten exklusiven ODER-Schaltung 14, deren Ausgang dann markiert wird, wenn die Anzahl der markierten Eingänge der fünf Eingangsklemmen ungerade ist, d. h. in den sechzehn Fällen, in denen eine, drei oder fünf Eingangsklemmen markiert sind. Eine Markierung an dem Ausgang der Schaltung 14 zeigt also an, daß q_t gleich — 1 ist. An der Ausgangsklemme der Schaltung 14 ist eine logische Inverterstufe 15 angeschlossen, deren Ausgang für die verbleibenden sechzehn Kombinationen von Eingangsbedingungen markiert ist, um anzuzeigen, daß q_t gleich -f 1 ist.

Während diese parallele Logik im allgemeinen vorteilhaft ist, um den Wert von q_t zu bestimmen, kann auch eine Serienlogik mit einer Basis von z. B. = 2 dazu dienen, die Parität der Codes zu bestimmen. Inverse logische Schaltungen könnten eventuell ebenfalls benutzt werden zur Realisierung der logischen Schaltung nach der F i g. 3, d. h. (AlIeoder-keine)-Schaltungen an Stelle jeder exklusiven ODER-Schaltung, wobei die (Alle-oder-keine)-Schaltungen den Ausgang nur dann markieren, wenn die beiden Eingänge gleichzeitig markiert oder wenn keiner der beiden markiert ist. Speziell in dem Falle von zwei Eingängen kann eine Mischung von Torschaltungen der beiden Arten benutzt werden, wobei die exklusive ODER-Schaltung ein Signal entsprechend q-, — — 1 und die (Alle-oder-keine)-Schaltung ein Signal für q,= +1 erzeugt.

Wie leicht mit Hilfe der F i g. 3 abgeleitet werden kann, entspricht die gesamte Anzahl von Torschaltungen dem Wert k—l.

Durch diese beschriebene Methode zur Berechnung des Mittelwertes einer statistischen Zeitfunktion oder des Mittelwertes des Produktes solcher Funktionen ist es möglich, mit Hilfe dieser Methode

ίο Korrelationsfunktionen zu berechnen. Tatsächlich genügt es für die Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂ (ij der VariablenZ₁ (0 und f.₂(t), die Funktionen Z₁ und Z₂ sowie ihre entsprechenden Referenzwellenformen abzutasten, zu Zeitpunkten, die um die Zeit ^₁ voneinander differieren. Die Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂ wird hierdurch Punkt für Punkt berechnet für verschiedene η Werte der Korrelationsverzögerung t_v wobei jeweils eine Serie von N Paaren von einander zugehörigen Proben zur Berechnung jedes der η Punkte herangezogen wird.

In dem speziellen Fall, wo Z₂ gleich Z₁ ist, wird die berechnete Funktion gleich F_n, der Autokorrelationsfunktion von Z₁, sein.

Die Fig. 4 zeigt als Beispiel eine Kurve einer Korrelationsfunktion F₁₂ (i) als Funktion der Korrelationsverzögerung t_v Die Korrelationsfunktion F₁₂ (i) ist als Ordinate und die Korrelationsverzögerung t_t als Abszisse aufgetragen. Es wurden nur Werte für I₁ mit einem Vorzeichen aufgetragen.

Diese Kurve 16 kann durch entsprechende Mittel zur Berechnung der verschiedenen Punkte 17 verfolgt werden, wobei die Anzahl dieser Punkte η ist, z. B.

η = 100.

Da die Korrelationsfunktion nicht auf eine oder zwei Eingangsfunktionen, wie in den Fig. 2 und 3, beschränkt ist, zeigt die F i g. 5 ein Beispiel einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung F₁₂₃ (t_v t₂), die, wie angezeigt ist, in drei Dimensionen aufgezeichnet sein kann mit einer Korrelationsoberfläche, wobei die

to Werte von F_1-13 senkrecht zu der Ebene gemessen werden, die durch die Achsen I₁ und /₂ definiert ist. In dieser Weise ergibt sich für einen "Wert 18 der ersten Korrelationsverzögerung t₁ zwischen den Eingangsvariablen Z₂ (t) und Z₁(O und einen Wert 19 der zweiten Korrelationsverzögerung t., der Verzögerung zwischen den Eingangsvariablen Z₃ (t) und Z₁(O ein Punkt 20 mit der Abszisse 18 und der Ordinate 19 in der Ebene t_v t.₂. Die Länge 20-21 senkrecht zu dieser Ebene ist gleich der Funktion F₁₂₃(^i₂) entsprechend den speziellen Werten dieser beiden Verzögerungszeiten. Dieser Punkt 21 für ein Paar unter den hundert möglichen Verzögerungswerten entlang der beiden Achsen t_± und r„ wird hierdurch einen der 100 · 100= 10 000 Punkte" der Funktion F₁₂₃ anzeigen, die die Oberfläche 22 anzeigt.

Aus diesem Grunde ist die hier beschriebene Methode zur Berechnung der Mittelwerte von zeitlichen Variablen, insbesondere statistischen zeitlichen Variablen, oder von Mittelwerten der Produkte solcher Variablen für allgemeine Anwendungsfälle zu gebrauchen, da hierdurch nicht nur Korrelationsfunktionen berechnet werden können, sondern auch andere analoge Funktionen, wie später noch in der Beschreibung des digitalen Korrektors geschehen wird, und zwar in der Weise, wie schon vorher angezeigt wurde. Diese anderen Möglichkeiten sind insbesondere die Berechnung von Wahrscheinlichkeits-Verteilungsfunktionen erster Ordnung, von der Wahr-

scheinlichkeitsdichte erster Ordnung, und es soll ebenfalls beschrieben werden, wie der Korrelator zur wiederholten Berechnung der Autokorrelationskurve herangezogen werden kann, um zu verifizieren, daß die statistische Zeitvariable einen stationären Charakter besitzt.

Von den beiden F i g. 6 und 7 zeigt die letztere ein Blockschaltbild eines digitalen Korrelators, der insbesondere dazu benutzt werden kann, normale Kreuzkorrelationsfunktionen zu berechnen, d. h. Kreuzkorrelationsfunktionen erster Ordnung, wobei die beiden statistischen Funktionen dem Korrektor in der Form von zwei elektrischen Spannungen Z₁ (i) und /., (t) zugeführt werden, die an den Klemmen at_n und at._n anliegen. Diese beiden Klemmen repräsentieren die Eingangsklemmen der beiden Abschwächer ^iT₁ und AT.,, die dazu bestimmt sind, die Amplitude der beiden Eingangsspannungen zum Abtasten dieser beiden Spannungen anzupassen, wie noch nachfolgend erklärt wird. Diese Abschwächer können symmetrisch gegenüber Masse sein und einen solchen Abschwächungsbereich besitzen, so daß statistische Eingangsspannimgen an den Klemmen CIi₁₁ und at._n zwischen 0,5 und 200 Volt verarbeitet werden können.

Diesen beiden Abschwächern folgen Impedanzkonverter /C₁ und /C₂ (F i g. 6), um die Höhe der Impedanz so weit anzuheben, daß IC₁ und /C₂ an ihrem Ausgang, d. h. an den Klemmen Zc₁₁ und Zc₂₁, eine solche Impedanz zeigen, die z. B. einem Widerstand von 1 Megohm parallel mit einer Kapazität von 47 Pikofarad entspricht.

Andererseits werden die Spannungen mit den variablen Pegeln A und B, d. h. deren Amplituden linear zwischen zwei vorherbestimmten Pegeln schwanken, mit statistisch sich änderndem Anstieg durch die entsprechenden Rauschgeneratoren RG₁ und RG₂ erzeugt, die entsprechenderweise die linearen Generatoren mit variablem Pegel 5G₁ und 5G₂ steuern und Sägezahnspannungen erzeugen, wie sie in der F i g. 1 gezeigt sind. Diese Sägezahnspannungen besitzen einen linearen Anstieg, der statistisch veränderbar ist, und zwar wird dies gesteuert durch RG₁ oder RC₁. Diese an den Klemmen Sg₁₁ und sg._n vorhandenen beiden Spannungsformen werden mit den statistischen Spannungsformen, die gemessen werden sollen und an den Klemmen "Zc₁₁ und Zc_n anliegen, kombiniert durch einen Programmwähler. Dieser Programm- ' wähler soll hier nicht beschrieben werden. Er enthält eine Verbindungseinheit TS, die in der Lage ist, die Verbindungen zwischen den Eingangswellenformen und dem eigentlichen Korrelator gemäß den gewünschten Arbeitsfunktionen abzuändern. Im vorliegenden Fall wird angenommen, wie in der F i g. 6 gezeigt ist, daß der Programmwähler so aufgebaut ist, daß die Verbindungen der Einheit PS die Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion zwischen den Variablen Z₁ (/) und Z₂ (t), die an den Eingängen der Abschwächer AT₁ und AT₂ anliegen, ermöglichen. Wie durch die gestrichelt gezeichneten Verbindungen innerhalb der Einheit PS angezeigt ist, ist die Klemme /c_lr an der die Funktion Z₁ (t) mit einem geeigneten Pegel anliegt, durch die Verbindung PS₁-PS₁ der Einheit PS mit einem der Eingänge sa_n des Operationsverstärkers SA₁ verbunden, während die Klemme Sg₁₁, an der der Referenzpegel A anliegt, der linear zwisehen zwei vorherbestimmten Spannungen mit statistischem Anstieg variiert, mit dem zweiten Eingang -VuT₁₂ dieses Operationsverstärkers durch die Verbindung ps_z-ps₂ der Einheit PS verbunden ist. Die Funktion dieses Verstärkers ist die Addition der statistischen Wellenform Z₁ (t) zu der variablen Referenzspannung A, was einer Subtraktion der Referenzspannung —A von der Wellenform Z₁ (t) entspricht, so daß es möglich ist, diese beiden Wellenformen mit einer festen Referenzspannung F₀ zu vergleichen und zu bestimmen, ob die Summe von Z₁ (i) und A größer oder kleiner als diese feste Referenzspannung ist.

In ähnlicher Weise liegen die statistischen Variablen Z₂ (t) und die Referenzspannung B an den Klemmen /C_n bzw. sg_n an und werden durch die Verbindungen ps.₂-ps_s' und Ps₄-Ps/ der Einheit PS mit den beiden Eingangsklemmen sa₂₁ und Sa₂₂ eines Operationsverstärkers 5v4₂, der identisch mit SA₁ ist, verbunden.

Um die Empfindlichkeit des Vergleichs mit der festen Vergleichsspannung F₀ zu erhöhen, wird die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 5^₁ einem Begrenzerverstärker CA₁ zugeführt, der an seinem Ausgang eine Amplitudenbeschneidung der symmetrisch zu der Referenzspannung F₀ liegenden Spannung vornimmt, wobei diese Referenzspannung F₀ diesem Begrenzerverstärker ebenfalls zugeführt wird, was bewirkt, daß die Begrenzerwirkung verstärkt wird und hierdurch die Empfindlichkeit des Vergleichs erhöht wird.

Die Ausgangsspannung des Begrenzerverstärkers wird den Eingangsklemmen sc₁₀ des eigentlichen Vergleichers 5C₁ zugeführt, der mit Abtastimpulsen an der Klemme sc_t„ arbeitet und der einen Impuls an seiner Ausgangsklemme SC₁₁ aufweist, wenn die Summe der Spannung Z₁ (t) und der Referenzspannung A niedriger als die feste Referenzspannung F₀ ist. Im anderen Falle taucht an der Ausgangsklemme se,., ein Ausgangsimpuls auf, wenn die Summe von Z₁ (?) und A größer ist als die Referenzspannung F₀.

Die Schaltungskette zum Vergleich der Funktion Z.,(i) mit der variablen Referenzspannung B ist der ersten Schaltungskette identisch und enthält nach dem Operationsverstärker SA.-, den Begrenzerverstärker CA₂ und die abtastende Vergleichsschaltung SC₂.

Das Vorherbeschriebene enthält den Teil des Korrelators der F i g. 6 und 7, der es erlaubt, die analogen Signale in digitale Signale umzuwandeln, die an den Klemmen SC₁₁IsC₁₂ und 5¹C₂₁ZiC₂₂ gemäß dem Resultat der Vergleiche zwischen den statistischen Wellenformen Z₁ (f) und Z₂ (t) mit ihren entsprechenden variablen Referenzspannungen A und B anliegen.

Bevor der verbleibende Teil des Korrelators, nämlich der in der F i g. 7 gezeigte und der nur mit digitalen Operationen zu tun hat, beschrieben wird, werden zunächst einige der vorstehend summarisch beschriebenen Teile in ihren Einzelheiten beschrieben.

Die F i g. 8 zeigt ein Schaltbild des Operationsverstärkers, der in der Fig. 6 mit SA₁ bzw. SA ₂ bezeichnet ist. Die beiden Eingangsklemmen Sa₁₁ und sa₁₂ sind über Widerstände R₁ und R₁' mit der Basis des ersten Verstärkungstransistors T₁ verbunden. Diesem Transistor T₁ folgen zwei weitere Transistoren T_a und 7*.j, die in Kaskade geschaltet sind. Alle diese Transistoren sind pnp-Transistoren und arbeiten in Emitterschaltung. Der Widerstand/?., dient der Rückkopplung von dem Kollektor des Transistors T₃ zur Basis des Transistors T₁. Die Widerstände R₁, R₁ und R₂ sind durch Kondensatoren C₁, C₁/ und C₂ überbrückt. Der Emitter des Transistors T₁ ist über den Widerstand R., mit Masse verbunden, während

der Kollektor über den Widerstand R₁ mit der negativen Betriebsspannung verbunden ist. Die Widerstände /?., R_e und R₁, R_s sind die entsprechenden Arbeitswiderstände für die Transistoren T₂ und T₃. Die Basis des Transistors T₂ wird über den Wider-

klemme und der Basis des Transistors T_K, während der gemeinsame Punkt der beiden Widerstände über die Dioden D₁ und D₃ mit der Vergleichsspannung V₀ verbunden ist. Die beiden Dioden D₄ und D- sind

5 einander antiparallel geschaltet. Die Eingangsspannung, die am Eingang des Begrenzerverstärkers der F i g. 9 anliegt, d. h. die Spannung am Emitter des Transistors T. des Operationsverstärkers der F i g. 8, kann im Bereich von 4VoIt liegen. Die beiden

mit der Basis des Transistors T₃, und die Kombina- io Dioden D₁ und D. beschneiden die Eingangsspantion ^₁₁-C₃ dient als Rückkopplungsweg zwischen nung im Bereich der Referenzspannung V₀, und zwar - — · - - begrenzen sie die positiven und negativen Amplituden

des Signals auf etwa ± 0,2 Volt, wenn die Gleichrichter D₄ oder D- leitend sind. Diese begrenzte

stand R₆ vorgespannt, und zwar ist dieser an dem Kollektor des Transistors T_x angeschlossen und mit einem Kondensator C, überbrückt. Die Kombination A₁₀-C₄ verbindet den Kollektor des Transistors T₉

dem Emitter des Transistors T₃ und der Basis des Transistors T.,. Die Basis des Transistors T₁ wird über den Widerstand R₁₂ vorgespannt, der an der nega

tiven Betriebsspannung angeschlossen ist, während 15 Spannung wird durch den Transistor T_e verstärkt, die Gleichrichter D₁, D₂ und D₃ zwischen den Ba- dessen Basis über den Spannungsteiler R_V)-R„₀ vorsen der Transistoren T₁, T₉ und T₃ und dem posi- gespannt wird. Der Kollektor und der Emitter sind tiven Pol der Betriebsspannung vorgesehen sind, und über die Widerstände R₂₁ und R.,„ mit dem negativen zwar für den Zweck, den Kollektor Ruhestrom I₁. ₀, bzw. positiven Pol der Spannungsquelle verbunden. der versucht, die Basisspannung in Abhängigkeit von 20 Der Widerstand i?₂., ist durch einen Kondensator C₇ Temperaturvariationen abzuändern, zu kompensie- überbrückt. Dieser Transistor T₀ arbeitet in Emitterren. Da die Germaniumdioden wie D₁, wie in der schaltung und steuert einen weiteren Transistor T₇ F i g. 8 gezeigt ist, in Sperrichtung gepolt sind, wird an, der ebenfalls in Emitterschaltung betrieben wird, sich der Sperrstrom dieser Dioden ebenfalls mit der jedoch ein npn-Transistor ist. Die Widerstände /?.,.,, Temperatur ändern und hierdurch eine gewisse Korn- 25 R_2i und der Kondensator C_s entsprechen den Widerpensation der thermischen Wanderungen verursachen, ständen R„_v R„„ und dem Kondensator C₇ des

pnp-Transistors T₁.. Diese beiden komplementären Transistoren stellen einen Gleichspannungsverstärker dar, der es erlaubt, am Kollektor des Transistors T₇ 30 eine Spannung von etwa 4 Volt abzugreifen, die wiederum durch einen Ausgangsspannungsbegrenzer begrenzt wird. Dieser Ausgangsspannungsbegrenzer enthält den Serienwiderstand /?.,., der den Kollektor des Transistors T₇ mit der Ausgangsklemme, die zum

Der Ruhestrom durch den Widerstand R₁₂ ist hierbei gleich der Differenz zwischen dem Ruhestrom der Basis des Transistors T₁ und dem Sperrstrom durch die Diode D₁.

Damit sich nicht durch Lastvariationen Verzerrungen der Ausgangsspannung durch Sättigungseffekte ergeben beim Gleichspannungsverstärker mit den Transistoren T₁, T₂ und T₃, zeigt die F i g. 8, daß der

Kollektor des Transistors T₃ mit der Ausgangs- 35 eigentlichen Vergleicher führt, verbindet. Diese Ausklemme über einen zweistufigen Verstärker mit den gangsklemme ist über die Dioden D₆ und D₇, die

Transistoren T₄ und T-, die beide als Kollektorstufen ähnlich wie die Dioden D₄ und D, geschaltet sind, geschaltet sind, verbunden ist. Die beiden Transisto- mit der festen Referenzspannung V_n verbunden. So-

ren T₄ und T₅ sind über den Kondensator C₆ wechsel- mit wird die Ausgangsspannung auf einen Wert von

strommäßig angekoppelt, und zwar liegt dieser Kon- 40 ± 0,2 Volt im Bereich der festen Spannung V₀ be-

densator C₆ vom Kollektor des Transistors T₃ zur grenzt.

Basis des Transistors T₄. Der Transistor T₄ ist ein Die Ausgangsspannung der Begrenzerverstärker pnp-Transistor, dessen Kollektor direkt an dem ne- CA₁ oder CA,, deren Schaltung in der Fig. 9 gezeigt gativen Pol und dessen Emitter über den Widerstand ist, beträgt also 0,4 Volt, was eine zehnfache Ver- R₁₃ mit dem positiven Pol der Spannungsquelle ver- 45 Stärkung des Teils der Eingangsspannung der Schalbunden ist. Der Spannungsteiler mit den Widerstän- tung der Fig. 9 bedeutet, der zwischen +0,02 und den R_u und /?₁₅ spannt die Basis des Transistors T₄ —0,02 Volt in bezug auf die feste Referenzspanvor. Der Emitter des Transistors T₄ ist direkt mit der nung V_n liegt. Aus diesem Grunde wird also nur der Basis des npn-Transistors T₅ verbunden, dessen KoI- interessierende Bereich benutzt, und der Begrenzerlektor direkt mit dem positiven Pol und dessen Emit- 5° verstärker der F i g. 9 erlaubt eine Erhöhung der ter über den Widerstand R_lf. mit dem negativen Pol Auflösung der Vergleichsschaltung SC₁ oder SC₂, die der Spannungsquelle verbunden ist. Der Emitter dient im wesentlichen aus einem Differenzverstärker begleichzeitig als Ausgangsklemme des Operationsver- steht.

stärkers. Der in der Fig. 8 gezeigte Operationsver- Fig. 10 zeigt diese Vergleichsschaltung, wie sie als stärker besitzt eine Spannungsverstärkung von 1200 55 SchaltungSC₁ oder 5C₁ der Fig. 6 benutzt werden und einen Frequenzbereich von 200 Hz bis 20 kHz. kann. Diese Vergleichsschaltung erlaubt es, digitale Der Rückkopplungswiderstand /?., und die Wider- Signale zu erzeugen, die das Vorzeichen der Differenz stände R₁ und A₁' am Eingang sind verhältnismäßig zwischen der statistischen Spannung J₁ (t) und der klein im Vergleich zu der Eingangsimpedanz des variablen Referenzpegelspannung A feststellen. Das eigentlichen Verstärkers. Solch ein Verstärker kann ⁶° Ausgangssignal des Begrenzerverstärkers der Fig. 9 den Fehler auf 0.2 °/o begrenzen für die analoge Addi- wird der Basis (Klemme sc_w) des pnp-Transistors T₈ tion der Wellenformen, wie z.B. J₁ (i) und A. zugeführt, der in Kollektorschaltung geschaltet ist, F i g. 9 zeigt den Begrenzerverstärker, wie er in der wobei der Kollektor direkt mit dem negativen Pol Fig. 6 als C4j bzw. CzI₂ gezeigt ist. Er enthält einen und der Emitter über den WiderstandR₂₆ mit dem ersten pnp-Transistor T₆, dessen Basis durch das Ein- ⁶5 positiven Po! der Spannungsquelle verbunden ist. gangssignal über ein Begrenzernetzwerk angesteuert Dieser Transistor dient als Pufferverstärker. Ein weiwird. Dieses Begrenzernetzwerk enthält die Serien- terer pnp-Transistor T,, dient in analoger Weise ebenwiderstände R₁. und R_1H zwischen der Eingangs- falls als Pufferverstärker, wobei der Emitterwider-

stand R.,₇ mit dem positiven Pol und der Kollektor mit dem'negativen Pol der Spannungsquelle verbunden ist. Die Basis des Transistors T₉ ist mit der festen Vorspannung V₀ verbunden, um die Eingangsspannung an der Basis des Transistors T₈ mit V₀ zu vergleichen. Irgendwelche Änderungen in den Kenndaten der Pufferstufen kompensieren sich durch diese Schaltung, ohne das Vergleichsergebnis zwischen dem nützlichen Teil der Spannung J₁ (t) —A und der festen Referenzspannung V₀ zu verfälschen.

Dadurch, daß Gleichspannungsdriften des Operationsverstärkers S^₁ oder SA₂ kompensiert werden, kann dieser Verstärker als Gleichspannungsverstärker aufgebaut werden, d. h. ohne kapazitive Kopplung, wie z.B. durch den Kondensator C₆ der Fig. 8. Durch die Benutzung eines solchen gleichspannungsgekoppelten Operationsverstärkers ist es möglich, die Drift auch für den Fall im wesentlichen zu kompensieren, wenn die Basis des Transistors T₉ (Fig. 10) nicht direkt von der Referenzspannung V₀ gespeist wird, sondern von der Ausgangsklemme eines Begrenzerverstärkers in Verbindung mit diesem festen Referenzpotential F₀, wobei dieser Begrenzerverstärker an einen Operationsverstärker angeschlossen ist, dessen beide Eingänge kurzgeschlossen sind. In anderen Worten gesagt, die Basis des Transistors T₉ wird gespeist von einer Kaskadenkombination einer Schaltung nach der F i g. 8 (abgeändert in einem Gleichspannungsverstärker) und der F i g. 9, wobei diese Schaltungen absolut identisch mit den Schaltungen zur Ansteuerung der Basis des Transistors T₈ sind, jedoch mit der Ausnahme, daß beim Operationsverstärker (F i g. 8), der die Basis des Transistors T₉ ansteuern soll, die freien Enden der Widerstände R₁ und R₁' direkt mit Masse verbunden sind, und die Ausgangsklemme des Begrenzerverstärkers der F i g. 9 (Verbindungspunkt der Dioden D₀ und D₇), der zur Vorspannung des Transistors T₉ der Fig. 10 dient, direkt mit seiner Basis verbunden ist.

Das Signal, das die Differenz zwischen der Funktion Z₁ (t) und der Referenzvariablen A darstellt oder zumindest den kritischen Bereich dieser Differenz in der Nähe des Referenzpegels V₀ und das am Emitter des Transistors T₈ anliegt, wird der Basis des npn-Transistors T₁₀ zugeführt, der mit dem npn-Transistor T₁₁, dessen Basis vom Emitter des Transistors T_n gesteuert wird, die erste Stufe des Differenzverstärkers darstellt. Die Emitter dieser Transistoren T₁₀ und T₁₁ sind direkt mit den Klemmen Sr₁₃ oder Sc₂₃ verbunden, je nachdem, ob es sich um die Vergleichsschaltung 5C₁ oder SC₂ handelt. Dieser Klemme werden dann schmale Abtastimpulse negativer Richtung zugeführt, um die Transistoren T₁₀ und T₁₁ leitend zu steuern. Dieser negative Stromimpuls, der den Emittern der Transistoren T₁₀ und T₁₁ zugeführt wird, bewirkt, daß die Kollektorspannung dieser Transistoren erniedrigt wird, denn die Kollektoren sind über die Widerstände R₉₈ und R₂₉ mit dem positiven Pol der Gleichspannungsquelle verbunden. Der Spannungsabfall an dem Kollektor des Transistors T_1n oder T₁₁ wird um so größer sein, je mehr das Basissignal positiv ist. Von diesen negativen Signalen an den Kollektoren der Transistoren T₁₀ und T₁₁, die durch die Abtastimpulse an den Emittern hervorgerufen werden, wird weiterhin die Differenz gebildet durch eine zweite Stufe des Differenzverstärkers mit den pnp-Transistoren T₁₂ und T₁₃. Die Basen dieser beiden Transistoren sind über die Widerstände R₃₀ und i?₃₁ mit den Kollektoren der Transistoren 7'₁₀ und T₁₁ verbunden.

Die Emitter dieser Transistoren T₁₂ und T₁₃ sind über einen gemeinsamen Widerstand" R₃₂ mit dem positiven Pol und die Kollektoren über einzelne Widerstände R₃₃ und R_si mit dem negativen Pol der Spannungsquelle verbunden. Diese zweite Stufe des Differenzverstärkers erhöht die Diskrimination, wenn der Kollektor jeder der Transistoren T₁., und T₁₃ mit

ίο der Basis des anderen Transistors über entsprechende Kondensatoren C₉ und C₁₀ verbunden ist. In dieser Weise bewirkt z. B. ein negatives Signal am Kollektor des Transistors T₁₀, das auf die Basis des Transistors T₁₂ gelangt, wiederum ein positives Signal am KoI-lektor des Transistors T₁₂, das anschließend über den Kondensator C₉ dem am Kollektor des Transistors T₁₁ liegenden Signal entgegenwirkt. Im Zusammenhang mit der Polarität der Spannungsdifferenzen zwischen den Wellenformen Z₁(O +A einerseits und

der festen Referenzspannung V₀ andererseits bev/irkt der schmale Abtastimpuls an den Emittern der Transistoren T₁₀ und T₁₁ einen positiven Impuls am Kollektor des Transistors T₁₂ oder T₁₃, je nachdem, ob die analoge Summe J₁(I)+A niedriger oder höher

als die feste Referenzspannung V₀ liegt. Ein Impuls wird deshalb entweder an der Klemme Sc₁₁ oder ^c₁₂ abnehmbar sein, je nach dem Vorzeichen der Differenz zwischen J₁(I) und —A oder zwischen f_a(t) und — B.

Die Abtastimpulse an den Klemmen 5C₁₃ oder ^c₂₃ können zu verschiedenen Zeitpunkten vorhanden sein, was durch ein vorher aufgestelltes Programm gesteuert werden kann im Zusammenhang mit der Art der zu berechnenden Funktion. Im vorliegenden Beispiel wird die Berechnung der Kreuzkorrelationsfunktion -F₁₂(^₁) zwischen J₁(I) und j.₂(i) angenommen, und wie später noch genauer in Verbindung mit der logischen digitalen Schaltung der F i g. 7 beschrieben wird, wird der Kanal A, d. h. der Kanal der Referenzwellenform A, durch Impulse abgetastet, deren Impulswiederholungszeit /i-mal so groß ist wie die der Abtastimpulse, die dem Kanal B zugeführt werden, η bedeutet hier die gewünschte Anzahl von Punkten für die Kreuzkorrelationsfunktion. In dieser Weise kann die Wellenform J₁ (i) +A im Kanal A abgetastet werden, während die Wellenform f.₂(i) +B im Kanal B abgetastet wird, wobei die Proben der Kanäle^ und B durch verschiedene Zeiten voneinander getrennt sind, d. h. 0, t₀, 21₀, 3t₀, 4t₀, ...,

(n — /) t₀, t₀, die die kleinen Verzögerungszeiten und die Periode der Abtastimpulse des Kanals B darstellen, während nt_g die Abtastperiode des Kanals A darstellt.

Fig. 12 zeigt die verschiedenen Wellenformen im Zusammenhang mit der Arbeitsweise der Elemente . wie SA₁, CA₁ und 5C₁, die in den entsprechenden F i g. 8, 9 und 10 gezeigt sind.

Die erste Wellenform repräsentiert die statistische Zeitfunktion J₁ (t), die den Klemmen So₁₁ von SA₁

zugeführt wird, während die zweite Wellenform der Referenzwellenform A entspricht, deren Pegel linear zwischen zwei vorher bestimmten Spannungen E₁, und E_n variiert, wobei die linearen Ansiiegsflanken einen statistischen Wert für jede Variation zwischen den beiden Grenzwerten E₁, und E_n besitzen. Diese Spannungsform ist an der Klemme sa₁₉ vorhanden. Die dritte Wellenform zeigt die analoge Kombination dieser beiden Wellenformen und ist aus der

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AiiGgangsklemme sa₁₃ des Operationsverstärkers vorhanden. Diese dritte Wellenform zeigt weiterhin mit den horizontal gestrichelten Linien die Referenzpegel des Eingangsbegrenzers der Schaltung C^₁ der F i g. 9 in bezug auf die feste Referenzspannung F₀.

Die vierte Wellenform zeigt das verstärkte Signal, das an dem Kollektor des Transistors T₇ (F i g. 9 ) anliegt und welches auf eine Spannung von ± 2 Volt begrenzt ist. In dieser vierten Wellenform ist ebenfalls durch horizontal gestrichelte Linien der Begrenzerpegel angedeutet, der durch den Ausgangsbegrenzer mit den Dioden D₆ und D₇ im Bereich des festen Referenzpotentials V₀ bestimmt wird.

Die Ausgangsspannung, die der Klemme sc_1Q des Vergleichers zugeführt wird, der den Differenzverstärker enthält und in der Fig. 10 dargestellt ist, wird deshalb von einem Pegel von +0,2 bis — 0,2 Volt schwanken, wie durch die fünfte Wellenform angezeigt ist.

Die sechste Wellenform zeigt die Abtastimpulse, die der Klemme sc₁₃ der Schaltung 5C₁ des Kanals A zugeführt werden, während die letzte Wellenform die Abtastimpulse zeigt, die an der Klemme sc₂₃ der Schaltung SC₂ anliegen. Wie angezeigt, besitzen die Impulse etwa eine Länge von 0,5 Mikrosekunden. Die der Klemme sc₂₃ zugeführten Impulse besitzen einen Abstand von 20 Mikrosekunden, während die dem Kanal A, d.h. der Klemme ^c₁₃, zugeführten Impulse einen hundertmal so großen Abstand, d. h. von 2 Millisekunden, besitzen. Ein Impuls an der Klemme ic₁₃ trifft also nur mit jedem hundertsten Impuls an der Klemme sc₂₃ zusammen.

Fig. 11 zeigt den variablen Referenzpegelgenerator, wie er als SG₁ oder SG₂ in der F i g. 6 gezeigt ist. Diese Generatoren werden von statistischen Rauschquellen, wie z. B. Quellen mit weißem Rauschen, gespeist. Diese Rauschquellen werden durch die Generatoren RG₁ und RG₂ (F i g. 6) dargestellt und sind in der Fig. 11 zu sehen. Der durch diese statistische Rauschquelle gesteuerte Pegelgenerator besteht aus den beiden Schaltungen BSP und BSN, die einander ähnlich sind, jedoch mit der Ausnahme, daß alle die Transistoren (PNP) der Schaltung BSP die entgegengesetzte Polarität (NPN) derjenigen der Schaltung BSN besitzen. Diese Schaltung BSN ist nur als Block gezeichnet, wobei der Wechsel in der Polarität ebenso für die in BSP enthaltenen Gleichrichter gilt und ebenso für den Wechsel der Polaritäten der Gleichspannungsquellen, die von positiv nach negativ wechseln und umgekehrt. Jede dieser Schaltungen BSP und BSN besteht aus einer sogenannten »Bootstrape-Schaltung, die als aktives Element die pnp-Transistoren T₁₃ und T₁₆ enthält und von einem Rauschverstärker gesteuert wird, der als aktives Element den pnp-Transistor J₁₄ besitzt. Das Ausgangspotential der »Bootstrap«-Schaltung, die in der Schaltung BSP enthalten ist, ist ebenfalls mit einer Schaltung zur Bestimmung des Spannungspegels verbunden, deren aktives Element der pnp-Transistor T₁₇ ist.

Die »Bootstrap«-Schaltung der Schaltung BSP enthält die Transistoren T₁₅ und T₁₆ und ist in der Lage, Spannungen zu erzeugen, die sich linear in Funktion mit der Zeit ändern, wie in der F i g. 1 gezeigt ist, jedoch nur für die eine Richtung einer Variation, so daß die andere Richtung der Variation durch die »Bootstrap«-Schaltung des komplementären Netzwerkes BSN erzeugt werden muß. Die beiden Netzwerke sind durch eine bistabile Stufe BS miteinander verschaltet, in einer Weise, wie jetzt anschließend beschrieben werden soll.

Wenn die Schaltung der Fig. 11 den variablen Pegelgenerator SG₁ mit statistischem Anstieg der F i g. 6 repräsentiert, so sendet der die Eingangsklemme Sg₁₀ speisende Rauschgenerator RG₁ (F i g. 6 ) seine Rauschspannung an die Basis des Transistors T₁₄ mit Hilfe des Kondensators C₁₁. Bei

ίο diesem pnp-Transistor ist der Emitter über einen Widerstand R₃₅ mit der positiven Klemme und der Kollektor direkt mit der negativen Klemme der Betriebsspannung verbunden, wobei die Basis dieses Transistors T₁₄ gleichzeitig von dem negativen Pol

der Betriebsspannung über einen Widerstand R₃₆ vorgespannt wird. Die verstärkte Rauschspannung E_6n wird dem Kollektor des Transistors T₁₅ über die Diode D₈ in Serie mit dem Widerstand R₃₇ zugeführt und bestimmt den negativen Anstieg der Referenzwellenform, die linear zwischen zwei vorherbestimmten Pegeln variiert, wie durch die Wellenform 1 der F i g. 1 angezeigt ist.

Ist die bistabile StufeBS gerade in ihren »!«-Zustand geschaltet worden (was später noch beschrieben wird), so daß in diesem Zustand das Ausgangssignal der Stufe BS auf hohem Potential, z. B. 0 Volt, liegt, wobei die Grenzwerte der Schaltung nach der Fig. 11 0 bis — 6 Volt sind, so wird der Pegelanstieg am Ausgang der Stufe BS (F i g. 13 ) von —6 zu OVoIt, z.B. zur Basis des Transistors T₁₅ übertragen über den Kondensator C₁₂, der durch den Widerstand R₃₈ überbrückt ist. Der Widerstand R₃₈ bewirkt das Sperren des Transistors T₁₅, dessen Emitter mit einem festen Potential E/ verbunden ist, wobei dieses feste Potential das höchste Betriebsspannungspotential ist, z. B. 0 Volt. Der Kondensator C₁₃ der »Bootstrap«-Schaltung wird linear aufgeladen, um den negativen Anstieg der Wellenform der F i g. 1 zu erzeugen. Dieser Kondensator C₁₃ ist in Serie mit einem Widerstand R₃₉ zwischen Emitter und Kollektor des Transistors T₁₅ angeschlossen. In dem Moment, wo die bistabile Stufe BS in ihren »1 «-Zustand geschaltet wird, wobei der Transistor T₁₅ gesperrt wird, wird der Kondensator C₁₃

entladen, und zwar über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors T₁₅ in Serie mit dem Widerstand R₃₉. Durch das Sperren des Transistors T₁₅ wird der Kondensator C₁₃ erneut aufgeladen, wobei der Ladestrom durch die augenblickliche Spannung am Emitter des Transistors T₁₄ bestimmt wird und ebenfalls durch den Widerstand in Serie mit dem Kondensator C₁₃. Angenommen, der Durchlaßwiderstand der Diode D₈ und der Widerstand R₃₉ sind klein gegenüber dem Widerstand R₃₇, wobei gleich-

zeitig die Spannung E/ gleich 0 Volt ist, so taucht eine negative Rauschspannung E_6n augenblicklich auf am Emitter des Transistors T₁₄ und wird den Ladestrom bestimmen, und zwar ist dieser gleich -^-.

Dieser anfängliche Ladestrom beim Sperren des Transistors T₁₅ beginnt, den Kondensator C₁₃, dessen Plattenpotential nicht direkt mit E_p' verbunden ist und negativ wird, aufzuladen, wobei dieses Absenken des Potentials auf die Basis des Transistors T₁₆ über den Widerstand -R₃₉ übertragen wird. Dieser Transistor T₁₆, dessen Kollektor direkt mit dem negativen Pol der Betriebsspannung verbunden ist, arbeitet als Kollektorstufe. Der Emitter dieses

Transistors J₁₆ ist über einen Widerstand R_i0 mit dem positiven Pol der Betriebsspannung verbunden und arbeitet in an sich für »Bootstrap«-Schaltungen bekannter Weise als Pufferverstärker mit einer nahezu unendlichen Eingangsimpedanz und einer Ausgangsimpedanz, die praktisch als Null bezeichnet werden kann. Diese Stufe besitzt eine Spannungsverstärkung mit dem Wert 1. Die Variation der Eingangsspannung an der Basis des Transistors T₁₆ taucht auch am Emitter auf und wird auf das dem Kollektor des Transistors T₁₅ abgekehrte Ende des Widerstandes A₃₇ über den Kondensator C₁₄ zurückgeführt, wobei die Kapazität dieses Kondensators C₁₄ genügend hoch ist, um diese Spannungsvariation zu übertragen. Es kann also angenommen werden, daß der Transistor T₁₆ den Ladekreis des Kondensators C₁₃ nicht belastet und daß andererseits jede Spannungsvariation am Kondensator C₁₃, d. h. jede Spannungsvariation am Ende des Widerstandes R₃₁, der direkt mit dem Kollektor des Transistors T₁₅ und der Basis des Transistors T₁₆ verbunden ist, sofort in eine identische Spannungsvariation an dem anderen Ende dieses Widerstandes R₃₇ übertragen wird, wobei der Strom in dem letzteren konstant bleibt. Der durch den Widerstand R₃₀ und den Kondensator C₁₃ fließende Strom ist also konstant, und zwar gleich

dem anfänglichen Wert —--. Durch das Sperren

des Transistors T₁₃ bewirkt dieser Stromanstieg einen Spannungsabfall über dem Widerstand R₃₀, und der durch den Transistor T₁₆ und den Kondensator C₁₄ auf die Anode der Diode D₈ übertragene negative Impuls wird sofort letztere sperren, so daß der Ladekreis des Kondensators C₁₃ praktisch sofort von der Rauschquelle und dem verstärkenden Transistor J₁₄ getrennt wird. Der augenblickliche statistische Wert E_0n dient also dazu, den konstanten Ladestrom des Kondensators C₁₃ und damit den Anstieg der negativen Spannungsvariation an den Belegen des Kondensators C₁₃, der nicht direkt mit E_b' verbunden ist, zu bestimmen. Diese linear abfallende Spannungsvariation an dem Kondensator C₁₃ taucht an dem Emitter des Transistors C₁₆ auf und" ebenso an der Ausgangsklemme, an die das Signal über eine vorgespannte Diode D₀ übertragen wird. Diese Diode D₉ ist leitend während dieses linearen Abfalls, da das Potential am Ausgang der Stufe BS hoch ist. Die Diode ist zwischen dem Ausgang Sg₁₁, der beiden Stufen BSP und BSN gemeinsam ist, über einen Widerstand /?₄₁ verbunden.

Während dieses linearen Abfalls wird das an dem »!«-Ausgang der Stufe BS liegende hohe Potential ebenfalls in der Schaltung BSN einem nicht gezeichneten Transistor, der dem Transistor T₁₃ in der Stufe BSP entspricht, zugeführt. Dieser Transistor ist ein npn-Transistor, und sein Emitter wird durch eine negative Spannung E_n (in Fig. 11 nicht gezeigt) vorgespannt. Dieses hohe Potential bewirkt, daß der dem Transistor J₁₅ npn-Transistor leitend wird in solcher Weise, daß der dem Kondensator C₁₃ entsprechende Kondensator der Stufe BSN über den dem Widerstand i?₃₉ entsprechenden Widerstand entladen wird. Da der letztere einen verhältnismäßig niedrigen Wert besitzt, erfolgt die Entladung des dem Kondensator C₁₃ entsprechenden Kondensators sehr schnell, und zwar schneller insbesondere als der lineare Abfall der Spannung am Emitter des Transistors T₁₆. Aus diesem Grunde ist die Emitterspannung an dem entsprechenden Transistor in der Stufe BSN negativer, so daß die der Diode D₀ entsprechende Diode der Stufe BSN, deren Kathode mit der Anode der Diode D₉ verbunden ist, gesperrt wird, während des gesamten linearen Abfalls der Ausgangsspannung.

Wenn die Emitterspannung des Transistors T₁₆ einen Wert in der Nähe der den Emitter des pnp-Transistors T₁₇ vorspannenden Spannung E_n ero reicht, wird die Diode D₁₀ leitend, deren Kathode mit dem Emitter des Transistors T₁₆ und deren Anode mit der Basis des Transistors T₁₇, die ebenfalls über einen Widerstand R_i2 an dem positiven Pol der Betriebsspannung angeschlossen ist, verbunden ist. Die Diode D₁₀ wird ebenso leitend wie der Transistor T₁₇, der einen positiven Impuls an seinem Kollektor aufweist, der über den Widerstand R_i3 mit dem negativen Anschluß der Abtriebsspannung verbunden ist. Dieser Impuls schaltet die bistabile Stufe BS in ihren »O«-Zustand. Dieses bewirkt, daß die Ausgangsspannung der Stufe BS passieren kann und den Transistor T₁₅ auf einen mehr negativen Wert steuert, wobei der pnp-Transistor T₁₅ leitend wird. Andererseits wird der ent-

sprechende npn-Transistor in der Stufe BSP gesperrt. Von diesem Augenblick an wird der dem Kondensator C₁₃ entsprechende Kondensator in der Stufe BSN, der sich auf den Pegel seines Referenzpotentials E_n' befindet, einen konstanten Ladestrom erhalten, dessen Amplitude von der augenblicklichen Rauschspannung an dem Emitter des npn-Transistors (entspricht dem Transistor T₁₄) in BSN abhängt. Dieser Strom erlaubt einen plötzlichen Spannungsanstieg an den Klemmen des BSiV-Kondensators (entsprechend dem Kondensator C₁₃ in BSP), und zwar in der Weise, daß dieser Spannungsanstieg die Spannung E_n erreicht, die in diesem Moment die Ausgangsspannung des Referenzspannungsgenerators der Fig. 11 mit linearen Variationen ist.

Fig. 13 zeigt die Wellenformen an den Emittern der Transistoren T₁₆ in BSP und dem entsprechenden npn-Transistor in BSN. Die Wellenform des Emitters des Transistors 16 ist als voll ausgezogene Linie gezeichnet, während die des Emitters des komplementären Transistors gestrichelt gezeichnet ist. Beim Umschalten der bistabilen Stufe BS in die »O«-Stellung bewirkt die Ausgangsspannung dieser bistabilen Stufe, die unterhalb der Spannungsvariationen der Emitter des Transistors T₁₆ gezeichnet ist, daß der Kondensator C₁₃ schnell entladen wird, wobei der entsprechende Kondensator in BSN linear aufgeladen wird mit einem Spannungsanstieg, der im wesentlichen von einem Minimalwert E_n zu einem Maximalwert E₁, reicht. Wenn die Steuerspannung am Ausgang der Stufe BS auf ihren niedrigen Wert fällt, sperrt die Diode D₉, während die entsprechende Diode in BSN leitend wird und hierdurch am Ausgang der Schaltung nach der Fig. 11 eine positive lineare Spannungsvariation auftritt. Nur die linearen Variationen zwischen E_n und E₁₁, positiv und negativ, werden an den Ausgang des variablen Referenzspannungsgenerators gegeben. Während der Umschaltzeit können kleine Spannungsspitzen, entsprechend den senkrechten Teilen zwischen E_p und E_p' und zwischen E_n und E_n (Fig. 13) den Ausgang erreichen, jedoch sind diese Variationen, die von dem Umschalten und dem Umkehren der Leitfähigkeit der Dioden, wie D₉, herrühren, sehr schnell

(meistens 1 Mikrosekunde), vor allem für lineare Variationen mit einer Dauer, die in statistischer Weise sich ändert und z. B. im Bereich von 2 Millisekunden und für eine Abtastperiode mit einem Minimum von 20 Mikrosekunden sind, so daß die Elimination dieser Variationen nicht sehr schwierig ist.

Falls es gewünscht wird, können die Ausgangsspannungen justiert werden, indem die Spannungen

trap«-Schaltung wahrnimmt, sondern mit Hilfe eines separaten Spannungsverstärkers mit der Verstärkung 1, dessen Eingang an eine Anzapfung des Widerstandes R„_g angeschlossen ist.

t_c und t_D abnehmbar sind. Diese Impulse, die etwa in der Höhe dieser Klemmen gezeichnet sind, haben jeweils eine Dauer von 5 Mikrosekunden und eine Periode von 4-5=20 Mikrosekunden. Sie sind jedoch zeitlich gegeneinander verschoben und definieren somit vier verschiedene Phasen.

Während der durch den Impuls t_B definierten zweiten Phase werden die Abtastimpulse für die Kanäle A (SC₁) und B (SC₂) erzeugt. Wie in der

nicht durch den Verstärker mit dem Transistor T₁₆ io F i g. 7 gezeigt ist, ist ein schmaler Abtastimpuls t_s abgeleitet werden, der die Funktion für die »Boots- mit den Impulsen t_w synchronisiert, besitzt jedoch

eine wesentlich geringere Zeitdauer, und zwar im Bereich von einer halben Mikrosekunde, mit negativer Polarität und wird durch die Torschaltung P₁ erzeugt. Die verschiedenen, als Kreise in der Fig. 7

Der Übergang von einem positiven Anstieg zu gezeigten Torschaltungen sind entweder ODER-einem negativen Anstieg und umgekehrt kann mit Schaltungen oder UND-Schaltungen, je nachdem, ob Hilfe eines entsprechenden Schwellenwertdetektors die Ziffer 1 oder eine höhere Ziffer mit der Anzahl durchgeführt werden. Zum Beispiel ist es möglich, von Eingängen der Torschaltung korrespondiert, die den einfachen Schwellenwertdetektor mit dem Tran- 20 innerhalb des Kreises bezeichnet ist. Die 2 im Kreis sistor T₁₇ durch eine komplizierte Schaltung zu ersetzen, mit einem Sperrschwinger, um die Stufe BS
anzusteuern.

Es ist also zu sehen, daß die Schaltung nach der

F i g. 11 in der Lage ist, die Referenzwellenform 25 zu erzeugen, der am Anfang dieser Phase liegt und mit linearer Variation zwischen zwei vorherbestimm- an den Klemmen sc₂„ auftaucht zur Abtastung des ten Spannungen E_p und E_n zu erzeugen, wobei diese
Variationen abwechselnd ihre Richtung ändern und
einen statistischen Anstieg besitzen.

F i g. 7 zeigt den ganzen digitalen Teil des 30 dies alle 20 Mikrosekunden. Korrelators und ist dazu bestimmt, mit dem Ein- Die Impulse % werden durch die UND-Schal-

gangskreis der F i g. 6 zusammenzuarbeiten. Wie rung P.„ den Verzögerungszähler HCT, geschickt, schon vorher beschrieben wurde, erlauben diese und zwar unter Steuerung durch die Impulse t_D, die Schaltungen, einen Impuls an den einen oder an den die vierte Phase definieren. Während dieser Phase anderen zweier Ausgangspunkte wie sc_n oder sc₁₂ 35 von 5 Mikrosekunden wird der Zähler HCT, der ein abzugeben, je nachdem, ob die statistische Eingangs- Zähler mit hundert Positionen von 00 bis 99 ist, um funktion wie Z₁ größer oder kleiner als die Referenz- eine Stufe weitergeschaltet. Dieser Zähler wird einen spannung ist, deren Pegel linear variiert mit stati- kompletten Zyklus durch alle seine hundert Positiostischem Anstieg zwischen zwei vorher bestimmten nen durchlaufen, und zwar nach einer Verzögerung Grenzen, d. h. wie die Variable A. Dasselbe Ergebnis 40 von 100· 0,02=2 Millisekunden, gilt für die Variablen Z₂ und B, und es wird ein Aus- Während der Verteiler oder Zähler FCT aus vier

gangsimpuls entweder an der Klemme sc₂₁ oder bistabilen Stufen bestehen kann, die hintereinander-Sc₂₂ abgegeben. gekoppelt sind, um eine zyklische Operation durch-

Diese vier Klemmen sind ebenfalls in der F i g. 7 führen zu können, ist der Verzögerungszähler HCT gezeichnet, wo sie die Eingänge der statisierenden 45 mit seinen hundert Phasen von 20 Mikrosekunden in bistabilen Stufen sind, BS₁ für die Klemmen sc_n/sc₁₀ einer Periode von 2 Millisekunden vorteilhafterweise und BS₂ für die Klemmen sc₂₁/sc₂₂. Führt die Klem- mit zwei Serien von je vier bistabilen Stufen aufme SC₁₁ einen Impuls, so wird die Stufe BS₁ in die gebaut, wobei jede dieser vier bistabilen Stufen in Stellung Z₁ > A geschaltet, während die Bedingung der Lage ist. durch eine Codierschaltung zehn Zu- j_x<LA eintritt, wenn ein Impuls an der Klemmesc_io 5° stände zu definieren, wobei ein Zyklus der ersten vorhanden ist. Analoge Zustände stellen sich für BS~₂ Serie von vier bistabilen Stufen ein Übertragssignal ein in Verbindung mit dem Auftauchen eines Im- an die zweite Serie von vier bistabilen Stufen, die die

der Torschaltung P₁ zeigt an, daß es sich um eine UND-Schaltung handelt, die mit den Impulsen t_s und den Impulsen t_B der zweiten Phase zusammenarbeitet, um einen schmalen, negativen Abtastimpuls

Kanals B der F i g. 6, wodurch das Auftauchen eines entsprechenden Impulses an einem der Eingänge der bistabilen Stufe BS₂ bewirkt wird, und zwar erfolgt

pulses an den beiden Klemmen sc._n/sc₂,.

Diese Impulse tauchen synchron zu "den Abtastimpulsen auf, die an den Klemmen sc₁₃ oder Sc_n anliegen; diese Klemmen sind ebenfalls in der Fig. 7 gezeigt.

Ein Steuerimpulsgenerator (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um die Impulse t_w, t_s, t_L und t,, die unten i d i

Zehnerziffern definieren, abzugeben, um die letztere um eine Einheit weiterzuschalten. Solche Schaltungen sind an sich bekannt und werden deshalb an dieser Stelle nicht weiter beschrieben. Wie in der Fig. 7 gezeigt ist, werden zwei spezielle Zustände unter den hundert möglichen Zuständen des VerzögerungsZählers HCT gewissen anderen Schaltkreisen an-

in der F i g. 7 gezeigt sind, zu erzeugen. Die Im- 60 gezeigt durch das Auftauchen eines Signals an der

pulse % sind positiv, besitzen eine Dauer von etwa einer Mikrosekunde und haben, wie gezeigt, eine Periodendauer von 5 Mikrosekunden. Sie sind dazv vorgesehen, die verschiedenen Phasen von logischer. Operationen durchzuführen, indem sie auf einen vierstufigen Zähler FCT gegeben werden, welcher Zähler als Impulsverteiler dient und vier Impulsserien erzeugt, die an den Ausgangsklemmen t_A, T_B,

entsprechenden Klemme /2Ci_11n, an der ein Signal von 20 Mikrosekunden alle 2 Millisekunden auftaucht, während sich der Zähler HCT in seiner OO-Stellung befindet. Dieses Signal erlaubt der UND-Schaltung P_r den Impuls an der Klemme 5c.,₃ an die Klemme sc_ls weiterzuleiten.

Der Kanal A wird also nur einmal während 2 Millisekunden abgetastet, d. h. einmal während

hundert Proben des Kanals B. Dieses kommt daher, daß «=100 Punkte der Korrelationsfunktion parallel in den Schaltungen der F i g. 1 und 7 berechnet werden. Während jeder Periode von 2 Millisekunden, die je einer Probe der hundert Punkte der Kurve entsprechen, werden die Kanäle A und B einmal gleichzeitig während eines Zeitraumes von 20 Mikrosekunden abgetastet entsprechend der Stellung 00 des Verzögerungszählers HCT, d. h. bei einer Korrelationsverzögerung gleich 0 der Korrelationsfunktion. Während des folgenden Intervalls von 20 Mikrosekunden wird der Kanal A nicht abgetastet durch einen Impuls an der Klemme sc_ls, und die vorhergehende Probe wird gespeichert durch die bistabile Stufe BS₁. Der Kanal B wird jedoch wiederholt abgetastet, wobei das Resultat dieser Probe in der bistabilen Stufe BS₂ gespeichert wird. Für die Stellungen 02 bis 99 des Verzögerangszählers HCT erfolgen die Operationen während der Zeit von 20 Mikrosekunden entsprechend der Stellung 01. Nur bei wiederholtem Mal der Stellung 00 des Zählers HCT wird die bistabile Stufe BS₁ das Resultat eines neuen Abtastvorganges des Kanals A einspeichern. Während hundert aufeinanderfolgender Intervalle von 20 Mikrosekunden wird dieselbe Stellung der Stufe SS₁ mit der der Stufe BS₂ verglichen, wobei letztere alle 20 Mikrosekunden wechselt und somit der Wert <j,- für jedes der hundert Punkte der Korrelationsfunktion bestimmt wird.

Im Gegensatz zu der Anordnung nach der F i g. 3 mit den exklusiven ODER-Schaltungen, die durch einzige binäre Signale gesteuert sind, erfolgt in der F i g. 7 die Bestimmung von q_t von einer komplementären Darstellung der binären Resultate der zwei Vergleiche der Kanäle A und B, d. h., daß die beiden komplementären Ausgänge der bistabilen Stufen BS₁ und BS₀ dazu benutzt werden, die vier UND-Schaltungen P^ bis P₇ zu steuern, deren Ausgänge dann markiert werden, wenn die folgenden Zustände vorliegen:

f_t>A und J₂ > B,
f_t<A und/₂<B,

f_t<A und/₂>B.

In den ersten beiden Fällen fließt ein Signal von den Ausgängen von P₄ oder P₅ durch die ODER-Schaltung P₈, um die UND-Schaltung P₉ anzusteuern, während in den anderen beiden Fällen ein Signal vom Ausgang von P₆ oder P₇ durch die ODER-Schaltung P₁₀ zur UND-Schaltung P₁₁ fließt. Die Torschaltungen P₉ und P₁₁ werden beide durch die Impulse t_w und t_B gesteuert in einer solchen Weise, daß während der zweiten Phase von 5 Mikrosekunden aus jeder Periode von 20 Mikrosekunden der Impuls t_w durch P₉ oder P₁₁ hindurchläuft und einen Impuls entsprechend dem Wert von q_t ergibt. V/ie in der F i g. 7 gezeigt, entspricht ein Impuls am Ausgang von P₉ einem Wert von q_t von +1, während ein Impuls am Ausgang von P₁₁ einem Wert von —1 entspricht.

Wie gezeigt, steuern die Ausgänge von P₉ und P₁₁ einen dritten Zähler BCT, der dazu dient, einen vorher berechneten Punkt der hundert Punkte der Korrelationsfunktion zu speichern und diesen Wert entweder durch Addition von -J-1 oder von — 1 abzuändern. Falls es gewünscht wird, jedem dieser η Punkte der Korrelationsfunktion jeweils N Probepaare zu nehmen, d. h., die Funktion J₁ und die Funktion /₂ werden je N-mäl abgetastet, sollte der Zähler BCT in der Lage sein, N verschiedene Siellungen einzunehmen, d. h. JV= 10^ö für den maximal möglichen Wert.

Wie der Zähler HCT ist der Zähler BCT vorteilhafterweise als Dezimalzähler aufgebaut mit einer Codierung mit vier binären Bits für jede Dezirnalziffer, jedoch in der Form eines umkehrbaren Zählers. In dieser Weise besieht der Zähler BCT aus 6-4=24 bistabilen Stufen plus einer zusätzlichen bistabilen Stufe, um anzuzeigen, ob der Zähler BCT einen positiven oder einen negativen Wert aufnimmt. Alle diese fünfundzwanzig bistabilen Stufen zusammen ermöglichen, daß dieser Zähler BCT jede beliebige Zahl von -999 999 bis +999 999 zählen kann.

Der Zähler BCT muß hier ein umkehrbarer Zähler sein, wie sie als binäre Zähler allgemein bekannt sind. Vorteilhafterweise ist der Zähler BCT jedoch als Parallelzähler aufgebaut, d. h. die Ausgänge von P₉ und P₁₁ können in alle Eingänge der fünfundzwanzig bistabilen Stufen des Zählers parallel eingegeben werden über Torschaltungen, die das Durchschalten eines Impulses %·, der am Ausgang von P₉ oder am Ausgang von P₁₁ vorhanden ist und

den verschiedenen bistabilen Stufen des Zählers BCT zugeführt wird, insbesondere solchen, deren Stellung abgeändert werden soll, so daß der Zähler BCT eine neue Zahl von sechs Dezimalziffern anzeigt, die entweder um eine Einheit höher oder niedriger als die vorhergehende ist. Wenn z. B. vier bistabile Stufen eine Dezimalziffer im Zähler BCT anzeigen und sich in der Stellung Olli befinden, entsprechend der Dezimalziffer 7 in dem gewöhnlichen binären Code, und ein Impuls von der Torschaltung P₉ ankommt, so wird dieser Impuls den vier Eingängen dieser vier bistabilen Stufen in einer solchen Weise zugeleitet, daß sie die Stellung 1000 einnehmen, und zwar geschieht dies unter der Steuerung der Olli-Stellung der vier bistabilen Stufen beim Empfang dieses Impulses, der einer +1 entspricht. Kennzeichnen die vier bistabilen Stufen einer Dezimalziffer die Stellung 1001 entsprechend der Dezimalziffer 9, so ist der + 1-Impuls, der von P₉ kommt, in der Lage, die vier bistabilen Stufen der Dezimalziffern höherer Ordnung anzusteuern, so daß eine Einheit durch Änderung der Stellungen dieser vier bistabilen Stufen hinzuaddiert wird.

Andererseits ist es notwendig, da es sich bei dem Zähler BCT um einen umkehrbaren Zähler handelt, daß Torschaltungen vorgesehen sind, um nach einer Bedingung einen Ausgangsimpuls der Torschaltung P₁₁ zu akzeptieren und die entsprechende Subtraktion einer Einheit von dem vorher registrierten Wert vorzunehmen. Ist die in den vier bistabilen Stufen eingespeicherte Stellung des Zählers BCT so, daß die Dezimalziffer 1000 angezeigt wird, so wird der Impuls von der Schaltung P₁₁ durch die Ausgänge dieser vier bistabilen Stufen so gesteuert, daß es ihre Stellung in einer solchen Weise abändert, daß schließlich Olli registriert ist. Befinden sich die vier bistabilen Stufen in der Stellung 0000, so wird sie ein Impuls von der Schaltung P₁₁ in die Stellung 1001 umschalten, während die Gruppe von vier bistabilen

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Stufen, die die Dezimalziffer höherer Ordnung anzeigen, ebenso von F₁₁ einen Impuls erhalten, um diese Dezimalziffer um eine Einheit zu erhöhen.

Die fünfundzwanzigste bistabile Stufe des Zählers BCT wird benutzt als Polaritätseinheit zur Anzeige des durch die sechs Gruppen von vier bistabilen Stufen gespeicherten Werte, und zwar bestimmt diese fünfundzwanzigste bistabile Stufe, ob es sich um einen positiven oder um einen negativen Wert handelt. Am Anfang wird die Polaritätsanzeige in die positive Stellung geschaltet, in der sie so lange verbleibt, wie die Anzahl der von F₁₁ erhaltenen Impulse nicht die Anzahl überschritten hat, die von F₉ stammt. In dem Moment, wo dieses passiert, befinden sich die sechs Gruppen von je vier bistabilen Stufen alle in der Stellung 0000, und diese Stellung wird dazu benutzt, die von der Schaltung F₁ kornmenden Impulse auf den negativen Eingang der die Polarität anzeigenden bistabilen Stufe zu schalten, die hierdurch in die negative Stellung geschaltet wird, wobei die sechs anderen Gruppen von je vier bistabilen Stufen alle in die Stellung 1001 schalten, um die Zahl 999 999 anzuzeigen als Ergebnis der Subtraktion einer Einheit. Befindet sich die bestabile Stufe der Polaritätsanzeige in ihrer negativen Stellung, so ist die negative Zahl, die durch den Zähler BCT wirklich registriert ist, gleich der Zahl, die die bistabilen Stufen des Zählers anzeigt, durch die die Dezimalziffern charakterisiert sind, von denen 10« abgezogen sind. Ist die Zahl 999 999 registriert, und es kommt ein Impuls von der Schaltung F₈, so erlauben die sechs Gruppen von vier bistabilen Stufen, die sich alle in der Stellung 1001 befinden, daß dieser Impuls auf den positiven Eingang der Polaritätsanzeige geschaltet wird, und zwar in einer solchen Weise, daß die Polaritätsanzeige von der negativen in die positive Stellung umgeschaltet wird.

Der Resultatzähler BCT, dessen Arbeitsweise gerade beschrieben wurde, arbeitet mit einem Pufferspeicher MS zusammen, der die parallele Berechnung der η Punkte der die Korrelation oder ähnliche Funktion kennzeichnenden Kurve erlaubt. Alle 20 Mikrosekunden gibt der Speicher den vorher akkumulierten Wert eines speziellen Punktes der Kurve an die bistabilen Stufen des Zählers BCT, der in dieser Weise also als Statisierungsstufe des Speichers MS arbeitet. Eine Einheit wird addiert oder subtrahiert von dem vorherigen Resultat und kurzzeitig in BCT gespeichert, dann wird die algebraische Summe modifiziert und in den entsprechenden Speicherplatz des Pufferspeichers MS wieder eingeschrieben. Während der folgenden 20 Mikrosekunden wird ein anderes Teilresultat entsprechend einem anderen Punkt der Kurve aus dem Speicher MS herausgezogen, statisiert und in BC abgeändert und wieder in den Speicher MS eingespeichert. Diese Operationen kehren zyklisch für alle «Punkte der Kurve wieder, wobei dieesr Zyklus eine Dauer von 2 Millisekunden besitzt, wenn hundert Punkte berechnet werden und wenn für jeden Punkt 20 Mikrosekunden zur Verfügung stehen.

Der Pufferspeicher MS ist in Matrixform mit fünfundzwanzig Spalten C₀₀ bis C₂₄ und hundert Zeilen r₀₀ bis r₉₉, wobei in der Zeichnung nur die ersten und letzten Spalten gezeichnet sind. Dieser Koordinatenspeicher enthält also 25 · 100 = 2500 Bits und kann z. B. als Ferritkernspeicher aufgebaut sein, wobei der Sättigungszustand der Magnetkerne den Wert des Bits anzeigt, entsprechend einem Kern oder einem Kernpaar.

Der Serienzugriffswähler SAS dient zum Lesen des Speichers MS und erlaubt es insbesondere, einen Leseimpuls t_L einer der Zeilen des Speichers zuzuführen, um die 25 Bits eines Wortes dieser Zeile zu lesen. Dieser Leseimpuls t_L wird durch den Phasenimpuls t_A in der UND-Schaltung F₁₂ durchgeschaltet in einer solchen Weise, daß die letztere einen positiven Impuls, wie er in der F i g. 7 gezeigt ist, in der Nähe der Klemme t_L dem Zugriffskreis SAS durch die ODER-Schaltung F_1? zugeleitet wird, wobei die ODER-Schaltung F₁₃ diesen positiven Leseimpuls einer der Zeilen r₀₀ bis r₉₉ zuführt, je nachdem, in

welcher Stellung sich der Impulszähler HCT befindet. Tatsächlich korrespondiert jede Verzögerung mit einem der Punkte der Korrelationskurve, d. h. mit einer der Zeilen des Speichers MS. In dem Verzögerungszähler HCT sind Mittel vorgesehen, um Steuerspannungen abzuleiten, die den Impuls am Ausgang von F₁₃ z. B. der Zeile r₀₀ zuleiten, mit Hilfe der Bedingung, die symbolisch der UND-Schaltung F₀₀ gegeben ist, die von den beiden von HCT kommenden Leitungen gesteuert wird. Dieser Verzögerungszähler enthält zwei Gruppen von bistabilen Stufen und kann mit Decodiermitteln versehen sein, um ein Steuersignal an einen speziellen Zehnerleiter und einen speziellen Einerleiter abzugeben und den Durchfluß des Leseimpulses durch ein solches Tor F₀₀ von hundert analogen Torschaltungen zu erlauben, wobei diese Torschaltungen jeweils zu einer besonderen Zeile des Speichers MS laufen.

Dieser Leseimpuls t_L verursacht eine Impulskombination in den fünfundzwanzig Spaltenleitern im Zusammenhang mit dem registrierten binären Code in der Reihe r₀₀, wobei diese Impulse die 1-Eingänge der fünfundzwanzig bistabilen Stufen des Zählers BCT erreichen, eventuell unter Verstärkung in zusätzlich vorgesehenen Spaltenverstärkern. Angenommen, diese fünfundzwanzig bistabilen Stufen des Zählers BCT sind anfänglich in ihrer 0-Lage, so zeigen diese nachher eine sechsziffrige Zahl an zuzüglich dem vorher im Speicher MS eingespeicherten Vorzeichen zum Zeitpunkt des Impulses t_w, der die Torschaltungen F₈ und F₁₁ während der zweiten Phase t_B von 5 Mikrosekunden abtastet und der unmittelbar der ersten Phase folgt, in der der Leseimpuls liegt.

Das Abtasten der Torschaltungen F₉ und F₁₁ und das Statisieren der verschiedenen Teilresultate, die im Speicher MS enthalten sind und die die η = 100 Punkte der Kurve repräsentieren, erfolgt daher synchron in einem kontinuierlichen Vorgang.

F i g. 14 zeigt, wie solche Torschaltungen F₉ und F₁₁ aufgebaut sein können.

Die UND-Schaltung F₉ besitzt drei Eingänge entsprechend dem Ausgang von F₈ (Fig. 7), dem Impuls % und dem Phasenimpuls t_B. Jeder dieser Impulse erreicht den Ausgang F₉ mittels der entsprechenden Dioden D₁₁, D₁₂ und D₁₃, deren Kathoden gemeinsam an dem Ausgang von F₉ angeschlossen sind und eine negative Spannung über den Widerstand R_u erhalten. Solange eine der drei Eingangsspannungen der drei Dioden hoch ist, taucht dieses hohe Potential an der Verbindung der Dioden D₁₁ bis D₁₃ auf, und die entsprechende Diode ist leitend. Da der Impuls t_B ein negativer Impuls ist, bevor dieser Impuls verschwindet, ist das die Diode

D₁₂ speisende Potential hoch und taucht an der Kathode dieser Diode auf. Zum Beginn dieses negativen Impulses t_B ist die Diode D₁₂ gesperrt, die Diode D_1;j wird jedoch leitend, wenn der positive Impuls i_w auftaucht. Die Diode D₁₃ wird erst in dem Moment gesperrt, wenn der positive Impuls %- verschwindet, so daß bei einem negativen Potential am Ausgang von F₈ für q_t — +1 alle drei Dioden gesperrt werden und somit einen negativen Impuls an ihrem Verbindungspunkt abgeben.

Dieser Verbindungspunkt der Dioden D₁₁ bis D₁₃ ist über einen Serienkondensator C₁₅ und eine Seriendiode D₁₄ mit dem Eingang des Zählers BCT verbunden, entsprechend dem Ausgang von F₉, ist der Verbindungspunkt von C₁₅ und D₁₁ einerseits vorgespannt mit hohem Potential, das durch die Diode D₁₅ von Masse kommt, und andererseits besitzt dieser Verbindungspunkt negatives Potential über den Widerstand R_i5. Der rechts liegende Belag des Kondensators C₁- befindet sich normalerweise auf Massepotential, wobei die Diode D₁₅ leitend ist und so lange, wie Massepotential anliegt, über eine der Dioden D₁₁ bis D₁₃, so wird der Kondensator C₁₅ entladen. Nach dem Ende des positiven Impulses t_w wird der Kondensator C₁₅ während der zweiten Phase t_IS über den Widerstand R_u aufgeladen, wobei das Potential des linken Kondensatorbelages sich in negativer Richtung ändert. Am Ende der zweiten Phase t_B kehrt an dem Verbindungspunkt der Dioden D₁₁ bis D₁₃ Massepotential zurück, und der durch den Kondensator C₁₅ übertragene positive Impuls passiert die Dioden D₁₄ und D₁₅, die zu diesem Zeitpunkt gesperrt waren, und gelangt als Fortschaltimpuls auf den umkehrbaren Zähler BCT und verursacht die vorstehend beschriebenen Wirkungen. Sollte F_s jedoch hohes Potential, d. h. Massepotential, abgeben, so hätte die Spannung am Kondensator C₁₅ ihre Richtung nicht geändert, wie vorstehend beschrieben wurde, und das Ende des Impulses t_B hätte keinen Impuls hervorgebracht mit genügend großer Amplitude, um den Zähler BCT über die Diode D₁₄ anzusteuern.

Zum Beginn der dritten Phase t_c hat der Zähler BCT bereits seine neue Stellung eingenommen unter Wirkung des an den Ausgängen F₉ oder F₁₁ auftauchenden Impulses, und dieser dritte Impuls von 5 Mikrosekunden wird benutzt, einen Schreibvorgang in den Speicher zu bewirken mit Hilfe eines negativen Halbschreibimpulses t,, der während der Phase t_(: durch die UND-Schaltung F₁₃ hindurchgelassen wird und einerseits auf den Zähler BCT gelangt, um die fünfundzwanzig bistabilen Stufen in die entsprechenden Ausgangsstellungen zu bringen, wodurch ein Spaltenhalbimpuls erzeugt wird, der dem Speicher MS über individuell zugeordnete Einschreibverstärker zugeführt wird. Andererseits wird ein Zeilenhalbimpuls der Zeile r₀₀ über F₁₅ und F_cg zugeführt. In bereits bekannter Weise wird die Koinzidenz der Halbimpulse die Speicherung in r_ao eines binären Wortes bewirken, welches binäre Wort vorher in BCT als Folge eines Impulses an F₉ oder F₁₁ statisiert wurde.

Nachdem der negative Schreibimpuls i, das neue Resultat entsprechend einem Punkt der Korrelationskurve in den Speicher MS, insbesondere in die Zeile r₀₀ eingespeichert hat, kann das durch BCT statisierte Resultat während der vierten Phase vor. 5 Mikrosekunden mit Hilfe eines Impulses t_R (nicht gezeigt) und mit Hilfe der UND-Schaltung F₁₄ abgerufen werden, wobei die UND-Schaltung F₁₄ die fünfundzwanzig bistabilen Stufen des Zählers BCT in ihre O-Stellung zurückstellt, so daß diese in der Lage sind, eine neue Zahl der folgenden Zeile r₀₁ des Speichers MS während des nächsten Statisierungszeitraums von 20 Mikrosekunden zu empfangen. Der Verzögerungszähler HCT wird um eine Stellung durch die Impulse t_w v/ährend der Phase t_D

ίο fortgeschaltet und erzeugt ein 20 Mikrosekunden-Signal an seinem Ausgang hct₉₉ jedesmal, wenn er sich in der Stellung 99 befindet. Dieses Signal macht die UND-Schaltung F₁₆ leitend, wobei dieser UND-Schaltung ebenfalls die Impulse % und t_B in einer solchen Weise zugeführt werden, während der zweiten Phase von 5 Mikrosekunden, daß ein Umschaltimpuls alle hundert Verzögerungspositionen, d. h. alle 2 Millisekunden, dem Eingang des Probenzählers MCT zugeführt wird. Dieser Probenzähler erlaubt es, die Anzahl N zu bestimmen, d. h. die Anzahl von Probenpaaren der Wellenformen J₁ und /_a, die dafür gebraucht werden, die η verschiedenen Punkte der Korrelationskurve zu bestimmen. Diese Anzahl N kann gleich 10° sein, jedoch ist es auch möglich, mit niedrigen Werten für /V zu arbeiten, z. B. mit 10⁵ oder 10*.

Dieser Zähler der N Proben kann in der gleichen Weise aufgebaut werden wie der Zähler BCT, da er dieselbe Kapazität besitzt, jedoch ist der Zähler MCT nur ein normaler Zähler, der in einer Richtung arbeitet, und zwar lOOmal so langsam, d. h. je einen Impuls alle 2 Millisekunden. Dieser Zähler kann ebenfalls sechs Gruppen von je vier bistabilen Stufen enthalten, um die sechs möglichen Dezimalziffern anzuzeigen. Es sind Mittel vorgesehen, um die letzte Position des Zählers MCT zu erkennen, z. B. 999 999, um z. B. anzuzeigen, daß die Berechnung der Korrelationsfunktion beendet ist. Sollte die Berechnung mit einer reduzierten Anzahl von N Proben erfolgen, z. B. mit 10⁵ oder 10⁴, so ist der Zähler MCT so aufgebaut, daß er die Anzahlen 99 999 oder 9999 anzeigt und bei diesem Ende der Berechnung ein Signal abgibt. Die Klemmen des Zählers MCT sind mit 10", 10⁵ und 10⁴ bezeichnet und zeigen an,

4.5 mit welcher Klemme ein solches Bedienungssignal verbunden werden muß.

Obwohl die Schaltungen der F i g. 6 und 7 schon in Verbindung mit der Berechnung der Kurve beschrieben wurden, die eine Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂^₁) zwischen zwei statistischen FunktionenZ₁ (t) und j₂ (t) repräsentiert, so sind die Schaltungen auch für andere Berechnungen von zeitlichen Mittelwerten zu gebrauchen, wobei nur einfache Anpassungen oder gewisse Modifikationen der Schaltungen durchgeführt werden müssen.

Mit Hilfe der F i g. 3 ist bereits beschrieben worden, wie die Berechnung für Korrelationsfunktionen höherer Ordnung durchgeführt werden kann im Gegensatz zur ersten, d. h. im allgemeinen bei Korrelationsfunktionen mit mehr als zwei statistischen Variablen. Der Rechner nach den F i g. 6 und 7 ist dazu gedacht, die Berechnung von Korrelationsfunktionen höherer Ordnung durchzuführen, vorausgesetzt, daß eine begrenzte Anzahl von Modifikationen vorgenommen wird.

Fig. 15 zeigt schematisch die Abänderungen, die durchgeführt werden müssen in den Schaltungen der F i g. 6 und 7, um Berechnungen von mehr als zwei

Funktionen oder Zeitvariablen zu ermöglichen, insbesondere von drei Funktionen Z₁ (i)> /₂(r), Z₃(O-

Bei der Betrachtung nach der Fig. 15 ist zu sehen, daß diese drei Eingangsvariable enthält, die proportional den Funktionen oder Zeitvariablen Z₁ (t), Z₂ (t) und Z₃ (t) sind, deren Kreuzkorrelationsfunktion F₁₂₃ (Z₁, /₂) berechnet werden soll mit Hilfe des Systems, das bereits in Verbindung mit den F i g. 6 und 7 beschrieben wurde, und an dem Modifikationen vorgenommen wurden, um die Berechnung von Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung vornehmen zu können.

Die die drei Variablen repräsentierende Spannung speist eine Kette von analogen Schaltungen, wie sie in der F i g. 6 gezeigt sind, um zu einer Verbindungseinheit PS zu führen, die mit den Eingangsklemmen /W₁ bis ps₃ und Ausgangsklemmen /W₁' bis ps.,' versehen ist, wobei nur die Klemmen gezeigt sind, die mit den Funktionen Z₁ bis Z₃ zusammenhängen, während die zu den Referenzwellenformen gehörenden in der Fig. 15 nicht gezeigt sind. Es soll angenommen werden, daß drei Referenzpegelgeneratoren vorgesehen sind und, wie in der F ig. 6 gezeigt ist, mit einem Operationsverstärker wie SA₁ (Fig. 6) zusammenarbeiten, wobei jede Wellenform eine Funktion und die entsprechende Referenzwellenform repräsentiert. Wie durch die gestrichelten Linien in Fig. 15 angedeutet ist, ist die Eingangsklemme /W₁ mit der Ausgangsklemme Ps₁ verbunden usw.. während die drei Ausgangsklemmen /W₁' bis /w₃' in entsprechender Weise denen der F i g. 6 analoge Ketten ansteuern, um die Eingangsklemme, wie z. B. sc₁₉ der Vergleichsschaltung 5C₁ bis 5C₃ zu erreichen, wobei jede der Vergleichsschaltungen mit zwei Ausgangsklemmen 5C₁₁, SC_n und einer Abtastklemme sc_n für den Vergleicher SC₁ versehen sind. Genauso wie in der F i g. 6 erzeugt ein Abtastimpuls an der Klemme jc₁₃ einen Ausgangsimpuls an einem der Ausgangsklemmen JC₁₁, Jc₁₂, der wiederum der bistabilen Stufe Z?5₁₀ zugeführt wird, die hierdurch das Vergleichsresultat zwischen der Wellenform, die der Funktion Z₁ (0 entspricht, und der variablen Referenzwellenform statisiert.

Die Fig. 15 zeigt, daß der Abtastimpuls nicht direkt auf die bistabile Stufe ß5₁₀ gelangt, sondern zuerst eine UND-Schaltung wie P₁₈ durchläuft, wenn der Abtastimpuls am Ausgang JC₁₁ auftaucht, wodurch angezeigt wird, daß die Variable Z₁(O einen höheren Wert besitzt als der Augenblickswert des Referenzpegels. Fig. 15 zeigt, daß die Ausgangsklemme Jc₁₁ ebenfalls der UND-Schaltung P₃₀ parallel geschaltet ist, die den Eingang darstellt für eine der Eingänge der bistabilen Stufe BS_n, welche die analoge Funktion wie die Stufe 55₁₀ besitzt. Die anderen beiden Eingänge der bistabilen Stufen ß5,„. AS₁₁ werden vom Ausgang jc₁₉ über die UND-Schaltungen P₁₉ und P₂₁ gesteuert.

Während einer Serie von «=100 Abtastzeiträumen, d. h. während einer gesamten Zeit von 2 Millisekunden, werden die Torschaltungen P_1g, P₁₉ leitend, während der folgenden Serie von η Abtastimpulsen, wobei die Torschaltungen P.„„ P₂₁ erlauben, den Abtastimpuls der Funktion Z₁ (0 in den bistabilen Stufen BS_n usw. zu statisieren.

Wie in der Fig. 15 gezeigt ist. wird dieses mit Hilfe der bistabilen Stufe BS₀ durchgeführt, die als zweistufiger Zähler arbeitet und in dem Moment, wo sie sich in ihrem 0-Zustand befindet, die Torschaltungen P₁₈, P₁₉ öffnet, so daß diese den Abtastimpuls hindurchlassen. Wenn die bistabile Stufe BS₀ als zweistufiger Zähler arbeitet und sich in ihrer zweiten Position befindet, d. h. in der 1-Stellung, so sind die beiden anderen Torschaltungen P.,_o, P_n geöffnet. Fig. 15 zeigt, daß eine analoge Steuerung durchgeführt wird zum Statisieren der Abtastimpulse, die von der Vergleichsspaltung SC₁ kommen, wobei diese Vergleichsschaltung der Kette angehört, die der Funktion Z₃(O zugeordnet ist. In dieser Weise spielen die bistabilen Stufen BS₃₀, BS₅₁ und die UND-Schaltungen P.„„ P.,, eine analoge Rolle für Z₃ (t), wie die Schaltungen BS₁₀, BS_n und P_ls, P₀₁ in Verbindung mit der Funktion Z₁ (0·

Andererseits sind für die zweite Variable Z₂(O analoge Torschaltungen vorgesehen an den Ausgängen Sf₂₁ und Sc₂₂, jedoch sind an jedem dieser beiden Ausgänge 11 UND-Schaltungen angeschlossen, d. h. hundert Torschaltungen, von denen jedoch nur das erste und das hundertste Paar in der Fig. 15 gezeigt ist, d. h. P,₆, P₀₇ für die Ausgangsklemme jc._n und P₂₈, P₂₉ für die Ausgangsklemme .Sc₂₂. Wie gezeigt, sind die Ausgänge dieser Torschaltungen mit den Eingängen einer entsprechenden Anzahl von bistabilen Stufen verbunden, d. h. hundert bistabilen Stufen, von denen nur die erste und die hundertste, also BS₂₀₀ und BS₂^ in der Fig. 15 gezeigt sind.

Diese verschiedenen Steuerungen der Proben, die von den drei Funktionen abgeleitet werden, kann mit Hilfe der Fig. 16 erläutert werden, die schematisch die notwendigen Abtastimpulse zur Berechnung einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung F₁.,., (t_v t₂) notwendig sind. Wie im Falle der Schaltungen nach den Fig. 6 und 7 taucht ein Abtastimpuls alle hundert Perioden von 20 Mikrosekunden auf, d. h. alle 2 Millisekunden für die Funktion Z₁- Für die Funktion f., tritt alle 20 Mikrosekunden ein Abtastimpuls auf, wobei diese Abtastimpulse durch die ersten beiden Wellenformen in der Fig. 16 gezeigt sind. Die dritte Wellenform zeigt einen Abtastimpuls für die dritte Funktion Z₃. wobei diese Impulse ebenfalls im Rhythmus von einem Impuls alle 2 Millisekunden erzeugt werden, jedoch verschiedene Postitionen einnehmen können, die sich gegenüber den Abtastimpulsen für die Funktion Z₁ verschieben. Wie in der Fig. 16 angezeigt ist, sind die Abtastimpulse für Z-; um eine Korrelationszeit t, gegenüber den Abtastimpulsen für Z₁ verschoben.

Wenn die beiden Korrelationszeiten t_t und U, die mit der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung zusammenhängen, gemessen werden, in bezug auf dieselbe Referenz, d. h. zu den Augenblicken, zu denen die Funktion Z₁ abgetastet wird, so lange, wie t_v die die Verzögerung des Abtastimpulses für Z₂ in bezug zu Z] repräsentiert, niedriger als t„ ist, die die Verzögerung des Abtastimpulses für Z₃ in bezug auf Z₁ darstellt und der erklärten Methode folgt in Verbindung mit den Schaltungen der F i g. 6 und 7, in diesem Fall ist es nicht möglich, einen Wert zu bestimmen, der dazu dient, einen der Punkte der Korrelationsfunktion zu berechnen, da eine der Proben, d. h. die der dritten Funktion Z₃, nicht vorhanden ist. Wie in der Fig. 16 gezeigt ist, sind nur Proben für die Funktionen f_v f₂, Z₃ vorhanden zu dem Zeitpunkt, wenn die Verzögerung r. mindestens gleich der Verzögerung t.-, ist.

Diese Begrenzung in der Bestimmung der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung wird dadurch

eliminiert, bei der Fig. 15, indem in den Speicher nicht nur die Probe der Funktion f_x eingespeichert wird, die gerade bei den Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 bestimmt wurde, sondern daß ebenfalls die Proben der Funktion J₂ genauso wie die der Funktion /._; eingespeichert werden. Durch Verdopplung der statisierenden bistabilen Stufen für die Funktionen j_x und /₃ und durch das Vorsehen von η statisierenden bistabilen Stufen für die Funktion /.,, die kontinuierlich zu jedem Intervall der 20 Mikrosekunden abgetastet wird, erlaubt die Schaltung nach der F i g. 15 die Verzögerung und die logische Verknüpfung der Sätze von drei Abtastungen bis zur letzten Abtastzeit, d. h. die hundertste, angezeigt durch 99 in Fig. 16, wobei die erste Abtastzeii mit 00 bezeichnet ist, der Bezifferung folgend, die bereits für den Verzögerungszähler HCT der F i g. 7 aufgestellt wurde, in dem die hundert aufeinanderfolgenden Verzögerungszeiten von 20 Mikrosekunden definiert wurden.

In der Fig. 15 tauchen die Abtastzeitpunkte während der ersten Phase von 5 Mikrosekunden auf, entsprechend dein Impuls t_A der F i g. 7, wobei der schmale Impuls t_s wiederum als der eigentliche Abtastimpuls während dieser Phase t_A jeder Abtastperiode von 20 Mikrosekunden benutzt wird. Dies ist in der F i g. 15 durch die UND-Schaltung P₃₀ angezeigt, die den Abtastimpuls t_s alle 20 Mikrosekunden an die Klemme 5C₂₃ abgibt, um das Vergleichsresultat der Funktion /₂ mit ihrer variablen Referenzpegelwellenform abzutasten. Die während der Phase t_A vorhandenen Impulse t_s werden ebenfalls zur Abtastung von f_x und /₃ benutzt. Dies erfolgt jedoch wahlweise, d. h., wie bei der Schaltung nach der F i g. 7 erfolgt das Abtasten von f_x nur während der Verzögerungszeit 00, definiert durch das Vorhandensein eines Impulses an der Klemme hct_m des Verzögerungszählers HCT, und zwar mit Hilfe der UND-Schaltung P₃₁ der Fig. 15, die den Abtastimpuls an der Klemme sc_X3 abgibt.

Für die Funktion /₃ erfolgt das Abtasten ebenfalls wahlweise, jedoch wird die Verzögerungszeit durch ein Verzögerungsregister REG₃ bestimmt, das in der Lage ist, hundert verschiedene Stellungen einzunehmen. Dieses Verzögerungsregister kann z. B. genauso wie der Verzögerungszähler HCT aufgebaut sein, und zwar mit zwei in Kaskade geschalteten binären Zählern, wobei jeder aus vier bistabilen Stufen besteht und somit zwei Dezimalziffern registrieren kann. Jedoch kann dieses Verzögerungsregister REG₃ zum Abtasten der Funktion /₃ Mittel enthalten, die sich von denen unterscheiden, die für HCT benutzt wurden, da diese durch das Register REG₃ registrierte ZeitZ₂ (Fig. 16) sich nicht ändern wird während einer für elektronische Schaltungen üblichen Zeit, da diese Zeit t_o N Proben für eine Serie von η Punkten der Korrelationsoberfläche entspricht, die durch eine Korrelationsfunktion zweiter Ordnung F₁₂₃ (t_v U₂) definiert ist. In anderen Worten, die Berechnungen, die durch die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 durchgeführt werden, im Falle einer einfachen Korrelationsfunktion müssen für jeden Wert von i₂ (Fig. 16) wiederholt werden im Falle der Berechnung einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung, und zwar mit Hilfe der Schaltungen der Fig. 6 und 7, die durch die in der Fig. 15 gezeigten Schaltungen ergänzt sind.

Nach jeder Berechnung für einen gegebenen Wert von t_o werden die hundert Resultate, die in MS gespeichert sind, in Richtung irgendeines Ausgabegerätes (nicht gezeigt) abgegeben, z. B. an einen Drucker. Fliernach ist der Speicher MS wieder zur Berechnung der folgenden Serien von hundert Punkten entsprechend einem neuen Wert für t., bereit.

Das Verzögerungsregister REG₃ kann ein elektromechanischer Zähler sein oder aber auch eins einfache selektive Verbindungseinheit mit manueller Steuerung, die in der Lage ist, eine Durchschsltspannung an eine bestimmte Klemme von hundert Ausgangsklemmen abzugeben, wobei die erste Klemme reg₀₀ und die letzte Klemme reg₉₉ nur in

der Fig. 15 gezeigt sind. Wenn REG₃ die Verzögerungszeit 00 aufzeichnet, d. h. wenn t₂ gleich 0 ist, so ist die Durchschlagspannung an der Klemme reg_m vorhanden zu dem Zeitpunkt, wenn der Verzögerungszähler IICT den 20-Mikrosekunden-Impuls an der Klemme hct₀₀ erzeugt, wobei der letztere durch die UND-Schaltung P₃₁, durch die Mischschaltung P₃₃ und die UND-Schaltung P₃₄ läuft. Die UND-Schaltung P₃₄ wird durch die Impulse t_A und t_s gesteuert, und zwar in der gleichen Weise wie P₈₁.

so daß nur während dieser Verzögerungszeit ein Abtastimpuls die Klemme sec₃₃ erreicht, um das Vergleichsresultat der Funktion j_% mit ihrer variablen Referenzpegelwelienform in digitaler Weise in bistabilen Stufen BS„_n oder BS₀₁ mitzuteilen.

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Nach der Bestimmung der ersten Serie /1=100 Punkte der Kreuzkorrelationsfunktion ist es möglich, den Zustand des Registers REG₃ dem nächsten Wert anzupassen, d. h. manuell, um eine neue Serie von hundert Punkten der Funktion zu berechnen für einen Wert von i₂= einer Verzögerungseinheit von 20 Mikrosekunden. Es folgen dann wiederum zwei Einheiten usw., bis ein Durchschalteimpuls an der Klemme "<?g₀₉ auftaucht um die UND-Schaltung P₃₅ leitend zu machen, deren

anderer Eingang mit der Klemme hct₉₉ verbunden ist, so daß die letzte Serie von N Gruppen von drei Proben mit einer Verzögerungszeit r₂ gleich dem Maximalwert von neunundneunzig Einheiten von 20 Mikrosekunden erzeugt wird. Die Mischschaltung P₃₃ faßt also alle die Ausgänge der Torschaltungen P₃₂ und P₃₅ zusammen, die durch ein Klemmenpaar von HCT und REG gesteuert werden, wobei jeweils die entsprechenden Klemmenpaare von HCT und REG einander zugeordnet sind.

Während das Abtasten der drei Funktionen während der Phase t_A vorgenommen wird, ist es auch möglich, die Phase t_B zu benutzen, um die bistabile Steuerstufe BS₀ mit Hilfe eines schmalen Impulses i_s anzusteuern, wobei der schmale Impuls t_s die Torschaltung P₃₀ während der letzten Verzögerungszeit 99 durchläuft, definiert durch das Vorhandensein eines Durchschalteimpulses an der Klemme kct_se. Während dieser letzten Verzögerungszeit der gesamten Periode zwischen zwei Abtastimpulsen von Z₁ wird die als zweistufiger Zähler arbeitende bistabile Stufe BS₀ von einer Stellung in die andere Stellung geschaltet. War dies anfänglich die Stellung 0, so daß die Proben von J_x und J₃ in BS_1n und SS₃₀ hineingelangen konnten, so wird anschließend die Stellung 1 angenommen, während der nächsten Zeit von 2 Millisekunden, so daß die Proben von J₁ und /_s an die Stufen SS₁₁ und AS₃₁ gelangen. Durch die Tatsache jedoch, daß sich BS₀ nun in der 1-Stellung

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befindet, wird es möglich, die verschiedenen Proben während der nächsten Periode von 2 Millisekunden zu verarbeiten, und zwar in einem Rhythmus von einem mal alle 20 Mikrosekunden. In anderen Worten, durch die Verdoppelung der Statisierungsschaltungen für J₁ und /₃ und durch die Benutzung von hundert Statisierungsschaltungen, jeweils eine für jede der Proben von F₂, wird es möglich, die Auswertung der Proben um eine Periode von 2 Millisekunden zu verschieben, was den Vorteil hat, daß alle möglichen Werte von t_x berechnet werden können, insbesondere derjenigen, die niedriger als t₂ sind.

Während der Verzögerungszeit 99 bewirken die Impulse von 20 Mikrosekunden an der Klemme ACi₉₉, daß die Torschaltung F₃₇ geöffnet wird, gesteuert durch das Ausgangssignal der bistabilen Stufe BS₂₀₀, so daß die Stellung dieser bistabilen Stufe mit Hilfe der ODER-Schaltung F₃₈ übertragen wird an die Schaltungen zur logischen Probenverknüpfung XOR₀, XOR₁. Diese Mischstufe F₃₈ vereinigt die ao Ausgänge der Torschaltungen wie F₃₇, die mit dem Ausgang der bistabilen Stufe BS₂₀₀ verbunden ist. Es sind somit hundert Torschaltungen vorgesehen, wovon die letzte in der F i g. 15 als F₃₉ gezeichnet ist, im Zusammenhang mit BS₂₉₉ und gesteuert durch den Verzögerungsimpuls, der an der Klemme hct_9H auftaucht.

Die Probe von f₂, die während der ersten Verzögerungszeit 00 in die Stufe AS₂₀₀ gelangt durch die Torschaltung F₂₆, die durch die Klemme hct₀₀ gesteuert wird, ist somit bereit, um neunundneunzig Verzögerungszeiten später verarbeitet zu werden mit Hilfe der Torschaltung F₃₇, die durch den Impuls an der Klemme hct₉₉ gesteuert wird. Dies gilt für alle hundert bistabilen Stufen BS₂₀₀ bis BS₂₉₉, durch Verarbeiten der statisierten Bits dieser bistabilen Stufen nach neunundneunzig Verzögerungszeiten, wobei hundert Verzögerungszeiten später jede bistabile Stufe wieder frei ist, um eine neue Probe der Funktion /₂ zu registrieren und ebenfalls ein kontinuierliches Abtasten, deren Auswertung jedoch um 2 Millisekunden verzögert wird, zu ermöglichen.

Die logischen Schaltungen XOR₀, XOR₁ sind alle gleich und können so aufgebaut sein, wie in Verbindung mit der F i g. 3 beschrieben wurde. Sie sind so aufgebaut, um die acht möglichen Resultate jeder Gruppe von drei Proben zu zwei Gruppen von je vier Resultaten zu kombinieren, wobei die erste den Wert <?,·— +1 und die zweite das Resultat (?,·= — 1 nach sich zieht. Die beiden Schaltungen XOR₀ und XOR₁ werden vom Ausgangssignal der Stufe F₃₈ gesteuert, wobei XOR₁ zusätzlich noch von den Ausgängen der Stufen BS₁₀ und BS₃₀ angesteuert wird, während die beiden anderen Eingänge von XOR₁ mit den Ausgängen von BS₁₁ und BS₃₁ verbunden sind. Jede dieser beiden logischen Schaltungen verarbeitet also kontinuierlich die Signalkombinationen, die an ihren entsprechenden Eingangsleitungen anliegen, und erzeugt ein Durchschaltsignal an einem ihrer beiden Ausgänge, d. h., XOR₀ hält kontinuierlich die UND-Schaltung F₄₀ oder die UND-Schaltung F₄₁ offen, während die Schaltung XOR₁ die UND-Schaltung F₄₂ oder die UND-Schaltung F₄₃ offenhält, und zwar im Zusammenhang mit der Logik, die in Verbindung mit den F i g. 2 und 3 erläutert wurde. Diese vier Torschaltungen F₄₀ bis F₄₃ werden durch die Impulse t_B und t_w gespeist und entsprechen den TorschaltungenF₉ und F₁₁ der Fig. 7, wobei Einzelheiten in der Fig. 14 zu sehen sind. Zusätzlich jedoch werden die Torschaltungen F₄₀, F₄₁ nur dann leitend, wenn die Stufe BS₀ sich in ihrer O-Stellung befindet, während die Torschaltungen F₄₂, F₄₃ nur dann leitend sind, wenn sich BS₀ in seiner 1-Stellung befindet. Nur eine von den vier Torschaltungen ist also in der Lage, am Ende der Phase t_B für jede 20 Mikrosekunden Verzögerungszeit einen Umschaltimpuls am Ausgang abzugeben.

Zum Ende der ersten Periode von 2 Millisekunden und von der Verzögerungszeit 99 an werden die Ausgangssignale von XOR₁ ausgewertet, um Umschaltimpulse zu erzeugen, die entweder der ODER-Schaltung F₄₄, die die Ausgänge der Torschaltungen F₄₀ und F₄₂ zusammenfaßt, oder der ODER-Schaltung F₄₅, die die Ausgänge der Torschaltungen F₄₁ und F₄₂ zusammenfaßt, zugeleitet werden, so daß ein Impuls an einem der beiden Steuerdrähte des umkehrbaren Zählers BCT der F i g. 7 entsprechend dem Wert +1 oder —1 auftaucht, abhängig vom Resultat des mehrfachen Abtastens. In dieser Weise werden während der zweiten Periode von 2 Millisekunden, in der BS₀ in seiner 1-Stellung ist, die während der vorhergehenden Periode gespeicherten Proben eine nach der anderen ausgewertet, während neue Proben von Z₁ und /₃ von den bistabilen Stufen BS₁₁ und BS₃₁ empfangen, wobei die kontinuierliche Serien von Proben von f₂ weiterhin an die bistabilen Stufen BS₂₀₀ bis BS₂₉₉ verteilt werden. Während der folgenden Periode von 2 Millisekunden schaltet BS₀ in den 0-Zustand zurück, wodurch die durch die logischen Schaltungen XOR₀ abgegebenen Resultate verarbeitet werden. Die Verarbeitung der Proben ist somit ein kontinuierlicher Vorgang, ohne daß irgendwelche Forderungen an den Wert der Verzögerung I₁ in bezug auf die Verzögerung t₂ gestellt werden müssen. Es wird bemerkt, daß jetzt eine Verschiebung von einer Einheit zwischen der von HCT definierten Verzögerungszeit, entsprechend der Adresse des Pufferspeichers MS ( F i g. 7) einerseits und der eigentlichen Verarbeitung der Proben andererseits ist, da während der Verzögerungszeit 99 die der Zeit 00 entsprechenden Proben der Funktion /₂ tatsächlich verarbeitet werden. Die Zeile r₀₀ des Speichers MS enthält also das Resultat von I₁ = I₀, die Zeile r₀₁ das Resultat von t₁=2 t₀, die Zeile r₀₂ das von t₁~3 t₀ usw., während die Zeile r_9fl das Resultat von I₁=O enthält, wobei t₀ die Einheitskorrelationsverzögerung von 20 Mikrosekunden bedeutet.

Die Anordnung der F i g. 15 kann allgemein so abgeändert werden zur Berechnung von Korrelationsfunktionen beliebiger Ordnung, da es genügt, für jede Funktion die für die Funktion /₃ vorgesehenen Schaltungsteile zu der Anordnung hinzuzuaddieren, d. h. die Kette, die das Abtasten bewirkt, und zwar durch die Vergleichsschaltung SC₃ in Verbindung mit den bistabilen Stufen BS₃₀ und BS₃₁, sowie das Verzögerungsregister REG₃. Jedes dieser Verzögerungsregister wie REG_a bewirkt das Abtasten der entsprechenden Funktion zu den gegebenen Zeitpunkten entsprechend t₂, t_s usw. Die Schaltung nach der F i g. 15 erlaubt das Speichern von beliebigen Werten der ersten Verzögerungszeit Z₁ zwischen dem Abtasten der Funktion /₂ und der Referenzfunktion Z₁ gegenüber den anderen Verzögerungszeiten t₂, t₃ usw. und zwischen den anderen Funktionen /₃, /₄ usw. einerseits und der Referenzfunktion J₁ anderer-

seits, ganz gleich, wie die Werte zu diesen Zeiten t₂, t_a usw. sind.

Bis hierher haben keine der Schaltungen nach den F i g. 6 und 7, die in der Lage sind, eine einfache Korrelationsfunktion zu berechnen, und auch nicht die die zusätzlichen Anordnungen der F i g. 5 enthaltenden Schaltungen eine Korrelationsverzögerungszeit wie T₁ für die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7, deren Vorzeichen sich ändern kann. Tatsächlich ist es die Natur der Schaltungen nach den F i g. 6 und 7, daß das Abtasten der Funktion Z₂ immer entweder gleichzeitig mit der der Funktion Z₁ geschieht oder nach dem Abtasten der letzteren, d. h. ij bleibt immer positiv. Die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 erlauben also nicht die Berechnung der Korrelationsfunktion für negative Werte von t_v Man kann dieses System mit einem Speicher versehen, der analog dem in der Fig. 15 gezeigten Speicher ist, um die Proben der Funktion Z₂ zu nehmen, die vor dem Abtasten von J₁ alle hundert Perioden von 20 Mikrosekunden bestimmt werden, und man kann dann anschließend die Auswertung dieser vorherigen Proben der Funktion Z₂ ^m dem Moment beginnen, wenn Z₁ abgetastet ist nach den hundert Proben von J₂.

Es ist jedoch zu sehen, daß dieses Komplikationen in bezug auf die Schaltungen der F i g. 6 und 7 nach sich zieht. Die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 zeichnen sich durch äußerste Einfachheit aus, und um die Korrelationsiunktionen für negative Werte von fj zu berechnen, kann man einfach die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 benutzen unter Vertauschen der Verbindungen der Funktionen Z₁ (0 und Z₂ (0 mittels der Verbindungseinheit PS. Werden tatsächlich diese Verbindungen zwischen dem Eingang und den Ausgangsklemmen /W₁ und /W₁' einerseits vertauscht und weiterhin zwischen dem Eingang und den Ausgangsklemmen ps₂ und /W₃' andererseits durch Verbindungen zwischen Ps₁ und ps₃' einerseits und zwischen /w„ und /W₁' andererseits, so sind die Funktionen Z₁ und Z₂ effektiv miteinander vertauscht.

Die variablen Referenzpegel, die den Eingangsklemmen /w₃ und /w₄ zugeführt werden und zu den Ausgangsklemmen/W₂' und /w/ übertragen werden, müssen nicht vertauscht werden, da es sich hier um zwei statistische Funktionen für den Vergleich handelt. Nach dieser Modifikation der Verbindungen in PS ist es möglich, die Korrelationsfunktion F₂₁ (Z₁) zu berechnen. Diese letzte Funktion kann jedoch auch folgendermaßen geschrieben werden:

F₁ (t ) = F >(—ί). (7)

Dies kommt daher, daß die Korrelationsverzögerung fj zwischen dem Abtasten der Funktion Z₁ gegenüber einem Abtasten der Funktion Z₂ einer Verzögerung von — ij zwischen einem Abtasten der Funktion Z₂ und der der Funktion Z₁ entspricht. In dieser Weise wird die Berechnung der Korrelationsfunktion F₂₁ mit Hilfe der Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 durchgeführt, und zwar immer für positive Werte von t_p wodurch tatsächlich jedoch die Bestimmung der Korrelationsfunktion F₁., für negative Werte von I₁ durch dieselben Schaltungsteile möglich ist.

Ähnliche Beziehungen zu solchen, die davor liegen, können ebenso durchgeführt werden im Falle von Korrelationsfunktionen zweiter und höherer Ordnung, wobei für eine Korrelationsfunktion zweiter Ordnung geschrieben werden kann:

•*123 \h> h)

312 V 2> 1 2/ ' 321' 1 ^2' 2·)'

(8)

Die vorstehenden Beziehungen drücken Äquivalente zwischen den 3! = 6 möglichen Korrelationsfunktionen im Falle von Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung aus. Diese Äquivalente können leicht verifiziert werden. Zum Beispiel die erste, die F₁₂₃ als Funktion von F₂₃₁ ausdrückt, da die Funktion Zo Referenzfunktion für die Korrelationsfunktion F₂₃₁ wird, ist die erste der beiden Verzögerungen dieser Funktion gleich der Verzögerung zwischen dem Abtasten von Z₃ und dem Abtasten von Z₂- Die Funktion F₁₂₃ definiert jedoch t_t als die Verzögerung zwischen den Proben von Z₂ und Z₁* ebenso t._z als Verzögerung zwischen den Proben von Z₃ und Z₁- In dieser Weise ist die erste Verzögerung für F₂₃₁ tatsächlich gleich t.₂-t_v Die zweite Verzögerung von F₀₃₁ entspricht der Verzögerung zwischen dem Abtasten von Z₁ und dem von Z₂, und die Verzögerung zwischen dem Abtasten von Z₂ und dem von Zi ist definiert als t_v wobei die zweite Verzögerung für F₀₃₁ tatsächlich gleich -Z₁ ist. Die anderen Äquivalente werden in derselben Weise verifiziert.

Die Vertauschungen zwischen den Funktionen Z₁, Z₂ und Z₃ mit Hilfe der Verbindungseinheit PS der Fig. 15 erlauben es, die Korrelationsfunktion zweiter Ordnung für Werte von t_x und t₂ zu berechnen, die nicht nur beide positiv, sondern auch negativ sein können, und zwar eines von beiden oder beide. Weiterhin jedoch erlauben die vorstehenden Beziehungen von der Begrenzung wegzukommen, die normalerweise durch t_± gegeben ist, der Verzögerungszeit der Wellenform Z₂, die kontinuierlich abgetastet wird, wobei die Begrenzung normalerweise verlangt, daß I₁ gleich oder größer als f., ist. Die zusätzlichen Speicherkreise der F i g. 15 und vor allem die Verdoppelung der bistabilen Stufen BS₁₀ und .8S₃₀ sowie die Multiplikation mit dem Faktor 100 der Statisierungstsufe, die notwendig ist für die Funktion Z₂, kann dadurch eliminiert werden, indem andere Kreuzkorrelationsfunktionen berechnet werden, wie z. B. F₁₃₂.

Es ist nicht notwendig, alle die zusätzlichen Speichereinheiten der F i g. 15 wegzulassen, denn ihr Vorhandensein erlaubt es, alle Punkte der Funktion für alle möglichen positiven Werte der Korrelationsverzögerung I₁ und t₂ zu berechnen. Sind diese Speichereinheiten nicht vorhanden, so ist dieses nicht

der Fall, und es ist nur möglich, -"-

zu berechnen, d. h. etwa die Hälfte von n² möglichen Punkten, angenommen daß n Werte für I₁ und t.₂ vorgesehen sind, da die Werte von t_x begrenzt sind auf Werte, die gleich oder größer sind als t.,. In der Praxis bringt diese Begrenzung, zeitlich gesehen, einen Verlust an Wirkungsgrad mit sich, da, bevor die Schaltungen wieder frei sind, eine Periode von 2 Millisekunden, enthaltend hundert mögliche Werte, für t_i verlorengeht, ebenfalls wird für jede dieser

Perioden von 2 Millisekunden nur ein Teil dieser Periode nutzbringend verwendet, und zwar der Teil für Werte von Z₁ mindestens gleich dem Wert von Z₂, der in REG₃ registriert ist. In anderen Worten gesagt, bleibt die Berechnungszeit gleich, obwohl nur eine Hälfte der n² möglichen Punkte berechnet wurde, nachdem alle η möglichen Werte von Z₂ abgetastet wurden.

Fig. 17 zeigt jedoch, daß auf Kosten von 50% Verminderung des Wirkungsgrades, was die Berechnungszeit anbelangt, extrem einfache Schaltungen benutzt werden können, die sich von dem Verzögerungsregister REG₃ unterscheiden. Die der Funktion /₃ entsprechende Kette, eine statisierende bistabile Stufe BS₃₀ eingeschlossen, benötigt kaum mehr Aufwand, als was in den F i g. 6 und 7 gezeigt ist für die Berechnung einer einfachen Korrelationsfunktion.

Wenn man sich beschränkt auf Werte für Z₁, die mindestens gleich denen von Z₂ (F i g. 16) sind, so genügt es, die Abtastresultate von J₁, /₂ und /₃ in den bistabilen Stufen BS₁₀, BS₂₀ (die einzig notwendige für f₂ anstatt der hundert bisher vorgesehenen in der Fig. 15) und BS₃₉ zu statisieren, wobei außerdem eine einzige logische Schaltung XOR₁ vorgesehen sein muß, entsprechend den Erklärungen in Verbindung mit der F i g. 3, für welche logische Schaltung die Ableitung der Ausgangssignale nur durch Z₁ bewirkt wird, wobei Z₁ zumindest gleich t, sein muß.

Eine automatische Steuerung der Auswertung der Resultate der logischen Schaltung XOR₁ erfolgt mit Hilfe der bistabilen StufeBS₃₂ der Fig. 17, die die UND-Schaltungen P₄₆ und P₄₇ an den Ausgängen der logischen Schaltung XOR₁ nur dann öffnet, wenn BS₃₂ sich in der 1-Stellung befindet. Diese Torschaltungen P₄₆, P₄₇ sind den Torschaltungen P₉ und P₁₁ der F i g. 7 analog und erlauben es, das Markierpotential, das an einem der Ausgänge der logischen Schaltung XOR₁ auftaucht, mit Hilfe der Impulse t_w und t_B, die die zweite Phase von 5 Mikrosekunden definieren, wirksam werden zu lassen. Wie in der F i g. 7 gezeigt ist und solange BS₃₂ im O-Zustand steht, werden die Resultate, die den verschiedenen Punkten der Korrelationsfunktion für einen speziellen Wert der Verzögerung t₂ entsprechen und in dem Pufferspeicher MS gespeichert sind, eines nach dem anderen statisiert in dem umkehrbaren Zähler BCT, während der entsprechenden Periode von 20 Mikrosekunden. Sie werden jedoch in den Speicher MS wieder eingeschrieben, ohne daß sie vorher durch Addition oder Subtraktion einer Einheit modifiziert wurden, da weder P₄₆ noch P₄₇ einen Impuls hindurchlassen. Gibt jedoch die Torschaltung P₃₀ (Fig. 15) einen Impuls Z₅ ab, so wird dieser anzeigen, daß die Verzögerung Z₁ den Wert Z₂ erreicht. und dieser Impuls /_S) der von P₃₁ kommt, kann, wie in F i g. 17 angezeigt ist, die Stufe BS₃₂ in ihre 1-Stellung schalten, wodurch die Impulse, die den Wert +1 oder — 1 für <?,· charakterisieren, hindurchgelassen werden können. Für diese Verzögerungszeit h — *2 werden die in dem Speicher MS gespeicherten und im umkehrbaren Zähler BCT statisierten Resultate entsprechend den Resultaten der neuen Proben modifiziert, und zwar so lange, bis die letzte Verzögerungszeit, charakterisiert durch das Auftauchen eines 20-Mikrosekunden-Impulses an der Klemme AcZ₉₉ des Verzögerungszählers, vorbei ist. Wie in der Fig. 17 gezeigt, ermöglicht es dieser Impuls, daß ein schmaler Impuls t_s während der vierten Phase t_D der letzten Verzögerungszeit die UND-Schaltung P₄₈ passiert. Dieser Ausgangsimpuls der Schaltung P₄₈ setzt die bistabile Stufe BS₃., in die O-Stellung zurück, so daß während der folgenden Periode von 2 Millisekunden die Auswertung der Resultate verhindert wird, bis I₁ den Wert von /., erreicht.
Die UND-SchaltungP₄₈"(Fig. 17) erhält die Ab-

tastimpulse, die von P₁ (Fig. 7) kommen, wobei diese in der Lage sind, die Klemme sc._i3 zum Abtasten der Funktion s.. zu erreichen, und die Statisierung des Resultates in BS._M erfolgt nur dann, wenn die Mischschaltung P₃₃ (F i g. 15) einen 20-Mikrosekun-

den-impuls abgibt, d. h. während der Verzögerungszeit, die dem im Register REG₃ gespeicherten Wert entspricht. Die Abtastimpulse, die durch I₁ und Z_s (Fig. 7) bereitgestellt werden, werden entsprechend den Klemmen sc.,₃ und sc_V} zugeführt zur Abtastung

von /., und J₁ und zum Statisieren der entsprechenden Resultate in BS₂₀ und BS_n. Die Schaltung der Fig.17, die mit denen der Fig. 6 und 7 zusammenarbeitet, und ebenfalls einige der Elemente der Fig. 15, insbesondere das Verzögerungsregister REG₃ und die von dem Register gesteuerten Torschaltungen, sind wesentlich vereinfacht in bezug auf das System, das die gesamten Abänderungen der F i g. 15 enthält, bei denen ein zusätzlicher Speicher notwendig ist. Dieses wird erreicht auf Kosten der doppelten Rechenzeit, jedoch ist die gesamte Anordnung wesentlich weniger aufwendig.

Die Methoden der Fig. 17 und 15 können angewendet werden bei mehr als drei Funktionen, so daß Berechnungen von Korrelationsfunktionen mit höherer Ordnung als zweiter Ordnung durchgeführt werden können. Für jede Funktion ist es nur notwendig, eine Kette, wie in F i g. 6 gezeigt ist, hinzuzusetzen und durch eine Vergleichsschaltung wie SC₁ abzuschließen und weiterhin durch eine statisierende bistabile Stufe wie BS₁₀. Für jede Funktion ist eine exklusive ODER-Schaltung notwendig, um die logische Schaltung XOR₁ der Auswertung der verschiedenen Funktionen anzupassen gemäß dem schematischen Kreis der Fig. 3, weiterhin ist eine bistabile Stufe wie BS₃₂ zum Durchschalten notwendig. Im Falle von Korrelationsfunktionen von höherer Ordnung als zweiter Ordnung wird die Durchschaltung durch die bistabilen Stufen wie BS₃₂ eine Verbindung haben im Zusammenhang mit dem System der F i g. 17, wobei die Berechnung nur dann durchgeführt werden kann, wenn I₁ größer als die andere Korrelationsverzögerung ist, die zeitweise in dem entsprechenden Register REG₃ gespeichert ist.
Im Falle des Systems nach der Fig. 15 sind analöge Additionen notwendig für jede Funktion, die bei der Berechnung vorkommt, wobei die beiden statisierenden Stufen BS_W und BS₁₁ jeweils am Ende einer Kette für jede neue Funktion notwendig sind. In den beiden Fällen (Fig. 15 oder 17), in denen mehrere Verzögerungsregsiter wie REG„ vorhanden sind, können Verbindungen vorgesehen sein, um den Fluß dieser Register durch alle möglichen Kombinationen zu ermöglichen, so daß ein komplettes Programm ohne manuellen Eingriff aufgestellt werden kann. Dies kann erfolgen durch Steuerung des Zählers MCT (F i g. 7) von N Proben, der dann ein Signal am Ende der Zählung N erzeugt, um die Serie von r. Resultaten von dem Speicher MS (F i g. 7) her-

auszuziehen und den Zustand der Verzögerungsregister wie REG₃ zu modifizieren.

Das System der F i g. 17 ist begrenzt auf die Berechnung der Hälfte der Punkte einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung, und zwar für positive Werte der Verzögerungen ^₁ und L₂, so daß man mit Hilfe der Schaltung nach der Fig. 18 und der Diagramme der Fig. 19 bis 25 das Berechnungsprogramm einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung für alle möglichen Werte von I₁ und L₂ untersuchen kann von 0 bis («—1) t_a, d. h. Verzögerungen von 0 bis 1,98 Millisekunden, z. B. in Stufen von 20 Mikrosekunden, wobei negative Werte von t, und/ oder t.₂ eingeschlossen sind.

Fig. 19 ist eine Tabelle für die Korrelationsfunktion zweiter Ordnung F₁₂₃ (t_v L₂), bei der der Wert η auf 5 begrenzt ist, um die Darstellung zu ermöglichen, wobei die Spalten der ersten Verzögerengszeit ij und die Zeilen der zweiten Verzögerungszeit L₂ entsprechen. In jedem Fach entsprechend einer speziellen Spalte und Zeile ist eine Anzahl von zwei Ziffern angezeigt, die diese Koordinaten definieren, wobei die Zeilenziffer, die einem Punkt der Korrelationsfunktion entspricht, zuerst steht. Es ist leicht, zu sehen, daß die Anzahl der berechneten Punkte etwa gleich der halben Anzahl von n- möglichen

Punkten ist, und zwar genauer gleich -"^j < da die

den Werten I₁ entsprechenden Punkte mit denen von L₂ zusammenstoßen und deshalb nicht berechnet werden können, wenn das System der F i g. 17 benutzt wird.

Mit Hilfe der Verbindungseinheit PS der Fig. 15 ist es jedoch möglich, eine zweite Berechnung dadurch durchzuführen, daß dieses Mal die Eingangsklemme ps.₂ mit der Ausgangsklemme ps_s' und die Eingangskfemme ps₃ mit der Ausgangsklemme ps.₂ verbunden wird. Dies erlaubt die Berechnung der Korrelationsfunktion F₁₃₂ an Stelle von F₁₂₃, und mit Hilfe der Äquivalente (8) ist zu sehen, daß diese Funktion dieselbe wie F₁₂₃ ist, wenn die Koordinaten ij und i₂ vertauscht werden.

Die Tabelle der Fi g. 20 für die Funktion F₁₃₂, die gleich der in der F i g. 19 ist, zeigt an, daß, wenn die Spalten die Werte von L₂ ergeben, während die Zeilen die von t_t ergeben, man eine Serie von Punkten berechnen kann analog denen, die für F₁₂₃ berechnet wurden, welche Punkte ebenfalls in Fig. 20 durch zweiziffrige Nummern definiert sind, wobei diese zwei Ziffern die Zeile und Spalte anzeigen, wobei die Spaltenziffer zuerst kommt.

Dadurch, daß sich die Funktionen F₁₃₂ (i₂, L₁) und F₁₂., (ij, t_a) einander entsprechen, wie in der Tabelle der Fig."21 gezeigt ist, können die Punkte von F₁₃₂ in eine Tabelle transferiert werden, die dieselben Koordinaten wie die der Fig. 19 besitzt, so daß hierdurch die bereits erhaltenen Punkte ergänzt werden durch die Berechnung von F₁₂₃, definiert durch die Tabelle der F i g. 19. Die η Punkte der Diagonalen 00, 11, 22 usw. sind beiden Berechnungen gemeinsam.

In dieser Weise, wie angezeigt in der F i g. 25, die die Zeit t_t als Abszisse und die Zeit t₂ als Ordinate enthält, für positive Werte dieser beiden Zeiten, d. h. für den ersten Quadranten, erlaubt die erste Berechnung der Funktion F₁₂₃, die Werte der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung zu finden für die Werte von ij und i₂, die das untere Dreieck (F₁₂₃) im ersten Quadranten an der Achse I₁ definiert, während die Berechnung der Korrelationsfunktion zweiter Ordnung F₁₂₃ erlaubt, die Punkte von F₁₀₃ zu berechnen und dabei das obere Dreieck (F₁₃₂) den ersten Quadranten, von dem eine Seite an der Achse ?., liegt, zu definieren. Die beiden Dreiecke sind einander angrenzend, wobei diese Angrenzung verifiziert werden kann, wie durch die beiden Tabellen der Fig. 19 und 21 gezeigt ist. Die Punkte der Korrelationsiunktion, die zu den Verzögerungspunkten I₁ und t_a gehören, sind einander gleich, d.h., 00, 11, 22 "usw. werden in beiden Fällen berechnet.

Mit den anderen (8) definierten Äquivalenten ist es möglich, die anderen Bereiche des Diagramms der Fig. 25 zu berechnen, wobei durch jede neue Berechnung Werte erhalten werden, die einer anderen Dreiecksoberfläche entsprechen, wie in der F i g. 25 gezeigt ist. Es wird hierbei jedoch bemerkt, daß für die Berechnung einer Korrelationsfunktion zweiter Ordnung die Zone der Kombinationen der Zeiten t_t und ?₂ in acht Dreiecke unterteilt wird, während PS nur die Berechnung von 3! = 6 verschiedenen Funktionen erlaubt. Weiterhin erlaubt die Berechnung der Funktion F₃₂₁ für den zweiten Quadranten, wo die

Werte für L₂ positiv sind, während die Werte für t_t negativ sind", nur Punkte zu erhalten, die den Verzögerungszeiten entsprechen, deren Summe der absoluten Werte begrenzt ist zu n — l, d.h. auf vier Werte für die Tabelle der Fig. 19 und auf zweiundzwanzig Werte oder 99 ■ 20 Mikrosekunden für das Beispiel der Schaltungen nach den Fi g. 6, 7 und 17. Dies ist ebenfalls der Fall für den vierten Quadranten der F i g. 5, wo die Werte von I₁ dann positiv sind, während die von L₂ negativ sind, wobei diese Zeit die

obere Grenze für die Summe der Werte für die Funktion F₃₂₁ ist. Die Referenz F₂₃₁, die das Dreieck des zweiten Quadranten definiert, der zwischen den beiden Achsen liegt, zeigt jedoch an, daß es möglich ist, eine siebte Berechnung auszuführen, um die Werte der Korrelationsfunktion zu berechnen entsprechend diesen Zeiten des Diagramms. Die Referenz Fg₂I, die ein analoges Dreieck des vierten Quadranten definiert, zeigt eine achte und letzte Berechnung, die es erlaubt, die Serie von positiven und negativen Werten von t_x und L₂ für die Berechnung von F₁₃₃ (t_v L₂) zu komplettieren.

Die Tabelle der F i g. 22 definiert die Korrelationsfunktion F₂₃₁(^₂- L₁-I₁), die also äquivalent zu F₁₂₃(Z₁, L₂) ist, jedoch mit einem Wechsel derKoordi-

naten. Der erste Teil der Tabelle für die Spalten von 0 bis 4 zeigt die Zahlen von zwei Ziffern der Punkte entsprechend den unterschiedlichen Werten der Koordinaten, wobei dieser Teil berechnet werden kann, um die entsprechende Dreieckszone F₂₃₁ in dem

Diagramm der F i g. 25 für die Funktion F₁₂₃ zu berechnen. Es ist jedoch zu sehen, daß wenn die Spalten der Tabelle der F i g. 22 erweitert werden, um Verzögerungswerte L₂-ij von η bis 2/2—2 zu erlauben, d. h. von 5 bis 8 für das Beispiel der Tabelle, es möglich ist, andere Punkte der Korrelationsfunktion F₂₃₁ zu berechnen. Wegen der Äquivalenz zwischen den Funktionen F₂₃₁ (t.₂ — t_v — t_t) und F_1?3(t_v t.₂) ist zu sehen, daß diese Punkte dem in der F i g. 25 angezeigten Dreieck Fo₃₁ entsprechen. Tatsächlich ist es möglich, nachdem F₂₃₁ für die Werte von t„—t_x von 0 bis n — l berechnet wurde, die Berechnung von Fo₃I mit Werten von t₂—t_x von n—l bis 2n — 2 durchzuführen, die wiederum eine Serie von η Punksos 537/3Ϊ4·

ten wie 40, 31, 22, 13, 04 ergibt, die in den beiden Fällen berechnet werden und die Grenze zwischen den Dreiecken F₂₃₁ und F₂₃₁ darstellen, wie in F i g. 25 gezeigt ist.

Das Diagramm der F i g. 23 zeigt die Zonen, die durch diese beiden Berechnungen ^₂-J₁ in der Abszisse und I₁ in der Ordinaten bedeckt werden. Durch Transponieren dieser Zonen F₂₃₁ und F₂₃i in ein Diagramm mit der Abszisse t₁ und der Ordinate t.,, d. h. das Diagramm der Funktion F_12;!, ist zu sehen, daß die Dreieckszonen F₂₃₁ und F₂₃I, die den ersten Quadranten der F i g. 23 einnehmen, wie gezeigt, in den zweiten Quadranten des Diagramms der F i g. 24 transponiert werden und die Funktion F₁₂₃ ergeben, so daß also alle möglichen Werte von I₁ und t._z dieses zweiten Quadranten erhalten werden.

Fig. 18 zeigt mehrere Modifikationen an der Schaltung nach der F i g. 17, um in der Lage zu sein, die Werte der Korrelationsfunktion F₂₃₁ und ebenso die Werte der Funktion F321 zu berechnen, die für den vierten Quadranten dieselbe Rolle wie F231 in dem zweiten Quadranten spielen. Da es nur gewünscht wird, die Abtastung von der (n — l)-ten Verzögerungszeit an durchzuführen und während der nächsten Periode von 2 Millisekunden mit dem Abtasten fortzufahren, solange I₁ mit t₂ zusammenstößt, im Gegensatz zu der F i g. 17, wo Z₁ mindestens gleich i₂ ist, besteht eine einfache Möglichkeit, um diese erhöhten Verzögerungszeiten zu erhalten, und zwar dadurch, daß die Torschaltung P₁₆ der F i g. 7, die dazu dient, einen Fortschaltimpuls auf den Probenzähler MCT zu geben, nicht mehr jedesmal benutzt wird, in dem der Verzögerungszähler HCT einen Zyklus beendet hat, sondern nur nach zwei kompletten Zyklen des Zählers HCT benutzt wird, wobei das Abtasten der Funktion f₁ nur jedes zweite Mal durchgeführt wird. Diese Verdoppelung der Periode von 2 Millisekunden wird, wie in der Fig. 18 gezeigt ist, durch Einfügen einer bistabilen Stufe BS₁₀₀ ermöglicht, die als zweistufiger Zähler zwischen dem Ausgang der Torschaltung P₁₆ und dem Eingang des Probenzählers MCT arbeitet. Dann wird außerdem die Torschaltung P₁₆ durch die Impulse t_A gesteuert in Verbindung mit ΐψ, so daß vom Anfang der n — l Verzögerungszeit, d. h. der mit 99 bezeichneten in der F i g. 16, die bistabile Stufe BS₁₀₀, wenn sie in ihren 1-Zustand gesteuert wird, sofort das Lesen eines durch XOR₁ (F i g. 17) gegebenen Signals bewirken kann. Diese Steuerung durch BS₁₀₀ erfolgt zusammen mit der Steuerung durch BS₃₂ der F i g. 17, wobei die Rolle der letzteren jedoch abgeändert ist, wie in der Fig. 18 gezeigt ist.

Tatsächlich wird BS₃₂ in ihre 1-Stellung geschaltet durch den Ausgangsimpuls von P₁₆. Wenn dieser selbe Impuls BS₁₀₀ in ihren 1-Zustand schaltet, gibt die UND-Schaltung P₅₀ ein Ausgangssignal ab, wodurch das Lesen von XOR₁ mittels der Torschaltungen P₄₆, P₄₇ erfolgt. Andererseits wird der O-Eingang von BS₃₂ angesteuert durch Impulse, die von P₃₄ (F i g. 17) kommen, so daß BS₃₂ nur dann das Abgeben eines Impulses an den Zähler BCT (F i g. 7) ermöglicht, wenn die Verzögerungszeit 99 beginnt, und zwar während des nächsten Zyklus des Verzögerungszählers HCT, bis I₁ den Wert von t₂ erreicht. Vom Beginn der Zerzögerungszeit i_o an schaltet BS₂₂ wieder in ihren O-Zustand zurück, so daß sich XOR₁ nicht mehr in Arbeitsstellung befindet, für die Werte von t_x gleich oder größer als solche von t₂. Der nächste von P₁₆ kommende Impuls schaltet" die Stufe BS₁₀₀ in ihren O-Zustand, so daß das nächste Kippen von BS₃₂ in ihren 1-Zustand 5 ohne Wirkung bleibt. Erst beim nächsten von P₁₆ kommenden Impuls wird die Torschaltung P₅₀ wieder eine Markierung an ihrem Ausgang erhalten, so daß BS₃₂ und BS₁₀₀ wieder in ihre 1-Zustände geschaltet werden. Die von P₃ (F i g. 7) kommenden

Impulse und die in der F i g. 17 direkt die Klemme Sc₁₃ des Vergleichers speisen für die Funktion f_v werden nur dann zugelassen in der F i g. 17, um diese Funktion abzutasten, wenn BS₁₀₀ sich im O-Zustand befindet, und zwar mittels der UND-Schaltung P₅₁, um den gewünschten Wert von t_t zu erhalten. Tatsächlich bleibt die Probe der Funktion J₁, die in BS₁₀ statisiert ist, die gleiche wie die am Anfang der ersten Periode von 2 Millisekunden, und zwar während der ganzen Dauer der nächsten Periode von 2 Millisekunden, so daß von J₁ nur jede zweite Periode von 2 Millisekunden abgetastet wird. Am Ende der zweiten Periode, und zwar im allgemeinen immer dann, wenn sich BS₁₀₀ im 1-Zustand befindet, bewirkt ein O-Ausgang dieser bistabilen Stufe einen Umschaltimpuls, wenn diese bistabile Stufe in den O-Zustand zurückschaltet, so daß der Probenzähler MCT um eine Einheit weiterschaltet.

Diese Operationen werden in derselben Weise

weiterverlaufen und iV-mal wiederholt werden unter Steuerung des Zählers MCT, die Rechenzeit wird jedoch zweimal solange für F^₁ wie für F₃₂I sein.

Das Diagramm der Fig. 25 zeigt, daß die beiden zusätzlichen Berechnungen von F_23x und F₃₂I, die mit halber Geschwindigkeit gegenüber normalen Berechnungen erfolgen, vermieden werden können, wenn nur die Hälfte der möglichen Werte für die Verzögerangszeiten t_t und t.₂ gewünscht werden. Werden die absoluten Werte dieser beiden Zeiten auf

(y — lj t₀ begrenzt, so ist die bedeckte Zone um eine Hälfte kleiner und entspricht dem gestrichelt gezeichneten Rechteck der Fig. 25, wobei in diesem Fall die Berechnung der Zonen F231 und F₃₂I natürlich nicht länger notwendig ist, so daß nur sechs Berechnungen an Stelle von sonst acht erforderlich sind. Es ist klar, daß die oben beschriebene Berechnungsmethode, die auf der Äquivalenz (8) beruht, auf Korrelationsfunktionen höherer als zweiter Ordnung ausgeweitet werden kann durch analoge Beziehungen zwischen den kl Korrelationsfunktionen der Ordnung &— 1.

Durch zusätzliche Schaltkreise, wie sie in den Fig. 15 und 16 gezeigt sind, ist schon erläutert worden, wie der in den F i g. 6 und 7 gezeigte Korrelator, der dazu benutzt wird, die Korrelationsfunktion F₁₂ (I₁) der beiden Funktionen J₁ (t) und /_o (i) zu berechnen, in seinen Möglichkeiten erweitert werden kann, um Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung oder höher zu berechnen, wobei gleichzeitig positive oder negative Korrelationsverzögerungen berücksichtigt werden können.

Es ist klar, daß die beschriebene Anordnung bei der Berechnung von Korrelationsfunktionen beliebiger Ordnung arbeiten kann, wenn einige der Funktionen einander gleich sind.

Insbesondere kann die Anordnung dazu benutzt werden, Autokorrelationsfunktionen beliebiger Ord-

nung zu berechnen, weil dies nämlich der Fall ist, indem die Funktionen dieselben sind. Für die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 genügt es, falls es gewünscht wird, die einfache Autokorrelationsfunktion der FunktionZ₁ (i), die am Eingang AT₁ (Fig. 6) anliegt, zu berechnen, die gestrichelten Verbindungen der Verbindungseinheit PS abzuändern. Die als Rechteck dargestellte Verbindungseinheit PS dient dazu, ein gewünschtes Berechnungsprogramm herzustellen. Die einzige Verbindung, die abgeändert werden muß, ist die zwischen der Eingangsklemme ps„ und der Ausgangsklemme ps_s', die durch eine Verbindung zwischen der letzteren Ausgangsklemme und der Eingangsklemme ps_t ersetzt wird, so daß die Funktion I₁ (t) die beiden Kanäle in Richtung der statisierenden bistabilen Stufen BS₁ und BS.₂ der F i g. 7 ansteuert.

Der Mittelwert einer statistischen Zeitmittelwertfunktion /(i) oder das Integral erster Ordnung ist definiert durch

/ = JfP (/) d/ = Hm J= //(0 d /.

(9)

? zeigt den Mittelwert von / und p(f) die Wahrscheinlichkeitsdichte an. Der Korrelator der F i g. 6 und 7 ist bestens geeignet zur Berechnung eines solchen Mittelwertes für eine Funktion f(t), und der Mittelwert wird proportional der Summe der binären ■ Werte der verschiedenen Proben sein. Wiederum erlaubt die Verbindungseinheit PS der F i g. 6, das Programm der Abläufe zu modifizieren, wenn ein solcher Mittelwert gewünscht wird. Die Funktion f{i), von der der Mittelwert berechnet werden soll, liegt am Eingang von AT₂ (Fig. 6) an. Die Verbindung zwisehen den Klemmen ps₃ und ps₂ von PS werden entfernt, während die Verbindung von ps_t zu ps/ durch eine Masseverbindung an die letztere Klemme ersetzt wird. Weiterhin ist für diese Berechnung des Mittelwertes einer Funktion der Pufferspeicher MS nicht notwendig und kann von dem Rest der Schaltung der F i g. 7 abgetrennt werden oder durch entsprechende Mittel außer Betrieb gesetzt werden, z. B. durch Unterdrückung der Leseimpulse, die von der Torschaltung P₁₂ kommen und der Unterdrückung der Schreibimpulse, die von der Torschaltung P₁₃ kommen. Die Rückstellimpulse des umkehrbaren Zählers BCT, die von der Torschaltung P₁₄ kommen, werden ebenfalls unterdrückt. Tatsächlich dient BCT nicht langer als Statisierungsanordnung für den Speieher MS, der nicht benutzt wird, und die Unterdrückung dieser Rückstellimpulse erlaubt es, in dem umkehrbaren Zähler BCT die Zahl festzuhalten, die nach jedem Abtasten von 20 Mikrosekunden eingeschrieben wurde, während der zweite Kanal, dem die Funktion f(t) zugeführt wird, tatsächlich abgetastet wird. Die logische Schaltung der F i g. 7, die die Torschaltungen P₄ bis P₈ enthält, kann vereinfacht werden, da nur der Zustand der statisierenden bistabilen Stufe BS₂, die die Abtastresultate der Funktion/(i) statisiert, beobachtet werden muß, um das Weitergeben eines Impulses an eine der beiden Eingangsklemmen des umkehrbaren Zählers BCT zu bestimmen. Dadurch, daß die andere statisierende bistabile StufeBS₁ dauernd in ihre Stellung f_t>A versetzt wird, ist es möglich, eine einfache Durchschaltesteuerung für die Torschaltungen P₄ und P₆ zu erhalten, wobei die erste die Addition einer Einheit zu der vorher in BCT gespeicherten Zahl bewirkt, wenn f(t) größer ist als der Augenblickswert des variablen Referenzpegels B, während die zweite Torschaltung die Subtraktion einer Einheit im entgegengesetzten Fall bewirkt.

Da der Probenzähler MCT der F i g. 7 nur um eine Stufe weiterschaltet in jedem Zyklus des Verzögerungszählers HCT und während jeder dieser Zyklen hundert Abtastungen von f(t) vorgenommen werden, muß die Anzahl N von Proben, die bei MCT vorgewählt wird, hundertmal niedriger gewählt werden als tatsächlich gewünscht wird, d. h., ein Signal wird z.B. der Klemme 10⁴ des ZählersMCT zugeführt, um den Vorgang nach zehntausend Stufen von MCT abzubrechen, wenn N = 10⁶ Proben tatsächlich durch BCT akkumuliert worden sind.

Die Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 erlauben ebenfalls die Berechnung des mittleren Effektivwertes einer Funktion f(t) oder aber auch das Integral zweiter Ordnung, d. h. den Mittelwert:

= lim

(10)

In diesem Fall werden die Verbindungen von PS (F i g. 6) für die Berechnung der Autokorrelationsfunktion aufgebaut, wobei die Verbindung zwischen ps₂ und ps₃' ersetzt wird durch eine Verbindung zwischen der letzteren Klemme und ps_v Der Pufferspeicher MS wird stillgelegt, wie schon in Verbindung mit der Berechnung des Mittelwertes beschrieben wurde, wobei jedoch ein Abtastimpuls für den ersten Kanal (A) synchron mit allen Abtastimpulsen des zweiten Kanals erzeugt wird, d. h., der Ausgang der Torschaltung P₁ (F i g. 7) v/ird nicht nur mit der Klemme SC₂₃ der Vergleichsschaltung 5C₂ verbunden, sondern (nicht gezeigt) ebenfalls mit der Klemme sc₁₃ der Vergleichsschaltung SC₁, welche Klemme sc₁₃ nicht mehr langer mit dem Ausgang der Torschaltung P₃ (F i g. 7) verbunden ist. Die logische Schaltung der F i g. 7, die die Zustände der statisierenden bistabilen Stufen BS₁ und BS₂ abtastet, bleibt dieselbe wie bei der Berechnung einer Korrelationsfunktion. Indem die Anzahl der Stufen des Probenzählers MCT auf 10* festgelegt wird, kann die Berechnung von N = 10° Proben durchgeführt werden, und zwar genauso wie im Falle der Berechnung des Mittelwertes.

Wenn die Verbindungen PS, wie in der F i g. 6 gezeigt ist, beibehalten werden, ist es möglich, die Schaltungen der F i g. 6 und 7 zur Berechnung des oben beschriebenen Effektivwertes zu benutzen, wobei zwei verschiedene Funktionen J₁ (t) und J₂ (t) den Eingangskreisen^tJ₁ und AT₂ der Fig. 6 entsprechend zugeführt werden. In diesem Fall entspricht der durch BCT am Ende einer Berechnung abgegebene Wert dem Mittel des Produktes der beiden Eingangsfunktionen Z₁ und /₂, d. h. dem Wert P₁₂ (0) der Kreuzkorrelationsfunktion, wenn die Korrelationsverzögerung gleich Null ist oder wenn der Korrelationskoeffizient gleich Null ist.

Eine andere Möglichkeit zur Benutzung des Korrektors der F i g. 6 und 7 ist die Berechnung der Wahrscheinlichkeitsverteilungsfunktion oder der Wahrscheinlichkeit, daß eine Funktion/ sich innerhalb gegebener Grenzen befindet. Entsprechend dem Bernouilli-Theorem ist es bekannt, daß, wenn Pj die Wahrscheinlichkeit darstellt, die Amplitude der Funktion / niedriger oder gleich der Referenzamplitude A₁

55 56

ist, die Wahrscheinlichkeit, daß die absolute Differenz MS. Nach jeder Verzögerung von 20 Mikrosekunden

zwischen dieser Wahrscheinlichkeit P-, und das Ver- wird das neue oder alte (wenn dies nicht modifiziert

,..,. ■ Ni ■ ,, . . j ,, . . . , wurde) in den Speicher MS wieder eingeschrieben. In

haltms^immer kleiner wird, wenn N ansteigt, und _dieser\_{vdse k}g_nnen „ _{= m vers}i_iedene Werte

zwar gegen Unendlich, jedoch gegen 1 geht, oder in 5 von P,- parallel berechnet werden, entsprechend den

anderen Worten gegen einen gewissen endlichen Wert. hundert verschiedenen Verzögerungszeiten, d. h. für

N zeigt hierbei die gesamte Anzahl der Fälle und N₁ hundert mögliche verschiedene Pegel, die gleichzeitig

die Anzahl solcher Fälle an, für die / niedriger oder zwischen —Eund +E verteilt sind,

gleich Aj ist. Der Generator zum Erzeugen der linear variablen

Der Korrelator der F i g. 6 und 7 erlaubt die Be- io Referenzpegelspannung mit vorher bestimmtem

rechnung der verschiedenen Werte von P₁, jedoch festem Anstieg kann aus einer »Bootstrapc-Schaltung

unter der Bedingung, daß der variable Referenzpegel bestehen, wie sie mit Hilfe der Fig. 11 beschrieben

nicht mehr eine statistische Anstiegsvariation besitzt, wurde, und bei der eine statistische Rauschspannungs-

wie in Fig. 1 gezeigt ist, sondern daß die variable quelle wie -RG₁ durch eine feste stabilisierte Refe-

Referenzpegelspannung linear einem vorher bestimm- 15 renzspannung ersetzt wird, die als Vorspannungs-

ten Anstieg folgt, und zwar sukzessive von einem potential, d. h. für den Teil BSP, mit der Kathode des

Spannungspegel — E zu einem Spannungspegel -\-E. Gleichrichters D₈ verbunden ist. In diesem Falle be-

Die Wellenform, die untersucht werden soll, um die sitzt die Abtastperiode einen festen Wert und ist nicht

Wahrscheinlichkeitsverteilungsfunktion zu bestimmen, mehr eine statistische Variable im Bereich eines

wird alle 20 Mikrosekunden abgetastet, während zur 20 Zyklus von HCT, sondern variiert konstant von einer

gleichen Zeit die Variation des linearen Pegels mit Periode zur nächsten. Durch entsprechende Dimen-

vorher bestimmtem Anstieg ebenfalls abgetastet wird sionierung dieser »Bootstraps-Schaltung, insbeson-

und anschließend die beiden Werte miteinander ver- dere der Schaltung zur Aufladung mit konstantem

glichen werden. Die Variationsgeschwindigkeit der Strom, so daß der gesamte Amplitudenbereich von

linearen Referenzspannungsform mit vorher bestimm- 25 — E und 4-E während des Zyklus der Verzögerungs-

tem Anstieg ist so, daß die Spannung vom Pegel — E zeit überstrichen wird, d. h. während hundertmal der

zu +E während der Abtastperiode wechselt, die Verzögerung von 20 Mikrosekunden = 2 Millisekun-

einem Zyklus des Verzögerungszählers HCT ent- den. kann eine Referenzspannungsform, wie in

spricht, d. h. 100 · 20 Mikrosekunden = 2 MiIIi- Fig. 1 gezeigt ist, erzeugt werden, wobei jedoch der

Sekunden. 30 positive und der negative Anstieg einander gleich

Solch eine Berechnung macht es notwendig, daß sind, so daß ein Abtasten in zwei Richtungen wähder Generator mit dem variablen Referenzpegel und rend der Zeit erfolgt, die zweihundert Verzögerungsstatistischem Anstieg, wie RG₁ + SG₂ der F i g. 6, punkten entspricht. In diesem Fall müssen jedoch die durch einen Sägezahngenerator mit festem Anstieg geraden und ungeraden Zyklen voneinander unterersetzt wird, dessen Ausgang mit der Klemme ps₄' 35 schieden werden, da z. B. für einen ungeraden Zyklus von PS der F i g. 6 verbunden wird, um die Verbin- die erste Verzögerungszeit z. B. dem niedrigen Pegel dung zwischen /w₄ und ps_t' zu ersetzen. Die Span- entspricht, während der nächste gerade Zyklus der nungsform /, die analysiert werden soll, um die letzten Verzögerang mit niedrigem Pegel entspricht. Wahrscheinlichkeit der verschiedenen Pegel zu be- Es ist klar, daß dieses einen Nachteil bedeutet, da stimmen, wird auf den Eingang von AT₂ (Fig. 6) 40 die Teilresultate, die einem gegebenen Pegel entgegeben, und die Verbindungen zwischen /W₁ und /W₁ sprechen, kontinuierlich in den Pufferspeicher MS sowie zwischen ps₃ und ps₂ werden entfernt. In dieser wieder eingespeichert werden müssen, wobei die ver-Weise werden die Wellenform / und die sich linear schiedenen Speicherfälle einem gegebenen Pegel entändernde Referenzwellenform mit festem Anstieg sprechen würden, · also einer Verzögerungszeit, die miteinander kombiniert durch den Operationsver- 45 derjenigen entspricht, während der die Speicherzeile stärker SA,. Die statisierende bistabile Stufe BS₂ der mittels des Zugriffsschalters SAS der Fig. 7 adres-Fig. 7 zeigt an, ob die Funktion/ niedriger oder siertwird.

gleich dem Augenblickswert B₁ zum Abtastzeitpunkt Eine erste einfache Lösung besteht darin, für den ist oder ob sie größer als dieser Augenblickspegel Verzögerungszähler HCT einen umkehrbaren Zähler ist. Im ersten Fall wird die durch P₁ ausgedrückte 50 zu benutzen, genauso wie für den Zähler BCT, wobei Bedingung realisiert und ein Wert +1 diesem Fall der Ausgang hct_o,_t dieses umkehrbaren Verzögerungszugeordnet, während der Wert 0 dem anderen Fall Zählers HCT mit einer nicht gezeigten bistabilen zugeordnet wird. In anderen Worten, es genügt, die Stufe verbunden ist, die als Zähler mit zwei Stellunlogische Schaltung der F i g. 7 abzuändern, so daß gen arbeitet. Diese bistabile Stufe ist eine solche wie die statisierende bistabile StufeBS₁ sich dauernd im 55 die in der Fig. 15 benutzte StufeBS_n und dient dazu, Zustand der Bedingung f ^. A befindet, wobei gleich- die geraden und ungeraden Zyklen des umkehrbaren zeitig der Ausgang /₂ > B der bistabilen Stufe BS₂ Zählers HCT voneinander zu unterscheiden. Während abgetrennt wird, was dasselbe ist, wenn ein Inhibi- der ersten Zyklen erlaubt diese bistabile Stufe, den tionssignal den Torschaltungen P₄ und P₇ zugeführt umkehrbaren Zähler HCT in einer Richtung fortzuwird. In dieser Weise kann nur die Torschaltung P- 60 schalten, und zwar in der Weise, daß das sukzessive ein Markiersienal an ihrem Ausgang abgeben, und Auftauchen von Impulsen von 20 Mikrosekunden an zwar ist dies der Fall, wenn sich BS., in dem Zustand den Klemmen /?ci_(l0 bis hct_m in dieser Weise ermög- J₂ ^ B befindet. In diesem Fall gibt die Torschal- licht wird. Das Auftauchen eines Impulses an der tung P₀ einen Impuls an den Zähler BCT ab, so daß Klemme hct_m bewirkt, daß diese bistabile Stufe in eine Einheit zu dem vorher gespeicherten Resultat 65 ihre zweite Stellung schaltet. Hierdurch arbeitet der hinzuaddiert wird. Dieses vorher gespeicherte Re- umkehrbare Zähler HCT in umgekehrter Richtung, sultat wurde statisiert, und zwar für die Berechnung Die an den Klemmen hct_l)q bis ZiCi₀₀ auftauchenden der Korrelationsfunktionen, von dem Pufferspeicher Impulse und das Auftauchen des Impulses an der

Klemme hct_m bewirken, daß der Zustand der steuernden bistabilen Stufe umgekehrt wird. Es ist zu sehen, daß in dieser Weise der Pufferspeicher MS in beiden Richtungen abgetastet wird, wobei diese Weise von der dreieckförmigen Form der linearen Referenzspannung mit festen Anstiegsflanken abhängt, welcher Anstieg sein Vorzeichen jedoch nach jedem Abtasten wechselt zwischen den Pegeln —E und +E.

Diese Lösung jedoch weist einen Nachteil für den

E_n von einer stabilisierten Referenzspannungsquelle 23 erzeugt wird. In diesem Falle fällt die Spannung an dem Verbindungspunkt C₁₃ und R_3a und ebenso die Basisspanniing des Transistors T₁₀ linear in Richtung —E. Wenn der konstante Ladestrom durch die Schaltkreisparameier und die Spannung bestimmt wird, können Maßnahmen ergriffen v/erden, damit die Spannung —E nach hundert Verzögerungspunkten, d. h. im wesentlichen nach 2 Millisekunden, er-

Zähler HCT auf, der nur für diesen Zweck umkehr- io reicht wird, wenn man bei der letzten Verzögerungsbar ausgeführt sein muß. Es soll nun eine Alternativ- zeit des Zyklus, d. h. Verzögerung 99, ankommt. In lösung in Verbindung mit den F i g. 26 und 27 be- diesem Moment bewirkt der Impuls an der Klemme schrieben werden, die nicht nur diesen Nachteil ver- hct_m des Verzögerungszählers HCT der F i g. 7, meidet, sondern es außerdem erlaubt, den Generator dessen Klemme ebenfalls in der F i g. 26 gezeigt ist, mit variablem Pegel und festem Anstieg so aufzu- 15 daß die L^TND-Schaltungen P₃₂ und P₅₃ durchschalten bauen, daß dieser nur aus einer einzigen »Bootstrap«- und während des Impulses t_B, der die zweite Phase Schaltung der in Verbindung mit der Fig. 11 be- von 5Mikrosekunden der neunundneunzigsten Verschriebenen Type besteht. zögerungszeit von 20 Mikrosekunden definiert und Mit Hilfe einer solchen in der F i g. 26 gezeigten P₃₂ öffnet, wird der Impuls %, der dieser Torschal-Schaltung kann ein Sägezahngenerator aufgebaut 20 tung genauso wie P₅₃ zugeführt wird, hindurch

gelassen und schaltet BS in ihren O-Zustand. Dieses bewirkt, daß T₁₃ leitend wird und somit einen Kurzschluß darstellt zur Entladung des Kondensators C

werden, der im wesentlichen aus dem Teil BSP der Schaltung nach der Fig. 11, der bistabilen StufeBS sowie insbesondere Steuermitteln für die letztere Stufe,

einem zusätzlichen Transistor T₁₈ in BSP besteht, der zur linearen Aufladung.

ein lineares Abtasten in nur einer Richtung während 25 Dieser Kondensator jedoch wurde praktisch wähder ganzen Abtastperiode entsprechend hundert Ver- rend der gesamten Dauer des 2 Millisekundenzyklus

zögerungszeiten ermöglicht, wobei die Spannung von einem vorher bestimmten Wert auf den anderen wechselt, während der Rücklauf des besagten Pegels in sehr kurzer Zeit erfolgt.

Die F i g. 27 zeigt eine solche Spannungsform während der Verzögerungszeiten von 00 bis 99, wobei die Pegel linear von — E nach +E ansteigen. Während der Verzögerungszeit 99 bricht der lineare Anstieg 40

aufgeladen, wobei jetzt gewünscht wird, diesen sehr schnell zu entladen, während einer Zeit, die unter einer Einheitsverzögerung von 20 Mikrosekunden liegt. Dieses spezielle Problem macht es notwendig, daß ein hoher Strom durch den Hilfstransistor T₁₈ verarbeitet wird, der ein pnp-Transistor spezieller Type ist und einen hohen Strom führen kann. Der Emitter dieses Transistors ist einerseits über eine

ab, und vor dem Ablauf dieser Verzögerungszeit 35 Diode D₁₀ mit E₀ verbunden und andererseits über

kehrt der Augenblickswert dieser Wellenform auf den Pegel — G zurück, um einen neuen Zyklus zu beginnen.

Wenn die Resultate, die den ansteigenden Ampli-

einen Widerstand i?₄₆ mit einer Spannung E₁, die positiver ist als E₀, so daß, wenn T₁₈ gesperrt ist, ein konstanter Strom, z. B. in der Größenordnung von 150 Milliampere, den Widerstand R₁₆ in Serie mit der

tudenpegeln entsprechen und aus dem Vergleich 40 Diode D₁₆ durchfließt, wobei die Diode D₁₆ in diezwischen der augenblicklichen Amplitude der statistischen Wellenform und dem Augenblickswert der
Sägezahn-Referenzspannung der F i g. 27 herrühren,
sukzessive in den Speicher MS (F i g. 7) eingeschrieben werden, erhält man einen Referenz-Sägezahn, 45 Kondensator C₁₆ überbrückt ist. Andererseits ist der

sem Moment leitend ist. Der gesperrte Zustand von J₁₈ wird ermöglicht dadurch, daß genauso wie bei T₁₅ die Basis mit dem Ausgang 1 von BS verbunden ist mittels eines Widerstandes R.., der durch einen

47'

Kollektor von T₁,

₁₈ direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen C₁₃ und R_m verbunden.

In dem Moment, in dem T₁₃ leitend wird, wenn

₁₈ geschickt, der

₁₆ wird gesperrt, so daß dieser Strom dem in R,_g fließenden Strom hinzuaddiert wird, um

der gegenüber dem der F i g. 27 umgekehrt ist, wenn man betrachtet, daß der Operationsverstärker wie SA ₂ der Fig. 6 die Referenzwellenform zu der zu

analysierenden Wellenform hinzuaddiert. BS in ihren 0-Zustand schaltet wird T₁₈ ebenfalls

Wie durch die Fig. 26 angezeigt ist, kann dieses 50 leitend, und der Strom im WiderstandR_iS wird durch

durchgeführt werden mittels eines Teils BSP, gezeigt die Emitter-Kollektor-Strecke von T.

im einzelnen in der Fig. 11, welcher Teil es erlaubt, Gleichrichter T.
an den Klemmen des Kondensators C₁₃ (gezeigt in

der F i g. 26) eine Spannung zu erzeugen, die linear einen sehr schnellen Anstieg des Potentials an dem nach einem negativeren Wert annimmt. Da der Tran- 55 Verbindungspunkt von C₁₃ und R_3g und damit des sistor T₁₃ ein pnp-Transistor ist, wird von dem Mo- Emitters von T₁₀ gegen den Wert + E zu erhalten, ment an, in dem die bistabile Stufe BS sich in ihrer Durch diesen zusätzlichen Spezialiransistor T₁₈ kann 1-Stellung befindet, der Transistor T₁₅ gesperrt, und diese schnelle Änderung zwischen der Phase t_B und der Kondensator C₁₃, der anfänglich entladen war, der Phase t_D derselben Einheitsverzögerungszeit 99 wird an seinem mit dem Widerstand R_sg verbundenen 60 erfolgen. Während der Phase t_D wird der Impuls % Belag eine Spannung erhalten, die sich linear in durch die Torschaltung P₅₃ hindurchgelassen und negativer Richtung ändert, wobei angenommen wird, schaltet die Stufe BS in ihren 1-Zustand. Hierdurch daß zum Zeitpunkt des 1-Zustandes der bistabilen wird den Basen der Transistoren T₁. und T₁₈ wieder Stufe BS am Ausgang dieser Stufe ein hohes Potential hohes Potential zugeführt, so daß diese wieder geanliegt. Die andere Kondensatorplatte ist mit dem 65 sperrt werden und ein neuer Abtastzyklus beginnen

kann.

₈ Der Korrelator der F i g. 6 und 7 kann ebenfalls

tial E, wobei die Potentialdifferenz zwischen E und dazu benutzt werden, die Wahrscheinlichkeitsdichte

50? 537334

g p

PotentialE₀, wie in Fig. 26 gezeigt, verbunden und die Kathode des Gleichrichters D₈ mit einem Poten-

59 60

erster Ordnung ρ (/) zu berechnen, die für eine sta- sprechen, werden voneinander abgezogen. Diese tistische Funktion mit kontinuierlicher Abtastung Subtraktion muß jedoch für jedes Probenpaar direkt mit Hilfe der folgenden Gleichung definiert sein kann: erfolgen, so daß der umkehrbare Zähler BCT wie

früher weiterbenutzt werden kann in Verbindung mit

_ /' 5 dem Pufferspeicher MS, dessen Kapazität nicht weiter

η — J PU)*¹/. (.11) erhöht zu werden braucht. Wenn jedoch zu den Zeit-

"^ punkten t_A und t_B die zu analysierende Wellenform

P, zeigt wie vorher die Wahrscheinlichkeit an, daß f(t) jedesmal in dem in der Fig. 27 gezeigten Zeit-

die Funktion / kleiner oder gleich dem Pegel Aj ist. raum größer ist als die Pegel A₁ __d und A₁ oder jedes-Für diskrete Proben kann die Wahrscheinlichkeits- io mal kleiner als diese Pegel, so ist die Differenz zwidichte definiert werden, und zwar ist sie etwa gleich sehen den binären Resultaten dieser beiden Vergleiche

ρ _p gleich Null in beiden Fällen, und der Zustand von

p(f) = '--}■'~" > (12) BCT (F i g. 7) sollte nicht abgeändert werden. Besitzt

im Gegensatz dazu, wie in der F i g. 27 angezeigt ist,

wobei d ein kleiner Pegelanstieg und P₁ ^_d die Wahr- 15 die Funktion f(t) einen Teil 24, der größer ist als der scheinlichkeit ist, daß die Funktion / niedriger oder Tegel A₁ __d und kleiner (oder gleich) als der Pegel A₁, gleich diesem Pegel A₁ __d ist, und zwar etwas kleiner so wird ein Wert + 1 das Ergebnis dieses Vergleichs als Λ,. sein, entsprechend der Gleichung (12), während in

Mit Hilfe des linearen Abtastgenerators, der eine dem entgegengesetzten Fall für den Wellenformteil Periode besitzt, die mit dem Zyklus des Verzöge- 20 25, d.h. wenn 25 kleiner (oder gleich) als A₁ __d und rungszählers HCT korrespondiert, d. h. mit dem größer als A₁ ist, ein Wert — 1 aus dem Vergleich als Generator der F i g. 26, ist es möglich, die verschie- Resultat herauskommt.

denen Pegel zu erzeugen, die notwendig sind für die Diese Arbeitsweise erfolgt durch Abändern (nicht

Berechnung von ρ (/), definiert in der oben stehenden gezeigt) der Verbindungen der logischen Schaltung Gleichung. Durch Benutzen von zwei Kanälen der 25 der F i g. 7, so daß der Ausgang von P₆ direkt mit Fig. 6 kann man gleichzeitig dieselbe Funktion f(t) dem Eingang von P₉ verbunden ist, ausgegangen abtasten, während den Paaren von Verzögerungs- von P₈, während der Ausgang von P₇ direkt mit dem zeiten, die den Pegeln A₁ und A₁ __d entsprechen. Eingang von P₁₁ verbunden ist, ausgegangen von P₁₀.

Mittels der Verbindungseinheit PS der F i g. 6 wird Die Ausgänge von P₈ und P₁₀ bleiben unwirksam die Funktion f{t) des Einganges von ^4T₁ an den 30 oder sind abgetrennt. In dieser Weise ist es zu sehen, Klemmen ps/ und ps₃' anliegen, wobei diese beiden daß, wenn während der Phase t_A die Stufe BS₁ einen Klemmen mit Ps₁ verbunden sind und die Ver- Wert anzeigt, der größer ist als der augenblickliche bindung zwischen ps₂ und ps₃' entfernt ist. Ebenso Referenzpegel, während zur Phase t_B die Stufe den werden die Verbindungen zwischen /?s₃ und ps._£' so- entgegengesetzten Fall anzeigt, eine Einheit zu dem wie von ps_i zu ps/ weggelassen. Der lineare Abtast- 35 Teilresultat von BCT hinzuaddiert wird. Im entgenerator mit konstantem Anstieg wird direkt an ps₂' gegengesetzten Fall wird eine Einheit abgezogen, da und ps₄' angeschlossen. Während der zweite Kanal, es dann P₁₁ ist, die einen Schaltimpuls abgibt. Für der dem Vergleicher sc₂ entspricht, normalerweise die anderen Fälle entsprechend der Markierung von abgetastet wird mit Hilfe der Impulse der Torschal- P₄ und P₅ wird kein Impuls an BCT abgegeben, so tung P₁ (F i g. 7), ist außerdem eine zusätzliche Tor- 40 daß das Teilresultat entsprechend einem der hundert schaltung P₁' vorhanden, die gestrichelt in der F i g. 7 Pegel unverändert bleibt.

gezeichnet ist und dazu dient, Abtastimpulse an die In dieser Weise können mit Hilfe von MS hundert

Klemme sc_]3 der Vergleichsschaltung Sc₁ der ersten Punkte der Wahrscheinlichkeitsverteilungskurve ρ (/) Kette abzugeben an Stelle derjenigen, die sonst von parallel berechnet werden.

der Schaltung P₃ kamen. Diese Abtastimpulse sind 45 Eine weitere spezielle Berechnung, die mit den ebenfalls schmale Impulse t_s, sie werden dieses Mal Schaltungen nach den F i g. 6 und 7 durchgeführt jedoch während der vorhergehenden Phase t_A jeder werden kann, besteht darin, eine statistische Wellen-Verzögerungszeit von 20 Mikrosekunden erzeugt. In form daraufhin zu prüfen, ob sie stationären oder dieser Weise werden die Abtastimpulse während der nicht stationären Charakter besitzt. Wenn die sta-Phase t_A bei jeder Verzögerungszeit einen Referenz- 50 tistische Variable stationär ist, so bleibt die Autopegel Λ;,,, abgeben, der etwas kleiner ist als der korrelationsfunktion dieselbe, unabhängig davon, Pegel A₁, der während der nächsten Phase t_B jeder welchen Zeitraum die Beobachtungsperiode ein-Verzögerungszeit abgetastet wird. Dieser kleine Pe- nimmt. Wird die Berechnung der Autokorrelationsgelanstieg d, der einem Viertel der Verzögerungszeit funktion in regelmäßiger Weise wiederholt, so erlaubt entspricht, wird definiert durch 55 der Vergleich zwischen einer Kurve der Autokorre

lationsfunktion und einer, die vorher bestimmt wurde,

d=A—A- = ^ 2E _ E zu prüfen, ob die analysierte statistische Wellenform

^{1 }} 4 100 200 " ^K ' stationär ist oder nicht.

Wie vorher beschrieben wurde, erlauben die Schal-

Jeder Verzögerungszeit entspicht ein Paar von 60 tungen nach den F i g. 6 und 7, die zur Berechnung Pegeln A-, und A₁ __d, wobei entschieden werden muß, der Autokorrelationsfunktion angepaßt sind, die Prüob die zu analysierende Wellenform f{i) kleiner (oder fung des stationären Charakters der zu analysierengleich) oder größer als diese Pegel ist. Diese beiden den Wellenform. Der Korrelator muß angepaßt wer-Resultate werden im allgemeinen für jeden Pegel den, um nur eine Hälfte der Punkte der Autokorreakkumuliert, wobei die Teilresultate kontinuierlich in 65 lationsfunktion zu berechnen, d. h. fünzig Punkte, MS wieder eingespeichert werden für die hundert wenn η = 100, so daß in dieser Weise nur die Hälfte Pegelpaare, die später kommen, und die zwei Resul- der Speicherkapazität von MS benutzt wird, um diese tatserien, die den hundert Pegeln Aj__d und A₁ ent- fünfzig Punkte, die die Autokorrelationsfunktion

charakterisieren, zu speichern. Wenn diese Berechnung durchgeführt wird, können die in dem Speicher MS gespeicherten Resultate an jedes passende Ausgabegerät gesendet werden, um die Funktion anzuzeigen, z. B., wie noch später beschrieben wird, an einen Kathodenstrahloszillograph, der dazu benutzt werden kann, eine solche Autokorrelationsfunktion visuell sichtbar zu machen. Diese Resultate werden in der einen Hälfte MS, die für diese erste Berechnung reserviert ist, festgehalten, und eine zweite Berechnung, die der ersten identisch ist, wird unter Benutzung derselben fünfzig Korrelationsverzögerungswerte wiederholt, wobei jedoch dieses Mal die fünfzig Resultate in der zweiten Hälfte des Speichers MS gespeichert werden. Am Ende dieser zweiten Berechnung enthält der Speicher MS zwei Serien von Resultaten, und das Ausgabegerät kann diese Resultate erhalten, damit ein Vergleich möglich ist, um den stationären Charakter der zu analysierenden Wellenform zu überprüfen. Diese Prüfung kann kontinuierlich durchgeführt werden, da direkt danach eine dritte Berechnung durchgeführt werden kann, deren Resultate wiederum in dem ersten Teil des Speichers MS gespeichert werden können usw.

Es bestehen verschiedene Möglichkeiten, um die Berechnung der Autokorrelationsfunktion auf die Hälfte der normalerweise berechneten Punkte zu begrenzen und um dann diese fünfzig Resultate in eine vorherbestimmte Hälfte des Speichers MS einzuspeichern. Zum Beispiel kann in Verbindung mit den Schaltungen nach der F i g. 7 eine zusätzliche bistabile Stufe (nicht gezeigt) benutzt werden, die regelmäßig zur Verzögerungszeit 00 in eine Stellung geschaltet wird mit Hilfe eines Impulses, der von der entsprechenden Klemme hct₀₀ von HCT kommt und welche bistabile Stufe in ihre andere Stellung geschaltet wird zur Zeit 50 mit Hilfe eines Impulses, der von der entsprechenden Klemme ItCt₅₀ (nicht gezeigt) von HCT kommt. Durch ein Ausgangssignal der bistabilen Stufe werden die Torschaltungen P₉ und P₁₁ zusätzlich (nicht gezeigt) markiert, so daß, je nachdem, ob die Markierung von dem einen Ausgang dieser zusätzlichen bistabilen Stufe oder von der anderen kommt, die Abänderung der Stellung von BCT in Funktion der Resultate der Vergleiche, die in BS₁ und BS₂ statisiert sind, während des ersten halben Zyklus von HCT oder während der zweiten Hälfte bewirkt wird. Weiterhin wird die Torschaltung P₃, die durch einen Impuls der Klemme hct₀₀ markiert wird, ebenfalls durchgeschaltet (nicht gezeigt) durch den Impuls, der von hct._o kommt, so daß während der Berechnung, die während der zweiten Hälfte des Zyklus von HCT durchgeführt wird, die Probe des ersten Kanals, die in BS₁ statistiert ist, der Verzögerungszeit 50 zugeordnet wird, so daß die fünfzig Verzögerungen während dieses zweiten Zyklus dieselben sind wie die, die während der ersten Hälfte des Zyklus von HCT benutzt werden.

Es ist zu sehen, daß diese Benutzung extrem einfach ist und keine Abänderungen des Systems zum Lesen und Einschreiben benötigt, das mit dem Pufferspeicher MS zusammenarbeitet, insbesondere braucht der Zugriffsschalter SAS nicht abgeändert zu werden. Während des ersten Halbzyklus von HCT, der nicht einem effektiven Abtastvorgang der in BS₁ und BS., statisierten Werte entspricht, werden die fünfzig Resultate, die vorher im Speicher MS gespeichert waren, regelmäßig in BCT statisiert. Diese Resultate werden gleich nachher ohne Modifikationen wieder eingeschrieben. Natürlich können solche Vorgänge auch weggelassen werden.

Wenn diese Methode es erlaubt, fünfzig Punkte der Korrelationskurve zu berechnen, so begrenzt sie den gesamten Bereich der Verzögerung auf die Hälfte des normalen Bereiches. Soll jedoch der gesamte Bereich beibehalten werden, so kann dies durch Verschachteln der Verzögerungszeiten, die während zweier aufeinanderfolgender Beobachtungsperioden benutzt werden, erfolgen. In diesem Fall jedoch wird der Zeitraum zwischen zwei aufeinanderfolgenden Verzögerungszeiten für dieselbe Berechnung verdoppelt. In anderen Worten, die Einheitsverzögerungszeit wird verdoppelt.

F i g. 28 zeigt die notwendigen Modifikationen für eine solche Lösung. Die zusätzliche bistabile Stufe BS₁₀₁ wird dieses Mal als zweistufiger Zähler betrieben mit einem gemeinsamen Eingang, der mit dem Ausgang der Torschaltung P₂ (F i g. 7) verbunden ist mittels eines Arbeitskontaktes Sk₁ einer Taste SK, die nicht gezeigt ist. Der Ausgang, der markiert wird, wenn BS₁₀₁ in 0-Zustand steht, wird normalerweise durch einen Kontakt Ik₁ einer Taste TK, die ebenfalls nicht gezeigt ist, mit zusätzlichen Eingängen der UND-Schaltungen P₉ und P₁₁ verbunden. Durch einen zusätzlichen Kontakt tk₂ der zweiten Taste wird der Ausgang von P₁ (F i g. 7) mit dem Eingang von dem Tor P₃ verbunden, wobei P₃ von der Klemme ZzCi₀₀, wie in der F i g. 7, gesteuert wird. Der Kontakt tk₂ jedoch ist ein Umschaltkontakt, bei dem der gemeinsame Anschluß mit dem Ausgang von P₁ verbunden ist und ebenso geschaltet werden kann, um den Stromkreis zu der zusätzlichen UND-Schaltung P₅₄ zu schließen, die von den Impulsen an der Klemme hct₀₁ gesteuert wird. Die Ausgänge von P₃ und P₃₄ sind die Eingänge der ODER-Schaltung P₅₅, deren Ausgang mit der Klemme sc_n verbunden ist, an die die Abtastimpulse des ersten Kanals angelegt werden (F i g. 6).

Werden die Schaltkreise der F i g. 6 und 7 für die normale Berechnung einer Autokorrelationsfunktion benutzt, befinden sich die drei Kontakte der F i g. 28 in der angezeigten Position, so daß die von P₂ kommenden Impulse nur den Eingang des Verzögerungszählers HCT wie in der F i g. 7 erreichen und 5S₁₀₁, die anfänglich in ihren 0-Zustand gesetzt wurde, in der letzteren verbleibt und die Torschaltungen P₉ und P₁₁ dauernd auf Durchlaß schaltet. Andererseits erreichen die von P₁ kommenden Impulse die Torschaltung P₃, indem sie tk₂ passieren, der sich in der Ruhelage befindet. Hierdurch werden die Impulse erzeugt, die normalerweise sc_la zugeführt werden, d. h. ein Abtastimpuls während der Zeit 00 alle hundert Verzögerungszeiten.

Andererseits wird für die Berechnung zweier aufeinanderfolgender Autokorrelationsfunktionen der Kontakt Sk₁ geschlossen, und die von P₂ ausgehenden Impulse schalten SS₁₀₁ um, so daß diese nur in ihrem 0-Zustand verbleibt während der geraden Verzögerungszeiten, wodurch die Torschaltungen P₉ und P₁ geöffnet werden. Diese geraden Verzögerungszeiten sind 00, 02, 04 ... 98. Nachdem die erste Beobachtungsperiode die Berechnung von fünfzig Punkten der Kurve erlaubt hat, wobei jede N Paare von Proben notwendig macht, während sk_x geschlossen bleibt, werden die Umschaltkontakte tk_v tk₂ in ihre Arbeitsstellung gebracht, so daß P_B und P₁₁ nur während der

ungeraden Verzögerungszeiten durchgeschaltet sind, d. h. während der Zeiten 01, 03, 05 ... 99. Der Abtastimpuls für den ersten Kanal wird an der Klemme sc_u erzeugt, während der zweiten Verzögerungszeit 01, so daß dieselben Werte der fünfzig Korrelations-Verzögerungen beibehalten werden, dieses Mal Vielfache von 2 i₀ für die zweite Berechnung entsprechend der zweiten Beobachtungsperiode.

Da bei der ersten Methode nur während des ersten oder des zweiten halben Zyklus von HCT gearbeitet wird, kann die Berechnungszeit ebenfalls auf die Hälfte reduziert werden, was jedoch zusätzliche Steuerungen notwendig macht zwischen dem Zugriffszähler SAS und dem Pufferspeicher MS, damit zusätzliche Verbindungen entweder zwischen den Ausgangen 50 bis 99 von SAS und den Eingängen 00 bis 49 von MS während der Beobachtungsperiode geschaffen werden oder zwischen den Ausgängen 00 bis 49 von SAS und den Eingängen 50 bis 99 von MS während der anderen Periode.

Es wird hiermit bemerkt, daß für alle diese angezeigten Alternativen der Pufferspeicher MS nicht abgeändert zu werden braucht. Dies trifft auch zu im Falle der Berechnung von Korrelationsfunktionen zweiter und höherer Ordnung. Nach jeder Berechnung, bei der hundert verschiedene Werte bestimmt und im Speicher MS gespeichert wurden, können diese Werte von diesem Speicher abgezogen werden über irgendeine Ausgabe- oder Anzeigeeinheit, wonach eine neue Berechnung durchgeführt werden kann. In dieser Weise kann z. B. für die Korrelationsfunktionen zweiter Ordnung, wie in der F i g. 5 gezeigt, die Oberfläche berechnet werden für die sukzessive Bestimmung von ebenen Kurven entsprechend einem speziellen Wert von t₂ für η = 100 mögliche Werte von Z₁.

Wird eine dreidimensionale Darstellung gewünscht für solche Funktionen, so kann der Speicher MS vervielfacht werden mit dem Faktor n. Im Gegensatz dazu kann im Zuge einer Verbilligung der Speieher MS der F i g. 7 weggelassen werden, wobei die Korrelation und andere Funktionen sehr gut durch die oben beschriebenen Methoden berechnet werden können, mit dem Unterschied, daß «-mal mehr Zeit notwendig ist für die Berechnung, denn die Punkte der Kurve müssen nacheinander berechnet werden. Der umkehrbare Zähler BCT wird jedoch immer erlauben, den Wert entsprechend einem Punkt der Funktion kurzzeitig zu speichern.

Wird der Speicher MS weggelassen, sollte jedoch eine Auswahl der Verzögerungszeit, die durch HCT definiert ist, und der Verzögerungszeit für den Punkt, der nun der zu berechnenden Funktion entspricht, vorgesehen werden. Dies kann dadurch erreicht werden, daß dieselbe Anordnung benutzt wird, wie sie in Verbindung mit der Schaltung der Fig. 15 beschrieben wurde, und zwar basierend auf der Benutzung eines Verzögerungsregisters REG₃. Für jede Berechnung eines Punktes einer Funktion wird das Register REG^ die Verzögerungszeit festhalten, so daß ein Impuls nur am Ausgang von P₁₃ (Fig. 15) auftaucht, während der Verzögerungszeit von 20 Mikrosekunden, entsprechend dem in REG., registrierter. Wert. Durch Verbinden des Ausgangs von F.,., mit den zusätzlichen Eingängen (nicht gezeigt) der UND-Schaltungen P_n und P₁₁ (F i g. 7) wird das effektive Abtasten der Resultate der Proben, die in BS₁ und BS₂ statisiert sind, nur während einer vorher bestimmten Verzögerungszeit innerhalb η = 100 erlaubt werden, so daß BCT nur Impulse empfängt während dieser Perioden. Dann wird eine neue Berechnung für einen neuen in REG₃ registrierten Verzögerungswert durchgeführt oder in anderen Verzögerungsregistern im Falle von Korrelationsfunktionen zweiter oder höherer Ordnung usw. Der Wechsel in der Verzögerungszeit erfolgt entweder manuell oder automatisch unter der Steuerung des Probenzählers MCT.

Wenn der Pufferspeicher MS nicht benutzt wird, so ist es klar, daß das in BCT gespeicherte Resultat nicht unterdrückt werden sollte, ausgenommen in dem Fall, wenn dieses an eine Ausgangseinheit abgegeben wurde. Aus diesem Grunde müssen die Rückstellimpulse, die durch P₁₄ (F i g. 7) am Ende jeder Verzögerungsperiode von 20 Mikrosekunden auftauchen, unterdrückt werden, so daß das Rückstellen auf 0 des Zählers BCT nur dann ausgeführt werden kann, wenn die Berechnungsperiode eines Punktes einer Funktion neu beginnt.

Wird der Speicher MS nicht benutzt und nur ein Resultat in BCT akkumuliert, so genügt es, die Stellung dieses umkehrbaren Zählers an irgendein passendes Anzeige- oder Ausgabegerät abzugeben.

Werden die Berechnungen mit Hilfe von MS parallel ausgeführt, so werden die hundert endgültigen Resultate in diesen Speicher gespeichert am Ende einer Beobachtungsperiode, und die Zugriffseinheit des Speichers der Fig. 7 kann vorteilhafterweise benutzt werden, um die Ausgabe der in MS gespeicherten Information an irgendein passendes Ausgabegerät zu steuern, z. B. einen Drucker oder einen Oszillographen.

Es genügt, angefangen von der Stellung 0 des die Zugriffsmittel von MS steuernden Verzögerungszählers HCT, diesen Zähler mit einem Rhythmus zu steuern, der der Eigenart des Ausgabegerätes angepaßt ist, d. h. einem visuellen Anzeigegerät. Hierbei werden die Torschaltungen P₉ und P₁₁ gesperrt, so daß der umkehrbare Zähler BCT abgetrennt wird, wobei der Zähler BCT ausschließlich dazu benutzt wird, die hundert in MS gespeicherten Resultate sukzessive zu statisieren. Jedes dieser Resultate wird durch das Ausgabegerät von BC T abgezogen, während der entsprechenden Statisierungsperiode. Es ist klar, daß die Resultate wieder in MS eingespeichert werden können, angefangen von BCT. Während diese Resultate an das Ausgabegerät abgegeben werden, können diese ebenfalls im Speicher gespeichert bleiben, und zwar so lange, wie es gewünscht wird.

Dieses hat den Vorteil, daß auf einfache Weise eine analoge Anzeige mit Hilfe eines Oszillographen ermöglicht wird, da der Pufferspeicher MS mit einer Wiederholungsperiode abgefragt werden kann, die der Aufzeichnungsgeschwindigkeit des Oszillographen angepaßt ist. Die digitale Information, die in BCT statisiert ist, wird mit Hilfe eines Analog-Digitalwandlers in eine Spannung umgewandelt, die dann die Kurve des Oszillogramms bestimmt. Um die in MS gespeicherte Information zu löschen, genügt es. den Wiedereinschreibvorgang zu unterbinden, und zwar gesteuert durch Impulse, die dem Ausgang von P₁₃ (F i g. 7) zugeführt werden.

Die Steuerung des Korrelators kann automatisch erfolgen, wenn dieses gewünscht wird. Die Berechnungsperiode, die mit der Produktion verschiedener Impulse beginnt, die notwendig sind zur Steuerung

der Schaltungen der F i g. 7, wird in dem Moment beendet, wenn der Probenzähler MCT die der Anzahl von gewünschten Proben entsprechende Position erreicht. Hierdurch kann ein Signal erzeugt werden, das automatisch das Zuführen von während der Berechnungsperiode notwendigen Impulsen unterbindet. Dieses Signal kann die Impulse auslösen, die notwendig sind, um die berechnete Information an den Ausgang oder an die grafischen Ausgabegeräte abzugeben. Entsprechend anderen bekannten Verfahren kann das Startsignal ein vorheriges Löschen des Speichers MS während der ersten hundert Verzögerungszeiten bewirken, die durch HCT definiert sind, um am Anfang der Berechnungen einen leeren Speicher MS zu besitzen.

Claims (40)

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Berechnung von statistischen Mittelwerten von Funktionen, z. B. Zeitvariablen, mit Mitteln zum Abtasten dieser Funktionen und Mitteln zur Berechnung der Mittelwerte der abgetasteten Werte oder deren Funktionen, dadurch gekennzeichnet, daß k Vergleichsmittel vorgesehen sind, um jeden abgetasteten Wert einer der k Funktionen mit dem Abtastwert einer von k Referenzfunktionen zu vergleichen, wobei die k Referenzfunktionen statistisch unabhängig voneinander sind, daß jedes der besagten Vergleichsmittel ein binäres Ausgangssignal abgibt, das von dem Resultat jedes Vergleichs zwischen einer der k Funktionen und der dazugehörigen Referenzfunktion abhängt, daß eine logische Schaltung von den Ausgängen dieser k Vergleichsmittel gesteuert wird, und ein binäres Ausgangssignal abgibt, abhängig davon, ob die Anzahl der Vergleichsmittel, die ein binäres Ausgangssignal der einen Type abgeben, gerade oder ungerade ist, und daß der Ausgang dieser logischen Schaltung Mittel zur Berechnung des Mittelwertes der binären Werte ansteuert.

2. Anordnung zur Berechnung von statistischen Mittelwerten von Funktionen, z. B. Zeitvariablen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese die Mittelwerte der abgetasteten Werte oder deren Funktionen berechnet, die von den zu analysierenden Funktionen zu verschiedenen, vorbestimmten Zeitintervallen bestimmt werden, d. h. von Auto- oder Kreuzkorrelationsfunktionen, daß ein Impulsgenerator vorgesehen ist, der einem zyklischen Zähler Impulse zuführt, daß das Abtasten einer ersten von k Funktionen zusammen mit der zugehörigen Referenzfunktion durch eine erste Vergleichsschaltung bei jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt, daß für einen vorherbestimmten Zustand des Zählers die erste Vergleichsschaltung eine bistabile Stufe zur Speicherung der binären Vergleichsresultate enthält, die an ihrem Ausgang zur logischen Schaltung bis zur nächsten Abtastung der ersten Funktion durch den nächsten Zyklus vorhanden sind, daß das Abtasten der zweiten von k Funktionen zusammen mit der entsprechenden Referenzfunktion durch zweite Vergleichsmittel einmal in jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt und bei einem vorherbestimmten Zustand in einem Register gespeichert wird.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese die Mittelwerte der abgetasteten Werte oder deren Funktionen berechnet, die von den zu analysierenden Funktionen zu verschiedenen, vorbestimmten Zeitintervallen bestimmt werden, d. h. von Auto- oder Kreuzkorrelationsfunktionen, daß ein Impulsgenerator vorgesehen ist, der einem zyklischen Zähler Impulse zuführt, daß das Abtasten einer ersten von k Funktionen zusammen mit der zugehörigen Referenzfunktion durch eine erste Vergleichsschaltung bei jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt, daß für einen vorherbestimmten Zustand des Zählers die erste Vergleichsschaltung eine bistabile Stufe zur Speicherung des binären Vergleichsresuliates enthält, das an ihrem Ausgang zur logischen Schaltung bis zur nächsten Abtastung der ersten Funktion durch den nächsten Zyklus vorhanden ist, daS ein Speicher vorgesehen ist, dessen Speicherplätze den verschiedenen Zuständen des zyklischen Zählers zugeordnet sind, daß Mittel vorgesehen sind, um sequentiell die in den verschiedenen Speicherplätzen des Speichers gespeicherten Werte und der Ansteuerung durch den zyklischen Zähler zu lesen, daß Statisierungsmittei vorgesehen sind, um ein vom Speicher gelesenes Wort zwischenzeitlich zu speichern, bevor es ·—· gegebenenfalls in abgeänderter Form — wieder in den Speicher eingeschrieben wird, daß das Abtasten der zweiten von k Funktionen zusammen mit der entsprechenden Referenzfunktion durch zweite Vergleichsmittel einmal in jeder Stellung des zyklischen Zählers erfolgt, daß Rechenmiitel vorgesehen sind, um das Ausgangssignal der Statisierungsstufe mit der der logischen Schaltung zu verknüpfen, wobei der eventuell neue binäre Wert dieses Ausgangssignals wieder in den entsprechenden Speicherplatz des Speichers eingeschrieben wird, und daß schließlich Mittel zur Berechnung des Mittelwertes der binären Ausgangswerte der logischen Schaltung vorgesehen sind, die aus den Statisierungsmitteln und den Rechenmitteln bestehen.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtasten zumindest der dritten von k Funktionen zusammen mit der dazugehörigen Referenzfunktion durch zumindest dritte Vergleichsmittel in jedem Zyklus des zyklischen Zählers einmal erfolgt und bei einer vorherbestimmten Bedingung in einem Register gespeichert wird, wobei die dritten Vergleichsmittel eine bistabile Stufe enthalten, um das binäre Vergleichsresultat zu speichern, und zwar so lange, bis der nächste Abtastvorgang der besagten dritten Funktion im nächsten Zyklus erfolgt.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Statisierungsmittei aus einem Zähler bestehen, der parallel von dem Speicher angesteuert wird und auf den die Ausgangssignale der logischen Schaltung gegeben werden in der Form von Impulscerien, die die binären Werte des Ausgangssignals der logischen Schaltung charakterisieren.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler ein umkehrbarer Zähler mit zwei Eingängen ist und daß ein Im-

503 53733+

puls dem einen oder dem anderen dieser beiden Eingänge zugeführt wird entsprechend dem binären Wert, der vor dem Ausgang der logischen Schaltung abgegeben wird.

7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß dem Zähler ein Impuls zugeführt wird oder nicht, je nachdem, welchen binären Wert das Ausgangssignal der logischen Schaltung besitzt.

8. Anordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler aus einer Mehrzahl von miteinander gekoppelten bistabilen Stufen besteht.

9. Anordnung nach den Ansprüchen 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine der bistabilen Stufen des umkehrbaren Zählers bestimmt, ob die Anzahl der vorher an dem einen Eingang empfangenen Impulse größer oder kleiner als die Anzahl der Impulse ist, die vorher dem anderen Eingang des umkehrbaren Zählers zugeführt wurde.

10. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß Verzögerungsmittel vorgesehen sind, um die Stellung des zyklischen Zählers mit den in dem Register gespeicherten Bedingungen zu vergleichen, daß Steuermittel vorgesehen sind, um den Mitteln zur Berechnung des Mittelwertes der binären Ausgangssignale der logischen Schaltung das Ausgangssignal der logischen Schaltung zuzuführen, und zwar nur dann, wenn die Verzögerungsvergleichsmittel anzeigen, daß sich die Stellung des zyklischen Zählers in einer speziellen Beziehung zu den in dem Register gespeicherten Bedingungen befindet, wobei alle diese Bedingungen auf die vorher bestimmte Bedingung bezogen sind, die dem Abtasten der ersten der k Funktionen entspricht.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die spezielle Beziehung dem Zustand der Verzögerungsvergleichsmittel entspricht, die anzeigen, ob sich der zyklische Zähler in einem Zustand befindet, der nicht kleiner als irgendeiner der in dem Register gespeicherten Zustände ist, wobei alle diese Bedingungen auf die vorherbestimmte Bedingung bezogen sind, die dem Abtasten der ersten der k Funktionen entspricht.

12. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, um zwischen den Stellungen der einzelnen Zyklen des zyklischen Zählers in einer Serie von Zyklen zu unterscheiden, und daß die besagten Steuermittel bewirken, daß die logische Schaltung nur für vorherbestimmte Zyklen des Zählers in einer Serie von aufeinanderfolgenden Zyklen ihr Ausgangssignal abgeben kann.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Zyklenanzeige aus einer als zweistufiger Zähler arbeitenden bistabilen Stufe bestehen, wobei die logische Schaltung ihr Ausgangssignal nur in einer bestimmten Stellung der bistabilen Stufe abgeben kann, und daß das Abtasten der ersten der k Funktionen nur dann am Anfang des Zyklus des zyklischen Zählers möglich ist, wenn sich die bistabile Stufe in der anderen Stellung befindet, wobei eine Umkehrung des Zustandes der bistabilen Stufe bei jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt.

14. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß Verzögerungsspeichermittel vorgesehen sind, um das Zuführen der binären Ausgangssignale der k Vergleichsmittel zu der logischen Schaltung um einen Zyklus des zyklischen Zählers gegenüber dem Zyklus, in dem die binären Werte bestimmt werden, zu verzögern.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß diese Verzögerungsspeichermittel so viele bistabile Stufen enthalten, die mit den zweiten Vergleichsmitteln verbunden sind, wie der zyklische Zähler Stellungen hat, daß weitere bistabile Stufen vorgesehen sind in Verbindung mit den Vergleichsmitteln für die erste und mindestens für die dritte der k Funktionen, wobei die ersten und dritten Vergleichsmittel mit zwei bistabilen Stufen zusammenarbeiten, daß ein Zeitgeber vorgesehen ist, um das Speichern der Vergleichsresultate aller Vergleichsschaltungen der ersten und mindestens der k Funktionen in einer der anderen bistabilen Stufen zu bewirken, die mit der entsprechenden Vergleichsschaltung zusammenarbeiten, und zwar abhängig von der Parität des Zyklus des zyklischen Zählers, daß weitere Zeitgebermittel vorgesehen sind, die von dem zyklischen Zähler gesteuert werden, um die Resultate der zweiten Vergleichsschaltung sukzessive in die verschiedenen, den zweiten Vergleichsmitteln zugeordneten bistabilen Stufen einzuspeichern, und zwar entsprechend der Stellung des zyklischen Zählers, daß weiterhin, durch einen Taktgeber gesteuert, die in den den ersten und dritten Vergleichsmitteln zugeordneten bistabilen Stufen gespeicherten binären Werte der logischen Schaltung zugeführt werden, und zwar in dem Zyklus, der demjenigen der Ableitung der binären Werte folgt, und daß die weiteren Zeitgebermittel bewirken, daß die in den den zweiten Vergleichsmitteln zugeordneten bistabilen Stufen gespeicherten binären Werte der logischen Schaltung in dem Zyklus zugeführt werden, der an der Ableitung dieser binären Werte folgt.

16. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die bewirken, daß die logische Schaltung Ausgangswerte an die Statisierungsmittel abgibt für bestimmte Stellungen des zyklischen Zählers.

17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß diese Mittel zur Verhinderung des Ausgangssignals der logischen Schaltung eine bistabile Stufe enthalten, die entweder in die eine oder in die andere Lage geschaltet werden kann, um eine erste und eine zweite Serie von Speicherplätzen des Speichers anzuzeigen, wobei diese bistabile Stufe bewirkt, daß die binären Ausgangswerte der logischen Schaltung nur in einer dieser beiden Stellungen der bistabilen Stufe an die Statisierungsmittel gelangen und daß während einer Teilberechnung nur ein Teil des Speichers zur Speicherung der Informationsworte benutzt wird.

18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die besagte bistabile Stufe als zweistufiger Zähler arbeitet und für jeden Stellungswechsel des zyklischen Zählers umge-

schaltet wird, wobei die einzelnen Speicherplätze des Speichers, in denen während eines Berechnungsvorganges Wörter abgespeichert werden können, entweder den geraden oder den ungeraden Stellungen des zyklischen Zählers zugeordnet sind.

19. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß den k Vergleichsmitteln die k Funktionen über eine Verbindungseinheit zugeführt werden, die mit Verbindungen versehen ist, die das Vertauschen der Zuordnungen zwischen den k Funktionen und den k Vergleichsmitteln zulassen.

20. Anordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungseinheit mit zwei k Eingangsklemmen und zwei k Ausgangsklemmen versehen ist, daß k der Eingangsklemmen mit den Eingangskreisen verbunden sind, denen die k zu analysierenden Funktionen zugeführt werden, daß die /c verbleibenden Eingangsklemmen mit den k Referenzfunktionen verbunden sind, die den zu analysierenden Funktionen individuell zugeordnet sind, und daß die zwei k Ausgangsklemmen der Verbindungseinheit paarweise mit den Eingangspaaren der k Vergleichsmittel verbunden sind.

21. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Generator für die Referenzfunktion alle möglichen Werte der Referenzfunktion in der Form von geordneten Werten während der Zyklen des zyklischen Zählers erzeugt.

22. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß für jede Stellung des zyklischen Zählers der Generator der Referenzfunktion zwei aufeinanderfolgende Referenzwerte den ersten und zweiten Vergleichsmitteln zuführt, daß die logische Schaltung mit zusätzlichen Mitteln ausgerüstet ist, um nicht nur zwischen gleichen und ungleichen binären Werten zu unterscheiden, die durch die ersten und zweiten Vergleichsmittel abgegeben werden, sondern ebenfalls zwischen zwei möglichen ungleichen binären Werten der beiden Vergleichsmittel unterscheiden kann.

23. Anordnung nach den Ansprüchen 6 und 22, dadurch gekennzeichnet, daß für gleiche Resultate der ersten und zweiten Vergleichsmittel keine Impulse auf den umkehrbaren Zähler gegeben werden, während ein Impuls entweder auf den einen oder auf den anderen der beiden Eingänge des umkehrbaren Zählers gegeben wird, je nachdem, ob die ersten oder die zweiten Vergleichsmittel ein binäres Ausgangssignal der einen Type abgeben.

24. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zyklische Zähler am Ende jedes Zyklus einen Ausgangsimpuls an einen Probenzähler abgibt, der dazu dient, nach einer vorher bestimmten Anzahl von Zyklen die Berechnung zu steuern bzw. abzubrechen.

25. Anordnung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die k Referenzfunktionen statistisch unabhängig voneinander sind, mit einer rechteckigen Wahrscheinlichkeitsverteilung, wobei der Wertebereich diese besagten Funktionen umfaßt.

26. Anordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß für jede der k Referenzfunktionen ein Generator eine Sägezahnspannung mit linearem Wechsel zwischen zwei vorherbestimmten unteren und oberen Grenzen erzeugt.

27. Anordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden der Sägezahngeneratoren Steuermittel vorgesehen sind, die unabhängig von diesen Sägezahngeneratoren sind, um zu bewirken, daß die Sägezahnspannungen in ihrem Anstieg statistisch von einem Abtastvorgang zum anderen wechseln.

28. Anordnung nach den Ansprüchen 2 oder 3 und 27, dadurch gekennzeichnet, daß die statistische Periode der Sägezahnspannungen mit linearen Anstiegsvariationen einen Mittelwert von etwa der Periode des zyklischen Zählers besitzt.

29. Anordnung nach Anspruch 26, 27 oder 28, dadurch gekennzeichnet, daß eine die zu analysierende Funktion repräsentierende kontinuierliche Wellenform und die die entsprechende Referenzfunktion repräsentierende Sägezahnspannung den beiden Eingängen eines Operationsverstärkers zugeführt werden, der die analoge Summe dieser beiden Wellenformen erzeugt, und daß dieser Operationsverstärker in der Vergleichsschaltung der zu analysierenden Funktion enthalten ist.

30. Anordnung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers dem einen Eingang eines Differenzverstärkers zugeführt wird, dessen anderer Eingang mit einer festen stabilisierten Referenzspannung gespeist wird, daß weiterhin Schaltimpulse im Rhythmus des Fortschaltens des zyklischen Zählers und durch einen Impulsgenerator erzeugt, dem Ausgang des Differenzverstärkers zugeführt werden, um einen Ausgangsimpuls entweder an dem einen oder an dem anderen zweier verschiedener Ausgänge des Differenzverstärkers zu erzeugen, und zwar abhängig von dem Resultat des Vergleichs zwischen der Summe der beiden Wellenformen und der festen Referenzspannung.

31. Anordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers einem der Eingänge des Differenzverstärkers, der mittels einer Spannungsbegrenzungsschaltung als Vergleichsschaltung wirkt, zugeführt wird, wobei diese Spannungsbegrenzungsschaltung einen ersten symmetrischen Amplitudenbegrenzer, einen Verstärker und einen zweiten symmetrischen Amplitudenbegrenzer enthält, daß weiterhin die Referenzspannung der beiden Begrenzer jederzeit gleich der festen stabilisierten Referenzspannung ist, die dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers zugeführt wird.

32. Anordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator aus einer doppelten »Bootstrap«-Schaltung besteht, die in der Lage ist, lineare Spannungsvariationen zwischen zwei vorherbestimmten oberen und unteren Grenzen zu erzeugen, wobei der Anstieg dieser Variationen abwechselnd positiv bzw. negativ ist.

33. Anordnung nach den Ansprüchen 27 oder 28 und 32, dadurch gekennzeichnet, daß der Anstieg der Sägezahnspannung einen statistischen Wert besitzt, und zwar gesteuert durch einen Rauschgenerator mit weißem Rauschen, der die doppelte »Bootstrapx-Schaltung ansteuert.

34. Linearer transistorisierter Abtastgenerator nach dem »Bootstrap«-Prinzip zur Verwendung in einer Anordnung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß er aus einer ersten und einer zweiten »Bootstrap«-Schaltung besteht, deren Eingänge miteinander verbunden und an eine Steuerspannung angeschlossen sind, deren Ausgänge ebenfalls miteinander verbunden sind und die Ausgangsspannung abgeben, daß diese beiden »BootstrapÄ-Schaltungen ansonsten identisch sind, mit der Ausnahme der Polarität der Transistoren, Gleichrichter und Spannungsquellen, die einander entgegengesetzt sind, um mit jeder »Bootstrap«-Schaltung eine lineare Spannungsvariation in gegebener Richtung zu erzeugen, daß die linearen Teile jeder »Bootstrap«-Schaltung mit Hilfe einer bistabilen Stufe gesteuert werden, die mit ihrem Ausgang mit den beiden »Bootstrap«-Schaltungen verbunden ist zur Steuerung eines Transistors, der als Kurzschluß für den Ladekondensator dient, daß die beiden Eingänge der bistabilen Stufe von den Steuersignalen zweier Pegeldetektoren gesteuert werden, die in der ersten und in der zweiten »Bootstrapx-Schaltung enthalten sind, wenn die entsprechende lineare Spannungsvariation unterhalb eines für jede »Bootstrap«-Schaltung festgesetzten Pegels geht, daß der Ausgang der bistabilen Stufe über eine Impedanz mit dem Ausgang des linearen Abtastgenerators verbunden ist, wodurch die Ausgangsspannung des Abtastgenerators im wesentlichen aus dem linearen Teil der Spannungsvariation besteht, die sukzessive entsprechend der Stellung der bistabilen Stufe von den beiden »Bootstrapx-Schaltungen abgegeben wird.

35. Linearer transistorisierter Abtastgenerator nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet. daß bei jeder »Bootstrap«-Schaltung der Ausgang des Transistors des Pufferverstärkers mit der Ausgangsklemme des linearen Abtastgenerators durch einen ersten Gleichrichter und mit dem Eingang der Pegelbestimmungsschaltung durch eine zweite Diode verbunden ist, wobei die Gleichrichter der zweiten »Bootstrap-x-Schaltung gegenüber denen der ersten die entgegengesetzte Polarität besitzen, und daß in jeder »Bootstrap«-Schaltung die Pegelanzeigestufe ein Ausgangssignal abgibt, wenn dieses Potential erreicht wird, wodurch die bistabile Stufe in eine Stellung geschaltet wird, die ermöglicht, daß der Ladekondensator der »Bootstrap«-Schaltung kurzgeschlossen wird, deren Referenzpegel erreicht wurde.

36. Linearer transistorisierter Abtastgenerator mit einer »Bootstrap«-Schaltung, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transistor mit hohem möglichem Ausgangsstrom mit dem Ladekondensator verbunden ist, um einen relativ hohen Strom durch diesen Kondensator zu erzeugen, wenn ein Schalttransistor parallel zu der Serienschaltung dieses Kondensators mit einem Widerstand leitend wird, wobei das Steuerpotential zur Durchschaltung dieses Schalttransistors ebenfalls dazu benutzt wird, den Transistor mit hohem Strom durchzuschalten.

37. Anordnung zur Berechnung von statistischen Mittelwerten von Funktionen, z. B. Zeitvariablen, mit Mitteln zur Abtastung der Funktionen und Mitteln zur Berechnung der Mittelwerte des Produktes der Abtastwerte verschiedener Funktionen, z. B. von Auto- oder Kreuzkorrelationsfunktionen nach den Ansprüchen 1 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Abtastung von mindestens drei Funktionen vorgesehen sind, daß diese Abtastwerte einer Multiplizierschaltung zugeführt werden, deren Ausgangssignal das Produkt dieser Werte anzeigt, und daß weiterhin Mittel zur Berechnung des Mittelwertes der Ausgangssignale der Multiplizierschaltung vorgesehen sind, daß ein Impulsgenerator zur Ansteuerung eines zyklischen Zählers vorgesehen ist, daß das Abtasten der ersten Funktion einmal in jedem Zyklus und in einer bestimmten Stellung des zyklischen Zählers erfolgt, daß das Abtasten der restlichen Funktionen einmal in jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt und für eine vorherbestimmte Stellung des Zählers in einem Register gespeichert wird und daß die Abtastmittel einen Speicher enthalten zur Speicherung der Probenwerte der Funktionen während solcher Zeiträume, daß diese Proben zusammen einer Multipiizierschaltung zugeführt werden können.

38. Anordnung zur Berechnung von statistischen Mittelwerten von Funktionen, z. B. Zeitvariablen, mit Mitteln zur Abtastung der Funktionen und Mitteln zur Berechnung der Mittelwerte des Produktes der Abtastwerte verschiedener Funktionen, z. B. von Auto- oder Kreuzkorrelationsfunktionen nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zur Abtastung von mindestens drei Funktionen vorgesehen sind, daß diese Abtastwerte einer Multiplizierschaltung zugeführt werden, deren Ausgangspegel das Produkt dieser Werte anzeigt, und daß weiterhin Mittel zur Berechnung des Mittelwertes der Ausgangssignale der Multiplizierschaltung vorgesehen sind, daß ein Impulsgenerator zur Ansteuerung eines zyklischen Zählers vorgesehen ist, daß das Abiasten der ersten Funktion einmal in jedem Zyklus und in einer bestimmten Stellung des zyklischen Zählers erfolgt, daß ein Speicher mit einer der Anzahl der Stellungen des zyklischen Zählers entsprechenden Anzahl von Speicherplätzen vorgesehen ist, daß Lesemittel vorgesehen sind, um sequentiell die in den verschiedenen Speicherplätzen des Speichers gespeicherten Wörter zu lesen unter Ansteuerung durch den zyklischen Zähler, daß Statisierungsmittel vorgesehen sind, um kurzzeitig ein vom Speicher gelesenes Wort zu speichern, bevor es wieder, eventuell unter Abänderung, in den entsprechenden Speicherplatz des Speichers eingespeichert wird, daß das Abtasten der zweiten Funktion einmal für jede Stellung des zyklischen Zählers erfolgt, daß das Abtasten von mindestens einer dritten der Funktionen durch Abtastmittel einmal in jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolst und daß für eine vorherbestimmte

Stellung des Zählers dieser Wert in einem Register gespeichert wird und daß die Abtastmittel einen Probenspeicher enthalten, um die Abtastwerte der Funktionen für gewisse Zeit zu speichern, so daß diese Proben zusammen der Multiplikationsschaltung zugeführt werden können.

39. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß diese die Mittelwerte der abgetasteten Werte oder deren Funktionen berechnet, die von den zu analysierenden Funktionen zu verschiedenen, vorbestimmten Zeitintervallen bestimmt werden, d. h. von Auto- oder Kreuzkorrelationsfunktionen, daß ein Impulsgenerator vorgesehen ist, der einem zyklischen Zähler Impulse zuführt, daß das Abtasten einer ersten von k Funktionen zusammen mit der zugehörigen Referenzfunktion durch eine erste Vergleichsschaltung bei jedem Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt, daß für einen vorherbestimmten Zustand des Zählers die erste Vergleichsschaltung eine bistabile Stufe zur Speicherung des binären Vergleichsresultates enthält, das an ihrem Ausgang zur logischen Schaltung bis zur

nächsten Abtastung der ersten Funktion durch den nächsten Zyklus vorhanden ist, daß separate Mittel zur Berechnung des Mittelwertes der binären Ausgangswerte der logischen Schaltung vorgesehen sind, wobei jede einer der verschiedenen Stellungen des zyklischen Zählers entspricht, und daß das Abtasten der zweiten von k Funktionen mit der entsprechenden Referenzfunktion durch zweite Vergleichsmittel für jede Stellung des zyklischen Zählers erfolgt.

40. Anordnung nach Anspruch 39, dadurch gekennzeichnet, daß das Abtasten mindestens einer dritten der k Funktionen zusammen mit der entsprechenden Referenzfunktion durch mindestens dritte Vergleichsmittel für jeden Zyklus des zyklischen Zählers erfolgt, daß bei einer vorherbestimmten Stellung des Zählers dieser Wert in einem Register gespeichert wird, daß die dritten Vergleichsmittel eine bistabile Stufe enthalten, um das binäre Vergleichsresultat so lange zu speichern und dem Eingang der logischen Schaltung zuzuführen, bis der nächste Abtastvorgang der dritten Funktion beim nächsten Zyklus durchgeführt wird.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

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