DE2149988B2 - Kombinierschaltung zur verwendung in einem fernsehempfaenger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft Fernsehempfänger und ähnliche Sichtgeräte und insbesondere eine Schaltung zum Austasten des Elektronenstrahls der Bildröhre.

Sowohl bei Schwarz-Weiß- als auch bei Farbfernsehempfänger ist es üblich. Impulse in Schwarzrichtung der Kathodenstrahlröhre zuzuführen, um eine Störmodulation der Elektronenstrahlen während der Zeilenrücklauf- und Bildrücklaufintervalle zuzuführen. Diese Impulse in der Schwarzrichtung können einer der Röhrenelektroden zugeführt werden, werden jedoch gewöhnlich den Kathoden oder Gittern der Röhren zusätzlich zu dem Bildinhalt zugeführt, der diesen Elektroden während der Abtastintervalle zugeführt wird.

Ein erfindungsgemäßer Fernsehempfänger besitzt eine Kathodenstrahlröhre und einen Schwarz-Weiß-Signalkanal, dessen Ausgang mit der Röhre verbunden ist und eine Additionsschaltung umfaßt, welche den End-Verstärkerstufen im Kanal vorgeschaltet ist, in welcher Austastimpulse in der Schwarzrichtung zu dem Schwarz-Weiß-Signal während der Rücklaufintervalle addiert werden. Auf diese Weise ist die Zufuhr der Austastimpulse zu den Röhrenelektroden unnötig, da die Austastimpulse zu dem Leuchtdichtesignal in einer Schaltung mit niedrigem Signalpegel addiert werden kann.

Die Erfindung ist ferner auf die Schaffung einer Additionsschaltung gerichtet, die zur Verwendung in dem im vorangehenden Absatz gekennzeichneten Empfänger geeignet ist und einen ersten Transistor umfaßt, der zwischen einem Eingang und einem Ausgang geschaltet und mit einer Last versehen ist, an welcher die Ausgangsspannung entnommen wird und welche ein Element mit einem niedrigen differentiellen Widerstand aufweist, an welchen ein zweiter Transistor angeschaltet ist, welche Additionsschaltung ferner eine Einrichtung für die Aufnahme von Austastimpulsen besitzt, um den zweiten Transistor zwischen seinem leitenden und seinem nichtleitenden Zustand umzuschalten.

Das Element von niedrigem differentiellen Widerstand kann durch eine oder mehrere in Durchlaßrichtung vorgespannte Dioden gebildet werden und durch eine entsprechende Wahl der Kennwerte der Dioden und des ersten Transistors kann eine gewisse Temperaturkompensation erzielt werden.

Nachfolgend wird die Erfindung beispielsweise in Verbindung mit den Zeichnungen näher beschrieben, und zwar zeigt:

Fig. 1 eine Schaltung mit Wellenformen einer Additionsschaltung zur Verwendung in einem Fernsehempfänger,
Fig.2 die Kennlinie des Elements von niedrigem

ίο differentiellem Widerstand der Schaltung nach Fig. 1 und

Fig.3 eine Schaltung mit Wellenformen einer Abänderungsform zu F i g. 1.
F i g. 1 zeigt ein Schaltbild einer Additionsschaltung

zur Verwendung für eir;en Farbfernsehempfänger. Ein Eingang 1 ist mit der Basis eines npn-Transistors Tr X verbunden, der in einer Emittergrundschaltung geschaltet ist. Der Emitier des Transistors ist über einen Widerstand R_Em\t einer Spannungsquelle Vsverbunden und der Kollektor ist über einen Widerstand Ro und in Reihe geschaltete Dioden W, und IV₂ geerdet, d. h. normalerweise mit dem Chassis des Empfängers verbunden. Mit dem Kollektor des Transistors TrX ist ein Ausgang 2 verbunden.

Zwischen der Spannungsquelle V_s und dem Verbindungspunkt zwischen dem Kollektorwiderstand R₀ und der Diode W\ ist ein Widerstand R\ geschaltet. Mit diesem Verbindungspunkt ist ferner der Kollektor eines npn-Transistors Tr 2 verbunden, dessen Emitter geerdet ist und dessen Basis mit einer Klemme 3 verbunden ist.

Im Betrieb wird das schwarzpegelstabilisierte Leuchtdichtesignal Vi dem Anschluß 1 und von diesem der Basis des Transistors Tr 1 zugeführt. Die Gleichstrom- und Wechselstromverstärkungsfaktoren dieser Verstärkerstufe sind beide annähernd gleich R₀ZRt und das verstärkte Signal wird der Ausgangsklemme 2 zugeführt. Während der Bildinformationsperioden sind die Dioden IVi und W₂ in ihren Kennlinienbereich konstanter Spannung durch die Summe des Kollektorstroms des Transistors Tr 1 und des von der Quelle Vs über den Widerstand R\ fließenden Gleichstroms vorgespannt. Daher ist der differentielle Widerstand der Dioden W, und IV₂ bei Veränderungen im Transistor-Kollektorstrom sehr niedrig. Fig. 2 zeigt die statische Strom-Spannungs-Kennlinie einer geeigneten Diode, deren Arbeitspunkt am Punkt V_x, I_x liegt.

Während der Austastintervalle zwischen den Zeilen- und Halbbildabtastungen werden Austastimpulse V₁ dem mit der Basis des Transistors Tr 2 verbundenen Anschluß 3 zugeführt. Dieser Transistor wird durch die erwähnten Impulse von einem hochohmigen Zustand während der Bildinformation in einen niederohmigeri Zustand während der Austastintervalle umgeschaltet Der Punkt 4 in Fig. 1, nämlich der Verbindungspunkl der Diode Wi und des Widerstandes Rq wird daher zwischen zwei Potentialen mit Bezug auf die Erde umgeschaltet, wie durch die Wellenform V4 angegeben Während der Rücklaufintervalle ist das Potential de< Punktes 4 im wesentlichen gleich der Kollektor-Emit ter-Spannung des Transistors Tr 2 unter Sättigungsbedingungen, jedoch ist das Potential während dei Zeilenabtastung im wesentlichen gleich den Potentialer für die Durchlaßspannungen der Dioden VV₁ und W₂ ist Die Differenz zwischen diesen beiden Potentialen is^

(^ Vw-

Hieraus ergibt sich, daß der Transistor Tr 1 wie eir Stromerzeuger arbeitet, der durch die Eingangswellen form Vl gesteuert wird. Der Strom über der

Kollektorwiderstand Ra und damit das Potential an diesem sind von dem Potential am Punkt 4 im wesentlichen unabhängig. Die Wellenform am Kollektor des Transistors TrX ist daher die algebraische Summe aus der Kollektor-Leuchtdichte-Wellenform und der am Punkt 4 durch den Transistor Tr 2 in Verbindung mit den Dioden W\ und VV₂ erzeugten Wellenform. Diese Wellenform ist in Fig. 1 als Wellenform Vi dargestellt

Es ist zweckmäßig, die Amplitude des Austastimpulses in Form der Amplitudendifferenz zwischen Schwarz- und Weißpegel am Punkt der algebraischen Addition der beiden Wellenformen zu definieren und um eine angemessen Austastung sicherzustellen und gleichzeitig Schwierigkeiten infolge einer übermäßigen Amplitude des ausgetasteten Leuchtdichtesignals zu vermeiden, ist es zufriedenstellend, die Austastspitzenamplitude gleich 50% der Amplitudendifferenz zwischen Schwarz- und Weißpegel zu machen.

Wenn die Schaltung als niederpegelige Verstärker- und Umkehrstufe betrieben wird, kann der Verstärkungsfaktor der Stufe zweckmäßig nahe Eins liegen (d. h. Ro si Re). Die Ausgangsspannung wird dann durch weitere Verstärkerschaltungen verarbeitet und der Kathodenstrahlröhre zugeführt.

Die Schaltung nach F i g. 1 kann so gestaltet werden, daß eine Temperaturkompensation erhalten wird. Der Transistor TrI kann ein siliciumgesteuerter Bipolartransistor sein, während die Diode IVi und W₃ Siliciumdioden sein können. Geeignete Transitoren und Dioden haben vergleichbare Änderungen hinsichtlich ihrer Basis-Emitter-Gleichspannungsdifferenz während des linearen Betriebs des Transistors bei Veränderungen der Potentialdifferenz an den Dioden bei der gleichen Temperaturänderung.

Die Nettoänderung in dem Kollektorpotential V₍-des Transistors TrI infolge einer Temperaturänderung ist:

I V, = T₇ ■ ^- ■

T '

(D

15 Kathodenstrahlröhre modulieren, so gering wie möglich zu halten. Es wird daher die Verwendung der abgeänderten Schaltung nach Fi g. 3 bevorzugt, die auf der Schaltung nach F i g. 1 mit der Ausnahme beruht, daß der Emitterwiderstand in Form von zwei Widerständen Re\ und Re2 dargestellt ist, deren Verbindungspunkt über einen Kondensator Ce geerdet ist, während der Kollektorwiderstand in Form von zwei Widerständen Ro\ und Rai dargestellt ist, wobei zum Widerstand R02 ein Kondensator C₀ parallelgeschaltet ist. Diese Schaltung ermöglicht eine verbesserte Temperaturkompensation zusammen mit einer Steuerung der Amplitude des Klemmimpulses und des Wechselstromverstärkungsfaktors der Stufe.

In der Praxis wird nur einer der beiden Kondensato ren Ce und Co vorgesehen. In allen Fällen müssen die Werte dieser Kondensatoren ausreichend groß sein, damit ihre Blendenwiderstände Xc& AOidie Beziehung:

und Rf

R₁

30

35 bei der niedrigsten Frequenz befriedigen, bei welcher die Schaltung betrieben werden soll, welche im Falle der Helligkeitsinformation gleich 50 Hz ist.

Wenn beide Kondensatoren Ce und Co weggelassen werden, ist die Schaltung grundsätzlich die gleiche wie die in Fig. 1 dargestellte und besteht zwischen dem Wechselstrom-Verstärkungsfaktor /^cund dem Gleichstrom-Verstärkungsfaktor Adcdie Beziehung:

Aa₁ si A,ic — Ro/Re-

Wenn der Kondensator Co verwendet, jedoch der Kondensator Oweggelassen wird, erhält man:

T₇ = T.:mperaturiinderung des Transistors und TrI , '

ι v_BE

= Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter-Potentialdifferenz des Transistors TrI ,

/ta,-

M)2

Wenn der Kondensator C₀ weggelassen und nur der so Kondensator Ce verwendet wird, erhält man

T_H. = Temperaturänderung der Dioden .

— ■ = Temperaturkoeffizient dei Diodendurch- _uncj schlagsspannungsdifferenz am Arbeitspunkt V_w.

R₁,

Rn

Durch eine geeignete Wahl: der Komponentenwerte kann die Änderung Δ Vr so gering wie möglich gehalten werden.

Normalerweise wird die Ausgangsspannung der Schaltung nach Fig.) durch Verstärkerschaltungen geleitet, die einen Gleichspannungs-Verstärkungsfaktor zwischen dem Fünfzigfachen und dem Hundertfachen vor dem Erreichen der Kathodenstrahlröhre ergeben, so daß die Temperaturstabilitiit der Schaltung hoch sein muß, um die Wirkungen von Temperaturveränderungen auf die Signale, welche die Elektronenstrahlen der Die Amplitude des Austastimpulses, der zur Helligkeitsinformation addiert werden soll, kann dadurch eingestellt werden, daß die Zahl /1 der Dioden Wi ... W_n zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Tr 2 verändert wird.

Die Gleichung (1) kann nun für die Schaltung nach F i g. 3 wie folgt umgeschrieben werden:

W-T-

- η T_n-

I K₁₁. \ T

Wenn einer der Kondensatoren Cc und Q verwendet wird, sind die Wechselstrom- und Gleichstrom-Verstärkungsfaktoren gesondert veränderlich und kann die Schaltung so gestaltet werden, daß gleichzeitig der Wechselstromverstärkungsfaktor erhalten wird, der durch das Leuchtdichtesignal, die optimale Amplitude des Austastimpulses sowie durch die geringstmögliche thermische Gleichstrombewegung des Leuchtdichteausgangssignals erforderlich ist.

Die vorangehend beschriebenen Schaltungen können sowohl für Schwarz-Weiß- als auch für Farbfernsehempfänger verwendet werden.

Die npn- und pnp-Transitoren können in der Schaltung ausgewechselt werden oder es könnei andere aktive Vorrichtungen mit entsprechendei Änderungen hinsichtlich Vorspannung, Signal, Impul und Stromversorgung vorgesehen werden. Anstelli einer Anzahl von siliciumgesteuerten Dioden, die eini Temperaturkompensation ergeben, kann ebenso gu eine einfache Zenerdiode mit der für diese geeignetei Spannung verwendet werden, welche nicht unbeding die Temperaturkompensation ergibt. Eine weiten

ίο Alternative besteht in der Verwendung einer Transi storspannungsquelle von niedriger Impedanz, durch dl· ebenfalls nicht unbedingt die richtige Temperaturkom pensation erhalten wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Kombinierschaltung zur Verwendung in einem Fernsehempfänger, gekennzeichnet durch einen ersten Transistor (TrV), der zwischen einem Eingang (1) und einem Ausgang (2) geschaltet ist und mit einer LaSt(Ao, Wi, W2) versehen ist, an welcher die Ausgangsspannung entnommen wird, welche Last ein Element (WX, W2) aufweist, das einen niedrigen differentiellen Widerstand hat, zu welchem ein zweiter Transistor (Tr 2) parallel geschaltet ist, und Mittel (3) zur Aufnahme von Austastimpulsen zur Umschaltung des zweiten Transistors (Tr 2) zwischen seinem leitenden und seinem nichtleitenden Zustand.

2. Kombinierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Element von niedrigem differentiellem Widerstand durch eine oder mehrere Dioden (WX, W2) gebildet wird.