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Die
Erfindung betrifft einen optischen Sensor.
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Derartige
optische Sensoren dienen zur Bestimmung von Distanzen von Objekten
in einem Überwachungsbereich.
Die Distanzbestimmung erfolgt dabei nach der Phasendifferenzmethode.
Der optische Sensor weist hierzu einen Sendelichtstrahlen emittierenden
Sender und einen Empfangslichtstrahlen empfangenden Empfänger auf.
Zur Durchführung
der Phasenmessung wird den Sendelichtstrahlen eine Amplitudenmodulation
mit einer vorgegebenen Frequenz aufgeprägt. Die von einem Objekt reflektierten
Empfangslichtstrahlen weisen eine entsprechende Amplitudenmodulation
auf, jedoch ist diese entsprechend der Lichtlaufzeit von dem optischen
Sensor zum Objekt und zurück
zum optischen Sensor phasenversetzt zur Amplitudenmodulation der
Sendelichtstrahlen. In einer Auswerteeinheit wird die Phasendifferenz
der Sendelichtstrahlen und der Empfangslichtstrahlen bestimmt. Aus
dieser Phasendifferenz wird dann die Distanz des Objektes zum optischen
Sensor berechnet.
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Aus
der
DE 198 11 550
C2 ist ein derartiger nach der Phasendifferenzmethode arbeitender
optischer Sensor bekannt. Dieser optische Sensor weist eine aus
digitalen Schaltungskomponenten bestehende Schaltungsanordnung zur
Erzeugung von Frequenzsignalen auf, die zur Durchführung der
Phasenmessung benötigt
werden.
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Die
mit dem Sender und Empfänger
durchgeführten
Distanzmessungen werden jeweils auf eine Referenzmessung bezogen,
wobei hierzu die Sendelichtstrahlen über eine optische Referenzstrecke
zum Empfänger
geführt
sind. Die optische Referenzstrecke weist einen optischen Umschalter
auf, mittels dessen in einem vorgegebenen Takt die Sendelichtstrahlen
zur Durchführung
von Referenzmessungen dem Empfänger
zugeführt
werden.
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Nachteilig
hierbei ist der hohe konstruktive Aufwand des optischen Sensors
zur Durchführung der
Distanzmessung. Insbesondere erfordert die fortlaufend für jede Distanzmessung
durchzuführende optische
Referenzmessung einen unerwünscht
hohen Aufwand.
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Aus
der
CH 333 562 ist ein
Verfahren und eine Anordnung zur Entfernungsmessung bekannt. Zur
Durchführung
der Entfernungsmessung wird dem von einer Lichtquelle emittierten
Licht eine Modulationsschwingung aufgeprägt. Die Modulationsschwingung
des von einem Objekt reflektierten Lichts wird mit einer Vergleichsschwingung
verglichen, woraus ein Maß für die Objektdistanz
abgeleitet wird. Dabei werden die beiden zu vergleichenden Schwingungen
durch Mischung mit einer Hilfsschwingung in ihrer Frequenz transponiert.
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Aus
der
DE 40 02 356 C1 ist
ein nach einem Lichtlaufzeitverfahren arbeitendes Abstandsmessgerät bekannt.
Das Abstandsmessgerät
weist einen photoelektrischen Lichtsender und einen photoelektrischen
Lichtempfänger
auf die Licht abwechselnd über
eine Messtrecke und eine Referenzstrecke zu einem einzigen Photoempfänger lenken.
Durch Messung der Laufzeitdifferenzen über die Messstrecke einerseits
und die Referenzstrecke andererseits wird der Abstand von einem
Ziel ermittelt. Der Lichtsender enthält zwei elektronisch komplementär schaltbare Laserdioden,
von denen die eine die Lichtwellenzüge auf die Messstrecke, die
andere die Lichtwellenzüge auf
die Referenzstrecke schickt. Beide Lichtwellenzüge werden vom gleichen Photoempfänger abwechselnd
empfangen, der an eine Auswerteelektronik angeschlossen ist.
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Die
DE 196 43 287 A1 betrifft
ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Kalibrierung von Entfernungsmessgeräten. Ein
Sender emittiert eine hochfrequent modulierte optische Strahlung,
die von einem Messobjekt reflektiert und von einem Messempfänger empfangen
wird. Ein Teil der Senderstrahlung wird stets als Referenzstrahlung
ausgekoppelt und über
einen Kalibrierweg auf einen Referenzempfänger geführt, dessen elektrische Signale
einem Frequenzmischer zugeleitet werden. Der Frequenzmischer und
die als Messempfänger
der Messstrahlung dienende Avalanche-Fotodiode sind über eine
mit einer Mischerfrequenz beaufschlagten Verbindung direkt miteinander
verbunden. Dadurch wird eine optoelektronische Kalibrierung ermöglicht,
die die temperaturabhängigen
Phasenverschiebungen der Avalanche-Fotodiode vollständig kompensiert.
Da sich zudem auch die durch die Temperaturdriften des Senders erzeugten
Phasenverschiebungen im Referenz- und Empfangssignal gegenseitig
kompensieren, ergibt sich insgesamt eine erhöhte Entfernungsmessgenauigkeit
insbesondere für
kurze Messzeiten und unmittelbar nach Einschalten des Geräts. Weiterhin ergeben
sich im Vergleich zu einer sukzessiven mechanischen Kalibrierung
halbierte Messzeiten und zudem Gewichts-, Kosten- und Zuverlässigkeitsvorteile
durch den Wegfall einer mechanischen Umschaltvorrichtung.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde einen optischen Sensor der
eingangs genannten Art derart weiterzubilden, dass mit diesem bei
möglichst geringem
konstruktiven Aufwand eine genaue Distanzbestimmung ermöglicht wird.
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Zur
Lösung
dieser Aufgabe sind die Merkmale des Anspruchs 1 vorgesehen. Vorteilhafte
Ausführungsformen
und zweckmäßige Weiterbildungen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
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Der
erfindungsgemäße optische
Sensor dient zur Bestimmung von Distanzen von Objekten in einem Überwachungsbereich.
Der Sensor umfasst einen Sendelichtstrahlen emittierenden Sender,
einen Empfänger
zum Empfang der als Empfangslichtstrahlen von einem Objekt zurückreflektierten
Sendelichtstrahlen und einer Modulationseinheit. Die Modulationseinheit
umfasst einen ersten Frequenzgenerator zur Generierung einer Modulationsfrequenz,
mit welcher die Sendelichtstrahlen amplitudenmoduliert sind, einen
zweiten Frequenzgenerator zur Generierung eines Taktsignals mit
einer Modulationsfrequenz, welche um eine Zwischenfrequenz bezüglich der
Modulationsfrequenz verschoben ist, wobei durch Mischen des Taktsignals
mit den im Empfänger durch
die auftreffenden Empfangslichtstrahlen erzeugten Empfangssignalen
ein die Phasenverschiebungen der Sendelichtstrahlen und der Empfangslichtstrahlen
enthaltendes Messsignal mit der Zwischenfrequenz generiert wird,
welches in einer Auswerteeinheit zur Bestimmung der Objektdistanzen ausgewertet
wird. Weiterhin ist eine elektrische Referenzstrecke zur Generierung
eines Referenzphasenbezugs für
die in der Auswerteeinheit registrierten Phasenverschiebungen vorgesehen,
umfassend einen Mischer, welchem ein im ersten Frequenzgenerator
erzeugtes Frequenzsignal mit der Frequenz und das im zweiten Frequenzgenerator
generierte Taktsignal zur Generierung eines Referenzsignals zugeführt werden.
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Ein
wesentlicher Vorteil des erfindungsgemäßen optischen Sensors besteht
darin, dass durch die elektrische Referenzierung der Phasenmessung optische
Bauelemente zur Ausbildung einer optischen Referenzstrecke und damit
notwendige Mittel zur elektrooptischen Wandlung von Signalen zur Durchführung einer
Referenzmessung entfallen.
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Die
so ausgebildete elektrische Referenzstrecke weist dabei einen äußerst einfachen
und kostengünstigen
Aufbau auf. Mit der erfindungsgemäßen elektrischen Referenzierung
wird somit eine erhebliche Bauteilreduzierung und damit eine entsprechende
Kostenreduzierung bei der Herstellung des optischen Sensors erzielt.
Da das Referenzsignal aus denselben Frequenzen f1 und
f2 generiert wird, welche auch zur Generierung
des Messsignals verwendet werden, werden zudem Fehler aufgrund eines
Driftens bei der Erzeugung der Frequenzen f1 und
f2 eliminiert.
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Die
Erfindung wird im Nachstehenden anhand der Zeichnungen erläutert. Es
zeigen:
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1:
Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
des erfindungsgemäßen optischen
Sensors.
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2:
Zeitlicher Verlauf des im optischen Sensor gemäß 1 generierten
Messsignals und Referenzsignals.
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3:
Schematische Darstellung der Ermittlung der Phasenverschiebung des
Messsignals gemäß 2.
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1 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
eines nach dem Phasenmessprinzip arbeitenden optischen Sensors 1 zur
Bestimmung von Distanzen von Objekten 2 innerhalb eines Überwachungsbereichs.
Der optische Sensor 1 weist einen Sendelichtstrahlen 3 emittierenden
Sender 4 sowie einen Empfangslichtstrahlen 5 empfangenden
Empfänger 6 auf.
Der Sender 4 besteht aus einer Laserdiode, die an einer Spannung
Ud liegt und mit einem Strom Id gespeist wird.
Der Empfänger 6 besteht
im vorliegenden Fall aus einer Avalanche-Fotodiode, die an einem
Widerstand 7 angeschlossen ist und mit einer Spannung Ur versorgt wird.
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Zur
Durchführung
der Phasenmessung wird den Sendelichtstrahlen 3 eine Amplitudenmodulation mit
einer Frequenz f1 aufgeprägt. Die
von einem Objekt 2 zurückreflektierten
Empfangslichtstrahlen 5 weisen eine Amplitudenmodulation
mit derselben Frequenz f1 auf. Entsprechend
der Objektdistanz des jeweiligen Objekts 2 weisen die am
Empfänger 6 auftreffenden
Empfangslichtstrahlen 5 eine Phasenverschiebung φ bezüglich den
vom Sender 4 emittierten Sende lichtstrahlen 3 auf.
Aus dieser Phasenverschiebung φ wird
die Objektdistanz berechnet und als Ausgabegröße vom optischen Sensor 1 ausgegeben.
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Wie
aus 1 ersichtlich, weist der optische Sensor 1 einen
an einen Oszillator 8 angeschlossenen ersten Frequenzgenerator 9 auf,
der die Modulationseinheit zur Modulation der Sendelichtstrahlen 3 bildet.
Weiterhin ist an den Oszillator 8 ein zweiter Frequenzgenerator 10 angeschlossen.
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Der
erste und zweite Frequenzgenerator 9, 10 bestehen
aus digitalen Bauelementen und weisen einen im Wesentlichen entsprechenden
Aufbau auf. Insbesondere sind in den Frequenzgeneratoren 9, 10 Teiler
integriert, mittels derer durch Teilung der in dem Oszillator 8 generierten
Grundfrequenz f0 definierte und einen eindeutigen
Bezug zu dieser Grundfrequenz f0 aufweisende
Frequenzsignale generiert werden.
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Durch
Teilung der Grundfrequenz f0 des Oszillators 8 wird
im ersten Frequenzgenerator 9 ein Frequenzsignal mit der
Frequenz f1 generiert. Dieses Frequenzsignal
wird zur Modulation der Sendelichtstrahlen 3 über einen
Kondensator 11 in den Sender 4 eingespeist.
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Der
zweite Frequenzgenerator 10 ist über eine Steuerleitung S1 mit
dem ersten Frequenzgenerator 9 verbunden. Über diese
Steuerleitung S1 wird ein im ersten Frequenzgenerator 9 generiertes
Frequenzsignal mit der Frequenz fv in den
zweiten Frequenzgenerator 10 eingelesen. Die Frequenz fv gibt einen Takt vor, mittels dessen das
Frequenzsignal f1 weitergeschaltet, wodurch
das Taktsignal mit der Frequenz f2 generiert
wird. Dabei nimmt die Frequenz f2 den Wert
f2 = f1 + Δf an, das
heißt
die Frequenz f2 ist bezüglich der Frequenz f1 von einer Zwischenfrequenz Δf verschoben.
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Das
im zweiten Frequenzgenerator 10 generierte Taktsignal mit
der Frequenz f2 wird über einen weiteren Kondensator 12 in
den Empfänger 6 eingekoppelt.
In den als Avalanche-Fotodiode ausgebildeten Empfänger 6 erfolgt
somit eine Mischung der durch die Empfangslichtstrahlen 5 generierten
Empfangssignale, die mit der Frequenz f1 moduliert
sind, und des Taktsignals mit der Frequenz f2.
Durch diese Signalmischung und eine anschließende Filterung in einem dem
Empfänger 6 nachgeordneten
Tiefpassfilter 13 wird ein niederfrequentes Messsignal
M mit der Zwischenfrequenz Δf
generiert, welches die Phasenverschiebung φ der Sendelichtstrahlen 3 und
der Empfangslichtstrahlen 5 und damit die Information über die
Objektdistanz enthält.
Zur Auswertung des Messsignals M wird dieses über eine nicht dargestellte
Verstärkerstufe
in eine Auswerteeinheit eingelesen. Die Auswerteeinheit besteht
im vorliegenden Fall aus einem Analog-Digital-Wandler 14 und
einer nachgeordneten Rechnereinheit 15, welche von einem
Microcontroller oder dergleichen gebildet ist.
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In
einer alternativen Ausführungsform
kann der Empfänger 6 von
einer PIN-Diode
gebildet sein. In diesem Fall erfolgt die Mischung der Empfangssignale
und des Taktsignals in einem nicht dargestellten, separaten Mischer,
der dem Empfänger 6 nachgeordnet
ist.
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Im
vorliegenden Fall wird zur Generierung des Messsignals M eine Frequenz
f1 zur Modulation der Sendelichtstrahlen 3 sowie
ein zugeordnetes Taktsignal mit der Frequenz f2 verwendet.
Zur Erhöhung
des Eindeutigkeitsbereichs der Phasenmessung und damit des Distanzmessbereichs
des optischen Sensors 1 können die Sendelichtstrahlen 3 auch
mit mehreren verschiedenen Modulationsfrequenzen moduliert werden,
wobei dann jeder Modulationsfrequenz ein separates Taktsignal zugeordnet ist.
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Zur
Referenzierung des Messsignals M weist der optische Sensor 1 eine
elektrische Referenzstrecke auf. Die elektrische Referenzstrecke
weist einen Mischer 16 auf, auf welchen das im ersten Frequenzgenerator 9 generierte
Frequenzsignal mit der Frequenz f1 sowie
das Taktsignal mit der Frequenz f2 geführt sind.
Durch Mischen dieser beiden Signale im Mischer 16 und eine
an schließende
Filterung in einem dem Mischer 16 nachgeordneten Tiefpassfilter 17,
welches ebenfalls Bestandteil der elektrischen Referenzstrecke ist,
wird ein Referenzsignal R mit der Zwischenfrequenz Δf generiert.
Dieses Referenzsignal R wird zur Referenzierung des Messsignals
M in den Analog-Digital-Wandler 14 eingelesen.
Dem Tiefpassfilter 17 kann prinzipiell eine nicht dargestellte
Verstärkerstufe
zur Verstärkung
des Referenzsignals R nachgeordnet sein.
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In
dem Analog-Digital-Wandler 14 erfolgt eine Abtastung und
digitale Quantisierung des Messsignals M und des Referenzsignals
R. Dabei ist der Analog-Digital-Wandler 14 über eine
weitere Steuerleitung S2 an den zweiten Frequenzgenerator 10 angeschlossen.
Ein im zweiten Frequenzgenerator 10 generiertes Frequenzsignal
mit der Frequenz fA wird über diese
Steuerleitung S2 in den Analog-Digital-Wandler 14 eingelesen.
Die Frequenz fA, die wiederum von der Grundfrequenz
f0 des Oszillators 8 abgeleitet
ist, gibt die Abtastfrequenz bei der Abtastung des Messsignals M
und des Referenzsignals R vor.
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Da
somit sämtliche
Frequenzen f1, f2,
fv und fA von derselben
Grundfrequenz f0 des Oszillators 8 abgeleitet
sind, wird ein definierter Bezug des Messsignals M zum Referenzsignal
R erhalten, so dass ein eindeutiger Bezugspunkt bei der Referenzierung des
Messsignals M auf das Referenzsignal R gegeben ist.
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Im
vorliegenden Fall sind die Frequenzen fv und
fA identisch gewählt. Prinzipiell kann die Frequenz
fA ein ganzzahliges Vielfaches der Frequenz
fA sein.
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2 zeigt
den zeitlichen Verlauf des Messsignals M und des Referenzsignals
R. Das Messsignal M sowie das Referenzsignal R, welches durch die Mischung
von Signalen mit den Frequenzen f1 und f2 und nachfolgende Tiefpassfilterung generiert
wurden, weisen jeweils einen sinusförmigen Verlauf auf. Wie in 2 dargestellt,
weist das Messsignal M die Phasenverschiebung φ auf, welche ein Maß für die jeweilige
Objektdistanz bildet. Als Bezugspunkt für die Phasenverschiebung φ des Messsignals
M dient das Referenzsignal R.
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In
dem Analog-Digital-Wandler 14 wird durch Mehrfachabtastung
des Amplitudenverlaufs des sinusförmigen Messsignals M die Phasenverschiebung φ des Messsignals
M ermittelt, wonach aus der Phasenverschiebung φ in der Rechnereinheit 15 der jeweilige
Distanzwert errechnet und über
einen nicht dargestellten Ausgang des optischen Sensors 1 als Ausgabegröße ausgegeben
wird.
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3 zeigt
schematisch die Abtastung einer Periode des sinusförmigen Messsignals
M mit einer Abtastgruppe mit vier Abtastwerten. Generell wird die Anzahl
der Abtastwerte innerhalb einer Periode des Messsignals M durch
die Abtastfrequenz fA bestimmt. Das rechte
Diagramm zeigt den zeitlichen Verlauf des sinusförmigen Messsignals M mit der
Phasenverschiebung φ.
Die Amplitude des Messsignals M ist dabei mit U bezeichnet. Das
linke Diagramm stellt das entsprechende Zeigerdiagramm für das Messsignal
M in der komplexen Ebene dar, wobei Im den Imaginärteil und
Re den Realteil der entsprechenden komplexen Funktion für das Messsignal
M bildet. Dass das sinusförmige
Messsignal M um die Phasenverschiebung φ bezüglich des Nullpunkts als Bezugspunkt
verschoben ist, ergibt sich durch dieselbe Phasenverschiebung φ in der
komplexen Funktion Z im Zeigerdiagramm gemäß der Beziehung Z
= |Z|e–jφ wobei
j = √-1.
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Dementsprechend
ergibt sich die Phasenverschiebung φ gemäß der Beziehung
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Um
aus dem sinusförmigen
Verlauf des Messsignals M die Phasenverschiebung φ zu erhalten,
wird diese Beziehung ausgenutzt und dementsprechend werden vier
um jeweils 90° versetzte
Abtastwerte definiert, mit welchen die Phasenverschiebung φ ermittelt
werden kann. Wie in 3 (rechtes Diagramm) dargestellt
sind die vier Abtastwerte durch die Amplitudenwerte U(0), U(1),
U(2), U(3) definiert, wobei diese Amplitudenwerte jeweils um 90° zueinander
versetzt innerhalb einer Periode des Messsignals M liegen.
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Wie
aus dem Vergleich mit dem Zeigerdiagramm in 3 folgt,
stellt die Differenz D1 = ½(U(1) – U(3))
den Realteil und die Differenz D2 = ½(U(0) – U(2))
den Imaginärteil
der komplexen Funktion des Zeigerdiagramms dar.
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Dementsprechend
errechnet sich die Phasendifferenz φ aus den Abtastwerten U(0),
U(1), U(2), U(3) gemäß der Beziehung φ =
arc tan [(U(0) – U(2))/(U(1) – U(3))]
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Prinzipiell
könnte
die Phasenverschiebung φ auch
nur mit zwei um 90° versetzten
Abtastwerten innerhalb einer Periode des Messsignals M berechnet werden.
Durch die Abtastung mit vier Abtastwerten ist jedoch gewährleistet,
dass DC-Pegelschwankungen des sinusförmigen Messsignals M nicht
zu Fehlern in der Bestimmung der Phasendifferenz führen.
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Durch
die gewählte
Symmetrie der vier über die
Periode des Messsignals M jeweils um 90° versetzten vier Abtastwerte
wird zudem erreicht, dass die Phasenverschiebung φ exakt auch
dann bestimmt wird, wenn dem idealen sinusförmigen Messsignal M als Grundwelle
harmonische Oberschwingungen geradzahliger Ordnung überlagert
sind.
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Damit
wird durch die Abtastung gemäß 3 erreicht,
dass DC-Pegelschwankungen
und Verzerrungen des Messsignals M gegenüber dem ide alen sinusförmigen Verlauf
durch Überlagerungen mit
Oberschwingungen geradzahliger Ordnung nicht zu einem systematischen
Messfehler bei der Bestimmung der Phasenverschiebung φ führen.
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Um
auch Effekte von Oberwellen ungeradzahliger Ordnungen systematisch
zu eliminieren, kann das Messsignal M nicht nur wie in 3 dargestellt
mit einer Abtastgruppe, sondern mit mehreren Abtastgruppen abgetastet
werden. In diesem Fall ist die Abtastfrequenz fA erhöht und beträgt ein ganzzahliges
Vielfaches der Frequenz fv.
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- 1
- Optischer
Sensor
- 2
- Objekt
- 3
- Sendelichtstrahlen
- 4
- Sender
- 5
- Empfangslichtstrahlen
- 6
- Empfänger
- 7
- Widerstand
- 8
- Oszillator
- 9
- Frequenzgenerator
- 10
- Frequenzgenerator
- 11
- Kondensator
- 12
- Kondensator
- 13
- Tiefpassfilter
- 14
- Analog-Digital-Wandler
- 15
- Rechnereinheit
- 16
- Mischer
- 17
- Tiefpassfilter
- S1
- Steuerleitung
- S2
- Steuerleitung