DE10233604A1

DE10233604A1 - Parametrische Verstärkungstechnik als Verfahren zur hochempfindlichen Phasenmessung in Vorrichtungen und Geräten als universelle Sensor- und Brückenverstärker

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Publication number: DE10233604A1
Application number: DE2002133604
Authority: DE
Inventors: Alfred Brühn; Xenia Brühn
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2002-07-24
Filing date: 2002-07-24
Publication date: 2004-02-19

Abstract

Elektronische Sensor- oder Brückenverstärker werden an Netzwerken (Zwei- oder Vierpole - dazu gehören z. B. auch Messbrücken) betrieben, die aus einer Zusammenschaltung von parameterabhängigen kapazitiven, induktiven, resistiven und anderen Sensor- bzw. Bauelementen bestehen. Das Übertragungsverhalten eines solchen Netzwerkes ist in Abhängigkeit von der zu erfassenden physikalischen Größe veränderlich. Die meist amplitudenmäßig erfolgende Auswertung erfolgt dabei i. a. mit sehr spezialisiert angepassten elektronischen Verstärkerschaltungen. DOLLAR A Zur Erfassung von Sensorwerten werden Phasengangsveränderungen eines Signals relativ hoher Frequenz in solchermaßen aufgebauten Netzwerken herangezogen, die durch parametrische Verstärkungstechnik in die sehr viel größeren Phasenzeiten von Überlagerungssignalen transformiert und dort ausgewertet werden. DOLLAR A Hochsensitive Verstärkungsmethoden für sensorische Messanwendungen - mit einfacher, hochauflösender, leicht digitalisierbarer Aufbereitung der Messwerte und einfacher Anpassung an digitale Signalprozessoren und Mikrokontrollerbedingungen - durch hochgenaue Phasenmessungen in stabil arbeitenden, universell einsetzbaren Anordnungen zur Erfassung physikalischer Größen sind möglich.

Description

Der Einsatz von Sensoren ist unverzichtbarer Bestandteil der heutigen technischen Entwicklung. Elektronische Sensoren sind dabei meistens Konstruktionen, bei denen ein nicht direkt zu erfassender physikalischer Parameter, wie z.B. die Temperatur oder der Luftdruck, einen anderen, gut meßbaren Parameter in bekannter Weise beeinflußt.
Elektronisch relativ leicht erfassbare Parameter sind Ströme und Spannungen, aber auch die Werte von Kapazitäten, Induktivitäten und vor allem von Widerständen. Entsprechend häufig sind daher Sensoren Widerstandskonstruktionen, oder stellen induktive, kapazitive, oder auch andere Konstrukte (z.B. mechanische Konstruktionen) oder Kombinationen davon dar, deren Wert (welcher immer das ist) sich in bekannter Weise in Anhängigkeit von der jeweils zu messenden Größe verändert und somit die Messung dieser Größen indirekt erlaubt.
So gibt es von der Temperatur, von der Stärke eines Magnetfeldes, von der Dehnung oder einem anderen physikalischen Parameter abhängige Widerstände. So findet man von einer Füllhöhe, von der Feuchtigkeit, vom Abstand und anderen Parametern abhängige Kapazitäten und Induktivitäten (oder Widerstände).
Wenn in einem (meist linearen) Netzwerk solche Komponenten enthalten sind, dann kann der primäre Parameter über die Eigenschaften des Netzwerkes bestimmt werden, wenn diese einer Messung zugänglich sind.
Die mittels Elektronik übliche Auswertung solcher Konstruktparameter ist vielfältig, aber oft auch durch wiederum indirekte Verarbeitung gekennzeichnet; so werden Spannungen oder Ströme direkt gemessen, aber auch I/U- oder U/I-Wandlung zur Messung der Widerstände, Induktivitäten oder Kapazitäten, (ohne oder mit Brückenschaltungen, oft mit recht aufwendigem Abgleich) und/oder andere Methoden eingesetzt. Prinzipiell ist es auch möglich, dies über allgemeine Eigenschaften eines Netzwerkes, in dem eine solche Sensorkomponente eingebaut worden ist, zu erfassen und auszuwerten; auch Phasenmessungen gehören dazu.
Die auf dem bisherigen Stand der Technik erzielbare Auflösung einer Phasenmessung, meist als Zeitmessung realisiert, erreichte aber nur in einigen Fällen eine für Sensoranwendungen ausreichende Genauigkeit. Zudem gilt eine Phasenmessung (mit Auswertung) als ein recht umständliches Verfahren.
Im Zusammenhang mit der Auswertung von Phasenbeziehungen an elektronischen Sensorbrücken wurden genau arbeitende, allgemeiner einsetzbare, elektronische Verstärkertechniken gesucht und entwickelt.

Die Erfindung realisiert ein hochsensitives Verfahren zur Messung der Phasenlage eines periodischen Signals gegenüber der Phasenlage eines gegebenen Referenzsignals. Die zu diesem Zweck gefundene Technik zur Verstärkung von sehr kleinen Phasendifferenzen zwischen zwei höherfrequenten Signalen unter Einsatz einer dicht benachbarten Referenzfrequenz, ist als eine parametrische (gewissermaßen auch als eine nichtoptisch-interferometrische) Verstärkertechnik aufzufassen, die sich zur Messung physikalischer Größen (z.B. durch Sensoren) eignet.

Dabei wird die Phasengangsänderung eines Signals (i.a. ein sinusförmiges Signal) mit relativ hoher Frequenz beim Durchgang durch das Netzwerk genutzt und dann die Phasendifferenz zur Messung in die viel größere Phasenzeit zwischen zwei Überlagerungs- bzw. Mischsignalen transformiert. Höchstempfindliche Phasenzeitmessungen bis in den ps-Bereich (Picosekunden, 10^–12s) sind so möglich.

Die technische Ausführung ergibt in gewissem Sinne eine Universalschaltung zur Sensortechnik (vgl. 23 und Beschreibung), wobei eine (hochgenaue) Digitalisierung recht einfach (implizit) gegeben ist, mit der eine Schnittstelle zu einem Mikrokontroller realisiert werden kann. Die entwickelte Methode stellt damit auch einen neuartigen, elektronischen Brückenverstärker für wechselspannungserregte Messbrücken und Sensoren bereit.

Die zur Erfassung einer physikalischen Größe häufig eingesetzte Anordnung ist eine Brückenschaltung. Oftmals sind beim Einsatz eines Sensorbausteins diese Meßbrücken nicht erst explizit aufzubauen, sondern sind selbst direkter Bestandteil der Sensoren, so z.B. beim Einsatz von Dehnungsmeßstreifen innerhalb handelsüblicher Druck- Kraft- oder Biegesensorkonstruktionen.

Dieser Umstand (also als Vorgabe die Anwendung einer Messbrücke) war bei der Suche nach neuen Verfahren und bei der Entwicklung zu berücksichtigen

Die mit einem derartigen Sensorkonstrukt erzielbaren Änderungen der Widerstandswerte sind im allgemeinen sehr klein. Die sich am Sensorausgang einstellenden Signalgrößen müssen daher i.a. noch elektronisch aufbereitet, weiterverarbeitet und/oder verstärkt werden. Hierfür gibt es recht hoch spezialisierte Verstärkerbausteine, meist in IC-Form, die im allgemeinen dem Anwendungszweck entsprechend noch beschaltet werden müssen.

Bei der Weiterverarbeitung der mit einer solchen Meßbrücke gewonnenen Signale durch einen derartigen Baustein ist im allgemeinen darauf zu achten, daß die Eigenschaften der Messbrücke (oder des Sensorkonstrukts) durch den Abgriff der Brücken-Spannungsmessung selbst nicht verfälscht werden. Allerdings sind auch im Kurzschluß betriebene Messbrücken bereits beschrieben worden.

Es waren bei der Suche also Sensorkonstrukte, die für eine spannungsmäßige Verarbeitungstechnik (Innenwiderstand der Messanordnung mit R_innen → ∞) vorgesehen sind, zu berücksichtigen, wie auch solche Sensoren, deren „Abgriffstechniken" für eine strommäßige Weiterverarbeitung (R_innen → 0) spezifiziert sind.

Dies ist i.a. mit den heutigen Verstärkertechniken (Operationsverstärker im folgenden kürzer als „OP-Amp" bezeichnet) kein Problem. Aber beim Einsatz induktiver oder kapazitiver Komponenten, z.B. in einer Brücke, ergeben sich in der Praxis oftmals dann doch erhebliche Probleme. So gelingen Frequenzkompensationen nicht immer befriedigend, die Linearisierung einer Brückenschaltung ist nicht immer ein einfaches Unterfangen usw.; die zu treffenden Maßnahmen reduzieren zumeist auch die Empfindlichkeit der Brücke wieder.

Die erfindungsgemäßen Anordnungen entstanden primär bei der Konstruktion von Sensoren mit eingebauter Brückenschaltungen, die erst konventionell, dann aber auch durch eine allgemeinere Anordnung realisiert werden mussten. In einer weiteren wichtigen Sensoranordnung sollte eine räumliche Strecke durch eine Signal-Laufzeitmessung erfasst werden und eine weitere hatte eine Flussmessung als Ziel. Diverse Verfahren und Anordnungen wurden untersucht, einige durchaus mit Erfolg; aber erst die erfindungsgemäßen Lösungen stellten eine ausreichend hohe Sensitivität und Auflösung und – als Nebeneffekt – die leichte Digitalisierung der Messgrößen und die leicht zu realisierende Schnittstelle zu einem Mikrokontroller sicher.

In der bevorzugt eingesetzten Technik wird ein beim Berechnen von Additionstheoremen der trigonometrischen Funktionen primär als mathematischer Transformationsprozess aufzufassender Vorgang, nämlich die Übersetzung der Phaseneigenschaft einer Sinusfunktion in die Hüllkurve des Überlagerungsergebnisses bzw. in die NF-Komponente eines Mischsignals technisch nachgebildet und genutzt. Eine Phasenverschiebung in einem hochfrequenten Sinussignal wird nämlich unter bestimmten Umständen bei einer Überlagerung; einer Mischung oder einer Unterabtastung auf die fast gleiche Phasenverschiebung in der niederfrequenten Hüllkurve transformiert („fast" bedeutet dabei z.B. bei einer Schwebungsbildung „bis auf den Faktor 2").

Dieser „parametrische Verstärkungseffekt" wird bei technischen Anwendungen bisher kaum beachtet.

Voraussetzung der darzustellenden Methoden ist, wie gleich gezeigt wird, die Erzeugung von zwei frequenzmäßig möglichst nahe beieinander liegenden Sinussignalen. Die Erzeugung von solchermaßen definierten Signalen wird u.U. allerdings auch als gegeben vorausgesetzt, da solche Signale mit den heutigen Generatortechniken u.U. auch anders zu erzeugen sind und von Fall zu Fall geeignet ausgelegt werden müssen; das gilt vor allem beim Einsatz sehr hoher Frequenzen. Wichtig für das erfindungsgemäße Verfahren ist also nicht primär die hier eingesetzte Technik zur Erzeugung von f + df die Art, diese Frequenzen zu generieren, stellt eine eigene Thematik dar. Diese Frequenzen können daher im hier zu sehenden Zusammenhang auch als gegeben angesehen werden. Vorzugsweise wird allerdings eines der beschriebenen Verfahren genutzt, das aus der Nachbildung der Additionstheoreme abgeleitet werden kann.

Wird die eine dieser beiden Signalfrequenzen zur Messung in einer der unten beschriebenen Sensoranordnungen genutzt und dann die beiden dadurch gegebenen, in ihrer Phasenlage zu vergleichenden Sinussignale mit dem zweiten Sinussignal (additiv oder subtraktiv) überlagert, dann entstehen z.B. zwei Schwebungen (oder auch bei Abtastung oder Mischung – wie unten gezeigt wird – zwei abgetastete NF-Signale, oder zwei NF-Mischsignale).

Wegen der besonderen Eigenschaften der Additionstheoreme trigonometrischer Funktionen, dass die Phasenlage in einer Einzelkomponente ( hier die Phase des HF-Signals) sich in einer Summen- oder Überlagerungskomponente wiederfindet, ist diese Phasenzeit (bezogen auf die ja sehr viel niedrigere Hüllkurven-Frequenz) um ein vielfaches größer geworden. (Wie unten gezeigt wird, sind dazu auch andere, vor allem aber digitale, oder Rechtecksignale geeignet) Dies zeigt z.B. die fast jedem Handbuch der Mathematik zu entnehmende Beziehung sin(α) + sin(β) = 2cos [(α – β)/2]sin[(α + β)/2], wenn diese in folgendem Sinne interpretiert wird: sin(ω + Δ)t + sin (ωt + φ) = 2cos[(Δt – φ)/2]sin[ωt + (Δt + φ)/2].

Besonders der Faktor cos[(Δt – φ)/2] hierin ist wichtig. Die in der Niederfrequenz Δ/2 der Cosinuskomponente liegende Phasenlage φ/2 stellt die durch die HF, also durch sin(ωt + φ) in der Hüllkurve eingebrachte bzw. verursachte, gleiche Phasenlage dar. In dieser NF-Cosinuskomponente ist φ/2 aber eine sehr viel größere Phasenzeit! In diesem Sinne stellt also eine Schwebungserzeugung eine parametrische Verstärkung einer z.B. durch Signallaufzeiten entstehenden Phasendifferenz in der HF dar. Die in den erfindungsgemäßen Anordnungen jeweils erzeugten Doppel- (oder auch Mehrfach-)-Schwebungen erlauben, die Messung der HF-Phasenverschiebung auf die viel leichtere Phasenmessung in den Hüllkurven (bzw. NF-Mischsignalen) zurückzuführen.

In dem Sinne, dass sich hierbei eine zeitlich sehr geringe Größe (die z.B. in einem HF-Signal real nur ps, also 10^–12s, auszumachen braucht) durch eine technische Nachbildung des mathematischen Prozesses auf die Phasenlage der entstehenden Überlagerungshüllkurve sehr stark auswirkt (z.B. bei entsprechender Frequenzwahl auf mehr als das 10⁶-fache, also auf 1 μs, oder mehr „verstärkt" werden), dass also eine sehr kleine Zeit sehr stark übersetzt, d.h. verstärkt wird, wird dieser Vorgang in Anlehnung an den technisch bereits bestehenden Begriff, hier als „parametrische Verstärkung" bezeichnet.

Dieses Verfahren kann immer dann für Messungen, z.B. auch bei Sensoranwendungen, herangezogen werden, wenn die Codierung eines primären, physikalischen Parameters in die Phasenlage eines sinusförmigen Signals erfolgt; und das kann so gut wie immer erreicht werden.

Für eine erfindungsgemäße, technische Erschließung dieses an sich klaren Vorgangs ist aber nicht nur die Erkenntnis dieser Tatsache einer parametrischen Verstärkung an sich nötig. Gleichgewichtig und sehr deutlich ist die Notwendigkeit herauszuarbeiten, dass – neben der Erzeugung von frequenzmäßig möglichst dicht benachbarten Sinussignalen – erst die ebenfalls erfindungsgemäße Konstruktion einer Hüllkurven-Phasendifferenzmessung (also die exakte Messung der Phasenlagen von zwei Schwebungen zueinander) ermöglicht, das hochgenaue Verfahren zu realisieren, weil eine Ungenauigkeit bei dieser Phasenlagenbestimmung natürlich einen Teil der mit der parametrischen Verstärkung gewonnenen Genauigkeit wieder vernichten würde.

Die Vermeidung dieser Problematik wird besonders einfach durch eine Nachbildung der hier beschriebenen analogen Verfahren auf digital arbeitende Techniken erreicht.

Zur Feststellung der Phasenlage zwischen zwei Sinussignalen wird hier also zunächst (als erstes Verfahren) angenommen, dass Schwebungen zu bilden seien, und z.B. die Minima (oder Maxima) der beiden Schwebungen zeitlich zueinander zu messen sind. Daß dies nicht immer ganz einfach ist, vor allem, wenn die sich überlagernden Signale von unterschiedlicher Amplitude sind, ist in der Praxis solcher Schaltungen jederzeit nachzuvollziehen und wird gleich noch thematisiert.

Bei der Ausbildung der parametrischen Verstärkung selbst sind unter der Voraussetzung von mit Standardtechnik (z.B. mit Analogtechniken, UHF-Tranceiver-Chips, usw.) arbeitenden Anordnungen mindestens drei, prinzipiell unterschiedliche Wege möglich. Einmal der gerade genannte Weg einer direkten Nachbildung zweier Schwebungen, deren Phasenlage zueinander auszuwerten ist.

Der zweite Weg nutzt die Unterabtastung eines Signals:
Ist z.B. eine Sinusfunktion Asin(2πft + φ) gegeben, die relativ zu einer anderen (z.B. zu Asin(2πft) als Referenz mit gleicher Frequenz f) die Phasenverschiebung φ aufweisen soll und die mit einer dicht neben der Eigenfrequenz liegenden Abtastrate (Samplingfrequenz f + df) abgetastet wird (was also an sich eine Verletzung des Shannonschen Abtasttheorems bedeutet), dann ergibt sich mit den Abtaststützstellen bei t = Tλ = λ(T – dT) + t0 = λ/(f + df) + t0, λ = 0, 1, 2, ..., für das abgetastete Referenzsignal

und für das abgetastete phasenverschobene Signal

Wie man daran sehen kann, bleibt auch in diesem Falle die Phasendifferenz zwischen den beiden HF-Signalen, also zwischen Asin(2πft)und Asin(2πft + φ), in den Phasendifferenzen der durch die (Unter-)abtastung erhaltenen niederfrequenten Signale mit der Frequenz df erhalten.

Auch in diesem Fall liegt damit eine parametrisch verstärkte Zeitdifferenz vor (mit z.B. f = 1MHz und df = l0Hz ist dT/T = 10·10^–12!).

Gleiches kann man, als dritte Möglichkeit, durch Mischen der beiden Signale erreichen, eine in Bezug auf die damit erreichbaren bzw. gegebenen Möglichkeiten zur hochwertigen parametrischen Verstärkung meist übersehene Eigenschaft der beim Mischen erzeugten bzw. entstehenden Signale.

In dem Ausdruck

sin(ω + Δ)t sin(ωt + φ) = ½{cos[(Δt – φ)] – cos[2ωt + (Δt + φ)/2]} ist in der Phasenlage von cos[(Δt – φ)] als der niederfrequenteren Komponente wieder eine parametrische Verstärkung der Phasenlage zu sehen. Die Trennung der beiden, den rechten Ausdruck bildenden Teile mittels Filter ist bei geeigneter Frequenzwahl auf Grund des hohen Frequenzabstandes relativ leicht.

Beim Einsatz sehr hoher Frequenzen wird dieser Weg der bessere, wenn nicht sogar der einzig mögliche sein. Dies ist i.a. nicht sonderlich hinderlich, weil dazu ausgefeilte Techniken aus der GHz-Praxis bereitstehen.

Auch als Zwischenschritt zwischen extrem hohen Frequenzen und der später bevorzugt eingesetzten digitalen Techniken mit der eingeschränkten Geschwindigkeit der digitalen Techniken ist dieses Verfahren zu sehen. In der 8 und 9 und der folgenden zugehörigen Erläuterungen ist diese Zwischenstufeneigenschaft dargestellt.

9 zeigt zwei UHF-Quellen (76) und (77). Das Signal des Generators (76) wird hier zur Messung verwendet (über dem Messblock (75) ist angedeutet wie z.B. eine Meßbrücke in dieser Anordnung einzubringen wäre). Das zur Messung verwendete Signal steht damit zwei mal zur Verfügung (einmal vor und einmal nach dem Messblock (75) bzw. in Form der beiden Zweigabgriffssignale der Messbrücke, die durch die UHF1 erregt wird).

Diese beiden UHF1-Signale werden jetzt mit der zweiten UHF2 (Generator (77)) in den Mischern (80) bzw. (81) gemischt, und in den Blöcken (82) und (83) tiefpaßgefiltert, woraus sich die beiden Zwischenfrequenzen ZF1 und ZF2 ergeben.

Wegen sin(ω + Δ)t·sin(ωt + φ) = ½{cos[(Δt – φ)] – cos[2ωt + (Δt + φ)/2]}, von der durch die Filterung (82) bzw. (83) nur die NF-Komponente übrigbleibt, also ½cos[(Δt – φ)], bleibt die Phasendifferenz zwischen den beiden UHF1-Signalen in der jeweiligen ZF erhalten, d.h. zwischen den beiden ZF-Signalen besteht die gleiche Phasenverschiebung, die auch zwischen den beiden UHF1-Signalen besteht (vor und hinter der Meßstrecke). Dies gilt, weil die Mischung der Mess-UHF1-Signale mit exakt dem selben UHF2-Signal erfolgt; dies ist eine wichtige Bedingung bei der Realisation.

Die zusätzlich von den Misch- und Filterstufen verursachte Phasenverschiebung wird bei gleichem Aufbau in beiden Zweigen gleich ausfallen und taucht in der Phasendifferenz daher auch nicht auf. Ein evtl. unterschiedlicher Phasengang der Verstärker (durch Parameterstreuung) ist durch Überbrücken der Messstrecke leicht messbar. Durch diese Eichmessung ist ein technischer Fehler also leicht zu korrigieren.

In 9 wird in (79) aus der ZF1 mit den Techniken, die zu den 10, 11 und 13 beschrieben sind, unter Vorgabe der Differenzfrequenz df (in 9 durch den Generator (78) erzeugt) die zur ZF1 = f benachbarte Frequenz f + df erzeugt. Die Überlagerung, Unterabtastung oder nochmalige Mischung von ZF1 und ZF2 (ZF2 hat die gleiche Frequenz wie ZF1, aber eine durch die Messanordnung bewirkte andere Phasenlage) mit dieser Frequenz ZF1 ± df in (84) bzw. (85) erzeugt die tieffrequenten, in Ihrer Phasenlage zueinander auszuwertenden Signale bei (86) bzw. (87), die jetzt hochgenau die Phasenlage zwischen den UHF-Signalen, hier in einem zweistufigen Prozess, parametrisch verstärkt wiederspiegeln.

Zum Heruntermischung von zwei sehr hohen Frequenzen in einen niedrigeren Zwischenfrequenzbereich ist eine Mischung also gut geeignet. Dabei ist allerdings zu beachten, dass z.B. die beiden UHF-Signale, deren Phasenverschiebungen zueinander zu messen ist, mit exakt ein und demselben Signal gemischt werden (d.h. auch, im Layout gleicher Signal-Abstand von einem gemeinsamen Quellpunkt); erst das garantiert die Phasendifferenzerhaltung in der Zwischenfrequenz mit parametrischer Verstärkung und damit den Erhalt der Messgröße auch im weiteren Verlauf!

In einer der untersuchten Anwendungen gemäß 8 wurden z.B. die zwei phasenverschobenen UHF-Signale (vom Generator (73) erzeugt, auf dem Eingang der Messtrecke (62) liegend und am Ausgang der Messstrecke (62) mit einer Phasenverschiebung vorliegend) erst einmal durch Mischen mit einer UHF-Referenz (74) in den Mischstufen (64) und (63) auf eine Zwischenfrequenz (ZF) von ca. 1MHz heruntergemischt, d.h. das Mischsignal durch die Stufen (65) (tiefpaß-)gefiltert und mit einer ebenfalls in (65) jeweils enthaltenen Schmitt-Trigger-Stufe für eine digitale Weiterverarbeitung aufbereitet.

Mit dem in 8 und 19 dargestellten, weiter unten beschriebenen digitalen Verfahren wurden dann die Signalparameter (die Signallagen) für eine Prozessorschnittstelle aufbereitet.

Die in den Stufen (63), (64) und (65) zusätzlich entstandenen Phasenverschiebungen heben sich, bedingt durch den gleichen Aufbau, in der Phasendifferenz der Signale gegenseitig auf.

Da sich eine Phasenlage φ auf allen Stufen auf die Periode von 2π bezieht und die Untersetzungsfaktoren für das Verhältnis φ/2π keine Rolle spielen (Phasendifferenz und die Zeit einer Periode werden ja in gleicher Weise transformiert) war in diesem Fall ein durch die stufenweise Verarbeitung verursachter Fehler (z.B. nicht exakt 1MHz als ZF-Frequenz, sondern nur „ungefähr 1MHz") vollständig vernachlässigbar.

Aus den beiden ZF-Signalen wurde in (67) eine digitale Sinus/Cosinus-Repräsentanz (Betragsfunktion der Signale zur Ansteuerung einer Schaltung nach 13) mit halber Frequenz gebildet, die Vorgabe der tieffrequenten Sinus-Cosinus-Signale erfolgte direkt durch DAC-Funktionen eines Mikrocontrollers (69).

In (68) wurde die Nachbarfrequenz zu dieser halben ZF gebildet; diese Untersetzung um den Faktor 2 mußte auf der rechten Seite ebenfalls erfolgen (66). Die jetzt mögliche, unten beschriebene Ausbildung der digitalen Schwebung mit den D-FFs (70) und (72) und einer einfachen Aufbereitung in (71) erlaubt höchstgenaue Phasenzeitmessung.

Die erfindungsgemäße Umsetzung dieser Verfahren auf einfach zu erzeugende und auszuwertende digitale Signale und digitale Methoden stellt jetzt nur noch den letzte Schritt in der Entwicklung des Verfahrens dar. Obwohl in der dargestellten und benötigten Mathematik also fast ausschließlich Sinussignale zur Methodenbeschreibung auftreten, so vor allem zur Darstellung der parametrischen Verstärkung, und in dieser Form durchaus auch zur Realisation geeignet sind, sind es tatsächlich denn auch besonders die erfindungsgemäß verwendeten digitalen Signale und Methoden (bei Kombinationen als „halbdigitale Verfahren" bezeichnet), die eine sehr einfache und kostengünstige Realisation der Methode erlauben.

An dieser Stelle ist es jetzt sinnvoll, zu zeigen, dass zur Erzeugung einer beliebig dicht neben ω, also bei ω ± dω liegenden Kreisfrequenz, dies bei einem konstanten, starren Frequenzabstand f bzw. Kreisfrequenzabstand dω (oder sogar bei einen festen Verhältnis der Frequenzen von Δ/ω, bzw. df/f z.B. erzeugt durch einen digitalen Teiler), wieder eine der trigonometrischen Formeln nachgebildet wird, hier z.B.

sin(α ± β) = sin(α)cos(β) ± cos(α)sin(β).

In diesem Ausdruck steht links vom Gleichheitszeichen das zu erreichende Ziel, rechts ist dargestellt, welche Komponenten benötigt werden und wie diese zu verrechnen sind. Dies wird wieder in die anwendungsbezogenen Frequenzbetrachtungen übersetzt: sin(ω ± Δ)t = sin(ωt)cos(Δt) ± cos(ωt)sin(Δt)

Ganz offensichtlich benötigt man zur Nachbildung der rechten Seite jeweils Sinus- und Cosinusfunktion: Einmal die der hohen Frequenz, also sin(ωt) und cos(ωt), zum anderen wird die gewünschte Frequenzdifferenz durch die beiden Funktionen cos(Δt) und sin(Δt) vorgegeben.

Die Nachbildung der Rechnung ist – zumindest für nicht allzu hohe Frequenzen – relativ einfach mit Operationsverstärkern (OP-Amps) zu realisieren. Zum Einsatz kommen klassische Standardschaltungen (vgl. 10, 11 und 13). In mittleren Frequenzbereichen können digitale bzw. Mischtechniken genutzt werden, im hohen UHF- und SHF-Bereich nur noch Mischtechniken.

Mit Mischtechniken können auch andere Realisationsformen unter Nutzung der parametrischen Verstärkung gezeigt werden (vgl. 8 und 9 in Verbindung mit z.B. einem Meßbrückeneinsatz).

Der Einsatz einer Mischtechnik ist unter einigen Bedingungen aber auch fast unumgänglich: In einigen Fällen wird man z.B. keine besondere Freiheit bei der Wahl der in einer Messung einzusetzenden Frequenz haben. Die gegebenen Gesetze definieren recht streng den Nutzen von Frequenzbänder z.B. im 2,45GHZ-, 433MHz- oder 868MHz-Bereich. Andere Anwendungen erzwingen aus technischen Gründen den Einsatz sehr hoher Frequenzen, wie z.B. bei einem Abstandsradar.

Die Phasenverschiebung zwischen zwei Signalen mit derart hohen Frequenzen ist dabei oftmals selbst ein direkter Messparameter (z.B. die bei einer Distanzmessung durch die Laufzeit eines Signals sich ergebende Phasendifferenz). Diese Phasenlage zwischen Signalen gilt es also auszuwerten.

Die beschriebenen Methoden zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenzen sind im unteren und mittleren Frequenzbereich noch relativ einfach einzusetzen, im oberen Frequenzbereich aber oftmals sehr schwer beherrschbar. Es besteht daher das Bedürfnis, die Methoden sowohl von sehr hohen Frequenzbereichen nach unten, als auch von noch gut beherrschbaren Bereichen nach oben in den UHF-Bereich zu transformieren.

Der Weg einer Methode zur Transformation von oben nach unten wurde bereits zur 8 bzw. 9 beschrieben; bleibt der umgekehrte Weg:
Wird eine gegebene UHF einmal mit f und einmal mit f + df gemischt, dann erhält man nach einer Hochpassfilterung der beiden UHF-Michsignale auch im UHF-Bereich relativ dicht benachbarte Frequenzen. Da mit der gleich noch beschriebenen Methode df beliebig klein gehalten werden kann, ist auch in der UHF die Frequenzdifferenz recht klein. (Die Frequenz f ist je nach eingesetzter Filtergüte nicht zu klein zu wählen).

21 deutet dazu noch einmal die Vielfältigkeit der gegebenen Möglichkeiten an und zeigt auch Möglichkeiten zur Erzeugung hoher benachbarter Frequenzen.

21a und 21b zeigen die Austauschbarkeit der in der Messung eingesetzten Frequenzen. 21a zeigt den Einsatz der UHF (160) in einer Messanordnung (162), die Mischung mit einer ZF (161) in den Mischern (163) und (164) und Filterung des Mischsignals (Tief oder Hochpass, in (165) und (166)), was zwei UHF-Frequenzen mit der von der Messanordnung erzeugten Phasenlage in der UHF bewirkt. Diese Anordnung kann bei notwendiger Kanaltrennung bei Mehrfach-Messanordnungen sinnvoll eingesetzt werden.

21b zeigt umgekehrt den Einsatz der ZF (167) als Messsignal in einer Messanordnung (169), die Mischung mit einer UHF (168) in (170) und (171) und Filterung des Mischergebnisses (Tief oder Hochpass in (172) und (173)), was wiederum zwei UHF-Frequenzen mit der von der Messanordnung in der ZF erzeugten Phasenlage bewirkt. Diese Anordnung ist sinnvoll, wenn die Signale auf UHF aufzuprägen sind, die Messung aber im ZF-Bereich stattfinden muß.

21c zeigt den Einsatz einer UHF1 (174) in einer Messanordnung (176), die Mischung mit einer zweiten UHF2 (175) in (177) und (178) und Filterung des Mischergebnisses mit Tiefpass (179) und (180), was zwei ZF-Frequenzen mit der von der Messanordnung erzeugten Phasenlage in der UHF1 erzeugt. Dies wurde bei der Darstellung zur 8 und 9 bereits genutzt.

21 d stellt eine Möglichkeit zum Erzeugen der benachbarten UHF-Frequenzen dar: Mit einer der beschriebenen Techniken werden in (183) zwei benachbarte Frequenzen f und f + df aus den Vorgaben f (181) und df (182) erzeugt. F und f + df werden als Referenzsignale genutzt, aus denen zwei identische PLL-Schaltungen die beiden UHF-Frequenzen mit den Frequenzen nf und n(f + df) erzeugen. Die PLL-Konstruktion ist als solche bekannt; der Phasenvergleich ist einmal mit der Frequenz f und einmal mit der Frequenz f + df auszuführen.

21 e stellt eine weitere Möglichkeit zum Erzeugen der benachbarten UHF-Frequenzen dar: Aus einer einzelnen Frequenz (190) werden in (191) und (192) druch einfache Teilung zwei Referenzfrequenzen f/n und f/(n + 1) erzeugt, aus denen wieder zwei PLL-Schaltungen zwei UHF-Frequenzen mit den Frequenzen mf/n und mf(n + 1) erzeugen (dargestellt ist der Fall m = n).

Es bestehen also genügend Variationsmöglichkeiten zum Erzeugen einer oder zweier UHF-Signale und der Messung unter Nutzung einer dieser UHF oder einer ZF, stets unter Beibehaltung der durch die Messanordnung bewirkten Phasenverschiebung. Die Aufwärtsmischung zum Erzeugen der UHF-Signale ist aber ein eher umständlicher Prozess.

Man wird i.a. eher den umgekehrten Weg bevorzugen, die Messung also z.B. mit einer UHF-Frequenz realisieren, dann die beiden UHF-Signale (eines als Referenz genutzt, das per Definition ohne eine Phasenverschiebung ist, eines mit einer messbedingten parameterabhängigen Phasenverschiebung) in einen Zwischenfrequenzbereich herabmischen (die Phase bleibt dabei ja, wie gezeigt, erhalten) und dann mit diesen beiden Signalen weiterarbeiten.

Wie erwähnt, ist es dabei nicht einmal nötig, den Freqenzabstand zwischen UHF1 und UHF2 sonderlich stabil zu halten, sofern bei der Erzeugung von f + df aus den Vorgaben f und df der Frequenzabstand df stabil gehalten werden kann. Dies ist erfindungsrelevant!

22 stellt für Anwendungen, bei denen relativ niedrige Frequenzen zum Einsatz kommen können, zwei digitale Methoden zur Erzeugung benachbarter Frequenzen dar. 22a zeigt die Erzeugung einer Frequenz f/n aus einer Generatorfrequenz f (435) durch Untersetzung in einem ersten Zähler (433). (Die Stufe (426) dient nur zur nochmaligen Unterteilung und kann ohne Einschränkung hier als Teiler mit dem Teilungsfaktor 1 angenommen werden).

Der Zähler 2 (410) wird mit jeder Periode der Frequenz f/n um 1 weitergeschaltet. Der Komparator (428) vergleicht die beiden Zählerwerte und setzt das RS-FF (434) jedes mal, wenn die beiden Zählerwerte gleich sind. Betrachtet man vereinfacht nur die Flanken des Signals f/n (Ausgang von (433)) und dieses Komparatorsignal (Ausgang von (428)), dann verschieben sich die Flankenlagen durch das Hochschalten des Zählers 2 (410) jeweils um eine Taktdauer gegeneinander. Es liegen damit also benachbarte Frequenzen im Rahmen der Zählergenauigkeit vor.

22b zeigt die Generierung benachbarter Frequenzen durch einfache Unterteilung einer gemeinsamen Generatorfrequenz (437). Die mit diesen einfachen Teiler-Generatoren in den erfindungsgemäßen Anordnungen erreichbaren Auflösungen bei einer Phasenmessung lassen aber – verglichen mit den anderen beschriebenen Möglichkeiten eher zu wünschen übrig und werden nur bei sehr einfachen Problemen eingesetzt werden können.

Die Erzeugung benachbarter Frequenzen erfolgt hier bevorzugt durch eine Nachbildung der Additionstheoreme. 10, 11 und 13 zeigen nur einige Möglichkeiten, ein Additionstheorem mit einfachen Techniken approximativ nachzubilden (es gibt sehr viel mehr!).

10 zeigt die direkte, analoge Nachbildung der Formel eines Additionstheorems. Die niederfrenuente Vorgabe liegt bei (412) an, die hochfrequente bei (411). Die benötigten Sinus- und Cosinus-Signale stehen bei (413), (414), (415) und (416) zur Verfügung. Die Multiplikation wird in (417) bzw. in (418) nachgebildet, die Differenz der Produkte wird in einer OP-Amp-Schaltung (422) realisiert. (422) stellt (nach Filterung) die benachbarte Frequenz zur hochfrequenten Vorgabe (also zu sinωt) bereit.

Die 13 stellt eine vereinfachte Form dar, in der die Multiplikationsstufen durch Schalterfunktionen ersetzt worden sind.

Die niederfrequenten Sinus- bzw. Cosinusfunktionen sind z.B. einfach durch RC-, RL- oder LC-Glieder zu erzeugen und werden den einfachen OP-Amp-Schaltung bei (150) bzw. (151) zugeführt. Die beiden Schalter (152) bzw. (153) legen fest, je nachdem, ob sie offen oder geschlossen sind, ob die an (150) bzw. (151) liegenden Signale positiv oder negativ verstärkt werden. Ist der Schalter geschlossen, dann invertiert die folgende Verstärkerstufe das anliegende Signal, ist er offen, dann ist die Schaltung nicht invertierend.

Werden für diese Schaltersteuerung digitale Sinus- bzw. Cosinus-Nachbildungen (digitale Signale mit der richtigen Phasenlage zueinander) verwendet, dann ergibt sich bei (156) das Signal Cos(NF)·sign[sin(HF)] und bei (157) das Signal Sin(NF))·sign[cos(HF)], wobei sign(...) einfach das Vorzeichen der Funktion, hier der Sinus/Cosinus-Funktion darstellt.

Sinus- und Cosinusfunktion der niederen Frequenz sind damit, so wie vorgegeben, beibehalten, die der HF-Komponente sind phasen- und vorzeichenrichtig einfach durch Rechteckfunktionen nachgebildet worden.

Die Differenzbildung (gleichwertig wäre eine Summation) dieser beiden Signale (156) und (157) mittels der OP-Amp-Stufe (158) liefert bei (159) das Signal cos(2π(df)t)·sign[sin(2πft)) – sin(2π(df)t)·sign[cos(2πft)].

Ein selektives Filter mit einer Mittenfrequenz auf der vorliegenden HF, bei (159) nachgeschaltet, würde die höherfrequenten Signalanteile aus diesem Signal entfernen; damit ergibt sich als erste (gut verwendbare) Näherung die Nachbildung eines Additionstheorems. Das (nach einer Filterung) erzielte Ergebnis ist mit guter Näherung sin(2π(f + df)t).

20 unten stellt beispielhaft für zwei verschiedene Zeitpunkte das Signal am Ausgang (159) in der 13 dar. Ohne Filterung (nur ein eingeschränkter Frequenzgang des eingesetzten OP-Amps) ergab sich bei einer Messung das rechte Überlagerungssignal (89) (mit einer kaum möglichen Phasenmessung), nach einer einfachen RC-Filterung am Ausgang (159) das linke Überlagerungssignal (88). Wie man sehen kann, ist mit der Schaltung nach 13 nach zusätzlicher Filterung ein doch recht gut ausgeprägtes, annähernd sinusförmiges Überlagerungssignal erzielbar.

Eine dritte Möglichkeit zur Erzeugung benachbarter Frequenzen deutet 11 an. In dieser Schaltung werden im Bereich (400) alle benötigten niederfrequenten Summen- und Differenzsignale aus sinusförmigen Vorgaben bei (402) und (403) vorab berechnet und durch eine Schalteranordnung periodisch abgetastet. Die Reihenfolge der Abtastung wird durch eine Ansteuerstufe festgelegt, die Frequenz der Abtastung durch einen Takt (404) vorgegeben. Nach Aufbereitung und Filterung im Bereich (401) liegt auch hier wieder eine zu f = Taktfrequenz/4 benachbarte Frequenz vor.

Als dritte Möglichkeit stellt 11 eine für DSP oder Mikrokontroller geeignete Anordnung dar (s.u.).

Damit sind also zwei Signalsfrequenzen mit der Frequenz f und f + df gegeben. Letztendlich stellt der folgende Beschreibungsteil jetzt nur noch eine „spielerische Auseinandersetzung" mit den bisher beschriebenen Möglichkeiten der parametrischen Verstärkung in den verschiedensten Ausprägungen dar (von der noch folgenden Beschreibung der digitalen Schwebungserzeugung abgesehen). Aber stets liegen gleiche Gedankenkonstrukte vor, die später unter Verwendung der digitalen Verfahren noch einmal einfacher zu handhaben sein werden:

– zunächst benötigt man mindestens zwei Signale mit einer je nach Anwendung zu wählender Frequenzlage und einer möglichst geringen Frequenzdifferenz. Bei Bedarf wird durch Mischtechniken der Frequenzbereich geeignet aufwärts oder abwärts transformiert (vgl. 9 und 21).
– Dann wird eines dieser Signale mit einer so gewählten Frequenz zur Messung (Erregung, Aufschaltung, Weiterleitung, also zur beliebigen Ausbildung einer sensorisch geprägten Phasendifferenz) verwendet (was ein Referenzsignal und ein Messsignal erzeugt) und das Signal mit der anderen Frequenz
– entweder zur Ausbildung der Überlagerungssignale mit Referenz und Messung
– oder zur Abtastung von Referenz- und Messsignal
– oder zur Bildung eines Mischsignals mit Referenz und Messung

genutzt.

Dies alles wird dabei evtl. in mehreren Stufen und u.U. mehrmals angewendet und jeweils miteinander in Beziehung gesetzt (vgl. 8 oder 9).

Vor Ausarbeitung einiger Anwendungen soll jetzt gezeigt werden, wie auch in einer nur aus Widerständen bestehenden Messbrücke die eigentliche Meßgröße in einer Phasenverschiebung codiert werden kann. Kapazitäten und Induktivitäten erzeugen in solchen Netzwerken die Phasenverschiebungen zwischen sinusförmigen (oder auch anderen) Signalen etwas anders – und sind daher noch weitaus besser für eine Phasencodierung geeignet.

Die verschiedenen Konstrukte sollen an einigen Beispielen untereinander und mit einem „Normalfall" verglichen werden.

l zeigt die bekannte Grundschaltung einer Meßbrücke. Je zwei der vier Widerstände R1 (6), R2 (7), R3 (8), und R4 (9) unterteilen die angelegte Spannung U_err (3). Dies geschieht einmal in dem rechten Zweig, bestehend aus R3 (8) und R4 (9), und zum anderen in dem linken Zweig, bestehend aus R1 (6) und R2 (7). Gemessen wird im allgemeinen ein Messwert (Strom oder Spannung) als Differenz zwischen den Mittenabgriffen, z.B. in l (1) und (2), in 2a (11) und (18).

Im allgemeinen wird in einer solchen Anordnung mindestens einer der Widerstände R1..R4 einen von der primären Meßgröße (Temperatur, Druck, Licht, .., usw.) abhängigen Wert aufweisen. Der entsprechende Widerstand im anderen Zweig kann zur Abstimmung der Brücke genutzt werden. Abgestimmt ist die Brücke, wenn die mit dem Instrument (5) meßbare Spannung U_mess Null ist, wobei diese Spannungsmessung stromlos geschehen soll (Innenwiderstand des Instruments (5) R_innen → ∞).

Für eine solchermaßen nicht belastete Meßbrücke gilt mit Umess = Uerr (R2R3 – R4R1)/[(R1 + R2)(R3 + R4)], (I) dass die Abstimmung der Brücke (in der abgestimmten Brücke ist U_mess = 0) R2R3 = R4R1 bzw. R1/R2 = R3/R4 erfordert.

Nimmt man (zwecks Vergleich, aber letztendlich willkürlich) an, daß R, der von der Ziel-Meßgröße abhängige Widerstand ist, R₂ zur Abstimmung der Brücke zwar variabel, aber nach erfolgter Abstimmung konstant gehalten wird und zudem die Abgleichbedingung erfüllt ist, dann ist die Sensitivität der Brücke gegenüber einer kleinen Änderung von R₁, also ∂R₁, gegeben durch ∂Umess = –UerrR2/(R1 + R2)2 ∂R1 (II)

Dieser Ausdruck beschreibt die Änderung des Messwertes U_mess, wenn sich R₁ um ∂R₁ ändert. Diese Empfindlichkeitsbetrachtung soll im folgenden zum Vergleich der verschiedenen Anordnungen herangezogen werden.

Die maximale Empfindlichkeit dieser Brückenanordnung gegenüber einer solchen Widerstandsänderung dR₁ ist bei R₂ = R₁ = R gerade ∂Umess= – [Uerr/(4R)]∂R. (III)

2 zeigt modifizierte Bedingungen. Da Brückensensoren oftmals vorgegebene Sensoranordnungen sind, ist die Brücke selbst vollständig beibehalten worden, während sich im folgenden das Interesse auch auf den Einzelzweig beziehen kann.

Eine trigonometrische Funktion (hier eine Sinusfunktion mit einer noch festzulegenden Kreisfrequenz) speist den „oberen Knoten" der Messbrücke (16), die Spannung am „unteren Knoten" (10) ist eine Cosinusfunktion. Beide Spannungen haben hierbei die (annähernd) gleiche Amplitude und die gleiche Frequenz.

Der rechte (18)) und linke (11) Zweigmittelpunkt liegen in der Anordnung der 2a, bedingt durch die dort folgenden I/U-Wandlerstufen, – virtuell – auf GND-Potential. Die Operationsverstärker (14) und (39) in 2a stellen ihren Ausgang nämlich so ein, daß die Zweigmittenknoten (11) bzw. (18) virtuell auf dem Potential liegen, das jeweils an dem nicht invertierenden Eingang der OP-Amps liegt. Genau genommen wird das im konkreten Fall also nicht wirklich Null, sondern die Offsetspannung des Verstärkers sein. Die Wahl des Rückkopplungswiderstandes erlaubt die Vorgabe einer geeigneten Verstärkung (in 2a R6 bzw. R5, 2b wäre sinngemäß als Verstärkerstufe mit v > 1 abzuändern).

Da der Mittenabgriff der Brücke in diesem Falle also auf GND liegt, gilt für den in den Knoten hineinfließenden Strom (linker Knoten (11) betrachtet) I = (U1/R1)sin(wt) – (U2/R2)cos(wt) = (R1R2)–1SQRT[(U1 2R2 2 + U2 2R1 2)]sin[wt – arctan((U2R1)/(U1R2))] (Hierin bezeichnet SQRT[...] den Ausdruck √..., also „die Wurzel aus ...." ).

Alternativ können die Mittelabgriffe der Brücke als Spannungsquelle direkt auf einen Folgeverstärker geschaltet werden (in der Anordnung der 2b sind die OP-Amp-Stufen als einfache hochohmige Buffer-Verstärker (Impedanzwandler) für die Spannungen an den Mittenabgriffen ausgebildet; diese können als Verstärkerstufe mit v > 1 ausgebildet werden).

Die sich an dem (einfachen) Mittenabgriff (38) einstellende Spannung ist U = U2cos(wt) + R2[U1sin(wt) – U2cos(wt)]/(R1 + R2) = [1/(R1 + R2)]SQRT[(U2R1)2 + (R2U1)2]sin[wt + arctan([U2R1]/[R2U1])]

Der Phasenausdruck bei der am Zweigmittelpunkt abgegriffenen Spannung zeigt also (vom Vorzeichen abgesehen) die gleiche Beziehung, wie bereits zuvor bei der Betrachtung der Ströme, die in den auf virtuellem GND liegenden Knoten hineinfließen, zu sehen war (lediglich das Vorzeichen der Phase ändert sich; ein Umstand, der in einigen Anwendungen allerdings nützlich sein kann).

Für einen Vergleich der Anordnungen soll, wie erwähnt, die Bestimmung der Empfindlichkeit der Phasenlage in Abhängigkeit von einer Änderung des Widerstandes R1 herangezogen werden:
Es gilt wegen ∂φ = ∂/∂R1{arctan((U2R1)/(U1R2))] dR1 = {(U1R2U2)/[(U1R2)2 + (U2R1)2]}dR1

Setzt man hierin wieder U₁ = U₂ = U und R₂ = R₁ = R, dann gilt sowohl bei einem Strom-, als auch bei einem Spannungsabgriff ∂φ = ∂R/(2R)

Gleiches gilt an sich auch jeweils auf der rechten Seite der Brücke, hier nur für den Stromabgriff dargestellt: I = U1/R3sin(wt) – U2/R4 cos(wt) = (R3R4)–1SQRT[(U1 2R4 2 + U2 2R3 2)]sin[wt – arctan((U2R3)/(U1R4))]

Da diese Seite hier als konstant angesehen wird (R3 = R4 = const), erübrigt sich die Empfindlichkeitsbetrachtung. (Zumal das Ergebnis ja bereits bekannt ist; die Widerstandsbezeichnungen sind lediglich zu vertauschen).

Betrachtet man – diese Darstellung erweiternd – die (von den Widerstandswerten abhängige) Phasenverschiebungen zwischen den beiden Sinusfunktionen an den Knotenabgriffen (11) und (18), so findet man (wieder sowohl für den Strom- wie für den Spannungsabgriff gültig) unter der gerade gemachten Annahme, dass hierin der rechte Summand konstant bzw. dass dieser von R₁ unabhängig ist und dass auch hier wieder U₁ = U₂ = U, R₂ = R₁ = R gilt, dass für die Empfindlichkeit dieser Phasendifferenz gegenüber einer Änderung von R₁ ebenfalls ∂Δφ = ∂R/(2R) gilt.

Die Bedingungen der wechselspannungserregten Meßschaltungen in 2 sind damit denen der Meßschaltung in l gleich, wenn man sich auf eine Phasenmessung konzentriert; Abstimmbedingung ist in allen Fällen R₄R₁ – R₂R₃ = 0 und die Abschätzung der maximalen Brückenempfindlichkeit ist in allen Fällen (bis auf den Faktor U_mess/4) gleich.

Der Vorteil der Schaltungen gemäß 2 liegt einmal darin, dass eine Wechselspannungserregung der Brücke gegeben ist. Eine kleine Wechselspannung ist einfacher zu verstärken, weil langsame Gleichspannungsdriften – z.B. eine Offsetdrift der eingesetzten Operationsverstärker – leicht mittels RC-Gliedern abgetrennt werden können und dann keine Rolle mehr spielen. Brückenspannungen können so noch im μV-Bereich erfaßt werden, auch wenn die Offsetspannungen der Operationsverstärker im mV-Bereich driften sollten.

Zum anderen kann bei einer Erregung der Anordnung mit reinen Sinusfunktionen durch den Einsatz von Filtern mit geringer Bandbreite das Rauschen gering gehalten werden, weil die Rauschspannung einer solchen Anordnung von der Bandbreite der übertragenen Signale abhängig ist.

Die durch derartige Stufen erzeugten, zusätzlichen Phasenverschiebungen heben sich bei gleichem Aufbau in der Phasendifferenz wieder gegenseitig auf.

Damit ist zunächst einmal gezeigt, dass auch eine Messbrücke bei einer Erregung mit sinusförmigen Signalen, die sich an den Erregungsknoten um einen bestimmten Phasenbetrag unterscheiden, der Phasenversatz der Signale an (und zwischen) den Brückenzweigabgriffen für eine Messwerterfassung geeignet sein kann.

Andere Anordnungen zur Erzeugung einer parameterabhängigen Phasenlage als die bis hier beschriebenen Brückenanordnungen sind im hier zu sehenden Zusammenhang vielfältig möglich:
5 zeigt den Einsatz eines beliebigen Zweipols (45) in einer Brückenanordnung, bestehend aus einer allgemeinen Impedanz (45) mit Widerstand R₁ in Reihe und hier den Widerständen R₃ bis R₄. Die sinusförmige Erregung wird der Brückenschaltung wie gewohnt bei (43) und (44) zugeführt. Wie bei der einfachen Brücke ergeben sich an den Zweigabgriffen (47) und (48) Sinussignale, deren Phasenlagen zueinander in Abhängigkeit von dem Zweipol, dieser wiederum in Abhängigkeit von mindestens einer der darin enthaltenden RLC-Komponenten sich verändern. Die Messung der Phasenlage der beiden Sinussignale (47) und (48) folgt dann dein erfindungsgemäßen Messverfahren, durch Abtastung, Überlagerung oder Mischung.

(47) bzw. (48) stellen praktisch die Signale dar, die in den Darstellungen vor bzw. nach dem Messblock vorliegen (z.B. in 14 vor und nach (240) bzw. (250)), in 8 vor und nach (62), in 9 vor und nach (75), in 19 vor und nach (425).

6 zeigt den Einsatz einer allgemeinen Vierpol-Anordnung. Eine Sinussignalfunktion liegt am Eingang des Vierpols bei (49) und bildet auch die Referenz (50) zu der am Ausgang (52) des Vierpols (51) sich einstellenden Sinusfunktion. Die Messung der Phasenlage zwischen diesen Signalen ergibt eine Aussage zu einer physikalischen Größe, die eine der RLC-Komponenten des Vierpols (51) in bekannter Weise beeinflusst. Besteht dieser Vierpol z.B. aus einem RC-Glied mit temperaturabhängigem Widerstand, dann kann so z.B. die Temperatur gemessen werden.

7 zeigt eine Anordnung, mit der z.B. der Phasengangsunterschied eines vom Generator (53) erzeugten, und bei (54) abgestrahlten US-Signals (US = Ultraschall), aber auch eines UHF-Signals entlang einer Strecke (hier (55) z.B. als ein Rohr oder Hohlleiter angenommen) gemessen werden kann.

Der hier z.B. in der Mitte der Strecke bei (54) abgestrahlte Schall wird an die Enden der Strecke transportiert und dort (56) bzw. (57) aufgenommen und verstärkt (58) bzw. (59). Je nach Laufzeitunterschied des Signaltransports auf dieser Strecke stellt sich eine bestimmte Phasendifferenz der bei (60) und (61) aufgenommenen und zur Auswertung anstehenden Signale ein. I.a. wird die Phasenlage der Signale an den Enden in etwa gleich sein.

Eine sich überlagernde Bewegung des Mediums (Luft, Flüssigkeit, Festkörper, usw.), u.U. sogar auch eine Bewegung der Anordnung selbst, erzeugt aber einen zusätzlichen Laufzeitunterschied, daraus resultierend eine Phasenlagenveränderungen zwischen den Sinussignalen. Strömt oder fließt hier z.B. das Medium im Kanal (55), dann ergibt das eine von der Fließgeschwindigkeit des Mediums abhängige, zusätzliche Phasendifferenz zwischen den Signalen (60) und (61).

Unter Nutzung der beschriebenen, parametrischen Verstärkung ist eine Messung sogar dann befriedigend genau, wenn hierbei Licht oder z.B. UHF-Siganle genutzt werden. Bemerkenswerterweise ergibt sich eine Phasenverschiebung zwischen den Enden auch bei einer Bewegung der Messanordnung, sogar wenn elektromagnetische Wellen oder Licht eingesetzt werden.

Wenn die Signallaufzeiten direkt zur Ausbildung einer Phasenverschiebung (z.B. bei einer Strecken- oder Distanzmessung) genutzt werden soll, werden sich bei der Verwendung von Licht oder elektromagnetischer Strahlung aufgrund der extrem hohen Geschwindigkeit nur sehr kleine Phasenverschiebungen einstellen. (Die beiden Signale kommen praktisch gleichzeitig an).

Unter Einsatz der oben dargestellten parametrischen Verstärkung sind aber auch solch kleine Phasenverschiebungen mit relativ einfachen Techniken messbar.

Sei die für eine Messung verwendete Frequenz z.B. 50MHz, die Differenzfrequenz 5Hz. Dann ist der Verstärkungsfaktor 10⁷. Somit werden aus einer 1ns-Phasenverschiebung in der HF jetzt 10ms in der „Abtast-Schwebung"! Wertet man diese 10ms mit einer Auflösung von z.B. 0.02us (50MHz als normaler TTL-Generatortakt) aus, dann ergibt das eine Unterscheidbarkeit von 1/50000 in der Originalphasenzeit von 20ns, also von 0,04ps (gleiche Auflösung vorausgesetzt, aber bezogen auf die 1ns der Phasenverschiebung im Originalsignal). Das entspricht der Zeit, in der Licht die Strecke von ca. 0.3μm zurücklegt.

Auch wenn einige „Randeffekte" zu beachten und zu beherrschen sind, die einen solchen Faktor real kaum erlauben, ist das eine bisher nicht erreichbare und durchaus als „extrem" zu bezeichnende Verstärkung bzw. Auflösung!

In der oben beschriebenen Schwebungsauswertung wird vorausgesetzt, dass zwei sinusförmige Funktionen zwecks parametrischer Phasenzeitverstärkung überlagert werden; das geschah jeweils zwei mal. Die phasenmäßige Beziehung der beiden Schwebungen zueinander liefert Auskunft über die vorliegende Phasendifferenz zwischen den getrennt vorliegenden Sinusfunktionen.

Bei der Abtasttechnik mit einer benachbarten Frequenz wurden Referenz und Messsignal abgetastet und erzeugten so zwei NF-Sinussignale die in ihrer Phasenbeziehung die Phasenlage der HF widerspiegelten

Beim (multiplikativen) Mischen der beiden Signale ist die NF-Komponente in der entstehenden Summe zu isolieren und auszuwerten.

Mit diesen Methoden stehen jetzt praktisch die erfindungsgemäßen Möglichkeiten zur Verfügung. Extrem genaue Phasenmessungen können mit den beschriebenen Methoden realisiert werden.

Bereits die Kenntnis über die bestehende Methode zur Phasenmessung mit einer solchen Genauigkeit initiiert i.a. neue Konstruktionsprinzipien von Sensoranordnungen, von denen einige am Beispiel von Messbrücken dargestellt werden sollen.

3 zeigt wieder eine normale Messbrücke. Erregungsprinzip ist wieder am oberen Zweig die Sinuserregung, unten die Cosinuserregung. Die Phasenlage der Sinussignale an den Mittenabgriffen der Zweige ist hierin (einzeln oder in ihrer Differenz zueinander gesehen), wie oben beschrieben, bekannt. Die Entnahme des Signals an den Mittenabgriffen kann noch gemäß der 2 durch entsprechende (verstärkende) OP-Amp-Stufen im Leerlauf oder im Kurzschluß erfolgen. Diese zusätzliche Komponente wird hier (nicht nur, aber vor allem) zur Vereinfachung nicht dargestellt.

In dieser Anordnung der 3a wird eine Abtastung dieser Werte mit einer dicht neben der Erregungsfrequenz liegenden Samplerate durchgeführt. Für die Ansteuerung (29) der Abtaster (30) bzw. (31) ist zwar eine Sinusfunktion angegeben, dies ist aber hier als digitale Funktion mit einer Phasenlage, die der Sinusfunktion entspricht zu sehen. Dies entspricht der Nutzung der Phasenmessung durch Unterabtastung.

Wieder kann das Ziel auch unter Einsatz von Mischstufen statt der Abtaster erreicht werden (3b). Dies ist empfehlenswert, wenn sehr hohe Frequenzen zum Einsatz kommen. Die niederfrequenten Signale (40) bzw. (39) ergeben sich dann nach Mischung (36) bzw. (37) und Filterung (38).

Dieser Ansatz wird besonders dann interessant, wenn z.B. Effekte auf sehr kleinen Strukturen bei extrem hohen Frequenzen auszuwerten sind (u.a. bei der Entwicklung von schnellen Sensoren für Gase, wenn die Effekte selbst z.B. in der Größenordnung der Wellenlänge der verwendeten Frequenz liegen). 9 zeigt den Einsatz einer solchen Mischung und erst daran angeschlossen die „Normalfrequenzstufe". In 9 oben ist dargestellt, wie eine solche Messbrücke in die Anordnung einzubringen ist.

Die bei den hier realisierten Anwendungen eingesetzten Abtasttechniken sind üblicherweise Sample-Hold-Stufen oder auch Eimerkettenschaltungen mit einem eingeschränktem Frequenzbereich. Eine Mischung wird aber trotzdem bevorzugt nur dann eingesetzt, wenn so hohe Frequenzen zum Einsatz kommen, dass diese Abtasttechniken nicht mit mehr mit einfacher Technik realisiert werden können.

Wie oben gezeigt worden war, entstehen bei (34) und (35) zwei Signale mit der Differenzfrequenz df bzw. df/2, deren Phasenlage zueinander von der Phasenlage der Signale an den Mittenabgriffen abhängig ist, aber in ihrem Zeitmaß ein Vielfaches der Phasendifferenzzeit der HF darstellen. Weiter unten wird gezeigt, wie die Phasenlage solcher Schwebungssignale zueinander bei Anwendung digitaler Verarbeitungstechniken einfach auszuwerten sind und besonders das angesprochene Problem der genauen Phasenmessung auch zwischen den Überlagerungssignalen sich als dann nicht mehr existent zeigt.

Im Endeffekt wird aber bei allen hier beschriebenen Anwendungen stets die Phasendifferenz der HF-Signale an den Mitteabgriffen mit sehr hoher Genauigkeit gemessen.

Der Vergleich der Empfindlichkeit aller hier vorgestellten Brückenanordnungen zeigt, dass diese (bis auf einen Faktor der Größenordung 2...4 bzw. U_err/2) vergleichbar sind. Egal, ob man eine klassische Brückenanordnung mit konventioneller Weiterverarbeitung bzw. Verstärkung verwendet, oder eine Anordnung der hier im Kontext beschriebenen Art, die Empfindlichkeit des Grundparameters, hier der Phasenzeit, dort der abgegriffene Spannungswert, gegenüber der primären Sensorgröße ist in etwa gleich.

Von Vorteil in der erfindungsgemäßen Anordnung ist dabei, dass die sich ergebende Messgröße i.a. nicht mehr von der Erregungsspannungsamplitude abhängig ist; allerdings muss eine gewisse Mindestsignalstärke sichergestellt sein.

Oder anders: ein Empfindlichkeitsunterschied bei den Methoden ist nicht vorhanden. Wenn statt der Auswertung der an einer (gleichspannungserregten) Brücke abgegriffenen Spannungsdifferenz die Auswertung des Phasenunterschiedes herangezogen wird, dann liegen vergleichbare Empfindlichkeiten vor. Die entscheidende Frage ist, welche der beiden Größen (Spannung bzw. Strom oder Phase) bei der Weiterverarbeitung mit einer größeren Genauigkeit besser und genauer erfasst und ausgewertet werden kann und mit welchem Aufwand das jeweils geschieht.

Eine Strom- oder Spannungsmessung ist heute ohne weiteres (d.h. unter Einsatz gängiger Techniken) mit einer Genauigkeit von ca. 10^–6 möglich. Bei den mit den erfindungsgemäßen, neuen Methoden erreichbaren Genauigkeiten einer Phasenmessung von besser als 10^–8 spricht einiges für eine solche Phasenmessung.

Bild 18 zeigt das Prinzip einer realisierte Auswertungsmöglichkeit für eine Anordnung nach 7: G₁ (277) und G₂ (276) sind die beiden Generatoren zur Erzeugung der beiden, hier sehr dicht benachbarten Frequenzen f und f + df.

Eine der beiden Signalfrequenzen, hier ist das (willkürlich gewählt) fs = f + df wird auf den US-Geber, z.B. einen Piezowandler (278) gegeben und somit in beide Richtungen „auf die Strecke (275) und (274) geschickt". Dieses Signal erfährt bis zu den Empfängern (279) bzw. (280) eine von der Länge dieser Strecke abhängige Phasenverschiebung.

Hier wird z.B. ein Rohr (271) angenommen, in dem sich das Signal ausbreiten kann und durch das ein beliebiges Medium fließt. Bei einer Bewegung dieses Mediums mit der Geschwindigkeit v verändert sich die Schallgeschwindigkeit durch Überlagerung in beiden Richtungen unterschiedlich (einmal um v erhöht, einmal erniedrigt), die bei (279) bzw. (280) empfangenen und (in (272) bzw. (273) verstärkten) Signale zeigen daher eine von v abhängige Phasenverschiebung.

Somit steht die US-Signalfrequenz drei mal zur Verfügung; einmal vor dem Aussenden (Ausgang des Generators G₂ (276)) und zweimal nach dem Durchlaufen der Messstrecke in beiden Richtungen.

Diese Signale werden jetzt mit der zweiten Frequenz f_g des Generators G₁ (277) in den Summierern (269), (268) und (267) überlagert (wieder sind hier Abtastung und Mischung gleichwertig möglich), d.h. es stehen bei (283), (282) und (281) drei Schwebungssignale, dargestellt in (261), (262) und (265), die in ihrer gegenseitigen Phasenverschiebung die Phasenverschiebung wiederspiegeln, die sich in der US-HF beim Durchlaufen der Strecke, zuzüglich einer gerätebedingten Verzögerung untereinander und gegenüber dem Startpunkt ergeben hat. Diese Phasenverschiebungen in den Schwebung stellt die parametrisch verstärkte Laufzeitdifferenz der US-Signalfrequenz dar. Diese ist jetzt wesentlich leichter und zudem hochgenau zu messen.

Die Schwebung (265) stellt mit Ihrer Phasenlage „vor dem Aussenden" praktisch die Referenz für die anderen Schwebungen dar. Die Phasenverschiebung (270) ergibt sich aus der Laufzeit für die Schallausstrahlung in Richtung der Bewegung des Mediums, die Phasenverschiebung (266) ergibt sich aus der Differenz zwischen den beiden Schallgeschwindigkeiten. Da die technisch bedingten Phasenverschiebungen der Aufnehmer rechts und links (einschließlich Verstärkungsanordnung usw.) in etwa gleich sein werden, heben sich diese Effekte in der Phasendifferenz wieder auf; d.h.: ist die Geschwindigkeit v = 0, dann müsste die Phasendifferenz (266) Null sein. Dies erlaubt die einfache Eichung der Messanordnung.

Ein paar „Randbedingungen" in solchen einfach erscheinenden Anordnungen sind allerdings zu beachten bzw. sind durch die Anordnung entweder zu erfüllen, oder in der Beschreibung zu modifizieren:
Die in den Darstellungen bisher stillschweigend angenommenen, vollständigen Schwebungen (261), (262) oder (265) sind normalerweise niemals gegeben, weil bei der Summenbildung in (268) oder (267) i.a. nicht mit Signalen gleicher Amplitude gearbeitet werden kann. Durch die Überbrückung der Strecke entsteht eine Dämpfung des hindurchgehenden Signals. Das von den Verstärkern (273) oder (272) abgegebene Signal wird kleiner (evtl. auch größer) sein, als das bei (278) aufgeschaltete. Selbst nach einer „geeigneten" Verstärkung werden diese beiden Pegel i.a. unterschiedlich sein.

Damit ist die Schwebung aber nicht vollständig, der Nulldurchgang „verschmiert" gewissermaßen und es sind daher entsprechende Nulldurchgangsdetektoren bzw. – Detektionsstrategien zu entwickeln.

Die Auswirkung dieses Effektes wird durch 15 dargestellt. Links ist die vollständige Schwebung (226) dargestellt, die sich z.B. bei (269) in 18 noch relativ einfach realisieren lässt, weil die beiden Signale der Generatoren (277) und (276) mit gleicher Amplitude erzeugbar sein dürften. Der Nulldurchgang (228) des Überlagerungssignals in 15 links ist scharf ausgeprägt.

In der 15 rechts ist das Bild einer Überlagerung von Signalen mit unterschiedlichen Amplituden dargestellt. Nach dein Empfang liegen die Signale mit ungewisser Amplitude vor. Soll die Phasenmessung z.B. durch die Lage der Minima in den beiden Schwebungen bestimmt werden, so wie das in 18 dargestellt ist, dann wäre das an dem Signal der

15 rechts mit einigen Schwierigkeiten verbunden. Mit den folgenden Methoden kann das besser beherrscht werden.

Sucht man nach weiteren Möglichkeiten zur Erzeugung einer parametrischen Phasenzeitverstärkung, so sind zunächst geeignete andere Signale zu suchen. 16 zeigt z.B. vergleichend eine der Schwebungsbildung gleiche Signalverarbeitung, wenn dazu ausschließlich digitale Signale verwendet werden.

16 zeigt für den Vergleich oben noch einmal die Entstehung einer vollständigen Schwebung, d.h. die summierten (oder subtrahierten) Sinusfunktionen bei (200) und (201) sind in ihrer Amplitude gleich. In den Zeitabschnitten (202) und (219) sind diese Sinussignale mit unterschiedlichem Zeitmaßstab dargestellt. Im Zeitabschnitt (202) sind einzelne Schwingungen dargestellt; oben die kleinere Frequenz (größere Periode), unten die geringfügig größere (Periodenunterschied dT (203)). Im Zeitabschnitt (219) sind einzelne Sinusschwingungen auf Grund des gewählten Maßstabes nicht mehr erkennbar.

Diese beiden Signale werden bei (200) und (201) einer Additionsstufe (204) zugeführt und als Summe (oder als Differenz) bei (205) bereitgestellt. Im Ergebnis ergibt sich die Schwebung mit Maximum bei (222). Ziel für eine Phasenmessung ist die möglichst genaue Detektion des Minimums ((221) Nulldurchgang) dieser Schwebung oder des Maximums, um damit die Phasenlage zu einer anderen Schwebung – wie z.B. in 10 dargestellt – bestimmen zu können.

Unterhalb dieser Schwebung in 16 sind vier Einzelschwingungsrelationen mit einer Positionszuordnung zu der Schwebung dargestellt.

Die Phasenlage der beiden Sinusschwingungen im Bereich (206) ist so, dass sie sich (gleiche Amplituden vorausgesetzt) praktisch gegenseitig aufheben; im Ergebnis ergibt sich daher das Minimum der Schwebung bei (221).

Auf Grund der unterschiedlichen Periode der beiden addierten Sinussignale verschieben sich die Einzelschwingungen fortlaufend weiter gegeneinander. (207) zeigt einen Zwischenzustand mit einer Zuordnung zur dort ansteigenden Amplitude der Schwebung.

Die Verschiebung zwischen den Sinussignalen läuft weiter, die Amplitude der Summenfunktion nimmt kontinuierlich weiter zu und erreicht bei (222) durch die bei (208) jetzt gleiche Lage der beiden Sinusfunktionen das Maximum. Ab jetzt nimmt die Amplitude der Schwebung wieder ab und erreicht über das bei (209) dargestellte Zwischenstadium, bei abnehmender Amplitude erneut das nächste Minimum der Schwebung.

16 zeigt unten ein (fast) gleiches Verhalten von digitalen Signalen.

Im Bereich (213) bzw. (220) sind zwei digitale Signale dargestellt, wie das vergleichbar in den Bereichen (202) bzw. (219) mit den Sinusfunktionen gezeigt worden ist. Die Perioden dieser digitalen Signale seien den Perioden der oben dargestellten Sinussignale gleich, die Zeitdifferenz zwischen den beiden Perioden ist also auch hier wieder dT (210). Im Bereich (220) sind diese Einzelschwingungen auf Grund des Zeitmaßstabes wieder nicht zu erkennen.

Diese beiden digitalen Signale werden jetzt einmal – bei (211) – auf den D-Eingang eines D-F1ipFlops (D-FFs) (214) gegeben, das andere digitale Signal (212) zum anderen als Takt für dieses D-FF genutzt. Ausgang des D-FFs ist der Q-Ausgang (215) und liefert das dort dargestellte digitale Signal (gekennzeichnet durch (216), (217), (218) und (223)).

Oberhalb dieser Darstellung dieses Signals (Q-Ausgang des D-FFs (215)) sind die Zeitzuordnungen von Einzelschwingungen bei den digitalen Signale dargestellt, die Kennzeichnungen (224) und (225) stellen die Zuordnung zu den vergleichbaren Zeitkoordinaten her, die auch oben bei den Sinusfunktionen verwendet werden. Die jeweilige Zuordnung der beiden digitalen Signale zum D-FF sei so, wie am D-FF (214) gezeigt: das jeweils untere Signal wird als Takteingang verwendet, das jeweils obere liegt am D-Eingang des D-FFs.

Wie man durch Vergleich sehen kann, sind die Phasenlagen der Signale in den Abschnitten (206), (207), (208) und (209) bei den Sinussignalen die gleichen, wie bei den digitalen Signalen; das digitale Signal ist jeweils 1 (high), wenn der Wert der Sinusfunktion > 0 ist und jeweils 0 (low), wenn der Sinuswert < 0 ist.

Die Phasenlage der beiden digitalen Signale bei (206) ist so, dass die positive Flanke am Takteingangs (212) vom D-FF (Trace zu (225) unten, Flankenzeitpunkt jeweils durch Pfeil gekennzeichnet) gerade das High-Signal des am D-Eingang (211) liegenden Signals „erwischt", dieses also auf den Q-Ausgang (215) des D-FF (214) legen wird.

Dies soll in der Darstellung gerade die Flanke (216) erzeugen. Durch die kleinere Periode des jeweils unteren Signals wandert die pos. Taktflanke immer weiter in den High-Bereich des oberen Signals. (207) zeigt wieder ein Zwischenstadium dieser Phasenlage; es entspricht der oben dargestellten Sinus-Phasenlage und erzeugt jetzt den Zustandszeit- und Signalpunkt (223) am Ausgang (215) des D-FFs.

Die Flanke des Taktzeitpunktes verzögert sich durch die kleinere Periode fortlaufenden weiter gegenüber dem Signal am D-Eingang (211) des D-FFs (214). Im Bereich (208) ist wieder die Phasenlage der beiden digitalen Signale – vergleichbar mit den darüber gezeigten Sinussignalen – dargestellt und diese Phasenlage erzeugt jetzt gerade die neg. Flanke (217) im Signal am Ausgang (215) des D-FFs. So geht das jetzt mit Low-Signal am D-Eingang – weiter.

Bei (218) stellt sich die nächste positive Flanke am Ausgabe des D-FFs ein. Das digitale Signal am Ausgang des D-FFs entspricht damit (fast) vollständig einer Schwebungserzeugung mit Sinusfunktionen und erlaubt in exakt gleicher Weise die Ausbildung einer parametrischen Verstärkung, jetzt aber mit digitalen Signalen.

Vergleicht man den zeitlichen Verlauf der Schwebung oben (222) mit dem des unten dargestellten digitalen Signals des D-FFs-Ausgangs der „digitalen Schwebung", dann kann man erkennen:

1. Der Nulldurchgang der Schwebung (221) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (206)) entspricht der Flanke (216) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (206)).
2. Das Maximum der Schwebung (222) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (208)) entspricht der Flanke (217) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (208)).
3. Der nächste Nulldurchgang der Schwebung, entspricht der Flanke (218) im digitalen Signal.
4. Die Zeit in der Schwebung vom Nulldurchgang (221) bis zum nächsten Nulldurchgang entspricht einer halben Periode der Hüllkurve in dieser Schwebung, aber einer vollen Periode in dem „digitalen Schwebungssignal". Verglichen mit der analogen Schwebung ist der zeitlichen Übersetzungsfaktor in der digitalen Form also nur halb so groß.

Bis auf diesen Faktor 2 unterscheidet sich aber die digital erzeugte Schwebung nicht von einer mit Sinusfunktionen erzeugten. Dieses mittels D-FF aus zwei hochfrequenten, digitalen Signalen erzeugte Ausgangssignal (215) wird daher im folgenden als digitale Schwebung bezeichnet.

Auch das Phänomen der parametrischen Verstärkung durch Unterabtastung ist auf diese Weise digital nachbildbar bzw. interpretierbar: betrachtet man die Wirkung der Flanke am Takteingang des D-FF als „Abtastvorgang" des Funktionswertes am D-Eingang, dann ist die Analogie sofort ersichtlich.

Ein D-FF (214) kann also in der digitalen Welt eine parametrische Phasenzeit-Verstärkung oder auch eine Unterabtastung realisieren, so wie ein Summieren oder eine Subtraktionsstufe bzw. ein Abtasten dies in der analogen Welt mit Sinusfunktionen kann. Daß die Wirkung der Phasenverschiebung eines digitalen hochfrequenten Signals auf die digitale Schwebung die gleiche ist, wie in der analogen Welt, impliziert der gezeigte Vergleich und ist in einer Realisation leicht nachzuvollziehen; (tatsächlich kann man das auch wieder mathematisch zeigen).

Vorteil der digitalen Realisation ist aber, dass bei digitalen Signalen keine Probleme durch unterschiedliche Amplituden der Signale entstehen und zudem ein Nulldurchgang durch die eine Form der Flanken in der digitalen Schwebung (hier die pos. Flanke (216) bzw. (218)) unmittelbar und direkt vorliegt, das jeweilige Maximum durch die andere Form (hier die neg. Flanke (217)).

Der operative Prozess der digitalen Schwebungsbildung durch das D-FF liefert also direkt und unmittelbar durch die Flankenzeitpunkte die Stelle eines Maximum- bzw. des Minimum-Äquivalents, das in der analogen Anordnung erst durch eine zusätzliche Detektionsoperation ermittelt werden kann. (Die auch untersuchten Möglichkeiten, zur Schwebungsnachbildung statt der D-FFs z.B. AND- oder XOR-Gatter mit anschließender Integration einzusetzen, zeigen derart gravierende Nachteile, dass eine nähere Beschreibung hier unterbleiben kann).

Der direkte Einsatz digitaler Signale in der Messstrecke ist manchmal, aber nicht immer möglich. Zur Realisation einer beliebig gearteten Anwendung wird man daher entweder die vorliegenden Sinusfunktionen digital abbilden müssen (z.B. durch Komparator- bzw. Schmitt-Trigger-Funktionen aus den Sinussignalen mit der Frequenz f + df gewinnen) oder bei vorgegebenen digitalen Signalen, die evtl. für die Messung (z.B. in einem linearen Netzwerk) als solche benötigten sinusförmigen Signale, aus den digitalen (z.B. durch Filterung) erst noch gewinnen müssen. Dies ist je nach Einzellösung unterschiedlich anzugehen.

Mit dieser bis jetzt entwickelten Methodenvielfalt kann die Aufgabe einer Phasenmessung angegangen werden. 14 zeigt den bisher dargestellten Stand der Dinge auf und stellt die prinzipiellen Lösungsstrukturen einer Messung der Phasenlaufzeit mittels HF-Signalen vor.

In dieser 14 sind die grundsätzlichen Anordnungen für die analoge (oben) und die digitale Form (unten) einer Schwebungsausbildung gezeigt. Für die hier primär zu sehenden Aufgabe ist die sensorische Anordnung lediglich durch die Blöcke (240) bzw. (250) dargestellt. Der Einsatz einer Messbrücke ist wieder so, wie bereits in 9 gezeigt, einem solchen Block zuzuordnen.

Links sind (willkürlich) zwei der Darstellungen (231) bzw. (241) zur Erzeugung benachbarter Frequenzen f und f + df gezeigt; dies könnte hier aber auch einfach durch die Vorgabe zweier Generatoren vorgegeben werden. Das jeweils auf die Meßanordnung (240) bzw. (250) geschaltete Signal kann das vor der Filterung (232) bzw. (233) vorliegende sein, oder so, wie hier dargestellt, das bereits gefilterte. Welche Frequenz dabei zum Einsatz kommt, also f oder f + df ist ebenso frei wählbar.

Für eine bei der Überlagerung mit Sinusfunktionen arbeitende Anordnung (14 oben) ist das zur Überlagerung verwendete Signal, das an verschiedenen Stellen „deformiert werden könnte" evtl. zuvor für die Überlagerung in den Summierstufen (234) und (235) (wie immer sind auch hier wieder Differenzbildner, Abtastung oder Mischung möglich) zuvor durch entsprechend eng dimensionierte Filter (232) und (233) wieder auf reine Sinusform zu bringen und sind auch natürlich entsprechend zu verstärken (238).

Nutzt man in dieser Anordnung (statt der Summationsstufen (234) und (235)) die beschriebene alternative Möglichkeit der Unterabtastung (die Summenbildner (234) bzw. (235) sind durch Abtaststufen zu ersetzen), oder eine Mischung (in diesem Fall sind stattdessen multiplikativ arbeitende Stufen mit folgender Filterung einzusetzen), dann kann die gezeigte Filterung evtl. auch entfallen.

Die Ausgänge der Stufen (234) und (235) liefern die beiden parametrisch verstärkten, in ihrer Phasenlage zueinander auszuwertenden, im allgemeinen aber nicht vollständige Schwebungs- bzw. Überlagerungssignale bzw. die durch Unterabtastung bzw. durch Mischung gewonnen Signale. Im allgemeinen ist dazu zuvor noch eine Aufbereitung (237) notwendig. Wie diese auszusehen hat, hängt von den allgemeinen Bedingungen der jeweiligen Anwendung ab und ist nur von Fall zu Fall festzulegen.

Im allgemeinen wird bei Überlagerungssignalen eine Demodulation des Schwebungs- bzw. Überlagerungssignal sinnvoll sein, bei einer Mischung eine Filterung, und sodann die Wandlung des gewonnenen niederfrequenten Signals in eine digitale Form (z.B. Schmitt-Trigger-Stufen). Da hier der digitalen Auswertung der Vorzug gegeben wird, wird diese Stufe (237) nicht weiter untersucht; lediglich wird durch das Diodensymbol und durch die Hysterese (z.B. eines Schmitt-Triggers) diese Funktionalität des Blocks (237) angedeutet.

Gerade diese Stufe (237) ist aber die, die bei einem unvollständigen Überlagerungssignal (vgl. 15 rechts) die Probleme einer genauen Minimumerkennung lösen müßte. Und dies wird mit der digitalen Lösung gar nicht erst auftreten.

14 zeigt unten die gleiche Anordnung wie zuvor, nur jetzt unter der Annahme einer digitalen Schwebungsbildung. Wie oben bei Vergleich der digitalen und analogen Schwebungsbildner gezeigt, kommt hierbei satt der Summationsstufen jeweils ein D-FF (244) bzw. (245) zum Einsatz. Ist es notwendig oder unumgänglich, die Messung auf dem Kanal (250) mit Sinussignalen auszuführen, dann sind zuvor die an den Enden der Strecke stehenden Sinussignale auf eine digitale Form zu bringen (oder umgekehrt aus der digitalen Signalvorgabe die Sensormesssignale z.B. durch Filterung zu gewinnen). Dies ist von Fall zu Fall sinnvoll zu modifizieren.

(Hier werden technische Grenzen sichtbar, weil die eingesetzten D-FFs und alle anderen Stufen natürlich die eingesetzten Frequenzen verarbeiten können müssen. Liegen die Frequenzen zu hoch, bleibt nur die oben gezeigte Methode der Mischung).

Ebenso austauschbar ist an sich die Signalherkunft für Taktsignal und D-Eingang der D-FFs, zumindest wenn diese ein exaktes 1:1-Pulspause:Pulsdauer-Verhältnis haben. Sollte das nicht der Fall sein, kann eine zuvor mit einem D-FF auf halbe Frequenz untersetzte Signalaufbereitung dieses 1:1-Verhältnis erzwingen. Da das D-FF nur auf die Taktflanke reagiert, reicht es, dieses Verhältnis für das Signal zu fordern, das den D-Eingang beschickt.

Hier in der 14 unten wird zur Frequenzerzeugung die Stufe (241) verwendet, in der das HF-Signal bereits digital zum Einsatz zur Schalteransteuerung vorliegt (vgl. 13 und Beschreibung). Das dazu gehörende (Sinus-)Signal zeigt ein solches 1:1-Verhältnis und wird daher auch direkt zur D-Ansteuerung (243) der D_FFs (244) genutzt.

Das auf die Messstrecke geschaltete Meßsignal wird also nur noch bezogen auf die Laufzeiteigenschaft einer Signalflanke zur Laufzeit- bzw. Phasenmessung eingesetzt (dies entspricht daher eher der oben erwähnten digitalen Abtastung); ein Umstand der sich in den meisten Anwendungsfällen als sehr nützliche Eigenschaft für die Meßanordnung bzw. Auswertung herausgestellt hat. Oftmals ist daher die hier gezeigte Filterung (242) zur Ausbildung reiner Sinussignale gar nicht mehr nötig.

Bleibt als letztes, die Auswertung (239) bzw. (249) in der 14 zu beschreiben.

17 zeigt die hier bevorzugt eingesetzte, einfache, digitale Aufbereitung der Phaseninformation zwischen den beiden Schwebungssignalen durch einen Start-Stop-Zählvorgang durch die entsprechenden Signale und der dazu benötigten digitalen Logik.

Die Signale (252) und (253) (diese Bezeichnung wird sowohl für die Leitung der Logik oben rechts, als auch für die Signaldarstellung links verwendet) zeigen die digitalen Schwebungssignale, so wie sie von den D-FFs der 14 (244) bzw. (245) geliefert werden bzw. so wie sie aus den Schwebungssignalen nach Aufbereitung in (237) zur Verfügung stehen. Da die Phaseninformation sich in den Flankenabständen der digitalen Schwebungssignale befindet, sind diese Abstände (17, (255) bzw. (256)) zu messen.

Das XOR-Gatter (258) erzeugt aus diesen Signalen bei Ungleichheit ein high-Signal bei (251) immer dann, wenn auch Signal (253) auf high liegt. (Ziel der Messung ist hier, den Abstand 255 zu erfassen; (256) kann durch Austausch der entsprechenden Signale (252) und (253) gemessen werden). Wird ein hochfrequenter Takt bei (254) angelegt, dann wird in der Zeit des Abstandes (255) dieser Takt am Ausgang der AND-Gatter-Kombination (257) bei (236) bereitgestellt.

Die Anzahl dieser Takte liefert somit einen digitalen Wert für die Phasenlage zwischen den Schwebungssignalen und kann beliebig weiter verarbeitet werden. Da mit den in 17 gezeigten Signalen z.B. jederzeit eine direkte Mikroprozessoransteuerung möglich ist, stellen diese Signale eine ideale Schnittstelle zu einer Prozessor oder Rechnerstufe dar, deren Konstruktion aber vom eingesetzten Prozessor, Mikrokontroller oder DSP (Digitaler Signal-Prozessor) abhängig sein wird.

19 zeigt die Realisation einer Brückenuniversalauswertung unter Anwendung der parametrischen Verstärkung mit digitaler Verarbeitung in einer Mikrocontrollersteuerung.

Vorbedingung für diese Auslegung der Anordnung ist, dass der Mikrocontroller (441) zwei Digital-Analog-Wandler (DAC-)Kanäle zur Verfügung stellen kann und dass eine Zählerfunktion mit externem Takteingang (Eingang für die Leitung (409)) vorhanden ist. Die DAC-Ausgänge erzeugen die beiden Signale b (449) und 2a (448) die im Bereich (450) durch einfache invertierende Verstärker sowohl positiv als auch negativ zur Verfügung stehen.

Durch Abtastung in (97) werden diese Spannungen auf den virtuellen GND-Knoten (99) gelegt und bilden nach Filterung (429) eine Frequenz aus, die dicht neben der durch die Abtastfolgenperiode gegebenen Frequenz liegt. Die Abtastfolge selbst wird durch die Frequenz des Generators (405) und die Ansteuerungsstufe (442) zum Schalterblock (97) festgelegt; die Abtastfolgenfrequenz beträgt hier, bedingt durch die nacheinander anzusteuernden vier Schalter, ¼ der Generatorfrequenz. Diese „Arbeitsfrequenz" steht bei (443) zur Verfügung; die benachbarte Frequenz liegt nach Filterung in (429) als Messsignal vor.

Dieses Signal wird in der Messung (425) eingesetzt und erfährt dadurch in (425) – z.B. eine Anordnung zur Laufzeitmessung – eine Phasenverschiebung. Zwischen den Signalen bei (446) und (447) besteht jetzt die zu messende Phasenverschiebung.

(Wäre (425) eine Messbrücke, dann wäre z.B. aus dem nach (429) vorliegenden Messsignal zuvor durch eine 90° Phasenverschiebung eine Cosinuskomponente zu erzeugen, die zusammen zur Erregung der Brücke verwendet würden. Statt der Signale (446) und (447) wären in diesem Falle die Zweitabgriffe der Brücke – entsprechend aufbereitet – zu verwenden.

Die Zählerfunktion des DSPs muß hier die Taktgeschwindigkeit des Generators G₂ (400) verarbeiten können; ist diese Generatorfrequenz für den Mikrocontroller zu hoch, dann muß in die Leitung (409) zwischen AND-Gatter (424) und Kontrollereingang ein schneller Zähler zur Untersetzung geschaltet werden und zudem müsste dieser Zählerstand vom Kontroller über einen freien Port einlesbar sein.

In einigen Fällen wird man aber auch den Generator G₂ (405) ganz einsparen können. Moderne Kontroller arbeiten oftmals mit Frequenzen deutlich oberhalb von 2MHz; das dazugehörige Clock-Management ist, unter Beschattung des Prozessors mit einem Quarz (428), selbst Teil der Kontrollerfunktionen und kann i.a. nach außen ausgekoppelt werden. In einigen Anwendungsfällen reicht diese Frequenz aus und kann also den Generator G₂ komplett ersetzen.

In der Anordnung der 19 ist diese Generatorfrequenz so groß, dass der Quarztakt des Prozessors (441) für die Generierung der Messfrequenz nicht ausreicht, aber die Generatorfrequenz (405) vom externen Eingang eines internen Timers und von der Ansteuerstufe (442) gerade noch verarbeitet werden kann (bei einem Prozessor mit einer Quarz- (428) bzw. Arbeitsfrequenz von z.B. 16MHz und einer G₂-Frequenz von z.B. 100MHz).

Die Stufen, die in dieser 10 mit (406), (407), (408), (423) und (424) bezeichnet sind, bzw. die Signale (409), (430) entsprechen den Signalen der Darstellung der 17. Das Signal (409) in 19 entspricht den Signal (236) in 17 und gibt die Phasenverschiebungsdauer in Form eines Zählwertes zurück.

Das Signal (430) entspricht dem Signal (253); die abfallende Flanke löst hier einen IRQ (Interruptrequest) aus. Zu dem Zeitpunkt, wenn dieser Interrupt ausgelöst wird, sind der (im DSP ablaufende) Zählvorgang abgeschlossen, alle Einschwingvorgänge zur Ruhe gekommen und der interne Zählwert des Zählers (evtl. zusammen mit dem Wert des erwähnten externen, zusätzlich bei (409) eingeschalteten Zählers) steht als digitaler Wert der Phasenmessung bereit.

Wie zur 17 beschrieben, sind zur Ansteuerung der D-FFs (407) und (406) drei Signale nötig, hier (443), (444) und (445). (446) und (447) sind die Signale vor und nach dem Durchgang durch die Messstrecke (425), hier die Frequenz f + df (als Ausgang des Filters (429)).

Diese Frequenz f + df (hier ca. 25MHz) wird durch die Anordnung (450) und den DAC-Werten, die der Mikrokontroller liefert (Ausgänge bezeichnet mit 2a (448) und b (449)) in Verbindung mit einem Abtastmechanismus, der in einer von (442) festgelegten Reihenfolge, diese Spannungen über die Widerstände (98) abtastet. Die Ausgänge 2a (448) bzw. b (449) sind Sinus- bzw. Cosinusfunktionen niederer Frequenz (df = 25Hz), die der Mikrokontoller durch das Generieren eines Zählerwertes (z.B. auch einer Timerfunktion), eine dazugehörige Lookup-Tabelle (jedem Zählerwert – als Adresse eines Speichers – werden zwei Ausgangswerte, eben Sinuswert und Cosinuswert zugeordnet) und durch die Ausgabe dieser Werte über die DAC-Ausgänge bei (448) und (449) bereitstellt.

Die Werte werden zusätzlich in ihrer invertierten Form benötigt. Hierfür sind die invertierenden Verstärker bei (450) vorgesehen; sind im Kontroller allerdings noch zwei zusätzliche DAC-Kanäle frei, dann können die invertierenden Verstärker auch eingespart werden.

Die Abtastung der ADC-Werte erfolgt durch die Widerstände (98), die bei einem geschlossenem Schalter (in (97), Schalter 1...4) einen zur Spannung proportionalen Strom in den virtuellen GND-Knoten (99) einprägen, der von der folgenden OP-Amp-Stufe wieder in eine Spannung gewandelt wird.

Das elektronische Filter (429) ist nur dann nötig, wenn für die Messung auf der Messstrecke (425) unbedingt eine Sinusfunktion benötigt wird. Die Signale, die die (invertierenden, mit einer Schmitt-Triggerfunktion ausgestatteten) Gatter (427) und (431) abgeben, sind jeweils die (auf gleiche Art und Weise rekonstruierten) Signale, die einmal vor und einmal nach dem Durchlauf durch die Messstrecke (425) abgegriffen sind und die nach diesen Durchlauf gegenüber dem (Eingangssignal (446) bzw. (445)) mit einer (hier zu messenden) Phasendifferenz vorliegen.

Diese Phasendifferenz ergibt (über die digitale Schwebungsfunktion gemessen) den gerade beschriebenen, durch den Mikrokontroller erfassten Phasendifferenzmesswert. 19 zeigt, dass in dieser Anordnung nur sehr wenige Komponenten (außer dem doch recht komplexen Kontroller oder einem DSP) notwendig sind. Der oben zur Entwicklungsdarstellung beschriebene Aufwand ist also nur in den seltensten Fällen wirklich notwendig.

Mit der in 10 dargestellten Anordnung (als Kontroller (441) ist in DSP eingesetzt) gelingt es z.B. folgende Sensoren fast ohne zusätzliche Maßnahmen an Stelle von (425) einzusetzen:

– Wegsensor (US-Wandler am Anfang und Ende eines Rohres)
– Distanzmessung mit UHF zwischen Funkpartnern
– Wegsensor (LED und Photodiode am Anfang und Ende einer Strecke)
– Temperatursensor (RC-Glied mit temperaturabhängigem Widerstand, nach Frequenzuntersetzung mit D-FFs um den Faktor 2)
– Drucksensoren (RC-Glied mit druckabhängigem Widerstand)
– Drucksensoren (mit gegebener Brückenanordnung)
– Stromabhängige Brücke zur Messung sehr kleiner Ströme

u.a.m

Damit ist eine gewisse Universalität erreicht. Faßt man alle beschriebenen Komponenten die zur beschriebenen hochgenauen Phasenmessung benötigt werden in einem Block zusammen, dann liegt eine Blockkonfiguration wie in 23 angedeutet vor. Nur sehr geringe Konfiguartionsmodifikationen sind nötig, um andere Anwendungen zu ermöglich.

Bezieht man Messbrücken in die Anwendung mit ein, dann sind vier externe Pins zum Anschluß der Brücke nötig. Anschlüsse für Stromversorgung, Anzeigeelemente, Steuer- und Kommunikationsanschlüsse sind davon unabhängig notwendige, bzw. dem Anwendungskomfort dienende Pins.

Die gleiche Pin-Anordnung kann daher zum Einsatz als Brückenverstärker (23a) oder in Laufzeitmessungen (23b) oder in Vierpolanordnungen (23c) eingesetzt werden. Lediglich die Pins zur Stromversorgung und eine Schnittstelle zur Messwertübergabe (z.B. eine SPI-Schnittstelle) sind essentiell, so dass u.U eine solche Konstruktion bereits in einem 8 poligen IC-Gehäuse untergebracht werden kann.

Claims

Verfahren und Gerät zur Messung einer Phasenverschiebung bzw. einer Phasenlaufzeit periodischer Signale, bzw. zur Messung der gegenseitigen Phasenlage periodischer Signale mit einer relativ hohen Frequenz, im folgenden als Messsignal oder Messfrequenz bezeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass die nur schwer direkt zu messende Phasenlage zwischen den Signalen der hohen Frequenz (Messsignale) durch eine, hier als „parametrische Verstärkung" bezeichnete Technik so aufbereitet wird, dass die kleinen Phasenzeiten bzw. Phasenlagen der hohen Frequenz in eine sehr viel größere Phasenzeit bzw. Phasenlage von niederfrequenter Signalen transformiert wird, in denen die Phasenzeiten bzw. Phasenlagen wesentlich leichter und genauer bestimmt werden können, wobei diese „parametrische Verstärkung" aus einer Kombination technischer Maßnahmen besteht, indem – ein frequenzmäßig möglichst dicht neben der hohen Frequenz des Messsignals liegendes Signal als Referenzsignal, hier auch bezeichnet als Referenzfrequenz, erzeugt wird und dann entweder – die mit der Phasenverschiebung versehenen Messsignale beide gleichzeitig mit demselben Referenzsignal (z.B. additiv oder subtraktiv) überlagert werden und sodann die Phasenlage der beiden dabei entstehenden Überlagerungssignale zueinander ausgewertet wird, oder – die mit der Phasenverschiebung versehenen Messsignale beide mit derselben Referenzfrequenz abgetastet werden, somit eine sogenannte Unterabtastung verwendet wird und sodann die Phasenlage der beiden, sich durch diese Unterabtastung ergebenden Signale zueinander ausgewertet wird, oder – die mit der Phasenverschiebung versehenen Messsignale beide mit demselben Referenzsignal (z.B. multiplikativ) gemischt werden, aus den beiden so entstehenden Mischsignalen die jeweilige niederfrequente Komponente durch Filterung isoliert wird, und sodann die Phasenlage zwischen diesen beiden niederfrequenten Signalen zueinander ausgewertet wird.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 zur Messung der Phasenlage zwischen Signalen einer sehr hohen Frequenz dadurch gekennzeichnet, dass eine kaskadenförmige Kette aus Elementen der Anordnung 1 aufgebaut wird, wobei jede Kaskade für sich wie eine Anordnung nach Anspruch 1 – bevorzugt unter Verwendung einer Mischsignalbildung mit Tiefpassfilterung – arbeitet, also unter Nutzung der „parametrischen Verstärkung" aus den beiden jeweils höheren Messsignalfrequenzen mit der zu messenden Phasenlage jeweils zwei wesentlich niederfrequentere Komponenten (oder Zwischenfrequenzkomponenten) mit einer wesentlich größeren Phasenzeit entstehen, die in der nächsten Kaskadenstufe jeweils als höherfrequente Messsignale verwendet werden können und damit die Phasenzeiten in jeder Stufe weiter vergrößert (verstärkt oder transformiert) werden, wobei die Phasenauswertung zwischen den dabei sich ergebenden, ständig niederfrequenteren Signalen erst in der jeweils letzten Stufe erfolgt.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 und 2 zur Messung der Phasenlage zwischen Signalen relativ hoher oder sehr hohen Frequenz dadurch gekennzeichnet, dass zur Realisation der parametrischen Verstärkung (bei einer Kaskadierung auf der jeweils untersten Stufe der Phasenzeitauswertung) rechteckförmige oder digitale Signale eingesetzt werden, so dass die Überlagerung oder die Unterabtastung unter Verwendung von F1ipFlops (bevorzugt unter Verwendung von D-F1ipFlops) in Form einer „digitalen Schwebung" nachgebildet werden, z.B. indem das eine Signal der Frequenz f zur Ansteuerung des D-Eingangs, das andere Signal der Frequenz f + df zur Ansteuerung des Takteingangs (oder frequenzmäßig auch umgekehrt) genutzt wird, wobei diese digitalen Signale u.U. erst aus sinusförmigen Signalen (z.B. durch Schmitt-Trigger-Stufen) gewonnen werden.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 bis 3 zur Messung der Phasenlage zwischen Signalen relativ hoher oder sehr hohen Frequenz dadurch gekennzeichnet, dass zur Nachbildung einer Überlagerung oder einer Mischung einfache Gatterfunktionen eingesetzt (XOR, AND, usw) werden.
Verfahren und Gerät zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenz zum Einsatz nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass die Erzeugung von sinusförmigen Signalen mit dicht benachbarter Frequenz aus vorgegebenen, oder erzeugten hochfrequenten Sinus- und Cosinussignalen, bei einer Realisation nach Anspruch 2 auch aus einer der beim Mischen entstanden Zwischenfrequenzen (ZF) (aus der z.B. durch 90°-Grad Phasenschiebertechniken die Sinus- und Cosinuskomponenten gewonnen werden können) und aus zugleich vorgegebenen, niederfrequenten Sinus- und Cosinussignalen durch Nachbildung einer der Formeln der Additionstheoreme für trigonometrische Funktionen erfolgt.
Verfahren und Gerät zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenz zum Einsatz nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Signale benachbarter Frequenz aus einer gemeinsamen Taktfrequenzquelle durch Untersetzung mit dem Faktor n bzw. (n + k) mit einem Zähler gewonnen werden.
Verfahren und Gerät zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenz zum Einsatz nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Zähler aus einer hohen (Generator-)Frequenz f die Frequenz f/n erzeugt, ein zweiter Zähler in jeder Periode dieser untersetzten Frequenz f/n einen Vergleichswert in einem zweiten Zähler um den Wert 1 verändert und ein Komparator diesen Vergleichswert nutzt, um bei Gleichheit der Werte des Zählers 1 und des Zählers 2 eine Flanke zu generieren, die gegenüber den Flanken des Signals mit der Frequenz f/n die Periodendauer einer Frequenz f/(n + 1) aufweist.
Verfahren und Gerät zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenz zum Einsatz nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass die zur Erzeugung von Signalen mit dicht benachbarten Frequenzen benötigten niederfrequenten Sinus- und Cosinussignale durch einen Zähler oder eine Zählerfunktion, auch z.B. in einem Mikroprozessor dadurch nachgebildet werden, dass diese Zählerwerte zur Generierung der NF-Signale genutzt werden, z.B. indem sie als Adresse für eine Look-Up-Tabelle verwendet werden, in der die Werte der benötigten Sinus- und Cosinus-Signale digital gespeichert sind, diese Werte nacheinander und periodisch wiederkehrend ausgelesen und sodann mittels Analog-Digital-Wandlung (ADC) die verfahrensgemäß benötigten NF-Signale erzeugt werden
Verfahren und Gerät zur Erzeugung dicht benachbarter Frequenz zum Einsatz nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass die zur Erzeugung von Signalen mit dicht benachbarten Frequenzen benötigten höheren Frequenzen durch PLL-Generatoren erzeugt werden, wobei entweder zwei NF-Generatoren mit verschiedenen Frequenzen als Refererenzgeneratoren eingesetzt werden oder, bei gleichen Referenzfrequenzen, indem unterschiedliche Teilungen der VCO-Generatorfrequenzen in den Phasenvergleich einbezogen werden, oder indem beide Maßnahmen kombiniert werden.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 bis 4 zur sensorischen Erfassung physikalischer Parameter dadurch gekennzeichnet, dass die Messung über den vom zu messenden Parameter abhängigen Frequenzgang eines elektronischen Netzwerkes erfolgt, das – bevorzugt aber nicht notwendigerweise ausschließlich – aus passiven Elementen (R-, L-, C-Komponenten) besteht, wobei die Auswertung über die Messung der Phasenverschiebung für genau eine Signalfrequenz erfolgt, weil ein zu diesem Zwecke eingesetztes sinusförmiges oder rechteckförmiges Messsignals beim Durchlauf durch das Netzwerk eine reproduzierbare und spezifische Phasenverschiebung erfährt, und diese damit vom physikalischen Parameter abhängige Phasenverschiebung am Ausgang eines Netzwerkes relativ zur Phasenlage des Signals am Eingang oder an einer anderen Zwischenstufe des Netzwerkes erfasst wird.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 bis 4 und Anspruch 10 zur sensorischen Erfassung physikalischer Parameter dadurch gekennzeichnet, dass die eingesetzten Messsignale aus nicht sinusförmigen, z.B. digitalen oder Rechtecksignalen, z.B. erst durch Filterung gewonnen werden, diese dann sinusförmigen Signale vor und nach dem Durchgang durch das Messnetzwerk z.B. durch eine Schmitt-Triggerfunktion wieder in digitale Signale gewandelt werden, und in dieser Form die Phasenlage zwischen den Signalen vor und nach dem Durchlauf durch das Netzwerk oder einer Wegstrecke in einer digitalen Schwebung ausgewertet werden.
Wechselspannungserregte Brückenanordnung unter Nutzung der Ansprüche 1 bis 4 und 10 bis 11 dadurch gekennzeichnet, dass ein Knoten der Brücke mit einem Signal (bevorzugt einem Sinussignal) der Frequenz f erregt wird, der gegenüberliegende Knoten mit einem phasenverschobenen Signal (bevorzugt einem Cosinussignal) der gleichen Frequenz, erregt wird und an den Zweigmittelpunkten die dort liegenden Spannungen mit der Frequenz f + df abgetastet werden oder mit einem zweiten Signal der Frequenz f + df (additiv oder subtraktiv) überlagert, gleichgerichtet und geglättet werden, wodurch zwei niederfrequente Signale entstehen, deren Phasenlage zueinander als Messsignal der Messbrücke ausgewertet wird.
Wechselspannungserregte Brückenanordnung unter Nutzung der Ansprüche 1 bis 4 und 10 bis 12 dadurch gekennzeichnet, dass ein Knoten der Brücke mit einem Signal (bevorzugt einem Sinussignal) der Frequenz f erregt wird, der gegenüberliegende Knoten mit einem phasenverschobenen Signal (bevorzugt einem Cosinussignal) der gleichen Frequenz, erregt wird und an den Zweigmittelpunkten die dort liegenden Spannungen mit der Frequenz f + df multiplikativ gemischt und anschließend mit einem Tiefpass gefiltert werden, wodurch zwei niederfrequente Signale entstehen, deren Phasenlage zueinander als Messsignal der Messbrücke ausgewertet wird.
Wechselspannungserregte Brückenanordnung unter Nutzung der Ansprüche 1 bis 4 und 10 bis 13 dadurch gekennzeichnet, dass zuvor die an den Zweigmittelknoten liegenden Spannungen mit einem Impedanzwandler (Spannungsfolger) abgegriffen werden oder auch durch eine Strom-Spannungswandlung, bei der die Zweigmittenabgriffe mit dein I-U-Wandler virtuell auf GND gezogen werden.
Wechselspannungserregte Brückenanordnung unter Nutzung der Ansprüche 1 bis 4 und 10 bis 14 dadurch gekennzeichnet, dass die zur Messung eingesetzten sinusförmigen Signale durch geeignete Verstärkung und z.B. unter Nutzung einer Schmitt-Trigger-Funktion digitalisiert werden, und sodann die beiden Messsignale jeweils auf den D-Eingang und die Referenzfrequenz auf die beiden Takt-Eingang von zwei D-F1ipFlops, zur Symetrisierung der Signale evtl. auch erst nach einer, wiederum mit D-FFs erzeugten Untersetzung um den Faktor 2, geschaltet werden und so die beiden D-FFs eine Schwebung digital nachbilden.
Verfahren und Gerät nach Anspruch 1 bis 14 zur sensorischen Erfassung von Wegstrecken oder Wegdifferenzen unter Einsatz von Ultraschall, Licht oder elektromagnetischen Wellen, dadurch gekennzeichnet, dass durch eine entsprechende geometrische Empfängeranordnung das Signal eines Senders von mindestens zwei Signalempfängern aufgenommen wird und die dabei evtl. vorliegenden Signallaufzeitdifferenzen zwischen den empfangenen Signalen sich jetzt als hochgenau messbare Phasenverschiebung zwischen den jeweiligen Messsignalen ausprägen können und einen Rückschluss auf Lage, auf die Transportgeschwindigkeit eines Mediums (z.B. bei Verwendung von Ultraschall Windgeschwindigkeit), auf eine Fliess- oder Mediengeschwindigkeit zulassen.
Aufbau einer hybriden Anordnung oder eines integrierten Schaltkreises (z.B. als FPGA oder ASIC) zum Einsatz als universeller Brückenverstärker oder als allgemeiner Sensorverstärker unter Nutzung der Ansprüche 1 bis 16 dadurch gekennzeichnet, dass dieser Verstärker mindestens 4 Pins aufweist, von denen einer ein (in der Frequenz evtl. frei wählbares) hochfrequentes Sinussignal, ein zweiter ein hochfrequentes Cosinussignal (z.B. aus dem Sinussignal erzeugt durch eine 90°-Phasenschiebungstechnik) liefert, die für ein anzuschließendes Netzwerk, z.B. eine Brückenanordnung genutzt werden können, und zwei Pins, die als Eingänge zur Auswertung der Phasenlage von zwei an diesen Pins angelegten Signale nach Anspruch 1 bis 4 und 10–16 genutzt werden können, wobei mit den mindestens zwei Pins zur Stromversorgungszuführung und z.B. zwei Pins für einen Kommunikationskanal (z.B. SPI oder I²C) einem 8-Pin Gehäuse ein vollständiger, universeller Sensorverstärker gegeben ist.
Auswertung der Phasenlage zwischen zwei digitalen Schwebungssignalen in einer Anwendung unter Nutzung nach Anspruch 1 bis 17 dadurch gekennzeichnet, dass zwischen zwei digitalen Schwebungssignalen durch eine einfache XOR-Verknüpfung der Zeitraum festgehalten wird, in dem die beiden Signale sich in Ihrer Lage zueinander unterscheiden, zudem nichtnotwendigerweise evtl. eine Seite (also entweder der Anteil nach einer positiven oder einer negativen Flanke in einem der beiden Signale) davon durch Einsatz eines AND-Gatters für die Auswertung ausgewählt wird und sodann für die so festgestellte Zeitdauer einer unterschiedlichen Lage, z.B. wiederum durch eine AND-Funktion, ein Takt auf eine Zählfunktion (Zähler oder eine Mikroprozessorfunktion) gelegt wird und durch den sich ergebenden Zählwert an jedem Ende einer Schwebungsperiode ein direkter digitaler Wert für die Phasenbeziehung zwischen den beiden digitalen Schwebungssignalen und damit für die Phasenbeziehung der in der Messung eingesetzten HF-Signale gewonnen ist.
Verfahen und Gerät zur sensorischen Erfassung eines physikalischen Parameters mittels eines einfachen RC-, RL- oder LC-Gliedes in dem entweder R, L oder C von dem physikalischen Parameter abhängt dadurch gekennzeichnet, dass der Phasengang dieser RLC-Anordnung zur Messwerterfassung unter Nutzung der Verfahren nach Anspruch 1 bis 18 ausgewertet wird.