DE102010028991A1

DE102010028991A1 - Passiver Transponder für ein RFID-System und Verfahren zum Übertragen von Daten von/zu einer Datenquelle eines solchen passiven Transponders

Info

Publication number: DE102010028991A1
Application number: DE102010028991A
Authority: DE
Inventors: Andreas Hennig; Gerd VOM BÖGEL
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2009-12-03
Filing date: 2010-05-14
Publication date: 2011-06-09
Anticipated expiration: 2030-05-15
Also published as: US20110133894A1; US8749358B2; DE102010028991B4

Abstract

Ein passiver Transponder umfasst eine Antenne (212), einen Antennenschwingkreis (214) und eine Datenquelle (216). Der Antennenschwingkreis (214) ist ausgebildet, um abhängig von einem Empfang von Energie an dem Transponder (210) oder einer Datenübertragung von/zu der Datenquelle (216) bei einer ersten Resonanzfrequenz oder bei einer zweiten Resonanzfrequenz zu arbeiten.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der RFID-Technik (RFID = Radio Frequency IDentification), und insbesondere auf einen passiven Transponder, der innerhalb eines solchen Systems eingesetzt wird. Ausführungsbeispiele der Erfindung beziehen sich auf sogenannte Sensortransponder, die beispielsweise in der Medizintechnik eingesetzt werden.
Transpondersysteme finden in immer mehr Bereichen Anwendung, insbesondere Sensortransponder sind hier von Interesse. Die Kombination der RFID-Technik und der Sensorik eröffnet hierbei neue Möglichkeiten in vielen Bereichen der Technik, beispielsweise in der Medizintechnik. In medizintechnischen Anwendungen eröffnet die Sensortransponder-Technologie wertvolle Therapiemöglichkeiten von Krankheiten des Herz-Kreislauf-Systems des Menschen, wie z. B. einer Herzinsuffizienz. Aber auch auf anderen technischen Gebieten sind miniaturisierte passiv mit Leistung versorgte Sensortransponder-Systeme einsetzbar und von großem Interesse, z. B. im Bereich der Bauphysik, chemischen Industrie und Automobilindustrie. In der Bauphysik ist der Einsatz bei der Überwachung der Feuchte in Holzkonstruktionen oder der Dämmeigenschaften von so genannten Vakuum-Isolationspaneelen denkbar. In der chemischen Industrie können PH-Werte in Flüssigkeiten überwacht werden. In Elektrofahrzeugen könnten solche miniaturisierten Transponder eingebracht in Batterien, Temperaturen und Drücke überwachen und so die Sicherheit erhöhen.
Es hat sich jedoch herausgestellt, dass die RFID-Übertragungstechnik für Sensortransponder nicht gut geeignet ist, da der höhere Strombedarf eines solchen Transponders, die erforderliche, hohe Reichweite bei geringen Abmessungen sowie ggf. vorhandene, den Transponder umgebende, verlustbehaftete Materialien die RFID-Technik an die Grenzen führt. Zwar sind bereits einige Sensortransponder bekannt, jedoch ist deren Reichweite gering, so dass deren Einsatzmöglichkeiten beschränkt sind.
Die 1 zeigt eine schematische Darstellung eines bekannten Sensortransponders-Systems mit einem in den Körper eines Patienten implantierten passiven Transponder zum Bereitstellen von Messsignalen. Anhand eines solchen Systems werden nachfolgend die Nachteile herkömmlicher passiver Transponder erläutert, wie sie insbesondere in Umgebungen auftreten, bei denen der Transponder von verlustbehafteten Materialien umgeben ist, wie beispielsweise menschlichem Gewebe. Im Zusammenhang mit solchen Anwendungen haben medizinische Studien gezeigt, dass die Behandlung von Herz-Kreislauf-Krankheiten durch eine fortwährende Überwachung von Parametern, wie z. B. des Blutdrucks, der Temperatur, usw., deutlich verbessert werden kann. Die fortwährende Überwachung von Herz- und Kreislauf-Funktionen unterstützt eine optimale Einstellung der Arzneimitteldosierung eines Patienten. Sensortransponder, die in den menschlichen Körper implantiert sind, können daher eine Therapie unterstützen und damit wesentlich verbessern. Diese Transponder können sich an unterschiedlichen Stellen innerhalb des Körpers befinden und die Leistung des Herz-Kreislauf-Systems überwachen. Sogenannte passive Transpondersysteme sind herbei von besonderem Interesse, da die oben erwähnten Transponder im Regelfall für einen längeren Zeitraum im Körper des Patienten verbleiben und so eine herkömmliche Leistungsversorgung durch eine lokale Batterie nicht möglich ist. Genauer gesagt wäre es bei aktiven Transpondersystemen erforderlich, große Batterien vorzusehen, die eine Energieversorgung über eine ausreichend lange Zeitdauer ermöglichen. Dies ist im Regelfall aufgrund der verfügbaren Abmessungen des Transponders überhaupt nicht möglich. Alternativ könnten die implantierten Transponder nach einer vorbestimmten Zeit ausgetauscht werden bzw. entfernt und mit neuen Batterien bestückt werden, was jedoch unerwünscht ist, da dies unnötige Eingriffe am Patienten erfordern würde. Somit ist die Verwendung von Transponder, die eine lokale Batterie aufweisen, in diesem Bereich nicht erwünscht. Bei medizintechnischen Anwendungen ist es insbesondere wünschenswert, die Abmessungen des Transponders derart zu gestalten, dass eine sogenannte Katheterimplantierung möglich ist, also eine minimal invasive Vorgehensweise zum Einsetzen des Transponders in den menschlichen Körper. Daher sind Antennen in Form eines Stabs mit einer Größe von nur wenigen Millimeter erforderlich. Solche Transponder, die die erforderliche Sensorik umfassen, um die erwünschten Parameter zu erfassen, benötigen wesentlich mehr Energie als herkömmliche ID-Transponder, wie sie in herkömmlichen RFID-Systemen zum Einsatz kommen.
Anders als bei herkömmlichen RFID-Systemen ist auch die maximal mögliche Entfernung zwischen dem Lesegerät und dem implantierten Transponder zu beachten, so dass solche Systeme auch für korpulente Patienten geeignet sind. Die Datenübertragung muss über die erforderliche Entfernung und mit der notwendigen Datenrate realisiert werden. So muss beispielsweise für eine sinnvolle medizinische Diagnose sichergestellt werden, dass eine Druckentwicklung über mehrere Herzschläge hinweg übertragen werden kann.
1 zeigt, wie oben bereits erwähnt wurde, ein herkömmliches Transpondersystem, wie es heute schon in medizintechnischen Anwendungen zum Einsatz kommt. Das System umfasst einen passiven Transponder 100, der im Körper eines Patienten 102 implantiert ist, wie dies in 1 schematisch gezeigt ist. Der Transponder 100 umfasst eine Antenne 104 mit einer entsprechenden Antenneninduktivität L. Parallel zur Antenne 104 ist ein Kondensator C_T geschaltet. Parallel zur Antenne 104 und zum Kondensator C_T ist ferner eine Serienschaltung bestehend aus dem Widerstand R und dem Schaltelement 106 angeordnet. Bei dem Schaltelement 106 handelt es sich beispielsweise um einen Transistor, der abhängig von einem anliegenden Ansteuersignal, welches über eine Leitung 108 bereitgestellt wird, den Widerstand R parallel zur Antenne 104 schaltet oder trennt. Der Transponder 100 umfasst ferner den in 1 dargestellten Chip 110, dessen Eingänge über entsprechende Verbindungen 112 und 114 mit der Antenne 104 verbunden sind. Zwischen diesen Verbindungen ist zum einen der Kondensator C_T. und zum anderen die Serienschaltung bestehend aus dem Widerstand R und dem Schaltelement 106 angeordnet. Der Chip 110 umfasst die in 1 nicht näher dargestellte Sensorik zur Erfassung der erwünschten Parameter von dem Patienten 102 und die erforderliche Verarbeitungselektronik, um diese für eine Übertragung aufzubereiten. Der Chip 110 umfasst ferner eine Steuerung, um über die Leitung 108 entsprechende Steuersignale zum Ansteuern des Schaltelements 106 für eine Lastmodulation, die nachfolgend näher erläutert wird, bereitzustellen.
Das Transpondersystem umfasst ferner ein Lesegerät 120, welches ebenfalls eine Antenne 122 umfasst. Die Antenne 122 des Lesegeräts 120 wird durch eine Spannungsversorgung 124 gespeist, die über die Leitungen 126 und 128 mit der Antenne 122 verbunden ist. In der Leitung 126 ist ein Widerstand R angeordnet. Ferner zweigen von der Leitung 126 die Leitungen 130 und 132 ab, die mit entsprechenden Eingängen eines Empfängers 134 verbunden sind. Die Leitung 132 umfasst einen Kondensator C, der zwischen die Leitungen 126 und 128 und damit parallel zur Antenne 122 geschaltet ist.
Der in 1 gestrichelt dargestellte Bereich 136 (auch als Übertragungskanal bezeichnet) stellt schematisch den Bereich dar, innerhalb dessen eine Übertragung von Energie von dem Lesegerät 120 zu dem Transponder 100 erfolgt. Genauer gesagt erzeugt das Lesegerät 120, welches sich außerhalb des Körpers des Patienten 102 befindet, ein magnetisches Wechselfeld B_R, welches den menschlichen Körper 102 durchdringt. Ein Teil des Magnetflusses stellt eine Kopplung zu der Antennenspule 104 des Sensortransponders 100 her. Hierdurch wird im Transponder 100 eine Spannung induziert, die den Transponderchip 110 mit Energie versorgt. Die parallele Resonanzschaltung bestehend aus der Antenneninduktivität L_T, dem Kondensator C_T und dem Widerstand R, ermöglicht die Ausnutzung des Effekts der Resonanzerhöhung und führt zu einer Verbesserung der Effizienz. Der Blindstrom I_T führt zu einem Magnetfeld B_T mit entgegengesetzter Orientierung, so dass die Spannung über die Lesegerätspule bzw. Lesegerätantenne 122 gedämpft wird.
Das anhand der 1 beschriebene Transpondersystem verwendet die sogenannte Lastmodulation, um Daten zurück zu dem Lesegerät 120 zu übertragen. Hierfür ist der Widerstand R vorgesehen, der über das Schaltelement 106 wahlweise als eine Last mit der Resonanzschaltung bestehend aus der Antenneninduktivität L_T und dem Kondensator C_T verbunden werden kann. Hierdurch kann der Blindstrom I_T sowie die Magnetfeldstärke an dem Transponder 100 verändert werden. Diese Veränderung wird an der Antenne 122 des Lesegeräts 120 durch den Empfänger 134 erfasst. In der Praxis ist diese Veränderung verglichen mit dem Feld B_R des Lesegeräts 120 und verglichen mit dem Rauschen relativ gering.
In Transpondersystemen werden zwei Bereiche unterschieden, zum einen der sogenannte Energiebereich und zum anderen der sogenannte Datenbereich. Der Energiebereich charakterisiert die maximale Entfernung, in der der Transponder 100 mit ausreichender Energie versorgt werden kann, um ordnungsgemäß zu funktionieren. Der Lesebereich charakterisiert die maximale Entfernung, in der das Lesegerät 120 Datensignale von dem Transponder 100 empfangen kann. Üblicherweise ist bei einfachen ID-Transponderanwendungen der Lesebereich viel kleiner als der Energiebereich, jedoch müssen bei dem anhand der 1 dargestellten Beispiel beide Entfernungen mindestens bis zu 40 cm betragen.
Die nachfolgende Diskussion zeigt, dass herkömmliche Transpondersysteme, wie sie anhand der 1 gezeigt sind, ungeeignet sind. Die Abmessungen einer mittels Katheter implantierbaren Transponderantenne sind beispielsweise auf 2 mm × 8 mm eingeschränkt. Während der Übertragung der Energie durch das menschliche Gewebe treten natürlich Verluste auf, und sowohl die Energieverluste als auch die eingeschränkte Abmessung der Antenne führen dazu, dass die sogenannte Gegeninduktivität zwischen den Antennen 104 und 122 reduziert ist. Die Gegeninduktivität beschreibt die magnetische Kopplung des Lesegeräts 120 mit der Transponderantenne 104, so dass eine Reduzierung der Gegeninduktivität folglich auch eine Reduzierung der maximal möglichen Entfernung zwischen dem Transponder 100 und dem Lesegerät 102 bedeutet. Wie erwähnt wurde, beträgt die erwünschte Entfernung bei medizintechnischen Anwendungen vorzugsweise 40 cm. Über diese Entfernung ist eine Übertragung der Energie vom Lesegerät 120 zum Transponder 100 erforderlich, um eine Funktion des Transponders zu ermöglichen.
Ein solcher Energiebereich kann erreicht werden, indem die Antennenstrukturen optimiert werden und ferner eine entsprechend hohe Übertragungsleistung eingesetzt werden. Bei einem Beispiel kann die Transponderantenne 104 einen 1,5 mm × 8 mm Ferritstab umfassen, der 20 Wicklungen eines Drahtes aufweist. Die Antenne 112 im Lesegerät 120 kann eine Wicklung mit einem Durchmesser von 26 cm aufweisen und beispielsweise aus einem 2,5 cm Kupferrohr oder einem 3 cm Kupferband bestehen. Bei einer Frequenz von 6,78 MHz ist es möglich, gute Ergebnisse hinsichtlich der Energieübertragung zu erreichen. Ebenso sind bei 13,56 MHz gute Ergebnisse erzielbar. Die genannten Frequenzen stellen einen guten Kompromiss zwischen Verlusteffekten im menschlichen Körper und den Antennen dar, wobei diese Verlusteffekte jedoch mit steigenden Frequenzen ebenfalls ansteigen. Ferner werden für höhere Frequenzen auch höhere Spannungen in dem Transponder 100 induziert, wobei es zur ausreichenden Versorgung eines Transponderchips 110 beispielsweise erforderlich ist, über der Lesegerätantenne 112 eine Spannungsamplitude von 240 V bereitzustellen.
Der Sensortransponder 100 soll mehrere physische Parameter messen, z. B. Blutdruck, Temperatur und die Versorgungsspannung im Inneren des Transponders. Um eine medizinische Diagnose zu ermöglichen, ist es wünschenswert, die Druckentwicklung von Herzschlägen bei einer ausreichenden Auflösung zu übertragen. Üblicherweise kann ein Druck im Bereich zwischen 750 hPa bis 1150 hPa angenommen werden, wobei die Auflösung ± 1,3332 hPa betragen soll. Ferner sind negative Auswirkungen der nachfolgenden Signalverarbeitung zu berücksichtigen, wie beispielsweise die Quantisierung des empfangenen Signals im Empfänger 134 durch einen Analog-/Digital-Wandler und hier insbesondere das Rauschen, so dass eine Auflösung von z. B. 10 Bits, was etwa 1024 Stufen entspricht, verwendet werden soll. Um die Pulsform des Herzdrucks in dem Lesegerät 120 zu rekonstruieren, ist eine zeitliche Auflösung von 100 Abtastwerten pro Sekunde erforderlich, was einem Abtastintervall von 10 ms entspricht. Ferner ist ein Temperaturwert zu erfassen, z. B. mit einer Auflösung von 8 Bit. Die Innentemperatur des menschlichen Köpers ist in etwa konstant, so dass hier eine Abtastrate von 1 pro Sekunde ausreichend ist. Ferner muss eine Spannung der Leistungsversorgung 124 bekannt sein, da die Sensoren im Inneren des Transponders 100 eine Spannungsabhängigkeit aufweisen. Somit sind Messdaten hinsichtlich der Temperatur mit einer Auflösung von 8 Bit 10 mal pro Sekunde erforderlich, so dass sich zusammen mit der Datenrate für die Druckwerte eine Gesamtdatenrate auf etwa 2,09 kBit/s addiert. Ferner ist eine gewisse Komplexität des Übertragungsprotokolls gegeben, die ebenfalls berücksichtigt werden muss. Aufgrund von Leistungseinschränkungen kann bei einigen Sensortranspondern, wie sie im Stand der Technik bekannt sind, eine parallele Messung von Datenübertragung nicht möglich sein, so dass in einem solchen Fall höhere Datenraten erforderlich sind. Für die nachfolgende Betrachtung sei eine Datenrate von 13 kBit/s angenommen.
Der oben bereits erwähnte Lesebereich des Transponders ist durch mehrere Faktoren eingeschränkt. Die magnetische Kopplung zwischen den Antennen 104 und 112 kann gering sein, wodurch eine kleine Signalstärke an der Lesegerätantenne 112 bewirkt wird. Ferner schränkt die Empfindlichkeit des Empfängers 134 den Lesebereich ein. Ferner ist die Spannungsamplitude, die durch den Generator 124 an der Lesegerätantenne 112 bewirkt wird, relativ hoch, verglichen mit dem Transpondersignal, was eine Signalverarbeitung ebenfalls erschwert. Ebenso ist das Rauschen des Leistungsverstärkers im Empfänger 134 höher als das Transpondersignal, so dass für den Fall, dass das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR = Signal to Noise Ratio) unter ein Minimum fallen kann, so dass eine Decodierung des Transpondersignals nicht mehr möglich ist. Zusätzlich stören in einem solchen Anwendungsbereich das vom Menschen oder Patienten erzeugte Rauschen sowie Antennenbewegungen aufgrund einer Bewegung des Patienten ebenfalls die Datenübertragung.
Nachfolgend sei die Übertragungsfunktion für das anhand der 1 gezeigte Transpondersystem erläutert, die erforderlich ist, um den Übertragungskanal zu analysieren, um beispielsweise eine zu erwartende Signalstärkecharakteristik sowie weitere Kanalcharakteristika herauszufinden. Um die Übertragungsfunktion herzuleiten, wird das anhand der 2 gezeigte Ersatzschaltbild des in 1 gezeigten Transpondersystems herangezogen. Die Resonatorschaltung des Transponders 100 wird durch die Spannungsquelle V_T modelliert, die durch den Modulationswiderstand R variiert werden kann. Der Übertragungskanal 136 ist durch eine Transformatorersatzschaltung dargestellt, in der die Widerstände R_R und R_T Übertragungsverluste darstellen. Die Antennen 104 und 112 sind durch die Induktivitäten L_T-M und L_R-M dargestellt, wobei die Induktivität M die Gegeninduktivität zwischen diesen Antennen modelliert. Der Generator 124 ist durch seinen Innenwiderstand R_G dargestellt und stellt die Spannung V_C dar.
Die Übertragungsfunktion V_C/V_T kann durch Lösen des Kirchhoffschen-Maschengesetzes hergeleitet werden, und das Ergebnis ist eine Bandpassfunktion erster Ordnung. Unter Zugrundelegung von L_R = 409 nH, R_R = 9,8 mΩ, C = 1,1 nF und M = 0,114 nH ergibt sich bei einer Entfernung von 30 cm eine Übertragungsfunktion, wie sie anhand der 3 gezeigt ist.
Durch das Schalten des Lastwiderstands R erfolgt eine Amplitudenumtastmodulation (Amplitude Shift Keying Modulation), so dass im Frequenzbereich ein oberes und ein unteres Seitenband auftreten. Das Generatorsignal, das von dem Lesegerät 120 zu dem Transponder 100 übertragen wird, wirkt als Träger zur Datenübertragung in der entgegengesetzten Richtung. Ein Manchester-codiertes 13 kBit/s Signal besitzt bei 26 kHz Komponenten im Basisband. Bei den entsprechenden Seitenbandfrequenzen beträgt das Übertragungsverhältnis etwa 0,000196. Im Falle einer Modulationsspannung von 1 V an der Transponderseite werden an der Lesegerätantenne etwa 200 μV erreicht, wobei sich effektive Spannung auf etwa 114 μV beschränkt.
In einem Transpondersystem, wie es anhand der 1 gezeigt ist, existieren auch verschiedene Rauschquellen, wobei das Transpondersignal durch Rauschspannungen und Rauschströme überlagert wird. Solche Rauschquellen befinden sich beispielsweise im Frequenzgenerator, im Leistungsverstärker, in der Antenne und in dem Empfänger.
Der Leistungsverstärker fügt zusätzlich ein Rauschen hinzu, welches durch das Schrotrauschen der pn-Übergänge und durch das sogenannte Johnson-Rauschen der Widerstände bewirkt wird. Dies führt dazu, dass eine effektive Spannung am Empfänger von Interesse ist, die bei einem herkömmlichen Leistungsverstärker mit einer Rauschzahl von 16 dB etwa 2,3 mV beträgt. Der Gewinn der parallelen Resonanzantennenschaltung bewirkt eine Verstärkung des Rauschens nahe bei der Resonanzfrequenz. 4(a) zeigt ein Rauschersatzschaltbild bestehend aus einer Signalquelle mit einem Verstärker Vs und der Rauschquelle Es, dem internen Widerstand R_S, der Antennenresonanzschaltung L_P und C_P und dem Empfängereingangsrauschquellen EN und IN. Die spektrale Rauschdichte V_SO setzt sich aus der Spannungsrauschdichte und der Stromrauschdichte zusammen. Die Rauschspannung kann durch eine Simulation abgeschätzt werden, die ferner den Systemgewinn sowie die Eingangs- und Rauschspannungsdichte in dem interessierenden Frequenzbereich liefert. Die sich ergebende Rauschspannung unter Verwendung des Rauschersatzschaltbildes aus 4(a) ist anhand der 4(b) gezeigt, unter Zugrundelegung eines Systems mit den oben beschriebenen Parametern.
Unter Verwendung einer Simulation, z. B. einer Spice Simulation, kann die mittlere quadratische Rauschspannung bestimmt werden. Ferner liefert die Simulation den Systemgewinn sowie die Eingangs- und Ausgangsrauschspannungsdichten im interessierenden Frequenzbereich. Aus 4 ist eine spektrale Formung des weißen als Eingangsrauschen zu erkennen, wobei die Rauschdichte nahe bei der Generatorfrequenz von 6,78 MHz maximal ist. Die effektive Rauschspannung wird durch Integrieren der Rauschdichte über dem Empfängerfrequenzbereich erhalten. Unter Zugrundelegung einer Bandbreite von 100 kHz, die für ein Manchester-codiertes 13 kBit/s Signal erforderlich ist, ergibt sich eine effektive Rauschspannung von 115 mV, wobei dieser Wert bereits um ein Vielfaches höher ist als die Transpondersignalspannung, die etwa 100 μV beträgt.
Das Rauschen der Antenne ist nur durch den realen Teil der Impedanz bewirkt und kann wie folgt abgeschätzt werden:
wobei K = Boltzmannkonstante, T = absolute Temperatur und R_ANT = realer Teil der Antennenimpedanz ist. Bei einer Empfängerbandbreite von 100 kHz wird eine effektive Rauschspannung von 630 nV erreicht. Somit stellt der Leistungsverstärker in dem System die dominierende Rauschquelle dar, und hierdurch wird das Signal-Rausch-Verhältnis bestimmt.
Neben dem ungewollten Rauschen existieren weitere Störungen, die eine Decodierung des Transpondersignals erschweren, beispielsweise eine Verzerrung, die sich aufgrund einer Verstimmung der Lesegerätantenne 112 einstellt und die eine Verschiebung der Übertragungsfunktion im Frequenzbereich bewirkt. Diese Verstimmung kann durch Veränderung der Entfernung zwischen den Antennen bewirkt sein, wie dies anhand der 3 durch die verschiedenen Gegeninduktivitäten dargestellt ist. Wie in 3 zu erkennen ist, führt eine höhere Gegeninduktivität dazu, dass die Übertragungsfunktion zu höheren Frequenzen verschoben wird. Da die Demodulation jedoch synchron zu dem Generatorsignal erfolgt, erscheint die Bewegung auch im Basisband, so dass die Basisbandübertragungsfunktion keine Tiefpassfunktion erster Ordnung mehr ist. Hierdurch ist das Transpondersignal verzerrt, was sich durch eine Schwebung des Transpondersignals bemerkbar macht. Ist der Transponder nahe am Herzen implantiert, bewegt er sich im Rhythmus des Herzschlages und die Gegeninduktivität zwischen den Spulen hängt ferner von der Orientierung der Spulen zueinander ab. Somit variiert auch die Dämpfung der Spannung über der Lesegerätantenne, was sich wiederum durch eine Schwebung im Basisbandsignal bemerkbar macht.
Das Signal-Rausch-Verhältnis ist ein Maß, welches die Qualität des Signals beschreibt. Unter der Annahme einer herkömmlichen Lastmodulation, wie sie bei dem Transpondersystem gemäß 1 verwendet wird, kann das Signal-Rausch-Verhältnis wie folgt berechnet werden: SNR = 10log (V_eff/V_rauschen) = (10log (141 μV)²/115 mV)² = –58,2 dB.
Bei Verwendung eines Manchester-codierten Signals mit 13 kBit/s ist üblicherweise ein Signal-Rausch-Verhältnis von etwa +10 dB erforderlich, um eine annehmbare Bitfehlerrate (BER = Bit Error Rate) zu erhalten. Dies zeigt, dass eine Datenübertragung unter Verwendung einer herkömmlichen Lastmodulation nicht möglich ist.
Tatsächlich hat die herkömmliche Lastmodulation mehrere Nachteile, die zu einer erheblichen Reduzierung des Lesebereichs führen. Wie voranstehend bereits dargelegt wurde, ergibt sich nur ein sehr geringes Signal-zu-Rausch-Verhältnis für eine Datenübertragung. Das durch die Lastmodulation erzeugte Seitenbandsignal weist eine Spektralentfernung zu dem Trägersignal auf, die etwa gleich der Datenrate ist. Wie aus 4(b) zu erkennen ist, ist die Spektralrauschleistung nahe dem Trägersignal jedoch sehr hoch. Die kleine Spektralentfernung um nur wenige kH macht ein Filter unmöglich. Eine Amplitudenvariation des Trägersignals, bewirkt durch die Verstimmung oder Antennenbewegungen, überlagt das Datensignal irreversibel und macht eine Decodierung schwierig, wenn nicht sogar unmöglich. Ferner verschwendet eine Lastmodulation Energie in dem Transponder, da während der Modulationsphase der Modulationswiderstand mit der Resonanzschaltung verbunden ist und die innerhalb der Resonanzschaltung gespeicherte Energie während der Modulationsphase in Wärme umgewandelt wird und daher nicht mehr verwendet werden kann.
Aus diesem Grund ist es wünschenswert, die Spektralentfernung zwischen dem Lesegerätsignal und dem Datensignal zu vergrößern, wobei es im Stand der Technik verschiedene Möglichkeiten gibt, dies zu erreichen, die jedoch nicht zu einer brauchbaren Lösung für den Einsatz eines Sensors innerhalb eines Körpers führen.
Ein erster möglicher Ansatz ist die Verwendung eines sogenannten Hilfsträgers, wie er durch die ISO-Norm 14443 und 10536 vorgeschlagen wird. Ein Hilfsträger bedeutet hierbei, dass das Datensignal mit einem Rechtecksignal bei konstanter Frequenz multipliziert wird, wobei hierfür beispielsweise eine Frequenz von 212 kHz verwendet wird. Nach der Multiplikation sind beide Seitenbänder des Datensignals weit vom Trägersignal verschoben, und zwar an Positionen, an denen die durch den Leistungsverstärker bewirkte Rauschdichte geringer ist. Diese Technik ist jedoch nachteilig, da immer noch eine Lastmodulation eingesetzt wird, mit allen oben beschriebenen Nachteilen. Zur Beseitigung des erwünschten Generatorsignals wird das Seitenband durch ein Bandpassfilter gefiltert, und das andere Seitenband wird nicht verwendet. Somit geht die Hälfte der Signalenergie verloren. Ein weiteres Problem ist die Hüllfunktion der Spannung über der Transponderantenne, die die mögliche Frequenzverschiebung einschränkt.
5 zeigt den Spannungsverlauf über der Zeit an einer Transponderantenne bei einer Lastmodulation unter Verwendung eines Hilfsträgers. Zum Zeitpunkt „1” ist der Modulationswiderstand angeschlossen. Anschließend fällt die Spannung rasch bis zum Zeitpunkt „2” ab. Die Energie innerhalb der Resonanzschaltung wird in Wärme umgewandelt. Bis zum Zeitpunkt „3” wird der Transponderchip durch die Lastkapazität versorgt. Zum Zeitpunkt „3” wird der Widerstand freigegeben und nun wird Energie zur Erhöhung der Spannung von dem Lesegerät erhalten. Diese Dauer hängt von dem Qualitätsfaktor der Resonanzschaltung ab und dauert an, bis der Zeitpunkt „4” erreicht ist. Von da an werden die Dioden des Gleichrichters im Inneren des Transponderchips leitfähig und der Anstieg wird flacher, da die Lastkapazität des Transponderchips aufgeladen wird. Der Zeitpunkt „5” ist die erste Zeitpunkt zum Starten des nächsten Modulationsvorgangs. Hierdurch ist die maximale Hilfsträgerfrequenz eingeschränkt und Simulationen haben gezeigt, dass für diese Anwendung eine Hilfsträgerfrequenz von 70 kHz optimal wäre, jedoch bei einem erzielbaren Signal-Rausch-Verhältnis bei –20 dB, welches immer noch zu niedrig ist.
Eine weitere Vorgehensweise zur Erhöhung der Spektralentfernung zwischen Lesegerätsignal und Datensignal besteht darin, magnetisch getrennte Antennen vorzusehen, wobei 6 eine grundsätzliche Antennenanordnung für eine solche Ausgestaltung zeigt. In 6 ist zu erkennen, dass die Lesegerätantenne 122 eine erste Antenne 122a sowie eine zweite Antenne 122b, die zur ersten Antenne 122a orthogonal angeordnet ist, umfasst. Ebenso umfasst die Transponderantenne 110 eine erste Antenne 110a und eine zweite, zu der ersten Antenne 110a orthogonal angeordnete zweite Antenne 110b. Die erste Antenne 122a des Lesegeräts 120 dient zur Energieübertragung an den Transponder 100, in dem die Energie durch die erste Antenne 110a empfangen wird. Im Transponder 100 ist die zur Antenne 110 orthogonal angeordnete Antenne 110b für eine Datenübertragung vorgesehen, und im Lesegerät 120 empfängt die Antenne 122b die Daten. Die entsprechenden Feldverläufe für die Energieübertragung und die Datenübertragung sind in 6 ebenfalls gezeigt, wobei die Datenübertragung durch die durchgezogene Linie wiedergegeben ist, und die Energieübertragung durch die gestrichelte Linie. Somit sind im Lesegerät und im Transponder die zur Datenübertragung erforderlichen Antennen 112b und 110b orthogonal zu den Leistungsübertragungsantennen 122a und 110a angeordnet, so dass die Datenübertragung nicht durch eine unerwünschte Kopplung der Energieübertragung von dem Lesegerät, einschließlich Rauschen, beeinflusst wird. Diese Vorgehensweise hat jedoch mehrere Nachteile, so dass diese für Anwendungen in medizinischen Sensortranspondern nicht geeignet sind. Erstens existiert innerhalb eines Transponders, der mittels eines Katheters implantiert werden soll nicht ausreichend Platz für eine zweite Antenne. Ein zweites Problem besteht darin, dass eine erforderliche feste Orientierung der Antennen für den implantierten Transponder nicht immer garantiert ist, und dieser ferner auch noch eine sehr schlechte Energiebilanz aufweist. Zur Erzeugung eines Übertragungssignals mit der zweiten Antenne ist zusätzliche Leistung erforderlich. Hierfür ist nur die von dem Lesegerät mittels der ersten Antenne empfangene Leistung verfügbar, jedoch treten Verluste im Gleichrichter und im Verstärker, der die zweite Antenne treibt, auf. Die Effizienz des Gleichrichters hängt von den Schwellenspannungen der verwendeten Dioden und parasitären Kapazitäten ab, so dass selbst bei der Verwendung eines hoch effizienten Verstärkers für das Treiben der zweiten Antenne, wie z. B. eines Klasse C-Verstärkers, immer noch 20% Leistung verloren gingen.
Neben den oben beschriebenen Verfahren existiert ferner das sogenannte sequenzielle Verfahren, welches eine Art Seitenmultiplexverfahren darstellt. Während eines ersten Zeitraums wird die Leistung von dem Lesegerät 120 an den Transponder 100 übertragen. Dort wird die Leistung in einem Lastkondensator gespeichert. In einem zweiten Zeitraum schaltet das Lesegerät 120 das Feld ab und eine Datenübertragung von dem Transponder 100 zu dem Lesegerät wird durchgeführt. Der Transponder verwendet die gespeicherte Energie, um eine Übertragung des Signals zu erzeugen, wobei die gleichen Antennen für die Übertragung der Energie und für die Übertragung der Daten verwendet werden. Vorteil dieses Verfahrens ist, dass während der Datenübertragung kein störendes Trägersignal von dem Lesegerät existiert, so dass wesentlich höhere Signal-Rausch-Verhältnisse erreicht werden können. Nachteil ist jedoch, das Erfordernis, einen Lastkondensator mit einer ausreichenden Kapazität bereitzustellen, der die für einen implantierten Transponder zulässigen Abmessungen deutlicher überschreitet. Ebenso wie beim Verfahren, welches orthogonale Antennen verwendet, treten auch im Gleichrichter und im Verstärker Verluste auf, so dass Leistung verloren geht. Zusätzlich benötigt die Datenübertragung mehr Zeit, da zur Übertragung von Energie periodisch unterbrochen werden muss. Für eine fortwährende Druckdatenübertragung wären somit höhere Datenraten und ein Puffer im Transponder erforderlich, so dass dieses Verfahren für die genannten Anwendungen ebenfalls nicht einsetzbar ist.
Zusammenfassend bleibt somit festzustellen, dass die oben näher beschriebenen, im Stand der Technik bekannten Ansätze der Verwendung von passiven Transponder nicht ausreichend sind, um einen Sensortransponder mit begrenzter Antennengröße ausreichend mit Energie zu versorgen und gleichzeitig eine sichere Datenübertragung sicherzustellen, insbesondere in Umgebungen, in denen der Transponder von dämpfendem Material umgeben ist, wie beispielsweise beim Einsatz im menschlichen Körper.
Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Ansatz zur Übertragung von Daten mittels eines passiven Transponders zu schaffen, der es unter Vermeidung der oben genannten Nachteile ermöglicht, die spektrale Entfernung zwischen dem Lesegerätsignal und dem Datensignal in einem Transpondersystem zu vergrößern.
Diese Aufgabe wird durch einen passiven Transponder gemäß Anspruch 1 sowie durch ein Verfahren gemäß Anspruch 15 gelöst.
Die vorliegende Erfindung schafft einen Passiver Transponder für ein RFID-System, mit:
einer Antenne;
einem Antennenschwingkreis; und
einer Datenquelle;
wobei der Antennenschwingkreis ausgebildet ist, um abhängig von einem Empfang von Energie an dem Transponder oder einer Datenübertragung von/zu der Datenquelle bei einer ersten Resonanzfrequenz oder bei einer zweiten Resonanzfrequenz zu arbeiten.
Die vorliegende Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Übertragen von Daten von/zu einer Datenquelle eines passiven Transponders in einem RFID-System, mit folgenden Schritten:
Anregen des passiven Transponders bei einer ersten Resonanzfrequenz eines Antennenschwingkreis des passiven Transponders; und
im Fall einer Datenübertragung, Umschalten der ersten Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises des passiven Transponders auf eine zweite Resonanzfrequenz, um ein Datensignal mit der zweiten Resonanzfrequenz zu senden.
Vorzugsweise erfolgt das Umschalten zwischen den Resonanzfrequenzen, wenn die an den Transponder übertragene Energie einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Der Antennenschwingkreis umfasst gemäß Ausführungsbeispielen eine kapazitive Baugruppe und eine induktive Baugruppe, wobei das Umschalten zwischen den Resonanzfrequenzen durch ein Verändern des Kapazitätswertes der kapazitiven Baugruppe und/oder des Induktivitätswertes der induktiven Baugruppe bewirkt wird. Gemäß weiteren Ausführungsbeispielen umfasst der passive Transponder eine Steuerung, um eine Änderung der entsprechenden Werte der kapazitiven Baugruppe oder der induktiven Baugruppe zu bewirken, wobei dies vorzugsweise dann erfolgt, wenn ein vorbestimmter Anteil der in dem Antennenschwingkreis gespeicherten Energie in der induktiven oder in der kapazitiven Baugruppe gespeichert ist.
Vorzugsweise umfasst die kapazitive Baugruppe eine Mehrzahl von kapazitiven Bauelementen, die selektiv zugeschaltet oder weggeschaltet werden können oder ein veränderliches kapazitives Bauelement, so dass durch Zu/Weg-Schalten der kapazitiven Bauelemente bzw. durch Verändern der Kapazität eines kapazitiven Bauelements ein Umschalten zwischen den Resonanzfrequenzen bewirkt werden kann. Die induktive Baugruppe ist vorzugsweise durch die Induktivität der Antenne definiert, wobei ein Umschalten der Kapazitätswerte der kapazitiven Baugruppe dann erfolgt, wenn ein vorbestimmter Anteil, z. B. ein maximaler Anteil, der in dem Schwingkreis gespeicherten Energie in der Antenne gespeichert ist.
Erfindungsgemäß wird somit ein Ansatz geschaffen, der von der herkömmlichen Lastmodulation, wie sie bei herkömmlichen RFID-Systemen eingesetzt wird, Abstand nimmt und stattdessen wird eine neue Datenübertragungstechnik eingeführt, die auch als Frequenzumtastung bezeichnet wird, die eine Datenübertragung über eine größere Entfernung ermöglicht, beispielsweise in einem Sendertransponder, der tief im menschlichen Körper implantiert ist. Erfindungsgemäß wird gelehrt, ein Datenübertragungssignal mit einer eigenen, frei wählbaren Trägerfrequenz zu erzeugen, so dass dieses durch die Hüllfunktion der Transponderresonanzschaltung nicht mehr beeinflusst wird. Hierzu wird vorzugsweise eine Frequenz gewählt, bei der die Spektralrauschdichte des Leistungsverstärkers niedrig ist. Vorzugweise wird die Frequenz so gewählt, dass sich eine große Spektralentfernung zwischen dem Träger und dem Datensignal einstellt, so dass ohne Weiteres ein Filter verwendet werden kann, um den unerwünschten Träger zu unterdrücken. Ein besonderer Vorteil des Gegenstands der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass zur Erzeugung des Übertragungssignals keine zusätzliche Energie erforderlich ist.
Im Gegensatz zu herkömmlichen Verfahren, wie sie oben beschrieben wurden, insbesondere im Gegensatz zur Lastmodulation, nutzt die vorliegende Erfindung die im Antennenschwingkreis gespeicherte Energie zum Senden eines Datensignals auf einer anderen Frequenz, was dadurch erreicht wird, dass die Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises, vorzugsweise sprunghaft, geändert wird. Das Umschalten der Resonanzfrequenz kann entweder durch Schalten einer Kapazität oder aber auch durch Einsatz einer Kapazitätsdiode oder einer einstellbaren Induktivität erreicht werden.
Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 eine schematische Darstellung eines bekannten Transpondersystems mit einem in dem Körper eines Patienten implantierten passiven Transponder zum Bereitstellen von Messsignalen;
2 ein Ersatzschaltbild eines anhand der 1 gezeigten Transpondersystems;
3 einen Graphen der Übertragungsfunktion des in 1 gezeigten Transpondersystems bei sich ändernden Abständen zwischen Lesegerät und passivem Transponder;
4(a) das Rauschersatzschaltbild des Transpondersystems aus 1;
4(b) einen Graphen, der die Rauschspannung über der Frequenz des Lesegeräts des Transpondersystems auf 1 darstellt;
5 den Spannungsverlauf über der Zeit an einer Transponderantenne bei einer Lastmodulation in einem Transpondersystem, welches einen Hilfsträger verwendet;
6 eine orthogonale Antennenanordnung gemäß einem weiteren, bekannten Transpondersystem;
7 eine schematische Darstellung eines Transpondersystems mit passivem Transponder gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
8 eine schematische Darstellung eines Transpondersystems mit passivem Transponder gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung;
9 einen Graphen, der den Spannungsverlauf in einem Antennenschwingkreis eines Transpondersystems gemäß 1 bei Lastmodulation im Zeitbereich (9(a)) und im Frequenzbereich (9(b)) darstellt;
10 ein Ersatzschaltbild des Transpondersystems aus 8;
11 einen Graphen, der den Spannungsverlauf im Antennenschwingkreis des passiven Transponders gemäß 8 im Zeitbereich (11(a)) und im Frequenzbereich (11(b)) zeigt;
12 eine Darstellung der Verluste in einem Transpondersystem, welches einen herkömmlichen Transponder (12(a)) und einen Transponder gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung (12(b)) aufweist;
13 eine schematische Darstellung eines Match-Filter-Empfängers;
14(a)–(d) eine Darstellung der Symbole ”1” und ”0” mit einer Länge von 4 Schaltperioden;
15(a)–(d) eine Darstellung der Symbole ähnlich wie in 14 gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel;
16 ein Ersatzschaltbild eines passiven Transponders gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;
17(a)–(b) eine Darstellung einer Ansteuerung des passiven Transponders gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung; und
18 eine Darstellung der Signalstärke/des Signal-Rausch-Verhältnisses über der Distanz zwischen dem Lesegerät und dem passiven Transponder Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung näher erläutert, wobei in den Zeichnungen gleiche oder gleichwirkende Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
7 zeigt eine schematische Darstellung eines Transpondersystems, welches in seiner Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 200 bezeichnet ist. Das Transpondersystem 200 umfasst einen passiven Transponder 210, der eine Transponderantenne 212 umfasst, die mit einem Antennenschwingkreis 214 verbunden ist. Der Transponder 210 umfasst ferner eine Datenquelle 216 sowie eine Steuerung 218. Das Transpondersystem 200 umfasst ferner ein Lesegerät 220, das eine Leseantenne 222 umfasst, die mit einem Sender/Empfänger 224 verbunden ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, wie oben erwähnt, eine Technik angewendet, die im Folgenden als Frequenzumtastung bezeichnet wird. Während im Stand der Technik während der Modulationsphase bei der Lastmodulationstechnik die in der Resonatorschaltung 214 des Transponders gespeicherte Energie durch den Modulationswiderstand in Wärme umgewandelt wird, verfolgt der erfindungsgemäße Frequenzumtastungsansatz einen anderen Ansatz und verwendet diese im Stand der Technik verschwendete Energie zur Erzeugung eines Übertragungssignals bei einer separaten Frequenz. Das anhand der 7 gezeigte Sensortranspondersystem 200 erzeugt über die Antenne 222 ein Feld, beispielsweise bei einer Frequenz von 13,56 MHz oder 6,78 MHz, welches zur Übertragung von Energie an den Transponder 210 dient. Diese Energie wird in der Resonanzschaltung bzw. im Antennenschwingkreis 214 des Transponders 210 gespeichert, bis die Spannungsamplitude über der Resonanzschaltung einen vorbestimmten Wert, beispielsweise ein Maximum erreicht. Ab diesem Zeitpunkt wird keine aktive Leistung mehr benötigt, und nur ein kleiner Teil der Gesamtleistung, die innerhalb des Antennenschwingkreises gespeichert ist, wird zur Versorgung der Transponderschaltungen, beispielsweise der Datenquelle 216 oder auch eines entsprechenden Chips, wie er anhand der 1 beschrieben wurde, benötigt. Erfolgt der im Folgenden beschriebene Vorgang vor erreichen der maximalen Spannungsamplitude, steht der Transponderelektronik 216 nicht die maximale Betriebsspannung zur Verfügung. Die in der Resonanzschaltung gespeicherte Energie schwingt zwischen einer Antenneninduktivität und einer kapazitiven Baugruppe, wobei vorzugsweise in einem Moment, in dem sich die Energie vollständig in der Antenneninduktivität befindet, eine Kapazität in dem Schwingkreis 214 verändert wird. Alternativ kann auch ein induktives Bauelement vorgesehen sein, welches verändert wird, vorzugsweise dann, wenn sich die Energie vollständig in der Kapazität befindet. Für den Fall, dass die Veränderung der Kapazität, oder alternativ der Induktivität, durch hinzu- bzw. wegschalten einer zweiten Kapazität, oder alternativ zweiten Induktivität erfolgt und darüber hinaus in einem anderen Moment als den zuvor beschriebenen, so wird die in der Kapazität, oder alternativ Induktivität, verbliebene Energie nicht zur Aussendung eines Signals genutzt. Dies liegt darin begründet, dass in diesem Falle ein Teil der elektrischen Ladung bzw. der magnetischen Energie dem Schwingkreis entnommen wird. Die Energie ist jedoch nicht verloren, da sie dem Schwingkreis nach hinzuschalten der zweiten Kapazität bzw. Induktivität wieder zugeführt wird. Dies verringert dann die Einschwingzeit des Schwingkreises auf die erste Frequenz. Es wäre daher darüber hinaus denkbar, den Schaltzeitpunkt bewusst zu verschieben, um das Verhältnis aus ausgesendeter und verbleibender Energie zu steuern.
Durch die Veränderung der Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises schwingt die Energie, die in diesem gespeichert ist, nunmehr auf einer anderen Frequenz und ein Feld mit einer entsprechend separaten Frequenz wird erzeugt, was geschieht, bis die Energie durch Verluste im Inneren der Antenne 212 des Transponders 210 auf einen vorbestimmten Wert, z. B. 60% oder 20% abgesunken ist. Dann wird die Frequenz wieder auf den ursprünglichen Wert eingestellt, um so ein erneutes Laden der Energie im Resonanzkreis bzw. Schwingkreis 214 durch das Lesegerät zu ermöglichen.
Die Frequenz des durch den Transponder während der Modulation erzeugten Signals hängt davon ab, in welchem Umfang die Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises 214 verändert wird, nicht jedoch von der Wiederholungsrate des Veränderungsvorgangs oder Umschaltvorgangs. Dies führt dazu, dass die Veränderung so gewählt werden kann, dass Frequenzen erhalten werden, bei denen gute Filter ohne Weiteres erhältlich sind, wobei die Wiederholungsrate für den Schaltvorgang den Anforderungen an die Datenrate und den Energieverbrauch im Transponder angepasst ist, so dass eine ausreichende, kontinuierliche Versorgung der Transponderelemente sichergestellt ist. Beispielsweise könnte eine Frequenz des während der Modulation erzeugten Signals von 10,7 MHz gewählt werden, da auf dem Markt entsprechende Keramik-Filter in einem Lesegerät genutzt werden könnten. Darüber hinaus könnte es sinnvoll sein eine Frequenz der ISM-Bänder zu wählen, wie z. B. 13,56 MHz oder 27 MHz. Die Widerholrate könnte z. B. 50 kHz betragen. Dies würde bei einem Schwingkreis mit einer Zeitkonstante von 2,76 μs zu einer Unterbrechung der Energieversorgung von 50% der Zeit führen.
Das erzeugte Datensignal kann am Lesegerät 220 beispielsweise durch eine als Gradientenantenne ausgeführte Antenne 222 oder durch eine getrennte Antenne, die auf die entsprechende Frequenz abgestimmt ist, empfangen werden.
An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass die Funktionalität derart ist, dass das Lesegerät 230 während des Auslesvorgangs kontinuierlich die Anregungsenergie sendet, und zwar auf einer ersten Resonanzfrequenz, so dass die Antennen des Lesegeräts und des Transponders aufeinander abgestimmt sind und der Resonanzkreis im Transponder 210 die entsprechende Energie bis zu dem erforderlichen Pegel aufnimmt. Sobald dieser erreicht ist, wird, wie oben erwähnt, eine Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises verändert, so dass die Antenne, welche Teil dieses Antennenschwingkreises bildet, gegenüber der Sendeantenne 222 verstimmt ist und mithin nur noch die Erzeugung von wenig oder gar keiner Energie aufgrund des durch die Lesegerätantenne 222 erzeugten magnetischen Feldes zulässt und stattdessen auf der zweiten Frequenz, getrennt von der Lesegerätsignalsequenz sendet. Dieser Ansatz ist insbesondere dahin gehend vorteilhaft, dass kein „Rückkanal” zwischen dem Transponder und dem Lesegerät erforderlich ist, da nach der Modulationsphase automatisch auf die erste Frequenz zurückgegangen wird, so dass die Antenne 212 und der Transponder 214 dann wieder mit der Lesegerätantenne 222 abgestimmt sind und eine erneute Aufladung des Energiepegels im Transponder 210 gewährleistet ist.
Die 8 zeigt eine schematische Darstellung eines Transpondersystems mit einem passiven Transponder gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung, wobei in 8 der Transponder 210 die Antenne 212 den durch die gezeigten Kapazitäten und die Induktivität L der Antenne 212 gebildete Antennenschwingkreis 214 und die Datenquelle 216 umfasst. Die in 7 gezeigte Steuerung ist der Einfachheit halber in 8 nicht gezeigt, ist jedoch vorhanden. Ferner umfasst der Transponder 210 einen Codierungsblock 230, der später beschrieben wird. Das Lesegerät 220 umfasst die Sende/Empfangsantenne 222 sowie einen Empfänger 240 und eine Felderzeugungseinheit 242, die jeweils mit der Sende/Empfangsantenne 220 gekoppelt sind. Wie in 8 schematisch dargestellt ist, bewirkt die Felderzeugungseinheit 242 eine Ansteuerung der Sende/Empfangsantenne 222 des Lesegeräts 220 derart, dass in Richtung des Transponders 210 eine Wirkleistung mit einer Frequenz von 6,78 MHz übertragen wird. Durch die erfindungsgemäße Frequenzumsetzung erfolgt eine Rückübertragung der Daten auf die oben beschriebene Art und Weise bei einer Frequenz von 10,7 MHz. Bei dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel umfasst die Resonatorschaltung/der Antennenschwingkreis 214 des Transponders 210 die induktive Komponente L der Antenne 212 sowie eine Parallelschaltung aus zwei Kondensatoren C₁ und C₂, wobei ein Schaltelement 250 vorgesehen ist, welches in Serie mit dem Kondensator C₂ geschaltet ist und selektiv betätigt werden kann, beispielsweise durch ein Ansteuersignal von der Steuerung 218, um den Kondensator C₂ vom Schwingkreis zu trennen oder diesen mit dem Schwingkreis zu verbinden. Das Lesegerät sendet mit einer Frequenz von 6,78 MHz und anfänglich ist der Schalter 250 geschlossen, so dass die aufgenommene Energie in der Resonanzschaltung zwischen der Antenneninduktivität L und der Kapazität C₁ und C₂ schwingt. Befindet sich die Energie vollständig in der Antenneninduktivität L, so wird die Kapazität durch Abschalten des Kondensators C₂, also durch Öffnen des Schalters 215, aus der Resonanzschaltung entfernt und damit die Resonanzfrequenz verändert. Nun schwingt die Energie bei einer anderen Frequenz und ein Feld mit einer entsprechend anderen Frequenz wird erzeugt. Sobald die im Schwingkreis gespeicherte Energie unterhalb eines vorgeschriebenen Pegels abgefallen ist, wird der Kondensator C₂ wieder hinzugeschaltet, und ein Energieaufbau findet wieder statt. Bei dem in 8 gezeigten Ausführungsbeispiel wird aufgrund der Änderung der Kapazität eine Frequenzveränderung auf eine Sendefrequenz von 10,7 MHz herbeigeführt, wobei die Schaltfrequenz, mit der das Schaltelement 250 betätigt wird, bei 50 kHz liegt, abhängig von den Erfordernissen hinsichtlich der Datenrate und des Energieverbrauchs des Transponders.
Die Effektivität des erfindungsgemäßen Ansatzes wird nachfolgend durch einen Vergleich mit der Lastmodulationstechnik erläutert. Basierend auf einer Simulation wurden unter gleichen Bedingungen die Ergebnisse der Verwendung eines Transponders mit Lastmodulation und eines Transponders mit Frequenzumtastung überprüft. 9 zeigt Graphen, welche den Spannungsverlauf in dem Antennenschwingkreis eines Transpondersystems gemäß 1 bei einer Lastmodulation im Zeitbereich bzw. im Frequenzbereich zeigen.
Bei der Lastmodulation entsteht eine Einhüllende, welche im Spektrum Seitenbänder erzeugt, die spiegelsymmetrisch oberhalb und unterhalb der Trägerfrequenz, die durch das Lesegerät bereitgestellt wird, liegen. Die 9b zeigt eine FFT dieses Signals. In der Praxis liegen die Seitenbänder am Empfänger (Lesegerät) aufgrund ihrer geringen Amplitude unterhalb des Rauschteppichs, der sich ebenfalls symmetrisch zu der Trägerfrequenz befindet.
Um die Funktionsweise eines passiven Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung, wie er anhand der 8 beschrieben ist, zu testen, wurde eine Simulation unter Zugrundelegung der in 10 anhand eines Ersatzschaltbildes dargestellten Schaltung durchgeführt. Der Transponder 210 umfasst eine Parallelschaltung bestehend aus der Antenneninduktivität L_T, dem Kondensator C₁, der Serienschaltung aus dem Kondensator C₂ und dem Schaltelement S₁, welches durch die Steuerung 218 angesteuert ist, und der Last R_L, die während der Frequenzumtastung ebenso wie der Kondensator C₂ aus der Schaltung entfernt ist bzw. von derselben getrennt ist. Der Widerstand R_T gibt die Ohmschen Verluste der Antennenspule wieder.
Das Lesegerät 220 ist durch die Antennenspule L_R und die zugeordneten Ohmschen Verluste R_R wiedergegeben, wobei durch U_R der Signalgenerator für die Erzeugung des Feldes dargestellt ist, der über einen Kondensator C_R mit der Spule gekoppelt ist. Der Widerstand R_i gibt den inneren Widerstand des Generators an.
Mit Hilfe der Quelle U_R und der Antennenspule L_R wird ein Magnetfeld mit einer Frequenz von 6,78 MHz erzeugt. Der Schalter S₁ trennt den Kondensator C₂. Ist der Schalter S₁ geschlossen, so beträgt die Frequenz 6,78 MHz, andernfalls beträgt die Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises 10,7 MHz. Das sich ergebende Signal über den Antennenschwingkreis ist in 11 im Zeit- und Frequenzbereich wiedergegeben. Der Schaltvorgang ist aus 11(a) gut erkennbar. Zunächst steigt die Spannungsamplitude bei einer Frequenz von 6,78 MHz an. Nach dem Öffnen des Schalters S₁ schwingt die Resonanzschaltung bei einer Frequenz von 10,7 MHz, wodurch ein Signal mit einer eigenen Trägerfrequenz von 10,7 MHz und einer exponentiell abklingenden Hüllkurve erzeugt wird. Dieses weitere Signal ist bei der Frequenz von 10,7 MHz im entsprechenden Spektrum in 10(b) gut zu erkennen, wobei die Schaltrate bei dem gezeigten Beispiel 50 kHz beträgt.
Aus einem Vergleich der 10 und 11 ist zu erkennen, dass erfindungsgemäß auf einfache Art und Weise ein Datenübertragungssignal bei einer Frequenz erzeugt wird, welches ausreichend von der Trägerfrequenz des Lesegeräts entfernt ist.
Aus energetischen Aspekten sind zwei Faktoren von Interesse, nämlich die Effizienz einer Übertragungssignalerzeugung sowie ein negativer Einfluss hierdurch auf die Energieversorgung des Transponderchips bzw. der Datenquelle. Bei der Frequenzumtastung wird die empfangene Energie direkt in der Antennenresonanzschaltung zur Erzeugung eines Übertragungssignals verwendet, so dass keine Energie in Gleichrichtern, Verstärkern oder einem Energiespeicher verloren geht, wie dies herkömmlicherweise der Fall ist. Hierdurch arbeitet der erfindungsgemäße Ansatz sehr effizient, wie aus einem Vergleich der 12(a) und 12(b) zu erkennen ist. 12(a) zeigt die Darstellung der Verluste in einem herkömmlichen Transpondersystem, welches eine Lastmodulation verwendet. Wie oben dargelegt, geht hier während der Modulation die gesamte Energie aufgrund von Wärmeverlusten verloren. Anders beim Gegenstand der vorliegenden Anmeldung, bei dem nur ein geringer Anteil der Energie verloren geht und der Hauptanteil in die Erzeugung des Sendesignals auf der zweiten Frequenz verwendet wird.
Bei der Lastmodulationstechnik wird üblicherweise eine Manchester-Codierung des Datensignals eingesetzt, was dazu führt, dass das Datensignal immer einen Mittelwert von 0,5 aufweist. Während der Modulationsphase kann bei der Lastmodulationstechnik der Transponder keine Energie aus dem Lesegerätfeld aufnehmen. Hieraus folgt, dass die Energieübertragung von dem Lesegerät zu dem Transponder während der Hälfte der Zeit unterbrochen wird. Dieser Wert ist unabhängig von der Datenrate.
Im Gegensatz hierzu ist das erfindungsgemäße Frequenzumtastungsverfahren vorteilhaft, da der oben erläuterte exponentiell abfallende Puls eine feste Länge aufweist, so dass in Abhängigkeit von dem Codierungsverfahren, der Datenrate und dem erwünschten Signal-Rausch-Verhältnis die Wiederholungsrate gewählt werden kann. Nachfolgend wird eine mögliche Codierung vorgestellt, die erfindungsgemäß eingesetzt werden kann, zusammen mit einer Abschätzung des zu erwartenden Signal-Rausch-Verhältnisses.
Zur Anpassung des Datenstroms an den Übertragungskanal 236 wird eine Codierung eingesetzt, durch die Symbole definiert werden, die die Informationsbits darstellen. Jedes Symbol soll eine Form besitzen, die eine einfache Decodierung im Lesegerät ermöglicht, wobei hierzu üblicherweise ein Matched-Filter bzw. ein angepasstes Filter mit einem Entscheidungsfinder mit maximaler Wahrscheinlichkeit zur Decodierung des Signals im Empfänger eingesetzt wird. Die sogenannte Bitfehlerrate (BER = Bit Error Rate) definiert das Verhältnis von Bits, für die die Codierung fehlgeschlagen ist, zu der Gesamtzahl der gesendeten Bits. Die BER ist direkt vom Signal-Rausch-Verhältnis abhängig und für höhere Signal-Rausch-Verhältnisse treten weniger Entscheidungsfehler auf. Das Signal-Rausch-Verhältnis ist als die effektive Spannung des Signals über der effektiven Spannung des Rauschens definiert, so dass das Signal-Rausch-Verhältnis höher wird, wenn mehrere exponentiell abfallende Impulse, wie sie in 11 gezeigt sind, verwendet werden, um ein Symbol darzustellen. Ist z. B. eine Datenrate von 13 kBit/s erforderlich und beträgt die Schaltrate 50 kHz, so ist die Symbollänge 4 Schaltperioden, wodurch das Signal-Rausch-Verhältnis maximiert werden kann. Dies wird nachfolgend anhand der 13 bis 15 näher erläutert.
13 zeigt einen sogenannten Match-Filter-Empfänger 300 in Form einer schematischen Darstellung. Der Match-Filter-Empfänger 300 besteht aus zwei Matched-Filtern H₀ und H₁, die jeweils die Impulsantwort der beiden möglichen Symbole „0” und „1” enthalten. Zur sicheren Erkennung der im Datensignal x(t) enthaltenen Symbole ist es erforderlich, dass das Ausgangssignal der zwei Filter H₀ und H₁ eine maximale Differenz bezüglich eines vorgeschriebenen Zeitpunkts T₀ aufweist. Der Empfänger 300 umfasst ferner einen Entscheidungsfinder 302, der aus den Ausgangssignalen der Filter eine Entscheidung über das empfangene Signal trifft. Für alle möglichen Symbole gibt es ein Matched-Filter, wie in 13 gezeigt ist, nämlich ein Filter für eine logische „1” und für eine logische „0”. Das Ausgangssignal der Matched-Filter gibt die Ähnlichkeit des empfangenen Symbols zu einer „1” bzw. „0” an. Die Ausgangssignale werden nach einer Symbolperiode abgetastet und durch den Entscheidungsfinder 302 verglichen. Dann wird der größere Ausgangswert erfasst. Dies wird für alle Symbole, die empfangen werden, durchgeführt, wodurch das Datensignal decodiert wird. Ist das empfangene Datensignal x(t) rauschbehaftet, so sind die Ausgangssignale der Filter gestört, so dass es geschehen kann, dass das falsche Filter das höhere Ausgangssignal bereitstellt. In diesem Fall unterläuft dem Entscheidungsfinder ein Fehler. Die Anzahl statistisch geschehener Falschentscheidungen hängt neben dem Signal-Rausch-Verhältnis von der sogenannten Euklid-Entfernung ab, die die Ähnlichkeit zwischen den Symbolen „1” und „0” beschreibt. Eine größere Euklid-Entfernung führt zu einer größeren Differenz der abgetasteten Ausgangswerte der Filter, so dass eine kleinere Anzahl falscher Entscheidungen entsteht. Die 14 und 15 zeigen zwei Beispiele, wie Symbole mit einer Länge von 4 Schaltperioden und einer maximalen Euklid-Entfernung aussehen können.
Die Diagramme in 14(a) und 14(b) zeigen die Symbole für eine „1” und eine „0”. In den 14(c) und 14(d) sind die jeweils entsprechenden Ausgangssignale der Filter H₀ und H₁ aus 13 dargestellt, in einem Fall, dass die jeweils richtigen Signale empfangen wurden. Bei dem gezeigten Beispiel wird eine „1” durch 4 aufeinanderfolgende exponentiell abfallende Pulse dargestellt, wobei eine „0” dadurch dargestellt ist, dass keine Pulse erzeugt werden. Daher erreicht das Matched-Filter H₀ für eine „0” immer einen Wert von 0. Wird eine „1” empfangen, so wird ehre maximale Ähnlichkeit (Ausgangssignal des Matched-Filters) von 40 erreicht, was bedeutet, dass die Euldid-Entfernung 40 beträgt. Ein Schwellenentscheidungsfinder (siehe Block 302 in 13) mit einer Schwelle von 20 wäre einzusetzen, wobei der optimale Schwellwert für die Praxis jedoch schwierig einzustellen ist, da dieser auch mit der Signalstärke und dem Rauschen variiert.
Alternativ zur Symboldarstellung gemäß 14 kann auch die anhand der 15 gezeigte Symboldarstellung eingesetzt werden, wobei die 15(a) und 15(b) die Symbole „1” und „0” darstellen. Eine „1” besteht abwechselnd aus einem exponentiell abfallenden Puls und einer Pause, wohingegen eine „0” aus abwechselnd einer Pause und einem Puls besteht. Die mittlere Signalenergie ist die gleiche wie beim ersten Beispiel, jedoch geben beide Matched-Filter ein Ausgangssignal mit Werten oberhalb von 0 aus, so dass nun deren Differenz ausgewertet werden kann. Die in den 15(c) und (d) durchgezogenen Linien zeigen das Ausgangssignal des Matched-Filters für einen Fall, in dem das empfangene Symbol gleich der Pulsantwort des Matched-Filters ist. Die gestrichelten Linien zeigen den Fall, in dem das andere Symbol empfangen wird. Beide Matched-Filter können einen maximalen Wert von 20 erreichen, dies bedeutet, dass die Euklid-Entfernung wieder 40 beträgt. Jedoch muss keine Schwelle mehr gefunden werden, so dass diese Darstellung der Symbole bevorzugt wird, die weiterhin dahin gehend vorteilhaft ist, dass mit derartigen Symbolen ein Matched-Filter das Signal-Rausch-Verhältnis um etwa 15 dB verbessert.
Nachfolgend wird das mit dem erfindungsgemäßen Ansatz erreichbare Signal-Rausch-Verhältnis erläutert. Um dieses abzuschätzen, ist zunächst der quadratische Mittelwert des erzeugten Datensignals erforderlich, wofür die in der Resonanzschaltung gespeicherte Energie berechnet werden muss. Unter der Annahme eines maximalen Lesebereichs von etwa 40 cm liegt eine minimal notwendige Spannung von 3 V über dem Transponderchip an. Dies bedeutet eine Spannung von etwa 3,5 V über der Resonanzschaltung 214, in Bezug auf die Schwellenspannung der Gleichrichterdioden. Die Energie schwingt bei diesem Beispiel zwischen der Antenneninduktivität und der Kapazität mit einer Frequenz von 6,78 MHz. In dem Zeitpunkt, in dem die Energie vollständig in dem Kondensator gespeichert ist, kann diese wie folgt berechnet werden: w = 0,5(C₁ + C₂)U 2 / 1 ... etwa 844 pJ.
Im Zeitpunkt, in dem die Energie in der Antenneninduktivität gespeichert ist, wird der Wert der Kapazität von C₁ + C₂ auf einen Wert von C₁ geschaltet. Da die Energie konstant ist, ändert sich die Spannungsamplitude U₂ wie folgt: U₂ = √(2w/C₂) ... etwa 5,52 V.
Das sich ergebende Übertragungssignal kann als eine periodisch, exponentiell abfallende Sinus-Oszillation betrachtet werden, nämlich als: u_c(t) = U₂exp(–t/τ)sin(2πf₂t)
Die Frequenz beträgt bei diesem Ausführungsbeispiel 10,7 MHz, und die Zeitkonstante τ resultiert aus dem Qualitätsfaktor der Resonanzschaltung und sei als 2,76 μs angenommen. Bei einer Periodizität von t = 1/50 kHz beträgt der quadratische Mittelwert: u_eff ist etwa 64,14 mV.
Nach Einsetzen der entsprechenden Werte und Lösen des Integrals zum Berechnen des quadratischen Mittelwerts ergibt sich dieser zu 64,14 mV. Mit Hilfe der Kanalübertragungsfunktion kann die Spannung an dem Empfänger berechnet werden. Zwischen der Transponderantenne und der Empfangsantenne liegt ein Übertragungsverhältnis von etwa 0,01917 vor, unter der Annahme, dass eine Antenne auf 10,7 MHz abgestimmt ist. Der quadratische Mittelwert an dem Empfänger beträgt dann 1,090 μV. Die effektive Rauschspannung kann durch Integrieren der Spektralrauschdichte basierend auf den oben genannten Simulationen berechnet werden und ergibt sich bei einer Empfängereingangsbandbreite von 300 kHz, die für derartige Signale notwendig ist, zu etwa 1,5 μV. Hieraus ergibt sich das Signal-Rausch-Verhältnis von –2,77 dB, was eine Verbesserung von 55,4 dB verglichen mit der Lastmodulationstechnik (siehe oben) bedeutet. Gemeinsam mit dem Matched-Filter ist somit ein Signal-Rausch-Verhältnis von etwa +12,2 dB möglich, was über dem erforderlichen Minimum von +10 dB liegt und folglich zu einer annehmbaren Bitfehlerrate führt.
Anhand der 16 wird nachfolgend ein Ersatzschaltbild einer Implementierung des erfindungsgemäßen passiven Transponders gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. In 16 ist insbesondere die parallele Resonanzschaltung bestehend aus der Antennenspule L_T und den zwei Kondensatoren C₁ und C₂ gezeigt. Die gezeigte Realisierung ermöglicht es, den Kondensator C₂ mittels eines Übertragungsgatter-Transistors oder eines Transmission-Gate-Transistors zu schalten, wobei alternativ natürlich auch Kapazitätsdioden verwendet werden, die jedoch weniger bevorzugt werden, da diese fortwährend Strom benötigen, was eine Energiebilanz des passiven Transponders beeinflusst.
Die parallele Resonanzschaltung besteht, wie erwähnt, aus der Antennenspule L_T und den zwei Kondensatoren C₁ und C₂, und ist auf die Frequenz des Lesegeräts, z. B. auf 6,78 MHz abgestimmt. Die Dioden D₁ und D₂ sind derart angeordnet, dass eine Gleichspannung über den Kondensatoren C₃ und C₄ erzeugt wird, die verwendet wird, um die Transponderelektronik mit Leistung VCC zu versorgen. Die Zehnerdiode D₃ wirkt in dem Fall kleiner Entfernungen zu dem Lesegerät als ein Spannungsbegrenzer. Mit Hilfe des Transistors T kann die Kapazität C₂ abgeschaltet werden. In diesem Fall weist die Resonanzschaltung eine Frequenz von 10,7 MHz auf. Der Knoten zwischen den Dioden D₁ und D₂ wird verwendet, um ein Taktsignal wiederzugewinnen. Mit Hilfe eines D-Flip-Flops kann die Schaltprozedur mit dem Nulldurchgang der Spannung über der Resonanzschaltung synchronisiert werden, was bevorzugt wird, da in diesem Fall die Energie vollständig oder nahezu vollständig in der Antenneninduktivität gespeichert ist. Um die Brauchbarkeit des erfindungsgemäßen Sensortransponders in einer dämpfenden Umgebung, wie beispielsweise im Inneren eines menschlichen Körpers zu simulieren, wurde eine sogenannte Phantomsubstanz nach einem bekannten Rezept hergestellt, in der der Transponder angeordnet wurde. Die in dem Transponder befindliche Mikrosteuerung wurde programmiert, um zufällige Daten mit einer Rate von 13 kBit/s zu senden, wobei 17(a) das Ansteuersignal der Mikrosteuerung zeigt. Mit diesem Signal wurde der Transistor T geschaltet, so dass bei jeder abfallenden Flanke des Signals die Kapazität C₂ von der Resonanzschaltung getrennt wurde und ein 10,7 MHz Signal erzeugt wurde.
In 17(b) ist zu sehen, wie sich die Spannung über der Antenne entwickelt, wobei das gleiche Signal entsteht, das anhand der 10 beschrieben wurde. Die Zeitkonstante wurde zu τ von etwa 1,41 μs gemessen, woraus sich der Unterschied zu der aus der Simulation verwendeten Größe von 2,76 μs durch die nicht idealen Charakteristika des Transistors T während des Schaltvorgangs und die nicht optimale Synchronisation erklärt. Die effektive Spannung beträgt etwa 48 mV anstelle von 64,14 mV.
Ferner wurde die durch die vorliegende Erfindung am Lesegerät erzielbare Signalstärke und die sich entsprechend ergebenden Signal-Rausch-Verhältnisse gemessen. Die Entfernung zwischen dem Lesegerät und dem Transponder wurde zwischen 8 cm und 46 cm variiert und 18 zeigt die Messergebnisse. Wie oben erwähnt wurde, ist für ein annehmbares Bitfehlerverhältnis ein minimales Signal-Rausch-Verhältnis von 10 dB erforderlich. Unter Berücksichtigung eines Matched-Filters mit einer Signal-zu-Rausch-Verbesserung von 15 dB ergibt sich ein Signal-Rausch-Verhältnis von –5 dB am Eingang des Empfängers, ein Wert, der noch in einer Entfernung von mehr als 45 cm erreicht wird. Somit liegt auch der Energiebereich bei 40 cm, wodurch ein maximal möglicher Lesebereich erreicht wird.
Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar.
Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

ISO-Norm 14443 und 10536 [0027]

Claims

Passiver Transponder für ein RFID-System, mit: einer Antenne (212); einem Antennenschwingkreis (214); und einer Datenquelle (216); dadurch gekennzeichnet, dass der Antennenschwingkreis (214) ausgebildet ist, um abhängig von einem Empfang von Energie an dem Transponder (210) oder einer Datenübertragung von/zu der Datenquelle (216) bei einer ersten Resonanzfrequenz oder bei einer zweiten Resonanzfrequenz zu arbeiten.
Passiver Transponder nach Anspruch 1, der ausgebildet ist, um ein Umschalten von der ersten Resonanzfrequenz auf die zweite Resonanzfrequenz zu bewirken, wenn die an den Transponder (210) übertragene Energie einen vorbestimmten Pegel erreicht hat.
Passiver Transponder nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Antennenschwingkreis (214) eine kapazitive Baugruppe (C₁, C₂) und eine induktive Baugruppe (L_T) umfasst, wobei der Kapazitätswert der kapazitiven Baugruppe und/oder der Induktivitätswert der induktiven Baugruppe veränderbar ist, um ein Umschalten von der ersten Resonanzfrequenz auf die zweite Resonanzfrequenz zu bewirken.
Passiver Transponder nach Anspruch 3, mit einer Steuerung (218), die ausgebildet ist, um den Kapazitätswert der kapazitiven Baugruppe oder den Induktivitätswert der induktiven Baugruppe zu verändern, wenn ein vorbestimmter Anteil der in dem Antennenschwingkreis (214) gespeicherten Energie in der induktiven Baugruppe oder in der kapazitiven Baugruppe gespeichert ist.
Passiver Transponder nach Anspruch 3 oder 4, bei dem die kapazitive Baugruppe eine Mehrzahl von kapazitiven Bauelementen (C₁, C₂) umfasst, wobei die Steuerung (218) ein Umschalten zwischen der ersten und der zweiten Resonanzfrequenz bewirkt, indem zumindest eines der kapazitiven Bauelemente (C₂) der kapazitiven Baugruppe in den Antennenschwingkreis (214) geschaltet wird bzw. von dem Antennenschwingkreis (214) getrennt wird.
Passiver Transponder nach Anspruch 3 oder 4, bei dem die kapazitive Baugruppe ein veränderliches kapazitives Bauelement umfasst.
Passiver Transponder nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die induktive Baugruppe ein induktives Bauelement (L_T) der Antenne (212) umfasst.
Passiver Transponder nach einem der Ansprüche 5 bis 7, bei dem die Steuerung (218) angepasst ist, um eine Veränderung des Kapazitätswertes der kapazitiven Baugruppe zu bewirken, falls ein vorbestimmter Anteil der in dem Antennenschwingkreis (214) gespeicherten Energie in der induktiven Baugruppe gespeichert ist.
Passiver Transponder nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Steuerung (218) angepasst ist, um ein Umschalten zwischen der ersten und der zweiten Resonanzfrequenz derart zu bewirken, dass abhängig von einem zu übertragenden Symbol eine vorbestimmte Sendepulsfolge erzeugt wird.
Passiver Transponder nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem die Datenquelle (216) zumindest einen Sensor umfasst.
Passiver Transponder nach Anspruch 10, bei dem der Sensor ausgebildet ist, um einen physiologischen Parameter eines Patienten zu erfassen, wobei der Transponder ausgestaltet ist, um an der Haut des Patienten oder im Körper des Patienten angeordnet zu sein.
Transpondersystem, mit: einem passiven Transponder (210) nach einem der Ansprüche 1 bis 11; und einem Lesegerät (220), das ausgebildet ist, um den passiven Transponder (210) bei der ersten Resonanzfrequenz anzuregen, und um bei der zweiten Resonanzfrequenz ein Sendesignal von dem passiven Transponder (210) zu empfangen.
Transpondersystem nach Anspruch 12, bei dem das Lesegerät (220) eine zwischen der ersten Resonanzfrequenz und der zweiten Resonanzfrequenz abstimmbare Antenne oder eine bei der ersten Resonanzfrequenz arbeitende Sendeantenne und eine bei der zweiten Resonanzfrequenz arbeitende Empfangsantenne umfasst.
Transpondersystem nach Anspruch 12 oder 13, bei dem das Lesegerät (220) ausgebildet ist, um aus dem empfangenen Sendesignal von dem passiven Transponder (210) die übertragenen Daten zu bestimmen.
Verfahren zum Übertragen von Daten von/zu einer Datenquelle (216) eines passiven Transponders (210) in einem RFID-System (200), mit folgenden Schritten: Anregen des passiven Transponders (210) bei einer ersten Resonanzfrequenz eines Antennenschwingkreis (214) des passiven Transponders (210); und im Fall einer Datenübertragung, Umschalten der ersten Resonanzfrequenz des Antennenschwingkreises (214) des passiven Transponders (210) auf eine zweite Resonanzfrequenz, um ein Datensignal mit der zweiten Resonanzfrequenz zu senden.