CN1706089A - 具有高输入功率因数和低谐波失真的交－直流电源转换器 - Google Patents

Abstract

本发明提出单级、单开关、输入－输出隔离的转换器结构，其使用结合了正向和反激转换器的混合结构。该转换器工作的输入功率因数高，具有可调节的直流输出电压。其使用新的控制方案，该方案在两个离散的工作频率进行占空比控制。尽管本发明使用两个频率，但是并不使用连续变化的频率。所提出的结构具有降低部件上的峰值电流应力的优点，特别适用于需要低直流输出电压(例如，24V，48V)的降压应用。与电池充电和不间断电源(UPS)系统有关的产业将对所提出的结构感兴趣。与现有技术相比，具有竞争优势，所提出的双频工作方案通过将噪声频谱在更宽的频率范围内展开，降低了噪声频谱的幅度，因此使其电磁兼容性能更好。

Description

具有高输入功率因数和低谐波失真的交-直流电源转换器

本发明的背景技术

本发明涉及用于电源，电池备份或不间断电源，以及其它电源转换应用的电源转换电路，更具体地，涉及一种有代表性的电源模块概念的实现，具有高输入功率因数、设计简单、成本低以及效率优良的特点。具有单级且只使用单个开关的该电源模块电路并入了占空比和频率控制的混合电路，以实现低的总谐波失真(THD)，低的施加在变压器次级电路元件上的峰值电流应力，以及低的电磁干扰(EMI)。

如图1A所示，用于AC-DC电源转换的传统方案在前端采用二极管整流器-电容滤波器的组合。尽管该方案简单经济，但是由于在输入交流电压的峰值附近引起峰值电流，如图1B所示，其严重地恶化了交流电源的质量。该电流谐波很多(总谐波失真，THD，非常高)且导致功率因数低。有几个主要的缺点与将高谐波反向注入电网有关，这些缺点包括配电线路过热，配电变压器和中性线对通信和控制信号的干扰，谐振导致的过电压，以及最重要的，设备额定伏安(V-A)的低效利用。

随着管理机构对电源质量和适当标准越来越重视，例如随着IEC-555-2标准的出台，工程师们一直致力于开发用于功率因数校正(PFC)和/或降低总谐波失真的新电路。与功率因数校正电路一起，新的控制方案也已经被提出。这些电路和控制方案中的一些如此流行，以致制造商们已经提出专门用于这些电路的专用集成电路(IC)(例如，MC34262，UC3854等)。

尽管不是所有引用的出版物都是本发明的现有技术，但是下面的出版物有与本发明相关的背景信息。以下按照方括号中的各自的序号引用这些出版物，例如Kochar等人的文章可能被简单引用为[1]。

[1]M.J.Kochar and R.L.Steigerwald，″An AC to DC converter with highquality input WAVEFORMS，″PROCEEDINGS of IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference，pp.63-75，1982.

[2]M.F.Schlecht，B.A.Miwa，″Active power factor correction forwitching power supplies，″IEEE Transactions Power Electronics，Vol.2，No.4，pp.273-281，1987.

[3]H.Akagi，″Trends in active power line conditioners，″IEEE Transactionson Power Electronics，Vol.9，pp.263，May 1994.

[4]R.Redl，L.Balogh and N.Sokal，″A new family of single stage isolatedpower factor correctors with fast regulation of the output voltage，″IEEE PowerElectronics Specialists Conference，pp.1137-1144，1994.

[5]R.Erickson，M.Madigan and S.SINGER，″DESIGN of a simple high-power-factor rectifier based on the flyback CONVERTER，″IEEE Applied PowerElectronics Conference and Exposition，pp.792-801，1990.

[6]A.R.Prasad，P.D.Ziogas and S.MANIAS，″A new active power factorcorrection method for single phase buck boost AC-DC converter，″Proceedings ofAPEC，pp.814-820，1992.

[7]Eric X.Yang，Y.Jiang，G.Hua and F.C.Lee，″Isolated boost circuit forpower factor correction，″Proceedings of APEC，pp.196-203，1993.

[8]M.Kheraluwala，R.Steigerwald and R.Gurumoorthy，″A fast responsehigh power factor converter with a single power stage，″IEEE Power ElectronicsSpecialists Conference，pp.769-779，1991.

[9]Matteo Daniele，Praveen K.Jain and Geza Joos，″A single-stagepower-factor-corrected  AC/DC  converter，″IEEE Transactions on PowerElectronics，Vol.14，No.6，pp.1046-1055，Nov.1999.

[10]H.Wei，Issa Batarseh，G.Zhu and P.Kornetzky，″A single-switchAC-DC converter with power factor correction，″IEEE Trans.on PowerElectronics，Vol.15，No.3，pp.421-430，May 2000.

[11]H.E.TECCA，″POWER Factor Correction using mergedflyback-forward converters，″IEEE Transactions on Power Electronics，Vol.15，No.4，pp.585-594，July 2000.

[12]M.M.Jovanovic，D.M.C.Tsang and F.C.Lee，″Reduction of voltagestress in integrated high quality rectifier regulators by variable frequencycontrol，″Proceedings of Applied Power Electronics Conference(APEC)，pp.569-575，1994.

[13]Serge Bontemps and Denis GRAFHAM，″LOW-LOSS resonant gatedrive saves energy and limits EMI in 3.5KW hard-switched  PFCboost-converters，″PCIM 2002(Europe)，Nuremberg，Germany.

[14]MADHUWANTI Joshi and Vivek Agarwal，″EMI mitigation in powerelectronic circuits operating at high power FACTOR，″PROCEEDINGS of theIEEE Intemational Conference on Industrial Technology 2000，Goa India，pp.267-271.

[15]V.N.SHET，″POWER Factor Correction in Power Converters，″Ph.D.Dissertation，Dept.of Electrical Engineering，IIT-Bombay，2002.

[16]R.P.Stratford，″Rectifier harmonics in power systems，″IEEE Trans.Ind.Appl.Vol.IA-16，pp.271-276，1980.

[17]W.Shepherd，P.Zand，″Energy flow and power factor in nonsinusoidalcircuits，″(London：Cambridge University Press)，1979.

[18]INTERNATIONAL ELECTROTECHNICAL COMMISSIONSUB-COMMITTEE 77A，″Disturbances in supply system caused by householdappliances and similar electrical equipment，″Draft Revision OF IEC Publication555.2，1992.

[19]F.C.Schwarz，″A time-domain analysis of the power factor for arectifier filter system with over and SUBCRITICAL inductance，″IEEE Trans.Ind.Electron.Control Instrum.，IECI-20(2)，pp.61-68，1973.

[20]Vorpe′rian，R.Ridley，″A simple scheme for unity power-factorrectification for high frequency AC buses，″IEEE Trahs.Power Electron 5，pp.77-87，1990.

[21]P.Jain，″A unity power factor resonant AC/DC converter for highfrequency space power distribution system，″IEEE Power Electron.Spec.Conf.，Rec.1.1994.

[22]A.R.Prasad，P.D.Ziogas，S.Manias，″A novel passive waveshapingmethod for single phase diode rectifiers，″IEEE Trans.Ind.Electron.，IE-37，pp.521-530，1990.

[23]K.YAMASHITA，″HARMONICS fighters pursue choke-coil，onconverter power supplies″，Nikkei Electron.，Asia，pp.44-47，August 1994.

[24]Jih-Sheng Lai，D.Hurst，T.Key，″Switch mode power supply powerfactor improvement via harmonic elimination methods，″IEEE Appl.PowerElectron.Conf.，REC.，pp.415-422，1991.

[25]A.R.Prasad，P.D.Ziogas，S.Manias，″A Comparative evaluation ofSMR converters with and without active input waveshaping，″IEEE Trans.Ind.Electron.IE-35(3)，pp.461-468，August，1988.

[26]N.Mohan，T.M.Undeland，R.J.Ferraro，″Sinusoidal line currentrectification with a 100KHZ BN-SIT step up converter，″IEEE Power Electron.Spec.Conf.，REC.，pp.92-98，1984.

[27]B.Andreyeak，C.H.Yearn，J.A.O.CONNOR，″UC3852 controlled on-time zero current switched power factor correction preregulator，″Design Guide(Preliminary)，Application note U-132，Unitrode Power Supply Design SeminarManual，SEM 800，1991.

[28]P.N.Enjeti，R.MARTINEZ，″A high performance single phase AC toDC rectifier with input power factor correction，″IEEE Appl.Power Electron.Conf.，Rec.，pp.196-203，1993.

[29]M.S.Dawande，G.K.Dubey，″Bang bang current control withpredecided switching frequency for switch mode rectifiers，″IEEE Power ElectronDrives Syst.Conf.，Rec.，pp.538-542，1995.

[30]C.Zhou，R.B.Ridley，F.C.Lee，″Design and analysis of hystereticboost power factor correction circuit，″IEEE Power Electron.Spec.Conf.，REC.，pp.800-807，1990.

[31]J.J.Spangler，A.K.Behera，″A comparison between hysteretic andfixed frequency boost converters used for power factor correction，″IEEE Appl.Power Electron.Conf.，REC.，pp.281-286，1993.

[32]W.Tang，F.C.Lee，R.B.Ridley，I.Cohen，″Charge control：Modelling，analysis and design，″IEEE Power Electron.Spec.Conf.，REC.，pp.503-511，1992.

[33]W.Tang，Y.M.Jiang，G.C.Hua，F.C，Lee，I.COHEN，″POWER factorcorrection with flyback converter employing charge CONTROL，″IEEE Appl.Power Electron.Conf.，REC.，pp.293-298，1993.

[34]H.Endo，T.Yamashita，T.Sugiura，″A high power factor buckconverter，″IEEE Power Electron.Spec.Conf.，REC.，pp.1071-1076，1992；[35]D.Maksimovic，R.Erickson，″Universal-input，high-power-factor，boost doublerrectifiers，″IEEE Appl.Power Electron，Conf.，Rec.，pp.459-465，1995.

[36]Bakari M.M.Mwinyiwiwa，P.M.Birks，Boon-Teck Ooi，″Delta-modulated buck-type PWM converter，″IEEE Trans.Ind.Appl.28，pp.552-557，1992.

[37]Boon-Teck Ooi，Bakari M.M.Mwinyiwiwa，X.Wang，G.Joos，″Operating limits of the current-regulated delta-modulated current-source PWMrectifier，″IEEE Trans.Ind.Appl.，38，pp.268-274，1991.

[38]P.C.Todd UC 3854，″Controlled power factor correction circuit design，″Unitrode-Product Applications Handbook，Lexington，MA，1993-94.

[39]Micro Linear Data Book，1993[40]R.Oruganti and M.Palaniapan，″Inductor voltage controlled variable power factor buck-type AC-DC converter，″Proceedings of Power Electronics Specialists Conference (PESC)，pp.230-237，1996.

[41]R.Oruganti and Ramesh Srinivasan，″Single phase power factorcorrection-A review，″Sadhana，vol.22，part 6，pp.753-780，1997.

[42]F.C.Schwarz，″A time-domain analysis of the power factor for arectifier filter system with over and sub-critical inductance，″IEEE Tran.on Ind.Electron.Control Instrumentation，IECI-20(2)，pp.61-68，1973.

[43]A.R.Prasad，P.D.Ziogas，S.Manias，″A novel passive waveshapingmethod for single phase diode rectifiers，″IEEE Tran.Ind.Electron.，IE-37，pp.521-530，1990.

[44]1.Takahashi，R.Y.Igarashi，″A switching power supply of 99％ powerfactor by the dither RECTIFIER，″IEEE International Telecommunication EnergyConference Record，pp.714-719，1991.

[45]M.MADIGAN，R.Ericson，E.Ismail，″Integrated high quality rectifierregulators，″IEEE Power Electronic.Spec.Conference，pp.1043-105l，1992.

[46]M.S.Elmore，W.A.PETERSON，S.D.Sherwood，″A power factorenhancement circuit，″IEEE Applied Power Electron.Conf.Record，pp.407-414，1991.

[47]Vivek Agarwal，V.P.Sundarsingh，Serge Bontemps and DenisGRAFHAM，″A Smart Power Converter Module for Buck Applications Operatingat High Input Power Factor，″Proceedings of the 28th，Annual Conference onIndustrial Electronics，Control and Instrumentation(IECON)，Sevilla，Spain，PP.858-863，2002.

[48]Vivek Agarwal，V.P.Sundarsingh，Serge Bontemps，Alain Calmels andDenis GRAFHAM，″NOVEL single-switch isolated 42V/LKW battery chargermodule uses converter operating at near-unity Power Factor，″Proceedings ofPCIM-2003，Nuremberg，Germany，May 20-22，2003.

[49]Yufu Wang，″Boost converter with lower inter-phase rectifier parallelcompensating three-phase power factor correction，″Chinese Patent ApplicationNo.01140014.5，Nov.20，2001.

[50]L.Umanand and S.R.Bhat，″Design of magnetic components forswitched mode power converters″，First Edition，Willey Eastern Limited，1992.

[51]Y.F.Zhang，L.Yang and C.Q.Lee，″EMI reduction of power suppliesby Bi-Frequency modulation，″Proceedings of the Ninth Annual Applied PowerElectronics Conference and Exposition，pp.601-607，1994.

高功率因数与低谐波失真的优点众所周知。主要的优点是对设备输出功率的最优利用[1，16-18]。在过去的二十年中，人们已经目睹了与电源转换中功率因数校正有关的巨大研究成果[1-49]；这应该归功于越来越重视电源质量，以及全世界的相关机构已经开始认真执行电源质量标准。

为了突出本发明的创新，首先回顾现有的技术方案。

现有技术方案

关于功率因数校正电路的主要问题[2-4]是系统的大小和成本，电路拓扑的复杂性(例如，单级，双级等)及其控制(例如，占空比控制或变频控制或两者的结合)，输出电压调节和它的波纹含量以及转换器的效率(单级或多级)。在早期，倾向于使用升压(boost)拓扑和调节其占空比，从而为线电压提供阻性负载。但是所有的这些方案都需要用于隔离和负载电压控制的第二级。一种基于反激(flyback)转换器的简单方案由Erickson等人提出[5]，该转换器以不变的占空比工作在不连续电流模式(DCM)，其中将隔离并入第一级。一种用于单相升降压转换器的新的功率因数校正方案由Prasad等人提出[6]。一些被提出的单级结构是Yang等人提出的隔离升压拓扑[7]，Kheraluwala等人提出的利用谐振升压级固有特性的快速响应拓扑[8]，以及Daniele等人提出的双开关正向拓扑[9]。但是，这些方法都利用了至少两个开关。

Redl等人[4]提出了新的功率因数校正电路系列(S2IP2)，它克服了当时存在的结构的大部分不足。源于升压和降压结构的合并结构也已被用于功率因数校正(PFC)[10，11]。其它作者报告了相关的方面，包括降低初级侧设备上的高电压应力[12]和PFC电路中的电磁干扰(EMI)[13，14]。

在这个最初的回顾之后，接下来提出下面的观点和各种PFC技术的分类。然后继续回顾更多的文献。

PFC技术特征：

一项好的PFC技术应该具有以下特征：

(a)无谐波(正弦波)的输入线电流，在宽的负载变化下具有接近一致的功率因数；

(b)好的电压和负载调节—具有快速的输出动态特性；

(c)尺寸小，重量轻，部件数量少，经济；

(d)功率转换效率高；

(e)电磁干扰低。

除了上述特征外，根据特定应用也可能需要下面的特征：

(a)输入和输出之间的伽伐尼(Galvanic)隔离；

(b)通用的输入交流电压范围(通常85V到270V均方根(RMS))；

(c)低输出纹波；

(d)输出电压范围大，从非常低的直流输出电压(例如，12V，24V，等)到高电压(例如，800V)；

(e)如果应用需要，保持时间长(保持时间是在失去输入电压后，电源能够在多长的时间内将输出电压保持在规定范围内的一种度量。例如，具有足够长保持时间的电源能够在短的电源间断期间内继续向负载供电)。

PFC技术分类[41]：

PFC技术可以分为以下几种：

(a)无源PFC(PPFC)；

(b)有源PFC(APFC)；

(c)种类(a)和(b)的结合(PPFC+APFC)。

无源功率因数校正(PPFC)

PPFC使用感应滤波器和谐振滤波器(L和C的结合)[42，43]。图2示出了一种典型的PPFC电路。这些技术不使用任何额外的有源器件/电路来改善功率因数。因此，在低功率水平，这些解决方法简单，可靠并且成本低。但是它们也有以下的缺点：

(a)这些技术试图将谐波水平降低到标准设定的范围内。它们并不努力地将其改善到超过标准要求的水平。因此，它们仍然没有促进有效的V-A利用。

(b)PPFC不允许输入交流电压的大范围变化(例如，从85V到270V)。因为PPFC只使用无源元件，所以当输入大幅度波动时，不能维持输出调节。

为了供应大范围变化的电压，必须使用有源开关和占空比控制。对于有占空比控制的系统，例如，占空比的范围为0.1到1.0是正常的。为了允许更大范围的变化，该范围可以被扩展到0.01到1。然而，这需要有很高tr和tf时间的开关装置。

(c)在大功率水平，PPFC的电抗元件体积趋大和笨重，且不再是低成本的。

(d)在大功率水平，在功率水平变化的宽的范围内，功率因数不会保持在规定的范围内。

有源功率因数校正(APFC)

与PPFC技术不同，APFC技术[6，26-37，40]利用附加的装置/控制电路改善功率因数和谐波分布(harmonic profile)。因此，与PPFC相比，这些技术花费高。然而，它们总的性能要优良的多。传统的APFC通常为基于降压、升压、反激(见图3)、正向拓扑或经修正的拓扑的单级结构，使用一个或多个开关。升压或反激拓扑工作在连续电流模式(CCM)或不连续电流模式(DCM)[7，27，33]。应该指出：

(a)反激结构——控制芯片可以用来实现这种结构。主要缺点是峰值电流高。

(b)正向模式——和连续电流模式一样，变压器必须工作在主要频率(50H_z，60H_z，400H_z或其它普遍使用的交流电频率)，从而增加了变压器的大小。因此，不连续电流模式下运行允许使用更小变压器的。但是它具有峰值电流高的缺点。

在APFC中，通过各种技术控制输入线电流，如峰值电流模式控制，平均电流模式控制[12，26]，充电控制，滞环电流模式控制[15，16，30，31]，正弦波脉宽调制(PWM)[14，28]，增量调制控制[21，22，36，37]，感应电压控制[23，40]，等等。实际上，这些控制方案中很多可以作为集成电路得到。

APFC可以是电流源类型(通常是降压类型)[36，37]或电压源类型[1，2，26]。电压源类型更为常用，可以使用降压，升压，升降压(buck-boost)，cuk或衍生的拓扑。关于这些结构必须指出下面几点：

(a)因为升压电感导致输入电源纹波低，因而降低了对滤波器的要求，因此工作在连续电流模式的升压结构适合于中到大功率水平的应用。但是，该结构会有高的反向恢复损耗，电荷泵损耗，电磁干扰性能差以及在输入电流过零点附近甚至有某种程度尖峰失真的缺点。使用软开关技术和谐振功率转换技术可以减轻这些问题中的一些。

(b)输出二极管的反向恢复问题可以通过在CCM-DCM边界运用升压结构而消除。

(c)运行在不连续电流模式的升压转换器不提供正弦波输入电流，除非开关设备的占空比连续变化。同时，施加在设备上的峰值电流应力更大。

(d)在较小功率电平使用反激(升降压)拓扑可能是有吸引力的。它具有几个优点。例如，不会出现起动浪涌电流的问题，可以容易地实现过载保护，输出电压可以大于或小于峰值输入电压，可能实现伽伐尼(galvanic)隔离。CCM和DCM模式的运行都是可行的，但会导致更多的噪音。当在DCM模式使用该拓扑时，可以消除二极管的反向恢复问题。

现有APFC方案有以下的一个或多个缺点：

(a)具有DCM工作模式的所有缺点。

(b)在许多情况下，大容量储能电容器两端的电压不被控制并能够达到高值。由于更大的ESR值，额定值更高的电容器将导致成本增加和更大的功率损耗。

(c)在许多情况下，频率在很大范围内变化(通常为8倍)，这使得EMI滤波器设计困难。

(d)设备上的应力增加。

(e)电源转换效率通常较低。

(f)控制复杂。

(g)大滤波电容器滤除二次谐波成份。

(h)慢的输出动态特性。

上面提到的一些缺点(例如，慢的输出动态特性，控制复杂可以通过使用改进的结构而克服，例如包含独立控制的两级的级联结构[1]。第一级校正功率因数而第二级对快速、动态负载提供输出电压的紧密调节。该方案的缺点是因两级结构造成效率较低。通过将级联结构的两级并入一个功率级可以在某种程度上克服这一缺点[44，45]。这提高了效率但是控制却变得复杂。许多功率因数校正电路属于这种类型。

PPFC+APFC

APFC和PPFC的组合可能使效率增加并减小尺寸、降低成本[41，46]。该方案的一个例子是有源功率因数校正电路只在输入交流电压波形的一部分工作，而在剩下的部分，与APFC电路并联的无源网络(PPFC)接替工作。

发明内容

本发明采用单级、单开关、输入输出隔离的转换器结构，该转换器结构使用正向和反激转换器拓扑的混合式结构。它使用基于占空比控制和两个不连续工作频率的新的控制方案。不需要连续变化的工作频率，降低了控制电路的复杂性。它导致电路元件上的峰值电流应力减小从而使电路可靠性更高。由于该转换器的工作在两个工作频率之间切换，其噪声频谱展开[51]使其电磁兼容(EMC)性能更好。其成本与现有技术的多级多开关APFC设计相比有很大的降低，并且工作时功率因数高，直流输出电压好调节。该功率因数校正电路装置和方法特别适用于需要低的直流输出电压(例如，24V，48V)的降压应用。本发明的一个详细的实施例是完全自容式电源转换器模块的形式。被提出的结构可以被进一步集成以减小系统大小，并将引起电池充电和不间断电源(UPS)系统相关产业的特别关注。

附图说明

图1A和1B分别示出了一种电路拓扑和相应的电压与电流波形，表示传统的AC-DC电源转换方案。

图2是示出了传统的无源功率因数校正(APFC)方案的电路图。L和C是用于降低总谐波失真的滤波元件。

图3是示出了传统的有源功率因数校正(APFC)方案的电路图。

图4是示出了基本混合拓扑的电路图，其中提出的控制方案已经被实现，并且发现产生了很好的效果。输出整流二极管按一种特殊的新的结构连接。

图5是示出了新的控制策略的波形图，该控制策略体现在图4的电路拓扑中，图中示出了控制阶段“1”和“2”。“PCOP”表示阶段转换点，而“FCOP”表示频率转换点，其适当地变化以实现好的功率因数。为了说明，在一个交流周期的四个转换点之一上标注这两个点。

图6是波形图，示出了根据图5的新的控制策略，在交叉点附近的输入交流电压与开关M的控制脉冲。

图7是实现图5的新控制策略的原理框图。

图8是实现对应于图7的新控制策略的详细原理图。

图9是示出了传统反激转换器(上部曲线)和使用新控制策略的本发明(下部曲线)的输入电流与时间关系的波形图。

图10(a)是电源基板的俯视图，示出了功率级上主要元件的布置，图10(b)是根据电源基板的电源模块发明的一个实施例的PCB控制级布置的俯视图。

图11是图1中描述的模块电源部分的原理图/实际布置图。

图12是图10中描述的本发明电源模块的横截面图。

图13是用于图10中描述的本发明电源模块的引出管脚示意图。

图14示出了依照本发明经整流的输入交流电压以及选通脉冲的示波器描迹。

图15示出了依照本发明的线电流和线电压的另一个示波器描迹。

图16是PSPICE仿真图，示出了依照上述电源转换器设计的仿真线电流、成比例的输入交流电压和输出电压，用于与图14和15示出的实验结果比较。

图17是对应于最大负载情况的初级侧电流波形图，d₁＜d₂＜d₃＜....

图18和19分别是图8控制电路工作原型的模拟和数字部分的详图。

图20是示出交流周期的上升部分中，PCOP和FCOP相对位置的图。

具体实施方式

本发明要解决的问题：

从前述部分的简单回顾中，可以清楚的看到现有方案具有下面的一个或多个缺点：

(a)系统的尺小、重量和体积大。

(b)系统的成本高。

(c)电路拓扑(例如，单级，两级等)复杂。

(d)控制策略复杂。

(e)不能实现指定范围内的输出电压调节。而且，需要12V，24V和48V电源的降压应用通常是不可能的。

(f)输出波纹含量高。

(g)设备和变压器上的峰值电流应力非常大。

(h)转换器的效率低。

目的：

单级和多级转换器(使用一个或多个开关)已经被广泛应用于各种系统中的功率因数校正级。本发明基于以下目的：

(a)提供单级、单开关的功率因数校正电路(功率级)，以符合工业中对低直流电压(12V，24V，48V等)应用的要求。

(b)提供一种新的控制策略，该策略实现简单，但是具有所有需要的特征。

(c)将(a)和(b)集成在紧凑的模块中，以增强工业应用的可靠性和紧凑性。

下面将进一步讨论这三个目的：

功率级：

图4示出了用作功率级的单开关、单级的混合拓扑[47]。提出该结构以减小变压器的大小，这是主要的优点。当该电路工作并采用所提出的控制方案时，峰值电流被大大地降低。应该指出图4中的输出整流二极管按一种特殊的新的结构连接。其创新在于次级整流器不是以传统的桥式整流器的方式连接。它的连接有助于反激和正向工作模式的结合。

提出的控制策略：

根据图5所示的提出的控制策略，当经整流的输入电压V_i小于整流输出电压V_o’时(如阶段1中)，设备以固定的频率f₁在满载情况下以50％占空比工作。阶段2对应于经整流的输入电压V_i高于V_o’的区域。阶段1变换为阶段2的点称为阶段转换点(PCOP)。在阶段2中，占空比以正弦加权的方式连续调制。在超过PCOP的一些适当的点，开关频率从f₁变为f₂。这一点称为频率转换点(FCOP)，如图5和20所示。FCOP被适当地调整(并因此被视为可变的)以得到好的频率因数。应该指出只使用了两个不连续的工作频率值。这里不使用连续频率控制(更复杂)。输出电压调节使用PWM技术来实现。

图6示出了实现该控制方案的典型的选通波形。

阶段1：当V_i＜V_o’(反射(reflected)输出电压)

(a)工作于反激模式，对应于第一固定频率下给定负载条件只有一个固定的占空比。随着负载增加，占空比增加，反之亦然，以保持输出电压不变。估计最大占空比为50％，以确保磁通量重新设置。

(b)由于在该阶段V_i低，因为与正弦电流转换对应的功率低，峰值电流不是主要关心问题。

阶段2：当V_i＞V_o’

(a)由于开关M接通时二极管D₅(见图4)导通，同时工作在反激模式和电压(或正向转换)模式。

(b)这里，在输入正弦电压峰值期间，传递到输出端的功率分为两个相等的部分，一部分通过反激传递，另一部分通过正向转换传递。

(c)为了实现这些，通过使频率加倍减小开关M的接通持续时间(否则所有功率将来自反激模式)，从而减小峰值电流。可选择频率加倍(FCOP)的时刻以实现好的功率因数。

集成为紧凑的智能模块：

功率级和控制级已被集成为单个紧凑的模块。这导致更高的可靠性。内置的智能部分(控制方面)产生了通用的“智能”的电源模块，增加了其应用的范围。在后续部分说明了该模块设计和制造的细节。

总之，本发明提供了基于占空比控制和两个不连续开关频率的新的方案。该方案被示出在图5到图8中。应该指出，这里不使用连续的、可变频率控制，相反地，该系统工作在两个不同的开关频率。该控制方案是对一种早期研究的改进[15]，该早期研究使用单个、不变的频率和两个固定的占空比，依赖于经整流的输入电压和整流输出电压之间的比较。提出的发明使输入谐波和设备上的峰值电流应力极大降低，并特别适用于以低直流输出电压(例如，24V，48V)为特征的“降压”应用。例如，该结构将引起与电池充电和UPS设计、制造有关的产业的兴趣。

该方案附加的优点是采用双频率调制降低了系统的EMI[51]。由于转换器工作时在两个工作频率(f₁和f₂)之间来回转换，频谱将展开，显示更多的频率分量，但振幅更小。比较起来，如果转换器只操作在一个固定的工作频率，其频谱将变窄，但是振幅将更大，从而增加了EMI的数量并降低的系统的电磁兼容(EMC)性能。

鉴于预期的该提出结构的广泛应用，已做出努力以实现集成了功率级和控制级的智能模块。与相应的分离系统相比，这使得系统紧凑并增强了系统的可靠性和有效性。

与提出的发明相关的原理分析

该智能转换器系统用图4所示的结构实现，按以下方式工作：使用二极管D₁-D₄对输入正弦波V_ac整流。因此，V_i是全波整流的正弦波波形。M是功率半导体(该例中是MOSFET，也可以使用快速IGBT)开关，Xi是铁氧体降压变压器。对本领域技术人员明显地，二极管D₅-D₈的功能可以通过使用低损耗肖特基势垒二极管或同步整流器(如低损耗MOSFET)而适宜地实现。为了达到要求的输出电压，变压器可以被激发在三个不同模式。

电压或正向模式

这里X₁被用作具有大的磁化电感的单纯变压器。考虑一个开关周期并假设磁通量在周期开始时(t＝t₁)为零，当开关M接通时，V_msinωt₁被加到变压器的初级。因此，次级电压V_s由下式给出：

V_s＝(N₂/N₁)V_msinωt₁    (1)

本领域技术人员应该知道，D₅和D₆导通使电流通过电感L为电容器C₀充电。当开关M断开时，二级管D₇和D₈导通电流将磁能释放到电容器C₀中。因为在周期的最后，磁通量必须达到零，最大占空比只能为50％，其中t₁对应于反射电压刚好等于输入电压的时刻。如果在这些设计中，磁通量没有达到零，将需要增加磁芯以及变压器的大小以适应能量的转移。而且，如果在整个周期中保持相同的占空比，那么I_m将为正弦加权。因此，在I_L为间断模式的情况下，开关必须导通输入四倍于正弦波电流峰值的最大电流。同样地，二极管D₅和D₆必须导通四倍于I_in峰值电流的电流。在间断模式运行该系统可以更佳地实现开关M的零电流导通和减小电感L的大小。

Fly-back模式或电流模式

在这种模式中，二级管D₅，D₆和电感L不是必须的，二极管D₈被正向偏置。而且，变压器X₁在N₁线圈部分具有有限电感，使所需的能量可以被转移到负载。在这些情况下，在周期的开始，当开关接通时，初级电流I_M从零电流(零磁通量)上升。当开关关断时，二极管D₇导通电流以转移能量到负载。此外，如果占空比在整个周期内相等，那么输入电流I_in变为正弦加权的。此外，工作在间断模式时，开关M的最大导通电流I_M，以及通过二极管D₇和变压器次级的电流是工作在满载和50％占空比下的各自正弦波电流峰值的四倍。很明显，如果传输相同输出功率但占空比低于50％，峰值将更高。

组合模式

在早先的二种情况中，由于高的峰值电流需要，变压器、二极管以及开关不得不被规定为更高的RMS额定电流。通过使系统工作于混合模式，二级管和变压器X1的均方根(RMS)额定电流可以被降低。在这种情况下，当V_msinωt小于(N₁/N₂)V_o(忽略二级管压降)，系统只工作在反激模式，当V_msinωt大于(N₁/N₂)V_o(忽略二级管压降)，系统工作在电压模式和反激模式。如果我们假设在这期间所需能量的一半由电压模式提供，另一半由反激模式提供，那么二极管和变压器的峰值电流将变为一半，从而导致这些设备RMS额定值的降低。

相关原理如下：

假设输入电压(V_ac)＝V_msinωt                  (2)

满载时需要的电流＝i_msinωt                    (3)

当t＝t₁时，假设V_msinωt₁＝(N₁/N₂)V_o    (4)

其中忽略了二极管的压降。

当t＝t₁时，需要的电流是i_msinωt₁。假设开关频率高，从而在开关期间可以忽略V_msinωt的变化。假设满载时占空比为50％，并假设变压器X₁和电感L工作在间断模式。假设L₁为变压器X₁的初级电感，T₁是开关频率的周期。

则有，i_L1(T₁/2)＝(V_msinωt₁/L₁)×(T₁/2)    (5)

(假设线性上升)

i_L1(average)＝(V_msinωt₁×T₁)/8L₁    (6)

如果输入正弦波波形必须跟随，则

i_msinωt₁＝(V_msinωt₁×T₁)/8L₁    (7)

等式(7)确定L₁的值。

对于t＞t₁，当M接通时，能量被转移到L₁和L。假设L’是涉及初级侧的次级电感。假设在输入波形的峰值处，需要转移的能量在L’和L₁之间平均分配，则当ωt＝π/2时

$i_m=\frac{V_m\×T_2}{8L_1}+\frac{V_m-\frac{N_1}{N_2}{V}_o}{8L^{\′}}\×T_2---\left(8\right)$

其中T₂是新的开关周期。根据(7)，得到需要的电流为：

i_m＝V_mT₁/8L₁    (9)

注意在以上等式中，周期T₁对应于频率f₁，周期T₂相应于频率f₂。

如果比较等式(8)和(9)，则为了在L’和L₁之间平均分配能量，必须满足以下条件。

T₂＝T₁/2，当t＞t₁时开关频率必须被加倍

$\frac{(V_m-\frac{N_1}{N_2}{V}_o)}{8L^{\′}}=\frac{V_m}{8L_1}$

$L_1(V_m-\frac{N_1}{N_2}V)=L^{\′}{V}_m$

$L^{\′}=L_1(1-\frac{N_1}{N_2}\frac{V_o}{V_m})---\left(10\right)$

L’和L₁的值被等式(10)确定。在这种情况下，与电压或电流模式相比，次级和D₅-D₈的峰值电流要求被降低到一半。现在，考虑t₁到T₂/2之间的持续时间。在该期间，等式(8)可以被写为：

$i_m\sin \mathrm{\ωt}=\frac{V_m{T}_2}{8}(\frac{1}{L_1}+\frac{1}{L^{\′}})\sin \mathrm{\ωt}-\frac{N_1/N_2}{8L^{\′}}{V}_o{T}_2---\left(11\right)$

假设 $\frac{1}{L_1}+\frac{1}{L^{\′}}=\frac{1}{L_2}---\left(12\right)$

那么等式(11)被简化为

$i_m\sin \mathrm{\ωt}=\frac{V_m{T}_2}{8L_2}\sin \mathrm{\ωt}-\frac{N_1/N_2}{8L^{\′}}{V}_o{T}_2---\left(13\right)$

但是t＝t₁时，根据(7)需要的电流为

$i_m\sin \mathrm{\ω}{t}_1=\frac{V_m\sin \mathrm{\ω}{t}_1\×T_1}{8L_1}---\left(14\right)$

解方程(13)和(14)

$T_2=\frac{T_1}{\frac{L_1}{L_2}-\left(\frac{L_1}{L^{\′}}\right)\×\left(\frac{N_1}{N_2}\right)\×\left(\frac{V_o}{V_m\sin \mathrm{\ωt}}\right)}---\left(15\right)$

如图5，6和7，当经整流的输入电压小于反射输出电压V_o’时(在阶段1中)，设备在最大负载下工作于50％占空比和固定频率f₁。当输入电压大于V_o’时(阶段2)，以正弦加权的方式连续地调节占空比，且工作频率在FCOP指示的时刻变换到f₂。第一个阶段转换到第二个阶段的点称为上文提到的阶段转换点(PCOP)。在第一个工作阶段期间，开关频率为第一固定频率f₁，在第二个工作阶段期间，开关频率为第二固定频率f₂，从第一频率到第二频率的转换可以在超过阶段转换点的任何地方进行以实现好的输入电流波形。使用计算机仿真可以选择FCOP。通常，它比PCOP点高20％，并由下面的要求给出，即，任何点处的初级峰值电流小于输入交流电压峰值处达到的峰值电流。一旦FCOP被确定，可以用适当的数据对EPROM进行相应编程。根据这部分提出的原理，用PSPICE软件设计和仿真了1KW，48V直流输出电压的转换器。为了公开的完整性，并且为了在根据本发明的设计和实现之间进行比较，图16示出了依照所述仿真的线电压，线电流和输出电压。由于使用滤波器清除电流波形的高频成份，线电流和电压显示出微小的相位差。

硬件实现和智能电源模块

在前述部分讨论和使用PSPICE仿真的混合模式已用额定设计的实验室样机实现并测试。

图7示出了表示控制级100的方框图。图8示出了没有分开实现FCOP和PCOP的控制电路实例的硬件细节。可选地，如上所述以及如图5和20所示，可以在分开的时间段实现FCOP和PCOP。图18和19分别是图8中控制电路工作模型模拟和数字部分的详图。图18和19中的部件在表2和3中被标识。

在图8中，V_E，比较器的输出，与期望的输出直流电压V_o的误差成比例关系。电流I_R在阶段1与参考电压V_REF成比例关系，在阶段2与V_R成比例关系。V_DR是数模转换器(DAC)工作的参考电压。对于t＞t₁的情况，M₁的导通时间由下式给出

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{\frac{C}{2}{V}_E}{I_R}---\left(16\right)$

在接通时间的最后，开关M₁的输出变为零。M₂是自由运行的时钟，当选择电容器C时产生频率f，当选择C/2时频率加倍。时钟M₂在每个时钟周期触发开关M₁，接通持续时间(T_ON)由M₁决定。开关M₁的断开时间不应小于T/2，其中T是开关频率的周期。T_ON的表达式还可以写为：

$T_{\mathrm{ON}}=\frac{{R_R}^{\′}\frac{C}{2}{V}_E}{V_R}---\left(17\right)$

将等式(16)中的I_R替换为V_R/R_R(在阶段2)得到等式(17)。

比较等式(15)和(17)，由于在正弦波的峰值处，T₂＝2T_ON，

$R_{R}C\frac{V_E}{V_R}=\frac{T_2}{\frac{L_1}{L_2}-\left(\frac{L_1}{L^{\′}}\right)\×\left(\frac{N_1}{N_2}\right)\×\left(\frac{V_o}{V_m\sin \mathrm{\ωt}}\right)}---\left(18\right)$

在等式(18)中，如果R_RC＝T₂，则根据等式(10)和(12)

V_E/V_R＝1/2    (19)

因此，如果V_R由基于EPROM的电压源产生，其地址的加载对应于等式(18)的分母，输入电流将跟随线电压的形状。

图8中，本领域技术人员知道CNTR是计数器，而DAC是数模转换器。I_R是压(V_R)控电流源，时钟是IC-555。当V_msinωt＜(N₁/N₂)V_o’则M₂和M₃接通，工作在控制阶段1。否则，M₁和M₄接通，工作在控制阶段2。

不管在阶段1还是阶段2，V_E控制脉宽，在两个阶段中，KV_o与V_REF(不变的直流参考电压)相比以生成V_E。在阶段1中，V_REF本身被用于生成I_R，但是在阶段2中，I_R受控于V_R，由EPROM数据生成。V_R的波形由存储在表1中数据确定。从而控制I_R并因此通过管脚5的V_E控制脉宽。表1给出的存储在EPROM中的V_R数据具有与瞬时的交流输入平行的形状，但不是用于控制脉宽的交流输入的精确值，所以初级电流的均值将是“正弦加权(sine-weighted)”并与交流输入电压波形具有“相同特性”。K值是固定的，其由用户在实验或应用开始时设定。当V_o随负载变化时，KV_o的值也随之变化。与V_REF相比，其中“k”被用于使实际的V_o值位于“合适的范围”以用于比较，并使该模块通用。

需要强调的是储存的EPROM数据不表示输入交流波形本身的瞬时值。相反，它表示占空比的正弦加权字符串，在输入交流波形的不同时间，MOSFET应该根据该字符串工作，从而可以从输入交流电源中获得正弦电流。而且，基于EPROM数据的占空比调制只在阶段2有效。

表1示出了EPROM数据的例子，对于所考虑的实例，按照下述的详细说明加载：

地址0-31：加载C4H

地址32-157：加载对应于下式的十六进制数

$\sqrt{(2.38-\frac{1.44}{\sin (45+n\×0.72)})}n=1~125$

地址158-256：加载C4H

该EPROM数据和输出电压反馈一起确保了MOSFET的占空比变化遵循和输入交流波形相同的特性(例如，为正弦加权)，即使在阶段2其响应负载变化时。可以参考图7和8进一步理解这一点。

总的控制策略可以描述如下：输出电压V_o与参考电压相比较，其误差输入一比例控制器。在阶段1，来自比例控制器的控制信号改变单稳态多谐振荡器的占空比，输出到MOSFET的门触发电路，从而在负载变化的情况下保持不变的输出电压。如果负载没有变化，保持对应于给定负载的固定占空比。在阶段2，除了前面句子所述的输出电压调节，EPROM数据被用于(通过数模转换器，(DAC-参考图8))调节单稳态多谐振荡器以正弦加权方式输出，从而从交流电源得出正弦波输入电流。例如，表1中“FF”对应于满载情况下在交流电压峰值处的占空比50％。对于更小的负载，占空比将变小，由比例控制器的输出决定，因此，在交流波形的其它时刻占空比自动地调节，以保持其正弦加权特性。

转化为智能电源模块

一种用于所提出结构的用户专用电源模块(ASPM)已实现。该智能电源模块将输入二极管桥式整流器、功率开关和高频输出整流桥与相关的驱动器和控制功能集成在一起。该ASPM解决方案带来了高水平的集成，使得外部接线数最小，以提供最小尺寸和最轻重量的解决方案。非常短的内部接线使寄生电阻和电感最小化。这使得高频工作的过电压降低，促进EMI和RFI滤波并改进总的效率。

功率和控制级的集成

功耗大于1W的部件被安装在电源基板上。图10(a)中的功率级示出了电源基板部件的占用面积(printfoot)，整流器位于左边和顶部右边，功率开关位于中央，分流电阻位于下部右边。本领域技术人员清楚只要散热平衡，可以采用各种部件排列。参考图11可以看出这一点，其示出了对应于图4电源部件的电路图。基片为散热片提供2500VRMS隔离势垒，同时为由部件功耗而在内部产生的热量提供向外界的最优传导。用绝缘金属基板(IMS)提供2.5KV隔离的实现成本最低，其它绝缘热导材料，如在氧化铍(BeO)，氧化铝或氮化铝(AIN)上直接覆铜(DBC)也可以使用。这种类型的基板由不同材料制成的三层结合在一起组成，铝、钢或铜的金属底板，厚度从0.8到3mm，用于2.5KV隔离的绝缘体层，厚度为80微米，以及铜层，厚度从35到200微米。接着，芯片形式的功率半导体器件被直接焊接到IMS上蚀刻的铜电路图案以达到最好的导热。功率半导体器件芯片的“背面”(焊接的底部)是MOSFET的沟道和二极管的阴极。顶部的接线由铝线制成，接合在芯片和铜图案之间以完成电路。多条电线是其特点，使得电流均匀地分配，从每个芯片的上表面通过半导体材料的深度，然后到IMS背部的散热片。图10(b)示出了控制级印制电路板的布局。表面贴装器件(SMD)的扩展应用帮助保持距离。该控制板被机械地固定在功率级的上方平面，如图12的电源模块的横截面图所示。

在电源应用中，从可靠性考虑要求优选的实现是使用少量的大芯片，而不是使用大量并联的小芯片。

对于MOSFET开关M₁，电路小片尺寸大约为9×13mm，具有500V/0.75毫欧的特性(例如，APT50M75DLL)，被用于覆盖模块整个的输出功率范围。如果使用快速IGBT，可以使用上述MOSFET一半尺寸的芯片导通相同的电流。并入图4、7和11中所示的分流电阻器(200)也是非常有意义的。由背部镀金属法得到的分流元件被焊接到电源基板，四线连接由铝线搭接制成，与功率电路小片相似。这种排列提供了出色的功率调节和最优的电压反馈。分流电阻生成与负载电流成比例的电压，用于电源模块中的过电流保护/限流。

工作温度是测量电子设备预期的平均故障间隔时间(MTBF)的关键参数，并且这对于功率半导体器件是特别重要的。尽管细致的工程设计将确保在正常工作环境下的设备温度充分地低于危险水平，但是周围环境或散热器温度的意外上升能够造成对系统的快速破坏。

靠近功率半导体器件放置的小型NTC(负温度系数)热敏电阻(图10中的R1)向控制系统反馈散热器温度，或者激活内部的保护模式，这依赖于具体的设计。所有功耗小于1W的部件被安装在印刷电路板(PCB)上，其自身被容纳在模块主体内。该PCB板合并了驱动、保护和控制功能，与用于伽伐尼隔离界面的部件相同，由SMD技术实现。

图12是模块的横截面图。各种组成部件为：

模块基板(例如，IMS基板)1

硅片和其它功率部件2，被焊接到基板的上表面，通过超声波接合的铝线形成电气连接。

模制的外壁3。

硅凝胶保形涂层4，在基板装配面上。

树脂顶层5，用于填充空腔。

内部PCB板6，具有所有需要的控制和保护功能：广泛采用了SMD/芯片的混合结构。

1×1.5可软焊的电源接线器7。

小信号接线器8。用户可以利用这些接线器控制电路的输入(例如，低压电源点，直流输出电压反馈信号等)。装配智能模块的部件、布局以及方法的选择用于说明本发明的原理。本领域技术人员清楚在不脱离本发明的原理情况下可以改变上述列表中的部件以达到想要的结果。例如，IMS可以用氧化铍、氧化铝或氮化铝上的DBC代替。基板可以具有不同的形状和大小，不同的监视、保护以及控制功能可以被并入控制PCB板中，不同大小的接线器和部件等可以灵活使用以实现模块设计的希望额定功率。

图13是示出了引出脚的模块的俯视图。为了便于接近，接线柱设置在模块的外围。

系统装配

使用电源模块标准部件可以极大地方便整个转换器的装配。与电路伽伐尼隔离的，具有60×108mm占用面积的模块IMS底板可以被螺接在接地的散热器上。一块具有变压器、电感、滤波电容器以及其它辅助的电源功能元件的外部板完成封装。通过将标准部件的概念扩展到所有元件，劳动力成本保持在低水平。外底板通过可软焊的电源接线端连接到模块上。使用尺寸为1×1.5mm的引线；两个引线并联以得到高的电流输出。小信号联络通过传输接插件进行。不需要导线连接，从而可以控制从控制板到电源模块的瞬时产生的寄生效应。作为该严格的构造方法和最终装配的直接结果，转换器具有预期的高性能和一致性。在相当长的生产运行时间再现性很好。

实验结果

一台实验室样机被制造用以测试前述部分讨论中所提出的结构和控制方案。测试时的功率水平高达350W。图14示出了主功率设备的选通波形，表现了一种方式，在该方式下频率和占空比控制在已整流的输入交流电压周期内是变化的，根据瞬时输入电压和反射直流输出电压的相对量值工作在两个固定频率。样机350W的瓦特数是由于当时可用的零件和用于证明本发明原理的工作模型在制造时间上的约束，而不是对本发明的限制。

图15示出了线电流和线电压波形。正如看到的，线电流的谐波失真可以忽略。

图15示出了样机模块的线电流(曲线(1)，y轴：1个刻度＝2.3A，包括转换器增益系数)和缩小比例的线电压(曲线(2)，y轴：1刻度＝5V)。本领域技术人员根据PSPICE设计仿真(尽管仿真是对于1KW，但是波形表现本质上是相同的)，应知道本发明在其实际的优选实施例中表现如何，该设计仿真的结果如图16所示，已和图一起描述过。

基本原理的概要

已经根据新的电源转换器结构开发出目前工艺水平的智能电源模块。提出的单级、单开关转换器采用简单的控制方案提供经调整的直流输出电压，并工作在高的输入功率因数。通过提出的使用占空比控制的控制方案很容易实现管理机构规定的小于5％的总谐波失真(THD)，其中占空比控制以两个离散的工作频率为特点。按照图5和6，当经整流的输入电压小于反射输出电压时(在阶段1)，占空比在满载时保持在接近50％，对于更小的负载占空比小于50％，而工作频率保持在f₁不变。当经整流的输入电压变为大于反射输出电压大时(在阶段2)，工作频率在适当的点(FCOP)变为另一个常数值(f₂)。这使线电流的谐波失真有了很大的改进。而且，提出的双频率方案降低了设备上的峰值电流应力。

已经给出了设计和制造智能电源模块的所有细节。该模块特别适合于低直流电压(降压)的应用。根据提出的原理设计了1KW，48V直流输出电压转换器，并用PSPICE软件对其进行了仿真。

本领域技术人员会理解与这里的讲授一致的其他的适当电路拓扑应视为在本发明的精神和范围内。技术人员也会理解某些电路和材料的细节是示例性的，在不脱离本发明精神和范围的情况下可以被变换。因此，下面关于某些设计细节的进一步详细讨论旨在说明本发明的一个实施例，而不代表对本发明宽的范围的限制。

磁性元件设计[50]：

a.变压器：(面积乘积法被用于该设计)

工作在完全能量转移模式的反激转换器的面积乘积(A_P)表达式，被认为充分表现了本发明提出的混合拓扑，已经被用于该设计。其关系由下式给出：

$A_P=A_C\×A_W=\frac{P_o(\frac{1}{\mathrm{\η}}\sqrt{\frac{4D}{3}}+\sqrt{\frac{4(1-D)}{3}})}{K_W\×J\×B_m\×f_s}---\left(20\right)$

其中A_c是磁芯横截面面积，A_w是磁芯窗口面积，P_o是输出功率(在说明本发明时使用500W保守设计)，D是占空比(根据本发明的一个实施例最大允许＝50％)，η是变压器的效率(假设为90％)，K_w(典型值：0.4)是窗口利用系数，J(典型值：3×10⁶A/m²)是电流密度，B_m(典型值：对铁氧体磁芯0.2T)是最大磁通密度，以及f_s(在一个实施例中为25KH_z)是开关频率。

因此

$A_P=\frac{500\×(\frac{1}{0.9}\sqrt{\frac{4\×0.5}{3}}+\sqrt{\frac{4\×(1-0.5)}{3}})}{\left(0.4\right)\×(3\×{10}^6)\×\left(0.2\right)\×(25\×{10}^3)}=144\×{10}^9{m}^4---\left(21\right)$

用于CEL HP₃C级EE磁芯的标准表格被用于确定标准的可用的磁芯，可将提供上面计算的需要的A_p。注意到可用的最大标准磁芯为E65/32/13，A_p＝143×10^-9m⁴，其足以满足我们的用途。因此，组合两对E42/21/20(将其紧密结合以减小引起的磁头间隙)来实现一对单独的、大的磁芯是最初的想法。标准表格中，用于E42/21/20的A_c＝2.35×10^-4m²(即，组合后为4.70×10^-4m²)。

下面的表示式用于确定变压器初级线圈的匝数：

$N_P=\frac{D{E}_{1m}}{A_C\×\mathrm{\ΔB}\×f_s}---\left(22\right)$

其中E_1m是加到初级的最大电压(280V)，ΔB是磁通摆幅(其关断时为B_m＝0.2T)。因此：

$N_P=\frac{0.5\×280}{4.70\×{10}^{-4}\×0.2\×25\×{10}^3}\≈60---\left(23\right)$

因为变压器匝比为4∶1，次级线圈匝数N_s≈60/4≈15。

本领域技术人员知道需要确定该磁芯是否适合于线圈，这样：

K_W×A_W≥N_P×α_P+N_S×α_S    (24)

其中α_P和α_S分别是用于缠绕初级和次级的导线的横截面面积。如果初级电流是I_p，次级电流是I_s，那么最后一个式子可以重写为：

K_W×A_W≥N_P×I_P/J+N_S×I_S/J    (25)

用当前设计的值代入，

$0.4\×2.56\×{10}^{-4}\≥60\×\frac{4.5}{3\×{10}^6}+15\×\frac{12}{3\×{10}^6}---\left(26\right)$

该计算表明在“磁芯-对-组合(core-pair-combination)”中符合需要的匝数是不太可能的(尽管它依赖于许多因素，如使用的线的质量，缠绕变压器使用的专业技术)。因此，两对E65/32/13 EE磁芯的组合(将其紧密接合以减小引起的磁头间隙)被用于代替一对单独的大的磁芯。这种组合的横截面面积A_c解出为2×2.66×10^-4m²。在(3)中使用该值得到N_p≈53，因此N_s≈13。而且优选地，可插入一个适当的气隙以得到0.562mH的电感。同时优选地，用适当规格的绞合线或多股线(依赖于提供的额定电流)作为线圈。

b.电感：

用于设计电感的支配的面积乘积关系是

$A_P=A_C\×A_W=\frac{2E}{K_W\×J\×B_m\×K_C}---\left(27\right)$

其中 $K_C=\frac{I_{\mathrm{peak}}}{I_{\mathrm{rms}}}=\frac{9\sqrt{2}}{9}=\sqrt{2}$

并且

$E=\frac{1}{2}L{I}_{\mathrm{peak}}^2=\frac{1}{2}\×9\×{10}^{-6}\×{\left(9\sqrt{2}\right)}^2=0.729\mathrm{mJ}---\left(28\right)$

因此，

$A_P=\frac{2\×729\×{10}^{-6}}{0.4\×3\×{10}^6\×0.2\×\sqrt{2}}=4.29\×{10}^{-9}{m}^4=4.29\×{10}^{3}m{m}^4=4.29\×{10}^{-9}{m}^4---\left(29\right)$

在CEL HP₃C级EE磁芯的标准表格中，本领域技术人员将想到可以使用磁芯E30/15/7。该磁芯的Ac＝0.6×10^-4m²。然而在实际操作中，优先使用有大约11匝线圈的EE磁芯E42/21/15作为电感。该实施例提供的气隙≈5mm(其可以稍微调整以得到希望的9μH)。同时优选地，使用任何合适规格的电线传输9A电流。最后，优先使用绞合线或多股线来绕成电感。

EPROM编程：

下面的表1示出了EPROM编码的一个示例，如将要描述的，四个象限中的每一个在连续的十六进制地址中有十六进制(H)的数据。EPROM数据只在阶段2有效。阶段1和阶段2基于V_i和V_o’的比较结果确定，其控制图8中M₁到M₄开关的断开和接通。

如果存在压降(sag)并且控制部件能够对其做出响应，那么在输入电流波形中也会存在成比例的下降。负载情况由控制器来处理。

                                                  表1

地址	数据	地址	数据	地址	数据`
						P 0000H	C4H	0020	C4	0040	F6
0001	C4	0021	C7	0041	F7
						0002	C4	0022	CA	0042	F8
0003	C4	0023	CD	0043	F8
						0004	C4	0024	CF	0044	F9
0005	C4	0025	D0	0045	F9
						0006	C4	0026	D4	0046	FA
0007	C4	0027	D6	0047	FA
						0008	C4	0028	D8	0048	FB
0009	C4	0029	DA	0049	FB
						000A	C4	002A	DC	004A	FC

地址	数据	地址	数据	地址	数据
						000B	C4	002B	DE	004B	FC
000C	C4	002C	DF	004C	FD
						000D	C4	002D	E1	004D	FD
000E	C4	002E	E3	004E	FD
						000F	C4	002F	E4	004F	FE
0010	C4	0030	E6	0050	FE
						0011	C4	0031	E7	0051	FE
0012	C4	0032	E8	0052	FF
						0013	C4	0033	EA	0053	FF
0014	C4	0034	EB	0054	FF
						0015	C4	0035	EC	0055	FF
0016	C4	0036	ED	0056	FF
						0017	C4	0037	EE	0057	FF
0018	C4	0038	EF	0058	FF
						0019	C4	0039	F0	0059	FF
001A	C4	003A	F1	005A	FF
						001B	C4	003B	F2	005B	FF
001C	C4	003C	F3	005C	FF
						001D	C4	003D	F4	005D	FF
001E	C4	003E	F5	005E	FF
						001F	C4	003F	F5	005FH	FFH Q

本领域技术人员知道EPROM加载的数据对应于早先得到的下述公式：

$R_{R}C\frac{V_E}{V_R}=\frac{T_2}{\frac{L_1}{L_2}-\left(\frac{L_1}{L^{\′}}\right)\×\left(\frac{N_1}{N_2}\right)\×\left(\frac{V_o}{V_m\sin \mathrm{\ωt}}\right)}---\left(30\right)$

可以重申存储的EPROM数据不表示输入交流电压波形本身的瞬时值。相反，它表示占空比的正弦加权序列，由MOSFET在输入交流波形的不同时刻使用，从而从输入交流电源得到正弦波电流。表1(从P到Q)中给出了经整流的正弦波第一象限(0°到90°)的数据。对于正弦波的第二象限(90°到180°)，以相反的顺序对相同数据编程，从地址0060H开始，向后进行(从Q到P)。仍保持未编程的地址，数据被编程为C4H。

如果存在线性频偏，它将改变从EPROM得到的数据长度。总的工作不会受影响。用提出的PFC方案可能实现400H_z的运行，如在飞机中。但是优选地，应提高调制频率以减小滤波器压降，并且应该适当地改变EPROM的数据。

频率转换点和占空比

FCOP和PCOP点可以被精选而产生于V_i上的不同点，以实现从阶段1到阶段2的平滑转换，如下面确定合适的EPROM数据的例子中给出的。该EPROM数据是控制FCOP点及以上的脉冲占空比(duty ratio)所需的。图20示出了经整流的输入交流电压V_i的变化。假设θ₁是对应于阶段转换点(PCOP)的角度，此时，

$V_m\sin {\mathrm{\θ}}_1=\frac{N_1}{N_2}{V}_o={V_o}^{\′}---\left(31\right)$

其中，N₁/N₂＝初级/次级是高频变压器的匝比。θ₁表示一角度，超过该角度时由EPROM决定误差信号(由输出电压和参考输出电压比较得到)控制的“导通(ON)”宽度。假设θ₂是频率被加倍时的角度(称为频率转换点，FCOP)

对于被设计用于证实本发明的电路，如图6和14所示，从0到θ₁出现的第一频率f₁＝12.5KH_z，从θ₁到π/2出现的第二个频率f₂＝25KH_z。对于θ＞π/2到θ＝π的频率转换，f₂回复为f₁，以相反的顺序反映上述情况。接下来的半个周期重复该过程。

假设输入电流I_in＝i_mSinθ    (32)

在θ₁处，I_in＝i_mSinθ₁并且最大脉宽占空比D_θ1＝0.5；

假设L₁为初级侧电感，

有

$i_m\sin {\mathrm{\θ}}_1=\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_1}{2L_1}{D}_{01}^2{T}_1---\left(33\right)$

对于θ＞θ₁和DCM；假设L’是来自次级侧的反射电感

$i_m\sin \mathrm{\θ}=\frac{V_m\sin \mathrm{\θ}{D}^2{T}_1}{2L_1}+\frac{(V_m\sin \mathrm{\θ}-\frac{N_1}{N_2}{V}_o)D^2{T}_1}{2L^{\′}}---\left(34\right)$

假设L’＝L₁/4；那么

$i_m\sin \mathrm{\θ}=\frac{V_m\sin \mathrm{\θ}{D}^2{T}_1}{2L_1}+\frac{(V_m\sin \mathrm{\θ}-\frac{N_1}{N_2}{V}_o)D^2{T}_1}{\frac{L_1}{2}}$

$=\frac{5}{2}\frac{V_m\sin \mathrm{\θ}{D}^2{T}_1}{L_1}-\frac{\frac{N_1}{N_2}{V}_{o}2D^2{T}_1}{L_1}---\left(35\right)$

在θ₁处将D_θ1＝0.5代入等式(33)

$i_m\sin {\mathrm{\θ}}_1=\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_1}{8L_1{f}_1}---\left(36\right)$

因此，在θ₂处

$i_m\sin {\mathrm{\θ}}_2=\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_2}{8L_1{f}_1}---\left(37\right)$

对于跨越FCOP点的平滑的能量流，将式(37)代入式(35)，

$\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_2}{8L_1{f}_1}=\frac{5}{2}\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_2{D}^2}{L_1{f}_1}-\frac{\frac{N_1}{N_2}{V}_o^2{D}^2}{L_1{f}_1}---\left(38\right)$

$\frac{V_m\sin {\mathrm{\θ}}_2}{8}=\{2.5V_m\sin {\mathrm{\θ}}_2-2\frac{N_1}{N_2}{V}_o\}{D}^2$

因为等式(38)与f无关，该等式对θ₁＜θ＜π/2有效，且

$D=\sqrt{\frac{V_m\sin {\mathrm{\&theta;}}_1}{8\{2.5V_m\sin \mathrm{\&theta;}-2\frac{N_1}{N_2}{V}_o\}}}{\mathrm{\&theta;}}_1<\mathrm{\&theta;}<(180-{\mathrm{\&theta;}}_1)---\left(39\right)$

提供了阶段2中占空比的等式。

正如之前提到的，如果反激作用贡献的电流等于正向作用贡献的电流，可以减小次级侧的峰值电流。如果只有反激作用，峰值电流由等式(33)给出，即

$i_m=\frac{V_m{D}_{90}^2}{2L_1}{T}_1---\left(40\right)$

在等式(40)中，D₉₀是在90°时的占空比，从下面给出的等式可以知道：

$\max D_{90}=\frac{V_m\sin {\mathrm{\&theta;}}_1}{V_m}\&times;0.5$

因此，等式(40)中，对于给定的D₉₀，如果T₁变为T₁/2，即，如果频率变为2f₁，反激作用贡献的电流将占一半。

本发明的优点

(a)提出的方案采用了占空比控制和两个离散的工作频率。它不需要工作频率的连续变化。

(b)提出的控制策略，结合使用的电源电路级，有助于降低变压器次级上(包括在次级侧出现的设备)的峰值电流应力。

(c)提出的控制策略简单有效地将THD降低到1％到2％之间。

(d)由于“控制级”被集成到模块中，用户不需考虑控制电路的设计。

(e)该策略非常灵活，可以适用于用户希望的任何输出电压设置。

(f)控制策略工作在115V/60H_z，230V/50H_z或其它频率系统，都同样有效。

(g)由于大多数应用包括输出端的大容量滤波电容器(更不用说电池应用)，因为功率在整个周期被提取，输出端低频纹波的不利影响被最小化。

(h)用图4的混合拓扑，控制方案可以工作得最好，但是用反激转换器系统也可以工作得相当好。通过使用所提出的双频率控制技术可以在很大程度地减少其缺点(即当工作在不连续电流模式时峰值电流高)。但是在峰值电流应力和EMI/RFI方面的性能不会和混合拓扑一样好。

(i)在非常低的输出电压应用的情况下(通常为5V)，快恢复二极管两端的压降可能变得非常大。建议在这种情况下使用肖特基二极管。提出的控制方案工作得同样好，在这种应用中不会导致不利。

(i)关于上面的(i)，可以采取“同步输出整流”技术，其中输出二极管可以用受控器件代替(如场效应晶体管-FET)。随着技术的进步，现在可以得到低压降和低选通电极充电的设备，使得他们对于极低的输出电压(典型值2-3V)应用优于肖特基二极管。同步校正器的控制与初级侧的控制同步。我们提出的控制策略在这种情况下同样工作得很好。

(k)该控制策略可适用于各种类型的电源应用，因为它可以升高或降低电源电压。各种应用包括电池充电、直流驱动、磁体电源、实验室电源，计算机电源以及需要直流电源的任何地方。

(1)由于提出的控制降低了次级侧的额定电流，磁体所占的体积将减小。因此，对于给定的功率要求，提出的控制策略将导致电源更加适合于对空间敏感的应用。

(m)提出的控制方案使该系统非常适用于EMI/EMC作为关键问题的应用。这是因为下面两个优点：

(a)由于以几乎一致的功率因数运转，转换器不会向交流主电源漏出任何噪声。

(b)由于提出的控制方案在两个工作频率之间轮换，噪声展开的高频谱导致噪声dB水平整体上的降低。

为了突出本发明控制方案的优势，图9比较了相似的工作环境下，传统的反激转换器和本发明转换器方案的性能。对于反激转换器，f_switch＝25KH_z，而对于所提出的控制方案(结合了两种，混合转换器)f_switch＝12.5KH_z和25KH_z(因为转换器有两个工作频率)。在两种情况下，变压器的匝比都等于4∶1。

本领域技术人员知道：

(a)如图9所示，在反激的情况下，对于9.6A的平均电流，RMS电流是14.7A(峰值电流＝33.4A)。对于提出的使用于混合转换器的控制方案，对相同的平均电流9.6A，RMS电流只有11A(峰值电流＝19.2A)，大大地降低了次级RMS额定电流，降低了25％(峰值电流降低了42.5％)。

(b)除了(a)，当V_in与反射直流电压成比例时，导电持续时间大约是35μsec。因此，改进了高负载下的控制能力，在该区域实现了非常合适的波形。

公开的控制策略降低了变压器次级和二极管的峰值电流，几乎降低到反激或电压模式转换器的60％。

总之，本发明利用新的功率因数校正方案，该方案结合了占空比和频率控制，如图5所示。该控制方案应用于混合电源电路拓扑(如图4所示)，形成了单级、单开关的功率因数校正结构。在这种控制方案下，对于阶段1中给定负载的情况，转换器工作于不变的占空比和工作频率f₁，而在阶段2中，工作于频率f₂＝2f₁并具有可调节的占空比，频率从f₁到f₂的转换发生在某些适当的点以得到好的功率因数。

这是对于早期控制方案[15]的重大改进，早期方案采用单个、不变的频率和两个固定的占空比，依赖于经整流的输入电压和整流输出电压的比较(即，阶段1或阶段2)。应指出，根据这里提出的新的策略，占空比控制只使用两个离散的工作频率。不需要连续变化的频率控制。因此该控制并不复杂并且成本较低。

本发明的改进使输入谐波和EMI极大降低(由于双频工作，噪声频谱展开)。提出的结构的很大优点是降低了设备上的峰值电流应力，并因此减小了特定应用需要的磁性元件的重量和体积。这使得本发明对体积和重量作为主要考虑因素的应用具有吸引力。此外，该控制方案同样适用于相关的应用，如同步输出整流(非常低输出电压的应用所需要的)。

提出的结构特别适用于降压应用，其需要低的直流输出电压(例如，24V，48V)。例如，该结构会引起与电池充电和UPS设计和制造相关的产业的兴趣。由于提出结构预期的广泛应用，它已经被集成到智能电源模块中。该模块将功率级和控制级集成在单个紧凑和可靠的电源系统中。

尽管用于说明本发明原理的示例性智能模块工作在50H_z到60H_z，本发明也可适用于更高频率的应用。然而，应该指出，当使用频率增加时，应优先提高开关频率以确保低的滤波器压降。最后，本发明可采用的最高频率被可以得到的高频高功率开关所限制。

已经在优选的实施例中描述和说明了本发明的原理，显然在不脱离公开的原理的情况下，可以在排列和细节上对本发明进行修改。我们主张所有修改和变换处于下面权利要求的精神和范围之内。

                                                 表2-印刷电路板

名称	类型	参考符号
			帖片电阻	10R/0.25W	R22，R23
帖片电阻	10R/0.125W	R39
			帖片电阻	100/0.125W	R27
帖片电阻	1K/0.125W	R1，R2，R13，R18，R34，R35，R40，R41，R43，R50
			帖片电阻	10K/0.125W	R3，R6，R8，R9，R15，R25，R28，R30，R37，R38，R42，R44，R46，R47
帖片电阻	100K/0.125W	R7
			帖片电阻	12K/0.125W	R49
帖片电阻	150K/0.125W	R21，R48
			帖片电阻	2.2K/0.125W	R17，R19，R26
帖片电阻	220K/0.125W	R14，R25
			帖片电阻	3.3K/0.125W	R51
帖片电阻	470R/0.125W	R12

帖片电阻	4.7K/0.125W	R5，R10，R11，R29，R31，R33
			帖片电阻	47K/0.125W	R16
帖片电阻	5.6K/0.125W	R24，R32，R36
			帖片电阻	6.8K/0.125W	R19
帖片电阻	8.2K/0.125W	R20
			陶瓷电容	100pF 50V X7R	C1，C18，C19，C25
陶瓷电容	1nF 50V X7R	C4，C24，C26，C27，C28
			陶瓷电容	10nF 50V X7R	C5，C20，C21
陶瓷电容	100nF 50V X7R	C7，C8，C9，C10，C11，C12，C14，C15，C16，C17，C29，C30，C31，C32，C33
			陶瓷电容	22nF 50V X7R	C22
陶瓷电容	3.3nF 50V X7R	C6
			陶瓷电容	4.7nF 50V X7R	C23

                                                 表2续

陶瓷电容	47nF 50V X7R	C3
			钽电容	33μF 25V	C2
钽电容	6.8μF 35V	C13
			二极管	LL4148	CR1到CR14
NPN晶体管45V	SO2222A	Q1，Q2
			PNP晶体管45V	SO2907A	Q3
定时电路	NE556D/SGS，T1	MA4
			光电耦合器/驱动器	HCPL3120/Agilent	Z1
5V电压调节器	78M05Z/On Semi	MA1
			四重组装运算放大器	LM324D/On Semi	MA5，MA6
OTC EPROM 32K×8	AM27C256/AMD，STM	MN3
			8位D/A转换器	DAC0808LCM/National	MN2

12位二进制计数器	MC14040BD/On Semi	MN2
			四路模拟开关	MC14066BD/On Semi	MN1
电位器	3296W47K/Bourns	P1
			信号接线器	Comatel 14pts/Comatel	J1
PC板MC4	71×48mm
			如需要在测试中调节		R4，R5

                                                   表3-功率部分

MOSFET 500V100mohms	APT5010DVR/ART	Q1
			肖特基二极管100V 60A	DWS32-100/IXYS	CR5，CR6，CR7，CR8
整流二极管11200V 35A	DWP35-12/18/IXYS	CR1，CR2，CR3，CR4
			10W分流电阻	PMB0，01R/10W/Isabellenhutte	R1
NTC热敏电阻	68K/0.125W/LCC	R2
			电源接线器
信号接线器
			JP6壁	MP0083A
IMS基片A13mmCu70μm	MSxxxx/Berquist

Claims (57)

1、电源发生装置，用于将交流输入转换为直流输出，所述装置包括：

时钟发生器；

功率开关器件，由所述时钟发生器选通，并连接到所述交流输入以产生调整后的直流输出电源；

存储数字参考数据的存储器；以及

用于比较所述交流输入和直流输出以实现电源电路功能的装置，该电源电路在第一阶段内工作在第一频率，在第二阶段内工作在第二频率；

所述存储器中的所述参考数据被用于对选通信号的占空比进行连续地脉宽调制，在所述第二阶段该选通信号从所述时钟发生器传送到所述功率开关。

2、如权利要求1所述的电源发生装置，包括装置，用于将固定的占空比转换为所述选通信号的连续脉宽调制的占空比，并用于将第一频率转换到第二频率。

3、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述交流输入电流在相位和波形上基本与所述交流输入电压相对应，使回馈到设备的所述功率因数几乎不变。

4、如权利要求1所述的电源发生装置，其中在所述第一频率的所述第一阶段工作在反激模式，所述第二阶段同时工作在反激模式和电压模式。

5、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述第一和第二阶段都工作在反激模式。

6、如权利要求1所述的电源发生装置，其中在所述第一频率的第一阶段的占空比由误差信号调节，该误差信号是作为调整后输出电压V_o的第一电压与第二参考电压V_REF比较得到的差，使所述占空比变化以在负载变化的情况下保持不变的输出电压。

7、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述功率开关器件在所述第一阶段中，在满载的情况下工作在最大占空比50％。

8、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述输入与输出电压的比在5∶1的范围内或更大。

9、如权利要求2所述的电源发生装置，其中用于在所述第二阶段中将所述第一频率变换为所述第二频率的装置，包括用于比较已整流的输入交流电压和参考点PCOP，以最小化失真和保持几乎不变的功率因数的装置。

10、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述存储的数字参考数据是占空比信息串的时间序列表示，所述功率开关器件必须根据所述交流输入电压的特性按所述占空比工作，以对所述占空比进行脉宽调制。

11、如权利要求2所述的电源发生装置，其中所述开关装置包括可操作的控制机构，使所述工作的第一阶段是当反射回所述输入的所述输出电压的值大于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，所述工作的第二阶段是当反射回所述输入的所述输出电压的值小于或等于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，其中在所述第二阶段，工作频率从所述第一频率变换到所述第二频率，高于所述第一频率。

12、如权利要求1所述的电源发生装置，其中工作在第一阶段的所述开关频率对于50Hz到60Hz的设备大约等于12.5kHz。

13、如权利要求1所述的电源发生装置，其中工作第一阶段的所述开关频率对于400Hz的设备大约等于80kHz。

14、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述第二频率大约是所述第一频率的两倍。

15、如权利要求1所述的电源发生装置，其中所述工作的第一阶段大致以所述交流输入波形的过零点为中心，其中所述工作的第二阶段出现在与其互补的所述交流周期的剩余部分中。

16、如权利要求1所述的装置进一步包括：

变压器，包括与所述功率开关器件串联的初级线圈，以及次级线圈；

多个二极管，有效地连接到所述初级线圈以实现所述交流输入的整流；

多个二极管，有效地连接到所述次级线圈以在所述次级线圈的输出上实现整流功能；

电感，有效地连接到所述多个二极管的所述输出端；以及

电容器，跨接在所述输出端以与所述负载并联。

17、如权利要求16所述的装置，其中所述变压器次级线圈输出上的整流功能是通过使用肖特基二极管或同步整流实现的。

18、如权利要求16所述的装置，其中次级上所述电感的接线端连接到每一个所述上部桥式整流二极管的阴极；所述上部桥式整流二极管的阴极连接到所述变压器次级线圈的负极，并进一步连接到所述输出端电容器，以在阶段2工作中由变压器和次级侧电感平均分担转移到负载的能量。

19、如权利要求18所述的装置，其中所述变压器和电感共同考虑来确定尺寸以平均分配能量，从而减小所述变压器和所述电感的重量和体积。

20、电源发生装置，用于将交流输入转换为调整后的直流输出，所述装置包括：

所述电源发生的电路，包括单个功率开关器件，该功率开关器件连接到所述交流输入以产生调整后的直流输出电源；

时钟发生装置，提供时钟信号；

用于比较交流输入和直流输出以实现电源电路功能的装置，通过改变所述时钟频率，在第一阶段内工作在第一频率，在第二阶段内所述第一固定频率转换到第二固定频率；

存储器，用于至少存储数字参考数据有代表性的部分；以及

控制装置，在所述第二阶段用所述数据对输送到所述功率开关器件的所述时钟信号的占空比进行连续地脉宽调制。

21、如权利要求20所述的电源发生装置，其中所述第二阶段的第二工作频率高于所述第一阶段的工作频率，以降低所述电源发生电路中的峰值电流和应力。

22、如权利要求21所述的电源发生装置，包括变压器，其中所述第二阶段的所述第二工作频率高于所述第一阶段的所述工作频率，以降低系统的重量和体积。

23、如权利要求20所述的电源转换装置，其中所述时钟发生装置工作中在任何给定的交流周期运行于两个离散的频率，以扩展所述噪声频谱，降低其总谐波含量和电磁干扰/射频干扰的影响。

24、如权利要求20所述的电源转换装置，进一步包括：

变压器，包括初级线圈和次级线圈；

多个二极管，有效地连接到所述初级线圈；

多个二极管，有效地连接到所述次级线圈以实现整流；

单个功率开关器件，有效地连接到所述初级线圈的所述多个二极管；

电感，有效连接到所述次级线圈和所述多个二极管；以及

电容器，在输出端与所述负载并联；其中

其中当反射到所述输入端的所述输出电压高于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，所述转换装置工作在第一频率、第一阶段工作和反激模式，当反射到所述输入端的所述输出电压低于或等于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，所述转换装置工作在第二阶段和正向、反激的混合模式，其中所述工作频率从所述第一频率转换为第二频率。

25、如权利要求24所述的装置，其中所述次级侧的电感的接线端连接到每一个所述上部桥式整流二极管的阴极，所述上部桥式整流二极管的阴极连接到所述变压器次级线圈的负极，并进一步连接到所述输出端电容器，以在阶段2中由变压器和次级侧电感平均分担转移到负载的能量。

26、如权利要求24所述的电源转换装置，其中在所述第一阶段和所述第一频率下所述占空比对应于给定负载保持不变，在所述第二阶段所述占空比被连续地脉宽调制。

27、如权利要求24所述的电源转换装置，其中所述第二频率大约是所述第一频率的整数倍。

28、如权利要求24所述的电源转换装置，其中所述工作的第一工作大致以所述交流输入波形的过零点为中心，且其中所述工作的第二阶段与其互补。

29、如权利要求20所述的电源发生装置，其中所述控制装置使用占空比控制和两个离散的工作频率，其中在阶段1对于固定负载所述占空比固定，当负载变化时所述占空比变化。

30、如权利要求29所述的电源发生装置，进一步包括：

变压器，包括初级线圈和次级线圈；

多个二极管，有效地连接到所述初级线圈；

多个二极管，有效地连接到所述次级线圈；

单个功率开关器件，有效地连接到所述初级线圈的所述多个二极管；

电感，有效地连接到所述次级线圈和所述多个二极管；以及

电容器，在输出端与所述负载并联；其中

当反射到所述输入端的所述输出电压高于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，所述转换装置工作在反激模式，具有对应于给定负载的固定占空比，当反射到所述输入端的所述输出电压低于或等于所述交流输入电压瞬时值的绝对值时，所述转换装置工作在反激和正向转换模式的混合模式，具有脉宽调制的占空比。

31、如权利要求30所述的电源发生装置，其中所述总谐波失真在1％到2％之间。

32、如权利要求20所述的电源发生装置，其中所述控制装置集成到集成电路或紧凑的混合电路中，以限定一个紧凑的智能模块。

33、如权利要求20所述的电源发生装置，其中所述控制装置使用的控制方案连续比较所述交流输入和调整后的输出，以实现以下功率控制功能：当反射回所述输入端的所述输出高于所述交流输入的绝对值时，以第一频率工作在第一阶段，当在一个周期内，反射回所述输入端的所述输出低于一个周期内所述交流输入瞬时值时，工作在第二阶段，其工作频率从所述第一频率转换到第二频率。

34、如权利要求33所述的电源发生装置，其中所述第一阶段工作在反激模式，所述第二阶段工作在反激模式和正向模式的组合模式。

35、如权利要求33所述的电源发生装置，其中所述装置连续地工作在反激模式。

36、如权利要求22所述的电源发生装置，所述从输入到输出的转换被调整为适合于充电电池的高电流和低电压的性能。

37、具有高集成度高和紧凑物理尺寸的智能电源模块，包括：

功率级，具有形成基板的底板，

所述基板包括形成散热器的热传导绝缘材料，该散热器用于有效地移除所述模块产生的热量，

所述绝缘基板进一步包括顶层金属，其被图案化以形成内部连接和图案，该图案用于接纳功率部件和接合互相之间的接线，以及

所述功率级进一步包括接线器以接受交流输入电源和来自所述控制级的控制信号，并向外部负载提供调整后的直流电源，

所述控制级包括一个或多个印刷线路板，被隔离支撑在所述功率级上，

所述印刷线路板进一步包括安装在其上的表面贴装器件，以形成控制电路功能部件，以及

小信号接线器，向所述功率级提供控制信号，连接到外部偏压电源，以及接线器，用于供用户提供所述模块控制电路的外部输入，

用于机械保护的外壁，

基板组件上的保形涂层，以及

填充空腔的顶层树脂，

所述接线器与相邻于所述外壁放置以方便连接。

38、如权利要求37所述的智能电源模块，其中所述底板是氧化铍、氧化铝或氮化铝上的绝缘金属基板或直接覆铜。

39、如权利要求37所述的智能电源模块，其中所述功率级基板组件包括用于输入整流的整流二极管、单个功率半导体开关、用于输出整流的二极管，以及检测用的分流电阻。

40、如权利要求37所述的智能电源模块，其中所述控制级采用两个工作阶段的控制策略，其中所述第一阶段工作在第一固定频率，第二阶段工作在不同于所述第一固定频率的第二固定频率。

41、一种用于交流-直流电源转换的方法，包括：

输入预定交流频率和电压V_ac的交流电源；

对所述输入交流电源进行全波整流，以产生幅度与V_ac绝对值成比例的全波整流电压V_i；

将电压V_i加在与闸控开关串联的变压器初级上，以生成电流I_M；

将所述变压器的次级与输出整流桥连接，为在输出电容器C_o两端产生供给负载的调整后的输出电压V_o；

比较输入电压V_i和电压V_o’，其中V_o’＝V_o(N1/N2)，N1/N2是所述变压器匝比的倒数；

如果V_i小于V_o’，在第一固定频率f₁为闸控开关提供时钟脉冲，使电流I_M为不连续的反激电流；以及

如果V_i大于V_o’，在第二固定频率f₂为闸控开关提供时钟脉冲，其中f₂不等于f₁，电流I_M为不连续的反激和正向电流。

42、如权利要求41所述的方法，其中f₂大于f₁。

43、如权利要求41所述的方法，其中f₂大约是f₁的整数倍。

44、如权利要求41所述的方法，其中当时钟频率为f₁并且负载不变时，为所述开关提供的时钟脉冲占空比固定。

45、如权利要求44所述的方法，其中所述占空比最大为50％。

46、如权利要求41所述的方法，其中当时钟频率为f₁并且负载增加时，为所述开关提供的时钟脉冲的占空比成比例地增加。

47、如权利要求46所述的方法，其中所述占空比最大为50％。

48、如权利要求41所述的方法，其中当时钟频率为f₁并且V_i增加时，电流I_M具有的不连续反激电流的平均值随电压V_i成比例增加。

49、如权利要求41所述的方法，其中当时钟频率为f2，所述开关根据时钟脉冲工作在一个连续脉宽调制的占空比，该时钟脉冲的占空比D与1/(A+B/V_i)的平方根成比例，其中A和B是依赖于初级和次级电感值、变压器匝比和输出电压的常数。

50、如权利要求49所述的方法，其中最大占空比是50％。

51、如权利要求41所述的方法，其中所述输出整流桥包括与所述变压器正极端的次级串联设置的电感，在所述电桥工作的正向模式时通过二极管存储和放出能量。

52、如权利要求51所述的方法，其中所述电感的电感值L与所述变压器初级的电感值L₁成比例，以在所述电感和所述变压器之间分担提供给负载的能量。

53、如权利要求51所述的方法，其中选择的所述频率f₂与所述变压器尺寸和额定值中的一个或多个成比例。

54、如权利要求41所述的方法，其中所述输入交流电源每个周期中对V_i和V_o’比较的步骤，时钟频率在两个离散的值f₁和f₂上变换，以与一参考电压相比合成所述调整后的输出电压V_o。

55、如权利要求51所述的方法，其中所述负载是抗性负载，所述电感和变压器成比例，使所述输入交流电源处看到的功率因数几乎不变。

56、如权利要求41所述的方法，包括，在所述经整流的输入交流电压波谷期间工作在反激模式，在给定负载时具有固定的占空比和固定的第一频率，满载时具有最大占空比50％，当所述经整流的输入交流电压超过所述反射输出电压时，以所述第二固定频率工作在反激和正向转换模式，同时对占空比连续调制，所述第二固定频率是所述第一频率的倍数。

57、如权利要求41所述的方法，其中，当工作在第二频率f₂时，开关根据时钟脉冲工作在连续脉宽调制的占空比，该时钟脉冲的占空比根据等式(39)得到

$D=\sqrt{\frac{V_m\sin {\mathrm{\&theta;}}_1}{8\{2.5V_m\sin \mathrm{\&theta;}-2\frac{N_1}{N_2}{V}_o\}}}$

Images