TWI640154B - 動態電源控制方法 - Google Patents
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Abstract
本發明係揭示一種動態電源控制方法，用以動態調節電源供應器。該方法是專注於假設其他參數都不變並在保持時間的期間內，可藉增加初級電源開關的切換頻率或過電流保護 (over-current protection point，OCP)點，而降低大電容(Bulk Capacitor)的最小大電容電壓至最大程度，使得保持時間能被延長或者大電容能被縮小。一般，本發明的方法可應用於不同的電源轉換器。
Description
本發明係有關於一種動態電源控制方法，尤其是在不需增加大電容下可延長保持時間，或是可不在縮短保持時間的代價下，縮小大電容，使得性價比(performance-to-cost ratio)獲得大幅提升。
大部分現今的電腦及電腦周邊裝置都需要其電源供應器能在短時間/長時間的電力中斷後拉長至少10ms的保持時間，或切換到不斷電電源供應器(Uninterrupted Power Supply，UPS)操作，藉以有次序的終止資料處理設備的操作。保持時間一般是定義成在電源中斷後電源供應器需要保持其輸出電壓在某一特定範圍內的時間間隔。
在保持時間內保持輸出電壓所需的能量是由正確大小的大電容CB單獨提供，如第一(a)圖所示。前端整流器是負責將正弦AC輸入電源經由橋式整流器而整流成未調節的DC入電源，或是經由傳統/無橋的功率校正器(power factor corrector，PFC)而整流成調節的DC輸入電源。為了在AC電源中斷後達到所需的保持時間，DC/DC轉換器輸出級必須要能操作在具最小大電容電壓VBMIN的某
一電壓範圍內，而最小大電容電壓VBMIN是低於對應到保持電壓所指定的線電壓的公稱大電容電壓VBNOM。
在保持時間TH內未被AC電充電下，大電容CB是維持供應電源至輸出，直到放電下降到最小大電容電壓VBMIN，而在低於最小大電容電壓VBMIN時，DC/DC轉換器輸出級會關閉，如第一(b)圖所示。
保持時間TH可以數學方式表示成
，其中η DC/DC是DC/DC轉換器效率，而POH是在保持時間TH內傳送到輸出的輸出功率。
能量傳送比r可由以下方程式計算
，其中△ECB是保持時間TH內傳送至輸出的部分能量，而ECBNOM是以公稱大電容電壓VBNOM儲存在大電容CB中的總能量。Eq.2可由第二圖的曲線表示。
如同可由Eq.1及Eq.2所見，藉降低最小大電容電壓VBMIN，保持時間TH可被延長，並且能量傳送比r可被放大，或大電容CB可被縮小，而DC/DC轉換器輸出級在最小大電容電壓VBMIN之上仍可正常工作，假設所有其他參數都保持不變。
在習用技術中，最小大電容電壓VBMIN通常是限制到公稱大電容電壓VBNOM的80%至90%，且由於而缺少可行且經濟的方式無法再降低，讓大部分的
儲存大電容能量在DC/DC轉換器輸出級關閉後低於最小大電容電壓VBMIN時未能被利用到而浪費掉。
針對習用技術的缺點，本發明提出低成本的方法，可實質上延長保持時間TH並放大能量傳送比r或縮小大電容CB，藉降低最小大電容電壓VBMIN至最大程度，善加利用大部分的儲存大電容能量，並極大化電源供應器的性價比(performance-to-cost ratio)。
在本發明中，將詳細說明動態電源控制方法，且本質上是可改善在電源供應器中已儲存大電容能量在保持時間內的使用率。
基本的改善是在保持時間內經由增加切換頻率或過電流保護(over-current protection point，OCP)點藉降低最小大電容電壓到最大程度而達成，使得保持時間能獲得延長或者大電容能獲得縮小，而且是在其他所有參數都不改變下。
一般，本發明的方法可應用到很廣範圍的電源轉換器。為了使本發明的核心構想能更加清楚，在不失去普遍性下，特別挑選返馳電源轉換器以當作本發明的示範性實例。
10‧‧‧PWM控制器
CB‧‧‧大電容(大電容)
fSW)‧‧‧切換頻率
IPFT‧‧‧初級平頂電流
IPPK‧‧‧初級尖峰電流
Q1‧‧‧初級電源開關
r‧‧‧能量傳送比
T1、T0‧‧‧時間
TH‧‧‧保持時間
TH_new‧‧‧新的保持時間
TH(pro)‧‧‧延長後保持時間
VAC AC‧‧‧電壓
VB‧‧‧大(輸入)電容電壓
VIN AC‧‧‧電源
Vo1、Vo2、von‧‧‧輸出
VBMIM‧‧‧最小大(輸入)電容電壓
VBMIN(low)‧‧‧降低後最小大電容電
VBMIM(ori)‧‧‧原始最小大(輸入)電容電壓
VBNOM‧‧‧公稱大(輸入)電容電壓
VOCP‧‧‧OCP點
VOUT‧‧‧輸出電源
第一(a)圖顯示習用技術中典型的AC/DC電源供應器架構，其中，安置在前端整流器以及DC/DC轉換器輸出級之間當作能量儲存電容的大電容CB，會是AC電源VIN中斷後保持輸出Vo1,Vo2,…,Von的唯一電源；
第一(b)圖定義保持時間為TH=T1-T0，其中T0是大電容CB開始保持住輸出時的瞬時時間，亦即，當大電容電壓VB從其公稱電壓位準VBNOM下降時而且T1是大電容CB停止保持住輸出時的瞬時時間，亦即，當大電容電壓VB達到其最小電壓位準VBMIN時；第二圖顯示能量傳送比r=△ECB/ECBNOM的曲線圖，是正規化最小大電容電壓VBMIN/VBNOM的函數；第三圖是舉例說明當作本發明示範性實例的典型返馳電源轉換器架構；第四圖比對顯示原有的保持時間TH(ori)以及藉降低原始最小大電容電壓VBMIN(ori)到較低的最小大電容電壓VBMIN(low)的延長後的保持時間TH(pro)；第五圖顯示返馳電源轉換器操作連續導通模式(Continuous-Conduction Mode，CCM)且在AC電源中斷後的保持時間內的初級電流波形；第六圖顯示增加保持時間內初級電流波形的切換頻率之效應；第七圖顯示增加保持時間內初級電流波形的OCP點之效應；第八圖顯示降低後最小大電容電VBMIN(low)的曲線圖，是當作增加切換頻率的函數且是在OCP點已增加下；以及第九圖顯示延長後保持時間TH(pro)的曲線圖，是當作增加切換頻率的函數且是在OCP點已增加下。
以下配合圖式及元件符號對本發明之實施方式做更詳細的說明，俾使熟習該項技藝者在研讀本說明書後能據以實施。
第三圖顯示當作本發明示範性實例的簡化返馳電源轉換器架構，其中脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation，PWM)控制器10是經由未顯示的
回授控制設計以控制初級電源開關Q1，用以調節次級輸出電壓VOUT，且可為但不受限於初級側調節(Primary-Side Regulation，PSR)或次級側調節(Secondary-Side Regulation，SSR)。
在交流(AC)電源發生中斷之前，當AC電源的正弦AC電壓VAC低於大電容電壓VB時，亦即在未顯示的橋式整流器停止傳導電流時，輸入電容CIN(或一般暱稱為大電容CB)會放電到其谷底電壓，而且當正弦AC電壓VAC高於大電容電壓VB時，或當未顯示的橋式整流器開始傳導電流時，會被充電到其尖峰電壓。未顯示的橋式整流器可為但不受限於二極體橋式整流器或金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)橋式整流器。
定義成尖峰電壓以及谷底電壓之差額的漣波電壓(Ripple Voltage)比起大電容電壓VB的平均值一般是小到可忽略不計。因此，在AC主線路電壓保持不變下，大電容電壓VB可視為幾乎是定值。
在電源中斷後不再有AC電源時，保持輸出電壓所需的所有能量在保持時間內都是仰賴大電容CB。
從Eq.1以及第四圖中可看出，隨著最小大電容電壓VBMIN變得越低，保持時間TH會延長，儘可能將大電容CB所儲存的能量抽取出來用。輸出電壓VOUT會下降到調節範圍之外，並且在超出保持時間TH後會因為OCP或工作比限制(Duty-Ratio Limit，DRL)的緣故而很快降到零電壓，而不論是那一種情形先發生，因為當大電容電壓VB降低到最小大電容電壓VBMIN，初級尖峰電流IPPK最後是會上升到OCP點，或是工作比D最後將到達DRL點。
第五圖顯示當返馳電源轉換器在AC電源中斷後的保持時間內是深入操作CCM的初級電流波形。當大電容電壓VB降低到最小大電容電壓VBMIN，最大工作比DMAX可由電壓-次級乘積平衡方程式推導而獲得：
，其中n是固定的初級-次級繞線匝數比，而VOUT是已調節的輸出電壓。因此，當最小大電容電壓VBMIN保持固定且必須保持在上限值以下時，最大工作比DMAX可視為定值，施加下限值到最小大電容電壓VBMIN：
，其中DLIM是PWM控制器無法超越的工作比上限。
第五圖的初級平頂電流IPFT是定義成包圍住與梯形具相同面積的矩形，藉以方便計算初級平均電流IPAV：
，其中初級平頂電流iP(t)在0至DMAXTSW的期間是非零，而在DMAXTSW至TSW的期間是零。
從Eq.4中，緊接在最小大電容電壓VBMIN的平均輸入功率PIN之後的是：P IN =V BMIN I PAV =V BMIN I PFT D MAX (6)，可再進一步關聯至平均輸出功率POH：P OH =η DC/DC P IN =η DC/DC V BMIN I PFT D MAX (7)
，其中在保持時間內TH用以支持平均輸出功率POH的DC至DC轉換效率可為簡化而假設為幾乎是定值。
從Eq.7中，可推導出能藉抬高初級平頂電流IPFT而降低最小大電容電壓VBMIN，假設所有的其他參數都保持定值。從另一觀點，第五圖中的初級平頂電流IPFT能表表示成：
，其中VOCP是OCP點，RCS是電流感測電阻，LP是初級電感，而fSW是切換頻率。依據Eq.8，有二種可行的方式可增加初級平頂電流IPFT：第一種是增加切換頻率fSW，而另一種是增加OCP點VOCP。
有次序性的說明將能幫助更加清楚了解整體構想。延長保持時間TH可歸結為增加切換頻率fSW或OCP點VOCP，藉以符本發明背後的核心構想：
明瞭相關係數後，可從以下的二次方程式而輕易的解決未知數的最小大電容電壓VBMIN：
，其中未知數的最小大電容電壓VBMIN在數學上是具有獨立的二實數根，只要二次項的係數a是正數而判別式b 2-4ac也是正數，並施加較低的上限到OCP點VOCP：
，其中正數的二次項係數a>0是隱含正數的判別式b 2-4ac，因為常數的係數c是負值。再進一步考量到二獨立實數根的可接受性/可應用性時，正數根才是實體上有意義的，而負數根在實體上是無意義的，因為最小大電容電壓VBMIN在實體上是非負。從Eq.9中實體上有意義的結果可帶入Eq.1，用以計算保持時間TH。
如第六圖及第七圖所示，可藉增加切換頻率fSW或OCP點VOCP而拉高初級平頂電流IPFT。
第八圖是降低後最小大電容電VBMIN(low)的曲線圖，當作是已增加的切換頻率fSW(inc)的函數，且是在OCP點VOCP已增加下，其中曲線C1是對應到原有的OCP點，而曲線C2是對應到增加後的OCP點，亦即，原有OCP點增加0.1V。
第九圖是延長後保持時間TH(pro)的曲線圖，當作增加後的切換頻率fSW(inc)的函數，且是在已增加的OCP點VOCP下，其中曲線C3是對應到原有的OCP點，而曲線C4是對應到增加後的OCP點，亦即，原有OCP點增加0.1V。
從第八圖及第九圖中可推導出可藉增加切換頻率fSW或OCP點VOCP而降低最小大電容電VBMIN且延長保持時間TH。不言而喻的是，延長的保持時間TH，可用來換取縮小大電容CB，亦即，用較低的成本下換得更佳的性能。
以上所述者僅為用以解釋本發明之較佳實施例，並非企圖據以對本發明做任何形式上之限制，是以，凡有在相同之發明精神下所作有關本發明之任何修飾或變更，皆仍應包括在本發明意圖保護之範疇。
Claims (6)
- 一種動態電源控制方法，用以控制一電源供應器將一交流(AC)電源轉換成一直流(DC)電源，包括下列步驟：一輸入電容或一大電容是在該AC電源的一正弦AC電壓低於一大電容(輸入電容)電壓時，或是在一橋式整流器停止傳導電流時，被放電到該大電容的一谷底電壓，並且在該正弦AC電壓高於該大電容電壓時，或是在該橋式整流器開始傳導電流時，被充電到一尖峰電壓；一脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation，PWM)控制器經由一回授控制設計以控制一初級電源開關，而調節該DC電源的一次級輸出電壓；以及該PWM控制器在一保持時間的期間內，增加該初級電源開關的一切換頻率，藉以降低該大電容的一最小大電容電壓至一最大程度，其中該保持時間是定義成該AC電源中斷後，該電源供應器需要保持住該調節DC輸出電源的一輸出電壓在一特定範圍內的一時間間隔。
- 依據申請專利範圍第1項所述之動態控制方法，其中該初級電源開關是由功率金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)或功率雙載子電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)而實現。
- 依據申請專利範圍第1項所述之動態電源控制方法，其中該大電容是由一電解液電容器或一高分子電容器而實現。
- 一種動態電源控制方法，用以控制一電源供應器將一交流(AC)電源轉換成一直流(DC)電源，包括下列步驟：一輸入電容或一大電容是在該AC電源的一正弦AC電壓低於一大電容(輸入電容)電壓時，或是在一橋式整流器停止傳導電流時，被放電到該大電容的一谷底電壓，並且在該正弦AC電壓高於該大電容電壓時，或是在該橋式整流器開始傳導電流時，被充電到一尖峰電壓；一脈衝寬度調變(Pulse-Width Modulation，PWM)控制器經由一回授控制設計以控制一初級電源開關，而調節該DC電源的一次級輸出電壓；以及該PWM控制器在一保持時間的期間內，增加一過電流保護(over-current protection point，OCP)點，藉以降低該大電容的一最小大電容電壓至一最大程度，其中該保持時間是定義成該AC電源中斷後，該電源供應器需要保持住該調節DC輸出電源的一輸出電壓在一特定範圍內的一時間間隔。
- 依據申請專利範圍第4項所述之動態控制方法，其中該初級電源開關是由功率金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)或功率雙載子電晶體(Bipolar Junction Transistor，BJT)而實現。
- 依據申請專利範圍第4項所述之動態電源控制方法，其中該大電容是由一電解液電容器或一高分子電容器而實現。
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