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CN105322777A - 用于电力电子系统的功率因数校正电路 - Google Patents

用于电力电子系统的功率因数校正电路 Download PDF

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CN105322777A
CN105322777A CN201510061016.8A CN201510061016A CN105322777A CN 105322777 A CN105322777 A CN 105322777A CN 201510061016 A CN201510061016 A CN 201510061016A CN 105322777 A CN105322777 A CN 105322777A
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Abstract

一种用于电力电子系统的功率因数校正电路，包括：串联导通电路装置，被布置为控制功率变换器的输入特性；以及控制机构，被布置为在功率变换过程期间控制所述串联导通电路装置的操作，以增大所述电力电子系统的功率因数和/或减小由功率变换器生成的对所述电力电子系统内的电源所提供的电流的谐波失真。

Description

用于电力电子系统的功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及用于电力电子(powerelectronic)系统的功率因数(powerfactor)校正电路，并且具体地而非排他地涉及用于电力电子系统内的功率因数校正的功率半导体(powersemiconductor)滤波器。
背景技术
电力设备及电子装置(诸如计算机及移动电话)可因应不同的电力需求而在不同工作电压下工作，而这些电力可源于同一电源。因此，电源的电压需要被升高或降低至适用于不同电子装置的工作电压。某些设备或装置里面有可能包括工作在不同电压下的各种电路模块，因此这些设备或装置中还会包含多个功率变换器用以输出不同的电压。
这些电子装置可使用功率变换器(诸如开关变换器(switchingconverter))来将电力转换为所需的工作电压。在电力转换过程期间，所述开关变换器内的开关会周期性地接通与关断，所以該开关变换器会引起电流纹波和减小电子装置的功率因数，更为严重的是会向电源引入明显的谐波失真(harmonicdistortion)。因此，在功率变换器与电源之间放置校正电路，有助于改善电力电子系统的性能。
发明内容
根据本发明第一方面，提供了一种用于电力电子系统的功率因数校正电路，包括：串联导通电路装置，被布置为控制功率变换器的输入特性；以及控制机构，被布置为在功率变换过程期间控制所述串联导通电路装置的操作，以增大所述电力电子系统的功率因数和/或减小由功率变换器生成的对所述电力电子系统内的电源所提供的电流的谐波失真。
根据所述第一方面的实施方式，所述功率变换器的输入特性包含所述功率变换器的输入电流波形。
根据所述第一方面的实施方式，所述串联导通电路装置与所述功率变换器串联。
根据所述第一方面的实施方式，所述串联导通电路装置为双极结型晶体管。
根据所述第一方面的实施方式，所述串联导通电路装置被布置为运行在该串联导通电路装置的电流电压特性的线性区。
根据所述第一方面的实施方式，所述串联导通电路装置的工作点被调节为处于所述串联导通电路装置的电流电压特性的线性区与饱和区之间的边界处。
根据所述第一方面的实施方式，所述控制机构为反馈机构，该反馈机构被布置为接收所述功率变换器的输出电压，并生成用于所述串联导通电路装置的输入信号，以控制所述功率变换器的输入特性。
根据所述第一方面的实施方式，所述反馈机构包含第一误差放大器，该第一误差放大器被布置为将所述功率变换器的输出电压与第一参考电压进行比较。
根据所述第一方面的实施方式，所述第一参考电压等于所述功率变换器的预定输出电压。
根据所述第一方面的实施方式，所述反馈机构进一步包括第二误差放大器，所述第二误差放大器被布置为将所述输入电流与参考输入电流进行比较，所述参考输入电流进行通过将所述第一误差放大器的输出与所述功率变换器检测到的输入电压相乘而得到。
根据所述第一方面的实施方式，所述第一误差放大器和/或所述第二误差放大器为比例积分控制器。
根据所述第一方面的实施方式，输入电容器与所述功率变换器相并联，被布置为吸收所述功率变换器所生成的高频电流脉冲。
根据所述第一方面的实施方式，所述输入电容器为薄膜电容器。
根据所述第一方面的实施方式，所述功率变换器的输入特性包含所述功率变换器的输入电压。
根据所述第一方面的实施方式，进一步包括电压控制器，该电压控制器被布置为检测所述串联导通电路装置两端的电压，并控制所述功率变换器的所述输入电压。
根据所述第一方面的实施方式，所述电压控制器包含电压比较器，该电压比较器被布置为将所检测到的所述串联导通电路装置两端的电压与第二参考电压相比较，并输出误差电压至被布置为控制所述功率变换器的所述输入电压的开关驱动器。
根据所述第一方面的实施方式，所述第二参考电压稍大于所述串联导通电路装置的饱和电压。
根据所述第一方面的实施方式，所述开关驱动器还被布置为控制所述功率变换器的输入电压的开关频率和/或占空比。
根据所述第一方面的实施方式，所述功率变换器为DC-DC变换器。
根据所述第一方面的实施方式，所述功率变换器为开关变换器。
根据所述第一方面的实施方式，所述功率变换器为升压型变换器。
根据所述第一方面的实施方式，所述升压型变换器工作在非连续导通模式。
根据本发明的第二方面，提供了一种电力功率开关变换器，包括：开关网络，被布置为处理电力电源与电力负载之间的输入电力功率；
根据所述第一方面的实施方式所述的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置串联在所述开关网络的输入与所述电力电源之间；以及输出滤波器，连接在所述电力负载与所述开关网络之间。
附图说明
本专利或申请文件包含至少一份彩色绘制的附图。可通过请求并支付必须的费用来获得由本事务所提供具有彩色附图的本专利或专利申请公开文本副本。
现将参考附图以示例性方式对本发明的实施方式进行描述。
图1展示出了用于电力电子系统的功率因数校正电路的示例的结构图；
图2展示出了根据本发明实施方式的用于电力电子系统的功率因数校正电路的结构图；
图3A展示出了根据本发明实施方式的用于电力电子系统的功率因数校正电路的结构图；
图3B为图3A的用于电力电子系统的功率因数校正电路的摄影图像；
图4展示出了图3A的电力电子系统的关键运行波形的标绘图；
图5A展示出了图3B的电力电子系统在输出50W功率的功率变换过程期间iS、vs、vT及iL的波形的标绘图；
图5B展示出了图3B的电力电子系统在输出150W功率的功率变换过程期间iS、vs、vT及iL的波形的标绘图；
图6A展示出了图3B的电力电子系统在输出50W功率的功率变换过程期间功率因数及输入电流总谐波失真的表；
图6B展示出了图3B的电力电子系统在输出150W功率的功率变换过程期间功率因数及输入电流总谐波失真的表；
图7A展示出了图3B的电力电子系统在当负载由50W变为150W时的功率变换过程期间iS、vs、vT及vo的波形及瞬态响应的标绘图；
图7B展示出了图3B的电力电子系统在当负载由150W变为50W时的功率变换过程期间iS、vs、vT及vo的波形及瞬态响应的标绘图；
图8展示出了图3B的电力电子系统在满负载启动时iS、vs、vT及vo的波形及瞬态响应的标绘图；以及
图9展示出了图3B的电力电子系统的效率及功率因数与输出功率的标绘图。
具体实施方式
发明人通过其研究、实验及尝试，想到开关模式电源由于拥有高能源效率而被广泛使用于各种应用中。根据谐波规则，为了实现高功率因数(PF)及低谐波失真，对开关模式电源进行功率因数校正是重要的。此外，由于有源功率因数校正(PowerFactorCorrection,PFC)电路拥有高能效及低谐波失真，所以它比无源PFC电路更为适合。
参考图1，其展示出了一种升压型(boosttype)PFC变换器。由于升压变换器104会引起大输入电流纹波，所以一般会在电源108与变换器104之间连接线路滤波器(linefilter)102(一般包含由无源器件，诸如电感及电容)用以减小所述电流纹波。因为所述升压变换器104工作在非连续导通模式(discontinuousconductionmode,DCM)下所产生的输入电流纹波远大于工作在连续导通模式(continuousconductionmode,CCM)下所产生的输入电流纹波。所以当功率变换器104工作在DCM时对电流纹波进行过滤的需求更加高，因此变换器需要大型的线路滤波器102。
除了使用大型滤波器来减小输入电流纹波之外，还可以通过使用电感器电流纹波消减技术的方法来减小电流纹波。例如利用交叉升压(interleavingboost)PFC的方法来减小电流纹波就是其中的一种方法。虽然该方法可改善输入电流纹波性能，但它无法完全消除在不同运行条件下产生的电流纹波。此外，在理论上还可以采用额外的电感来消除纹波，但所述的额外电感将减小变换器的功率密度。
参考图2，其展示出了用于电力电子系统200的功率因数校正电路的实施方式，该电路包含：串联导通电路(series-pass)装置(SPD)202，被布置为控制功率变换器204的输入特性；以及控制机构206，被布置为在功率变换期间控制所述串联导通电路装置202的操作，从而增大电力电子系统200的功率因数和/或减小由功率变换器204对电力电子系统200内的电源208所供应的电流产生的谐波失真。
在该实施方式中，电力电子系统200包含功率变换器204，其可为开关变换器、或可为其它DC-DC变换器(诸如，降压(buck)变换器、升压(boost)变换器、或降压-升压(buck-boost)变换器以对输入的电力进行处理并变换为适于电力负载210的形式)，或者所述功率变换器为AC-DC变换器，该AC-DC变换器包括用于第一阶段AC-DC变换的二极管电桥或二极管整流器。在运行期间，开关变换器204内的开关周期性地导通与关断，因此开关变换器204产生电流纹波和减小电子装置200的功率因数(PF)，更为严重的是会向电源208引入明显的谐波失真。因此，电力电子系统200内需要功率因数校正电路，以改善电力电子系统200的功率因数，并减小电源208的输入电流的总谐波失真(THD)。其中所述的功率因数校正电路内的串联导通电路装置(SPD)202为双极结型晶体管(BJT)，且该BJT在运行期间由控制机构206控制，该BJT在运行期间被调整为运行在BJT202的电流-电压(I-V)特性中的线性区(activeregion)。
电路中所述的SPD或BJT202与开关变换器204串联。SPD202的工作点由控制机构206(包括两个控制器：“i-控制”212与“v-控制”214)调节为处于线性区域与饱和区域间的边界处。所述“i-控制”212的输入icon连接至控制器216的输出以对系统的输出(诸如，输出电压vout)进行调节，其输出ib以控制输入电流is。从而，功率变换器204的输入电流波形由SPD202所控制，而SPD202由控制机构206控制。
所述“v-控制”的输入为SPD202两端的电压vT与参考电压vT,ref之间的误差ve。在优选的工作环境中，vT,ref被设置为稍高于饱和电压(例如，小于1V)，从而减小SPD202的功率损耗。通过改变一些控制参数(诸如，开关变换器204内的开关的开关频率与占空比)，“v-控制”214的输出vcon被用于控制开关变换器204的输入电压vin。通过该反馈机构206，iS具有很低的噪信且SPD202的功率损耗可保持很低。
参考图3A与3B，其展示出了电力电子系统300的功率因数校正电路的实施方式，包括：串联导通电路装置302，被布置为控制功率变换器304的输入特性；以及控制机构306，被布置为在功率变换过程期间控制所述串联导通电路装置302的操作，从而增大电力电子系统300的功率因数和/或减小功率变换器304对电力电子系统300内的电源所供应的电流生成的谐波失真。
在该实施方式中，功率变换器304为升压型DC-DC变换器，其包含了用以连接至AC电源308从而进行AC-DC功率变换的二极管电桥318。所述功率变换器304工作在DCM中，在其他实施方式中功率变换器304还可以工作在CCM中。电力电子系统300进一步包括输入电容器Cin，例如薄膜电容器。本发明的功率因数校正电路(还可被称之为功率半导体滤波器(powersemiconductorfilter,PSF))包括BJTT(302)。Cin与功率变换器304的输入端并联，而T与功率变换器304串联。Cin被用于吸收升压型变换器304的输入端所生成的高频电流脉冲，从而使得整个系统的输入电流is相对恒定。
电压比较器320感测T两端的电压vT并将其与参考电压vT,ref(第二参考电压，在本实施方式中为0.7V)进行比较。如果vT＜vT,ref，则MOSFET驱动器将接通MOSFETS，且D会被关闭，以减小Cin两端的电压。相反，如果vT＞vT,ref，则MOSFETS会被关闭且D会被接通，以增大Cin两端的电压。这种控制方式称为开关式(bang-bang)控制。它是图2中用于将vT调节在vT,ref处的“v-控制”214的其中一种控制方式的例子。
输出电压vo由反馈回路调节。误差放大器322(其为比例积分控制器(proportional-plus-integral(PI)controller))检测输出电压vo并将其与第一参考电压vo,ref(功率变换器304的预定输出电压)进行比较。误差放大器322的输出与所检测到的输入电压相乘，以生成参考输入电流iin,ref。另一PI控制器324(或误差放大器)检测输入电流iin并将其与iin,ref进行比较，以生成用于控制T的基极电流ib，从而控制iin。这构成了图2中的“i-控制”的反馈控制。如果将图3与图1进行比较，除了图1中的电力电子系统100的输入级省略了在图3中所示的线路滤波器102外，两者的电路结构上并不存在显着变化。
参考图4，其展示出了运行在DCM下的PFC电路的主要运行波形。下表定义了PFC电路的运行参数，其中f为开关频率，d为S的占空比，vT,max与vT,min分別为vT的最大与最小电压，iL,max为电感器电流iL的峰值，Zin为PFC变换器的输入阻抗，Pin为PFC变换器的输入功率，以及Vs,rms为源电压的RMS值。
这些实施方式的优点在于：功率因数校正电路是基于半导体的，SPD还可对由功率变换器生成的噪声信号进行过滤，从而避免噪声信号传到电力电子系统的电源，且不需要额外的无源滤波器来过滤输入电流。相比于诸如电感器-电容器(LC)滤波器、低通滤波器或大型线路滤波器的无源滤波器，半导体的功率因数校正电路可显著减小物理尺寸。
更有优势的是，由于功率因数校正电路是基于半导体技术的，所以功率因数校正电路可以用于单片集成结构。例如，功率因数校正电路可被封装为集成电路芯片，或者功率因数校正电路可被集成为包括开关网络的开关变换器的一部分。所以半导体的功率因数校正电路可增大功率变换电路的功率密度。
本发明的功率因数校正电路不只具有高效率，而且即使该功率因数校正电路工作在不同的输出功率下，它还拥有非常高的功率因数与较低的THD。这将在以下详细描述。
图3A及3B所示的功率因数校正电路可运行在电源交流电压是220V/50Hz而输出直流电压是380V的变换器的电力电子系统内。在该示例性实施方式中，AC电压源Vs为220V/50Hz，输出电压Vo被设置为380V。vT的参考电压vT,ref为0.7V。各部件的值如下表所示。电阻器被用作PFC变换器的负载。PFC变换器在满负荷状况下的驱动功率为0.87W。
参数 公式
Cs 0.22μF
Cin 1μF
L 50μH
Cc 44μF
S FDPF18N50
T TIP41C
D C3D04060E
参考图5A及5B，其分别显示出了在50W与150W输出功率情况下vs、iS、SPD两端的电压vT及iL的波形。PSF有效地去除了输入电流纹波。在每一开关周期，大多数时候vT的平均值为大约为0.7V。虽然vT的峰值在50W负载情况下为30V以及在150W负载下为15V，但在vT是高电压的范围内，流经晶体管(SPD)的电流非常小，所以SPD上的功率损耗是非常小的。
图6A及6B显示出了在50W与150W负载下的功率因数及输入电流谐波。包含了PFC变换器的功率变换器在两种负载条件下都能够提供非常高的功率因数(在50W与150W负载下分别为-0.9965与-0.9996)。此外，输入电流的整体谐波失真(THD)在50W负载的情况下仅为2.87％，而在150W负载的情况下仅为1.48％。
参考图7A及7B，其显示出了当负载功率变化时PFC变换器的瞬态响应。图7A显示出了输出功率由50W突然改变到150W的波形。在负载变化期间，输出电压的最小值为330V和最大值为430V。图7B显示出了输出功率由150W突然改变到50W的波形。在负载变化期间，输出电压的最小值为340V和最大值为430V。在瞬时变化之后，两种情况下输出电压均能被成功调节回原始值380V。
参考图8，包含了PFC变换器的电力电子系统在满负载(150W)情况下启动。输出电压升高至最大的430V，然后被调节回稳定值380V。
参考图9，其展示出了变换器的功率因数及效率。结果表明具有PFC变换器的功率变换器能够在不同输出功率下提供大于0.995的功率因数。同时它的效率在140W下为96.8％，而在50W下为94.3％。
在不背离本发明的精神的情况下，用于电力电子系统的功率因数校正电路可被实施为对其他电子装置或电路内的功率因数进行校正，诸如电力设备或电子装置的功率变换级、或电力装置的每一功率变换级。在一些其他实施方式中，还可将功率因数校正电路用于提升PF以及减小在功率消耗中具有频率变化电子负载的THD。
本领域技术人员可以理解的是，可在不背离在此广泛描述的本发明的精神或范围的情况下，对特定实施方式所示的本发明作出各种变形和/或修改。因此，本实施方式将在各个方面被视为是示例性的，而非限制性的。
除非特别指明，在此现有技术的任何引用将不被视为承认该信息是公知常识。

Claims (25)

1.一种用于电力电子系统的功率因数校正电路，包括：
串联导通电路装置，所述串联导通电路装置被布置为控制功率变换器的输入特性；以及
控制机构，所述控制机构被布置为在功率变换过程期间控制所述串联导通电路装置的操作，以增大所述电力电子系统的功率因数和/或减小由功率变换器生成的对所述电力电子系统内的电源所提供的电流的谐波失真。
2.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述功率变换器的输入特性包含所述功率变换器的输入电流波形。
3.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置与所述功率变换器的输入串联。
4.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置为双极结型晶体管。
5.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置被布置为运行在该串联导通电路装置的电流电压特性中的线性区。
6.根据权利要求5所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置的工作点被调节为处于所述串联导通电路装置的电流电压特性中的线性区与饱和区之间的边界处。
7.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述控制机构为反馈机构，所述反馈机构被布置为接收所述功率变换器的输出电压，并生成用于所述串联导通电路装置的输入信号，以控制所述功率变换器的输入特性。
8.根据权利要求7所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述反馈机构包含第一误差放大器，所述第一误差放大器被布置为将所述功率变换器的输出电压与第一参考电压进行比较。
9.根据权利要求8所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述第一参考电压等于所述功率变换器的预定输出电压。
10.根据权利要求8所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述反馈机构进一步包括第二误差放大器，所述第二误差放大器被布置为将所述输入电流与参考输入电流进行比较，所述参考输入电流进行通過將所述第一误差放大器的输出与所述功率变换器检测到的输入电压相乘而得到。
11.根据权利要求10所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述第一误差放大器和/或所述第二误差放大器为比例积分控制器。
12.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中输入电容器与所述功率变换器相并联，所述输入电容器被布置为吸收所述功率变换器所生成的高频电流脉冲。
13.根据权利要求12所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述输入电容器为薄膜电容器。
14.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述功率变换器的输入特性包含所述功率变换器的输入电压。
15.根据权利要求14所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，进一步包括电压控制器，所述电压控制器被布置为检测所述串联导通电路装置两端的电压，并控制所述功率变换器的所述输入电压。
16.根据权利要求15所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述电压控制器包含电压比较器，所述电压比较器被布置为将所检测到的所述串联导通电路装置两端的电压与第二参考电压相比较，并输出误差电压至被布置为控制所述功率变换器的所述输入电压的开关驱动器。
17.根据权利要求16所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述第二参考电压稍大于所述串联导通电路装置的饱和电压。
18.根据权利要求16所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述开关驱动器还被布置为控制所述功率变换器的输入电压的开关频率和/或占空比。
19.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述功率变换器为DC-DC变换器。
20.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述功率变换器为开关变换器。
21.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述功率变换器为升压型变换器。
22.根据权利要求21所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述升压型变换器工作在非连续导通模式。
23.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，进一步包括单片集成结构。
24.根据权利要求1所述的用于电力电子系统的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置进一步被布置为对由所述功率变换器生成的噪声信号进行过滤，以避免所述噪声信号传到所述电力电子系统的电源。
25.一种电力功率开关变换器，包括：
开关网络，被布置为处理电力电源与电力负载之间的输入电力功率；
根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中所述串联导通电路装置串联在所述开关网络的输入与所述电力电源之间；以及
输出滤波器，连接在所述电力负载与所述开关网络之间。
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