[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

CN110224612B - 不对称半桥变换器及控制方法 - Google Patents

不对称半桥变换器及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110224612B
CN110224612B CN201910513578.XA CN201910513578A CN110224612B CN 110224612 B CN110224612 B CN 110224612B CN 201910513578 A CN201910513578 A CN 201910513578A CN 110224612 B CN110224612 B CN 110224612B
Authority
CN
China
Prior art keywords
winding
anode
switch
clamping network
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910513578.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN110224612A (zh
Inventor
任鹏程
杜波
王志燊
李璐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd filed Critical Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Priority to CN201910513578.XA priority Critical patent/CN110224612B/zh
Publication of CN110224612A publication Critical patent/CN110224612A/zh
Priority to PCT/CN2019/113679 priority patent/WO2020248472A1/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110224612B publication Critical patent/CN110224612B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种不对称半桥变换器及控制方法，通过增加一个与变压器原边、副边或第三绕组并联的单向钳位网络，在励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关关断、单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络钳位并维持钳位电流保持基本不变，在主开关导通前的一段时间，控制单向钳位网络关断，释放此钳位电流，使主开关两端电压降低至零或接近零，实现主开关的零电压开通。本发明能实现对励磁电感电流负向峰值的有效控制，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，在保留现有技术方案能够实现零电压开通的优势的情况下，大幅提升变换器轻载效率，降低空载损耗，且控制实现上简单高效。

Description

不对称半桥变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及开关变换器，特别涉及不对称半桥变换器及其控制方法。
背景技术
从20世纪60年代开始得到发展和应用的开关变换器多使用硬开关技术。但是随着科学技术的发展，各行各业对电源提出了更高地要求，高效率、高功率密度、小型化等成为电源行业研究的主要课题。采用硬开关技术的开关变换器存在开关损耗大、效率低、开关频率不高、EMI差等缺点，为此出现了软开关技术，所谓软开关是指：零电压开关(Zero-Voltage-Switching)，简称ZVS；零电流开关(Zero-Current-Switching)，简称ZCS。软开关技术主要利用谐振原理，使开关变换器的开关器件中的电流(或电压)按正弦或准正弦规律变化，当开关器件电流自然过零时，开关关断，或开关器件电压为零时，开关开通，从而使开关器件损耗为零。因而有可能使得开关变换器的开关频率提高到兆赫兹级水平，为开关电源的高效率、高功率密度及小型化提供了可能。
Vicor公司提出了一种有源钳位正激拓扑，专利号US5805434，如图1所示，在正激电路的变压器原边绕组两端增加钳位电路330，辅开关332与主开关20驱动信号互补，主开关20关断时，钳位电容334吸收漏感能量并使电流反向，二极管350为反向电流提供续流回路，实现近似无损续流，抑制钳位电容334与励磁电感、漏感谐振。钳位电路330的主要目的是漏感能量回收与抑制谐振、并优化EMI，钳位电路并没有实现主开关零电压开通的效果。
Vicor公司还提出了一种双钳位ZVSBUCK-BOOST拓扑，专利号US7561446，如图2-1、图2-2所示，副边电流到零后开关Q3关断、开关Q4导通，变压器被钳位至零电压，变压器剩余电流在钳位电路续流，在开关Q1导通前关断开关Q2，变压器剩余电流使开关Q1实现零电压开通。此技术强调副边电流到零开关Q3关断、开关Q4导通，且电路连接方式上与不对称半桥反激变换器存在较大差别。
Astec公司提出了一种有源钳位反激拓扑，专利号US9973098，如图3所示，钳位阶段钳位电容C2能量全部释放至变压器，变压器被二极管D2钳位至零电压，漏感电流通过二极管D2续流，在主开关管Q1导通前关断钳位开关管Q2，漏感电流实现主开关管Q1的零电压开通。钳位电路回收漏感能量，在主开关管Q1导通前释放回收的漏感能量，实现主管零电压开通。此技术强调回收漏感能量并实现零电压开通，且电路连接方式上与不对称半桥反激变换器也存在较大差别。
不对称半桥反激变换器可利用变压器的激磁电感、漏感，实现全输入/全负载范围内开关器件的ZVS、ZCS，这为开关电源产品的效率提升、体积减小、制造工艺简化、EMI改善等带来了可能。
图4所示为现有不对称半桥反激变换器电路图，包含输入电容Cin、主开关SM和辅开关SA、谐振电容Cr、变压器Tr、整流开关SD、输出滤波电容Co。变压器Tr包含原边绕组和副边绕组，变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的一端互为同名端，变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的另一端互为异名端；谐振电容Cr与变压器Tr组成谐振能量传输网络，所述谐振能量传输网络包含两个输入端和两个输出端；主开关SM的一端和辅开关SA的一端连接，组成半桥结构，相连的节点记为开关节点SW，主开关SM的另一端与输入电容Cin的一端、输入正+Vin相连，辅开关SA的另一端与输入电容Cin的另一端、输入负-Vin相连；谐振电容Cr的一端与变压器Tr原边绕组的阳极相连，谐振电容Cr的另一端作为谐振能量传输网络的一个输入端，接于开关节点SW处，变压器Tr原边绕组的阴极作为谐振能量传输网络的另一个输入端，与输入负-Vin相连；变压器Tr副边绕组的异名端作为谐振能量传输网络的一个输出端，与整流开关SD的一端相连，整流开关SD的另一端与输出滤波电容Co的一端相连，作为输出正+Vo，变压器Tr副边绕组的同名端作为谐振能量传输网络的另一个输出端，与输出滤波电容Co的另一端相连，作为输出负-Vo。
考虑开关器件寄生参数、变压器寄生参数，即可得出现有不对称半桥反激变换器的等效电路原理图，如图5所示，与图4不同之处在于：变压器Tr等效为漏感Lr、励磁电感Lm以及理想变压器T的组合，漏感Lr作为谐振能量传输网络的谐振电感(本领域的技术人员也常用外置电感与谐振电容Cr进行谐振)，记为谐振电感Lr，谐振电感Lr的一端与励磁电感Lm一端、理想变压器T的原边绕组的一端相连，谐振电感Lr的另一端作为变压器Tr的原边绕组的一端，励磁电感Lm的另一端与理想变压器T的原边绕组的另一端相连，作为变压器Tr的原边绕组的另一端；主开关SM的两端并联有二极管D1和电容C1，具体地，二极管D1的阴极与电容C1的一端、主开关SM的一端相连，接于输入正+Vin，二极管D1的阳极与电容C1的另一端、主开关SM的的另一端相连，接于开关节点SW处；辅开关SA的两端并联有二极管D2和电容C2，具体地，二极管D2的阴极与电容C2的一端、辅开关SA的一端相连，接于开关节点SW处，二极管D2的阳极与电容C2的另一端、辅开关SA的另一端相连，接于输入负-Vin。
图6为现有不对称半桥反激变换器工作于CCM模式的典型工作波形图，现有不对称半桥反激变换器工作于CCM模式，每个循环周期包含四个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，主开关零电压开通阶段。现结合图5对所述四个阶段进行说明，具体如下：
励磁阶段，从t0时刻起至t1时刻止，t0时刻主开关SM受控制信号Vgs1作用导通，辅开关SA受控制信号Vgs2作用处于关断状态(Vgs1为主开关SM的控制信号、Vgs2为辅开关SA的控制信号)，输入电压Vin向谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr线性上升，至t1时刻，Vgs1由高电平变为低电平，控制主开关SM关断，此过程中整流开关SD处于关断状态，变压器Tr不对外传递能量，输入电能存储在变压器Tr中；
辅开关零电压开通阶段，从t1时刻起至t2时刻止，t1时刻主开关SM关断，电容C1、电容C2、谐振电感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流ILr给电容C1充电、电容C2放电，使得电容C1两端的电压VC1上升、电容C2两端的电压VC2下降，至VC2降至与VCr电压相同，励磁电感Lm两端电压为零，电容C2两端的电压VC2继续下降，励磁电感Lm极性发生变化，导致谐振电感Lr两端承受负向电压，谐振电感电流ILr依然为正，但谐振电感电流ILr开始负向增大，谐振电感电流ILr持续给电容C1充电、电容C2放电，至电容C2放电完毕，VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流ILr流过二极管D2，与此同时，由于输出电压的反射，励磁电感Lm两端的电压被钳位至NVo(N为变压器匝比)，副边整流开关SD导通，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，存储在变压器Tr中的电能开始向副边转移，至t2时刻，Vgs2为高电平，控制辅开关SA导通，辅开关SA实现零电压开通；
去磁阶段，从t2时刻起至t3时刻止，t2时刻辅开关SA导通，主开关SM处于关断状态，副边整流开关SD导通，整流开关SD的电流ID增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，同时，谐振电感Lr与谐振电容Cr发生谐振，谐振电感电流ILr快速负向增大，谐振电感电流ILr由正变为零，并很快从零变为负，整流开关SD仍然导通，变压器Tr继续释放电能，至t3时刻，Vgs2由高电平变为低电平，控制辅开关SA关断；
主开关零电压开通阶段，从t3时刻起至t4时刻止，辅开关SA关断，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关SD关断，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，谐振电感电流ILr开始流过二极管D1，t4时刻，Vgs1为高电平，控制主开关SM导通，主开关SM实现零电压开通；至此，一个循环周期结束。
以上是对现有不对称半桥反激变换器工作于CCM模式的工作过程的说明，现有不对称半桥反激变换器工作于DCM模式与CCM模式的主要差别在：整流开关SD的电流ID在辅开关SA关断时刻能否降到零，若辅开关SA关断时刻整流开关SD的电流ID已经降到零，则为DCM模式，若辅开关SA关断时刻整流开关SD的电流ID不为零，则为CCM模式。现有不对称半桥反激变换器工作于DCM模式的工作原理，此处不再赘述，相关工程技术人员可自行推演得出。
所述现有不对称半桥反激变换器，主开关SM和辅开关SA互补导通，即：主开关SM导通、辅开关SA关断，主开关SM关断、辅开关SA导通；所述现有不对称半桥反激变换器，其每个循环周期的时间相同，即开关频率固定。
需要说明的是对于本领域的技术人员而言，图4中还可以有多种等同变换，包括但不限于如下几种情况及其交换组合：
(1)将谐振电容Cr置于输入负-Vin与变压器Tr原边绕组的另一端之间；
(2)将变压器Tr原边绕组的另一端连接至输入正+Vin；
(3)将整流开关SD置于变压器Tr副边绕组与输出负-Vo连接的线路中。
根据行业目前研究现状，不对称半桥反激变换器存在的主要问题是：
1、轻负载效率低、空载功耗大
不对称半桥反激变换器，设计若满足满载主开关实现零电压开通，则轻负载和空载时，主开关更容易实现零电压开通，且当负载减轻，由于占空比不变，励磁电感电流ILm会存在较大的负向电流，此负向电流远远超出变换器主开关实现零电压开通的需求，过多的电流将在谐振腔内流动，产生较大的损耗，从而导致轻负载效率低、空载功耗大；
2、不适合宽压输入场合
不对称半桥反激变换器，设计若满足低压满载时，主开关实现零电压开通，则高压满载时，主开关必然实现零电压开通，且高压满载励磁电感电流ILm会存在较大的负向电流，此负向电流远远超出变换器主开关实现零电压开通的需求，过多的电流将在谐振腔内流动，产生较大的损耗，不利于效率的优化；设计若满足高压满载时，主开关恰好实现零电压开通，则低压满载时，主开关必然无法实现零电压开通，从而会使主开关产生较大的开通损耗。即：不对称半桥反激变换器设计上很难兼顾低压输入与高压输入，对于85VAC～264VAC输入范围的开关电源应用(母线电压变化范围约为120VDC-370VDC)，电路设计将变得十分困难，很难兼顾低压输入与高压输入。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种不对称半桥反激变换器，能解决现有技术方案轻负载效率低、空载功耗大，以及难以兼顾低压输入与高压输入的问题，本发明同时提出一种不对称半桥反激变换器控制方法，控制实现上更加简单高效。
本申请的发明构思为：在现有的不对称半桥反激变换器的基础上，增加一个与变压器原边绕组或者副边绕组或者第三绕组两端电联接的单向钳位网络，在一个开关循环周期的特定时刻，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关SA关断，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至主开关SM开通前一段时间释放钳位电流，实现主开关SM零电压开通。具体地，本发明提出的一种不对称半桥反激变换器控制方法，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段；励磁阶段持续时间、去磁阶段持续时间与输入电压和负载相关，辅开关零电压开通阶段持续时间、主开关零电压开通阶段持续时间与主功率器件设计有关，电流钳位阶段持续时间由循环周期持续时间和励磁阶段持续时间、去磁阶段持续时间、辅开关零电压开通阶段持续时间、主开关零电压开通阶段持续时间共同决定，从而保证每个循环周期持续时间的固定，即定频脉冲宽度调制(PWM)控制。
本发明的不对称半桥反激变换器技术方案如下：
一种不对称半桥变换器，包含原边电路、变压器Tr和副边电路：原边电路包含输入电容Cin、主开关SM和辅开关SA、谐振电容Cr；变压器Tr包含原边绕组和副边绕组；原边绕组的阳极为励磁阶段，主开关SM导通，直流电流从原边绕组向内流入的一端；原边绕组的阴极为励磁阶段，主开关SM导通，直流电流从原边绕组向外流出的一端；变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的一端互为同名端，副边绕组与原边绕组的阳极互为同名端的一端定义为副边绕组的同名端，变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的另一端互为异名端，副边绕组与原边绕组的阳极互为异名端的一端定义为副边绕组的异名端；
副边电路包含整流开关SD和输出电容Co；输入电容Cin一端连接输入正、另一端连接输入负；主开关SM与辅开关SA串联后与输入电容Cin并联；谐振电容Cr与变压器Tr的原边绕组串联，串联后的一端连接主开关SM与辅开关SA的连接点，串联后的另一端连接输入正或输入负；变压器Tr的副边绕组与整流开关SD串联后与输出电容Co并联，输出电容Co一端连接输出正、另一端连接输出负；其特征在于：还包括单向钳位网络，单向钳位网络用于控制励磁电感电流负向峰值，其连接关系为如下情况之一：
(1)单向钳位网络的阳极与变压器Tr原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络的阴极与变压器原边绕组阴极电联接；
(2)单向钳位网络的阳极与变压器Tr副边绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与变压器副边绕组的异名端电联接；
(3)不对称半桥变换器还包括第三绕组，变压器Tr原边绕组的阳极与第三绕组的一端互为同名端，第三绕组与原边绕组的阳极互为同名端的一端定义为第三绕组的同名端，变压器Tr原边绕组的阳极与第三绕组的另一端互为异名端，第三绕组与原边绕组的阳极互为异名端的一端定义为第三绕组的异名端，单向钳位网络的阳极与第三绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与第三绕组的异名端电联接。
优选地，不对称半桥变换器为不对称半桥反激变换器，变压器Tr副边绕组的异名端与整流开关SD的一端电联接，整流开关SD的另一端与输出电容Co的一端电联接，作为输出正，变压器Tr副边绕组的同名端与输出电容Co的另一端电联接，作为输出负。
优选地，不对称半桥变换器为不对称半桥正激变换器，变压器Tr副边绕组的同名端与整流开关SD的一端电联接，整流开关SD的另一端与输出电容Co的一端电联接，作为输出正，变压器Tr副边绕组的异名端与输出电容Co的另一端电联接，作为输出负。
当不对称半桥变换器包括第三绕组时，第三绕组为一个独立绕组。
当不对称半桥变换器包括第三绕组时，第三绕组与辅助绕组为同一绕组。
作为单向钳位网络的第一种具体实施方式，其特征在于：包括一只二极管和一只开关管，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极连接开关管的漏极，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)开关管的漏极为单向钳位网络的阳极，开关管的源极连接二极管的阳极，二极管的阴极为单向钳位网络的阴极。
优选地，上述单向钳位网络的第一种具体实施方式中，二极管阳极与阴极的寄生电容容值为CDow、开关管漏极与源极的寄生电容容值为CQow、输入电压为Vin、输出电压为Vo、原边绕组和副边绕组或者第三绕组的匝比为N，各参数满足如下关系式：
Figure GDA0002648831060000071
作为单向钳位网络的第二种具体实施方式，其特征在于：单向钳位网络包括两只开关管，两只开关管的源极连接，其中一只开关管的漏极为单向钳位网络的阳极，另一只开关管的漏极为单向钳位网络的阴极。
作为单向钳位网络的第三种具体实施方式，其特征在于：单向钳位网络包括一只二极管、一只开关管和一只电容，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极与电容一端相连，为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极与电容另一端、开关管的漏极相连，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)二极管的阴极与电容一端相连，为单向钳位网络的阴极，二极管的阳极与电容另一端、开关管的源极相连，开关管的漏极为单向钳位网络的阳极。
优选地，上述单向钳位网络的第三种具体实施方式中，二极管阳极与阴极的寄生电容容值为CDow、开关管漏极与源极的寄生电容容值为CQow、电容容值为Cow、输入电压为Vin、输出电压为Vo、原边绕组和副边绕组或者第三绕组的匝比为N，各参数满足如下关系式：
Figure GDA0002648831060000072
作为单向钳位网络的第四种具体实施方式，其特征在于：单向钳位网络包括一只二极管、一只开关管、一只稳压管和一只电容，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极与稳压管的阳极相连，为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极与电容一端、开关管的漏极相连，稳压管的阴极与电容的另一端相连，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)二极管的阴极与稳压管的阴极相连，为单向钳位网络的阴极，二极管的阳极与电容一端、开关管的源极相连，稳压管的阳极与电容的另一端相连，开关管的漏极为单向钳位网络的阳极。
对应地，本发明还提供上述不对称半桥变换器的控制方法，技术方案如下：
一种不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关SA零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关SM零电压开通阶段；
在励磁阶段、辅开关SA零电压开通阶段，单向钳位网络关断；
在去磁阶段，辅开关SA导通，单向钳位网络导通或者关断均可，单向钳位网络没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关SA关断，单向钳位网络处于导通状态，钳位电流流过单向钳位网络；
在电流钳位阶段，单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，单向钳位网络关断；
在主开关SM零电压开通阶段，单向钳位网络已被关断，单向钳位网络中的钳位电流被释放，使主开关SM电压降低至零或接近零，此时控制主开关SM导通，实现主开关SM零电压开通。
优选方案之一，励磁电感电流设定值为负值或零、且与输入电压相关。
优选方案之二，每个开关循环周期的持续时间相同。
作为上述优选方案之二，进一步地，控制使用脉冲宽度调制控制方式。
作为上述优选方案之二，进一步地，开关循环周期的中心开关频率固定，实际开关频率以中心开关频率为中心，在设定的下限频率、设定的上限频率之间周期性变化。
术语解释：
单向钳位网络的阳极：直流电流从单向钳位网络向内流入的一端为阳极；
单向钳位网络的阴极：直流电流从单向钳位网络向外流出的一端为阴极；
钳位电流：单向钳位网络中流过的电流；
原边绕组的阳极：励磁阶段，主管SM导通，直流电流从原边绕组向内流入的一端为原边绕组的阳极；
原边绕组的阴极：励磁阶段，主管SM导通，直流电流从原边绕组向外流出的一端为原边绕组的阴极；
励磁电感电流正方向：自变压器原边绕组的阳极向内流入，流经励磁电感，从原边绕组的阴极向外流出；
同名端：指在同一交变磁通的作用下任一时刻变压器两个绕组中都具有相同电势极性的端头彼此互为同名端；
异名端：指在同一交变磁通的作用下任一时刻变压器两个绕组中都具有相反电势极性的端头彼此互为异名端；
电联接：代表的含义除了直接连接，还包括间接连接(即两个电联接对象之间还可以连接其它的元器件)，并且包括通过感应耦合等方式。
本发明技术方案能够实现对变压器原边励磁电感电流负向峰值的有效控制，进而达到对实现零电压开通所需的励磁电感负向电流控制的目的，降低谐振腔内流动的电流，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，从而在保留现有技术方案能够实现零电压开通的优势的情况下，大幅提升变换器轻载效率，并降低空载损耗，使得不对称半桥反激变换器能够更好地兼顾低压输入与高压输入，实现宽输入的要求。并且该发明构思也可以用于不对称半桥正激变换器。
本发明的优点显而易见，有益效果如下：
1、增加单向钳位网络，实现对励磁电感电流负向峰值的有效控制，降低变换器轻空载下功率器件的电流有效值，提高轻载效率、降低空载功耗；
2、增加单向钳位网络，解决随着输入电压的升高，轻负载效率严重劣化的问题，使得电路设计上，更容易实现兼顾低压输入与高压输入；
3、定频脉冲宽度调制(PWM)控制方式，控制实现上更加简单高效。
附图说明
图1为Vicor公司专利US5805434说明书附图10；
图2-1为Vicor公司专利US7561446说明书附图1；
图2-2为Vicor公司专利US7561446说明书附图3；
图3为Astec公司专利US9973098说明书附图2；
图4为现有不对称半桥反激变换器电路图；
图5为现有不对称半桥反激变换器等效电路原理图；
图6为现有不对称半桥反激变换器CCM模式工作波形图；
图7为本发明第一实施例不对称半桥反激变换器电路图；
图8为本发明第一实施例不对称半桥反激变换器等效电路原理图；
图9为本发明第一实施例不对称半桥反激变换器CCM模式工作波形；
图10为本发明第一实施例不对称半桥反激变换器DCM模式工作波形；
图11-1为现有方案与本发明第一实施例方案在120V输入下效率曲线图；
图11-2为现有方案与本发明第一实施例方案在160V输入下效率曲线图；
图11-3为现有方案与本发明第一实施例方案在320V输入下效率曲线图；
图11-4为现有方案与本发明第一实施例方案在370V输入下效率曲线图；
图12为本发明第二实施例不对称半桥反激变换器电路图；
图13为本发明第三实施例不对称半桥反激变换器电路图；
图14为本发明第四实施例不对称半桥反激变换器电路图；
图15为本发明第五实施例不对称半桥正激变换器电路图；
图16为本发明第五实施例不对称半桥正激变换器等效电路原理图；
图17为本发明第五实施例不对称半桥正激变换器典型工作波形；
图18为本发明第六实施例不对称半桥正激变换器电路图；
图19为本发明第七实施例不对称半桥正激变换器电路图；
图20为本发明第八实施例不对称半桥正激变换器电路图；
图21-1至21-7为本发明第一至第八实施例单向钳位网络的具体实施电路。
具体实施方式
为了使本发明更加清楚明白，以下将结合附图及具体实施例，对现有技术方案及本发明技术方案进行更加清楚、完整地描述。
第一实施例
图7所示为本发明第一实施例电路图、图8为本发明第一实施例不对称半桥反激变换器等效电路原理图，图7与图4、图8与图5的不同之处在于：在变压器的原边增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器原边绕组阴极电联接；
图9为本发明第一实施例的不对称半桥反激变换器工作于CCM模式的典型工作波形图，每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。现结合图8对每个循环周期(从t0时刻起至t5时刻止，记为T)所述的五个阶段进行说明，具体如下：
励磁阶段，从t0时刻起至t1时刻止(记为T0)，控制主开关SM导通，输入电压Vin向谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr线性上升，即输入电压Vin给变压器励磁。此阶段控制信号Vgs3为低电平，单向钳位网络Sow关断，不起作用，电路工作情况与现有技术相同，在此不赘述，因此控制信号Vgs1、控制信号Vgs2、谐振电感电流ILr、主开关SM的漏源极电压Vds1、整流开关SD的电流ID波形与现有技术图6的波形相同；
辅开关零电压开通阶段，从t1时刻起至t2时刻止(记为T1)，控制主开关SM关断，电容C1、电容C2、谐振电感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流ILr给电容C1充电、电容C2放电，使得电容C1两端的电压VC1上升、电容C2两端的电压VC2下降，至电容C2放电完毕，VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流ILr流过二极管D2，t2时刻，控制辅开关SA导通，辅开关SA实现零电压开通。此阶段控制信号Vgs3仍然为低电平，单向钳位网络Sow关断，不起作用，电路工作情况还是与现有技术相同，在此同样不赘述，因此控制信号Vgs1、控制信号Vgs2、谐振电感电流ILr、主开关SM的漏源极电压Vds1、整流开关SD的电流ID波形与现有技术图6的波形也相同；
去磁阶段，从t2时刻起至t3时刻止(记为T2)，控制辅开关SA导通，主开关SM继续关断，整流开关SD导通，整流开关SD的电流ID增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电感电流ILm线性减小，变压器去磁，t3时刻，励磁电感电流达到设定值时，控制辅开关SA关断。与现有技术不同之处在于，此阶段控制信号Vgs3为高电平，增加的单向钳位网络Sow导通，单向钳位网络Sow的开通时刻可以是t2至t3之间的任意时刻(即t2至t3之间单向钳位网络Sow导通与关断均可)，由于单向钳位网络Sow只允许电流从其阳极流到阴极，故此过程中单向钳位网络Sow中并没有电流流过，此阶段控制信号Vgs1、控制信号Vgs2、谐振电感电流ILr、主开关SM的漏源极电压Vds1、整流开关SD的电流ID波形与现有技术图6的波形也相同；
电流钳位阶段，从t3时刻起至t4时刻止(记为T3)，t3时刻，辅开关SA关断，单向钳位网络Sow继续导通，电容C1、电容C2、谐振电容Cr和谐振电感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给电容C1放电、电容C2充电，使得电容C1两端的电压VC1下降、电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，单向钳位网络Sow阳极电压为零，励磁电感电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关SD关断，励磁电感电流ILm(或称钳位电流)自然通过单向钳位网络Sow阳极流向阴极，单向钳位网络Sow保持钳位电流基本不变，至t4时刻，控制信号Vgs3变为低电平，单向钳位网络Sow关断；
主开关零电压开通阶段，从t4时刻起至t5时刻止(记为T4)，t4时刻单向钳位网络Sow关断，主开关SM和辅开关SA保持关断状态，单向钳位网络Sow钳位并维持的钳位电流被释放，并给电容C1继续放电、给电容C2继续充电，电容C1两端的电压VC1继续下降，电容C2两端电压VC2继续上升，至电容C1两端电压下降到零，钳位电流开始流过二极管D1，t5时刻，控制信号Vgs1变为高电平，主开关SM导通，主开关SM实现零电压开通；
至此，本发明第一实施例一个循环周期结束。
在主功率器件设计确定的情况下，所述每个循环周期的五个阶段中，励磁阶段持续时间T0、去磁阶段持续时间T2与输入电压和负载相关，辅开关零电压开通阶段持续时间T1、主开关零电压开通阶段持续时间T4与主功率器件设计有关，电流钳位阶段持续时间T3由T和T0、T2、T1以及T4共同决定，即T3随着输入电压和负载变化而变化，从而保证每个循环周期持续时间T的固定，即实现定频脉冲宽度调制(PWM)控制。
图10所示为本发明第一实施例，一种不对称半桥反激变换器工作于DCM模式的典型工作波形图，所述一种不对称半桥反激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。与上述CCM模式的工作过程的主要差别在：输出整流开关SD的电流ID在辅开关SA关断时刻能否降到零，若辅开关SA关断时刻输出整流开关SD的电流ID已经降到零，则为DCM模式，若辅开关SA关断时刻输出整流开关SD的电流ID不为零，则为CCM模式。对于本发明第一实施例工作于DCM模式的工作原理，此处不再赘述，相关工程技术人员可自行推演得出。
对本发明第一实施例技术方案与现有技术方案对比，按照表1所列输入输出规格，进行合理设计及优化，通过计算机仿真手段，得到本发明第一实施例技术方案与现有技术方案在不同输入、不同负载状态下的占空比D、励磁电感峰值电流ILm_peak正峰值(+Max)/负峰值(-Max)、主开关SM和辅开关SA电流有效值Is_rms、励磁电感电流有效值ILm_rms的对比数据，如表2所列。
表1
输入电压范围 85VAC-264VAC(母线电压范围约为120VDC-370VDC)
输出规格 Vo＝12V、Io＝5A、Po＝60W
开关频率 f＝100KHz
表2
Figure GDA0002648831060000121
Figure GDA0002648831060000131
从表2数据可以看出：现有方案负载变化过程中，占空比D几乎不发生变化，其结果就是励磁电感峰值电流ILm_peak会有一个较大的负向峰值，本发明方案负载变化过程中，占空比D随负载减小而减小，励磁电感峰值电流ILm_peak的正向峰值和负向峰值都有一定程度的降低，励磁电感电流有效值ILm_rms也大幅减小；现有方案轻负载下，励磁电感峰值、有效值较大，导致轻负载效率低，且随着输入电压的升高这种情况愈加严重，导致高压输入轻负载效率严重劣化，本发明方案在一定程度改善了这个问题。
图11-1、11-2、11-3、11-4所示为现有方案与本发明第一实施例方案分别在120V、160V、320V、370V输入下效率曲线图，可以明显看出，在不同输入电压下，本发明技术方案的轻载效率相较于现有方案都有非常明显的提高。
为了进一步优化EMI，可在本发明技术方案的基础上增加抖频功能，即：开关循环周期的中心开关频率固定，实际开关频率以中心开关频率为中心，在设定的下限频率、设定的上限频率之间周期性变化。
第二实施例
图12为本发明第二实施例电路图，一种不对称半桥反激变换器，本发明第二实施例与第一实施例的主要差别在于单向钳位网络Sow连接方式的不同：第一实施例中在变压器的原边增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器原边绕组的阴极电联接；第二实施例中在变压器的副边增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器副边绕组同名端电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器副边绕组异名端电联接。虽然连接方式不同，但是根据变压器原边绕组与副边绕组彼此耦合的原理可知：通过单向钳位网络Sow将副边绕组接通，单向钳位网络Sow流过钳位电流，同样可以实现将励磁电感电流ILm钳位和维持的效果。
本发明第二实施例，一种不对称半桥反激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。与第一实施例所述不对称半桥反激变换器工作过程的主要差别在：电流钳位阶段，单向钳位网络Sow导通的时刻不同。第一实施例中单向钳位网络Sow可以在t2至t3之间的任意时刻导通，对于第二实施例，单向钳位网络Sow只能在t3时刻导通。本发明第二实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第一实施例工作原理，自行推演得出。
第三实施例
图13为本发明第三实施例电路图，一种不对称半桥反激变换器，与第一实施例不同之处在于，变压器Tr还包含第三绕组Np_ow；第一实施例中在变压器的原边增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器原边绕组的阴极电联接；第三实施例中在变压器的第三绕组Np_ow增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与第三绕组Np_ow同名端电联接，单向钳位网络Sow的阴极与第三绕组Np_ow异名端电联接。虽然连接方式不同，但是根据变压器原边绕组与第三绕组彼此耦合的原理可知：通过单向钳位网络Sow将第三绕组Np_ow接通，单向钳位网络Sow流过钳位电流，同样可以实现将励磁电感电流ILm钳位和维持的效果。
本发明第三实施例，一种不对称半桥反激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。与第一实施例所述不对称半桥反激变换器工作过程的主要差别在：电流钳位阶段，单向钳位网络Sow导通的时刻不同。第一实施例中单向钳位网络Sow可以在t2至t3之间的任意时刻导通，对于第三实施例，单向钳位网络Sow只能在t3时刻导通。本发明第三实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第一实施例工作原理，自行推演得出。
实际变换器在应用中往往需要增加相应的辅助供电电路，行业通行的做法是给变压器增加辅助绕组，将辅助绕组的输出经过整流滤波后输出，用于给控制、驱动等供电。应当明确，本发明第三实施例所述第三绕组Np_ow除了与单向钳位网络电联接，用于单向钳位网络钳位并维持钳位电流的同时，也可以作为辅助供电电路的辅助绕组使用。本发明第三实施例所述第三绕组Np_ow可以独立使用，即作为一个独立绕组；同时，第三绕组Np_ow也可作为辅助绕组使用，即第三绕组Np_ow与辅助绕组为同一绕组。
第四实施例
图14所示为本发明第四实施例电路图，第四实施例与第一实施例的主要差别在于谐振能量传输网络连接方式的不同，第一实施例中谐振能量传输网络的一个输入端与开关节点SW相连，谐振能量传输网络的另一个输入端与输入负-Vin相连，第四实施例中谐振能量传输网络的一个输入端与开关节点SW相连，谐振能量传输网络的另一个输入端与输入正+Vin相连。
本发明第四实施例，一种不对称半桥反激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。这与第一实施例所述不对称半桥反激变换器的主要差别还在在：主开关SM和辅开关SA在半桥结构上的上下位置的不同。本发明第四实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第一实施例工作原理，自行推演得出。
第五实施例
图15为本发明第五实施例不对称半桥正激变换器电路图；图16为本发明第五实施例不对称半桥正激变换器等效电路原理图，本实施例在于将本发明第一实施例技术方案的思想应用于不对称半桥正激变换器，即可经过推演得出本发明第五实施例技术方案，因此图15与图7、图16与图8的区别在于表示同名端关系的黑点位置有所不同。
图17为本发明第五实施例，一种不对称半桥正激变换器的典型工作波形图，所述一种不对称半桥正激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。本发明第五实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本领域技术人员可根据第一实施例工作原理结合图16，自行推演得出。
第六实施例
图18为本发明第六实施例电路图，与图15的区别在于与变压器的副边增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器副边绕组同名端电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器副边绕组异名端电联接。图18与图12的区别在于表示同名端关系的黑点位置有所不同。
本发明第六实施例，一种不对称半桥正激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。本发明第六实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第五实施例和第二实施例工作原理，自行推演得出。
第七实施例
图19为本发明第七实施例电路图，与图15的区别在于变压器Tr还包含第三绕组Np_ow，变压器的第三绕组Np_ow增加一个单向钳位网络Sow，单向钳位网络Sow的阳极与变压器第三绕组Np_ow同名端电联接，单向钳位网络Sow的阴极与变压器第三绕组Np_ow异名端电联接。图19与图13的区别在于表示同名端关系的黑点位置有所不同。
本发明第七实施例，一种不对称半桥正激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。本发明第七实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第五实施例和第三实施例工作原理，自行推演得出。
第八实施例
图20所示为本发明第八实施例电路图，与图15的区别在于谐振能量传输网络的另一个输入端与输入正+Vin相连。图20与图14的区别在于表示同名端关系的黑点位置有所不同。
本发明第八实施例，一种不对称半桥正激变换器每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。本发明第八实施例具体工作原理细节，此处不再赘述，本邻域技术人员可根据第五实施例和第四实施例工作原理，自行推演得出。
图21-1至21-7所示为第一至第八实施例单向钳位网络Sow的具体实施电路，通过二极管Dow、稳压管Zow、电容Cow、开关管Qow、开关管Qow1和开关管Qow2的不同组合均可实现单向钳位网络Sow的效果。
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路一，如图21-1所示，包含二极管Dow、开关管Qow，二极管Dow的阴极与开关管Qow的漏极相连，二极管Dow的阳极作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow的源极作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号。
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路二，如图21-2所示，包含二极管Dow、开关管Qow，二极管Dow的阳极与开关管Qow的源极相连，二极管Dow的阴极作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow的漏极作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号；
在具体实施电路一、具体实施电路二中，考虑二极管Dow阳极与阴极的寄生电容CDow和开关管Qow漏极与源极的寄生电容CQow，通过电荷转移的一些规律及电荷守恒定律，若CDow与CQow满足一定关系时，开关管Qow可以实现零电压开通，具体的，CDow与CQow满足：
CDow×VCr＞CQow×(Vin-VCr)
考虑输出电压Vo与VCr和匝比N(N＝NP/NS)的关系，CDow与CQow满足：
Figure GDA0002648831060000171
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路三，如图21-3所示，包含开关管Qow1、开关管Qow2，开关管Qow1的源极与开关管Qow2的源极相连，开关管Qow1的漏极作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow2的漏极作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow1的栅极、开关管Qow2的栅极用于接收控制信号。
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路四，如图21-4所示，包含二极管Dow、开关管Qow和电容Cow，二极管Dow的阴极与电容Cow的一端、开关管Qow的漏极相连，二极管Dow的阳极与电容Cow的另一端相连，作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow的源极作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号。
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路五，如图21-5所示，包含二极管Dow、开关管Qow和电容Cow，二极管Dow的阳极与电容Cow的一端、开关管Qow的源极相连，二极管Dow的阴极与电容Cow的另一端相连，作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow的漏极作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号。
在具体实施电路四、具体实施电路五中，考虑二极管Dow阳极与阴极的寄生二极管CDow和开关管Qow漏极与源极的寄生电容CQow，通过电荷转移的一些规律及电荷守恒定律，若Cow与CDow、CQow满足一定关系时，开关管Qow可以实现零电压开通，具体的，考虑输出电压Vo与匝比N(N＝NP/NS，NP表示原边绕组或第三绕组匝数)的关系，Cow满足：
Figure GDA0002648831060000172
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路六，如图21-6所示，包含二极管Dow、开关管Qow、电容Cow、稳压管Zow，二极管Dow的阴极、电容Cow的一端与开关管Qow的漏极相连，二极管Dow的阳极与稳压管Zow的阳极相连，作为单向钳位网络Sow的阳极，稳压管Zow的阴极与与电容Cow的另一端相连，开关管Qow的源极作为单向钳位网络Sow的阴极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号。
作为单向钳位网络Sow的具体实施电路七，如图21-7所示，包含二极管Dow、开关管Qow、电容Cow、稳压管Zow，二极管Dow的阳极、电容Cow的一端与开关管Qow的源极相连，二极管Dow的阴极与稳压管Zow的阴极相连，作为单向钳位网络Sow的阴极，稳压管Zow的阳极与与电容Cow的另一端相连，开关管Qow的漏极作为单向钳位网络Sow的阳极，开关管Qow的栅极用于接收控制信号。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式及单向钳位网络Sow优选的具体实施电路不应视为对本发明的限制，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如将谐振电容Cr位置改变、通过简单的串联或者并联、改变单向钳位网络Sow电路组合方式等，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (16)

1.一种不对称半桥变换器，包含原边电路、变压器Tr和副边电路：原边电路包含输入电容Cin、主开关SM和辅开关SA、谐振电容Cr；变压器Tr包含原边绕组和副边绕组；原边绕组的阳极为励磁阶段，主开关SM导通，直流电流从原边绕组向内流入的一端；原边绕组的阴极为励磁阶段，主开关SM导通，直流电流从原边绕组向外流出的一端；变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的一端互为同名端，副边绕组与原边绕组的阳极互为同名端的一端定义为副边绕组的同名端，变压器Tr原边绕组的阳极与副边绕组的另一端互为异名端，副边绕组与原边绕组的阳极互为异名端的一端定义为副边绕组的异名端；
副边电路包含整流开关SD和输出电容Co；输入电容Cin一端连接输入正、另一端连接输入负；主开关SM与辅开关SA串联后与输入电容Cin并联；谐振电容Cr与变压器Tr的原边绕组串联，串联后的一端连接主开关SM与辅开关SA的连接点，串联后的另一端连接输入正或输入负；变压器Tr的副边绕组与整流开关SD串联后与输出电容Co并联，输出电容Co一端连接输出正、另一端连接输出负；其特征在于：还包括单向钳位网络，单向钳位网络用于控制励磁电感电流负向峰值，其连接关系为如下情况之一：
(1)单向钳位网络的阳极与变压器Tr原边绕组的阳极电联接，单向钳位网络的阴极与变压器Tr原边绕组阴极电联接；
(2)单向钳位网络的阳极与变压器Tr副边绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与变压器Tr副边绕组的异名端电联接；
(3)不对称半桥变换器还包括第三绕组，变压器Tr原边绕组的阳极与第三绕组的一端互为同名端，第三绕组与原边绕组的阳极互为同名端的一端定义为第三绕组的同名端，变压器Tr原边绕组的阳极与第三绕组的另一端互为异名端，第三绕组与原边绕组的阳极互为异名端的一端定义为第三绕组的异名端，单向钳位网络的阳极与第三绕组的同名端电联接，单向钳位网络的阴极与第三绕组的异名端电联接。
2.根据权利要求1所述的不对称半桥变换器，其特征在于：不对称半桥变换器为不对称半桥反激变换器，变压器Tr副边绕组的异名端与整流开关SD的一端电联接，整流开关SD的另一端与输出电容Co的一端电联接，作为输出正，变压器Tr副边绕组的同名端与输出电容Co的另一端电联接，作为输出负。
3.根据权利要求1所述的不对称半桥变换器，其特征在于：不对称半桥变换器为不对称半桥正激变换器，变压器Tr副边绕组的同名端与整流开关SD的一端电联接，整流开关SD的另一端与输出电容Co的一端电联接，作为输出正，变压器Tr副边绕组的异名端与输出电容Co的另一端电联接，作为输出负。
4.根据权利要求1所述的不对称半桥变换器，其特征在于：当不对称半桥变换器包括第三绕组时，第三绕组为一个独立绕组。
5.根据权利要求1所述的不对称半桥变换器，其特征在于：当不对称半桥变换器包括第三绕组时，第三绕组与辅助绕组为同一绕组。
6.根据权利要求1至3任一项所述的不对称半桥变换器，其特征在于：单向钳位网络包括一只二极管和一只开关管，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极连接开关管的漏极，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)开关管的漏极为单向钳位网络的阳极，开关管的源极连接二极管的阳极，二极管的阴极为单向钳位网络的阴极。
7.根据权利要求6所述的不对称半桥变换器，其特征在于：二极管阳极与阴极的寄生电容容值为CDow、开关管漏极与源极的寄生电容容值为CQow、输入电压为Vin、输出电压为Vo、原边绕组和副边绕组或者第三绕组的匝比为N，各参数满足如下关系式：
Figure FDA0002648831050000021
8.根据权利要求1至3任一项所述的不对称半桥变换器，其特征在于：单向钳位网络包括两只开关管，两只开关管的源极连接，其中一只开关管的漏极为单向钳位网络的阳极，另一只开关管的漏极为单向钳位网络的阴极。
9.根据权利要求1至3任一项所述的不对称半桥变换器，其特征在于：单向钳位网络包括一只二极管、一只开关管和一只电容，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极与电容一端相连，为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极与电容另一端、开关管的漏极相连，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)二极管的阴极与电容一端相连，为单向钳位网络的阴极，二极管的阳极与电容另一端、开关管的源极相连，开关管的漏极为单向钳位网络的阳极。
10.根据权利要求9所述的不对称半桥变换器，其特征在于：二极管阳极与阴极的寄生电容容值为CDow、开关管漏极与源极的寄生电容容值为CQow、电容容值为Cow、输入电压为Vin、输出电压为Vo、原边绕组和副边绕组或者第三绕组的匝比为N，各参数满足如下关系式：
Figure FDA0002648831050000022
11.根据权利要求1至3任一项所述的不对称半桥变换器，其特征在于：单向钳位网络包括一只二极管、一只开关管、一只稳压管和一只电容，连接关系为以下两种之一：
(1)二极管的阳极与稳压管的阳极相连，为单向钳位网络的阳极，二极管的阴极与电容一端、开关管的漏极相连，稳压管的阴极与电容的另一端相连，开关管的源极为单向钳位网络的阴极；
(2)二极管的阴极与稳压管的阴极相连，为单向钳位网络的阴极，二极管的阳极与电容一端、开关管的源极相连，稳压管的阳极与电容的另一端相连，开关管的漏极为单向钳位网络的阳极。
12.一种权利要求1至11任一项所述不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关SA零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关SM零电压开通阶段；
在励磁阶段、辅开关SA零电压开通阶段，单向钳位网络关断；
在去磁阶段，辅开关SA导通，单向钳位网络导通或者关断均可，单向钳位网络没有电流流过；至此阶段结束时刻，励磁电感电流达到设定值，辅开关SA关断，单向钳位网络处于导通状态，钳位电流流过单向钳位网络；
在电流钳位阶段，单向钳位网络导通，钳位电流流过单向钳位网络，单向钳位网络保持钳位电流基本不变，至此阶段结束时刻，单向钳位网络关断；
在主开关SM零电压开通阶段，单向钳位网络已被关断，单向钳位网络中的钳位电流被释放，使主开关SM电压降低至零或接近零，此时控制主开关SM导通，实现主开关SM零电压开通。
13.根据权利要求12所述的一种不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：励磁电感电流设定值为负值或零、且与输入电压相关。
14.根据权利要求12所述的一种不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：每个开关循环周期的持续时间相同。
15.根据权利要求14所述一种不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：控制使用脉冲宽度调制控制方式。
16.根据权利要求14所述的一种不对称半桥变换器的控制方法，其特征在于：开关循环周期的中心开关频率固定，实际开关频率以中心开关频率为中心，在设定的下限频率、设定的上限频率之间周期性变化。
CN201910513578.XA 2019-06-14 2019-06-14 不对称半桥变换器及控制方法 Active CN110224612B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910513578.XA CN110224612B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 不对称半桥变换器及控制方法
PCT/CN2019/113679 WO2020248472A1 (zh) 2019-06-14 2019-10-28 不对称半桥变换器及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910513578.XA CN110224612B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 不对称半桥变换器及控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110224612A CN110224612A (zh) 2019-09-10
CN110224612B true CN110224612B (zh) 2020-11-06

Family

ID=67816974

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910513578.XA Active CN110224612B (zh) 2019-06-14 2019-06-14 不对称半桥变换器及控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN110224612B (zh)
WO (1) WO2020248472A1 (zh)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110224612B (zh) * 2019-06-14 2020-11-06 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥变换器及控制方法
CN110971118B (zh) * 2019-12-16 2022-04-01 深圳天邦达科技有限公司 抖频控制方法、装置以及电路
CN111130353B (zh) * 2019-12-25 2021-05-18 广州金升阳科技有限公司 开关电源装置
US11451155B2 (en) 2020-08-03 2022-09-20 Infineon Technologies Austria Ag Power generation and ZVS control in a power supply
CN111917409B (zh) * 2020-08-13 2023-12-01 昂宝电子（上海）有限公司 半桥驱动器及其保护电路和保护方法
CN112067886B (zh) * 2020-08-27 2023-07-11 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源装置的电流检测电路
CN112152462B (zh) * 2020-08-27 2021-10-15 东南大学 一种Buck-Boost LLC两级变换器的能量反馈的轻载控制方法
CN112072924B (zh) * 2020-09-15 2022-04-15 广州金升阳科技有限公司 一种开关电源装置和模式控制方法
CN112532060B (zh) * 2020-09-22 2022-12-09 苏州安驰控制系统有限公司 一种开关电源及电子设备
CN113014104B (zh) 2021-02-10 2022-06-14 华为数字能源技术有限公司 Dc/dc变换器的控制器及其控制系统
CN113595400B (zh) * 2021-07-13 2023-08-22 华为数字能源技术有限公司 一种dc/dc变换器的控制方法及控制器
CN114204817B (zh) * 2021-09-03 2024-08-23 杰华特微电子股份有限公司 不对称半桥反激变换器及其尖峰电流抑制方法
CN114142733B (zh) * 2021-11-15 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源电路
CN115001281A (zh) * 2022-05-27 2022-09-02 上海华为数字能源技术有限公司 电源模组的控制电路、电源模组及电子设备
CN116526860A (zh) * 2023-03-13 2023-08-01 艾科微电子(深圳)有限公司 非对称半桥电源及其控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105406722A (zh) * 2015-12-18 2016-03-16 北京理工大学 二极管钳位功率开关串联高压直流变压器
CN106059313A (zh) * 2016-07-19 2016-10-26 深圳南云微电子有限公司 有源钳位的反激电路及其控制方法
CN108933533A (zh) * 2018-07-27 2018-12-04 深圳南云微电子有限公司 非互补有源钳位反激变换器的控制器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0984338A (ja) * 1995-09-19 1997-03-28 Omron Corp 両極性フォワードコンバータ
US6069803A (en) * 1999-02-12 2000-05-30 Astec International Limited Offset resonance zero volt switching flyback converter
US7839666B1 (en) * 2008-04-02 2010-11-23 Fairchild Semiconductor Corporation Optimizing operation of DC-to-AC power converter
US9923472B1 (en) * 2016-09-07 2018-03-20 Apple Inc. Fixed frequency series-parallel mode (SPM) active clamp flyback converter
CN206389269U (zh) * 2016-10-26 2017-08-08 广州金升阳科技有限公司 驱动控制电路
KR101969117B1 (ko) * 2017-08-02 2019-04-15 인하대학교 산학협력단 액티브 클램프 포워드 컨버터 및 그 구동방법
TWI650926B (zh) * 2017-10-16 2019-02-11 立錡科技股份有限公司 具主動箝位之返馳式電源轉換電路及其中之轉換控制電路與控制方法
CN107749716B (zh) * 2017-10-27 2023-06-23 杰华特微电子股份有限公司 一种反激有源钳位电路及其控制方法
CN107834862B (zh) * 2017-12-06 2019-08-23 深圳南云微电子有限公司 不对称半桥正激电路的控制电路、控制方法及控制装置
CN110224612B (zh) * 2019-06-14 2020-11-06 广州金升阳科技有限公司 不对称半桥变换器及控制方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105406722A (zh) * 2015-12-18 2016-03-16 北京理工大学 二极管钳位功率开关串联高压直流变压器
CN106059313A (zh) * 2016-07-19 2016-10-26 深圳南云微电子有限公司 有源钳位的反激电路及其控制方法
CN108933533A (zh) * 2018-07-27 2018-12-04 深圳南云微电子有限公司 非互补有源钳位反激变换器的控制器

Also Published As

Publication number Publication date
WO2020248472A1 (zh) 2020-12-17
CN110224612A (zh) 2019-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110224612B (zh) 不对称半桥变换器及控制方法
CN109217681B (zh) 一种双向谐振变换器
Fathy et al. A novel quasi-resonant snubber-assisted ZCS-PWM DC-DC converter with high frequency link
CN108028605B (zh) 具有保持操作的转换器
CN112087147B (zh) 一种变换器宽增益控制方法及其应用
EP1909381A1 (en) Dc/dc converter
CN210120487U (zh) 钳位电路和反激变换器
KR20180004675A (ko) 보조 lc 공진 회로를 갖는 양방향 컨버터 및 그 구동 방법
JP2013223263A (ja) スイッチング電源装置
CN109980903B (zh) 一种驱动电路和电源
CN108199579B (zh) 一种带耦合电感的高变比软开关dc-dc降压变换器
CN104852590A (zh) 一种新型三电平llc谐振变换器
Wang et al. High efficiency high step-up isolated DC-DC converter for photovoltaic applications
CN109302078B (zh) 基于同步整流模式的dc-dc开关电源
CN111682775B (zh) 一种副边串联lcd实现励磁能量转移的正激变换器
US11336189B2 (en) Dual-capacitor resonant circuit for use with quasi-resonant zero-current-switching DC-DC converters
CN112751490A (zh) 一种有源钳位的反激双向dc/dc电路
CN115864859B (zh) 一种新型pwm控制软开关半桥dc-dc变换器
KR100871676B1 (ko) Ｓｌｌｃ 직렬공진 컨버터회로 및 이 회로를 채용한직류변환 장치
KR20170059390A (ko) 소프트 스위칭 풀브릿지 컨버터 및 그 구동방법
Huang et al. Analysis and implementation of half-bridge resonant capacitance LLC converter
CN107154727B (zh) 一种有源吸收自驱动电路
KR102413600B1 (ko) 자기구동 동기 스위치를 이용한 비절연 고전압 출력 dc-dc 컨버터
CN111865076A (zh) 应用于变电站内继保装置供能的直流降压电路
CN112865538A (zh) 一种高降压比双谐振三电平llc谐振变换器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant