CN103326560A

CN103326560A - 直流转直流转换装置及其方法

Info

Publication number: CN103326560A
Application number: CN2013100953417A
Authority: CN
Inventors: 林嘉亮
Original assignee: Realtek Semiconductor Corp
Current assignee: Realtek Semiconductor Corp
Priority date: 2012-03-22
Filing date: 2013-03-22
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2033-03-22
Also published as: US20130249506A1; CN103326560B; US8922184B2; TWI504118B; TW201340567A; US20150069838A1

Abstract

一种直流转直流转换装置及其方法。在一实施例中，整合开关电容直流转直流转换器包含开关电容电路、负载电容、反馈电路及控制器。开关电容电路接收电源电压，且依照N位元控制信号及多个相位时钟信号输出负载电压至负载电路。其中N是大于1的整数。负载电容保持负载电压。反馈电路产生与负载电压成比例的反馈电压。控制器用以接收反馈电压与参考电压，且依照此些相位时钟信号的相位输出N位元控制信号。

Description

直流转直流转换装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种直流转直流转换器，特别是一种直流转直流转换装置及其方法。

背景技术

常见的直流转直流转换器是接收来自于电源供应的第一直流电压，且输出第二直流电压至负载电路。一般而言，有两种型式的直流转直流转换器：开关调节器及线性调节器。开关调节器有较高的电源效率，但需要大的外部被动元件（电感或电容）。因此，对于混合信号系统单芯片（Systemson Chips）的应用，无有效的成本及尺寸。混合信号系统单芯片需要多种电路的多重独立电源供应域。并且，开关调节器经常受到开关的干扰。另一方面，线性调节器则具有效的成本及尺寸，且较少的噪声，但低电源效率。

因此，如何提供约如同线性调节器的低噪声及有效率的成本及尺寸并且又像开关调节器的高电源效率的直流转直流转换器为一亟待解决的议题。

发明内容

在一实施例中，一种直流转直流转换装置包含开关电容电路、负载电容、反馈电路及控制器。开关电容电路接收电源电压，且依照N位元控制信号及多个相位时钟来输出负载电压。其中N是大于1的整数。负载电容耦接开关电容电路，负载电容保持负载电压。反馈电路耦接开关电容电路，反馈电路产生与负载电压成比例的反馈电压。控制器耦接开关电容电路与反馈电路，控制器接收反馈电压与参考电压，且依照多个相位时钟中的时钟相位输出N位元控制信号。

在一实施例中，一种直流转直流转换方法，包含：利用开关电容电路以接收电源电压以及包含多个时钟相位的多个相位时钟，并输出负载电压，接着，以负载电容保持负载电压，并且，由负载电压分压得到反馈电压，以致使负载电压成比例于反馈电压，最后，通过反馈电压与参考电压的比较以更新N位元控制信号，其中N是大于1的整数。

以下在实施方式中详细叙述本发明的详细特征以及优点，其内容足以使本领域的普通技术人员了解本发明的技术内容并据以实施，且根据本说明书所披露的内容、权利要求范围及图式，任何本领域的普通技术人员可轻易地理解本发明相关的目的及优点。

附图说明

图1为本发明一实施例的直流转直流转换装置的功能区块图。

图2为图1的实施例的示范性时序图。

图3为本发明一实施例的开关电容电路的功能区块图。

图4为本发明一实施例的开关单元的示意图。

图5为本发明一实施例的控制器的功能区块图。

【主要元件符号说明】

100 直流转直流转换装置

110 开关电容电路

120 负载电路

130 反馈电路

140 控制器

V_S 电源电压

V_L 负载电压

CC[N-1:0] N位元控制信号

CC[n] 位元

CLK[n] 时钟相位

CLK[0] 第一时钟相位

CLK[N-1:0] N个相位时钟

CLKB 反相时钟信号

C_L 负载电容

V_FB 反馈电压

V_REF 参考电压

R₁ 第一电阻

R₂ 第二电阻

T 时钟周期

300 开关电容电路

301-304 开关单元

400 开关单元

401 第一开关

402 第二开关

420 时钟产生器

421 非门

424-427 非门

430 门控时钟产生器

431 数据正反器

432 非门

433 与非门

422-423 或非门

C_CH 充电电容

PHI1 第一逻辑信号

PHI2 第二逻辑信号

CLKG 门控时钟

ENS 同步控制信号

500 控制器

501 比较器

502 低通滤波器

503 四舍五入运算子

504 编码器

505 元件匹配电路

D 决策信号

W1 第一中间信号

W2 第二中间信号

PCC[N-1:0] N位元的原始控制信号

N1 第一位元长度

N2 第二位元长度

N 位元长度

具体实施方式

以下将参考显示本发明具体实施例的附图详细描述。这些实施例描述足够详细以致使此领域熟悉此技艺者实现这些和其他实施例。当一些实施例与一个或多个实施例结合以形成新实施例时。各种实施例之间不相互排斥。因此，以下详细说明并无限制的用意，而是说明的用意。

图1是本发明的直流转直流转换装置100的功能方块图。直流转直流转换装置100接收电源电压V_S及输出负载电压V_L至负载电路120。直流转直流转换装置100包含开关电容电路110、负载电路120、反馈电路130及控制器140。

请参照图1，开关电容电路110是由N个相位时钟CLK[N-1:0]及N位元控制信号CC[N-1:0]控制。开关电容电路110接收电源电压V_S，且依照N位元控制信号CC[N-1:0]及N个相位时钟CLK[N-1:0]来输出负载电压V_L。其中，N为大于1的整数。负载电容C_L耦接开关电容电路110，负载电容C_L保持负载电压V_L，并以负载电路120作为负载电压V_L的终端。反馈电路130耦接开关电容电路110，反馈电路130产生与负载电压V_L成比例的反馈电压V_FB，换言之，反馈电路130接收负载电压V_L，并由负载电压V_L分压得到反馈电压V_FB。控制器140耦接开关电容电路110与反馈电路130，控制器140接收反馈电压V_FB及参考电压V_REF，且依照N个相位时钟CLK[N-1:0]的第一时钟相位CLK[0]输出N位元控制信号CC[N-1:0]。

在一些实施例中，反馈电路130是由电阻性分压器来实施，并且反馈电路130包含第一电阻R₁及第二电阻R₂，以致于V_FB=V_L·R₂/(R₁+R₂)。在封闭循环中，控制器140输出N位元控制信号CC[N-1:0]以控制开关电容电路110，以致于使反馈电压V_FB追踪参考电压V_REF，因而负载电压V_L的电压追踪V_REF·(1+R₁/R₂)。

图2为N个相位时钟CLK[N-1:0]的示范性时序图。请参照图2，N个相位时钟CLK[N-1:0]包含N个相位。N个相位位移一致的时间，且于邻接的两个相位之间有时钟周期T除以N个相位的间距。

在一些实施例中，N等于8，N个相位位移之间距即以时钟周期T除以N，为T/8。

图3为本发明一实施例的开关电容电路的功能区块图。在一些实施例中，图1的开关电容电路110可使用与开关电容电路300相同的电路来实现。

请参照图3，开关电容电路300具有并联的N个开关单元301-304，且N位元控制信号CC[N-1:0]分别控制N个开关单元。开关单元301-304中的每一者依照控制信号中各别的位元CC[n]及各别的时钟相位CLK[n]耦接电源电压V_S于来源端，且耦接负载电压V_L于负载端。其中，n=0，1，2，…，至N-1。开关单元301-304中的每一者工作以二相开关电容的方式将电荷由来源端转移至负载端。

图4为本发明一实施例的开关单元的示意图。图3的开关单元301-304中任一可使用与开关单元400相同的电路来实现。于此，开关单元400依照控制信号中各别的位元CC[n]及各别的时钟相位CLK[n]于来源端耦接至电源电压V_S，及于负载端耦接至负载电压V_L。其中，n=0，1，2，…，至N-1。

请参照图4，开关单元400包含充电电容C_CH、第一开关401、第二开关402、时钟产生器420与门控时钟产生器430。充电电容C_CH通过第一开关401耦接至电源电压V_S，及通过第二开关402耦接至负载电压V_L，其中第一开关401及第二开关402是由二相不重叠时钟控制。二相不重叠的时钟由第一逻辑信号PHI1及第二逻辑信号PHI2形成，且第一逻辑信号PHI1及第二逻辑信号PHI2不同时为拉起。第一逻辑信号PHI1控制第一开关401。第二逻辑信号PHI2控制第二开关402。

在一个充电电荷的相位中，第一逻辑信号PHI1为拉起，且充电电容C_CH是通过第一开关401由电源电压V_S充电。在一个分享的相位中，第二逻辑信号PHI2为拉起，且充电电容CCH的电荷是通过第二开关402分享给负载电压V_L。换言之，于二相不重叠时钟（即第一逻辑信号PHI1及第二逻辑信号PHI2）的第一相位的期间，来自电源电压V_S的电荷通过第一开关401对充电电容C_CH充电，及于二相不重叠时钟的第二相位的期间，电荷通过第二开关402分享给负载电压V_L。

门控时钟产生器430用以依照控制信号中各别的位元CC[n]门控各别的时钟相位CLK[n]，而产生门控时钟CLKG。时钟产生器420用以接收门控时钟CLKG，且输出不重叠的二相时钟。换言之，时钟产生器420由门控时钟CLKG产生二相不重叠时钟，即第一逻辑信号PHI1及第二逻辑信号PHI2。

门控时钟产生器430包含数据正反器（DFF）431、非门（NOT GATE）432及与非门（NAND gates）433。数据正反器431用以取样控制信号中各别的位元CC[n]及各别的时钟相位CLK[n]，而产生同步控制信号ENS。非门432耦接数据正反器431的时钟接脚，非门432接收各别的时钟相位CLK[n]，且输出反相时钟信号CLKB。与非门433的一输入端耦接数据正反器431，并接收同步控制信号ENS，及与非门433的另一输入端耦接非门432，并接收反相时钟信号CLKB，且与非门433的输出端输出门控时钟CLKG。也就是说，N位元控制信号CC[N-1:0]中的各别位元CC[n]是被N个相位时钟CLK[N-1:0]的各别时钟所同步。

时钟产生器420包含非门421、非门424-427及或非门（NOR gates）422-423。于此，由于时钟产生器420为本领域所熟知且为本领域的普通技术人员所了解，故于此不再赘述。

其中，与非门433的输出端耦接至非门421，以致于通过使用门控时钟产生器430与时钟产生器420的结合，当控制信号中各别的位元CC[n]为拉起时，充电电容C_CH的充电电荷依照由各别的时钟相位CLK[n]所决定的时间分享给负载。

请再参照图3，开关单元301-304中的每一者有各别的时钟相位CLK[n]及控制信号中各别的位元CC[n]（其中n=0，1，2，…，至N-1）。在开关单元301-304中的每一者有充电电容C_CH及由各别的二相不重叠时钟控制的一对开关（如图4所示的第一开关401及第二开关402）。

如图3及图4所示，当控制信号中各别的位CC[n]为拉起时，充电电容C_CH接收来自于电源电压V_S的充电电压，且充电电容C_CH通过各别的时钟相位CLK[n]所决定的时间分享充电电荷给负载电压V_L。对各别的开关单元400而言，控制信号中各别的位元CC[n]愈时常的为拉起，则接收自电源电压V_S的电荷愈多的转换至负载，因而有较高的负载电压V_L。对开关电容电路300整体而言，愈多的N位元控制信号CC[N-1:0]中的位元为拉起，则愈多的总电荷转换至负载。

请再参照图1，控制器140控制N位元控制信号CC[N-1:0]，以致于使反馈电压V_FB追踪参考电压V_REF。若反馈电压V_FB低于参考电压V_REF，则N位元控制信号CC[N-1:0]中愈多的位元为拉起，而有助于提升负载电压V_L（且相应地提升反馈电压V_FB）。否则，N位元控制信号CC[N-1:0]中较少的位元为拉起，而有助于降低负载电压V_L（且相应地降低反馈电压V_FB）。在稳态时，反馈电压V_FB近乎等于参考电压V_REF，且N位元控制信号CC[N-1:0]中被拉起的位的数目为稳定（换言之，不是稳定就是些微的变动）。

图5为本发明一实施例的控制器的功能区块图。图1的控制器140可使用与控制器500相同的电路来实现。于此，通过反馈电压V_FB与参考电压V_REF的比较以更新N位元控制信号CC[N-1:0]，其中N是大于1的整数。

请参照图5，控制器500包含比较器（Comparator；CMP）501、低通滤波器（Low pass filter；LPF）502、四舍五入运算电路503、编码器504及动态元件匹配（Dynamic element matching；DEM）电路505。

比较器501的一输入端接收反馈电压V_FB，并另一输入端接收参考电压V_REF，及输出端耦接低通滤波器502，比较器501比较参考电压V_REF与反馈电压V_FB，且输出决策信号D至低通滤波器502。低通滤波器502耦接四舍五入运算电路503，低通滤波器502用以接收决策信号D，并将决策信号D过滤（即滤波）成第一中间信号W1，且输出第一中间信号W1至四舍五入运算电路503。四舍五入运算电路503耦接编码器504，四舍五入运算电路503用以接收第一中间信号W1，并依据第一中间信号W1以产生第二中间信号W2，且输出第二中间信号W2至编码器504。编码器504耦接元件匹配电路505，编码器504用以接收第二中间信号W2，并将第二中间信号W2编码成N位元原始控制信号PCC[N-1:0]，且输出N位元的原始控制信号PCC[N-1:0]至元件匹配电路505。元件匹配电路505用以接收N位元的原始控制信号PCC[N-1:0]，并将N位元原始控制信号PCC[N-1:0]映射成N位元控制信号CC[N-1:0]，且输出N位元控制信号CC[N-1:0]。

在一些实施例中，当参考电压V_REF高于反馈电压V_FB时，决策信号D设为“1”；否则，决策信号D设为“-1”。

在一些实施例中，低通滤波器502包含积分器，其中积分器可为数字积分器。积分器用以积分决策信号D至第一位元长度N1的第一中间信号W1。第二位元长度N2小于第一位元长度N1，通过保持唯一最有效的第二位元长度N2的位元，四舍五入运算电路503依据第一中间信号W1以产生第二位元长度N2的第二中间信号W2。换言之，第一中间信号W1进行四舍五入运算以输出第二中间信号W2。编码器504将第二中间信号W2编码成位元长度N的N位的原始控制信号PCC[N-1:0]。

在一些实施例中，编码器504为温度计码编码器，通过温度计码的定义，n小于第二中间信号W2时，原始控制信号PCC[n]为“1”；否则，原始控制信号PCC[n]为“0”。

其中，在N位元控制信号CC[N-1:0]中为拉起的位元的数目是由元件匹配电路505的映射而保存，也就是说，元件匹配电路505将N位元的原始控制信号PCC[N-1:0]映射（maps）成N位元控制信号CC[N-1:0]，以致于维持拉起的位数目，且映射为动态的。

举例来说，如果位元N等于8，而第二中间信号W2等于4，则原始控制信号PCC[7:0]为“00001111”。此时，控制信号CC[7:0]可为“01010101”或“10101010”或“01101010”或“10011010”等，以此类推。

在一些实施例中，由于映射为动态的，以致于使N位元控制信号CC[N-1:0]中的每一位元时常双态触变，而使开关电容电路110（可见图1）中对应的充电电容C_CH（可见图4）的电荷的分享所造成的负载的电压涟波出现高频噪声，且通过负载电容C_L即可过滤高频噪声。结果造成负载的总电压涟波被频谱变形（spectral shaping）成高频且由负载电容C_L有效过滤。

一范例的动态元件匹配已教示于美国专利US 5684482，且说明频谱变形的原理，故于此不再赘述。在稳态时，反馈电压V_FB近乎等于参考电压V_REF，且N位元的原始控制信号PCC[N-1:0]为稳定（即，不是稳定就是些微的变动），且N位元控制信号CC[N-1:0]中拉起的位的数目也为稳定（即，不是固定就是些微的变动），而造成N位元控制信号CC[N-1:0]中的每一位元时常双态触变，以作为使用动态元件匹配的结果。

请再参照图1，由于在开关电容电路110中使用多相位时钟及多个充电电容C_CH，相较于使用于简单开关电容电路，开关电容电路110的电荷共享函数(charge-sharing function)为和缓且平滑。愈多的时钟相位，则愈为平滑。不过，较高的硬件复杂度也带来较高的成本。由于使用动态元件匹配于控制器140，而N位元控制信号CC[N-1:0]被扰乱(scrambled)，且开关噪声是频谱变形于高频，通过开关电容电路110及负载电容CL形成有效的由开关电容电路被过滤之。

在一些实施例中，负载电容C_L是一外部元件，而直流转直流转换装置100的其余部分被整合为单芯片。在一些实施例中，直流转直流转换装置100的整个电路被整合于一单芯片

于此，将全部电路或是除了负载电容C_L的其余电路整合至单芯片而不使用外部电感。故，整合直流转直流转换装置100，得以降低成本及得到较小的体积。此外，由于使用开关电容电路没有静态偏压，所以，本发明的直流转直流转换装置100可具有高电源效率。再者，由于使用多相位电荷共享(multi-phase charge sharing)随同动态元件匹配技术而使得在负载电压V_L的噪声是小的。

虽然本发明的技术内容已经以优选实施例披露如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域的普通技术人元，在不脱离本发明的精神所作些许的更动与润饰，皆应涵盖于本发明的范畴内，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求范围所界定者为准。

Claims

1.一种直流转直流转换装置，包含：

一开关电容电路，接收一电源电压，且依照一N位元控制信号及多个相位时钟来输出一负载电压，其中N是大于1的一整数；

一负载电容，耦接所述开关电容电路，保持所述负载电压；

一反馈电路，耦接所述开关电容电路，产生与所述负载电压成比例的一反馈电压；及

一控制器，耦接所述开关电容电路与所述反馈电路以接收所述反馈电压及一参考电压，且依照所述多个相位时钟中的一时钟相位输出所述N位元控制信号。

2.根据权利要求1所述的直流转直流转换装置，其中，所述开关电容电路包含N个开关单元，且所述N位元控制信号分别控制所述N个开关单元。

3.根据权利要求2所述的直流转直流转换装置，其中，所述N个开关单元中的一者包含：

一充电电容，通过一第一开关耦接至所述电源电压，且通过一第二开关耦接至所述负载电压，其中所述第一开关及所述第二开关由一二相不重叠时钟控制。

4.根据权利要求3所述的直流转直流转换装置，其中，所述N个开关单元中的一者还包含：

一门控时钟产生器，用以产生一门控时钟；及

一时钟产生器，用以由所述门控时钟产生所述二相不重叠时钟。

5.根据权利要求4所述的直流转直流转换装置，其中，所述N位元控制信号中的各位元被所述多个相位时钟的各时钟所同步。

6.根据权利要求4所述的直流转直流转换装置，其中，于所述二相不重叠时钟的一第一相位的期间，来自所述电源电压的一电荷通过所述第一开关对所述充电电容充电，且于所述二相不重叠时钟的一第二相位的期间，所述电荷通过所述第二开关分享给所述负载电压。

7.根据权利要求1所述的直流转直流转换装置，其中，所述控制器包含：

一比较器，比较所述参考电压与所述反馈电压，且输出一决策信号；

一低通滤波器，将所述决策信号过滤成一第一中间信号；

一四舍五入运算子，依据所述第一中间信号而产生一第二中间信号；

一编码器，用以将所述第二中间信号编码成一N位元原始控制信号；及

一元件匹配电路，用以将所述N位元原始控制信号映射成所述N位元控制信号。

8.根据权利要求7所述的直流转直流转换装置，其中，所述低通滤波器包含一积分器。

9.根据权利要求7所述的直流转直流转换装置，其中，所述元件匹配电路的映射为动态的。

10.根据权利要求1所述的直流转直流转换装置位于一单芯片。

11.一种直流转直流转换方法，包含：

利用一开关电容电路接收一电源电压以及包含多个时钟相位的多个相位时钟并输出一负载电压；

以一负载电容保持所述负载电压；

由所述负载电压分压得到一反馈电压，以致使所述反馈电压与所述负载电压成比例；及

通过所述反馈电压与参考电压的比较而更新N位元控制信号，其中N是大于1的整数。

12.根据权利要求11所述的直流转直流转换方法，其中，由所述负载电压分压得到所述反馈电压的步骤包含使用一电阻性分压器。

13.根据权利要求11所述的直流转直流转换方法，其中，更新所述N位元控制信号的步骤包含：

比较所述反馈电压与所述参考电压而输出一决策信号；

将所述决策信号低通滤波成一第一中间信号；

将所述第一中间信号进行四舍五入运算以输出一第二中间信号；

将所述第二中间信号编码成一N位元原始控制信号；及

依照一元件匹配电路的映射将所述N位元原始控制信号映射成所述N位元控制信号。

14.根据权利要求13所述的直流转直流转换方法，其中，所述元件匹配电路的映射是动态的。

15.根据权利要求11所述的直流转直流转换方法，其中，所述开关电容电路包含N个开关单元，所述N个开关单元中的每一者包含一充电电容，所述充电电容通过一第一开关耦接至所述电源电压且通过一第二开关耦接至所述负载电压，其中所述第一开关及所述第二开关由一二相不重叠时钟控制。

16.根据权利要求15所述的直流转直流转换方法，其中，于所述二相不重叠时钟的一第一相位的期间，来自所述电源电压的电荷通过所述第一开关对所述充电电容，且于所述二相不重叠时钟的一第二相位的期间，所述电荷通过所述第二开关分享给所述负载电压。