CN109217681A - 一种双向谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了本一种双向谐振变换器，包括输入源、逆变器、附加电感、谐振电路、变压器、整流电路、滤波电容和负载；所述逆变器为全桥逆变器，由第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管构成；所述谐振电路由谐振电容、谐振电感、陷波器电容、陷波器电感、主电感构成；所述变压器包括原边绕组和副边绕组；所述整流电路为全桥整流电路，由第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管构成；该双向变换器正向反向运行时结构对称，工作原理相同，容易实现软开关。

Description

一种双向谐振变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其涉及到一种双向谐振变换器，尤其属于隔离型直流-直流电能变换技术领域。

背景技术

随着时代进步和科技的发展，双向DC-DC变换器在新能源、航天航空、交通、通讯以及工业控制等领域得到了广泛应用。隔离型变换器有双向反激、双向正激、双向推挽、双向半桥和双向全桥变换器五种类型。

双向正激变换器工作原理简单，其控制和驱动电路易于设计，适用于中小功率场合，但所用的变压器处于单向励磁状态，利用率较低。双向反激变换器具有电气隔离、拓扑结构简单、成本低、双向传输等优点，适合于小功率场合。双向推挽变换器的变压器也存在漏感，功率管承受较大的电压和电流应力，不适用在环境恶劣的高压场所，但其功率等级较双向反激变换器高一些。双向半桥变换器拓扑结构简单，所需元器件较少，适用于中小功率场合，但不适用于调压范围较大的应用场合。双向全桥变换器功率器件的电压、电流应力较小，适用于功率等级较高的场合。

已经研究出的双向全桥变换器中，DAB变换器存在的问题有：输入、输出电压不匹配时会产生较大的环流，随着负载的减轻ZVS的实现范围变小，开关管关断电流较大，这些都会增加损耗从而降低效率。与DAB变换器相比，双向串联谐振变换器增加了一个电容而与电感形成了串联谐振网络，可通过谐振电流的自然下降过零来实现ZCS，串联的谐振电容可以起到隔直作用，并有效减小变压器的电流畸变，有效降低涡轮损耗。将LLC谐振变换器输出侧的整流二极管用功率器件MOSFET代替,可实现双向运行。双向LLC变换器正向运行时，与LLC谐振变换器的工作原理与工作特性完全相同；而当其反向运行时，只是类似于传统的全桥变换器，增益小于等于1，且只有在重载时才能实现ZVS。

发明内容

针对上述技术问题，本发明的目的在于提供一种双向谐振变换器。

为实现上述目的，本发明是根据以下技术方案实现的：

一种双向谐振变换器，其特征在于，包括：输入源V_in、逆变器、附加电感L_m2、谐振电路、变压器、整流电路、滤波电容C_o和负载R_o；所述逆变器为全桥逆变器，由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄构成；所述谐振电路由谐振电容C_r、谐振电感L_r、陷波器电容C_p、陷波器电感L_p、主电感L_m1构成；所述变压器T包括原边绕组N_p和副边绕组N_s；所述整流电路为全桥整流电路，由第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈构成；

所述输入源V_in的正极与第一开关管S₁的漏极和第三开关管S₃的漏极相连，第一开关管S₁的源极连于第二开关管S₂的漏极、附加电感L_m2的一端、谐振电容C_r的一端和陷波器电容C_p的一端，谐振电容C_r的另一端连于陷波器电感L_p，陷波器电感L_p的另一端连于陷波器电容C_p的另一端、主电感L_m1的一端及变压器T原边绕组N_p的同名端，主电感L_m1的另一端连于变压器T原边绕组N_p的非同名端及谐振电感L_r的一端，谐振电感L_r的另一端连于附加电感L_m2的另一端、第三开关管S₃的源极及第四开关管S₄的漏极，第四开关管S₄的源极连于第二开关管S₂的源极和输入源V_in的负极；

所述变压器T副边绕组N_s同名端连于第七开关管S₇的源极和第八开关管S₈的漏极，第五开关管S₅的漏极连于第七开关管S₇的漏极、输出滤波电容C_o的一端和负载R_o的一端，变压器T副边绕组N_s非同名端连于第五开关管S₅的源极和第六开关管S₆的漏极，第六开关管S₆的源极连于第八开关管S₈的源极、输出滤波电容C_o的另一端和负载R_o的另一端。

可选地，所述主电感L_m1由变压器T的激磁电感代替。

可选地，所述谐振电感L_r部分或全部由变压器T的漏感代替。

本发明与现有技术相比，具有如下优点：

(1)变换器的结构在正反向运行时完全对称，控制方式和运行原理也相同；

(2)所有开关器件的电压都直接由输入电压或输出电压钳位，开关器件电压应力低；

(3)变压器漏感得到有效利用，不存在漏感引起的环流或电压尖峰问题；

(4)变换器可利用三次谐波传递功率，对能量的利用率高；

(5)变换器能实现的增益范围宽，能在较小开关频率下实现增益为零，双向均能实现增压和降压。

(6)附加电感L_m2在正向运行时不参与谐振，只用来帮原边实现软开关；主电感L_m1在反向运行时不参与谐振，只用来帮副边实现软开关。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它附图。

图1是本发明双向谐振变换器的电路原理图；

图2是本发明双向谐振变换器工作在开关频率小于谐振频率时的主要波形图；

图3是本发明双向谐振变换器工作在开关频率大于谐振频率时的主要波形图；

图4(a)-图4(c)是本发明双向谐振变换器工作在开关频率小于谐振频率时在各开关模态的等效电路图；

图5(a)-图5(c)是本发明双向谐振变换器工作在开关频率大于谐振频率时在各开关模态的等效电路图；

图6是本发明双向谐振变换器的增益曲线图；

图7是本发明双向谐振变换器实施例1正向工作在117kHz开关频率时的工作波形图；

图8是本发明双向谐振变换器实施例1正向工作在60kHz开关频率时的工作波形图

图9是本发明双向谐振变换器实施例1反向工作在114kHz的工作波形图；

以上附图中的符号名称：V_in为输入源；S₁、S₂、S₃、S₄分别为第一、第二、第三、第四开关管；附加电感L_m2为附加电感；C_r为谐振电容；L_r为谐振电感；C_p为陷波器电容；L_p为陷波器电感；L_m1为主电感；T为变压器；S₅、S₆、S₇、S₈分别为第五、第六、第七、第八开关管；C_o为输出滤波电容；R_o为负载；N_p和N_s分别为变压器T的原边绕组和副边绕组；V_o为输出电压；V_m2为附加电感L_m2两端的电压；i_m1为主电感L_m1的电流；i_m2为附加电感L_m2的电流；i_p为原边电流；i_s为副边电流；i_s7为流过S₇的电流；V₁为开关管S₁两端电压；t₀、t₁、t₂、t₃、t₄、t₅、t₆、t₇、t₈为时间。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定开关管、驱动方式之类的细节，以便透彻理解本发明。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些细节的其它实施例中也可以实现本发明。

下面结合附图对本发明进行详细说明。

一种双向谐振变换器，包括输入源V_in、逆变器、附加电感L_m2、谐振电路、变压器、整流电路、滤波电容C_o和负载R_o；所述逆变器为全桥逆变器，由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄构成；所述谐振电路由谐振电容C_r、谐振电感L_r、陷波器电容C_p、陷波器电感L_p、主电感L_m1构成；所述变压器T包括原边绕组N_p和副边绕组N_s；所述整流电路为全桥整流电路，由第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈构成；

所述输入源V_in的正极与第一开关管S₁的漏极和第三开关管S₃的漏极相连，第一开关管S₁的源极连于第二开关管S₂的漏极、附加电感L_m2的一端、谐振电容C_r的一端和陷波器电容C_p的一端，谐振电容C_r的另一端连于陷波器电感L_p，陷波器电感L_p的另一端连于陷波器电容C_p的另一端、主电感L_m1的一端及变压器T原边绕组N_p的同名端，主电感L_m1的另一端连于变压器T原边绕组N_p的非同名端及谐振电感L_r的一端，谐振电感L_r的另一端连于附加电感L_m2的另一端、第三开关管S₃的源极及第四开关管S₄的漏极，第四开关管S₄的源极连于第二开关管S₂的源极和输入源V_in的负极；

所述变压器T副边绕组N_s同名端连于第七开关管S₇的源极和第八开关管S₈的漏极，第五开关管S₅的漏极连于第七开关管S₇的漏极、输出滤波电容C_o的一端和负载R_o的一端，变压器T副边绕组N_s非同名端连于第五开关管S₅的源极和第六开关管S₆的漏极，第六开关管S₆的源极连于第八开关管S₈的源极、输出滤波电容C_o的另一端和负载R_o的另一端。

可选地，所述主电感L_m1由变压器T的激磁电感代替。

可选地，所述谐振电感L_r部分或全部由变压器T的漏感代替。

本发明所述多元件谐振变换器正反向运行时结构对称，控制方式和工作原理相同，采用以下控制方案：

所述第一、第二、第三、第四开关管S₁、S₂、S₃、S₄的开关频率相等，第一开关管S₁、第三开关管S₃的开关信号分别与第二开关管S₂、第四开关管S₄的开关信号互补，且占空比均为0.5，在具体实施时，第一开关管S₁与第二开关管S₂的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通，第三开关管S₃与第四开关管S₄的开关信号之间必须设置合理的死区时间以避免发生桥臂直通，第五、第六、第七、第八开关管S₅、S₆、S₇、S₈与第一、第二、第三、第四开关管S₁、S₂、S₃、S₄的开关频率相同。

开关频率小于谐振频率时，采用同步非等宽的控制方式，第五、第六、第七、第八开关管S₅、S₆、S₇、S₈在半个开关周期的导通时间固定为二分之一谐振周期，第一、第二、第三、第四开关管S₁、S₂、S₃、S₄以50％占空比工作。

在开关频率大于谐振频率时，采用同步等宽的控制方式，即原边开关管与副边对应开关管的驱动信号完全同步，且脉冲宽度相同，均为50％占空比。第一开关管S₁与第四开关管S₄、第六开关管S₆、第七开关管S₇开关频率同时导通，同时关断，第二开关管S₂与第三开关管S₃、第五开关管S₅、第八开关管S₈同时导通，同时关断，通过调节开关频率调节输出电压。

在分析前做如下假设：(1)变换器处于稳定运行状态；(2)所有电感、电容及变压器均为理想元件；(3)滤波电容足够大，忽略输出电压纹波。

附图2是本发明双向谐振变换器工作在开关频率小于谐振频率时的主要波形图。开关频率小于谐振频率时，所述变换器在半个开关周期中共有3种工作模态，正向运行时其各开关模态工作情况描述如下。

模态I(t₀～t₁)：t₀时刻开通开关管S₁、S₄，在此之前，S₁、S₄的寄生电容放电完毕，其体二极管导通续流，因此S₁、S₄能实现ZVS。原边L_r，C_r，L_p和C_p谐振，谐振电流i_p上升，始终大于励磁电感电流i_m1，二次侧S₆、S₇开通，原边向副边传递能量。L_m1上的电压被输出电压箝位，i_m1线性增加，参见附图4(a)。

模态II(t₁～t₂)：t₁时刻谐振电流i_p与励磁电流i_m1相等，副边电流降为零，此时关断S₆、S₇，不存在反向恢复过程，S₆、S₇实现了ZCS。在这个阶段L_r，C_r，L_p，C_p和L_m1共同谐振。因为L_m1很大，谐振电流i_p的变化速率很慢，近似认为保持不变，参见附图4(b)。

模态III(t₂～t₃)：t₂时刻，S₁、S₄关断。一次侧电流给S₁、S₄的寄生电容充电，同时将S₂、S₃的寄生电容放电至0。充放电完成后，开关管的寄生电容充放电完毕，A、B两点的电压为-V_in，原边S₂、S₃的体二极管导通续流，副边S₅、S₈变换器的体二极管导通续流，变换器进入到下半周期运行，参见附图4(c)。

附图3是本发明双向谐振变换器工作在开关频率大于谐振频率时的主要波形图。开关频率大于谐振频率时，所述变换器在半个开关周期中共有3种工作模态，正向运行时其各开关模态工作情况描述如下。

模态I(t₀～t₁)：t₀时刻开通开关管S₁、S₄、S₆、S₇，在此之前，S₁、S₄、S₆、S₇的寄生电容放电完毕，其体二极管导通续流，因此能实现ZVS。原边L_r，C_r，L_p和C_p谐振，谐振电流i_p上升，始终大于励磁电感电流i_m1，原边向副边传递能量。L_m1上的电压被输出电压箝位，i_m1线性增加，参见附图5(a)。

模态II(t₁～t₂)：t₁时刻，S₁、S₄关断。一次侧电流将S₁、S₄的寄生电容充电至电压为V_in，同时将S₂、S₃的寄生电容放电至0。二次侧电流将S₆、S₇的寄生电容充电至电压为V_in，同时将S₅、S₈的寄生电容放电至0。充放电完成后S₂、S₃、S₆、S₇的体二极管导通续流。谐振电流i_p下降，始终大于励磁电流i_m1，参见附图5(b)。

模态III(t₂～t₃)：t₂时刻，谐振电流i_p下降至与励磁电流i_m1相等，此后谐振电流i_p继续下降，谐振电流小于励磁电流i_m1，副边电流i_s反向，L_m1上的电压被负的输出电压箝位，i_m1开始线性下降，C、D两点的电压为-V_o，副边S₅、S₈变换器的体二极管导通续流，参见附图5(c)。

t₃时刻开通S₂、S₃，变换器进入到下半周期运行。

实施例1

本实施例双向谐振变换器包括输入源V_in、逆变器、附加电感L_m2、谐振电路、变压器、整流电路、滤波电容C_o和负载R_o；所述逆变器为全桥逆变器，由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄构成；所述谐振电路由谐振电容C_r、谐振电感L_r、陷波器电容C_p、陷波器电感L_p、主电感L_m1构成；所述变压器T包括原边绕组N_p和副边绕组N_s；所述整流电路为全桥整流电路，由第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈构成。

本实施例中主电感L_m1由变压器T的激磁电感代替。谐振电感L_r部分或全部由变压器T的漏感代替。相关参数是：正向运行时，V_in＝400V，反向运行时，V_in＝350V，谐振电容C_r＝55.9nF、谐振电感L_r＝12.59uH、陷波器电容C_p＝33.54nF、陷波器电感L_p＝30.21uH、主电感L_m1＝179.8uH、N_p/N_s＝1.2,谐振电容C_r、谐振电感L_r、陷波器电容C_p、陷波器电感L_p发生谐振的频率为100kHz。图6是本发明双向谐振变换器的增益曲线图。

图7为本实施例双向谐振变换器开关频率为60kHz正向运行时的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，输出电压为454V。

图8为本实施例双向谐振变换器开关频率为117kHz正向运行时的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，输出电压有效值为300V。

图9为本实施例双向谐振变换器开关频率为114kHz反向运行时的工作波形，可以看出谐振电流波形呈马鞍波，输出电压有效值为400V。

通过实施例可知，本申请存在的有益效果是：(1)变换器的结构在正反向运行时完全对称，控制方式和运行原理也相同。(2)所有开关器件的电压都直接由输入电压或输出电压钳位，开关器件电压应力低。(3)变压器漏感得到有效利用，不存在漏感引起的环流或电压尖峰问题。(4)变换器可利用三次谐波传递功率，对能量的利用率高。(5)变换器能实现的增益范围宽，能在较小开关频率下实现增益为零。(6)附加电感L_m2在正向运行时不参与谐振，可以帮原边实现软开关；主电感L_m1在反向运行时不参与谐振，可以帮副边实现软开关。(7)S₆、S₇与S₁、S₄同时导通，同时关断，S₅、S₈与S₂、S₃、同时导通，同时关断，副边电流流过MOS管而不是其体二极管，导通损耗小。

虽然，上文中已经用一般性说明及具体实施例对本发明作了详尽的描述，但在本发明基础上，可以对之作一些修改或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。因此，在不偏离本发明精神的基础上所做的这些修改或改进，均属于本发明要求保护的范围。

Claims (3)

1.一种双向谐振变换器，其特征在于，包括：输入源V_in、逆变器、附加电感L_m2、谐振电路、变压器、整流电路、滤波电容C_o和负载R_o；所述逆变器为全桥逆变器，由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄构成；所述谐振电路由谐振电容C_r、谐振电感L_r、陷波器电容C_p、陷波器电感L_p、主电感L_m1构成；所述变压器T包括原边绕组N_p和副边绕组N_s；所述整流电路为全桥整流电路，由第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇、第八开关管S₈构成；

所述输入源V_in的正极与第一开关管S₁的漏极和第三开关管S₃的漏极相连，第一开关管S₁的源极连于第二开关管S₂的漏极、附加电感L_m2的一端、谐振电容C_r的一端和陷波器电容C_p的一端，谐振电容C_r的另一端连于陷波器电感L_p，陷波器电感L_p的另一端连于陷波器电容C_p的另一端、主电感L_m1的一端及变压器T原边绕组N_p的同名端，主电感L_m1的另一端连于变压器T原边绕组N_p的非同名端及谐振电感L_r的一端，谐振电感L_r的另一端连于附加电感L_m2的另一端、第三开关管S₃的源极及第四开关管S₄的漏极，第四开关管S₄的源极连于第二开关管S₂的源极和输入源V_in的负极；

所述变压器T副边绕组N_s同名端连于第七开关管S₇的源极和第八开关管S₈的漏极，第五开关管S₅的漏极连于第七开关管S₇的漏极、输出滤波电容C_o的一端和负载R_o的一端，变压器T副边绕组N_s非同名端连于第五开关管S₅的源极和第六开关管S₆的漏极，第六开关管S₆的源极连于第八开关管S₈的源极、输出滤波电容C_o的另一端和负载R_o的另一端。

2.根据权利要求1所述双向谐振变换器，其特征在于，所述主电感L_m1由变压器T的激磁电感代替。

3.根据权利要求1的双向谐振变换器，其特征在于，所述谐振电感L_r部分或全部由变压器T的漏感代替。