CN102282755B - 电动机驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机驱动装置，基于从运转切换部(11)输出的第一或第二波形信号驱动无刷DC电动机(4)，该运转切换部(11)进行切换以使在判定为转子(4a)的速度比规定速度低的情况下输出第一波形发生部(6)的第一波形信号，在判定为转子(4a)的速度比规定速度高的情况下输出第二波形发生部(10)的第二波形信号。由此，即使在高速/高负载下也能够使驱动稳定，扩大驱动范围。

Description

电动机驱动装置

技术领域

本发明涉及驱动无刷DC电动机的电动机驱动装置和使用该电动机驱动装置的电设备。 

背景技术

现有的电动机驱动装置，例如专利文献1所公开的那样，根据电流值或驱动速度切换为速度反馈驱动或速度开环驱动的任一种来驱动电动机。图16表示专利文献1记载的现有的电动机驱动装置。 

图16中，直流电源201向逆变器202输入直流电。逆变器202通过三相桥接6个开关元件而构成。逆变器202将输入的直流电转换为规定的频率的交流电，输入到无刷DC电动机203。 

位置检测部204基于逆变器202的输出端子的电压取得通过无刷DC电动机203的旋转产生的感应电压的信息。基于该信息，位置检测部204检测出无刷DC电动机203的转子203a的相对位置。控制电路205将从位置检测部204输出的信号作为输入，产生逆变器202的开关元件的驱动信号。 

位置运算部206基于位置检测部204的信号运算无刷DC电动机203的转子203a的磁极位置的信息。自控驱动部207和他控驱动部210一起输出表示切换在无刷DC电动机203的三相绕组流过的电流的时刻(timing，定时)的信号。这些定时信号是用于驱动无刷DC电动机203的信号。自控驱动部207输出的这些定时信号通过反馈控制驱动无刷DC电动机203，是基于从位置运算部206得到的转子203a的磁极位置和速度指令部213得到的信号。另一方面，他控驱动部210输出的这些定时信号通过开环控制驱动无刷DC电动机203，是基于速度指令部213得到的信号。选择部211选择从自控驱动部207输入的信号，或从他控驱动部210输入的这些定时信号的任一个输出。即，选择部211选择是通过自控驱动部207来驱动无刷DC电动机203，还是通过他控驱动部210来驱动。驱动控制部212基于从选择部211输出的信号，输出逆变器202的开关元件的驱动信号。 

上述现有电动机驱动装置在高速驱动或高负载驱动无刷DC电动机203的情况下，从反馈控制的自动驱动切换为开环控制的被动驱动。由此，无刷DC电动机203的驱动范围从低速下的驱动扩大到高速下的驱动，或从低负载下的驱动扩大到高负载下的驱动。 

但是，上述现有的结构中，在高速或高负载(以下，记为高速/高负载)下的驱动的情况，通过开环控制驱动无刷DC电动机203。因此，在负载小的情况下能够得到稳定的驱动性能，但是，在负载大的情况下，具有驱动状态不稳定的问题。 

专利文献1：日本特开2003-219681号公报 

发明内容

本发明解决上述现有问题，即使在高速/高负载驱动无刷DC电动机的情况下，通过得到稳定的驱动性能，也能够扩大驱动范围。由此，提供一种抑制外因引起的不稳定状态，可靠性高的电动机驱动装置。 

本发明的电动机驱动装置是驱动包括转子和具有三相绕组的定子的无刷DC电动机的电动机驱动装置。另外，本发明具有向三相绕组供给电力的逆变器和输出导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号的第一波形发生部。另外，本发明具有检测检测在无刷DC电动机流动的电流的相位的电流相位检测部和固定占空比只使频率改变地设定频率的频率设定部。另外，本发明具有第二波形发生部，其输出与流过无刷DC电动机的电流的相位具有规定的相位关系，且具有由频率设定部设定的频率，且导电角为120度以上不足180度的波形的第二波形信号。另外，本发明具有运转切换部，其进行切换以使在判定为转子的速度比规定速度低的情况下输出第一波形信号，在判定为转子的速度比规定速度高的情况下输出第二波形信号。另外，本发明具有驱动部，其基于从运转切换部输出的第一或第二波形信号，将指示逆变器向三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出到逆变器。 

根据这种结构，无刷DC电动机在速度低的情况下，进行基于导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号的驱动。另一方面，无刷DC电动机在速度高的情况下，进行与电流的相位和规定的相位关系和频率相应的，导电角为120度以上不足180度的波形的第二波形信号的驱动。 

因此，本发明的电动机驱动装置即使在高速/高负载的驱动下，驱动也稳定，能够扩大驱动范围。由此，能够提供一种抑制外因引起的不稳定状态的，可靠性高的电动机驱动装置。 

附图说明

图1是本发明实施方式1的电动机驱动装置的框图。 

图2是同实施方式的电动机驱动装置的时间图。 

图3是对同实施方式的电动机驱动装置的最佳导电角进行说明的图。 

图4是同实施方式的电动机驱动装置的另一时间图。 

图5是表示同实施方式的无刷DC电动机的同步驱动时的转矩与相位的关系的图。 

图6是对同实施方式的无刷DC电动机的相电流与端子电压的相位关系进行说明的图。 

图7A是对同实施方式的无刷DC电动机的相位关系进行说明的图。 

图7B是对同实施方式的无刷DC电动机的另一相位关系进行说明的图。 

图7C是表示同实施方式的无刷DC电动机的波形的图。 

图8是表示同实施方式的电动机驱动装置的第二波形发生部的动作的流程图。 

图9是表示同实施方式的无刷DC电动机的转速与占空比的关系的图。 

图10是同实施方式的无刷DC电动机的重要部位截面图。 

图11是本发明实施方式2的电动机驱动装置的框图。 

图12是表示同实施方式的电动机驱动装置的波形的图。 

图13是表示同实施方式的电动机驱动装置的动作的流程图。 

图14是表示同实施方式的电动机驱动装置的U相端子电压波形的图。 

图15是使用了本发明实施方式3的电动机驱动装置的电设备的框图。 

图16是现有电动机驱动装置的框图。 

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。 

(实施方式1) 

图1是本发明实施方式1的电动机驱动装置的框图。图1中，交流电源1是一般的市用电源，在日本是有效值100V的50或60Hz的电源。电动机驱动装置23连接于交流电源1，驱动无刷DC电动机4。下面，对电动机驱动装置23进行说明。 

整流平滑电路2以交流电源1作为输入将交流电整流平滑为直流电，其由桥接的4个整流二极管2a～2d和平滑电容器2e、2f构成。在本实施方式中，整流平滑电路2由倍压整流电路构成，但也可以由全波整流电路构成。而且，本实施方式中，交流电源1是单相交流电源，但在交流电源1为三相交流电源的情况下，整流平滑电路2也可以由三相整流平滑电路构成。 

逆变器3将来自整流平滑电路2的直流电转换为交流电。逆变器3将6个开关元件3a～3f进行三相桥接而构成。另外，回流电流用二极管3g～3l沿逆方向连接于各开关元件3a～3f。 

无刷DC电动机4由具有永久磁铁的转子4a和具有三相绕组的定子4b构成。无刷DC电动机4通过由逆变器3产生的三相交流电流在定子4b的三相绕组中流动，使转子4a旋转。 

位置检测部5检测无刷DC电动机4的转子4a的磁极相对位置。在本实施方式中，位置检测部5基于定子4b的三相绕组发生的感应电压，检测转子4a的相对旋转位置。具体而言，在与三相绕组中某绕组 连接的上下开关元件(例如，开关元件3a、3b)切断(OFF)的情况下，通过转子4a的旋转，取得定子4b的绕组中发生的感应电压的零交叉(Zero Cross)位置。例如，将对应于该绕组的相的逆变器3的输出端子的电压和逆变器3的输入电压即整流平滑电路2的输出电压的1/2进行比较，取得大小关系反转的点作为零交叉位置。另外，作为另外的位置检测方法，可以列举对无刷DC电动机4的电流的检测结果进行向量运算，推定磁极位置的方法。 

第一波形发生部6生成用于驱动逆变器3的开关元件3a～3f的第一波形信号。第一波形信号是导电角为120度以上150度以下的矩形波的信号。为了平滑地驱动具有三相绕组的无刷DC电动机4，需要导电角在120度以上。另一方面，位置检测部5为了基于感应电压检测位置，作为开关元件的接通(ON)与切断(OFF)的间隔需要30度以上的间隔。因此，导电角将从180度减去30度得到的150度作为上限。另外，第一波形信号只要是以矩形波为基准的波形即可。例如为使波形的上升沿/下降沿具有倾斜的梯形波。 

第一波形发生部6可以基于由位置检测部5检测到的转子4a的位置信息生成第一波形信号。第一波形发生部6还为了将转速保持一定，进行脉宽调制(PWM)占空比控制。由此，以基于旋转位置的最佳占空比，效率良好地驱动无刷DC电动机4。 

速度检测部7基于位置检测部5检测到的位置信息，检测无刷DC电动机4的速度(即，旋转速度)。例如，通过测量以固定周期发生的来自位置检测部5的信号，能够简单地进行检测。频率设定部8固定占空比仅使频率变化来设定频率。 

第二波形发生部基于来自频率设定部8的频率生成用于驱动逆变器3的开关元件3a～3f的第二波形信号。第二波形信号是导电角为120度以上不足180度的矩形波信号。与第一波形发生部6同样，无刷DC电动机4由于具有三相绕组，所以导电角需要在120度以上。另一方面，在第二波形发生部10中，由于不需要开关元件的接通与切断的间隔，所以取上限为不足180度。考虑位置检测部5检测零交叉(Zero Cross)，适当地设置切断时间。例如，可以在检测零交叉后设置导电角 5度的量的切断时间。另外，第二波形信号只要是基于矩形波的波形即可。例如，可以为正弦波或畸变波。另外，本实施方式中，占空比为最大或接近最大的状态(90～100％的固定的占空比)。 

运转切换部11判定转子4a的旋转速度相对于规定速度是低速还是高速，将输入到驱动部12的波形信号切换到第一波形信号或第二波形信号。在速度低的情况下选择第一波形信号输出，在速度高的情况下选择第二波形信号输出。 

在此，转速低或高的判定能够基于速度检测部7检测到的实际的速度来进行。此外，速度低或高的判定也能够基于设定转速和占空比来进行。例如，由于占空比最大(一般为100％)时速度最高，所以运转切换部11将波形信号切换到第二波形信号。 

另外，在基于第二波形信号的驱动中，在第一波形信号的占空比超过规定的基准值的情况下，运转切换部11判定为旋转速度高，将向驱动部12输出从第一波形信号切换到第二波形信号。另一方面，在基于第二波形信号的驱动中，目标转速下降时，频率设定部8保持占空比不变，使设定频率下降。之后，当能够进行位置检测部5的位置检测时，运转切换部11将向驱动部12的输出从第二波形信号切换到第一波形信号。即，无刷DC电动机4从基于第二波形信号的驱动切换到基于以位置检测部5的位置信息为基础的第一波形信号的驱动。由此，第一波形信号的驱动和第二波形信号的驱动之间的移动得以平稳地进行。因此，能够从第二波形信号的驱动移至第一波形信号的驱动，即位置检测反馈控制实现的高效率的驱动。 

驱动部12基于从运转切换部11输出的波形信号，将指示逆变器3向无刷DC电动机4的三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出。具体而言，驱动信号使逆变器3的开关元件3a～3f接通或断开(以下记作接通/断开)。由此，对定子4b施加最佳的交流电，使转子4a旋转，驱动无刷DC电动机4。 

电流检测部13检测在无刷DC电动机4流动的电流的瞬时值。电流相位检测部14检测无刷DC电动机4的电流的相位。在本实施方式中，电流相位检测部14将来自电流检测部13的输出输入到比较器(未 图示)，通过检测零交叉时刻，检测电流相位。另外，电流检测部13由电流传感器(未图示)构成。电流传感器能够使用直流电流传感器、交流电流传感器、电阻值非常小的固定电阻器等电流检测器。 

另外，作为检测电流相位的另一方法，有对由电流检测部13检测到的电流以规定的取样周期(例如，载波周期)进行模拟/数字(A/D)转换的方法。即，电流相位检测部能够从A/D转换的结果，基于最大值、最小值、电流零点等，检测电流相位。 

对如上构成的电动机驱动装置23，说明其动作。首先，对无刷DC电动机4的速度低的情况下(低速时)的动作进行说明。图2是本实施方式的电动机驱动装置23的时间图。特别是，图2是使低速时的逆变器3驱动的信号的时间图。使逆变器3驱动的信号是为了设置逆变器3的开关元件3a～3f为接通/切断而从驱动部12输出的驱动信号。在这种情况下，该驱动信号基于第一波形信号得到。第一波形信号基于位置检测部5的输出，从第一波形发生部6输出。 

图2中，信号U、V、W、X、Y、Z分别是用于使开关元件3a、3c、3e、3b、3d、3f接通/断开的驱动信号。例如，表示电压等的电平。波形Iu、Iv、Iw分别是定子4b的绕组的U相、V相、W相的电流的波形。在此，在低速时的驱动中，基于位置检测部5的信号，在每隔120度的区间内，依次进行换流。信号U、V、W进行PWM控制的占空比控制。另外，如图2所示，U相、V相、W相的电流波形即波形Iu、Iv、Iw为锯齿波波形，在这种情况下，基于位置检测部5的输出，在最佳的时刻进行换流。因此，无刷DC电动机4被高效地驱动。 

接着，使用图3对最佳的导电角进行说明。图3是说明本实施方式的电动机驱动装置23的最佳的导电角的图。特别是，图3表示低速时的导电角与效率的关系。图3中，线A表示电路效率，线B表示电动机效率，线C表示综合效率(电路效率A和电动机效率B之积)。如图3所示，当使导电角比120度大时，电动机效率B提高。这是因为，由于导电角变大，电动机的相电流的有效值降低(即功率因数提高)，伴随电动机的铜耗减少而使电动机效率B提高。但是，当设置导电角比120度大时，存在开关次数增加，开关损耗增加的情况。在这 样的情况下，电路效率A降低。根据该电路效率A与电动机效率B的关系，存在综合效率C最好的导电角。本实施方式中，130度是综合效率C最好的导电角。 

接着，对无刷DC电动机4的速度高的情况(高速时)的动作进行说明。图4是本实施方式的电动机驱动装置23的另一时间图。图4是高速时的使逆变器3驱动的驱动信号的时间图。在这种情况下，该驱动信号基于第二波形信号得到。第二波形信号基于频率设定部8的输出，从第二波形发生部10输出。 

图4的信号U、V、W、X、Y、Z和波形Iu、Iv、Iw与图2相同。各信号U、V、W、X、Y、Z基于频率设定部8的输出，输出规定频率进行换流。这种情况的导电角为120度以上不足180度。图4表示导电角为150度的情况。通过提高导电角，各相的电流的波形Iu、Iv、Iw拟似地接近正弦波。 

通过固定占空比地提高频率，旋转速度相比现有大幅提高。在提高了该旋转速度的状态下，作为同步电动机被驱动，伴随驱动频率的上升，电流也增大。在这种情况下，通过将导电角扩大至不足最大的180度，来抑制峰值电流。因此，无刷DC电动机4即使以更高电流驱动，也能与过电流保护无关地进行动作。 

在此，对由第二波形发生部10生成的第二波形信号进行说明。图5是表示同步驱动无刷DC电动机4的情况的，转矩与相位的关系的图。图5中，横轴表示电动机的转矩，纵轴表示以感应电压的相位为基准的相位差，其表示在相位为正的情况下，相对感应电压的相位提前。另外，表示同步驱动的稳定状态的图5的，线D1表示无刷DC电动机4的相电流的相位，线E1表示无刷DC电动机4的端子电压的相位。在此，由于相电流的相位比端子电压的相位提前，所以判定为通过同步驱动以高速驱动无刷DC电动机4。如从图5所示的相电流的相位和端子电压的相位的关系可明确，相对负载转矩，相电流的相位的变化小。另一方面，因为端子电压的相位直线变化，所以与负载转矩相应地，相电流和端子电压的相位差大致线性变化。 

像这样，在同步驱动中，无刷DC电动机4的驱动以对应于驱动 速度和负载的，适宜的相电流的相位与端子电压的相位的关系稳定。图6表示在这种情况下的端子电压的相位与相电流的相位的关系。特别是，图6是在d-q平面上表示负载的相电流的相位与端子电压的相位的关系的向量图。 

在同步驱动中，端子电压向量Vt在负载增加的情况下，一边大小大致保持一定，一边相位向提前方向推移。如果用图6进行说明，则端子电压向量Vt沿箭头F的方向旋转。另一方面，电流向量I在负载增加的情况下，一边相位大致保持一定，一边伴随负载的增加而大小发生变化(例如，伴随负载增加，电流增加)。如果用图6进行说明，则电流向量I沿箭头G的方向延伸。像这样，电压向量和电流向量根据驱动环境(输入电压、负载转矩、驱动速度等)以适宜的状态决定各向量的相位关系。 

在此，对以开环同步驱动无刷DC电动机4时的，某负载与速度的，相位的时间变化用图进行说明。图7A、图7B是用于对无刷DC电动机4的相位关系进行说明的图。图7A、图7B表示无刷DC电动机4的相电流的相位与端子电压的相位的关系。图7A、图7B中，横轴表示时间，纵轴表示以感应电压的相位为基准的相位(即，与感应电压的相位差)。两图中，线D2表示相电流的相位，线E2表示端子电压的相位，线H2表示相电流的相位与端子电压的相位的相位差。图7A表示低负载下的驱动状态，图7B表示高负载下的驱动状态。另外，由于根据与感应电压的相位之差，图7A、图7B都是相电流的相位比端子电压的相位提前，所以判断为无刷DC电动机4通过同步驱动进行非常高速的驱动。图7C是表示无刷DC电动机4的相电流的波形和端子电压的波形的图。图7中，线D3表示相电流的波形，线E3表示端子电压的波形。图7表示无刷DC电动机4被高速驱动的状态。即可知，相电流的相位比端子电压的相位提前。 

如图7A所示，在相对驱动速度负载小的情况下的同步驱动中，转子4a仅延迟相对换流与负载相称的角度的量。即，当从转子4a观察时，换流为提前相位，保持规定的关系。即，当从感应电压观察时，端子电压和相电流的相位为提前相位，保持规定的关系。因为这是与 弱磁通控制相同的状态，所以能够进行高速的驱动。 

另一方面，如图7B所示，在相对驱动速度负载大的情况下，通过使转子4a相对换流延迟而形成弱磁通状态，转子4a以与换流周期同步的方式进行加速。之后，通过转子4a的加速，根据端子电压的提前相位的减少，相电流减少，转子4a减速。反复该状态，转子4a反复进行该加速和减速。由此，其结果为驱动状态(驱动速度)不稳定。即，如图7B所示，相对以固定周期进行的换流，无刷DC电动机4的旋转发生变动。因此，在以感应电压的相位为基准的情况下，端子电压的相位变动。在这样的驱动状态下，无刷DC电动机4的旋转发生变动，随之产生波动音。另外，因为电流脉动，所以判断为过电流，产生停止无刷DC电动机4的可能性。 

因此，在开环同步驱动无刷DC电动机4的情况下，在负载小的状态下，无刷DC电动机4被稳定驱动，但是在负载大的状态下，产生如上所述的问题。即，在开环同步驱动无刷DC电动机4的情况下，不能进行高速/高负载下的驱动，不能扩大驱动范围。 

于是，本实施方式的电动机驱动装置23以将相电流的相位和端子电压的相位保持在图5所示的与负载相称的相位关系的状态下，驱动无刷DC电动机4。下面叙述保持这种相电流的相位与端子电压的相位的相位关系的方法。 

电动机驱动装置23检测端子电压的基准相位(即驱动信号的换流基准位置)和相电流的相位的基准点，并基于此对开环的同步驱动的换流时刻(固定周期的换流)进行修正，决定保持了相电流的相位与端子电压的相位的相位关系的换流时刻。具体而言，基于由电流检测部13检测到的电流，电流相位检测部14检测电流相位。以该电流相位为基准，决定端子电压的输出时刻。另外，电流相位相对于感应电压的相位保持规定的相位关系。因此，感应电压的相位即转子4a的位置和端子电压的相位以规定的关系稳定。第二波形发生部10将生成的第二波形信号向驱动部12输出。用图8的流程图对该第二波形发生部10的动作进行说明。 

首先，在步骤101，判断某开关元件是否为接通，即等待该开关元 件的接通时刻。本实施方式中，等待U相上侧的开关元件即逆变器3的开关元件3a的接通时刻。在开关元件3a为接通的情况下(步骤101的“是(Yes)”)，进入步骤102。在步骤102使计时用的定时器启动，进入步骤103。 

在步骤103中，计算步骤102中测量到的时间与到此为止的平均时间的差值，进入步骤104。在步骤104中，基于步骤103中计算所得的差值，对换流时刻的修正量进行运算，进入步骤105。 

在此，所谓换流时刻的修正，是指相对由频率设定部8设定的频率即基于指令速度的基本的换流周期，修正换流时刻。因此，在附加大的修正量的情况下，会引起过电流或失调(脱調，step out)。因此，在运算修正量时，在附加低通滤波器等的基础上进行运算，抑制换流时刻的急剧的变动。由此，即使在由噪声等影响而误检测出电流零交叉的情况下，对修正量的影响也变小，驱动的稳定性进一步提高。而且，因为修正量的运算中抑制了急剧的变化，所以使无刷DC电动机4加减速的换流时刻的变化也变得缓慢。因此，即使在指令速度大幅变更，频率设定部8的频率(换流周期)大幅改变的情况下，换流时刻的变化也变得缓慢，加减速变得平滑。 

具体而言，该换流时刻的修正是指使相电流的相位与端子电压相位的相位差总是接近平均时间。例如，如果由于负载变大而转子4a的旋转速度降低，则相电流的相位当以端子电压的相位为基准时向延迟方向移动。因此，相比从端子电压的基准相位到相电流的基准相位的平均时间，在步骤102计量的时间变长。在这种情况下，第二波形发生部10对换流时刻进行修正，以使换流时刻比基于旋转速度(转速)的换流周期的时刻延迟。即，因为由于相电流的相位延迟而测量时间增长，所以第二波形发生部10使换流时刻延迟并使端子电压的相位延迟，使与相电流的相位的相位差接近平均时间。 

反之，如果通过负载变小而转子4a的旋转速度提高，则相电流的相位当以端子电压的相位为基准时向提前方向移动。因此，相比从端子电压的基准相位到相电流的基准相位的平均时间，测量时间缩短。在这种情况下，第二波形发生部10对换流时刻进行修正，以暂时使设 置换流时刻比基于转速的换流周期的时刻快。即，因为通过相电流的相位变快而使测量时间变短，所以第二波形发生部10将换流时刻提前使端子电压的相位提前，使相电流的相位的相位差接近平均时间。 

进一步，第二波形发生部10将换流时刻的修正作为特定相(例如，只是U相上侧的开关元件)的任意时刻(例如，转子4a的一转一次)，其它相的换流以基于作为目标的转速的换流周期时序地(時間的に)进行。由此，根据负载最佳地保持相电流的相位与端子电压的相位的相位关系，保持无刷DC电动机4的驱动速度。 

然后，在步骤105，加上在步骤102测量的时间，更新平均时间，进入步骤106。在步骤106，相对基于在频率设定部8设定的频率(驱动速度)的开关元件的换流周期，通过附加修正量，决定换流时刻。 

即，通过对由频率设定部8设定的频率附加修正量，以电流相位为基准决定换流时刻，以使相电流的相位与端子电压的相位总是为平均相位差。因此，在负载变大的情况下，作为相电流的相位与换流时刻之差的相位差变小。与之相对地，相比作为修正的基准的平均时间变小、负载变大之前，以相位差变小的状态为基准驱动无刷DC电动机4。由此，通过以更大的提前角(进角)驱动无刷DC电动机4，提高弱磁效应，而使输出转矩增大，确保必要的输出转矩。 

反之，在负载变小的情况下，作为相电流的相位和换流时刻之差的相位差变大。与之相对地，相比作为修正的基准的平均时间变大、负载变小之前，以相位差变大的状态为基准驱动无刷DC电动机4。由此，通过以更小的提前角驱动无刷DC电动机4，降低弱磁效应，而使输出转矩减小，不输出必要以上的转矩。如上所述，确保必要的输出，并且进行没有多余的输出的驱动。 

另一方面，在步骤101，在某开关元件(本实施方式中，开关元件3a)未接通的情况(步骤101的“否”)下，进入步骤107。在步骤107，换流时刻的修正量取为0，进入步骤106。在这种情况下，由于修正量为0，所以在步骤106中，基于转速的换流周期的时刻被决定为下次的换流时刻。 

另外，本实施方式中，因为只在U相上侧的开关元件3a的接通时 刻进行换流周期的修正，所以对在电角1周期中1次的修正的情况进行说明。但是，只要考虑电动机驱动装置23的用途和无刷DC电动机4的惯性等设定修正的时刻即可。例如，也可以进行转子4a的1转1次的修正，或电角1周期中2次的修正、每次各开关元件接通的时刻的修正。 

接着，对运转切换部11的切换动作进行说明。图9是表示本实施方式的无刷DC电动机4的，转速与占空比的关系的图。图9中，在无刷DC电动机4的转速即转子4a的转速在50r/s以下的情况下，基于第一波形发生部6的第一波形信号，驱动无刷DC电动机4。通过反馈控制，根据转速将占空比调整为最高效的值。 

转速为50r/s且占空比为100％，基于第一波形发生部6的驱动不能在此以上旋转。即，达到界限。在该状态下，上限频率设定部13基于该50r/s，将其1.5倍即75r/s设定为上限频率(上限转速)。当超越频率设定部8设定的75r/s时，频率限制部9依照该上限频率75r/s，不输出在此以上的频率。另外，在转速50r/s到75r/s之间，固定占空比，只提高频率(即换流周期)，驱动无刷DC电动机4。 

接着，对本实施方式的无刷DC电动机4的构造进行说明。图10是本实施方式的无刷DC电动机4的转子的，表示相对旋转轴垂直截面的截面图。 

转子4a由铁心4g和4个磁铁4c～4f构成。铁心4g通过重叠将0.35～0.5mm程度的薄的硅钢板冲压的板而构成。磁铁4c～4f常用圆弧形状的铁酸盐类永久磁铁，如图所示，圆弧形状的凹部以朝向外方的方式中心对称配置。另一方面，作为磁铁4c～4f，在使用钕等稀土类永久磁铁的情况下，也存在平板形状的情况。 

这种构造的转子4a中，将从转子4a的中心朝向一个磁铁(例如，4f)的中央的轴设为d轴，将从转子4a的中心朝向一个磁铁(例如，4f)和与之邻接的磁铁(例如，4c)之间的轴设为q轴。d轴方向的电感Ld和q轴方向的电感Lq具有逆显极性(逆突極性)，是不同的。即，作为电动机，除了磁铁的磁通的转矩(磁铁转矩)以外，也能有效使用利用逆显极性的转矩(磁阻转矩)。因此，作为电动机，能够更有效 地利用转矩。其结果是，本实施方式能够得到高效的电动机。 

另外，在本实施方式的控制中，在进行频率设定部8和第二波形发生部10的驱动时，相电流为提前相位。因此，由于大为利用磁阻转矩，所以相比没有逆显极性的电动机，能够以更高的转速进行驱动。 

(实施方式2) 

图11是本发明实施方式2的电动机驱动装置的框图。另外，对与实施方式1中说明过的构成元件相同的构成元件用相同的符号进行说明。 

本实施方式的电动机驱动装置23利用位置检测部5检测定子4b的绕组的电流的相位(例如，零交叉点)。具体而言，根据逆变器3的端子电压，检测电流相位。电动机驱动装置23还具有对由第二波形发生部生成的第二波形信号进行修正的波形修正部9。输送到运转切换部11的第二波形信号经由波形修正部9修正，但此时，为了将无刷DC电动机4的驱动的异常防患于未然，进行保护控制。保护控制由保护部16进行。另外，在需要保护部16进行保护控制的情况下，设置有用于通知其异常的报知部17。 

本实施方式的位置检测部5基于随着无刷DC电动机4的旋转而发生的感应电压，检测转子4a的旋转相对位置。位置检测部5的电路结构与实施方式1的位置检测部5的电路结构相同。另外，本实施方式的位置检测部5在基于经由波形修正部9的第二波形信号即修正波形信号的驱动中，检测绕组电流为零的时刻。 

在此，考虑从逆变器3的某开关元件(例如3a)接通而在无刷DC电动机4的绕组流过电流的状态到开关元件3a切断的情况。绕组的电流经由与作为开关元件3a对应的相的上下相反侧的开关元件的开关元件3b反并联连接的二极管3h，将蓄积于绕组的能量释放。由于二极管3h接通而流过电流，所以在逆变器3的输出端子电压产生峰值电压。另外，在二极管3h的电流为零的情况下，峰值电压消失。因此，峰值电压消失的时刻为无刷DC电动机4的绕组电流变为零的时刻。 

图12是表示驱动本实施方式的逆变器3的U相的开关元件3a、3b的信号和绕组电流及端子电压的波形的图。图12中，信号S1为逆 变器3的开关元件3a的驱动信号，信号S2为逆变器3的开关元件3b的驱动信号。另外，在这些驱动信号为高电平的情况下，该开关元件接通。波形D4为无刷DC电动机4的定子4b的U相绕组的电流波形。波形E4为逆变器3的U相输出端子的电压波形。波形L为输出了位置检测部5检测到的结果的波形。峰值波形P和Q是开关元件3a、3b切断时发生的峰值电压。具体而言，峰值波形P在开关元件3a切断的情况下，通过二极管3h接通而发生。峰值波形Q在开关元件3b切断的情况下，通过二极管3g接通而发生。 

位置检测部5将逆变器3的输出端子的电压和基准电压(例如，逆变器3的输入电压的1/2)进行比较，在端子电压比基准电压高的情况下，输出高电平信号，在低的情况下，输出低电平信号。因此，如图12的波形L所示，位置检测部5的输出信号根据峰值电压(峰值波形P、Q)改变输出。 

在对无刷DC电动机4进行基于不用位置检测的第一波形信号的驱动的情况下，忽略峰值电压。另一方面，在对无刷DC电动机4基于经由本实施方式的波形修正部9的第二波形信号，即修正波形信号进行驱动的情况下，位置检测部5以该峰值电压消失的时刻为绕组电流的零点相位来检测电流相位。 

电流电压状态检测部15基于位置检测部5的输出信号和从第二波形发生部10输出的第二波形信号，检测在无刷DC电动机4流动的电流和端子电压的状态。所谓在无刷DC电动机4流动的电流和端子电压的状态，是指例如相电流和端子电压的相位差。此外，在无刷DC电动机4流动的相电流和端子电压的状态是指零交叉等特定条件的时间差。另外，简便检测的方法不是取得端子电压本身的方法，而是基于与端子电压大致一致的，驱动部12输出的驱动信号进行检测的方法。 

在本实施方式中，将电流的零交叉和驱动信号的上升沿的时间差作为电流电压状态进行检测。因此，电流电压状态检测部15通过取得位置检测部5的输出信号的峰值电压消失的时刻，识别电流的零交叉点。具体而言，电流电压状态检测部15在该相的上下双方的开关元件切断的情况下，取得位置检测信号的输出反转的时刻。 

另外，如上所述，位置检测部5进行逆变器3的输出端子的电压比基准值(例如，逆变器3的输入电压的1/2)高还是低的判断。因此，能够采用与实施方式1中说明的无刷DC电动机4的感应电压的零交叉点检测相同的结构、相同的方法。 

保护部16将电流电压状态检测部15检测到的来自位置检测部5的无刷DC电动机4的电流零交叉的时刻和在电流零交叉之后立即上升的同相的驱动信号的时间的时间差，与预先设定的时间进行比较。在该时间差小于所设定的时间的情况下，保护部16为了降低速度指令，对频率设定部8作出设定比当前的频率低的频率的指示。进一步，保护部16将报知无刷DC电动机4的负载在界限附近的界限判定信号向报知部17输出。另外，在该时间差大于所设定的时间的情况下，保护部16不特意进行什么。 

报知部17在从保护部16输入了界限判定信号的情况下，对使用者进行报知。由此，使用者进行减轻负载等系统维持。另外，报知部17的报知能够通过显示和声音来进行。例如，在将电动机驱动装置23用于冰箱压缩机的驱动的情况下，当将报知部17配置在冰箱的门表面等时，使用者易确认报知。 

在此，作为保持端子电压与电流的相位关系的方法，在本实施方式中，检测端子电压的基准相位(即，驱动信号的换流基准位置)和电流相位的基准点，对开环的同步驱动的换流时刻(固定周期的换流)进行修正。下面，用图13的流程图对波形修正部9和电流电压状态检测部15的动作进行说明。 

首先，在步骤201中，电流电压状态检测部15基于从波形修正部9输出的修正波形信号，等待某开关元件是否接通的判定，即等待该开关元件的接通时刻。在本实施方式中，等待U相上侧的开关元件即逆变器3的开关元件3a的接通时刻。在开关元件3a接通的情况(步骤201的“是”)下，进入步骤202。在步骤202中，电流电压状态检测部15使时间测量用的计时器启动，进入步骤203。 

在步骤203中，由位置检测部5判定特定相的峰值是否为切断。即，对特定相的峰值电压是否从端子电压下降了开关元件的电压下降 量、又从那里下降到0V附近进行判定。在本实施方式中，特定相为U相，对U相的端子电压是否下降到0V附近进行判定。即，在U相下侧的开关元件，即逆变器3的开关元件3b切断之后，流到回流电流用二极管3g的电流不流动的时刻为特定相是峰值为切断的时刻。该时刻的判定，成为对电流流动的方向从负切换到正的时刻，即电流的零交叉时刻进行判定。在峰值电压下降到0V附近，即特定相是峰值为切断的情况(步骤203的“是”)下，进入步骤204。 

在步骤204，电流电压状态检测部15使在步骤202启动的计时器停止，存储计时器计数值，进入步骤205。即，对开关元件3a接通开始直到回流电流用二极管3g中电流流动的期间发生的峰值电压切断为止的时间进行测量，进入步骤205。 

在步骤205中，电流电压状态检测部15计算步骤204中测量到的时间与到此为止的平均时间的差值，进入步骤206。在步骤206中，基于步骤205中计算出的差值，对换流时刻的修正量进行运算，进入步骤207。 

在此，所谓换流时刻的修正，是指对基于频率设定部8设定的频率即指令速度的基本的换流周期，修正换流时刻。因此，在附加了大修正量的情况下，会引起过电流和失调。因此，在对修正量进行运算时，在附加有低通滤波器等的基础上进行运算，能够抑制换流时刻的急剧变动。由此，即使在因噪音等影响而误检测到电流的零交叉的情况下，对修正量的影响也变小，驱动的稳定性进一步提高。进一步，由于在修正量的运算中抑制了急剧变化，所以使无刷DC电动机4加减速的换流时刻的变化也变得平缓。因此，即使在较大地变更指令速度且频率设定部8设定的频率(换流周期)发生了大幅度地变化的情况下，换流时刻的变化也变得平缓，加减速也变得平滑。 

该换流时刻的修正具体而言是指使相电流的相位与端子电压的相位的相位差总是接近平均时间。例如，当因负载增大而使转子4a的旋转速度下降时，相电流的相位如果以端子电压的相位为基准则向延迟方向移动。因此，步骤204中测量到的时间比从端子电压的基准相位到相电流的基准相位的平均时间长。在这种情况下，波形修正部9对 换流时刻进行修正以使换流时刻比基于旋转速度(转速)的换流周期的时间延迟。即，由于因相电流的相位延迟而使测量时间变长，所以波形修正部9使换流时刻延迟而使端子电压的相位延迟，使与相电流的相位的相位差接近作为目标状态的平均时间。 

反之，在通过负载变小而使转子4a的旋转速度提高时，相电流的相位如果以端子电压的相位为基准则向提前方向移动。因此，测量时间比从端子电压的基准相位到相电流的基准相位的平均时间短。在这种情况下，第二波形发生部9对换流时刻进行修正以暂时使换流时刻比基于转速的换流周期的时刻早。即，由于通过相电流的相位提前而使测量时间缩短，所以电流电压状态检测部15使换流时刻变早而使端子电压的相位提前，使与相电流的相位的相位差接近作为目标状态的平均时间。 

另外，波形修正部9将换流时刻的修正作为特定相(例如，仅U相上侧的开关元件)的任意时刻(例如，转子4a的一转一次)，其它的相的换流在基于作为目标的转速的换流周期时序地进行。由此，能够根据负载最佳地保持相电流的相位与端子电压的相位的相位关系，保持无刷DC电动机4的驱动速度。 

接着，在步骤207，加上在步骤204测量的时间，更新平均时间，进入步骤208。在步骤208，通过对基于在频率设定部设定的频率(驱动速度)的开关元件的换流周期附加修正量，决定换流时刻。 

即，在负载变大的情况下，作为相电流的相位与换流时刻之差的相位差变小。与之相对地，相比作为修正的基准的平均时间变小、负载变大之前，以相位差变小的状态为基准驱动无刷DC电动机4。由此，通过以更大的提前角驱动无刷DC电动机4，提高弱磁效应，而使输出转矩增大，确保必要的输出转矩。 

反之，在负载变小的情况下，作为相电流的相位和换流时刻之差的相位差变大。与之相对地，相比作为修正的基准的平均时间变大、负载变小之前，以相位差变大的状态为基准驱动无刷DC电动机4。由此，通过以更小的提前角驱动无刷DC电动机4，降低弱磁效应，而使输出转矩减小，不输出必要以上的转矩。如上所述，确保必要的输出， 并且进行没有多余的输出的驱动。 

另一方面，在步骤203，在特定相的峰值没有切断的情况下(步骤203的“否(No)”)，进入步骤209。在步骤209，判断某开关元件是否接通，即是否进行了换流。在此，某开关元件是指在可产生峰值的区间结束的时刻，开关元件的接通/切断变化的开关，在本实施方式中是U相上侧的开关元件3a。在此，在开关元件3a未接通的情况下(步骤209的“否”)，再次返回步骤203。在开关元件3a接通的情况下(步骤209的“是”)，因为没有产生峰值，所以进入步骤210。在步骤210，换流时刻的修正量取为0，进入步骤208。在这种情况下，因为修正量为0，所以在步骤208，基于转速的换流周期的时刻直接被决定为下次的换流时刻。 

另外，所谓峰值未发生的状态，是指相对端子电压的相位，相电流的相位充分提前的状态。即，因为负载小、充分确保了必要的转矩，所以是不进行修正地稳定驱动无刷DC电动机4的状态。 

另一方面，在步骤201，在某开关元件(本实施方式中为开关元件3a)未接通的情况下(步骤201的“否”)，进入步骤211。在步骤211，换流时刻的修正量取为0，进入步骤208。在这种情况下，因为修正量为0，所以在步骤208，基于转速的换流周期的时刻被决定为下次的换流时刻。 

另外，本实施方式中，因为只在U相上侧的开关元件3a的接通时刻进行换流周期的修正，所以对在电角1周期中1次的修正的情况进行说明。但是，只要考虑电动机驱动装置23的用途和无刷DC电动机4的惯性等设定修正的时刻即可。例如，也可以进行转子4a的1转1次的修正，或电角1周期中2次的修正、每次各开关元件接通的时刻的修正。 

接着，用图5和图14对保护部16进行说明。图14是表示本实施方式的同步驱动时的U相端子电压的波形的图。首先，对图14的波形进行说明。在时刻T0，U相下侧的开关元件3b切断。在U相流动的电流沿负方向流动的情况下，电流流到回流电流用二极管3g。即，如T0～T1所示，端子电压成为作为逆变器3的输入的PN间的电压的P 侧电压。之后，在时刻T1时，当电流为0时，端子电压为0V，在T1～T2期间，端子电压为0V。在时刻T2，由于U相上侧的开关元件3a接通，所以端子电压再次成为P侧电压。关于T3～T5，也通过与T0～T2同样的动作，U相端子电压的波形发生变化。 

在此，T0～T2所示的U相端子电压的波形表示无刷DC电动机4进行高速驱动，且负载轻的状态。即，是在无刷DC电动机4的转矩有余量的情况。另一方面，T3～T5所示的U相端子电压的波形表示无刷DC电动机4进行高速驱动，且负载重的状态。即，是在无刷DC电动机4的转矩没有余量的情况。 

保护部16，从电流电压状态检测部15，将从T1或T4所示时刻的特定相的下侧开关元件(例如，开关元件3b)切断开始到下一次端子电压发生下降沿的时间，作为输入接收。之后，基于换流周期，计算出从波形修正部9输出的修正波形信号的，直到上述特定相的上侧开关元件(例如，开关元件3a)接通为止的时间。在图14中，电流电压状态检测部15测定T0～T1和T3～T4的时间，基于换流周期，计算出T1～T2和T4～T5的时间。如图5所示，无刷DC电动机4的负载越大，无刷DC电动机4的相电流与端子电压的相位差越小。因此，保护部16测定的时间变短。即，保护部16测定的时间的长度表示负载的大小。具体而言，在小于规定时间的情况下，能够判断为接近无刷DC电动机4失调程度的负载，所以进行保护控制。另外，该规定时间，是指例如无刷DC电动机4的与各速度的界限转矩相应的时间。或者，规定时间是与假想的最大负载相应的时间。此外，规定时间也可以不是基于转速的时间，而是进行理论计算而得的时间。 

保护部16进行的保护控制是例如使速度下降到确保无刷DC电动机4的相电流与端子电压的相位差的保护控制。由此，能够减轻无刷DC电动机4的负载。即，无刷DC电动机4不失调地以可驱动的最大能力驱动。此外，保护部16进行的保护控制是暂时停止无刷DC电动机4的驱动，等到负载减轻之后再次起动的保护控制。由此，能够防止过电流造成的无刷DC电动机4的减磁和逆变器3的开关元件损坏。 

另外，报知部17从保护部16接收告知无刷DC电动机4的负载 为界限附近的界限判定信号。报知部17接收到界限判定信号时，就向使用者报知进行了保护控制。通过该报知，使用者消除负载的原因。例如，在冰箱中，在将温度高的食品放入箱内的情况下，进行该报知，使用者将该食品暂时取出到箱外，冷却之后再放入箱内。 

另外，在基于经由波形修正部9的第二波形信号即修正波形信号的，无刷DC电动机4的驱动中，在目标转速下降了的情况下，频率设定部8保持占空比不变，使设定频率下降。之后，当能够进行位置检测部5的位置检测时，运转切换部11将向驱动部12的输出从第二波形信号切换到第一波形信号。即，将无刷DC电动机4从基于第二波形信号的驱动切换到基于以位置检测部5的位置信息为基础的第一波形信号的驱动。由此，无刷DC电动机4通过位置检测反馈控制，进行高效的驱动。 

(实施方式3) 

图15是使用本发明实施方式3的电动机驱动装置的电设备的框图。图15中，对与图1、图14相同的构成元件用相同的符号进行说明。 

无刷DC电动机4连接于压缩元件18，形成压缩机19。在本实施方式中，压缩机19用于制冷循环。即，从压缩机19吐出的高温高压制冷剂被输送到冷凝器20液化，用毛细管21进行低压化，用蒸发器22进行蒸发，再返回压缩机19。而且在本实施方式中，对将使用电动机驱动装置23的制冷循环用于作为电设备的冰箱24的情况进行说明。蒸发器22对冰箱24的箱内25进行冷却。 

像这样，在本实施方式中，无刷DC电动机4对制冷循环的压缩机19的压缩元件18进行驱动。在此，在压缩机19为往复运动式(reciprocal type)的情况下，在其结构上，在无刷DC电动机4上连接有质量大的金属制的曲轴和活塞，成为惯性非常大的负载。因此，短时间的速度变动与压缩机19的制冷循环过程(吸入过程、压缩过程等)无关地非常小。因此，即使仅基于任意一相的电流相位决定换流时刻，速度变动也不会变大，能够得到稳定的驱动性能。而且在压缩机19的控制中，不要求高精度的转速控制和加减速控制等，所以本发明的电动机驱动装置23是对压缩机19的驱动非常有效的用途之一。 

另外，与用现有的电动机驱动装置驱动压缩机的情况相比，能够扩大驱动范围。因此，能够通过更高速的驱动提高制冷循环的制冷能力。由此，即使用与以前相同的冷却系统，也能够适用于需要更高制冷能力的系统。因此，能够将需要高制冷能力的制冷循环小型化，能够以低成本提供。另外，在使用现有电动机驱动装置的制冷循环中，也能够使用制冷能力小一级的(例如，压缩机气缸容积小)压缩机，还能够实现冷却循环的小型化和低成本化。 

在本实施方式中，压缩机19用于冷却冰箱24的箱内25。冰箱24具有在早晚家务时段这种有限的时段和夏季频繁开关门的使用实况。相反，其他一天的大半时段，门的开关频度小，箱内25的冷却状态稳定。在这种情况下，无刷DC电动机4被以低负载的状态驱动。因此，为了削减冰箱的消耗电力，提高无刷DC电动机4的低速/低负载下的驱动效率是有效的。 

在此，为了提高无刷DC电动机4的低速/低负载下的驱动效率，即减小电力消耗，只要增加定子4b的绕组数即可。但这样的话，无刷DC电动机4就不能与高速/高负载下的驱动对应。另一方面，为了提高无刷DC电动机4的高速/高负载下的驱动性能，只要减少定子4b的绕组数即可，但消耗电力会变大。由于本发明能够将无刷DC电动机4的高速/高负载下的驱动范围扩大，所以即使是低速/低负载下的驱动效率高且电力消耗小的无刷DC电动机4，也能够使用。由此，在冰箱24中，占一天的大半时间的低负载状态下的无刷DC电动机4的驱动效率得以提高，作为结果，冰箱24的电力消耗得以削减。 

在此，对本实施方式的冰箱24使用的无刷DC电动机4的绕组设计进行说明。作为冰箱24在进行使用频度最高的转速和负载状态(例如，转速为40Hz，压缩机输入电力为80W程度)下的驱动的情况下，设计成通过第一波形发生部6成为120度～150度通电且占空比为100％。由此，能够进行无刷DC电动机4的铁耗降低和逆变器3的开关损耗降低。通过这样的方式，能够一并将电动机效率和电路效率提高至最高效率。其结果是，能够使作为冰箱24的电力消耗降至最小限度。 

另外，将高速/高负载下的驱动范围扩大会提高制冷循环的制冷能力，与使用现有的电动机驱动装置的制冷循环的冰箱相比，能够在短时间冷却箱内和食品。例如，在频繁地进行冰箱24的门开关的情况和除霜运转后或刚设置后这种箱内25的温度高的高负载状态，进而将热的食品投入箱内希望将该食品快速冷却或冻结的情况下等进行的快速冷冻运转等中是有效的。进一步，由于制冷循环的制冷能力提高，所以能够将小制冷循环用于大容量的冰箱24。另外，而且由于制冷循环小，所以箱内容积效率(食品收纳部相对于冰箱整体体积的容积)也提高。由此，也能够实现冰箱24的低成本化。 

而且，如果是现有的电动机驱动装置，则为了与高速/高负载下的驱动对应，需要利用通过减少绕组的卷绕数来确保必要转矩的无刷DC电动机。这种无刷DC电动机的电动机噪音等很大。如果使用本实施方式的电动机驱动装置23，则即使利用增加绕组的卷绕量而转矩下降了的无刷DC电动机4，也能够在高速/高负载下进行驱动。由此，转速低时的占空比能够比使用现有电动机驱动装置的情况大。因此，电动机的噪音，特别是载波噪声(相当于PWM控制下的频率。例如，3kHz)能够降低。 

另外，在本实施方式中，用无刷DC电动机4驱动作为电设备的冰箱24的压缩机19。另一方面，驱动作为其他电设备的空调(未图示)的压缩机的情况也同样地，能够进行低速时的高效驱动和高速/高负载下的驱动。在这种情况下，从供冷时的最低负载到供暖时的最大负载，能够对应于较大的驱动范围，并且特别是能够降低额定以下的低负载的电力消耗。 

另外，在本实施方式中，作为电动机驱动装置23的结构，用图11所示的在实施方式2中说明过的结构进行了说明，但也能够用图1所示的在实施方式1中说明过的结构。 

如上所述，本发明的电动机驱动装置是驱动包括转子和具有三相绕组的定子的无刷DC电动机的电动机驱动装置。另外，本发明具有向三相绕组供给电力的逆变器和输出导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号的第一波形发生部。另外，本发明具有检测检 测在无刷DC电动机流动的电流的相位的电流相位检测部和固定占空比只使频率改变地设定频率的频率设定部。另外，本发明具有第二波形发生部，其输出与流过无刷DC电动机的电流的相位具有规定的相位关系，且具有由频率设定部设定的频率，且导电角为120度以上不足180度的波形的第二波形信号。另外，本发明具有运转切换部，其进行切换以使在判定为转子的速度比规定速度低的情况下输出第一波形信号，在判定为转子的速度比规定速度高的情况下输出第二波形信号。另外，本发明具有驱动部，其基于从运转切换部输出的第一或第二波形信号，将指示逆变器向三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出到逆变器。 

由此，无刷DC电动机的电流相位与电压相位的关系稳定，驱动稳定性提高。由此，能够将无刷DC电动机的可驱动的负载范围和速度范围扩大。 

另外，本发明通过对向三相绕组供给电力的供给时刻进行暂时修正，将无刷DC电动机的电流的相位与端子电压的相位保持为规定的相位关系。由此，在使无刷DC电动机的电流相位与电压相位的相位关系稳定到与负载状态相应的适当的状态的基础上，保持该相位关系。因此，高速/高负载下的驱动稳定，可驱动的负载范围得以扩大。 

另外，本发明中，对三相绕组供给的电力的绕组的切换即换流，在以无刷DC电动机的电流的相位为基准的规定的时刻进行。由此，能够确实地保持无刷DC电动机的电流相位与电压相位的相位关系。 

另外，本发明还具备检测转子的旋转位置的位置检测部，第一波形发生部输出基于来自位置检测部的位置信息生成且导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号。由此，能够进行高效率的驱动。 

另外，本发明是驱动包括转子和具有三相绕组的定子的无刷DC电动机的电动机驱动装置。另外，本发明具有向三相绕组供给电力的逆变器和检测转子的旋转位置的位置检测部。另外，本发明具有第一波形发生部，其基于位置检测部的输出，输出导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号。另外，本发明具有固定占空比只使频 率改变地设定频率的频率设定部和输出导电角为120度以上不足180度且由频率设定部设定的频率的波形的第二波形信号的第二波形发生部。另外，本发明具有检测电流相位和第二波形发生部输出的第二波形信号的状态的电流电压状态检测部，和输出对第二波形信号进行了修正以使由电流电压状态检测部检测到的状态与目标状态一致的修正波形信号的波形修正部。另外，本发明具有运转切换部，其进行切换以使在判定为转子的速度比规定速度低的情况下输出第一波形信号，在判定为转子的速度比规定速度高的情况下输出第二波形信号。另外，本发明具有驱动部，其基于从运转切换部输出的第一波形信号或修正波形信号，将指示逆变器向三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出到逆变器。另外，本发明具有保护部，其根据由电流电压状态检测部检测到的状态，进行保护控制。由此，无刷DC电动机的相电流和端子电压的相位相对于感应电压的相位，通过驱动速度和负载状态、输入电压状态等，保持在适当的相位关系。其结果是，即使无刷DC电动机在界限负载附近，也能够稳定地驱动无刷DC电动机。 

另外，本发明中，电流电压状态检测部检测的状态取为电流相位与第二波形信号的相位的时间差或每一周期的时间比率，保护部具有阈值，并进行保护控制以使电流电压状态检测部检测到的状态大于阈值。由此，无刷DC电动机以不发生失调和过电流的方式运转。 

另外，本发明中，位置检测部基于由无刷DC电动机感应的电压检测出位置，且检测出回流电流流过逆变器时发生的无刷DC电动机的端子电压切断的时刻作为电流相位0，由此一并检测出位置和电流相位。由此，不必重新设置电流相位检测部，所以是低成本且简单的结构。 

另外，本发明中，保护部进行的保护控制动作是使无刷DC电动机的驱动速度下降的动作。由此，在过电流和失调发生之前，就能够减轻负载，以可驱动的最大能力进行驱动。 

另外，本发明中，保护部进行的保护控制动作是使无刷DC电动机停止且在规定时间之后再次开始驱动的动作。由此，即使在负载急剧变化的情况下，也能够确实地防止失调和过电流造成的元件损坏和 无刷DC电动机4的减磁等。 

另外，本发明还具有报知部，其报知由保护部进行了无刷DC电动机的保护控制动作。由此，使用者能够得知过负载的状态，能够变更负载状态。 

另外，本发明中，在第一波形发生部输出的第一波形信号的占空比超过规定基准值的情况下，判定为转子的速度高于规定速度，在能够由位置检测部检测转子位置的情况下，判定为转子的速度低于规定速度。由此，仅用占空比来判定转子的速度，所以能够简化结构。 

另外，本发明中，无刷DC电动机的转子通过在铁心内嵌入永久磁铁而构成，还具有显极性。由此，显极性实现的磁阻转矩与磁铁转矩一同得到有效利用。 

另外，本发明中，无刷DC电动机驱动压缩机。由此，能够高效地驱动压缩机，并且能够降低噪音。 

另外，本发明是具备上述结构的电动机驱动装置的电设备。由此，在作为电设备使用冰箱和空调那样的冷却设备的情况下，通过驱动的高效化，能够实现冷却性能的提高。 

产业上的可利用性 

本发明的电动机驱动装置扩大了无刷DC电动机的驱动范围，且提高了高速/高负载下的驱动稳定性。因此，除用于自动售货机和陈列柜、热泵热水器之类的使用压缩机的电设备以外，还能够利用于洗衣机和吸尘器、泵等使用无刷DC电动机的各种用途。 

附图符号说明 

3  逆变器 

4  无刷DC电动机 

4a 转子 

4b 定子 

4c、4d、4e、4f  磁铁(永久磁铁) 

4g 铁心 

5  位置检测部 

6   第一波形发生部 

8   频率设定部 

9   波形修正部 

10  第二波形发生部 

11  运转切换部 

12  驱动部 

13  电流检测部 

14  电流相位检测部 

15  电流电压状态检测部 

16  保护部 

17  报知部 

19  压缩机 

23  电动机驱动装置 

24  冰箱(电设备) 

Claims (13)

1.一种电动机驱动装置，其驱动包括转子和具有三相绕组的定子的无刷DC电动机，该电动机驱动装置的特征在于，包括：

逆变器，其向所述三相绕组供给电力；

第一波形发生部，其输出导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号；

电流相位检测部，其检测在所述无刷DC电动机流动的电流的相位；

频率设定部，其固定占空比只使频率改变地设定频率；

第二波形发生部，其输出与流过所述无刷DC电动机的所述电流的相位具有规定的相位关系，且具有由所述频率设定部设定的频率，且导电角为120度以上不足180度的波形的第二波形信号；

运转切换部，其进行切换以使在判定为所述转子的速度比规定速度低的情况下输出所述第一波形信号，在判定为所述转子的速度比所述规定速度高的情况下输出所述第二波形信号；和

驱动部，其基于从所述运转切换部输出的第一或第二波形信号，将指示所述逆变器向所述三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出到所述逆变器，

通过对由所述频率设定部设定的频率附加修正量，以电流相位为基准决定换流时刻，以使相电流的相位与端子电压的相位总是为平均相位差。

2.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

通过对向所述三相绕组供给电力的供给时刻进行暂时修正，将所述无刷DC电动机的电流的相位与端子电压的相位保持为规定的相位关系。

3.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

对所述三相绕组供给的电力的绕组的切换在以所述无刷DC电动机的电流的相位为基准的规定的时刻进行。

4.如权利要求1所述的电动机驱动装置，其特征在于：

还具备检测所述转子的旋转位置的位置检测部，所述第一波形发生部输出基于来自所述位置检测部的位置信息生成且导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号。

5.一种电动机驱动装置，其驱动包括转子和具有三相绕组的定子的无刷DC电动机，该电动机驱动装置的特征在于，包括：

逆变器，其向所述三相绕组供给电力；

位置检测部，其检测所述转子的旋转位置；

第一波形发生部，其基于所述位置检测部的输出，输出导电角为120度以上150度以下的波形的第一波形信号；

频率设定部，其固定占空比只使频率改变地设定频率；

第二波形发生部，其输出导电角为120度以上不足180度且由所述频率设定部设定的频率的波形的第二波形信号；

电流电压状态检测部，其检测电流相位和所述第二波形发生部输出的第二波形信号的状态；

波形修正部，其输出对所述第二波形信号进行了修正以使由所述电流电压状态检测部检测到的状态与目标状态一致的修正波形信号；

运转切换部，其进行切换以使在判定为所述转子的速度比规定速度低的情况下输出所述第一波形信号，在判定为所述转子的速度比所述规定速度高的情况下输出所述第二波形信号；

驱动部，其基于从所述运转切换部输出的第一波形信号或修正波形信号，将指示所述逆变器向所述三相绕组供给电力的供给时刻的驱动信号输出到所述逆变器；和

保护部，其根据由所述电流电压状态检测部检测到的状态，进行保护控制，

通过对由所述频率设定部设定的频率附加修正量，以电流相位为基准决定换流时刻，以使相电流的相位与端子电压的相位总是为平均相位差。

6.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述电流电压状态检测部检测的状态取为所述电流相位与所述第二波形信号的相位的时间差或每一周期的时间比率，所述保护部具有阈值，并进行保护控制以使所述电流电压状态检测部检测到的状态大于所述阈值。

7.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述位置检测部基于由所述无刷DC电动机感应的电压检测出位置，且检测出回流电流流过所述逆变器时发生的所述无刷DC电动机的端子电压切断的时刻作为电流相位0，由此一并检测出位置和电流相位。

8.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述保护部进行的保护控制动作是使所述无刷DC电动机的驱动速度下降的动作。

9.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述保护部进行的保护控制动作是使所述无刷DC电动机停止且在规定时间之后再次开始驱动的动作。

10.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

还具有报知部，其报知由所述保护部进行了所述无刷DC电动机的保护控制动作。

11.如权利要求5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

在所述第一波形发生部输出的第一波形信号的占空比超过规定基准值的情况下，判定为所述转子的速度高于规定速度，在能够由所述位置检测部检测转子位置的情况下，判定为所述转子的速度低于所述规定速度。

12.如权利要求1或5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述无刷DC电动机的转子通过在铁心内嵌入永久磁铁而构成，还具有显极性。

13.如权利要求1或5所述的电动机驱动装置，其特征在于：

所述无刷DC电动机驱动压缩机。