CN101877588A - 调频器以及使用它的调频发送电路 - Google Patents

Abstract

运算放大器(1010)中，输入信号通过第一电阻(R11)被输入到反相输入端子。第二电阻(R12)被设置在运算放大器(1010)的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。VCO(1012)被输入从运算放大器(1010)输出的控制电压(Vcnt)。分频器(1014)对VCO(1012)的输出信号(Sout)进行分频。相位比较器(1016)将分频器(1014)的输出信号与基准时钟信号进行比较，输出与相位差对应的电压。环路滤波器(1018)除去相位比较器(1016)的输出电压(Vcp)的高频分量，并输出到运算放大器(1010)的同相输入端子。

Description

调频器以及使用它的调频发送电路

本发明是以下专利申请的分案申请：申请号：200680025569.7，申请日：2006年12月5日，发明名称：调频器以及使用它的调频发送电路

技术领域

本发明涉及利用了PLL(Phase Locked Loop锁相环)的直接调制式的调频器。

背景技术

1，3，4.在FM广播或车载用音频中，使用基于应发送的音频信号(调制信号)而生成被调频的已调信号的调频器。例如，在专利文献1中，公开了使用压控振荡器(以下，称为VCO)、分频器、相位比较器、环路滤波器构成PLL，在VCO的输入信号上重叠调制信号即音频信号的直接调制式的调频器。

如专利文献1中所公开，在以往的直接调制式的调频器中，采用这种方法：在环路滤波器的输出端子和VCO的输入端子之间，使用耦合电容器或用于加法运算的电阻，对调制信号进行耦合。

2.此外，在FM广播或车载用音频中，使用基于应发送的音频信号(调制信号)而生成被调频的已调信号的调频器。在调频器的前级上设置立体声调制器，该立体声调制器使用副载波以及导频信号将包括左声道信号(以下，也称为L声道信号)和右声道信号(以下，也称为R声道信号)的立体声音频信号变换为立体声合成信号。例如，在专利文献2至4中，公开了这样的立体声调制器。

5.在进行音频信号处理的情况下，一般是将电源电压和接地电位之间的中点电压作为基准电压，进行信号的放大等。作为用于简单地生成这样的基准电压的电压生成电路，广泛地使用在电源端子和接地端子之间设置被串联连接的电阻值相等的两个分压电阻，对电源电压进行分压的电路。在专利文献5中，记载着相关的技术。

专利文献1：特开平9-69729号公报

专利文献2：特开2005-102321号公报

专利文献3：特开平5-175922号公报

专利文献4：特开平5-130059号公报

专利文献5：特开平9-190698号公报

发明内容

发明要解决的课题

1.但是，在以往中，因使用耦合电容器或电阻，在高频信号上重叠调制信号，所以有PLL的环路滤波器的阻抗对调制信号即输入信号产生影响的问题。当调制信号受到环路滤波器的影响时，调制信号的高频部分衰减，所以例如在对音频信号进行调制的情况下，信号中产生失真。此外，有时在从环路滤波器输出的信号泄漏(leak)到生成调制信号的电路侧。

2.如上述专利文献中所记载，在立体声调制器中，生成L声道信号与R声道信号的和信号(也称为主声道信号)和L声道信号与R声道信号的差信号(也称为副声道信号)，并使用副声道信号对副载波进行调幅。之后，所调幅的副载波和主声道信号被合成，进而导频信号被合成，生成立体声合成信号。

如专利文献2中所公开，在FM立体声发送机中，从立体声调制器输出的立体声合成信号被输入到后级的调频器。这里，通常，频率被设定为38kHz的副载波和频率被设定为19kHz的导频信号通过包括在调频器中的VCO或环路滤波器、被设置在各电路块之间的滤波器而受到不同的延迟，所以产生分离特性恶化的问题。

为了解决这个问题，在以往中，有时也使用电阻或电容器等校正相位延迟或相位超前，但是在19kHz或38kHz的频率区域上改变相位，需要非常大的电容器，所以难以IC化。此外，在作为芯片部件进行封装的情况下，还有难以调整每个置位(set)的问题。

3.在直接调制式的调频器中所使用的VCO的输入输出特性，即输入电压和振荡频率之间的关系不是线性的情况较多，调制灵敏度特性随着频率而变化。其结果，有时在调频器所输入的调制信号的振幅为一定的情况下，调制度随着已调信号的频率的变化而变化，产生失真。

4.在FM发送机中，通过功率放大器放大从调频器输出的已调信号，并将其从天线发送到接收机。功率放大器的增益具有频率特性，所以在以往的FM发送机中，有发送功率因已调信号的频率(调制频率)而不一定的问题。

5.此时，一般在电阻的分压点和接地之间设置电容值较大的电容器，使得即使电源电压变动，基准电压也不会变动。该电容器和分压电阻构成时间常数电路。为了降低分压电阻的功率消耗而较大地设定该电阻值，所以由电容器和分压电阻所形成的时间常数电路的时间常数非常大。其结果，在电源上升时，有电容器被充电为止的时间变长，基准电压上升为止的时间变长的问题。

本发明鉴于这样的课题而完成。

1.本发明的一个实施方式的目的在于，提供一种可以抑制PLL环路滤波器对调制信号所产生的影响的调频器。

2.此外，本发明的一个实施方式的目的在于，提供一种改善了分离特性的立体声调制器。

3.此外，本发明的一个实施方式的目的在于，提供一种可以生成在宽频域中良好的调制信号的FM发送电路。

4.此外，本发明的一个实施方式的目的在于，提供一种在宽频域中可得到一定的发送功率的FM发送电路。

5.本发明的一个实施方式的目的在于，缩短了对电源电压进行分压的电压生成电路的起动时间。

用于解决课题的方案

1.本发明的一个实施方式的调频器，包括：运算放大器，输入信号通过第一电阻被输入到反相输入端子；第二电阻，设置在运算放大器的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上；压控振荡器，被输入运算放大器的输出信号；分频器，对压控振荡器的输出信号进行分频；相位比较器，将分频器的输出信号与基准时钟信号进行比较，输出与相位差对应的电压；以及滤波器，除去相位比较器的输出电压的高频分量，并输出到运算放大器的同相输入端子。

在这个实施方式中，第一电阻、第二电阻以及运算放大器对于输入信号具有作为反相放大器的功能，对于滤波器的输出信号具有作为同相放大器的功能。其结果，通过运算放大器，输入信号和滤波器的输出信号被重叠，并被输入到压控振荡器。根据这个实施方式，因运算放大器的输入阻抗高，所以可以降低滤波器的阻抗对被输入输入信号的输入端子侧的电路所产生的影响。

也可以将第一电阻的电阻值设定得比第二电阻的电阻值大。此时，可以使输入信号衰减，同时可以较低地设定环路增益。

第一、第二电阻的至少一个也可以是可变电阻。此时，可以根据压控振荡器的特性等，调节环路增益或输入信号的振幅。

运算放大器也可以是对输出电压在从接地电压到电源电压的宽范围内进行控制的轨对轨放大器(rail amplifier)。此时，因为可以将压控振荡器的输入信号的电压范围设定得宽，所以可以将从该调频器输出的高频信号的频带取得宽。

滤波器也可以是无源滤波器。此外，输入信号也可以是立体声合成信号。

调频器也可以被一体集成在一个半导体衬底上。“一体集成”包括电路的结构的全部元素被形成在半导体衬底上的情况或电路的主要构成元素被一体集成的情况，也可以将一部分电阻或电容器等设置在半导体衬底的外部用于调节电路常数。通过将调频器作为一个LSI进行集成，可以削减电路面积。

本发明的其它方式是利用了上述的调频器的FM发送电路。该FM发送电路包括：立体声调制单元，将音频信号变换为立体声合成信号；上述的调频器，对从立体声调制单元输出的立体声合成信号施加调频；以及放大器，放大从调频器输出的高频信号。

2.本发明的一个实施方式涉及一种立体声调制器，基于立体声信号、副载波以及导频信号而生成立体声合成信号。该立体声调制器包括：分离调整电路，其包括延迟电路，将副载波以及导频信号的任一个输入到该延迟电路并使其延迟，该延迟电路使所输入的信号延迟对规定的时钟信号进行n循环计数的时间；多路复用器，对从分离调整电路输出的副载波和立体声信号进行合成；以及导频信号合成单元，将从分离调整电路输出的导频信号和多路复用器的输出信号进行合成。

当时钟信号的周期设为Tck时，输入到延迟电路的信号被提供Tck×n的延迟。根据这个方式，使用时钟信号，使副载波或导频信号延迟，消除在搭载了该立体声调制器的系统中各信号所受到的延迟量的差(即，相位差)，从而可以输出分离特性优良的信号。

也可以从外部控制分离调整电路的偏移量。因副载波和导频信号所受到的延迟量的差根据周边电路的结构而变化，所以通过对应周边电路来调节偏移量，可以进一步改善分离特性。

分离调整电路的延迟电路也可以包括根据时钟信号而动作的第一移位寄存器，并输出通过该第一移位寄存器而移位了n位的信号。通过利用在每一时钟移位1位的移位寄存器，可以生成延迟了规定的时钟数的信号。

分离调整电路的延迟电路也可以包括：第一移位寄存器，最大可移位m(m为满足m≥n的整数)位；以及选择单元，从第一移位寄存器中，选择被移位了n位的信号并输出。此时，可从0位到m位的范围内任意地调节通过第一移位寄存器对信号提供的延迟量。

分离调整电路也可以还包括：开关，切换将副载波以及导频信号的哪一个输入到延迟电路。

根据系统的结构，可以估计副载波的相位被延迟的情况和导频信号的相位被延迟的情况的两个情况。根据这个实施方式，因为可以选择使副载玻和导频信号的哪一个被延迟，所以可以应对两个情况。

分离调整电路也可以还包括：使所输入的信号延迟时钟信号的一个时钟循环的1位的第二移位寄存器，在副载波以及导频信号中，也可以将另一个输入到该第二移位寄存器并使其延迟。此时，可以将副载波和导频信号的延迟量正确地设定为时钟信号的周期的常数倍。

分离调整电路也可以还包括：开关，切换将副载波以及导频信号的哪一个分别输入到第一移位寄存器以及第二移位寄存器。

时钟信号也可以是其起源与基准时钟信号相同的信号，该基准时钟信号用于生成副载波以及导频信号。

立体声调制器也可以被一体集成在一个半导体衬底上。通过将立体声调制器作为一个LSI进行集成，可以削减电路面积。

本发明的其它方式是FM发送电路。该FM发送电路包括：上述的立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号；调频器，生成通过从立体声调制器输出的立体声合成信号被调频的已调信号；以及功率放大器，放大由调频器所生成的已调信号。立体声调制器、频率调制器、功率放大器也可以一体集成在一个半导体基板上。

根据这个方式，可以发送通过分离特性优良的立体声合成信号而被调频的高频信号，可以改善音质。

3.本发明的一个方式的FM发送电路包括：可变增益放大器，放大输入信号，并调节其振幅；直接调制式的调频器，将可变增益放大器的输出信号作为调制信号，生成基于该调制信号而被调频的已调信号；以及增益控制单元，与通过调频器生成的已调信号的频率相对应地设定可变增益放大器的增益。

这里，“放大”也包括增益为1以下的情况，“放大器”中也包括衰减器。根据这个实施方式，可以按照频率来调节输入信号的振幅，从而可以生成在宽频域中良好的已调波。

增益控制单元也可以设定可变增益放大器的增益，以校正调频器的调制灵敏度的频率依赖性。在调频器的调制灵敏度的频率依赖性较大的情况下，通过调节调制信号即输入信号的振幅，以消除该频率依赖性，可以生成在宽频域中良好的调制波。

增益控制单元也可以包括存储器，该存储器保存用于表示已调信号的频率和可变增益放大器的增益之间的关系的表。通过在ROM(Real OnlyMemory)或寄存器等的存储器中，将增益和频率之间的关系作为表来预先存储，可以实现正确的增益设定。

调频器也可以包括：压控振荡器；分频器，对压控振荡器的输出信号进行分频；相位比较器，将分频器的输出信号与基准时钟信号进行比较，输出与相位差对应的电压；滤波器，除去相位比较器的输出电压的高频分量；以及合成电路，在滤波器的输出信号上重叠可变增益放大器的输出信号。

合成电路也可以包括：运算放大器，其同相输入端子上被输入滤波器的输出信号；第一电阻，其一端连接到运算放大器的反相输入端子，另一端被输入输入信号；以及第二电阻，其被设置在运算放大器的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。输入信号也可以是立体声合成信号。

FM发送电路也可以被一体集成在一个半导体衬底上。通过将FM发送电路作为一个LSI进行集成，可以削减电路面积。

上述FM发送电路还包括：立体声调制单元，将音频信号变换为立体声合成信号，并输出到可变增益放大器；以及功率放大器，放大由调频器生成的已调信号，FM发送电路也可以被一体集成在半导体衬底上。通过将周边电路一体构成，可以削减布线或管脚(pin)，同时可以防止混入噪声等，可以改善音质。

4.本发明的一个方式的FM发送电路包括：直接调制式的调频器，生成基于调制信号而被调频的已调信号；功率放大器，放大由调频器生成的已调信号；以及增益控制单元，与通过调频器而生成的已调信号的频率相对应地设定功率放大器的增益。增益控制单元也可以与已调信号的频率相对应地设定功率放大器的增益，以使从功率放大器输出的高频信号的功率一定。

根据这个实施方式，可以按照频率来调节功率放大器的增益，可以降低发送功率的频率依赖性。

增益控制单元也可以包括存储器，该存储器保存用于表示已调信号的频率和功率放大器的增益之间的关系的表。通过在ROM(Real Only Memory)或寄存器等的存储器中，将增益和频率之间的关系作为表来预先存储，可以实现正确的增益设定。

调频器也可以包括：压控振荡器；分频器，对压控振荡器的输出信号进行分频；相位比较器，将分频器的输出信号与基准时钟信号进行比较，并输出与相位差对应的电压；滤波器，除去相位比较器的输出电压的高频分量；以及合成电路，在滤波器的输出信号上重叠调制信号。

合成电路也可以包括：运算放大器，其同相输入端子上被输入滤波器的输出信号；第一电阻，其一端连接到运算放大器的反相输入端子，另一端被输入调制信号；以及第二电阻，被设置在运算放大器的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。调制信号也可以是立体声合成信号。

FM发送电路也可以被一体集成在一个半导体衬底上。“一体集成”包括电路的结构的全部元件被形成在半导体衬底上的情况或电路的主要构成元件被一体集成的情况，也可以将一部分电阻或电容器等设置在半导体衬底的外部用于调节电路常数。通过将FM发送电路作为一个LSI进行集成，可以削减电路面积。

上述的FM发送电路还包括：立体声调制单元，将音频信号变换为立体声合成信号，输出到调频器；以及功率放大器，对通过调频器所生成的已调信号进行放大，也可以被一体集成在半导体衬底上。通过将周边电路一体构成，可以削减布线或管脚，同时可以防止混入噪声等，可以改善音质。

5.本发明的一个方式是一种电压生成电路，对施加到电源端子的电源电压和施加到接地端子的接地电压进行分压，并从输出端子输出。该电压生成电路包括：第一分压电路，包括串联连接在电源端子和接地端子之间的第一、第二电阻，两个电阻的连接点被连接到输出端子；输出电容器，设置在输出端子和接地端子之间；第二分压电路，包括串联连接在电源端子和接地端子之间的第三、第四电阻；以及充电电路，在第三、第四电阻的连接点的电压高于输出端子的电压时成为有效，对输出电容器提供电流。

根据这个方式，在使电源电压上升时，输出端子的电压的上升相对于电源电压的上升被延迟，所以充电电路有效。其结果，除了第一电阻之外，还从充电电路对输出电容器提供电荷，所以可以缩短起动时间。

充电电路也可以包括：第一开关，串联连接在电源端子和输出端子之间；以及第一比较器，将第三、第四电阻的连接点的电压与输出端子的电压进行比较。第一开关也可以根据第一比较器的输出信号而导通/截止。

充电电路也可以还包括与第一开关串联连接的第五电阻。第五电阻的电阻值也可以设定在第一、第二、第三、第四电阻的电阻值的1/1000至1/10的范围内。

通过将第五电阻的电阻值较低地设定，可以较小地设定时间常数，可以在短时间内使输出电压上升。

第一比较器也可以具有输入偏置(offset)电压。通过在第一比较器的输入中设定偏置电压，可以防止由于电源电压或输出电压的轻微的变动而引起充电电路的第一开关重复导通/截止。

电压生成电路也可以还包括：放电电路，在第三、第四电阻的连接点的电压低于输出端子的电压时成为有效，从输出电容器抽出电流。

此时，可以进一步缩短起动时间。

放电电路包括：第二开关，串联连接在接地端子和输出端子之间；以及第二比较器，将第三、第四电阻的连接点的电压与输出端子的电压进行比较，第二开关也可以根据第二比较器的输出信号而导通/截止。

放电电路也可以还包括与第二开关串联连接的第六电阻。第六电阻的电阻值也可以设定在第一、第二、第三、第四电阻的电阻值的1/1000至1/10的范围内。

第二比较器也可以具有输入偏置电压。

第一分压电路的第一电阻和第二电阻、第二分压电路的第三电阻和第四电阻也可以分别成对地形成。

本发明的其它实施方式是信号处理电路。该信号处理电路包括电压生成电路，将从该电压生成电路输出的电压作为基准电压，进行规定的信号处理。

根据这个实施方式，在电源电压上升后，基准电压也立即上升，所以可以直接开始信号处理。

上述的信号处理电路也可以包括：立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号；调频器，生成通过从立体声调制器输出的立体声合成信号而被调频的已调信号；以及功率放大器，放大由调频器生成的已调信号。立体声调制器以及调频器的至少一个也可以基于从电压生成电路输出的电压而动作。

信号处理电路也可以被一体集成在一个半导体衬底上。通过将信号处理电路作为一个LSI进行集成，可以削减电路面积。

另外，以上的结构元素的任意的组合或本发明的结构元素或表现在方法、装置、系统等之间相互置换的结果，作为本发明的方式也有效。

发明效果

1.根据本发明的一个实施方式，在使用了PLL的直接型的调频器中，可以将调制信号重叠到环路滤波器的输出信号，进行调频。

2.根据本发明的一个实施方式的立体声调制器，改善了分离特性。

3.根据本发明的一个实施方式，可以生成在宽频域中良好的已调信号。

4.根据本发明的一个实施方式的FM发送电路，可以在宽频域中得到一定的发送功率。

5.根据本发明的一个实施方式的电压生成电路，可以缩短起动时间。

附图说明

图1是表示第一实施方式的调频器的结构的电路图。

图2是表示使用了图1的调频器的FM发送机的结构的方框图。

图3是表示第二实施方式的FM发送机的结构的方框图。

图4是表示第二实施方式的立体声调制器以及其周边电路的结构的电路图。

图5是表示分离调整电路的第一结构例子的电路图。

图6是表示分离调整电路的第二结构例子的电路图。

图7是表示分离调整电路的第三结构例子的电路图。

图8是表示分离调整电路的第四结构例子的电路图。

图9是表示第三实施方式的FM发送机的结构的方框图。

图10是表示第三实施方式的调频器的优选结构的电路图。

图11是表示使用了图10所示的VCO的调频器的一例调制灵敏度特性的图。

图12是表示由控制单元所设定的可变增益控制放大器的增益和调制频率的关系的图。

图13是表示FM发送机的输出功率和频率之间的关系的图。

图14是表示第四实施方式的电压生成电路的结构的电路图。

图15是在没有设置充电电路时的电压生成电路的动作波形图。

图16是设置了充电电路的图14的电压生成电路的动作波形图。

图17是表示图14的电压生成电路的变形例的结构的电路图。

图18是表示利用了第四实施方式的电压生成电路的信号处理电路的结构例子的方框图。

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的优选实施方式。各附图中所示的相同或同等的结构元素、部件、处理赋予相同的标号，并适当地省略重复的说明。此外，实施方式并不是限定发明而只是例示，在实施方式中所记述的所有的特征或其组合，并不限定为本发明的本质性的特征。

(第一实施方式)

第一实施方式的调频器是使用VCO、分频器、相位比较器、环路滤波器构成PLL，在VCO的输入信号上重叠调制信号的直接调制式的调频器。图1是表示本发明的第一实施方式的调频器1100的结构的电路图。调频器1100基于输入到输入端子1102的调制信号即输入信号Sin进行调频，从输出端子1104输出已调信号Sout。基准时钟信号CKref被输入到基准时钟端子1106。在本实施方式中，输入信号Sin被提供规定的直流偏置，例如，被偏置为电源电位和接地电位之间的中点(Vcc/2)。

调频器1100包括：运算放大器1010、VCO1012、分频器1014、相位比较器1016、环路滤波器1018、第一电阻R11、第二电阻R12，被一体集成在一个半导体衬底上。

调制信号即输入信号Sin通过第一电阻R11被输入到运算放大器1010的反相输入端子。该运算放大器1010例如使用输入以及输出电压的范围较宽的轨对轨放大器。运算放大器1010的电路结构没有特别地限定，只要是在输入级具有差动放大电路的放大器即可。

第二电阻R12被设置在运算放大器1010的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。VCO1012被输入运算放大器1010的输出电压(以下，称为控制电压Vcnt)。VCO1012生成其频率具有与控制电压Vcnt相对应的频率frf的已调信号Sout。该输出信号Sout从输出端子1104被输出到外部，同时也被输入到分频器1014。

分频器1014将VCO1012的输出信号Sout分频至1/n，输出反馈信号Sfb。相位比较器1016将从分频器1014输出的频率为frf/n的反馈信号Sfb、与输入到基准时钟端子1106的基准时钟信号CKref进行比较，并输出与两个信号的相位差对应的电压(以下，称为相位差电压Vpc)。相位比较器1016可以使用任何结构，例如可以通过与反馈信号Sfb和基准时钟信号CKref的相位差相对应地输出充电(charge)信号或放电(discharge)信号的相位比较电路、和与充电信号或放电信号相对应地使电容器充放电的电荷泵电路来构成。

环路滤波器1018除去相位比较器1016的输出信号即相位差电压Vpc1的高频分量。从环路滤波器1018输出的相位差电压Vpc2被输入到运算放大器1010的同相输入端子中。在本实施方式中，环路滤波器1018由包括第一电容器C11、第二电容器C12以及第3电阻R13的无源滤波器构成。第一电容器C11设置在相位比较器1016的输出端子和接地之间。第二电容器C12以及第3电阻R13串联连接，被设置在与第一电容器C11并联的路径上。而且，环路滤波器1018的结构并不限定于实施方式的结构，只要是可得到期望的截止频率，可以是任何结构，此外，根据情况，也可以由有源滤波器构成。

下面说明如上那样构成的调频器1100的动作。

在输入到输入端子1102的输入信号Sin、从环路滤波器1018输出的相位差电压Vpc2、和控制电压Vcnt之间，以下的关系式(1)成立。

Vcnt＝(1+R12/R11)×Vpc2-R12/R11×Sin……式(1)

即，运算放大器1010、第一电阻R11、第二电阻R12对于输入到输入端子1102的调制信号即输入信号Sin具有作为反相放大器的功能。该反相放大器的增益G1是由第一电阻R11、第二电阻R12的电阻值决定，按G1＝R12/R11提供。在本实施方式中，假设设定为R11∶R12＝10∶1左右。此时的增益G1为-20dB左右。

此外，运算放大器1010、第一电阻R11、第二电阻R12对于从环路滤波器1018输出的相位差电压Vpc2具有作为同相放大器的功能。该同相放大器的增益G2使用第一电阻R11、第二电阻R12的电阻值，按(1+R12/R11)提供。

通过运算放大器1010、第一电阻R11、第二电阻R12，输入信号Sin和环路滤波器1018的输出信号即相位差电压Vpc2被重叠，生成控制电压Vcnt。因VCO1012与控制电压Vcnt对应的频率进行振荡，所以调频器1100可以生成按照输入信号Sin而被调频的已调信号Sout。

根据这个实施方式，因运算放大器1010的输入阻抗较高，所以可以降低环路滤波器1018的阻抗对输入端子1102侧的电路所产生的影响。其结果，因从输入信号Sin测不到环路滤波器1018，所以可通过环路滤波器1018，防止输入信号Sin的高频的衰减，抑制信号的失真。

此外，在如以往使用电阻以及电容器进行耦合的情况下，有时从环路滤波器1018输出的信号泄漏到输入信号Sin侧，但是在本实施方式的调频器1100中，因运算放大器1010的输入阻抗较高，还可以消除这个问题。

而且，在以往技术中，使用耦合电容器的情况下，因该电容器与其他的电路元件一起构成高通滤波器，所以需要将其电容值设为非常大，导致不能IC化，需要作为外置部件来设置。相对于此，在本实施方式的调频器1100中，即使不使用耦合电容器，也可以将输入信号Sin重叠到PLL的VCO1012的输入中，所以可以减少外置部件。此外，在将耦合电容器设置在外部的情况下，需要设置两个端子，但也可以削减这些端子，减少芯片面积。

第一电阻R11、第二电阻R12的至少一个也可以作为可变电阻来构成。此时，可根据VCO1012的特性等，调节环路增益或输入信号的振幅。

在运算放大器1010使用轨对轨放大器的情况下，可以较宽地设定VCO1012的输入信号即控制电压Vcnt的电压范围，所以可以将从调频器1100输出的高频信号的频带取得宽。

接着，说明本实施方式的调频器1100的应用例子。图2是表示使用了图1的调频器1100的FM发送机1200的结构的方框图。该FM发送机1200将音频信号变换为立体声合成信号，进行调频、放大后从天线发送。这样的FM发送机1200可以用于在车载用音频中，在不通过电缆发送信号时使用，或者在内置于移动终端，对固定型的音频设备发送音频信号的用途。FM发送机1200除了图1所示的调频器1100之外，也可以包括立体声调制器1202、功率放大器1204，集成在一个LSI上，也可以分割为单独的IC构成。

音频信号源1210是CD播放器或MD播放器、存储器音频、硬盘音频等，生成音频信号S11，输出到FM发送机1200。立体声调制单元1202将音频信号S11变换为立体声合成信号S12。立体声合成信号S12输入到图1的调频器1100。调频器1100基于立体声合成信号S12进行调频，生成已调信号S13(Sout)。从调频器1100输出的已调信号S13通过功率放大器1204被放大，从天线1220发送。另外，图2的FM发送机1200仅是将主要的模块简化所示，省略了其他滤波器等的电路模块。

图2的FM发送机1200使用图1的调频器1100构成，因部件数被减少，所以容易成为小型化。其结果，对移动电话终端等的安装变得简单。

本领域的技术人员应该理解实施方式只是例示，这些各结构元素或各处理工序的组合可以有各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。

在第一实施方式中，作为使用了运算放大器1010、第一电阻R11、第二电阻R12的结构，但也可以在其上附加电容器等而设置滤波器功能。此外，也可以使用有源滤波器作为环路滤波器1018。

(第二实施方式)

图3是表示本发明的第二实施方式的FM发送机2200的结构的方框图。该FM发送机2200将音频信号变换为立体声合成信号，进行调频、放大后从天线发送。这样的FM发送机2200可以用于在车载用音频中，在不通过电缆发送信号时使用，或者被内置于移动终端，对固定型的音频设备发送音频信号的用途。

FM发送机2200包括：预加重滤波器2110L、2110R、立体声调制器2100、调频器2120、功率放大器2130。该FM发送机2200也可以将各个模块集成在一个LSI上，也可以分割为单独的IC构成。另外，图3的FM发送机2200是仅将主要的模块简化表示，省略了其他滤波器等的电路模块。

音频信号源2210是CD播放器或MD播放器、存储器音频、硬盘音频等，生成音频信号S21，输出到FM发送机2200。预加重滤波器2110L、2110R进行与立体声信号的L声道和R声道对应的音频信号S21L、S21R各自的频率校正，输出到立体声调制器2100。立体声调制器2100将从预加重滤波器2110L、2110R输出的音频信号SL、SR变换为立体声合成信号Sc。立体声合成信号Sc被输入到调频器2120。

调频器2120将立体声合成信号Sc作为调制信号，生成基于该调制信号而被调频的高频的已调信号S23。调频器2120是包括例如使用VCO、分频器、相位比较器、环路滤波器构成的PLL(Phase Locked Loop)，将在VCO的输入信号上重叠音频信号的直接调制式的调频器。通过调频器2120生成的已调信号S23通过功率放大器2130被放大，并从天线2220发送。

图4是表示本发明的第二实施方式的立体声调制器2100以及其周边电路的结构的电路图。在立体声调制器2100中被输入包括了左声道信号SL、右声道信号SR的立体声信号Sstr和频率为38kHz的副载波Ssc以及频率为19kHz的导频信号Sp。

振荡器2040是PLL等，将所输入的基准时钟信号CKREF进行倍增，生成内部时钟信号CK。通过振荡器2040所生成的内部时钟信号CK输出到分离调整电路2020。另外，在基准时钟信号CKREF为几MHz以上非常高的情况下，可以原样作为内部时钟信号CK利用，所以也可以省略振荡器2040。

通过振荡器2040所生成的内部时钟信号CK输入到分频器2042中。分频器2042将内部时钟信号CK分频为1/N，生成38kHz的副载波Ssc。例如，分频器2042也可以是可变更分频比N的可编程序分频器。

在分频器2042中生成的副载波Ssc输入到立体声调制器2100，同时也输入到分频器2050。分频器2050对副载波Ssc进行分频，生成19kHz的导频信号Sp。此时，时钟信号CK的频率例如是从几MHz到30MHz左右，成为副载波Ssc以及导频信号Sp的频率的整数倍。

立体声调制器2100基于立体声信号Sstr、副载波Ssc、导频信号Sp，生成立体声合成信号Sc。以下，说明立体声调制器2100的结构。

立体声调制器2100包括多路复用器2010、分离调整电路2020、导频信号合成单元2012。

分离调整电路2020中被输入副载波Ssc以及导频信号Sp。分离调整电路2020包括使副载波Ssc以及导频信号Sp的任一个延迟的延迟电路。在下面叙述细节，但是该延迟电路使输入的信号延迟将规定的时钟信号计数n循环(n为自然数)的时间。

多路复用器2010将从分离调整电路2020输出的副载波Ssc′和立体声信号Sstr进行合成。首先，多路复用器2010生成左声道信号SL与右声道信号SR的和信号(主声道信号)以及差信号(副声道信号)。之后，使用副声道信号对从分离调整电路2020输出的副载波Ssc′进行调幅。进而，将通过副声道信号而被调幅过的副载波和主声道信号进行合成，输出合成信号Smux。

导频信号合成单元2012将从分离调整电路2020输出的导频信号Sp′和从多路复用器2010输出的合成信号Smux进行合成。导频信号合成单元2012的输出信号作为立体声合成信号Sc，被输出到后级的调频器2120。

接着，说明分离调整电路2020的结构。图5是表示分离调整电路2020的第一结构例子的电路图。图5的分离调整电路2020a包括第一移位寄存器2022以及信号线2026。第一移位寄存器2022中被输入副载波Ssc，并作为对副载波Ssc提供规定的延迟的延迟电路2030而动作。在时钟信号CK的每个时钟，第一移位寄存器2022对输入的副载波Ssc移位一位。该时钟信号CK也可以是振荡器2040的基准时钟信号，也可以是对基准时钟信号进行倍增或者分频的信号。即，输入到分离调整电路2020的时钟信号CK优选是，与用于生成副载波Ssc以及导频信号Sp而使用的基准时钟信号起源相同的信号。

第一移位寄存器2022从其输出端子2024输出将副载波Ssc移位了n位的信号Ssc′。将时钟信号CK的周期时间设为Tck时，第一移位寄存器2022的输出信号Ssc′相对于其输入信号Ssc，成为延迟了τ＝Tck×n的信号。这样，第一移位寄存器2022具有作为使所输入的信号延迟将规定的时钟信号CK计数n循环的时间的延迟电路的功能。

在图5的分离调整电路2020a中，副载波Ssc被输入到第一移位寄存器2022产生延迟，同时导频信号Sp经由信号线2026被直接输出。其结果，可以使副载波Ssc的相位相对于导频信号Sp延迟。

根据本实施方式的立体声调制器2100，使用时钟信号，使副载波Ssc延迟，消除在搭载了立体声调制器2100的系统中副载波Ssc以及导频信号Sp各自受到的延迟量之差(即，相位差)，从而可以输出分离特性优良的信号。

此外，根据图5的分离调整电路2020a，通过改变时钟信号CK的频率，可以控制延迟量。

若在搭载了立体声调制器2100的系统中，导频信号Sp的相位延迟较小的情况下，也可以构成为将延迟电路2030设置在导频信号Sp的路径上，将副载波Ssc输入到信号线2026。

图6是表示分离调整电路的第二结构例子的电路图。图6的分离调整电路2020b在图5的分离调整电路2020a中附加了开关SW20～SW23。开关SW20～SW23切换将副载波Ssc以及导频信号Sp的哪一个输入到延迟电路2030。根据系统结构，假设副载波Ssc的相位被较大地延迟的情况和导频信号Sp的相位被较大地延迟的情况的两种情况。根据图6的分离调整电路2020a，可以选择要延迟副载波Ssc和导频信号Sp的哪一个，所以可以应对两个情况。

图7是表示分离调整电路的第三结构例子的电路图。在图7的分离调整电路2020c中，延迟电路2030包括第一移位寄存器2032和选择单元2034。第一移位寄存器2032是最大可移位m位的移位寄存器。例如，m是32位，或者64位，设计为m≥n成立。使用多少位的移位寄存器，根据需要的延迟量的最大值和时钟信号CK的频率来决定即可。

选择单元2034包括开关SWb1～SWbm。选择单元2034从第一移位寄存器2032中选择被移位了n位的信号并输出。例如，在将选择单元2034的开关SWb1导通时，从延迟电路2030输出将副载波Ssc延迟了相当于一个时钟循环的时间Tck的信号。在将第64个开关SWB64导通时，输出相当于延迟了Tck×64的信号。

副载波Ssc和导频信号Sp所受到的延迟量的差根据周边电路的结构而变化。为了应对各种延迟量，图7的分离调整电路2020c构成为可以从外部控制偏移量。即，可以从外部控制由分离调整电路的延迟电路2030所计数的循环数n。

根据图7的分离调整电路2020c，可以通过将选择单元2034的哪一个开关导通，从而可以调节延迟时间，可以改善分离特性。此外，即使在时钟信号CK的频率变化时，也可以通过对此相对应地控制选择单元2034，从而可以调节延迟时间。

图8是表示分离调整电路的第四结构例子的电路图。图8的分离调整电路2020d的特征在于，相对于图7的分离调整电路2020c，附加了第二移位寄存器2036。第二移位寄存器2036使所输入的信号被延迟相当于时钟信号CK的一个时钟循环。延迟电路2030中被输入副载波Ssc以及导频信号Sp的其中一个，第二移位寄存器2036中被输入另一个。其结果，输入到延迟电路2030的信号被提供Tck×n的延迟，而输入到第二移位寄存器2036的信号被提供Tck的延迟。

图8的分离调整电路2020d还包括开关SW20～SW23。开关SW20～SW23分别对第一移位寄存器2032以及第二移位寄存器2036切换将输入副载波Ssc以及导频信号Sp的哪一个。

根据图8的分离调整电路2020d，所输入的副载波Ssc以及导频信号Sp通过以任一相同的时钟信号动作的移位寄存器而被输出。其结果，可以将输出的副载波Ssc′和导频信号Sp′的延迟量正确地设定为时钟信号的周期的常数倍。

此外，通过设置开关SW20～SW23，可以选择将延迟副载波Ssc和导频信号Sp的哪一个。

根据本实施方式的立体声调制器2100，设置了图5至图8所示的分离调整电路2020，对副载波Ssc或者导频信号Sp提供相位延迟，从而可以补偿在调频器2120的VCO或环路滤波器中产生的相位偏移，可以改善分离特性。

分离调整电路2020使用数字电路进行相位补偿，所以不使用电容值非常大的电容器也可以进行相位补偿，可以使电路小型化。此外，在图5至图8的分离调整电路2020中，改变时钟信号的频率，在图7、图8的分离调整电路2020中，还对选择单元2034进行控制，从而可以灵活地设定延迟量，而且即使安装在部件外之后，也可以变更延迟量。

本领域的技术人员应该理解实施方式只是例示，这些各结构元素或各处理工序的组合可以有各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。

在第二实施方式中，使用了输入到振荡器2040的基准时钟信号，使移位寄存器动作。其结果，具有可以简化系统的优点。但是，用于使移位寄存器动作的时钟信号也可以利用从其它系统提供的信号。此时，具有可以根据时钟信号的频率，灵活地设定延迟时间的优点。

(第三实施方式)

图9是表示本发明的第三实施方式的FM发送机3200的结构的方框图。该FM发送机3200将音频信号变换为立体声合成信号，进行调频、放大后从天线发送。这样的FM发送机3200可以用于，在车载用音频中，在不通过电缆发送信号时使用，或者被内置于移动终端，对固定型的音频设备发送音频信号的用途。

FM发送机3200包括：预加重滤波器3201L、3201R、立体声调制器3202、可变增益放大器3110、调频器3100、功率放大器3204、控制单元3120。该FM发送机3200的各个模块可以集成在一个LSI上，也可以分割为单独的IC构成。另外，图9的FM发送机3200仅是将主要的模块简化所示，省略了其他滤波器等的电路模块。

音频信号源3210是CD播放器或MD播放器、存储器音频、硬盘音频等，生成音频信号S31，输出到FM发送机3200。预加重滤波器3201L、3201R对与立体声的L声道和R声道对应的音频信号S31L、S31R分别进行频率校正，并将它输出到立体声调制器3202。立体声调制器3202将从预加重滤波器3201L、3201R输出的音频信号S31L′、S31R′变换为立体声合成信号S32。立体声合成信号S32被输入到可变增益放大器3110。

可变增益放大器3110将所输入的立体声合成信号S32放大，调节其振幅。可以从外部控制可变增益放大器3110的增益。从可变增益放大器3110输出的立体声合成信号S33被输入到调频器3100。

调频器3100将可变增益放大器3110的输出信号即立体声合成信号S33作为调制信号，生成基于该调制信号而被调频的已调信号S34。已调信号S34的频率通过对搭载了该FM发送机3200的设备进行控制的DSP(Digital SignalProcessor)等(未图示)而被控制。

调频器3100所生成的已调信号S34通过功率放大器3204被放大，从天线3220发送。功率放大器3204与可变增益放大器3110同样地可以控制增益。

控制单元3120中从未图示的DSP等被输入了表示从调频器3100输出的已调信号S34的频率的控制信号S35。控制单元3120根据控制信号S35而设定可变增益放大器3110以及功率放大器3204的增益。控制单元3120对可变增益放大器3110以及功率放大器3204，分别输出增益控制信号S36、S37。可变增益放大器3110、功率放大器3204的增益根据增益控制信号S36、S37而被设定。在后面叙述增益的设定方法。

图10是表示调频器3100的优选的结构例子的电路图。调频器3100是使用VCO、分频器、相位比较器、环路滤波器构成PLL，在VCO的输入信号上重叠音频信号的直接调制式的调频器。调频器3100基于作为调制信号而被输入到输入端子3102的输入信号S33进行调频，并从输出端子3104输出已调信号S34。在基准时钟端子3106中被输入基准时钟信号CKref。在本实施方式中，输入信号S33被提供规定的直流偏置，例如，被偏置为电源电位和接地电位的中点(Vcc/2)。

调频器3100包括VCO3012、分频器3014、相位比较器3016、环路滤波器3018、合成电路3020，被一体集成在一个半导体衬底上。

合成电路3020包括运算放大器3010、第一电阻R31以及第二电阻R32。输入信号S33通过第一电阻R31被输入到运算放大器3010的反相输入端子。该运算放大器3010例如使用输入以及输出电压范围宽的轨对轨(rail-to-rail)运算放大器。运算放大器3010的电路结构并没有被特别限定，只要是在输入级包括差动放大电路即可。

第二电阻R32被设置在运算放大器3010的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径。VCO3012中被输入运算放大器3010的输出电压(以下，称为控制电压Vcnt)。VCO3012生成具有与控制电压Vcnt相对应的频率frf的输出信号S34。该输出信号S34从输出端子3104输出到外部，同时也被输入到分频器3014。合成电路3020优选是，如图10所示的结构，但也可以是不使用运算放大器，而利用电阻以及耦合电容器的以往的结构。

分频器3014对VCO3012的输出信号(即，已调信号S34)分频为1/n，输出反馈信号Sfb。相位比较器3016将从分频器3014输出的频率为frf/n的反馈信号Sfb、与输入到基准时钟端子3106的基准时钟信号CKref进行比较，并输出与两个信号的相位差对应的电压(以下，称为相位差电压Vpc)。相位比较器3016可以使用任何结构，例如可以由根据与反馈信号Sfb和基准时钟信号CKref的相位差相对应地输出充电信号或放电信号的相位比较电路、和根据充电信号或放电信号使电容器充放电的电荷泵电路来构成。

环路滤波器3018除去相位比较器3016的输出信号即相位差电压Vpc1的高频分量。从环路滤波器3018输出的相位差电压Vpc2输入到运算放大器3010的同相输入端子中。在本实施方式中，环路滤波器3018由包括第一电容器C31、第二电容器C32以及第3电阻R33的无源滤波器构成。第一电容器C31设置在相位比较器3016的输出端子和接地之间。第二电容器C32以及第3电阻R33串联连接在与第一电容器C31并联的路径上。而且，环路滤波器3018的结构并不限定于实施方式中，只要是可得到期望的截止频率，可以是任何结构，此外，根据情况，也可以由有源滤波器构成。

下面说明如上那样构成的调频器3100的动作。

输入到输入端子3102的输入信号S33、从环路滤波器3018输出的相位差电压Vpc2、和控制电压Vcnt之间，以下的关系式(1)成立。

Vcnt＝(1+R32/R31)×Vpc2-R32/R31×S33……式(1)

即，运算放大器3010、第一电阻R31、第二电阻R32对于被输入到输入端子3102的输入信号S33具有作为反相放大器的功能。该反相放大器的增益G1是由第一电阻R31、第二电阻R32的电阻值决定，按G1＝R32/R31提供。在本实施方式中，假设设定为R31∶R32＝10∶1左右。此时的增益Ginv为-20dB左右。

此外，运算放大器3010、第一电阻R31、第二电阻R32对于从环路滤波器3018输出的相位差电压Vpc2具有作为同相放大器的功能。该同相放大器的增益G2使用第一电阻R31、第二电阻R32的电阻值，按(1+R32/R31)提供。

通过运算放大器3010、第一电阻R31、第二电阻R32，输入信号S33和环路滤波器3018的输出信号即相位差电压Vpc2被重叠，生成控制电压Vcnt。因VCO3012是与控制电压Vcnt对应的频率进行振荡，所以调频器3100可以生成按照输入信号S33而被调频的输出信号S34。

根据这个方式，因运算放大器3010的输入阻抗高，所以可以降低环路滤波器3018的阻抗对输入端子3102侧的电路所产生的影响。其结果，因从输入信号S33测不到环路滤波器3018，所以可通过环路滤波器3018，防止输入信号S33的高频的衰减，抑制信号的失真。

此外，在如以往那样使用电阻以及电容器进行耦合的情况下，有时从环路滤波器3018输出的信号泄漏在输入信号S33侧，但是在本实施方式的调频器3100中，因运算放大器3010的输入阻抗高，所以还可以消除这个问题。

而且，在以往技术中，使用耦合电容器的情况下，因该电容器与其他的电路元件一起构成高通滤波器，所以需要将其电容值设为非常大，无法IC化，需要作为外置部件来设置。相对于此，在本实施方式的调频器3100中，即使不使用耦合电容器，也可以将输入信号S33重叠到PLL的VCO3012的输入中，所以可以减少外置部件。此外，在将耦合电容器设置在外部的情况下，需要设置两个端子，但也可以削减这些端子，减少芯片面积。

也可以将第一电阻R31、第二电阻R32的至少一个作为可变电阻来构成。此时，可根据VCO3012的特性等，调节环路增益或输入信号的振幅。

在运算放大器3010使用轨对轨放大器的情况下，可以较宽地设定VCO3012的输入信号即控制电压Vcnt的电压范围，所以可以较宽地取得从调频器3100输出的已调信号的频带。

图11是表示使用了图10所示的VCO3012的调频器3100的调制灵敏度特性的一个例子的图。图11的横轴表示已调信号的频率(调制频率)，纵轴表示调制灵敏度。图11所示的特性以及数值只是一个例子，实际的特性随着调频器3100的结构等而变化。如图11所示，调频器3100的调制灵敏度随着调制频率frf而变化。

图12是表示由控制单元3120设定的可变增益放大器3110的增益g和调制频率frf之间的关系的图。图12的横轴表示已调信号的频率frf，纵轴表示可变增益放大器3100的增益g。如图12所示，控制单元3120设定可变增益放大器3110的增益，以校正调频器3100的调制灵敏度的频率依赖性。即，在调频器3100的调制灵敏度高的频率中，使可变增益放大器3100的增益g降低，相反地，在调频器3100的调制灵敏度低的频率中，使可变增益放大器3100的增益增加。

例如，预先测定调频器3100的调制灵敏度的频率依赖性，基于所测定的依赖性，决定图12所示的增益和频率之间的关系。控制单元3120也可以包括用于保存表示增益和频率的关系的表的存储器3122。

这样，根据调频器3100的调制频率，改变可变增益放大器3110的增益，可以将调制度与频率无关地保持为一定，可以在宽带的频带中，生成良好的调制信号。

控制单元3120还根据调制频率改变功率放大器3204的增益。图13是表示FM发送机3200的输出功率和频率之间的关系的图。图13的实线表示固定了功率放大器3204的增益时的两者的关系。一般地，功率放大器的增益具有频率依赖性，此外，根据天线的发射特性或设置在各个电路之间的滤波器(未图示)，输出功率具有频率依赖性。其结果，有时因频率而无法发送很大的功率。从FM发送机3200可允许发送的功率的上限是由电波法所规定，所以也不能增加功率放大器3204的增益。

因此，在本实施方式中的FM发送机3200中，控制单元3120对应于已调信号的频率而设定功率放大器3204的增益，以使从功率放大器3204输出的高频信号的功率一定。图13的虚线表示进行了功率放大器3204的增益控制时的输出功率和频率之间的关系。也可以预先测定FM发送机3200的输出功率和频率之间的关系，基于测定结果设定用于表示功率放大器3204的增益和频率之间的关系的表，保存在存储器3122中。

通过进行功率放大器3204的增益控制，即使已调信号的频率变化，也可以将FM发送机3200的发送功率保持为一定

本领域的技术人员应该理解，实施方式只是例示，这些各结构元素或各处理工序的组合可以有各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。

在第三实施方式中，在调频器3100的前级设置了可变增益放大器3110，但是在将调频器3100作为图10的结构的情况下，也可以将第一电阻R31或第二电阻R32的至少一个作为可变电阻，一体构成调频器3100和可变增益放大器3110。此时，可以削减电路面积。

(第四实施方式)

图14是表示本发明的第四实施方式的电压生成电路5100的结构的电路图。电压生成电路5100将施加到电源端子5102的电源电压Vdd和施加到接地端子GND的接地电压(0V)分压，并从输出端子5104输出。在本实施方式中，电压生成电路5100用于生成电源电压的中点电压Vdd/2。

电压生成电路5100包括第一分压电路5010、第二分压电路5020、充电电路5030。第一分压电路5010包括串联连接在电源端子5102和接地端子GND之间的第一电阻R51和第二电阻R52。在本实施方式中，第一电阻R51和第二电阻R52成对形成，其电阻值被设计得相等。为了减少消耗电流，优选地，较大地设定第一电阻R51和第二电阻R52的电阻值，例如，设定在从数十kΩ到1MΩ左右的范围内。

第一电阻R51和第二电阻R52的连接点被连接到输出端子5104。输出端子5104和接地端子GND之间被设置输出电容器C51。电压生成电路5100将输出电容器C51上呈现的电压(以下，称为基准电压Vref)从输出端子5104输出。为了稳定基准电压Vref，优选地，较大地设定输出电容器C51的电容值，例如，设定为从0.01μF到1μF的范围内。

第二分压电路5020包括串联连接在电源端子5102和接地端子GND之间的第三电阻R53和第四电阻R54。第三电阻R53和第四电阻R54成对地形成，其电阻值被设计为相等。为了减少消耗电流，优选地，较大地设定第三电阻R53和第四电阻R54的电阻值，例如，设定在从数十kΩ到1MΩ左右的范围内。另外，也可以将第一电阻R51～第四电阻R54全部都设定为相同的电阻值，全部都成对构成。

充电电路5030将第三电阻R53、第四电阻R54的连接点的电压(以下，称为检测电压Vdet)与输出端子5104的基准电压Vref进行比较，在Vdet＞Vref时充电电路有效，在Vdet＜Vref时充电电路无效。在充电电路5030有效时，对输出电容器C51供给充电电流Ic1，而在无效时，停止供给电流。

充电电路5030包括第五电阻R55、第一开关SW51、第一比较器5032。第五电阻R55以及第一开关SW51串联连接在电源端子5102和输出端子5104之间。第一比较器5032比较检测电压Vdet和输出端子5104的基准电压Vref。第一开关SW51根据第一比较器5032的输出信号而导通/截止。即，第一开关SW51在Vdet＞Vref时导通，在Vdet＜Vref时截止。充电电路5030在第一开关SW51导通时有效，在第一开关SW51截止时无效。第一开关SW51也可以使用MOS晶体管或者双极晶体管构成。

优选地，第五电阻R55的电阻值设定在第一电阻R51～第四电阻R54的电阻值的1/1000到1/10的范围内。例如，在将第一电阻R51～第四电阻R54设为500kΩ时，将第五电阻R55设为1kΩ左右。

在实施方式中，优选地，第一比较器5032具有输入偏置电压Vofs1。优选地，输入偏置电压Vofs1的值设定为数十mV～数百mV左右，更具体地说，设定为10mV到300mV左右。在第一比较器5032中设定了输入偏置电压Vofs1的情况下，第一开关SW51在Vdet＞Vref+Vofs1时导通，在Vdet＜Vref+Vofs1时截止。

根据如上构成的电压生成电路5100，在稳定状态下，从输出端子5104生成由Vref＝Vdd×R52/(R51+R52)＝Vdd/2提供的基准电压。从输出端子5104输出的基准电压Vref通过缓冲器电路BUF1、BUF2，提供给其他的电路模块。

说明如上构成的电压生成电路5100的电源电压变动时的动作。以下，作为电源电压变动的一个例子，说明电源电压上升的情况。

首先，为了更加明确本发明的效果，说明没有设置充电电路5030的情况下的动作。图15是在没有设置充电电路5030的情况下的电压生成电路的动作波形图。为了简化说明，在图15以及后述的图16，适当地扩大、缩小表示纵轴以及横轴。

在时刻t0导通电源，电源电压Vdd上升，在时刻t1达到规定的电压Vdd1。在没有设置充电电路5030的情况下，对于输出电容器C51的充电路径只是第一电阻R51。其中，输出电容器C51和第一电阻R51形成时间常数电路，如上所述地，输出电容器C51的电容值为了稳定电压而被较大地设定，而且，第一电阻R51的电阻值为了低消耗功率也被较大地设定。因此，输出电容器C51和第一电阻R51的时间常数非常大，所以如图15所示，基准电压Vref迟于电源电压Vdd的上升，在时刻t2，达到规定的电压Vdd1/2。

接着，说明包括充电电路5030的本实施方式的电压生成电路5100的动作。图16是设置了充电电路5030的本实施方式的电压生成电路5100的动作波形图。

当电源电压Vdd上升时，将电源电压Vdd分压所得到的检测电压Vdet跟随电源电压Vdd而上升。在时刻t0，Vdet＜Vref+Vofs1成立，充电电路5030无效。此时，因为输出电容器C51通过第一电阻R51被充电，基准电压Vref开始缓慢地上升。

当在时刻t1，成为Vdet＞Vref+Vofs1时，第一开关SW51导通，充电电路5030有效。当在充电电路5030成为有效时，输出电容器C51通过包括第一开关SW51以及第五电阻R55的路径被充电。如上所示地，第五电阻R55的电阻值与第一电阻R51的电阻值相比被较低地设定，所以时间常数降低，基准电压Vref开始急速地上升。

在时刻t2，电源电压Vdd达到规定值Vdd1，之后在时刻t3，当基准电压Vdet达到电压(Vdd1/2-Vofs1)时，Vdet＜Vref+Vofs1，第一开关SW51截止。在时刻t3之后，输出电容器C51通过第一电阻R51被充电，基准电压Vref缓慢地上升，在时刻t4，达到Vdd1/2。

这样，根据本实施方式的电压生成电路5100，在电源电压Vdd上升时，对于跟随电源电压Vdd的检测电压Vdet的上升，输出端子5104的基准电压Vref的上升被延迟，所以充电电路5030有效。通过将第一开关SW51导通，并通过电阻值低的第五电阻R55进行充电，从而与仅由第一电阻R51进行充电的情况相比，可以在短时间内使基准电压Vref上升。

此外，在充电电路5030的第一比较器5032中设定了输入偏置电压Vofs1的情况下，可以防止充电电路5030的第一开关SW51的导通/截止由于电源电压Vdd或基准电压Vref的轻微的变动而被切换。特别是，可以防止第一开关SW51由于电源电压Vdd的波动(ripple)而重复导通/截止，可以进一步稳定基准电压Vref。

而且，在充电电路5030，即使检测电压Vdet与基准电压Vref之间的差较小，但只要Vdet＞Vref(在被设定偏置电压的情况下，Vdet＞Vref+Vofs1)成立，则充电电路5030有效，所以可以通过充电电路5030使基准电压Vref上升，直到基准电压Vref成为与电源电压Vdd的中心电压Vdd/2大致相等。

接着，说明电压生成电路的变形例。图17是表示电压生成电路5100的变形例的结构的电路图。在图17中，对于与图14相同或同等的结构元素赋予相同的标号，并适当地省略说明。以下，以不同点为中心进行说明。

图17的电压生成电路5100b的特征在于，在图14的电压生成电路5100中附加了放电电路5040。放电电路5040在第三电阻R53、第四电阻R54的连接点上呈现的检测电压Vdet低于在输出端子5104上呈现的基准电压Vref时有效，从输出电容器C51抽出电流。

放电电路5040与充电电路5030相同地构成。放电电路5040包括第六电阻R56、第二开关SW52、第二比较器5042。

第六电阻R56以及第二开关SW52串联连接在接地端子GND和输出端子5104之间。第二比较器5042将呈现在第三电阻R53、第四电阻R54的连接点的检测电压Vdet与输出端子5104的基准电压Vref进行比较。第二开关SW52根据第二比较器5042的输出信号被控制导通/截止。第二比较器5042也可以具有输入偏置电压Vofs2。

在第二比较器5042中设定了输入偏置电压Vofs2时，第二开关SW52在Vdet＜Vref-Vofs时导通，在Vdet＞Vref-Vofs时截止。

优选地，第六电阻R56的电阻值设定在第一电阻R51～第四电阻R54的电阻值的1/1000到1/10的范围内。而且，也可以将第六电阻R56与第五电阻R55设定为相同的电阻值，成对地形成。

此外，除了充电电路5030之外，还设置放电电路5040，从而在电压生成电路5100b停止时，可以使基准电压Vref立即降低。

此外，通过在第一比较器5032以及第二比较器5042中设定输入偏置电压，可以防止在基准电压Vref和检测电压Vdet大致相等的电压范围中，第一开关SW51和第二开关SW52交替地导通/截止。

图18是表示利用了上述实施方式的电压生成电路5100的信号处理电路的结构例子的方框图。图18的信号处理电路5200将从电压生成电路5100输出的中点电压Vdd/2作为基准电压进行规定的信号处理。作为规定的信号处理，可例示为音频信号的放大或有源滤波器的滤波等。

以下，将图18的信号处理电路5200作为立体声FM发送电路进行说明，该立体声FM发送电路将音频信号变换为立体声合成信号，进行调频、放大后从天线发送。这样的信号处理电路(以下，也称为FM发送电路)5200可以用于，在车载用音频中，在不通过电缆发送信号时使用，或者内置于移动终端，对于固定型的音频设备发送音频信号的用途。

FM发送电路5200包括电压生成电路5100、预加重滤波器5110L、5110R、立体声调制器5120、调频器5130、功率放大器5140。可以将该FM发送电路5200的各个模块集成在一个LSI上，也可以分割为单独的IC构成。另外，图14的FM发送电路5200只是将主要的模块简化所示，省略了其他滤波器等的电路模块。

音频信号源5210是CD播放器或MD播放器、存储器音频、硬盘音频等，生成音频信号S51，输出到FM发送电路5200。预加重滤波器5110L、5110R对与立体声信号的L声道和R声道对应的音频信号S51L、S51R分别进行频率校正，输出到立体声调制器5120。立体声调制器5120将从预加重滤波器5110L、5110R输出的音频信号SL、SR变换为立体声合成信号Sc。立体声合成信号Sc被输入到调频器5130。

调频器5130将立体声合成信号Sc作为调制信号，生成基于该调制信号而被调频的高频的已调信号S53。调频器5130是包括例如使用VCO、分频器、相位比较器、环路滤波器构成的PLL(Phase Locked Loop)，将在VCO的输入信号上重叠音频信号的直接调制式的调频器。由调频器5130生成的已调信号S53通过功率放大器5140被放大，并从天线5220发送。

电压生成电路5100将从电池5230输出的电池电压Vbat设为电源电压Vdd，基于该电源电压Vdd生成基准电压Vref。电池电压Vdd除了供给电压生成电路5100之外，还供给各个块(block)。由电压生成电路5100所生成的基准电压Vref通过缓冲器BUF1～BUF3，分别输出到预加重滤波器5110、立体声调制器5120、调频器5130、其他的放大器等，需要电源电压Vdd的中点电压Vdd/2的各个块。即，优选地，立体声调制器5120以及调频器5130的至少一个基于从电压生成电路5100输出的中点电压Vdd/2动作。

在这样构成的图18的FM发送电路5200中，通过实施方式的电压生成电路5100，导通电源之后，可以在短时间内生成中间电压Vdd/2，所以可以缩短开始信号处理为止的期间。

本领域的技术人员应该理解，实施方式只是例示，这些各结构元素或各处理工序的组合可以有各种变形例，而且这样的变形例也属于本发明的范围。

在第四实施方式的电压生成电路5100中，在充电电路5030或者放电电路5040的充电、放电路径上设置第五电阻R55或第六电阻R56，但并不限定于此。例如，也可以在充电电路5030、放电电路5040中不设置第五电阻R55、第六电阻R56。

说明了图18的FM发送电路5200被电池驱动的情况，但并不限定于此，也可以由从其他的电源装置输出的电压驱动。此外，第四实施方式的电压生成电路5100的用途并不限定为音频信号处理电路，可以广泛地用于其他的利用中点电压Vdd/2的信号处理电路。

电压生成电路5100是对电源电压Vdd和接地电位进行分压的电路，但接地电位并不限定为0V，也包含负的电源电压-Vdd。

基于实施方式说明了本发明，但实施方式仅是表示本发明的原理、应用，在不脱离权利要求中所规定的本发明的思想的范围内，实施方式可以有多个变形例或配置的变更。

工业上的可利用性

本发明可以利用在无线发送机中。

Claims (41)

1.一种立体声调制器，基于立体声信号、副载波以及导频信号而生成立体声合成信号，其特征在于，它包括：

分离调整电路，其包括延迟电路，将所述副载波以及所述导频信号的任一个输入到该延迟电路并使其延迟，该延迟电路使所输入的信号延迟对规定的时钟信号进行n(n为自然数)循环计数的时间；

多路复用器，对从所述分离调整电路输出的所述副载波和所述立体声信号进行合成；以及

导频信号合成单元，将从所述分离调整电路输出的所述导频信号和所述多路复用器的输出信号进行合成。

2.如权利要求1所述的立体声调制器，其特征在于，

可以从外部控制由所述分离调整电路的延迟电路所计数的循环数n。

3.如权利要求1所述的立体声调制器，其特征在于，

所述分离调整电路的延迟电路包括根据时钟信号而动作的第一移位寄存器，并输出通过该第一移位寄存器而移位了n位的信号。

4.如权利要求1或2所述的立体声调制器，其特征在于，

所述分离调整电路的延迟电路包括：

第一移位寄存器，最大可移位m(m为满足m之n的整数)位；以及

选择单元，从所述第一移位寄存器中，选择被移位了n位的信号并输出。

5.如权利要求1至3的任一项所述的立体声调制器，其特征在于，

所述分离调整电路还包括：

开关，切换将所述副载波以及所述导频信号的哪一个输入到所述延迟电路。

6.如权利要求3所述的立体声调制器，其特征在于，

所述分离调整电路还包括：

使所输入的信号延迟所述时钟信号的一个时钟循环的1位的第二移位寄存器，

在所述副载波以及所述导频信号中，将另一个输入到该第二移位寄存器并使其延迟。

7.如权利要求6所述的立体声调制器，其特征在于，

所述分离调整电路还包括：

开关，切换将所述副载波以及所述导频信号的哪一个分别输入到所述第一移位寄存器以及所述第二移位寄存器。

8.如权利要求1至3的任一项所述的立体声调制器，其特征在于，

所述时钟信号是其起源与基准时钟信号相同的信号，该基准时钟信号用于生成所述副载波以及所述导频信号。

9.如权利要求1至3的任一项所述的立体声调制器，其特征在于，

所述立体声调制器被一体集成在一个半导体衬底上。

10.一种FM发送电路，其特征在于，包括：

权利要求1至3的任一项所述的立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号；

调频器，生成通过从所述立体声调制器输出的所述立体声合成信号被调频的已调信号；以及

功率放大器，放大由所述调频器所生成的已调信号。

11.如权利要求10所述的FM发送电路，其特征在于，

所述立体声调制器、所述调频器以及所述功率放大器被一体集成在一个半导体衬底上。

12.一种FM发送电路，其特征在于，包括：

可变增益放大器，放大输入信号，并调节其振幅；

直接调制式的调频器，将所述可变增益放大器的输出信号作为调制信号，生成基于该调制信号而被调频的已调信号；以及

增益控制单元，与通过所述调频器生成的已调信号的频率相对应地设定所述可变增益放大器的增益。

13.如权利要求12所述的FM发送电路，其特征在于，

所述增益控制单元设定所述可变增益放大器的增益，以校正所述调频器的调制灵敏度的频率依赖性。

14.如权利要求12或13所述的FM发送电路，其特征在于，

所述增益控制单元包括存储器，该存储器保存用于表示所述已调信号的频率和所述可变增益放大器的增益之间的关系的表。

15.如权利要求12或13所述的FM发送电路，其特征在于，

所述调频器包括：

压控振荡器；

分频器，对所述压控振荡器的输出信号进行分频；

相位比较器，将所述分频器的输出信号与基准时钟信号进行比较，输出与相位差对应的电压；

滤波器，除去所述相位比较器的输出电压的高频分量；以及

合成电路，在所述滤波器的输出信号上重叠所述可变增益放大器的输出信号。

16.如权利要求15所述的FM发送电路，其特征在于，

所述合成电路包括：

运算放大器，其同相输入端子上被输入所述滤波器的输出信号；

第一电阻，其一端连接到所述运算放大器的反相输入端子，另一端被输入所述输入信号；以及

第二电阻，其被设置在所述运算放大器的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。

17.如权利要求12或13所述的FM发送电路，其特征在于，

所述输入信号是立体声合成信号。

18.如权利要求12或13所述的FM发送电路，其特征在于，

所述FM发送电路被一体集成在一个半导体衬底上。

19.如权利要求18所述的FM发送电路，其特征在于，还包括：

立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号，并输出到所述可变增益放大器；以及

功率放大器，放大由所述调频器生成的已调信号，

所述FM发送电路被一体集成在所述半导体衬底上。

20.一种FM发送电路，其特征在于，包括：

直接调制式的调频器，生成基于调制信号而被调频的已调信号；

功率放大器，放大由所述调频器生成的已调信号；以及

增益控制单元，与通过所述调频器而生成的已调信号的频率相对应地设定所述功率放大器的增益。

21.如权利要求20所述的FM发送电路，其特征在于，

所述增益控制单元与所述已调信号的频率相对应地设定所述功率放大器的增益，以使从所述功率放大器输出的高频信号的功率一定。

22.如权利要求20或21所述的FM发送电路，其特征在于，

所述增益控制单元包括存储器，该存储器保存用于表示所述已调信号的频率和所述功率放大器的增益之间的关系的表。

23.如权利要求20或21所述的FM发送电路，其特征在于，

所述调频器包括：

压控振荡器；

分频器，对所述压控振荡器的输出信号进行分频；

相位比较器，将所述分频器的输出信号与基准时钟信号进行比较，并输出与相位差对应的电压；

滤波器，除去所述相位比较器的输出电压的高频分量；以及

合成电路，在所述滤波器的输出信号上重叠所述调制信号。

24.如权利要求23所述的FM发送电路，其特征在于，

所述合成电路包括：

运算放大器，其同相输入端子上被输入所述滤波器的输出信号；

第一电阻，其一端连接到所述运算放大器的反相输入端子，另一端被输入调制信号；以及

第二电阻，被设置在所述运算放大器的输出端子和反相输入端子之间的反馈路径上。

25.如权利要求20或21所述的FM发送电路，其特征在于，

所述调制信号是立体声合成信号。

26.如权利要求20或21所述的FM发送电路，其特征在于，

被一体集成在一个半导体衬底上。

27.如权利要求26所述的FM发送电路，其特征在于，还包括：

立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号，并输出到所述调频器；以及

功率放大器，放大由所述调频器生成的已调信号，

所述FM发送电路被一体集成在所述半导体衬底上。

28.一种电压生成电路，对施加到电源端子的电源电压和施加到接地端子的接地电压进行分压，并从输出端子输出，其特征在于，它包括：

第一分压电路，包括串联连接在所述电源端子和所述接地端子之间的第一、第二电阻，两个电阻的连接点被连接到所述输出端子；

输出电容器，设置在所述输出端子和所述接地端子之间；

第二分压电路，包括串联连接在所述电源端子和所述接地端子之间的第三、第四电阻；以及

充电电路，在所述第三、第四电阻的连接点的电压高于所述输出端子的电压时成为有效，对所述输出电容器提供电流。

29.如权利要求28所述的电压生成电路，其特征在于，

所述充电电路包括：

第一开关，串联连接在所述电源端子和所述输出端子之间；以及

第一比较器，将所述第三、第四电阻的连接点的电压与所述输出端子的电压进行比较，

所述第一开关根据所述第一比较器的输出信号而导通/截止。

30.如权利要求29所述的电压生成电路，其特征在于，

所述充电电路还包括与所述第一开关串联连接的第五电阻。

31.如权利要求30所述的电压生成电路，其特征在于，

将所述第五电阻的电阻值设定在所述第一、第二、第三、第四电阻的电阻值的1/1000至1/10的范围内。

32.如权利要求29所述的电压生成电路，其特征在于，

所述第一比较器具有输入偏置电压。

33.如权利要求28至32的任一项所述的电压生成电路，其特征在于，还包括：

放电电路，在所述第三、第四电阻的连接点的电压低于所述输出端子的电压时成为有效，从所述输出电容器抽出电流。

34.如权利要求33所述的电压生成电路，其特征在于，

所述放电电路包括：

第二开关，串联连接在所述接地端子和所述输出端子之间；以及

第二比较器，将所述第三、第四电阻的连接点的电压与所述输出端子的电压进行比较，

所述第二开关根据所述第二比较器的输出信号而导通/截止。

35.如权利要求34所述的电压生成电路，其特征在于，

所述放电电路还包括与所述第二开关串联连接的第六电阻。

36.如权利要求35所述的电压生成电路，其特征在于，

将所述第六电阻的电阻值设定在所述第一、第二、第三、第四电阻的电阻值的1/1000至1/10的范围内。

37.如权利要求34所述的电压生成电路，其特征在于，

所述第二比较器具有输入偏置电压。

38.如权利要求28所述的电压生成电路，其特征在于，

所述第一分压电路的所述第一电阻和所述第二电阻、所述第二分压电路的所述第三电阻和所述第四电阻分别成对地形成。

39.一种信号处理电路，其特征在于，包括：

权利要求28所述的电压生成电路，

所述信号处理电路将从该电压生成电路输出的电压作为基准电压，进行规定的信号处理。

40.如权利要求39所述的信号处理电路，其特征在于，包括：

立体声调制器，将音频信号变换为立体声合成信号；

调频器，生成通过从所述立体声调制器输出的所述立体声合成信号而被调频的已调信号；以及

功率放大器，放大由所述调频器生成的已调信号，

所述立体声调制器以及所述调频器的至少一个基于从所述电压生成电路输出的电压而动作。

41.如权利要求39所述的信号处理电路，其特征在于，

所述信号处理电路被一体集成在一个半导体衬底上。

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