JP5599353B2 - 送受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された信号を送受信する送受信装置に関する。

近年、高精細な画像（動画像及び静止画像を含む）又は音声を用いた種々の大容量コンテンツを含むデータを、無線通信を介してエンドユーザに提供するサービスが検討されている。

特に、数Ｇ（ギガ）ビットに及ぶ大容量のデータを高速に伝送するため、６０ＧＨｚ帯を含むミリ波帯を用いて、数Ｇｂｐｓの高速伝送を行う無線通信システムが検討されている。特に、ＩＥＥＥ（Institute of Electrical and Electronics Engineering）において、無線ＰＡＮとして例えばＩＥＥＥ８０２．１５．３ｃ、又は無線ＬＡＮとして例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａｄの規格標準化作業が行われている。

例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａｄにおいて検討されているミリ波帯を用いたシングルキャリア通信では、１．７６Ｇシンボル／秒によってＰＳＫ又はＱＡＭ変調された信号を伝送する。１シンボル時間は約０．５７ｎｓｅｃと短くなる。

一方、変調されたベースバンド信号を６０ＧＨｚ帯にアップコンバートしてアンテナから送信する高周波（ＲＦ）回路では、広帯域な通信特性が求められる。信号帯域幅が１．７６ＧＨｚとなり、広帯域であるので、信号歪みを起こさない送信のために、ＲＦ回路の通過帯域特性が信号の全帯域にわたって平坦であることが求められる。

しかし、６０ＧＨｚの高周波信号に変換するミキサー又はパワーアンプに、信号の全帯域にわたって平坦な通過帯域特性を持たせることは実際には難しい。

ＲＦ回路における通過帯域特性の歪みを補正する方法として、デジタルベースバンド信号を用いてプレディストーションする方法が知られている。この方法では、予めＲＦ回路の通過帯域特性を測定し、測定結果の逆特性となるデジタルフィルタ係数を求め、送信信号をフィルタリングすることで、ＲＦ回路通過時に通過帯域特性を平坦にするための補正が施される。

プレディストーションを用いる無線通信システムとして、例えば特許文献１、２が知られている。特許文献１に記載の無線通信装置は、ＲＦ回路を送信側から受信側へループバックした信号の周波数歪み特性を検出し、理想特性からの差分スペクトルを逆フーリエ変換した時間軸信号を保持し、送信時のＦＩＲフィルタに加算することにより、歪みを補正する。

また、特許文献２に記載のデジタル無線通信装置は、周波数領域信号においてプレディストーションを行う。デジタル無線通信装置は、ゼロサンプル挿入によりＬ倍にオーバーサンプリングした時間軸信号をＮポイントフーリエ変換し、周波数領域において重み付けする。デジタル無線通信装置は、重み付けの後、周波数ｂｉｎをシフトして中心周波数を変更し、Ｎポイント逆フーリエ変換により時間軸信号に変換して出力する。

特開２０００−２４４３７０号公報 特開２０１０−２５２１７８号公報

しかしながら、上記従来の無線通信装置では、次の様な問題があった。具体的には、前述した従来技術では、送信信号のシンボルをＤＡコンバータにおいてオーバーサンプリング（インタポレーション）した信号に対し、プレディストーションフィルタを掛ける必要があった。

即ち、上記従来の無線通信装置をミリ波の通信に適用しようとすると、例えば２倍オーバーサンプリングでも、３．５２Ｇｓｐｓ（サンプル／秒）の時間軸信号に対してデジタルフィルタを用いる必要がある。

インタポレーションフィルタ及びプレディストーションフィルタを用いて補正するＲＦ回路の通過帯域特性の周波数分解能を高めるためには、数十タップのＦＩＲフィルタが必要となり、回路規模が増大する。また、フィルタ演算には、高速な処理クロック速度が求められた。

本発明は、この様な事情を考慮してなされたものであり、シンボル速度が高速であるために信号帯域幅が広帯域にわたるベースバンド信号でも、回路規模を増大せずに、通過帯域特性を高精度に補正する送受信装置を提供することを目的とする。

本発明の送受信装置は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された受信信号または送信信号を周波数変換する高周波部と、受信時に、前記受信信号を時間軸信号から周波数領域信号に変換し、送信時に、前記送信信号を周波数領域信号から時間軸信号に変換する第１の変換部と、送信時に、前記送信信号を時間軸信号から周波数領域信号に変換し、受信時に、前記受信信号を周波数領域信号から時間軸信号に変換する第２の変換部と、受信時に前記第１の変換部から出力される周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正して、前記第２の変換部に出力し、及び、送信時に前記第２の変換部から出力される周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正して、前記第１の変換部に出力する補正係数乗算部と、を備える。

本発明によれば、送信時の歪補正において、受信時における補正係数乗算部、第１の変換部および第２の変換部を共用でき、回路規模を大幅に増大せずに、送信時、通過帯域特性を精度良く補正できる。

送受信装置の全体構成を表すブロック図 歪補正部の内部構成を表すブロック図 送信信号のフレームフォーマットの一例を表す説明図 送信歪特性のキャリブレーション時における歪補正部の内部構成を表すブロック図 キャリブレーション時における歪補正部の各部の信号をスペクトルによって表現した図、（Ａ）ＡＤコンバータに入力されたベースバンド信号のスペクトル、（Ｂ）ＡＤコンバータがベースバンド信号を２倍オーバーサンプリングした後の信号のスペクトル、（Ｃ）サンプル列を１２８ポイントのＦＦＴによって変換した周波数領域信号のスペクトル、（Ｄ）歪特性の逆特性に相当する周波数領域信号のスペクトル 送信時における歪補正部の内部構成を表すブロック図 送信時における歪補正部内の各信号をスペクトルによって表現した図、（Ａ）変調部からのシンボル速度ｆｓの変調信号のスペクトル、（Ｂ）サンプル列を６４ポイントのＦＦＴによって変換した周波数領域信号のスペクトル、（Ｃ）周波数ｂｉｎ毎の、２倍のオーバーサンプリングによって帯域拡張した周波数領域信号のスペクトル、（Ｄ）送信歪補正係数の信号のスペクトル、（Ｅ）送信歪補正係数の乗算後の周波数領域信号のスペクトル、（Ｆ）ベースバンド信号のスペクトル、（Ｇ）ＲＦ部の送信側における歪みが補正された周波数領域信号のスペクトル 補正の対象とする信号の処理単位の一例を表す説明図

本発明に係る送受信装置の実施形態について、図面を参照して説明する。本発明に係る送受信装置は、ミリ波帯の無線信号を送受信する送受信装置に適用される。

（信号フォーマット）
図３は、送信信号のフレームフォーマットの一例を表す説明図である。送信信号のフレームフォーマットは、プリアンブル４０１、伝送路推定用フィールド４０２、ガードインターバル（ＧＩ）４０３、及びデータ４０４を含む構成である。

プリアンブル４０１は、既知の信号波形を複数回繰り返した波形を含む。例えば、プリアンブル４０１には、相関特性に優れる１２８ビットのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号波形を一単位として、一単位の信号波形を複数回繰り返した波形が用いられる。本発明に係る送受信装置は、既知の信号波形の繰り返しを相関検出により求め、フレームの検出、ゲイン制御、キャリア周波数同期のうち、少なくとも１つ以上を含む同期処理に用いる。

伝送路推定用フィールド４０２は、同様に複数個の既知の信号波形を含み、本発明に係る送受信装置において伝送路の歪み推定に用いられる。例えば、伝送路推定用フィールド４０２には、１２８ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列とＧｏｌａｙ系列の相補系列とをＢＰＳＫ変調した信号波形が用いられる。

ガードインターバル４０３は、データ４０４の区切りとして挿入されている。ガードインターバル４０３にも、同様に既知の信号波形、例えば６４ｂｉｔのＧｏｌａｙ系列をＢＰＳＫ変調した信号が用いられる。

データ４０４は、ブロック単位毎に誤り訂正符号化されたデータビット列をＰＳＫ又はＱＡＭ変調したシンボル列を含む。

前述のフレームフォーマット（信号フォーマット）を用いてデジタル変調された送信信号のシンボル列は、送信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタに掛けられ、ＤＡコンバータによりアナログベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は、高周波（ＲＦ）部（図１参照）においてシングルキャリア高周波信号に変換され、アンテナから送信される。

（送受信装置の構成）
図１は、送受信装置１０の全体構成を表すブロック図である。送受信装置１０は、図１に表す様に、アンテナ３０１、高周波部（ＲＦ部）３０２、ＡＤコンバータ２０１、同期部３０３、歪補正部１０２、復調部３０４、ＤＡコンバータ１０１及び変調部１０３を含む構成である。

なお、ＲＦ部３０２は、変調部１０３によりシングルキャリア変調された信号をアップコンバートするための送信側の構成と、アンテナ３０１により受信されたシングルキャリア高周波信号をダウンコンバートするための受信側の構成とを含む。

送信時、歪補正部１０２は、変調部１０３によりデジタル変調（シングルキャリア変調）されたシンボル列がＲＦ部３０２の送信側において受ける送信歪特性を補正し、ＤＡコンバータ１０１に出力する。

ＤＡコンバータ１０１は、歪補正部１０２からの出力信号を、アナログベースバンド信号に変換する。ＲＦ部３０２の送信側は、アナログベースバンド信号をシングルキャリア高周波信号にアップコンバートし、アンテナ３０１を介して送信する。

受信時、ＲＦ部３０２の受信側は、アンテナ３０１により受信されたシングルキャリア高周波信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換する。ＲＦ部３０２の受信側は、ベースバンド信号をＡＤコンバータ２０１に出力する。ＡＤコンバータ２０１は、ＲＦ部３０２の受信側からの出力信号をサンプリングしてデジタル信号に変換する。

同期部３０３は、変換されたデジタル信号の受信信号におけるプリアンブル４０１を用いて、フレームの検出、ＲＦ部３０２のゲイン調整、キャリア周波数同期のうち少なくとも１つ以上を含む同期処理を行う。

歪補正部１０２は、同期部３０３において検出されたフレームタイミングに従い、伝送路推定用フィールド４０２を用いて伝送路歪みを推定し、これ以降のデータ４０４の伝送路の歪み特性を補正してシンボル列を出力する。

復調部３０４は、歪補正部１０２により出力されたシンボル列を入力し、信号点を判定してデータを復調し、送信データを再生する。

図２は、歪補正部１０２の内部構成を表すブロック図である。歪補正部１０２は、図２に表す様に、切替部Ｃ１、パラレル／シリアル変換部１０４、ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５、補正係数乗算部１０６（１０６−１〜１０６−ｎ）、補正係数算出部１０７、歪推定部２０２、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８、シリアル／パラレル変換部１０９及び切替部Ｃ２を含む構成である。

切替部Ｃ１は、受信時あるいはキャリブレーション時には同期部３０３からの受信信号をパラレル／シリアル変換部１０４に出力し、送信時にはパラレル／シリアル変換部１０４からの送信信号をＤＡコンバータ１０１に出力するために、伝送路を切り替える。

パラレル／シリアル変換部１０４は、受信時あるいはキャリブレーション時にはシリアル信号からパラレル信号に変換し、送信時にはパラレル信号からシリアル信号に変換する。

第１の変換部としてのＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、Ｐ×Ｎポイントの周波数領域信号又は時間軸信号を単位として、回転子演算の符号反転によって、フーリエ変換又は逆フーリエ変換する。

具体的には、ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、受信時あるいはキャリブレーション時には、Ｐ×Ｎポイントの時間軸信号を単位としてフーリエ変換し、Ｐ×Ｎポイントの周波数領域信号に変換する。

また、ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、送信時には、Ｐ×Ｎポイントの周波数領域信号を単位として逆フーリエ変換し、Ｐ×Ｎポイントの時間軸信号に変換する。

切替部Ｃ２は、受信時あるいはキャリブレーション時にはシリアル／パラレル変換部１０９からの受信信号を復調部３０４に出力し、送信時には変調部１０３からの送信信号をシリアル／パラレル変換部１０９に出力するために、伝送路を切り替える。

シリアル／パラレル変換部１０９は、受信時あるいはキャリブレーション時にはパラレル信号からシリアル信号に変換し、送信時にはシリアル信号からパラレル信号に変換する。

第２の変換部としてのＮポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、回転子演算の符号反転によって実現可能に、Ｎポイントの時間軸信号又は周波数領域信号を単位として、フーリエ変換又は逆フーリエ変換する。

具体的には、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、受信時あるいはキャリブレーション時には、Ｎポイントの周波数領域信号を単位として逆フーリエ変換し、Ｎポイントの時間軸信号に変換する。

また、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、送信時には、Ｎポイントの時間軸信号を単位としてフーリエ変換し、Ｎポイントの周波数領域信号に変換する。

歪補正部１０２は、送信時、受信時及びキャリブレーション時のうち、いずれかのタイミングにおいて、信号の処理方向を変えることにより、各部を共用できる。

次に、歪補正部１０２の動作を詳細に説明する。

（キャリブレーション時の動作）
歪補正部１０２のキャリブレーション時における動作について説明する。キャリブレーションでは、ＲＦ部３０２の送信側における送信歪特性が測定され、送信歪特性を補正するための送信歪補正係数が求められる。なお、既に、ＲＦ部３０２の受信側における受信歪特性のキャリブレーションされており、受信歪特性を補正するための受信歪補正係数は予め求められているとする。

なお、受信歪特性のキャリブレーションにおいては、例えば測定器からリファレンス信号をＲＦ部３０２の受信側に入力し、後述する方法と同様の方法を用いて受信歪特性を測定し、受信歪補正係数を求めることが可能である。

図４は、送信歪特性のキャリブレーション時における歪補正部１０２の内部構成を表すブロック図である。なお、図４において切替部Ｃ１は省略している。キャリブレーション時、ＤＡコンバータ１０１は、既知の信号波形を持つリファレンス信号を例えば送受信装置１０の外部から入力してＲＦ部３０２の送信側に出力し、更にＲＦ部３０２の受信側を介してループバックさせた同信号をＡＤコンバータ２０１に入力する。即ち、ＲＦ部３０２には、同ＲＦ部３０２の送信側から同ＲＦ部３０２の受信側へのループバック信号が入力される。

ここで、リファレンス信号は既知の信号波形を持つ信号であれば、どのような信号でも良く、例えば送信信号のプリアンブル４０１の変調信号でもよい。あるいは任意の周波数の正弦波信号でもよい。好ましくは、送信信号の信号帯域の周波数特性が測定できるような広帯域信号、もしくは正弦波の狭帯域信号を信号帯域内において周波数スイープさせたような信号であることが望ましい。

ＡＤコンバータ２０１は、ＲＦ部３０２をループバックしたリファレンス信号を入力してサンプリングし、同期部３０３及び切替部Ｃ１を介して、サンプリング後のデジタル信号をパラレル／シリアル変換部１０４に出力する。

パラレル／シリアル変換部１０４は、入力されたデジタル信号（シリアル信号）をパラレル信号に変換し、ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５に出力する。

ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、パラレル／シリアル変換部１０４からの入力信号である時間軸信号に対してフーリエ変換し、周波数領域信号に変換する。ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、周波数領域信号から信号帯域の信号を選択して歪推定部２０２に出力する。

歪推定部２０２は、入力された信号帯域の周波数領域信号を、予め求められているＲＦ部３０２の受信歪特性を用いて補正した後、補正後の周波数領域信号と既知のリファレンス信号の周波数領域信号との差分ベクトルを周波数ｂｉｎ（範囲）毎に求める。差分ベクトルは、ＲＦ部３０２の送信側における送信歪特性に相当する。

補正係数算出部１０７は、歪推定部２０２によって推定された送信歪特性を基に、推定された送信歪特性の逆特性となる補正ベクトルを求め、補正ベクトルに対応する送信歪補正係数を保存する。更に、補正係数算出部１０７は、送信帯域制限フィルタとして予め求められたルートレイズドコサインフィルタの周波数領域特性を用いて、周波数ｂｉｎ毎に、補正ベクトルに重み付けをしても良い。

図５は、キャリブレーション時における歪補正部１０２の各部の信号をスペクトルによって表現した図である。キャリブレーション用のリファレンス信号は、送信信号と同じ帯域幅ｆｓ（Ｈｚ）を有する信号とする。

図５（Ａ）は、ＡＤコンバータ２０１に入力されたベースバンド信号のスペクトルを表す。ベースバンド信号は、複素信号であり、ＤＣ（０Ｈｚ）成分を中心に帯域幅ｆｓ（Ｈｚ）のスペクトルとなる。

図５（Ｂ）は、ＡＤコンバータ２０１がベースバンド信号を２倍オーバーサンプリングした後の信号のスペクトルを表す。サンプリング速度が２ｆｓ（Ｈｚ）であり、ｆｓ（Ｈｚ）を中心に折り返し（エイリアシング）が生じている。

図５（Ｃ）は、サンプル列を１２８ポイントのＦＦＴによって変換した周波数領域信号のスペクトルを表す。横軸は、２ｆｓ（Ｈｚ）を１２８ポイントに離散化した周波数ｂｉｎ（ｋ＝０〜１２７）を表す。信号帯域は、ｋ＝０〜３１と、ｋ＝９６〜１２７の周波数ｂｉｎに存在する。

図５（Ｄ）に表す様に、信号帯域の６４ポイント分の周波数ｂｉｎに対し、信号帯域特性７００（図５（Ｃ）参照）と理想の周波数特性７０１（点線）との差分が送信歪特性となる。補正係数算出部１０７は、送信歪特性の逆特性となる送信歪補正係数７０２（実線）を求め、補正係数算出部１０７に記憶する。

ここで、数式を用いて、歪補正部１０２におけるキャリブレーションの動作を説明する。

送信信号ｘ（ｔ）、ループバック受信信号ｒ（ｔ）、ＲＦ部３０２の送信側の通過帯域特性ｈ＿ｔｘ（ｔ）、ＲＦ部３０２の受信側の通過帯域特性ｈ＿ｒｘ（ｔ）とする。

更に、送信信号ｘ（ｔ）、ループバック受信信号ｒ（ｔ）、ＲＦ部３０２の送信側の通過帯域特性ｈ＿ｔｘ（ｔ）、ＲＦ部３０２の受信側の通過帯域特性ｈ＿ｒｘ（ｔ）をフーリエ変換した値をそれぞれＸ（ｆ）、Ｒ（ｆ）、Ｈ＿ｔｘ（ｆ）、Ｈ＿ｒｘ（ｆ）とすると、数式（１）が得られる。

また、キャリブレーション用リファレンス信号をｘ＿ｒｅｆ（ｔ）、ｘ＿ｒｅｆ（ｔ）がフーリエ変換された値をＸ＿ｒｅｆ（ｆ）、ＲＦ部３０２の受信側にループバックしたリファレンス信号をｒ＿ｒｅｆ（ｔ）、ｒ＿ｒｅｆ（ｔ）がフーリエ変換された値をＲ＿ｒｅｆ（ｆ）とする。ＲＦ部３０２の通過帯域特性Ｈ（ｆ）は、数式（２）により求められる。

ここで、予め求められたＲＦ部の受信側における通過帯域特性Ｈ＿ｒｘ（ｆ）を用いると、ＲＦ部３０２の送信側における通信帯域特性Ｈ＿ｔｘ（ｆ）が、数式（３）に表す様に求められる。

すなわち、歪補正部１０２のキャリブレーションにより、送信歪特性の逆特性となる送信歪補正係数７０２（図７参照）として、１／Ｈ＿ｔｘ（ｆ）が求められる。

（送信時の動作）
次に、歪補正部１０２がキャリブレーション時に求められた送信歪補正係数を用いて送信信号を補正する動作を説明する。図６は、送信時における歪補正部１０２の内部構成を表すブロック図である。なお、図６において切替部Ｃ２は省略している。

送信時、シリアル／パラレル変換部１０９は、切替部Ｃ２を介して、変調部１０３からシンボル速度ｆｓ（Ｈｚ）において変調されたシンボル列（シリアル信号）を入力し、Ｎシンボル毎にパラレル信号に変換する。

Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、入力されたパラレル信号であるＮシンボルの信号をフーリエ変換し、周波数ｂｉｎ毎の複素ベクトルによって構成可能なＮポイントの周波数領域信号に変換する。

更に、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、ＤＡコンバータ１０１がアナログ信号に変換する場合に必要なＰ倍（Ｐ＞１）のオーバーサンプリングを可能とするために、Ｎポイントの周波数領域信号をＰ×Ｎポイントに帯域拡張する。

具体的には、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、オーバーサンプリングに相当する信号帯域のエイリアス成分を生成するために、周波数ｂｉｎの信号帯域における複素ベクトルを、同周波数ｂｉｎの他の帯域にコピーする。

補正係数乗算部１０６は、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８によりＰ×Ｎポイントに帯域拡張された周波数領域信号に、補正係数算出部１０７により求められた送信歪補正係数を、周波数ｂｉｎ毎に乗算する。補正係数乗算部１０６は、乗算結果をＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５に出力する。

ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、補正係数乗算部１０６からの乗算結果、即ち、送信歪補正係数が乗算されたＰ×Ｎポイントの周波数領域信号を、逆フーリエ変換し、時間軸信号に変換する。ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、時間軸信号をパラレル／シリアル変換部１０４に出力する。

時間軸信号は、元のＮシンボルのシンボル列に対してＰ倍のオーバーサンプリングされたサンプル列である。Ｐ×Ｎサンプルのサンプル列は、パラレル／シリアル変換部１０４においてシリアル信号に変換される。

パラレル／シリアル変換部１０４は、Ｐ×Ｎサンプルのうち、ＦＦＴ及びＩＦＦＴの波形打ち切りの影響を受ける先頭及び最後の数サンプルを除去した中央の部分サンプル列、例えば中央のＰ×Ｎ／２サンプルのサンプル列を出力する。

なお、送受信装置１０において、変調部１０３から歪補正部１０２に入力されたシンボル列から補正の対象とするＮシンボルをＮ／２シンボルずつオーバーラップさせながら入力する。これにより、歪補正部１０２から出力されるサンプル列の連続性が保たれる。

図７は、歪補正部１０２内の各信号をスペクトルによって表現した図である。図７（Ａ）は、変調部１０３からのシンボル速度ｆｓ（Ｈｚ）の変調信号のスペクトルを表す。シンボル速度ｆｓ（Ｈｚ）とサンプル速度とが等しいサンプル列であるので、図７（Ａ）においてｆｓ／２（Ｈｚ）において折り返しが発生している。

図７（Ｂ）は、サンプル列を６４ポイントのＦＦＴによって変換した周波数領域信号のスペクトルを表す。横軸はｆｓ（Ｈｚ）を６４ポイントに離散化した周波数ｂｉｎ（ｋ＝０〜６３）を表す。

図７（Ｃ）は、周波数ｂｉｎ毎の、２倍のオーバーサンプリングによって帯域拡張した周波数領域信号のスペクトルを表す。図７（Ｃ）に表す様に、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、ＤＡコンバータ１０１が２倍（Ｐ＝２）のオーバーサンプリングを行うために、Ｎポイントの周波数領域信号を帯域拡張する。

即ち、Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部１０８は、２倍オーバーサンプリングによって周波数帯域が１２８ポイントに広がる場合、元の信号帯域の信号のエイリアス成分を生成するために、エイリアス周波数となる周波数ｂｉｎに対して信号帯域成分をコピーする。

図７（Ｄ）は、送信歪補正係数６０１の信号のスペクトルである。図７（Ｄ）に表す様に、補正係数乗算部１０６によりオーバーサンプリングされた１２８ポイントの周波数領域信号に送信歪補正係数６０１が乗算されると、送信歪が補正された後の周波数領域信号が得られる（図７（Ｅ）参照）。図７（Ｅ）は、送信歪補正係数の乗算後の周波数領域信号のスペクトルを表す。送信歪補正係数６０１には、ルートレイズドコサインフィルタ（ＲＲＣフィルタ）の特性も含まれている場合、上記乗算は送信帯域制限フィルタの役割も果たす。

ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、補正された周波数領域信号を１２８ポイントＩＦＦＴにおいて逆フーリエ変換して時間軸信号に変換し、切替部Ｃ１を介してＤＡコンバータ１０１に出力する。ＤＡコンバータ１０１において、入力された時間軸信号をアナログ信号に変換すると、図７（Ｆ）に表すベースバンド信号のスペクトルが得られる。

更に、ＲＦ部３０２において、図７（Ｇ）に表すように、ベースバンド信号はシングルキャリア周波数ｆｃを用いて変調される。図７（Ｇ）は、ＲＦ部の送信側における歪みが補正された周波数領域信号のスペクトルを表す。

ここで、数式を用いて、歪補正部１０２における送信時の送信歪補正の動作を説明する。

補正係数乗算部１０６は、送信信号ｘ（ｔ）をフーリエ変換してオーバーサンプリングした周波数領域信号Ｘ’（ｆ）に（図７（Ｄ）参照）、送信ＲＲＣフィルタ特性の周波数領域表現Ｃ＿ｆｉｌｔ（ｆ）と、ＲＦ部３０２の送信側の通過帯域特性を補正する補正係数１／Ｈ＿ｔｘ（ｆ）とを乗算し、数式（４）に表す信号Ｘ’’（ｆ）を得る（図７（Ｅ）参照）。

ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部１０５は、数式（４）によって求められた信号Ｘ’’（ｆ）を逆フーリエ変換して時間軸信号ｘ’’（ｔ）（図７（Ｆ）参照）を求める。時間軸信号ｘ’’（ｔ）は、ＲＦ部３０２の送信側を介してアンテナ３０１から送信される。信号ｘ’’’（ｔ）は、数式（５）により表される。

ただし、＊は畳み込み演算を表す。信号ｘ’’’（ｔ）をフーリエ変換して周波数領域によって表すと、数式（６）により表される。

送受信装置１０は、ＲＦ部３０２の送信側において生じる信号の歪みを補正し、送信フィルタを乗じた信号を送信できる（図７（Ｇ）参照）。図７（Ｇ）は、ＲＦ送信部の歪みが補正された信号のスペクトルを表す。

図８は、補正の対象とする信号の処理単位の一例を表す説明図である。図８では、シンボル速度とサンプル速度とが等しい等倍サンプリングのサンプル（シンボル）列５０１が入力される。補正対象の処理単位をＮ＝６４シンボルとする。

シリアル／パラレル変換部１０９は、サンプル列５０１から６４シンボル分に相当する６４サンプルのサンプル列５０２−１を選択する。シリアル／パラレル変換部１０９は、Ｎ／２＝３２シンボル（３２サンプル）ずつオーバーラップさせたサンプル列５０２（５０２−１、５０２−２、５０２−３）を処理単位として選択する。

選択された各サンプル列５０２に対し、歪補正部１０２によって６４ポイントフーリエ変換及び歪補正が行われ、１２８ポイント逆フーリエ変換により２倍オーバーサンプリングされた１２８サンプル（６４シンボル）の時間軸信号５０３に変換される。

ここから、中央６４サンプル（３２シンボル）の部分サンプル列５０４−１が選択されて出力される。サンプル列５０２−２、５０２−３も同様に処理され、サンプル列５０４−２、５０４−３に変換される。

これらのサンプル列５０４−１、５０４−２、５０４−３が連結され、シンボル速度に対してＰ＝２倍の速度によってオーバーサンプリングされたサンプル列５０５は、連続性が保たれたまま出力される。

以上の様に、本発明に係る送受信装置１０は、歪補正部１０２を、受信時に等化器として用いてＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）を行い、キャリブレーション時にはＲＦ部の通過帯域を測定する。更に、送受信装置１０によれば、送信時にはインタポレーション（オーバーサンプリング）とプレディストーション（歪補正）とを行う周波数領域フィルタとして用いる。

これにより、送受信装置１０によれば、回路規模を大幅に増大せずに、精度良く送信ＲＦ回路の通過帯域特性を補正できる。従って、シンボル速度が高速であるために信号帯域幅が広帯域にわたるベースバンド信号でも、回路規模を増大せずに、精度良く通過帯域特性を補正できる。また、信号処理を並列化することによって処理クロック速度を下げることができる。

以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

なお、実施の形態にかかる各構成は、集積回路であるＬＳＩとして実現されても良い。ＬＳＩは、１チップ化されてもよいし、各構成の一部または全てを含んで１チップ化しても良い。ここでは、ＬＳＩと称したが、集積度の違いによっては、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと称呼されることもある。

また、集積回路化の手法は、ＬＳＩに限られず、専用回路または汎用プロセッサを用いて集積回路化してもよい。また、ＬＳＩ製造後にプログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続及び設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを用いても良い。

また、これらの機能ブロックの演算は、例えばＤＳＰ又はＣＰＵを用いて演算できる。さらに、これらの処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行できる。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。

また、上記実施形態では、ミリ波帯の無線信号を送受信する場合を示したが、センチメートル波帯を含む無線信号においても、本発明は同様に適用可能である。

また、本発明は、シングルキャリア通信に用いる送信歪補償回路として、小回路規模・低消費電力が要求されるモバイル通信を含む無線通信機器全般に広く適用できる。

本発明は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された信号を送受信する送受信装置において、シンボル速度が高速であるために信号帯域幅が広帯域にわたるベースバンド信号でも、回路規模を増大せずに、精度良く通過帯域特性を補正でき、有用である。

１０ 送受信装置
１０１ ＤＡコンバータ
１０２ 歪補正部
１０３ 変調部
１０４ パラレル／シリアル変換部
１０５ ＰＮポイント逆フーリエ／フーリエ変換部
１０６ 補正係数乗算部
１０７ 補正係数算出部
１０８ Ｎポイントフーリエ／逆フーリエ変換部
１０９ シリアル／パラレル変換部
２０１ ＡＤコンバータ
２０２ 歪推定部
３０２ 高周波（ＲＦ）部
３０３ 同期部
３０４ 復調部
４０１ プリアンブル
４０２ 伝送路推定用フィールド
４０３ ガードインターバル（ＧＩ）
４０４ データ
Ｃ１、Ｃ２ 切替部
６０１、７０２ 補正係数

Claims (5)

1. シングルキャリア伝送方式を用いて変調された受信信号または送信信号を周波数変換する高周波部と、
   受信時に、前記受信信号を時間軸信号から周波数領域信号に変換し、送信時に、前記送信信号を周波数領域信号から時間軸信号に変換する第１の変換部と、
   送信時に、前記送信信号を時間軸信号から周波数領域信号に変換し、受信時に、前記受信信号を周波数領域信号から時間軸信号に変換する第２の変換部と、
   受信時に前記第１の変換部から出力される周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正して、前記第２の変換部に出力し、及び、送信時に前記第２の変換部から出力される周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正して、前記第１の変換部に出力する補正係数乗算部と、を備える送受信装置。
2. 請求項１記載の送受信装置であって、
   前記第１の変換部は、キャリブレーション時、前記高周波部の送信側から受信側へのループバック信号を周波数領域信号に変換する送受信装置。
3. 請求項２記載の送受信装置であって、
   前記ループバック信号が変換された周波数領域信号から前記高周波部の前記周波数変換における歪特性を推定する歪推定部と、
   前記歪推定部によって推定された歪特性の逆特性となる補正係数を算出する補正係数算出部と、を更に備え、
   前記補正係数乗算部は、前記送信時、前記補正係数算出部によって算出された補正係数を前記周波数領域信号に乗算して歪補正する送受信装置。
4. 請求項１〜３のうちいずれか一項に記載の送受信装置であって、
   前記第２の変換部は、前記送信時に変換した周波数領域信号に対し、Ｎポイントの信号からＰ＞１とするＰ×Ｎポイントの信号を得るオーバーサンプリングを行い、
   前記補正係数乗算部は、前記Ｐ×Ｎポイントの信号に補正係数を乗算して歪補正する送受信装置。
5. 請求項４記載の送受信装置であって、
   前記補正係数算出部は、帯域を制限する係数を乗じて前記補正係数を算出する送受信装置。

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