JP4698714B2 - 変調方法および復調方法 - Google Patents

Description

本発明は変調方法および復調方法に関し、無線通信ならびに光通信等の電磁波を利用する分野における周波数利用効率向上を必要とするシステムを対象とする変復調方法に関する。

現時点で最も高い周波数利用効率が得られる通信方式は、直交周波数多重化方式（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）である。OFDMは、細分化された変調波から構成されるが、変調波の数が低下した場合には、周波数利用効率が大幅に低下する。また、一般のディジタル直交変調方式では、ベースバンド信号の周波数特性を支配するロールオフ率を急峻にすることにより周波数利用効率を向上できるが、OFDM方式ではロールオフ率を急峻にしても周波数利用効率の向上においては効果がほとんどない。

また、周波数利用効率の向上を実現する技術として、送信信号の狭帯域化技術が挙げられる。この代表例がＳＳＢ（Single Side Band：単側帯波）方式である。ＳＳＢ方式を用いた多重化の試みは、過去から進められている。最も早期に研究されたSyed Aon Mujtabaの方式(特許文献１または非特許文献１)における送信信号は、正の周波数領域の搬送波に正極性のＵＳＢ（Upper Side Band：上側帯波）を有し、負域の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢ（Lower Side Band：下側帯波）を有するＳＳＢ成分と、正の周波数領域の搬送波に正極性のＬＳＢを有し、負域の周波数領域の搬送波に負極性のＵＳＢを持つＳＳＢ成分とから成る送信信号である。しかし、Syed Aon Mujtabaの方式では、全体の周波数帯域幅はＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の周波数帯域幅と変わらず、周波数利用効率の向上につながっていない。

次に発表された生田氏の方式（非特許文献２および非特許文献３）では、送信側が４種類のＳＳＢ成分を有する送信信号を生成する。また、搬送波の片側にＳＳＢ成分を直交的に配置して、ＵＳＢまたはＬＳＢを直交変調することで周波数利用効率をＱＰＳＫ方式シングルキャリア方式の２倍にする変調方式がある（特許文献２）。
米国特許第６０９１７８１号明細書 特開２００６−２０３８３５号公報 Syed Aon Mujtaba, "A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal", IEEE Globalcomm 98,vol.1, pp.592-597, 1998 生田大輔，高畑文雄，"ＢＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討"，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，B-5-177，2001年3月（Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, "On SSB Transmission of BPSK Signal", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-177, Mar 2001） 生田大輔，高畑文雄，"ＱＰＳＫ信号のＳＳＢ伝送に関する検討"，２００１年電子情報通信学会総合大会講演論文集，B-5-176，2001年3月（Daisuke Ikuta, Fumio Takahata, "On SSB Transmission of QPSK Signal", Proceedings of the IEICE General Conference, B-5-176, Mar 2001） 太田現一郎他，"周波数利用効率のための新たな変調方式の検討"，電子情報通信学会技術研究報告RCS2003-184，pp.189-194，2003年11月20日(Gen-ichiro Ohta, Mitsuru Uesugi, TakuroSato, Hideyoshi Tominaga, "Considerations on new Modulation Methods for Spectram Efficiency", Technical report of IEICE RCS,RCS2003-184，pp.189-194, Nov 2003)

ＳＳＢ技術を用いてＯＦＤＭが有する周波数利用効率に匹敵若しくは上回る変調方式を実現するためには、一つの搬送周波数に独立の情報を保持するＵＳＢとＬＳＢとを配置すること、さらに、ＵＳＢとＬＳＢとをそれぞれ直交変調させることが一つの解決策である。これにより、変調信号は、同一の搬送周波数を有する４種類のＳＳＢ要素により構成される。４種類のＳＳＢ要素は、周波数領域では互いに直交するものの、時間領域では互いに干渉してしまう。しかし、上述した従来文献には、これら４種類のＳＳＢ要素を受信側で分離する方法および伝送されるべき情報のみを抽出する方法のいずれも開示されていない。

例えば、非特許文献３には、４種類のＳＳＢ要素を伝送する技術が開示されているが、４種類のＳＳＢ要素は同一の搬送周波数を有していない。また、非特許文献３において、４種類のＳＳＢ要素が仮に同一の搬送周波数を有する場合でも、非特許文献３に示される受信回路は４種類のＳＳＢ成分の相互干渉が残留し、干渉成分の相殺作用と希望信号の抽出作用とが十分に発揮できないため、４種類のＳＳＢ要素を完全に復調できない。非特許文献３において、同一の搬送周波数を有する４種類のＳＳＢ要素を完全に復調するためには、搬送周波数とＳＳＢ成分との間に周波数帯域に相当するだけのガードバンドを加える必要がある。ガードバンドを加えた場合には、周波数帯域幅は２倍に増大するため、周波数利用効率の向上につながらない。

また、特許文献２では、受信機の復調段階および復号段階のうち、復号段階においてのみ干渉成分の除去を行っている。特許文献２に開示されている受信機は復調段階の構成部として直交検波部、整合フィルタおよび合成器を構成するが、信号間の干渉成分はいずれの構成部でも除去できない。すなわち、特許文献２では、復調段階に続く復号段階で信号間の干渉成分除去および信号分離を行っている。また、特許文献２に開示されている受信機では、ターボ復号方式により信号間の干渉成分を除去する。ターボ復号方式は、干渉信号成分のレプリカを用いて巡回的に誤差除去を行う方式であり、ＳＳＢ方式の特徴を活かした方式ではない。また、ターボ復号方式は多大の演算を必要とし、演算による大きな処理遅延が発生する。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、復調時における周波数領域での各信号間の相互干渉を抑制し得る変調方法および復調方法を提供することを目的とする。

本発明の変調方法は、共通の搬送波周波数を有する２種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法であり、前記２種類の単側帯波要素は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成され、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成されるようにした。

本発明の復調方法は、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波からなる変調信号であり、３値化２進数化された前記変調信号を受信し、前記変調信号のシンボルを、‘０’および‘１’を基調とする２進数に変換する２進数化処理を行うようにした。

本発明によれば、変調の基本要素である単側帯波からなる４種類の単側帯波要素を、共通の搬送周波数軸の周囲に直交的に配置することで、OFDM方式とほぼ同等、あるいはQPSK等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を実現することができる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、OFDM方式の約２倍の周波数利用効率を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

まず、本発明者が本願発明を着想するに到るまでのケース（ケース１およびケース２）について説明する。

（ケース１）
図１に、本ケースが目的とする変調信号、つまり、共通の搬送周波数を有する４つのＳＳＢ要素から成る変調信号を示す。４つのＳＳＢ要素は、図１に示すように、偶対称正極性回転ＳＳＢと、偶対称負極性回転ＳＳＢと、奇対称正極性回転ＳＳＢと、奇対称負極性回転ＳＳＢとから成る。それぞれの単側帯波要素は、正域および負域の周波数領域それぞれに偶対称な周波数成分または奇対称な周波数成分を有する。

具体的には、偶対称正極性回転ＳＳＢは、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有し、奇対称正極性回転ＳＳＢは正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の下側単側帯波を有し、偶対称負極性回転ＳＳＢは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有し、奇対称負極性回転ＳＳＢは正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負の周波数領域に負極性の上側単側帯波を有する。

従って、周波数領域における正負の成分を考慮すると、変調信号のＳＳＢ要素は８個となる。なお、８個のＳＳＢ要素は、概念上のものであり、８個のＳＳＢ要素が物理的に単独で存在するものではない。例えば、角周波数ω_１の信号は、ｃｏｓω_１ｔまたはｓｉｎω_１ｔである。しかし、ＳＳＢ要素の概念を説明するためには、ＳＳＢ要素を解析信号化することが必要となる。よって、ｃｏｓω_１ｔを一例として説明すると、角周波数ω_１の信号は、ｃｏｓω_１ｔの解析成分であるフェイサｅｘｐ（ｊω_１ｔ）およびｅｘｐ（−ｊω_１ｔ）を用いてオイラーの定理を用いて次のように表すことができる。

ここで、フェイサとは、一方向の位相回転する基本要素であり、ｅｘｐ（ｊω_１ｔ）は角周波数ω_１の位置で正方向に位相回転し、ｅｘｐ（−ｊω_１ｔ）は角周波数−ω_１の位置で正方向に位相回転する。

一方、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、情報信号の遷移により位相が正方向に増大したり、負方向に増大したりする。このとき、図１に示す周波数領域では、情報を伝送するための帯域幅を有する信号は、正方向に位相回転する場合にはＵＳＢ信号とし、負方向に位相回転する場合にはＬＳＢ信号とする。例えば、図１に示す偶対称正極性回転ＳＳＢでは、情報信号の遷移により位相が正方向に増大する場合には正の周波数領域のＵＳＢ成分を形成し、情報信号の遷移により位相が負方向に増大する場合には負域の周波数領域のＬＳＢ成分を形成する。すなわち、図１に示す偶対称正極性回転ＳＳＢ、偶対称負極性回転ＳＳＢ、奇対称正極性回転ＳＳＢおよび奇対称負極性回転ＳＳＢは、ＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分をそれぞれが有するものの、時間領域ではＵＳＢ成分およびＬＳＢ成分のいずれか１つのみが存在する。

図１における４つのＳＳＢ要素は以下のように表される。ただし、ＵＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫで搬送される情報をｕ（ｔ），ｖ（ｔ）とし、ＬＳＢ型ＳＳＢ−ＱＰＳＫで搬送される情報をｐ（ｔ），ｒ（ｔ）とする。また、ｕ（ｔ），ｐ（ｔ）を同相（In-phase）成分とし、ｖ（ｔ），ｒ（ｔ）を直交（Quadratured-phase）成分とする。また、ｕ（ｔ），ｖ（ｔ），ｐ（ｔ），ｒ（ｔ）の搬送波上の信号をそれぞれＵ（ｔ），Ｖ（ｔ），Ｐ（ｔ），Ｒ（ｔ）とする。

＜１．偶対称正極性回転ＳＳＢ＞
信号ｕ（ｔ）が解析信号化されると、次式で表される。

ただし、Ｈ［ｕ（ｔ）］はｕ（ｔ）のヒルベルト変換処理を示す。

ここで、搬送波角周波数をω_１とすると、信号ｕ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

＜２．奇対称正極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｖ（ｔ）が解析信号化されたｖ_＋およびｖ₋を用いると、信号ｖ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

＜３．偶対称負極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｐ（ｔ）が解析信号化されたｐ_＋およびｐ₋を用いると、信号ｐ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

＜４．奇対称負極性回転ＳＳＢ＞
式（２）と同様にしてｒ（ｔ）が解析信号化されたｒ_＋およびｒ₋を用いると、信号ｒ（ｔ）は次式に示すＳＳＢとして搬送される。

以上、４つのＳＳＢ要素について説明した。ここで、４つのＳＳＢ要素すべてを合成した変調信号をＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）として次式で表すことが出来る。

図２に、本ケースに係る変調装置の構成を示す。

図２に示す変調装置１００において、送信データｓ（ｔ）が直並列変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１０１に入力される。Ｓ／Ｐ変換部１０１は、送信データｓ（ｔ）を直並列変換して４系統の並列信号を生成する。そして、Ｓ／Ｐ変換部１０１は、直並列変換した４系統の並列信号をナイキストフィルタ１０２，１０３，１０４および１０５にそれぞれ出力する。

ナイキストフィルタ１０２，１０３，１０４および１０５は、Ｓ／Ｐ変換部１０１から入力される信号にフィルタリング処理をそれぞれ施し、所望の帯域幅の信号ｕ（ｔ），ｖ（ｔ），ｐ（ｔ），ｒ（ｔ）を出力する。

加算器１０６は、ナイキストフィルタ１０２の出力ｕ（ｔ）とナイキストフィルタ１０４の出力ｐ（ｔ）とを加算してｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ）を得る。加算器１０７は、ナイキストフィルタ１０５の出力ｒ（ｔ）からナイキストフィルタ１０３の出力ｖ（ｔ）を減算してｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）を得る。

ヒルベルト変換器１０８は、加算器１０７の出力（ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ））をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］を加算器１０９に出力する。

加算器１０９は、加算器１０６の出力（ｕ（ｔ）＋ｐ（ｔ））とヒルベルト変換器１０８の出力Ｈ［ｒ（ｔ）−ｖ（ｔ）］とを加算して信号Ｉ（ｔ）を生成する。加算器１０９で生成される信号Ｉ（ｔ）を次式に示す。

また、加算器１１０は、ナイキストフィルタ１０４の出力ｐ（ｔ）からナイキストフィルタ１０２の出力ｕ（ｔ）を減算してｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）を得る。加算器１１１は、ナイキストフィルタ１０３の出力ｖ（ｔ）とナイキストフィルタ１０５の出力ｒ（ｔ）とを負の方向に加算して−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝を得る。

ヒルベルト変換器１１２は、加算器１１０の出力（ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ））をヒルベルト変換して、ヒルベルト変換後の信号Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］を加算器１１３に出力する。

加算器１１３は、加算器１１１の出力（−｛ｒ（ｔ）＋ｖ（ｔ）｝）とヒルベルト変換器１１２の出力Ｈ［ｐ（ｔ）−ｕ（ｔ）］とを加算して信号Ｑ（ｔ）を生成する。加算器１１３で生成される信号Ｑ（ｔ）を次式に示す。

乗算器１１４には搬送周波数信号発生器１１６で発生された搬送周波数信号（ｃｏｓω_１ｔ）が入力され、乗算器１１５には移相器１１７によって９０°（π／２）だけ位相がシフトされた搬送周波数信号（ｓｉｎω_１ｔ）が入力される。これにより、乗算器１１４は信号Ｉ（ｔ）を搬送周波数信号で乗算し、乗算器１１５は信号Ｑ（ｔ）を９０°位相のずれた搬送周波数信号で乗算する。

加算器１１８は、乗算器１１４の出力と乗算器１１５の出力とを加算する。これにより２種類のＵＳＢ信号（ｕ（ｔ），ｖ（ｔ））および２種類のＬＳＢ信号（ｐ（ｔ），ｒ（ｔ））が直交多重されたＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）が得られる。加算器１１８で生成されるＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）を次式に示す。

ここで、式（７）および式（１０）は等価である。よって、図２に示す構成により、本ケースが目的とする変調信号、つまり、４種類のＳＳＢ要素から成る変調信号を得ることができる。

次に、図３に、変調装置１００から送信されたＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）を受信し、復調および復号する復調復号装置の構成を示す。

図３に示す復調復号装置２００において、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は直交検波部２０１に入力される。直交検波部２０１は、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｃｏｓω_１ｔまたはｓｉｎω_１ｔを乗じて受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分および直交成分をナイキストフィルタ２０２，２０３にそれぞれ出力する。

ナイキストフィルタ２０２，２０３は、それぞれが有するローパスフィルタ作用によって、直交検波部２０１から入力されるＳ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分および直交成分の高域成分を除去して信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）を得る。

ヒルベルト変換器２０４，２０５は、信号Ｉ（ｔ），Ｑ（ｔ）をヒルベルト変換して、信号Ｈ［Ｉ（ｔ）］，Ｈ［Ｑ（ｔ）］を得る。

加算器２０６は、Ｉ（ｔ）とＨ［Ｑ（ｔ）］とを加算し、加算器２０７は、Ｉ（ｔ）からＨ［Ｑ（ｔ）］を減算し、加算器２０８は、Ｑ（ｔ）とＨ［Ｉ（ｔ）］とを加算し、加算器２０９は、Ｑ（ｔ）からＨ［Ｉ（ｔ）］を減算する。

復号器２１０は、周波数直交する２つのＵＳＢ信号を分離して、分離したｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）２１２に出力する。復号器２１１は、周波数直交する２つのＬＳＢ信号を分離して、分離したｐ（ｔ）およびｒ（ｔ）をＰ／Ｓ変換部２１２に出力する。

Ｐ／Ｓ変換部２１２は、入力される４系統をパラレルシリアル変換することによって、１系統のデータ信号ｓ（ｔ）を得る。

次に、本ケースの復調復号装置２００の動作について説明する。

まず、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｃｏｓω_１ｔを乗じて得られる、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の同相成分を、ナイキストフィルタ２０２が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号Ｉ（ｔ）が得られる。

また、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）にｓｉｎω_１ｔを乗じて得られる、受信信号Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）の直交成分を、ナイキストフィルタ２０３が有するローパスフィルタに通過させることで高域成分を除去すると次式の信号Ｑ（ｔ）が得られる。

ここで、式（１１）および式（１２）に示す信号には４種類の信号が含まれているため、２信号のためのＳＳＢ−ＱＰＳＫの場合よりもさらに干渉成分が増加している。このままでは、４元連立方程式を式（１１）および式（１２）の２式で解かなければならない。しかし、４元連立方程式を２式で解くことは理論的に不可能である。

ここで、ＳＳＢの特徴である解析信号としての性質に着目することが重要である。すなわち、ＳＳＢ信号は位相空間での回転方向が正負一方向に定まる。すなわち、ＳＳＢ信号のうち、ＵＳＢとＬＳＢとでは位相回転の方向が異なるため、ヒルベルト変換を施しても位相回転方向は変わらない。そこで、ヒルベルト変換器２０４およびヒルベルト変換器２０５は、この性質を利用して、式（１１）の信号Ｉ（ｔ）および式（１２）の信号Ｑ（ｔ）をヒルベルト変換して次式の信号を得る。

式（１１）と式（１４）とを比較すると、ｕ（ｔ）およびＨ［ｖ（ｔ）］は同符号であるが、ｐ（ｔ）およびＨ［ｒ（ｔ）］は異符号である。同様に、式（１２）と式（１３）とを比較すると、Ｈ［ｕ（ｔ）］およびｖ（ｔ）は異符号であるが、Ｈ［ｐ（ｔ）］およびｒ（ｔ）は同符号である。

そこで、加算器２０６，２０７は式（１１）と式（１４）とを加算および減算することにより以下の信号を得る。

同様に、加算器２０８，２０９は式（１２）と式（１３）とを加算および減算することにより以下の信号を得る。

以上により、式（１５）および式（１８）はｕ（ｔ）とｖ（ｔ）との２元連立方程式となり、式（１６）および式（１７）はｐ（ｔ）とｒ（ｔ）との２元連立方程式となる。これにより、２式を用いて２元連立方程式を解けばよいため、各ＳＳＢ信号を分離することが可能となる。

ただし、これらの２元連立方程式は、実際にはヒルベルト変換要素が含まれており、非常に強いシンボル干渉を引き起こす。図４にヒルベルト変換要素が引き起こすシンボル干渉の様子を示す。図４は、式（１５）において、シンボル信号ｕ（ｔ）をナイキストロールオフ信号として用いる場合、すなわち、ｕ（ｔ）が式（１９）で表され、そのヒルベルト変換が式（２０）で表される場合の時間領域におけるシンボル間干渉を示す図である。

ここで、ω_０はシンボル信号の周期周波数で、シンボル周期Ｔによって次式で表される。

また、式（１５）では、Ｉ軸における所望波ｕ（ｔ）に加え、直交成分である信号ｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］が共存する。例えば、図４では、連続する３シンボルｕ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ），ｕ（ｔ−２Ｔ）および直交成分であるシンボルｖ（ｔ），ｖ（ｔ−Ｔ），ｖ（ｔ−２Ｔ）のそれぞれのヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］，Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］を示す。なお、図４では、説明を簡略するために、すべてのシンボルの状態を“１”すなわち＋１とする。

図４において、例えば、時刻ｔ＝０に信号点を有するｕ（ｔ）と同一時刻に信号点を有するＨ［ｖ（ｔ）］は、時刻ｔ＝０ではｕ（ｔ）に干渉しない。一方、時刻ｔ＝０に信号点を有するシンボルに隣接するｔ＝−Ｔおよびｔ＝Ｔのシンボルでは、Ｈ［ｖ（ｔ）］は、それぞれの時刻で信号点を有するｕ（ｔ＋Ｔ）およびｕ（ｔ−Ｔ）に干渉していることが明らかである。このことは、式（２０）の奇対称性を考慮しても明らかである。

この複雑な干渉状態がすべての信号点で発生するため、復調復号装置２００では、受信信号から所望する情報信号を抽出することは容易ではない。このような干渉状態において所望する情報信号を抽出する方法として、ターボ復号器を用いた方法がある。しかし、この方法は、干渉成分のレプリカを生成して巡回的に干渉成分を除去するため、処理時間が長くなってしまう。また、符号拡散技術を用いた方法がある。しかし、この方法では、例えば、Ｇｏｌｄ符号等の拡散符号の中で利用できる範囲が限定されるため、拡散効率が低下してしまう。ヒルベルト変換成分の除去に関する根本的な解決は、その干渉成分の特徴を利用することが必要となるが、これまでそのような研究はない。

そこで、本ケースでは、ヒルベルト変換成分が隣接するシンボルに干渉を与える点に着目し、干渉波を干渉波としてではなく所望波として捉え、復調復号装置は、Ｑ軸を含めて所望波成分が通信フレーム内の３箇所に生成される点を利用して所望波を抽出する。

図５に本ケースにおける所望波の抽出方法を示す。図５は図２に示す変調装置１００のＳ／Ｐ変換部１０１が送出するシンボル列のフレームを示す。本ケースでは、このフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置する。具体的には、図５に示すように、フレームの先頭であるＴ_０にヌルシンボルを配置し、フレームの最後尾であるＴ_１１にヌルシンボルを配置する。また、フレームの先頭および最後尾以外のシンボルには、図５に示すように、Ｉ軸およびＱ軸に信号ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）をそれぞれ配置する。

図５に示すようにしてフレームの先頭および最後尾にヌルシンボルを配置した場合の効果を図６に示す。図６では、図５に示す時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_１１のシンボルうち、時刻ｔ＝Ｔ_０〜Ｔ_５のＩ軸およびＱ軸における６個の信号成分を示す。図６に示すように、時刻ｔ＝０にＩ軸で信号点を有するｕ（ｔ）は、Ｉ軸に直交するＱ軸上では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｕ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｕ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。同様に、時刻ｔ＝０にＱ軸上で信号点を有するｖ（ｔ）は、Ｑ軸に直交するＩ軸では、時刻ｔ＝−Ｔにおいてｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分Ｈ［ｖ（ｔ）］のみが単独で現れることが分かる。ここで、信号ｕ（ｔ），ｖ（ｔ）の振幅を正規化した場合、ヒルベルト変換成分の隣接シンボルとの干渉量は約０．６３６６２である。

この結果、復調復号装置２００は、時刻ｔ＝−Ｔでヒルベルト変換成分としてのｕ（ｔ）とｖ（ｔ）とを単独で抽出した後、時刻ｔ＝０におけるｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）と次のシンボルからの干渉との合成出力に代入することができる。すなわち、Ｉ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｕ（ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｕ（ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］の値が算出される。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝０における信号成分はｖ（ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］であるが、時刻ｔ＝−Ｔで既知となったｖ（ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−Ｔ）］の値が算出される。これにより、時刻ｔ＝０までに、ｕ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ），ｖ（ｔ）およびｖ（ｔ−Ｔ）の値が求まる。

そして、時刻ｔ＝Ｔにおいても時刻ｔ＝０までに既知となった値を用いることで時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分を分離することができる。具体的には、時刻ｔ＝Ｔでは、Ｉ軸上の信号成分はｕ（ｔ−Ｔ）−Ｈ［ｖ（ｔ）］−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｖ（ｔ），ｕ（ｔ−Ｔ）を代入することで−Ｈ［ｖ（ｔ−２Ｔ）］の値が算出される。同様に、Ｑ軸上では時刻ｔ＝Ｔにおける信号成分はｖ（ｔ−Ｔ）＋Ｈ［ｕ（ｔ）］＋Ｈ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］であり、既知となったｕ（ｔ），ｖ（ｔ−Ｔ）を代入することでＨ［ｕ（ｔ−２Ｔ）］の値が算出される。以降、同様にして、既知となったシンボルの値を用いることで、フレーム上のすべてのシンボル信号を抽出できることは明らかである。

このように、復調復号装置２００は、ヌルシンボルが配置されたフレームの先頭および最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭から順に、シンボル間干渉を引き起こすヒルベルト変換成分を除去することで、ＵＳＢ信号（ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ））をＳＳＢ要素毎の信号に分離する。すなわち、復調復号装置２００では、ヌルシンボルが配置されるフレームの先頭または最後尾を、ＵＳＢ信号を２つのＳＳＢ要素に分離する分離処理の開始位置とする。

以上説明したように、本ケースによれば、復調復号装置は、ヒルベルト変換処理を行うことで４種類のＳＳＢ信号を、ＵＳＢ信号（２種類）とＬＳＢ信号（２種類の）とに分離する。さらに、変調装置がフレームの先頭またはフレームの最後尾にヌルシンボルを配置することで、時間領域において、復調時に非干渉部分を確保することができる。よって、復調復号装置はフレームの先頭またはフレームの最後尾で単独で抽出されるヒルベルト変換成分を用いて、フレームの先頭以降またはフレームの最後尾以前において直交する２つの成分を分離することができる。よって、復調復号装置は、干渉成分を除去できるようになるため、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制できるようになる。

また、本ケースによれば、搬送周波数を同一とする４種類のＳＳＢ信号を用いることで周波数利用効率２ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚの変調方法を提供できることを明らかにした。また、図７に示すように、ロールオフ率（ナイキストロールオフ率）を十分に小さくして占有帯域幅を狭めた場合（図７Ｂ）には、帯域幅が、ロールオフ率が１の場合（図７Ａ）の帯域幅の１／２に近づくので、周波数利用効率４ｂｉｔ／ｓｅｃ／Ｈｚの変調方法を提供することが可能となる。

（ケース２）
ケース１の図５に示したフレーム構成におけるシンボル信号抽出の手順を図８に示す。図８に示すように、例えば、時刻ｔ＝０のＩ軸では、時刻ｔ＝−ＴのＱ軸で抽出した信号（Ｈ［ｕ（ｔ）］）を用いる。また、時刻ｔ＝０のＱ軸では、時刻ｔ＝−ＴのＩ軸で抽出した信号（−Ｈ［ｖ（ｔ）］）を用いる。このように、図８に示すシンボル信号抽出の手順では、シンボル信号を抽出するために、過去に抽出された信号がＩ軸とＱ軸とを交互に行き交うため（図８に示す点線矢印）、複雑な処理が発生してしまう。

また、ケース１におけるシンボル信号の抽出方法では、フレームの先頭から順に抽出したｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）を順次使用して以降のシンボルを抽出するため、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の数値誤差が遺伝的に継承される課題がある。このため、本質的には、リードソロモン（Reed-Solomon）符号等の誤り訂正符号を用いる必要があるが、図８に示すように信号がＩ軸とＱ軸とを交互に行き交う状態での適用は複雑さが増大してしまう。

以下、本ケースについて具体的に説明する。図９に、本ケースにおけるシンボル配置を示す。図９に示すように、本ケースでは、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）のシンボル配置をＩ軸およびＱ軸に１シンボル毎に交互に切り替える。つまり、変調装置１００（図２）は、ｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）を、シンボル毎にＩ軸およびＱ軸に交互に配置する。ただし、図９では、時刻ｔ＝Ｔ_−１〜Ｔ_１０で１フレームが構成される。また、フレームの先頭および最後尾に配置されるシンボルは、ケース１と同様、ヌルシンボルである。具体的には、図９に示すように、時刻ｔ＝Ｔ_０では、Ｉ軸にｕ_１が配置され、Ｑ軸にｖ_１が配置される。また、時刻ｔ＝Ｔ_１では、Ｉ軸にｖ_２が配置され、Ｑ軸にｕ_２が配置される。同様に、時刻ｔ＝Ｔ_２では、Ｉ軸にｕ_３が配置され、Ｑ軸にｖ_３が配置される。時刻ｔ＝時刻ｔ＝Ｔ_３〜Ｔ_９についても同様である。

図１０は、図９に示すシンボル配置を行うことで得られる効果を示す。図１０に示すように、例えば、Ｉ軸において、時刻ｔ＝０では、ｕ（ｔ）が受ける干渉は、−Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］のみであり、時刻ｔ＝２Ｔでは、ｕ（ｔ−２Ｔ）が受ける干渉は、−Ｈ［ｕ（ｔ−Ｔ）］および−Ｈ［ｕ（ｔ−３Ｔ）］のみである。すなわち、Ｉ軸では、ｕ（ｔ）が受ける干渉は、異なる時刻に信号点を有するｕ（ｔ）のヒルベルト変換成分のみである。換言すると、ｕ（ｔ）に対する干渉成分にｖ（ｔ）は含まれない。同様に、図１０に示すように、Ｑ軸において、時刻ｔ＝０では、ｖ（ｔ）が受ける干渉は、Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］からのみであり、時刻ｔ＝２Ｔでは、ｖ（ｔ−２Ｔ）が受ける干渉は、Ｈ［ｖ（ｔ−Ｔ）］およびＨ［ｖ（ｔ−３Ｔ）］からのみである。すなわち、Ｑ軸では、ｖ（ｔ）に対する干渉成分にｕ（ｔ）は含まれない。

この結果、図９に示すシンボル配置によって、Ｉ軸およびＱ軸それぞれにおける所望波のシンボル（Ｉ軸ではｕ（ｔ）、Ｑ軸ではｖ（ｔ））による隣接シンボル間干渉のみを扱うため、ケース１と比較して干渉関係をより単純化することができる。これにより、本ケースに対して既存の誤差訂正符号を適用し易くなる。

さらに、干渉量は、ｓｉｎｃ関数の場合、第１段階として次式で示すａ値を用いて処理する。

これにより、フレーム全体の連立方程式を次式のように記述することができる。

当然のことながら、電波伝搬環境の擾乱状態においては、時々刻々、振幅が変動するため、ａの値は等化処理等で安定化させた後に有効となるものである。また、式（２３）は、Ｉ軸におけるシンボルｕ（ｔ−ｋＴ） （ｋ＝０，１，２，…，９）に関するマトリクス方程式であり、式（２４）は、Ｑ軸におけるシンボルｖ（ｔ−ｋＴ） （ｋ＝０，１，２，…，９）に関するマトリクス方程式である。なお、式（２３）および式（２４）のｋの値は図９に示すシンボル配置を一例として挙げた場合であり、ｋの値を任意に定めることが可能である。

このように、本ケースによれば、Ｉ軸およびＱ軸に配置するシンボルを交互に切り替えることで、Ｉ軸およびＱ軸における干渉成分をケース１と比較して、さらに単純化することができる。

（本発明の一実施の形態）
以下、本発明の一実施の形態について説明する。

上述したケースで説明したように、共通の搬送周波数を有する４種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法として、上述した４種類の単側帯波要素を共通の搬送周波数軸の周囲に直交的に配置することで、ＯＦＤＭ方式とほぼ同等、あるいはＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を実現することが可能となる。

しかしながら、共通の搬送周波数を有し、位相領域で直交する２種の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士では、復調時において互いのヒルベルト変換成分が隣接シンボル間干渉となる。

例えば、上述したケースで説明したように、図６では、時刻ｔ＝−Ｔに配置されたフレームの先頭におけるヌルシンボル区間において、後続するｔ＝０に配置されたシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）のヒルベルト変換成分が、直交する相手側に干渉成分としてそれぞれ現れることを利用して、シンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値をそれぞれ抽出することを示している。そして、式（２３）および式（２４）は、抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値を用いた連立方程式により、後続するフレーム内のすべてのシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）（ただし、ｎ＝１，２，…，ｋ)を抽出することを示している。

しかし、式（２３）および式（２４）では、時刻ｔ＝−Ｔにおいて抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）の値に含まれる誤差を継承することとなる。そのため、シンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）を含むＩ，Ｑのサンプリング値の検出誤差、および、連立方程式により解かれるシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）の値に含まれる計算誤差は、フレームの最後尾に配置されたシンボルｕ（ｔ−ｎＴ）、ｖ（ｔ−ｎＴ）ほど大きくなる。つまり、式（２３）および式（２４）を用いて抽出したシンボルｕ（ｔ）およびｖ（ｔ）に対して、遺伝的誤差の継承という弊害が生じる。

そこで、本発明では、２種の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士による多重化単側帯波において、Ｑ軸上でのシンボル配置を１シンボル毎の交互配置とし、さらに、シンボル系列を３値化２進数化する。また、受信側の復号部において、３値化２進数化されたシンボルから２進数データ（すなわち、‘０’および‘１’を基調とする２進数）に変換して戻す手段を提供し、データ通信システムとしての機能を完備する。

具体的には、２進数のビット列の数値的な値を変えることなく、‘１’となるビットが連続すること、つまり、ビット列における‘１’の連続性を除去する。ここで、一般の２進数では‘０’および‘１’の２つの要素を用いるのに対し、３値化２進数では‘−１’、‘０’および‘１’の３つの要素を用いる。要素が３つとなることで、数値の表現が多様化する。また、ディジタル通信の変調処理では、伝送すべき情報信号が一般の２進数（‘０’および‘１’）で表現された状態で入力されるものの、変調部において‘−１’および‘１’で表すための変換が一般に行なわれる。本発明の一本実施の形態では、このような状況を利用して、‘−１’および‘１’で表される変調用シンボル信号の連続性を除去する。

以下、本発明の一本実施の形態の原理について説明する。

ここでは、式（２５）に示すように、Ｎ個の‘１’が連続する２進数を用いる。また、式（２５）に示すＮ個のビット列の両端のビットを‘０’とする。このとき、Ｎ桁のビット列の最下位ビット（‘１’）に、さらに‘１’を加えると、Ｎ＋１桁目のビットが‘１’となり、Ｎ個の‘１’はすべて‘０’となる。

一方、式（２５）とは逆に、Ｎ個の‘０’が連続する２進数を用いて、Ｎ＋１桁目のビットが‘１’である場合、Ｎ桁のビット列の最下位ビット（‘０’）から‘１’を減算すると、Ｎ個のビット列の両端が‘０’となり、Ｎ個の‘０’はすべて‘１’となる。

そこで、本発明では、変調信号の同相成分および変調信号の直交成分のシンボル間干渉成分の発生を、変調信号の前後のシンボルの極性との関係に基づいて判断することにより、シンボル間干渉を除去する。図１１Ａおよび図１１Ｂを用いて具体的に説明する。例えば、図１１Ａに示す９桁の２進数（２進符号）において、‘１’が連続する部分は、２^０，２^１，２^２，２^３および２^６，２^７である。よって、図１１Ａに示すように‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、３値化２進数化することにより、式（２６）のように表され、‘１’が連続する２^６，２^７は、３値化２進数化することにより、式（２７）のように表される。式（２６）に示すように、‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、２^４＝１から２^０において‘１’を減算した値と同一である。同様に、式（２７）に示すように、‘１’が連続する２^６，２^７は、２^８＝１から２^６において‘１’を減算した値と同一である。

また、例えば、図１１Ｂに示す８桁の２進数において、‘１’が連続する部分は、２^０，２^１，２^２，２^３および２^５，２^６である。よって、図１１Ｂに示すように‘１’が連続する２^０，２^１，２^２，２^３は、３値化２進数化することにより、式（２８）のように表され、‘１’が連続する２^５，２^６は、３値化２進数化することにより、式（２９）のように表される。

ここで、図１１Ｂに示すように、３値化２進数化後の符号（３値化２進数符号）の２^４は‘１’となり、２^５は‘−１’となる。すなわち、図１１Ｂでは、３値化２進数化後の符号においても‘１’および‘−１’が連続する部分が新たに発生している。そこで、図１１Ｂに示すように、‘１’および‘−１’が連続する２^５，２^６の２ビットは、さらに３値化２進数化することにより、式（３０）に示すようにして１ビットで表される。

これにより、図１１Ｂに示す８桁の２進数は、式（３１）に示すように、全体として‘１’および‘−１’が連続する部分が無い表現にすることができる。

なお、信号処理では、単一の操作で上記３値化２進数化の操作が行なわれることが望ましい。図１２には、単一の操作を連続して行うことによって図１１Ａに示した３値化２進数化の変換が可能なことを示している。

具体的には、送信側の変調装置の３値化２進数化を行う処理部は、図１２に示す２進符号中に‘１’がある場合、‘１’である桁を‘−１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘１’を加算する操作を一義的に行う。図１２では、２^０，２^１，２^２，２^３および２^６，２^７が‘１’であり、連続しているので、３値化２進数化を行う処理部は上記操作を６回行う。そして、３値化２進数化を行う処理部は、図１２に示すように、６回の操作の結果を単純に加算することにより、図１１Ａと同一の３値化２進数符号を得ることができる、つまり、‘１’の連続性を除去することができる。

また、図１３には、図１２と同様にして、図１１Ｂに示した３値化２進数化の変換が可能なことを示している。‘１’の連続性を除去する操作結果において、‘１’（または‘−１’）が連続する部分が新たに発生した場合でも、図１２に示すようにして、‘１’である桁を‘−１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘１’を加算する操作を繰り返し行えばよい。これにより、図１２と同様、‘１’の連続性を除去することができる。

次に、送信側の変調装置における３値化２進数化処理のプロセスについて説明する。図１４は、本発明における２進数の３値化２進数化を行うための信号処理のプロセスを示すフロー図の一例である。ここで、図１４に示すｋはビット列の桁位置を表し、最下位ビットの桁位置をｋ＝１とし、最上位ビットの桁位置をｋ＝Ｎとする。また、ｍは最下位ビットから最上位ビットまでの一巡において３値化２進数化処理が行われた処理回数を表す。

ステップ（以下、ＳＴという）１０１では、ｋおよびｍが初期化され、ｋ＝０およびｍ＝０となる。

ＳＴ１０２では、桁位置ｋに１が加算され、ｋ＝ｋ＋１となる。つまり、初回はｋ＝１となり、桁位置が最下位ビットに設定される。

ＳＴ１０３では、桁位置ｋのビットであるＢｉｔ（ｋ）が‘１’であるか否かが判定される。Ｂｉｔ（ｋ）が‘１’の場合（ＳＴ１０３：Ｙｅｓの場合）、ＳＴ１０４では、Ｂｉｔ（ｋ）を‘−１’とし、桁位置ｋの一つ上の桁（桁位置ｋ＋１）のビットであるＢｉｔ（ｋ＋１）に１が加算される。ＳＴ１０５では、処理回数ｍに１が加算される。

ＳＴ１０６では、３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位であるか否か（すなわち、ｋ＝Ｎであるか否か）が判定される。３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）に達していない場合（ＳＴ１０６：Ｎｏの場合）、ＳＴ１０２に戻る。また、３値化２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）である場合（ＳＴ１０６：Ｙｅｓの場合）、すべてのビットに‘１’が含まれていないことを確認するためにＳＴ１０１に戻って初めから処理を行う。

一方、ＳＴ１０３において、Ｂｉｔ（ｋ）が‘１’ではない場合（ＳＴ１０３：Ｎｏの場合）、ＳＴ１０７では、桁位置ｋが最上位（ｋ＝Ｎ）であるか否か、および、３値化２進数化処理が一度も行われていないか（ｍ＝０であるか）が判定される。桁位置ｋが最上位ビットではない場合、または、３値化２進数化処理が一回以上行われている場合（ＳＴ１０７：Ｎｏ）、ＳＴ１０２に戻る。また、桁位置ｋが最上位ビットであり、３値化２進数化処理が一度も行われていない場合（ＳＴ１０７：Ｙｅｓ）、処理を終了する。なお、本発明では、図１１Ａに示すように、最上位ビットの更に１つ上のＮ＋１桁目に‘１’が生じてもよい。

図１４に示すように、単純な処理を繰り返すことにより、２進数の３値化２進数化を簡便な処理で行なうことができる。

次に、受信側の復号復調装置が３値化２進数符号を２進数符号に戻す処理（２進数化処理）について説明する。

具体的には、復号復調装置の２進数化を行う処理部は、３値化２進数符号中に‘−１’がある場合、‘−１’がある桁を‘１’とし、その桁の一つ上の桁の符号に‘−１’を加算する操作を一義的に行う。例えば、図１１Ａに示す３値化２進数化処理に対応する復号復調装置の処理を図１５に示す。図１５では、２^０，２^６が‘−１’であり、２^４，２^８が‘１’である。よって、‘−１’から始まり‘１’で終了する上記操作のプロセスとして、２^０から２^４までの４回の操作、および、２^６から２^８までの２回の操作がある。この６回の操作により、２^０から２^８までのすべての桁において‘−１’が含まれない符号、つまり、一般的な２進符号を得ることができ、２進数化が完了する。

また、図１５と同様にして、図１１Ｂに示す３値化２進数化処理に対応する復号復調装置の処理を図１６に示す。図１６では、２^０，２^４が‘−１’であり、２^７が‘１’である。よって、‘−１’から始まり‘１’で終了する上記操作のプロセスとして、２^０から２^４までの４回の操作、および、２^４から２^７までの３回の操作がある。この７回の操作により、２^０から２^７までのすべての桁において一般的な２進符号を得ることができ、２進数化が完了する。

次に、受信側の復号復調装置における２進数化処理のプロセスについて説明する。図１７は、本発明における３値化２進数符号の２進数化を行うための信号処理のプロセスを示すフロー図の一例である。ここで、図１７に示すｋはビット列の桁位置を表し、最下位ビットの桁位置をｋ＝１とし、最上位ビットの桁位置をｋ＝Ｎとする。また、ｍは最下位ビットから最上位ビットまでの一巡において、３値化２進数符号の２進数化処理が行われた処理回数を表す。

ＳＴ２０１では、ｋおよびｍが初期化され、ｋ＝０およびｍ＝０となる。

ＳＴ２０２では、桁位置ｋに１が加算され、ｋ＝ｋ＋１となる。つまり、初回はｋ＝１となり、桁位置が最下位ビットに設定される。

ＳＴ２０３では、桁位置ｋのビットであるＢｉｔ（ｋ）が‘−１’であるか否かが判定される。Ｂｉｔ（ｋ）が‘−１’の場合（ＳＴ２０３：Ｙｅｓの場合）、ＳＴ２０４では、Ｂｉｔ（ｋ）を‘１’とし、桁位置ｋの一つ上の桁（桁位置ｋ＋１）のビットであるＢｉｔ（ｋ＋１）に−１が加算される。ＳＴ２０５では、処理回数ｍに１が加算される。

ＳＴ２０６では、３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位であるか否か（すなわち、ｋ＝Ｎであるか否か）が判定される。３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）に達していない場合（ＳＴ２０６：Ｎｏの場合）、ＳＴ２０２に戻る。また、３値化２進数符号の２進数化処理を施したビットの桁位置が最上位（ｋ＝Ｎ）である場合（ＳＴ２０６：Ｙｅｓの場合）、すべてのビットに‘−１’が含まれていないことを確認するためにＳＴ２０１に戻って初めから処理を行う。

一方、ＳＴ２０３において、Ｂｉｔ（ｋ）が‘−１’ではない場合（ＳＴ２０３：Ｎｏの場合）、ＳＴ２０７では、桁位置ｋが最上位（ｋ＝Ｎ）であるか否か、および、３値化２進数符号の２進数化処理が一度も行われていないか（ｍ＝０であるか）が判定される。桁位置ｋが最上位ビットではない場合、または、３値化２進数符号の２進数化処理が一回以上行われている場合（ＳＴ２０７：Ｎｏ）、ＳＴ２０２に戻る。また、桁位置ｋが最上位ビットであり、３値化２進数化処理が一度も行われていない場合（ＳＴ２０７：Ｙｅｓ）、処理を終了する。

図１７に示すように、図１４と同様、単純な処理を繰り返すことにより、３値化２進数符号の２進数化を簡便な処理で行なうことができる。

以上説明したように、本発明によれば、共通の搬送周波数を有し位相領域で直交する２種類の上側単側帯波要素同士、または、下側４種の単側帯波要素同士が復調時において、互いのシンボルのヒルベルト変換成分により引き起こされるシンボル間干渉を除去することにより、高い信頼性にて所望のシンボルの抽出が可能となる。さらに、２種類の上側単側帯波要素同士と下側４種の単側帯波要素同士とから構成され、搬送波周波数を共有する４種類の単側帯波要素を用いることで、ＯＦＤＭ方式とほぼ同等、あるいは、ＱＰＳＫ等のシングルキャリア変調方式の約２倍の周波数利用効率を確実に実現することができる。さらに、シンボル信号のロールオフ率を急峻にすることにより、ＯＦＤＭ方式の約２倍の周波数利用効率を実現することを可能とする。

本発明は、ディジタル信号をＳＳＢ化することで送信信号を狭帯域化して、無線通信の周波数利用効率を改善するにあたって、各信号間の相互干渉を抑制し得、種々の無線機器に広く適用できる。

ケース１の４種類のＳＳＢ要素を示す図 ケース１の変調装置の構成を示すブロック図 ケース１の復調復号装置の構成を示すブロック図 ケース１のＳＳＢ信号におけるシンボル干渉を示す図 ケース１のＳＳＢ信号のフレーム構成を示す図 ケース１の各シンボルにおけるＩ軸およびＱ軸の干渉状況を示す図 ケース１のロールオフ率を小さくした場合に周波数利用効率が向上することを示す図 ケース１の信号抽出の手順を示す図 ケース２のシンボル配置を示す図 ケース２の各シンボルにおけるＩ軸およびＱ軸の干渉状況を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数の原理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数の原理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化処理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化処理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数化のプロセスを示すフロー図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化処理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化処理を示す図 本発明の一実施の形態に係る３値化２進数符号の２進数化のプロセスを示すフロー図

符号の説明

１００ 変調装置
１０１ Ｓ／Ｐ変換部
１０２，１０３，１０４，１０５，２０２，２０３ ナイキストフィルタ
１０６，１０７，１０９，１１０，１１１，１１３，１１８，２０６，２０７，２０８，２０９ 加算器
１０８，１１２，２０４，２０５ ヒルベルト変換器
１１４，１１５ 乗算器
１１６ 搬送周波数信号発生器
１１７ 移相器
２００ 復調復号装置
２０１ 直交検波部
２１０，２１１ 復号器
２１２ Ｐ／Ｓ変換部

Claims (4)

1. 共通の搬送波周波数を有する２種類の単側帯波要素から成る変調信号を生成する変調方法であり、
   前記２種類の単側帯波要素は、
   正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成され、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される、
   変調方法。
2. 前記変調信号のシンボルが配置される通信フレームにおいて、前記変調信号の同相成分および前記変調信号の直交成分を、３値化２進数化することにより前記シンボルの連続性を除去するとともに、前記シンボル毎にＩ軸およびＱ軸にそれぞれ交互に配置する、
   請求項１記載の変調方法。
3. 正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の下側単側帯波を有した第１の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の上側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の下側単側帯波を有した第２の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波、あるいは、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に正極性の上側単側帯波を有した第３の単側帯波要素と、正の周波数領域に正極性の下側単側帯波を有するとともに負周波数領域に負極性の上側単側帯波を有した第４の単側帯波要素とから構成される２種類の単側帯波からなる変調信号であり、３値化２進数化された前記変調信号を受信し、
   前記変調信号のシンボルを、‘０’および‘１’を基調とする２進数に変換する２進数化処理を行う、
   復調方法。
4. 前記変調信号の同相成分および前記変調信号の直交成分の隣接シンボル間干渉成分の発生を、前後のシンボルの極性との関係に基づいて判断することにより、前記隣接シンボル間干渉成分を除去する、
   請求項３記載の復調方法。

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