WO2023073870A1

WO2023073870A1 - 電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器

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Publication number: WO2023073870A1
Application number: PCT/JP2021/039841
Authority: WO
Inventors: 遥松尾; 知宏沓木; 貴昭 ▲高▼原; 浩一有澤; 健治 ▲高▼橋
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2021-10-28
Filing date: 2021-10-28
Publication date: 2023-05-04
Also published as: JPWO2023073870A1; CN118140404A

Abstract

電力変換装置（１）は、商用電源（１１０）から供給される第１の交流電力を整流する整流部（１３０）と、整流部（１３０）の出力端に接続されるコンデンサ（２１０）と、コンデンサ（２１０）の両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータ（３１４）に出力するインバータ（３１０）と、コンデンサ（２１０）の電力状態を検出する電圧検出部（５０１）と、モータ（３１４）の回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、インバータ（３１０）およびモータ（３１４）の動作を制御する制御部（４００）と、を備え、制御部（４００）は、電圧検出部（５０１）の検出値に応じてｑ軸電流脈動をモータ（３１４）の駆動パターンに重畳し、コンデンサ（２１０）の充放電電流を抑制するとともに、インバータ（３１０）の電圧が飽和する際にｑ軸電流脈動の正の整数倍の周波数に同期してモータ（３１４）のｄ軸電流を脈動させる。

Description

電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器

　本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器に関する。

　従来、電力変換装置には、負荷トルクに周期的な変動が発生するもの、すなわち周期的な負荷トルク脈動を持つ機械装置に接続されるものが多い。機械装置、機械装置の動力源となるモータなどでは、負荷トルク脈動によって、振動、騒音などが発生することがある。そのため、振動抑制制御に関する様々な技術が検討されている。一方で、高速回転時に振動抑制制御を行おうとすると、ｄ軸電流を平均的に多く流して変調率に大きく余裕を取る必要があるため、モータの駆動の際の効率が損なわれてしまうことがある。このような問題に対して、特許文献１には、過変調領域において振動抑制制御を行いつつ、効率の低下を抑制する技術が開示されている。

国際公開第２０２０／２３４９７１号

　一般的に、電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を整流部で整流し、さらに平滑コンデンサで平滑し、複数のスイッチング素子からなるインバータで所望の交流電力に変換し、モータに出力している。しかしながら、上記従来の技術によれば、平滑コンデンサに大きな電流が流れると、平滑コンデンサの経年劣化が加速する、という問題があった。このような問題に対して、平滑コンデンサの容量を大きくすることでコンデンサ電圧のリプル変化を抑制する、またはリプルによる劣化耐量の大きい平滑コンデンサを使用する方法が考えられるが、コンデンサ部品のコストが高くなり、また装置が大型化してしまう。

　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、効率の低下を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示に係る電力変換装置は、商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、整流部の出力端に接続されるコンデンサと、コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、コンデンサの電力状態を検出する検出部と、モータの回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、インバータおよびモータの動作を制御する制御部と、を備える。制御部は、検出部の検出値に応じてｑ軸電流の脈動成分であるｑ軸電流脈動をモータの駆動パターンに重畳し、コンデンサの充放電電流を抑制するとともに、インバータの電圧が飽和する際にｑ軸電流脈動の正の整数倍の周波数に同期してモータのｄ軸電流を脈動させる。

　本開示に係る電力変換装置は、平滑用のコンデンサの劣化を抑制しつつ、効率の低下を抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図比較例として実施の形態１の電力変換装置と同様の回路構成の電力変換装置における駆動波形の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置における駆動波形の例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の構成例を示すブロック図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部が弱め磁束制御を実施した場合の電圧指令を示す図実施の形態１に係る弱め磁束制御部における簡便なｄ軸電流脈動の計算方法を示す第１の図実施の形態１に係る弱め磁束制御部における簡便なｄ軸電流脈動の計算方法を示す第２の図実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部の動作を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の動作を示すフローチャート実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部による弱め磁束制御の制御誤差を示す図実施の形態２に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図実施の形態２に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部による弱め磁束制御の制御誤差を示す図実施の形態２に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の構成例を示すブロック図実施の形態２に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部による弱め磁束制御を説明するための図実施の形態２に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の動作を示すフローチャート実施の形態３に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図実施の形態３に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の構成例を示すブロック図実施の形態３に係るｄ軸電流脈動発生部の構成例を示すブロック図実施の形態３に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の動作を示すフローチャート理想的なｄ軸電流脈動の周波数分析結果の例を示す図実施の形態４に係るｄ軸電流脈動発生部の構成例を示すブロック図実施の形態４に係る電力変換装置の制御部が備える弱め磁束制御部の動作を示すフローチャート軽負荷域での電流指令の波形の例を示す図重負荷域での電流指令の波形の例を示す図実施の形態５に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図実施の形態５に係る電力変換装置の制御部が備えるｑ軸電流脈動演算部の動作を示すフローチャート実施の形態６に係る電力変換装置の構成例を示す図実施の形態６に係る電力変換装置が備える制御部の構成例を示すブロック図実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図

　以下に、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置および冷凍サイクル適用機器を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、商用電源１１０および圧縮機３１５に接続される。電力変換装置１は、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換し、圧縮機３１５に供給する。電力変換装置１は、リアクトル１２０と、整流部１３０と、電圧検出部５０１と、平滑部２００と、インバータ３１０と、電流検出部３１３ａ，３１３ｂと、制御部４００と、を備える。なお、電力変換装置１、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２を構成している。

　リアクトル１２０は、商用電源１１０と整流部１３０との間に接続される。整流部１３０は、整流素子１３１～１３４によって構成されるブリッジ回路を有し、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの第１の交流電力を整流して出力する。整流部１３０は、全波整流を行うものである。電圧検出部５０１は、整流部１３０によって整流され、整流部１３０から平滑部２００に流入される電流によって充電された平滑部２００の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_ｄｃを検出し、検出した電圧値を制御部４００に出力する。電圧検出部５０１は、コンデンサ２１０の電力状態を検出する検出部である。

　平滑部２００は、整流部１３０の出力端に接続される。平滑部２００は、平滑素子としてコンデンサ２１０を有し、整流部１３０によって整流された電力を平滑化する。コンデンサ２１０は、例えば、電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどである。コンデンサ２１０は、整流部１３０の出力端に接続され、整流部１３０によって整流された電力を平滑化するような容量を有し、平滑化によりコンデンサ２１０に発生する電圧は商用電源１１０の全波整流波形形状ではなく、直流成分に商用電源１１０の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となり、大きく脈動しない。この電圧リプルの周波数は、商用電源１１０が単相の場合は電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分となり、商用電源１１０が三相の場合は６倍成分が主成分となる。商用電源１１０から入力される電力とインバータ３１０から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅はコンデンサ２１０の容量によって決まる。例えば、コンデンサ２１０に発生する電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動している。

　インバータ３１０は、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の両端に接続される。インバータ３１０は、スイッチング素子３１１ａ～３１１ｆ、および還流ダイオード３１２ａ～３１２ｆを有する。インバータ３１０は、制御部４００の制御によってスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆをオンオフし、整流部１３０および平滑部２００から出力される電力を所望の振幅および位相を有する第２の交流電力に変換、すなわち第２の交流電力を生成して、圧縮機３１５に出力する。電流検出部３１３ａ，３１３ｂは、各々、インバータ３１０から出力される３相の電流のうち１相の電流値を検出し、検出した電流値を制御部４００に出力する。なお、制御部４００は、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち２相の電流値を取得することで、インバータ３１０から出力される残りの１相の電流値を算出することができる。圧縮機３１５は、圧縮機駆動用のモータ３１４を有する負荷である。モータ３１４は、インバータ３１０から供給される第２の交流電力の振幅および位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。例えば、圧縮機３１５が空気調和機などで使用される密閉型圧縮機の場合、圧縮機３１５の負荷トルクは定トルク負荷とみなせる場合が多い。モータ３１４について、図１ではモータ巻線がＹ結線の場合を示しているが、一例であり、これに限定されない。モータ３１４のモータ巻線は、Δ結線であってもよいし、Ｙ結線とΔ結線とが切り替え可能な仕様であってもよい。

　なお、電力変換装置１において、図１に示す各構成の配置は一例であり、各構成の配置は図１で示される例に限定されない。例えば、リアクトル１２０は、整流部１３０の後段に配置されてもよい。また、電力変換装置１は、昇圧部を備えてもよいし、整流部１３０に昇圧部の機能を持たせるようにしてもよい。以降の説明において、電圧検出部５０１、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂをまとめて検出部と称することがある。また、電圧検出部５０１で検出された電圧値、および電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出された電流値を、検出値と称することがある。

　制御部４００は、電圧検出部５０１から平滑部２００の直流母線電圧Ｖ_ｄｃの電圧値を取得し、電流検出部３１３ａ，３１３ｂからインバータ３１０によって変換された所望の振幅および位相を有する第２の交流電力の電流値を取得する。制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、インバータ３１０の動作、具体的には、インバータ３１０が有するスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆのオンオフを制御する。また、制御部４００は、各検出部によって検出された検出値を用いて、モータ３１４の動作を制御する。本実施の形態において、制御部４００は、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動を含む第２の交流電力をインバータ３１０から負荷である圧縮機３１５に出力するようにインバータ３１０の動作を制御する。平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動に応じた脈動とは、例えば、平滑部２００のコンデンサ２１０に流入する電力の脈動の周波数などによって変動する脈動である。これにより、制御部４００は、平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流を抑制する。なお、制御部４００は、各検出部から取得した全ての検出値を用いなくてもよく、一部の検出値を用いて制御を行ってもよい。

　制御部４００は、モータ３１４の速度、電圧、電流のいずれかが所望の状態になるように制御を行う。ここで、モータ３１４が圧縮機３１５の駆動用に使用され、圧縮機３１５が密閉型圧縮機の場合、モータ３１４に回転子位置を検出する位置センサを取り付けることが構造的にもコスト的にも難しいので、制御部４００は、モータ３１４の制御を位置センサレスで行う。モータ３１４の位置センサレス制御方法については、一次磁束一定制御、およびセンサレスベクトル制御の２種類がある。本実施の形態では、一例として、センサレスベクトル制御をベースに説明する。なお、以降で説明する制御方法については、軽微な変更で一次磁束一定制御に適用することも可能である。本実施の形態において、制御部４００は、後述するように、モータ３１４の回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、インバータ３１０およびモータ３１４の動作を制御する。

　つづいて、制御部４００における本実施の形態での特徴的な動作について説明する。図１に示すように、電力変換装置１において、整流部１３０から平滑部２００のコンデンサ２１０への入力電流を入力電流Ｉ１とし、平滑部２００のコンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流を出力電流Ｉ２とし、平滑部２００のコンデンサ２１０の充放電電流を充放電電流Ｉ３とする。入力電流Ｉ１は、商用電源１１０の電源位相、整流部１３０の前後に設置される素子の特性などの影響は受けるものの、基本的に電源周波数の２ｎ倍成分を含む特性を有する。なお、ｎは１以上の整数である。

　平滑部２００のコンデンサ２１０として電解コンデンサを用いる場合、充放電電流Ｉ３が大きいとコンデンサ２１０の経年劣化が加速する。充放電電流Ｉ３を減少させ、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、制御部４００は、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１＝コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２となるようにインバータ３１０を制御すればよい。ただし、出力電流Ｉ２にはＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に起因するリプル成分が重畳されるため、制御部４００は、リプル成分を加味してインバータ３１０を制御する必要がある。制御部４００は、コンデンサ２１０の劣化を抑制するためには、平滑部２００、すなわちコンデンサ２１０の電力状態を監視し、モータ３１４に適切な脈動を与えて充放電電流Ｉ３が減少するようにすればよい。ここで、コンデンサ２１０の電力状態とは、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃなどのことである。制御部４００は、これらのコンデンサ２１０の電力状態のうち、少なくともいずれか１つの情報が劣化抑制制御に必要となる。

　本実施の形態では、制御部４００は、電圧検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃを用いて、出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにモータ３１４に脈動を加える。すなわち、制御部４００は、電圧検出部５０１の検出値に応じた脈動がモータ３１４の駆動パターンに重畳されるようにインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制する。制御部４００は、入力電流Ｉ１と出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、モータ３１４の入出力電力の関係からモータ３１４のｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を制御する。制御部４００は、この制御方法では、インバータ３１０への入力電力とモータ３１４の機械出力との関係を利用して、充放電電流Ｉ３を低減するための理想的なｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を算出する。このように、本実施の形態において、制御部４００は、ｄ軸およびｑ軸を有する回転座標において制御を行う。なお、電力変換装置１は、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃからコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を推定することが可能であるが、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を検出する電流検出部を備えていてもよい。

　電力変換装置１において、電圧検出部５０１は、コンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃの電圧値を検出し、電圧値を制御部４００に出力する。制御部４００は、コンデンサ２１０からインバータ３１０への出力電流Ｉ２からＰＷＭリプルを除いた値が入力電流Ｉ１と一致するようにインバータ３１０を制御し、モータ３１４に出力される電力に脈動を加える。制御部４００は、出力電流Ｉ２を適切に脈動させることによって、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減少させることができる。前述のように、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１には電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることから、出力電流Ｉ２およびモータ３１４のｑ軸電流ｉ_ｑにも電源周波数の２ｎ倍成分が含まれることになる。出力電流Ｉ２を適切に脈動させるためのモータ３１４のｑ軸電流ｉ_ｑの具体的な計算方法は、例えば、以下のような方法がある。

　電力変換装置１への入力となる商用電源１１０からの交流電源電圧は式（１）で表される。

　式（１）において、Ｖ_ｓは交流電源電圧の振幅を示し、ω_ｉｎは交流電源電圧の角周波数を示し、ｔは時間を示す。角周波数ω_ｉｎは電源環境にもよるが、多くの場合、５０Ｈｚ×２π＝３１４ｒａｄ／ｓ、または６０Ｈｚ×２π＝３７７ｒａｄ／ｓとなる。なお、電力変換装置１は、整流部１３０の前段または後段に昇圧部を含む回路構成の場合、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１にはＰＷＭリプルが含まれることになるが、平均化して考慮しないこととする。入力電流Ｉ１が周期関数であると仮定して、入力電流Ｉ１をフーリエ係数で近似すると、入力電流Ｉ１は式（２）のように表せる。入力電流Ｉ１は整流部１３０によって電源周波数２ｆの整数倍の成分が多く含まれる波形となる。入力電流Ｉ１の基本波は電源周波数２ｆの成分となる。なお、数式では、他と表記を合わせるため、入力電流Ｉ１の「１」の部分は下付にしている。以降についても同様とする。

　式（２）において、Ｉ_ＤＣは電流の直流分を示し、Ｉ_２ｆ，Ｉ_４ｆ，Ｉ_６ｆ，…は電流の基本波振幅および高調波振幅を示し、θ_２ｆ，θ_４ｆ，θ_６ｆ，…は基本波位相および高調波位相を示す。入力電流Ｉ１をそのまま制御部４００の制御に使用してもよいし、入力電流Ｉ１にフィルタを掛けてから制御部４００の制御に使用してもよい。例えば、ローパスフィルタおよびバンドパスフィルタによって入力電流Ｉ１の直流成分、基本波成分、および低次高調波成分を抽出したものを入力電流Ｉ１´とすると、入力電流Ｉ１´は、例えば、式（３）のように表せる。式（３）において、入力電流Ｉ１´は、直流成分、電源周波数２ｆ成分、および電源周波数４ｆ成分を抽出したものであるが、電源周波数６ｆ以上の成分を加味してもよい。なお、バンドパスフィルタは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成してもよいし、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタによって構成してもよい。また、入力電流Ｉ１´について、フーリエ係数展開の係数演算式から計算してもよい。

　上述のフィルタ類によって特定の周波数成分のみを抽出するのは、モータ３１４に対して与える脈動に意図しない周波数成分が含まれるのを防ぐためである。一方で、上述のフィルタ類を使用した場合、入力電流Ｉ１の変化に対する即応性が低下するので、フィルタ類を使用するか否かは状況に応じて決めてよい。以下の説明では、上述のフィルタ類を使用したものとして説明する。コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２の出力電流指令Ｉ_２ ^＊を式（４）のように与える。

　出力電流指令Ｉ_２ ^＊が指令値通りに流れるようにモータ３１４に脈動を加えるには、例えば、以下のようにすればよい。出力電流指令Ｉ_２ ^＊が指令値通りに流れたとき、コンデンサ２１０からモータ３１４に入力される有効電力Ｐ_ｉｎは式（５）のように表される。

　式（５）において、Ｖ_ｄｃは直流母線電圧を示す。一方、モータ３１４で消費される有効電力Ｐ_ｍｏｔは、ｄｑ軸電圧およびｄｑ軸電流によって式（６）のように表される。

　式（６）において、ｖ_ｄはｄ軸電圧を示し、ｖ_ｑはｑ軸電圧を示し、ｉ_ｄはｄ軸電流を示し、ｉ_ｑはｑ軸電流を示す。ここで、永久磁石同期モータの定常状態の電圧方程式を考え、式（６）に代入すると式（７）が得られる。

　式（７）において、Ｒ_ａは電機子抵抗を示し、Ｌ_ｄおよびＬ_ｑはｄｑ軸インダクタンスを示し、Φ_ａはｄｑ軸鎖交磁束数を示し、ω_ｅは電気角速度を示す。電機子抵抗Ｒ_ａによる電圧降下が無視でき、なおかつ、ｄ軸電流ｉ_ｄがほぼゼロとみなせるケースでは、式（８）が成立する。

　Ｐ_ｍｏｔ＝Ｐ_ｉｎとなるようにモータ３１４に脈動を与えれば、平滑部２００に流れる電流、すなわち充放電電流Ｉ３を低減できるため、式（９）のようにｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を与えればよい。

　式（９）のようにｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を与えれば、平滑部２００のコンデンサ２１０の劣化抑制が可能である。なお、ｄ軸電流ｉ_ｄが非ゼロの場合は、リラクタンストルクを加味して式（１０）のように演算してもよい。

　ここで、ｉ_ｄ ^＊はｄ軸電流指令である。式（９）および式（１０）ではＰ_ｍｏｔ＝Ｐ_ｉｎを仮定したが、モータ３１４には銅損、鉄損、機械損といった損失がつきものである。そのため、このような損失を加味して演算を行ってもよい。

　上記のような演算を行う制御部４００の構成について説明する。図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の構成例を示すブロック図である。制御部４００は、回転子位置推定部４０１と、速度制御部４０２と、弱め磁束制御部４０３と、電流制御部４０４と、座標変換部４０５，４０６と、ＰＷＭ信号生成部４０７と、ｑ軸電流脈動演算部４０８と、加算部４０９と、を備える。

　回転子位置推定部４０１は、モータ３１４にかかるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊およびｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑから、モータ３１４が有する図示しない回転子について、回転子磁極のｄｑ軸での方向である推定位相角θ_ｅｓｔ、および回転子速度である推定速度ω_ｅｓｔを推定する。

　速度制御部４０２は、速度指令ω^＊および推定速度ω_ｅｓｔからｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊を生成する。具体的には、速度制御部４０２は、速度指令ω^＊と推定速度ω_ｅｓｔとが一致するようにｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊を自動調整する。速度指令ω^＊は、電力変換装置１が冷凍サイクル適用機器として空気調和機などに使用される場合、例えば、図示しない温度センサで検出された温度、図示しない操作部であるリモコンから指示される設定温度を示す情報、運転モードの選択情報、運転開始及び運転終了の指示情報などに基づくものである。運転モードとは、例えば、暖房、冷房、除湿などである。以降の説明において、ｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊を第１のｑ軸電流指令と称することがある。

　弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の絶対値が電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊の制限値内に収まるようにｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を自動調整する。また、本実施の形態において、弱め磁束制御部４０３は、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を加味して弱め磁束制御を行う。弱め磁束制御は、大別して、電圧制限楕円の方程式からｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を計算する方法、および電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊とｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊との絶対値の偏差がゼロになるようにｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を計算する方法の２種類があるが、どちらの方法を使用してもよい。弱め磁束制御部４０３の詳細な構成および動作については後述する。

　電流制御部４０４は、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊およびｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を用いてモータ３１４に流れる電流を制御し、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を生成する。具体的には、電流制御部４０４は、ｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑがｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊およびｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊に追従するようにｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を自動調整する。以降の説明において、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を単にｄｑ軸電圧指令と称することがある。

　座標変換部４０５は、推定位相角θ_ｅｓｔに応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊をｄｑ座標から交流量の電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^＊に座標変換する。

　座標変換部４０６は、推定位相角θ_ｅｓｔに応じて、モータ３１４に流れる電流Ｉ_ｕｖｗを交流量からｄｑ座標のｄｑ軸電流ベクトルｉ_ｄｑに座標変換する。前述のように、制御部４００は、モータ３１４に流れる電流Ｉ_ｕｖｗについて、インバータ３１０から出力される３相の電流値のうち、電流検出部３１３ａ，３１３ｂで検出される２相の電流値、および２相の電流値を用いて残りの１相の電流値を算出することによって取得することができる。

　ＰＷＭ信号生成部４０７は、座標変換部４０５で座標変換された電圧指令Ｖ_ｕｖｗ ^＊に基づいてＰＷＭ信号を生成する。制御部４００は、ＰＷＭ信号生成部４０７で生成されたＰＷＭ信号をインバータ３１０のスイッチング素子３１１ａ～３１１ｆに出力することで、モータ３１４に電圧を印加する。

　ｑ軸電流脈動演算部４０８は、検出値を用いてｑ軸電流脈動を演算し、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊の脈動成分である前述のｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を生成する。具体的には、ｑ軸電流脈動演算部４０８は、電圧検出部５０１で検出された電圧値である直流母線電圧Ｖ_ｄｃ、および推定速度ω_ｅｓｔに基づいて、式（９）または式（１０）の演算を行ってｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を計算する。ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動振幅はモータ３１４の駆動条件によって変わってくるので、ｑ軸電流脈動演算部４０８は、駆動条件を適切に考慮して振幅を決定する。

　加算部４０９は、速度制御部４０２から出力されたｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊と、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊とを加算してｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を生成し、電流制御部４０４へ出力する。以降の説明において、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を第２のｑ軸電流指令と称することがある。

　制御部４００は、従来と同様の制御を行う電力変換装置と比較して、式（９）または式（１０）に基づいてｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を演算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を用いてｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊を演算する点、およびｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を加味して弱め磁束制御を行う点が異なる。空調用圧縮機モータのようなアプリケーションでは、弱め磁束制御、インバータ過変調などを積極活用するが、これらの制御を使用する電圧飽和域では、ｑ軸電流ｉ_ｑのみに脈動を与えても電圧不足で指令値に追従しない。そのため、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に合わせてｄ軸電流ｉ_ｄも脈動させる必要がある。電圧振幅が一定になるようにｄ軸電流ｉ_ｄも同時に脈動させる弱め磁束制御の方法が公知である。弱め磁束制御部４０３は、電圧飽和時にｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊と同時にｄ軸電流ｉ_ｄも同時に脈動させて電圧不足に陥ることを防ぐ。

　制御部４００は、ｑ軸電流脈動演算部４０８によってモータ３１４に適切に脈動を与え、コンデンサ２１０に流れる電流をゼロに近づける、または小さい値に制御することで、コンデンサ２１０への電流流入および電流流出、すなわちコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を減らすことができる。

　図３は、比較例として実施の形態１の電力変換装置１と同様の回路構成の電力変換装置における駆動波形の例を示す図である。図３の対象である比較例の電力変換装置は、本実施の形態の電力変換装置１のような制御は行っていないものとする。図４は、実施の形態１に係る電力変換装置１における駆動波形の例を示す図である。図３および図４において、上図は整流部１３０からコンデンサ２１０への入力電流Ｉ１、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２、およびコンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を示し、下図は直流母線電圧Ｖ_ｄｃを示している。なお、図３および図４は同じスケールで描かれている。また、説明の都合上、図３および図４では、ＰＷＭのリプルは考慮していない。

　平滑部２００のコンデンサ２１０の容量がある程度大きい場合、コンデンサ２１０に流れ込む入力電流Ｉ１が「うさぎの耳」のような形状となる。比較例の電力変換装置では、コンデンサからの出力電流Ｉ２がほぼ一定であったため、コンデンサの充放電電流Ｉ３も「うさぎの耳」の形になる。これに伴い、直流母線電圧Ｖ_ｄｃには大きなリプルが生じる。これらの波形は周期的な脈動が大きいので、コンデンサ２１０の経年劣化が早まる。

　これに対して、本実施の形態の電力変換装置１では、コンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２が「うさぎの耳」の形になるように制御部４００がインバータ３１０の動作を制御するので、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３のピーク値は小さくなる。コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３のピーク値が小さくなるのと同時に、直流母線電圧Ｖ_ｄｃのリプルも小さくなる。コンデンサ２１０の電流の流出および流入を減らせば、素子劣化を抑制でき、部品の経年劣化を抑制できる。電力変換装置１では、前述のような制御部４００の抑制の分、素子の容量を低減でき、リプル耐量が緩和される。そのため、安価な平滑素子、すなわちコンデンサ２１０を活用することができ、システムコストを抑制できる。なお、図４では、直流成分、電源周波数２ｆ成分、および電源周波数４ｆ成分のみを抽出して劣化抑制制御を実施しているが、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３をより小さくしたい場合、より高次の成分を加味してもよい。ただし、実用上では電源周波数６ｆ成分までを考慮すれば必要十分と考えられる。また、計算量を少なくしたい場合、直流成分、および電源周波数２ｆ成分のみを考慮する形にしてもよい。

　本実施の形態による制御部４００の制御方法は、モータ３１４の入出力電力の理論式をベースにしているため、入力電流Ｉ１の変化に対してダイレクトにモータ３１４のｑ軸電流脈動を決定でき、入力電流Ｉ１の変化に対する即応性が高い。このことから、脈動負荷補償と併用したときに平滑部２００のコンデンサ２１０の劣化抑制がしやすいというメリットがある。

　なお、図１に示すようにモータ３１４が周期的な負荷トルク脈動を有する負荷である圧縮機３１５を駆動する場合、制御部４００は、前述の制御と併せて、負荷トルク脈動に起因する速度脈動を抑制するように制御してもよい。

　つぎに、弱め磁束制御部４０３の構成および動作について説明する。図５は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える弱め磁束制御部４０３の構成例を示すブロック図である。弱め磁束制御部４０３は、減算部６０１と、積分制御部６０２と、ｄ軸電流脈動発生部６０３と、加算部６０４と、を備える。

　減算部６０１は、電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊からｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を減算して、電圧偏差を算出する減算処理を行う。

　積分制御部６０２は、減算部６０１で算出された電圧偏差がゼロになるように積分制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を決定する。なお、弱め磁束制御部４０３は、積分制御部６０２の積分制御と並列に比例制御、微分制御などを行ってもよい。すなわち、弱め磁束制御部４０３は、積分制御部６０２に替えてＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　Ｉｎｔｅｇｒａｌ　Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）制御部を備えていてもよい。電力変換装置１は、モータ３１４の駆動中に電圧不足に陥った場合、弱め磁束制御部４０３がｄ軸電流ｉ_ｄを自動的に増やすことによって、電圧不足を緩和することができる。以降の説明において、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を第１のｄ軸電流指令と称することがある。

　ここで、一般的な弱め磁束制御は、モータパラメータを使用していないため、パラメータ変動にロバストであるものの、制御応答性をあまり高くできないという欠点がある。制御応答を無理に高めようとすると、制御不安定に陥るからである。そのため、ｑ軸電流ｉ_ｑが高周波変化する場合にも、ｄ軸電流ｉ_ｄはおおむね一定値となる。この場合、一般的な弱め磁束制御を行う電力変換装置では、過渡的な電圧不足が発生することによって、過剰にｄ軸電流ｉ_ｄを流しているような状態となって銅損が増加する。そのため、本実施の形態では、電力変換装置１は、ｑ軸電流脈動に同期してｄ軸電流ｉ_ｄも脈動させる。

　ｄ軸電流脈動発生部６０３は、ｑ軸電流脈動演算部４０８から取得したｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊、および電圧位相の平均値θ_ｖａｖｅを用いて、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を算出する。ｄ軸電流脈動発生部６０３は、ｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に同期し、ｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊によるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の振幅の増減を抑制するｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を生成する。電圧位相の平均値θ_ｖａｖｅについては、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の絶対値から演算によって求めることができる。電圧位相の平均値θ_ｖａｖｅの演算については、弱め磁束制御部４０３の外部の構成が行ってもよいし、弱め磁束制御部４０３の内部のｄ軸電流脈動発生部６０３または図示しない構成が行ってもよい。なお、ｄ軸電流脈動発生部６０３におけるｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊の算出方法については、上記の例に限定されない。弱め磁束制御部４０３では、積分制御部６０２から出力されるｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を低周波のｄ軸電流指令とした場合、ｄ軸電流脈動発生部６０３が、高周波のｄ軸電流脈動指令としてｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を決定する。

　加算部６０４は、２つの指令値、すなわち、積分制御部６０２で得られたｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊、およびｄ軸電流脈動発生部６０３で得られたｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を加算して、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する。以降の説明において、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を第２のｄ軸電流指令と称することがある。

　このように、弱め磁束制御部４０３は、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に同期してｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させるｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を生成する。弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊と電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊との電圧偏差からｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊の周波数に対して低い周波数であるｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を生成する。弱め磁束制御部４０３は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊とｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊とを加算してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成する。

　ここで、本実施の形態の弱め磁束制御部４０３における弱め磁束制御の原理について説明する。図６は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える弱め磁束制御部４０３が弱め磁束制御を実施した場合の電圧指令ｖ^＊を示す図である。図７は、実施の形態１に係る弱め磁束制御部４０３における簡便なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの計算方法を示す第１の図である。図８は、実施の形態１に係る弱め磁束制御部４０３における簡便なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの計算方法を示す第２の図である。図６から図８の説明において、電圧指令ｖ^＊は前述のｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊に相当する。制限値Ｖ_ｏｍは前述の電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊、に相当する。また、ｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣは前述のｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊に相当する。ｄ軸電流ｉ_ｄＤＣは前述のｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊に相当する。ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣは前述のｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に相当する。ｑ軸電流ｉ_ｑＤＣは前述のｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊に相当する。

　制限値Ｖ_ｏｍは厳密には六角形状であるが、ここではｄｑ座標上の円で近似して考えている。本実施の形態では、円で近似することを前提として議論するが、厳密に六角形を考えて議論してもよいことは言うまでも無い。本実施の形態では、原点を中心とする半径が制限値Ｖ_ｏｍの円のことを電圧制限円２１と呼ぶ。なお、制限値Ｖ_ｏｍは、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの値によって変動する。図６において、電圧指令ｖ^＊は、ｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑ、モータ速度、モータパラメータなどによって決定される。また、電圧指令ｖ^＊は、電圧制限円２１によって制限される。電力変換装置１の制御部４００は、過変調時にｑ軸電流ｉ_ｑにｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣを与えた場合、ｄ軸電流ｉ_ｄにもｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを与えなければ、電圧指令ｖ^＊が電圧制限範囲、すなわち電圧制限円２１を超えてしまう。そのため、本実施の形態では、電力変換装置１の制御部４００において、弱め磁束制御部４０３は、ｄ軸電流ｉ_ｄにもｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを与えることで、電圧不足に陥るのを防ぐ。

　ｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの計算方法については様々な方法が考えられるが、特許文献１に記載されているように、電圧制限円２１の接線を用いた近似手法がある。電圧位相の平均値をθ_ｖａｖｅとし、ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣを与えたときの電圧軌跡を考える。電圧軌跡が電圧制限円２１の接線方向になるように図８のような直角三角形を考えると、その１つの角はθ_ｖａｖｅとなる。このことを利用して、弱め磁束制御部４０３のｄ軸電流脈動発生部６０３は、ｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣ、すなわちｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を式（１１）のように演算する。

　すなわち、弱め磁束制御部４０３は、電圧進角の平均値のタンジェントとｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊との乗算結果に基づいて、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を生成する。弱め磁束制御部４０３は、ｄｑ軸電圧指令のベクトルである電圧指令ｖ^＊の軌跡が電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊に基づく規定された半径の電圧制限円２１の円周方向または接線方向に維持されるように、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を生成するとも言える。弱め磁束制御部４０３は、ｄ軸電流脈動発生部６０３が式（１１）のようにｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を計算し、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を用いてｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する。これにより、電力変換装置１は、コンデンサ電流抑制制御時も電圧指令振幅を一定に保つことができる。電力変換装置１は、ｄ軸電流ｉ_ｄを過剰に流さなくても済むようになるので、過変調領域で効率的にコンデンサ電流を減らすことができるようになる。

　このように、制御部４００は、検出部の検出値に応じてｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊をモータ３１４の駆動パターンに重畳することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するとともに、インバータ３１０の電圧が飽和する際にｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊の周波数に同期してモータ３１４のｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させる。なお、ｑ軸電流ｉ_ｑを有効電流と表記し、ｄ軸電流ｉ_ｄを無効電流と表記してもよい。以降についても同様とする。

　制御部４００の動作を、フローチャートを用いて説明する。図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００の動作を示すフローチャートである。制御部４００は、電圧検出部５０１から検出値であるコンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃを取得する（ステップＳ１）。制御部４００は、取得した検出値に基づいて、コンデンサ２１０への入力電流Ｉ１とコンデンサ２１０からの出力電流Ｉ２との差分が小さくなるように、かつｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊が電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊を超えないようにインバータ３１０の動作を制御する（ステップＳ２）。

　図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える弱め磁束制御部４０３の動作を示すフローチャートである。弱め磁束制御部４０３において、減算部６０１は、電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊からｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を減算し、電圧偏差を算出する（ステップＳ１１）。積分制御部６０２は、電圧偏差がゼロになるように積分制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を決定する（ステップＳ１２）。ｄ軸電流脈動発生部６０３は、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊および電圧位相の平均値θ_ｖａｖｅを用いて、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を算出する（ステップＳ１３）。加算部６０４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊とｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊とを加算してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成、すなわちｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する（ステップＳ１４）。

　つづいて、電力変換装置１が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図１１は、実施の形態１に係る電力変換装置１が備える制御部４００を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部４００は、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）でもよい。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００は、電圧検出部５０１で検出されたコンデンサ２１０の直流母線電圧Ｖ_ｄｃを用いて、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を演算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を用いてｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成してインバータ３１０の動作を制御し、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制することとした。これにより、電力変換装置１は、平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、電力変換装置１の大型化を抑制することができる。また、電力変換装置１は、過変調領域において効率の低下を抑制することができる。

実施の形態２．
　実施の形態１では、電圧指令ｖ^＊のベクトルの軌跡が電圧制限円２１の接線となるようにｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを求めたが、理想的には円軌跡となるほうが好ましい。ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣが大きい場合、接線近似と理想値との誤差が大きくなり、妥当な弱め磁束制御ができなくなるおそれがある。図１２は、実施の形態１に係る電力変換装置１の制御部４００が備える弱め磁束制御部４０３による弱め磁束制御の制御誤差を示す図である。図１２において、横軸はｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣの位相角を示し、縦軸はｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを示す。図１２は、ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣの振幅がある程度大きい条件で試算したものであるが、電圧指令振幅を一定にするために必要なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣは図１２の実線のような波形となる。

　ｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの波形は概ねｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣと同じ周期で振動しているが、多少の高調波成分が含まれている。この実線の波形を制御上の理想値とする。一方、弱め磁束制御部４０３が出力する実際のｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣは図１２の点線の波形となる。実施の形態１の弱め磁束制御部４０３は、高調波を含まない正弦波波形を対象にしているため、理想値とは多少のズレがある。ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣが小さい場合はズレを無視しても構わないが、ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣが大きい場合はズレを無視しづらい。実施の形態１の弱め磁束制御部４０３ではこのような制御誤差が生じるため、ｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣが大きい場合では速度脈動、コンデンサ電流などの悪化、銅損の増加など、様々な問題が生じるおそれがある。そのため、本実施の形態では、弱め磁束制御の制御誤差の発生を抑制する方法について説明する。

　図１３は、実施の形態２に係る電力変換装置１が備える制御部４００ａの構成例を示すブロック図である。制御部４００ａは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、弱め磁束制御部４０３を弱め磁束制御部４０３ａに置き換えたものである。なお、図示は省略するが、実施の形態２に係る電力変換装置１は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００を制御部４００ａに置き換えたものとする。

　図１４は、実施の形態２に係る電力変換装置１の制御部４００ａが備える弱め磁束制御部４０３ａによる弱め磁束制御の制御誤差を示す図である。図１４において、横軸はｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣの位相角を示し、縦軸はｄ軸電流の追加補償量を示す。図１４に示す波形は、図１２に示す実線の波形と点線の波形との差分である。なお、図１４では、図１２に対して縦軸のスケールを拡大している。実施の形態２の弱め磁束制御部４０３ａは、図１４に示すような電流波形を算出し、ｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣに加算できれば、理想的な弱め磁束制御を実現することができる。

　つぎに、弱め磁束制御部４０３ａの構成および動作について説明する。図１５は、実施の形態２に係る電力変換装置１の制御部４００ａが備える弱め磁束制御部４０３ａの構成例を示すブロック図である。弱め磁束制御部４０３ａは、図５に示す実施の形態１の弱め磁束制御部４０３に対して、ｄ軸電流脈動再調整部６０５を追加したものである。

　ｄ軸電流脈動再調整部６０５は、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊およびｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊によるｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の振幅の増減量を調査し、増減量に応じてｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を再調整し、再調整後のｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊＊を出力する。ｄ軸電流脈動再調整部６０５は、具体的には以下のプロセスでｄ軸電流ｉ_ｄの追加補償量を算出する。図１６は、実施の形態２に係る電力変換装置１の制御部４００ａが備える弱め磁束制御部４０３ａによる弱め磁束制御を説明するための図である。平均電圧指令をｖ^＊ _ａｖｅとし、実施の形態１の弱め磁束制御による電圧指令をｖ^＊ _ｃｏｎｖとした場合、電圧指令ｖ^＊ _ｃｏｎｖは、電圧制限円２１よりも大きくなることが予想されるから、ｑ軸電圧に不足量ΔＶ_ｑが生じる。ｑ軸電圧の不足量ΔＶ_ｑが既知であれば、ｄ軸電流ｉ_ｄの追加補償量であるΔｉ_ｄ２は以下の式（１２）のように求まる。

　ｑ軸電圧の不足量ΔＶ_ｑを正確に算出するためには、永久磁石によるｄｑ軸鎖交磁束数Φ_ａが既知であることが望ましいが、ｄｑ軸鎖交磁束数Φ_ａはモータ温度によって変化するため、ｄｑ軸鎖交磁束数Φ_ａを用いずに概算することを考える。実施の形態１での電圧指令ｖ^＊ _ｃｏｎｖのｄ軸電圧成分ｖ^＊ _{ｄｃｏｎｖ}およびｑ軸電圧成分ｖ^＊ _{ｑｃｏｎｖ}は、式（１３）および式（１４）によって表される。

　実施の形態１でのｄ軸電圧成分ｖ^＊ _{ｄｃｏｎｖ}および半径が制限値Ｖ_ｏｍの電圧制限円２１から、三平方の定理によって、ｑ軸電圧の制限値Ｖ_ｑｌｉｍを式（１５）のように求める。

　制限値Ｖ_ｏｍおよび直流母線電圧Ｖ_ｄｃの関係は、以下の式（１６）のようになるのが一般的であるが、インバータ３１０の過変調を行う場合にはこの限りではないので、違う比率にしてもよい。

　実施の形態１でのｑ軸電圧成分ｖ^＊ _{ｑｃｏｎｖ}とｑ軸電圧の制限値Ｖ_ｑｌｉｍとの差分を取れば式（１７）のようにｑ軸電圧の不足量ΔＶ_ｑが求まるので、ｄ軸電流脈動再調整部６０５は、このような演算によってｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を再調整する。

　図１７は、実施の形態２に係る電力変換装置１の制御部４００ａが備える弱め磁束制御部４０３ａの動作を示すフローチャートである。弱め磁束制御部４０３ａにおいて、減算部６０１は、電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊からｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を減算し、電圧偏差を算出する（ステップＳ１１）。積分制御部６０２は、電圧偏差がゼロになるように積分制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を決定する（ステップＳ１２）。ｄ軸電流脈動発生部６０３は、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊および電圧位相の平均値θ_ｖａｖｅを用いて、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を算出する（ステップＳ１３）。ｄ軸電流脈動再調整部６０５は、ｄｑ軸電流脈動による電圧指令振幅の増減量に応じてｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を再調整する（ステップＳ２１）。加算部６０４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊と再調整後のｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊＊とを加算してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成、すなわちｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する（ステップＳ１４）。

　電力変換装置１が備える制御部４００ａのハードウェア構成について説明する。制御部４００ａは、実施の形態１の制御部４００と同様、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００ａの弱め磁束制御部４０３ａは、ｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を再調整し、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定することとした。これにより、電力変換装置１は、実施の形態１と比較して、弱め磁束制御の精度を向上させ、的確な弱め磁束制御を行うことで、ｄ軸電流ｉ_ｄを過剰に流さなくても済むので銅損を改善できる。電力変換装置１は、実施の形態１と比較して、より平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、過変調領域において効率の低下を抑制することができる。

実施の形態３．
　実施の形態１および実施の形態２では、弱め磁束制御について、特許文献１の弱め磁束制御をベースにして説明したが、適切なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを得る方法は他にも考えられる。例えば、フィードバックベースで適切なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを得る方法もあり得る。フィードバックベースの手法は実施の形態１および実施の形態２の手法とは異なり、制御設計の煩雑さはあるものの、制御定数変動、電流制御応答の不足などに対して強いというメリットがある。振動抑制制御の手法として、繰り返し制御、フーリエ係数演算に基づく手法などが公知である。これをフィードバック型の弱め磁束制御に応用すれば、良好なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣが得られるはずである。

　図１８は、実施の形態３に係る電力変換装置１が備える制御部４００ｂの構成例を示すブロック図である。制御部４００ｂは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、弱め磁束制御部４０３を弱め磁束制御部４０３ｂに置き換えたものである。なお、図示は省略するが、実施の形態３に係る電力変換装置１は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００を制御部４００ｂに置き換えたものとする。

　弱め磁束制御部４０３ｂの構成および動作について説明する。図１９は、実施の形態３に係る電力変換装置１の制御部４００ｂが備える弱め磁束制御部４０３ｂの構成例を示すブロック図である。弱め磁束制御部４０３ｂは、図５に示す実施の形態１の弱め磁束制御部４０３に対して、ｄ軸電流脈動発生部６０３をｄ軸電流脈動発生部６０３ｂに置き換えたものである。

　ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、電圧偏差に応じて、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊の振幅の増減を抑制するｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を生成する。具体的には、ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、減算部６０１で得られた電圧偏差、およびｑ軸電流脈動の周波数からｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を演算する。ｑ軸電流脈動の周波数は、例えば、ｑ軸電流脈動演算部４０８で演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊である。図２０は、実施の形態３に係るｄ軸電流脈動発生部６０３ｂの構成例を示すブロック図である。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、フーリエ係数演算部７０４，７０５と、ＰＩＤ制御部７０８，７０９と、交流復元部７１０と、を備える。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、電圧偏差からｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを演算する構成である。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂによる手法は、フーリエ係数演算を利用し、脈動信号を直流化して制御する手法である。

　フーリエ係数演算部７０４，７０５は、フーリエ係数演算によって電圧偏差の特定周波数成分をＣＯＳ成分およびＳＩＮ成分に分けて直流化して抽出する。例えば、フーリエ係数演算部７０４，７０５は、ｑ軸電流脈動の周波数を基準、すなわちｑ軸電流脈動の周波数を１Ｆとして、一方がＣＯＳ１Ｆ成分を抽出し、他方がＳＩＮ１Ｆ成分を抽出する。ｄ軸電流ｉ_ｄに対しｑ軸電流ｉ_ｑと同じ周波数の脈動を加えるのが最も効果的であることが図１２から分かるので、ここでは周波数１Ｆの電圧偏差脈動を抑え込む制御系を例示するが、他の周波数成分を抑制するようにしてもよい。このように、フーリエ係数演算部７０４，７０５は、電圧偏差から、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に基づく規定された周波数成分をＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分に分けて直流化して抽出する。以降の説明において、ＳＩＮをサインと称し、ＣＯＳをコサインと称することがある。

　ＰＩＤ制御部７０８は、フーリエ係数演算部７０４で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。ＰＩＤ制御部７０９は、フーリエ係数演算部７０５で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。なお、ここでは一般的な制御としてＰＩＤ制御、すなわち比例積分微分制御を例示しているが、別種の制御を用いても構わない。ＰＩＤ制御部７０８，７０９は、フーリエ係数演算部７０４，７０５で抽出された周波数成分のＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分がゼロになるように制御する積分制御部である。

　交流復元部７１０は、ＰＩＤ制御部７０８，７０９の演算結果を入力とし、演算結果を１つの交流信号に復元する。交流復元部７１０は、復元した交流信号をｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊として出力する。これにより、ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、ｑ軸電流脈動と同じ周波数でｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させることができる。

　ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂの内部では脈動信号が直流化して取り扱われるので、制御ゲインを無闇に高めずとも、ターゲットとなる周波数の脈動を抑制することが可能である。積分制御部６０２単体で高周波の弱め磁束制御を行おうとした場合、制御ゲインを高くしなければならないが、制御ゲインを高めすぎると不安定となるおそれがある。そのため、積分制御部６０２単体で高周波の弱め磁束制御を行うことが難しい。しかしながら、ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂを並列に追加し、高周波の弱め磁束制御と低周波の弱め磁束制御とを分離すれば、制御部４００ｂの不安定化を防ぎ、良好な弱め磁束制御を実現することができる。

　図２１は、実施の形態３に係る電力変換装置１の制御部４００ｂが備える弱め磁束制御部４０３ｂの動作を示すフローチャートである。弱め磁束制御部４０３ｂにおいて、減算部６０１は、電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊からｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を減算し、電圧偏差を算出する（ステップＳ１１）。積分制御部６０２は、電圧偏差がゼロになるように積分制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を決定する（ステップＳ１２）。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂにおいて、フーリエ係数演算部７０４，７０５は、フーリエ係数演算によって電圧偏差の特定周波数成分をＣＯＳ成分およびＳＩＮ成分に分けて直流化して抽出する。ＰＩＤ制御部７０８，７０９は、フーリエ係数演算部７０４，７０５で抽出された各周波数成分がゼロになるように制御する（ステップＳ３１）。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂにおいて、交流復元部７１０は、ＰＩＤ制御部７０８，７０９の演算結果を交流信号に復元してｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を算出する（ステップＳ１３）。加算部６０４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊とｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊とを加算してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成、すなわちｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する（ステップＳ１４）。

　電力変換装置１が備える制御部４００ｂのハードウェア構成について説明する。制御部４００ｂは、実施の形態１の制御部４００と同様、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００ｂの弱め磁束制御部４０３ｂは、フィードバック型の弱め磁束制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定することとした。これにより、電力変換装置１は、実施の形態１と比較して、弱め磁束制御の精度を向上させ、的確な弱め磁束制御を行うことで、ｄ軸電流ｉ_ｄを過剰に流さなくても済むので銅損を改善できる。電力変換装置１は、実施の形態１と比較して、より平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、過変調領域において効率の低下を抑制することができる。本実施の形態において、弱め磁束制御部４０３ｂは、モータ定数を使っていないため、実施の形態１の弱め磁束制御部４０３および実施の形態２の弱め磁束制御部４０３ａと比較して、モータ定数変動に強いという特徴がある。また、弱め磁束制御部４０３ｂは、ＰＩＤ制御部７０８，７０９によってｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの位相が自動調整されるので、電流応答をあまり高くできない場合においても、電圧振幅を一定にキープしやすいというメリットもある。なお、実施の形態３の制御内容については、実施の形態１，２の制御内容と適宜組み合わせることも可能である。

実施の形態４．
　実施の形態３は非常に有用な手法であるが、ｑ軸電流脈動の周波数の１Ｆ成分の電圧偏差のみを制御しているため、ｑ軸電流脈動の振幅が大きい場合、実施の形態１と同様、適切な弱め磁束制御ができなくなる。そこで、実施の形態３の制御を並列化して、他の周波数成分の電圧偏差も同時に制御するように構成することを考える。図２２は、理想的なｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣの周波数分析結果の例を示す図である。図２２において、横軸は電圧偏差に含まれる高調波の次数を示し、縦軸は電圧偏差に含まれる高調波の含有量を示す。図２２は、図１２に示した理想値の波形を周波数分析した結果である。ｑ軸電流脈動周波数を基準、すなわち１Ｆとすると、ｄ軸電流ｉ_ｄに１Ｆ成分の脈動を重畳するだけでは理想的な電圧軌跡は得られない。さらに２Ｆ成分の脈動を加えれば、かなり理想に近い電圧軌跡が得られる。そこで、本実施の形態では、電圧偏差の脈動のうち、１Ｆ成分および２Ｆ成分を抑制するための弱め磁束制御について説明する。なお、３Ｆ成分以上についても抑制するのが理想であるため、３Ｆ成分以上の制御系をさらに並列化するように構成してもよい。

　実施の形態４において、制御部４００ｂの構成は、図１８に示す実施の形態３の制御部４００ｂの構成と同様である。また、実施の形態４において、弱め磁束制御部４０３ｂの構成は、図１９に示す実施の形態３の弱め磁束制御部４０３ｂの構成と同様である。なお、図示は省略するが、実施の形態４に係る電力変換装置１は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００を制御部４００ｂに置き換えたものとする。

　図２３は、実施の形態４に係るｄ軸電流脈動発生部６０３ｂの構成例を示すブロック図である。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、ゲイン部７０１と、フーリエ係数演算部７０２～７０５と、ＰＩＤ制御部７０６～７０９と、交流復元部７１０と、を備える。実施の形態４では、ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、電圧偏差に対して特定周波数成分のみをゼロにするような制御系を並列化して設けている。実施の形態４では、実施の形態３と同様、フーリエ係数演算を用いた制御系を例示するが、特定周波数成分のみをゼロにするような制御系であれば、他種の制御系器であっても構わない。

　ゲイン部７０１は、ｑ軸電流脈動の周波数をＮ倍にする。なお、Ｎは２以上の整数である。ここでは一例としてＮ＝２とするが、他の値にしてもよい。

　フーリエ係数演算部７０２～７０５は、フーリエ係数演算によって電圧偏差の特定周波数成分をＣＯＳ成分およびＳＩＮ成分に分けて直流化して抽出する。例えば、フーリエ係数演算部７０４，７０５は、ｑ軸電流脈動の周波数を基準、すなわちｑ軸電流脈動の周波数を１ｆとして、一方がＣＯＳ１Ｆ成分を抽出し、他方がＳＩＮ１Ｆ成分を抽出する。また、フーリエ係数演算部７０２，７０３は、一方がＣＯＳ２Ｆ成分を抽出し、他方がＳＩＮ２Ｆ成分を抽出する。ここでは周波数１Ｆおよび周波数２Ｆの電圧偏差脈動を抑え込む制御系を例示するが、他の周波数成分を抑制するように、制御系をさらに並列化してもよい。このように、フーリエ係数演算部７０４，７０５は、電圧偏差から、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊に基づく規定された第１の周波数成分をＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分に分けて直流化して抽出する第１のフーリエ係数演算部である。フーリエ係数演算部７０２，７０３は、電圧偏差から、ゲイン部７０１で得られた第２の周波数成分をＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分に分けて直流化して抽出する第２のフーリエ係数演算部である。

　ＰＩＤ制御部７０６は、フーリエ係数演算部７０２で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。ＰＩＤ制御部７０７は、フーリエ係数演算部７０３で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。ＰＩＤ制御部７０８は、フーリエ係数演算部７０４で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。ＰＩＤ制御部７０９は、フーリエ係数演算部７０５で抽出された各周波数成分がゼロになるようにＰＩＤ制御を実施する。なお、ここでは一般的な制御としてＰＩＤ制御、すなわち比例積分微分制御を例示しているが、別種の制御を用いても構わない。ＰＩＤ制御部７０８，７０９は、フーリエ係数演算部７０４，７０５で抽出された第１の周波数成分のＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分がゼロになるように制御する第１の積分制御部である。ＰＩＤ制御部７０６，７０７は、フーリエ係数演算部７０２，７０３で抽出された第２の周波数成分のＳＩＮ成分およびＣＯＳ成分がゼロになるように制御する第２の積分制御部である。

　交流復元部７１０は、ＰＩＤ制御部７０６～７０９の演算結果を入力とし、演算結果を１つの交流信号に復元する。交流復元部７１０は、復元した交流信号をｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊として出力する。これにより、ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂは、ｑ軸電流脈動の１Ｆ成分および２Ｆ成分を含む周波数でｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させることができる。

　このように、制御部４００ｂは、検出部の検出値に応じてｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊をモータ３１４の駆動パターンに重畳することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するとともに、インバータ３１０の電圧が飽和する際に、ｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊の周波数、およびｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊の正の整数倍の周波数に同期してモータ３１４のｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させる。ここで、正の整数とは、本実施の形態では２となるが、３以上であってもよいし、複数であってもよい。例えば、本実施の形態については、正の整数は１および２とも言える。すなわち、上記の説明については、制御部４００ｂは、検出部の検出値に応じてｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊をモータ３１４の駆動パターンに重畳することで、コンデンサ２１０の充放電電流Ｉ３を抑制するとともに、インバータ３１０の電圧が飽和する際にｑ軸電流脈動に相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊の正の整数倍の周波数に同期してモータ３１４のｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させる、とも言える。

　図２４は、実施の形態４に係る電力変換装置１の制御部４００ｂが備える弱め磁束制御部４０３ｂの動作を示すフローチャートである。弱め磁束制御部４０３ｂにおいて、減算部６０１は、電圧制限値Ｖ_ｌｉｍ ^＊からｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ_ｄｑ ^＊を減算し、電圧偏差を算出する（ステップＳ１１）。積分制御部６０２は、電圧偏差がゼロになるように積分制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊を決定する（ステップＳ１２）。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂにおいて、フーリエ係数演算部７０２～７０５は、フーリエ係数演算によって電圧偏差の複数の特定周波数成分をＣＯＳ成分およびＳＩＮ成分に分けて直流化して抽出する。ＰＩＤ制御部７０６～７０９は、フーリエ係数演算部７０２～７０５で抽出された各周波数成分がゼロになるように制御する（ステップＳ４１）。ｄ軸電流脈動発生部６０３ｂにおいて、交流復元部７１０は、ＰＩＤ制御部７０６～７０９の演算結果を交流信号に復元してｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊を算出する（ステップＳ１３）。加算部６０４は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄＤＣ ^＊とｄ軸電流脈動指令ｉ_ｄＡＣ ^＊とを加算してｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を生成、すなわちｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定する（ステップＳ１４）。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００ｂの弱め磁束制御部４０３ｂは、複数の特定周波数成分を用いて、フィードバック型の弱め磁束制御を行い、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を決定することとした。これにより、電力変換装置１は、実施の形態３と比較して、弱め磁束制御の精度を向上させ、的確な弱め磁束制御を行うことで、ｄ軸電流ｉ_ｄを過剰に流さなくても済むので銅損を改善できる。電力変換装置１は、実施の形態３と比較して、より平滑用のコンデンサ２１０の劣化を抑制しつつ、過変調領域において効率の低下を抑制することができる。

実施の形態５．
　実施の形態１から実施の形態４がｄ軸電流ｉ_ｄの波形を改善することを目的としたものであるのに対し、実施の形態５は、ｑ軸電流ｉ_ｑの波形を改善することで、銅損の増加を防ぐものである。図１に示すように、電力変換装置１は、リアクトル１２０、整流部１３０などを備え、平滑部２００には平滑コンデンサであるコンデンサ２１０などが用いられる。電力変換装置１においてリアクトル１２０、コンデンサ２１０などの容量が大きい場合、コンデンサ２１０へ流れ込む電流は、前述のように「うさぎの耳」のような形状になる。このような場合、コンデンサ電流脈動を減らすためには、コンデンサ電流脈動の基本波周波数だけでなく、基本周波数の２倍の周波数もケアすることが重要である。ｑ軸電流ｉ_ｑに対しコンデンサ電流脈動の基本波周波数と基本波周波数の２倍の周波数の脈動を与え、さらにｄ軸電流ｉ_ｄに対してもｑ軸電流脈動と同期して脈動を与えるように制御系を構成したところ、基本波周波数のみに脈動を与えた場合に比べ、２倍の周波数の脈動を同時に加えた方が重負荷域で銅損が小さくなった。一方、モータ３１４の負荷が軽い軽負荷時には、２倍の周波数の脈動を同時に加えた方が、銅損が悪化した。モータ３１４の負荷が重い重負荷時には２倍の周波数の脈動を同時に加えることで銅損が改善されるという事象は非自明である。

　この事象について、波形を用いて説明する。図２５は、軽負荷域での電流指令の波形の例を示す図である。図２５において、横軸は時間を示し、上図の縦軸はｄ軸電流指令を示し、下図の縦軸はｑ軸電流指令を示す。ここでは単相交流電源の周波数を基本波周波数、すなわち１ｆとしているので、コンデンサ電流脈動の基本波周波数は２ｆとなる。コンデンサ電流脈動の基本波周波数２ｆの２倍の周波数は４ｆである。なお、基本波周波数２ｆは、前述の電源周波数２ｆと同じ周波数である。コンデンサ電流脈動を小さくするには正弦波状のｑ軸電流ｉ_ｑを与えることが考えられる。ただし、リアクトル１２０、コンデンサ２１０などの容量が大きい場合、コンデンサ電流をより小さくすることだけを考えるのであれば、２ｆ脈動のみだけでなく４ｆ脈動も同時に与えてｑ軸電流ｉ_ｑを「うさぎの耳」の形のように尖らせるほうがよい。ｑ軸電流ｉ_ｑのピーク値は４ｆ脈動を重畳したときの方が大きくなる。このとき、電圧飽和が生じることがあるので、ｄ軸電流ｉ_ｄにも脈動を与える。ただし、ｄ軸電流ｉ_ｄをプラス方向に流すことにメリットはないので、ここではｄ軸電流ｉ_ｄの上限値はゼロでクランプしている。モータ３１４の銅損はｄｑ軸電流の２乗和に比例するから、軽負荷時には４ｆ脈動を同時に与えた方が、銅損が大きくなる。このことは図２５を見れば自明である。

　図２６は、重負荷域での電流指令の波形の例を示す図である。図２６において、横軸は時間を示し、上図の縦軸はｄ軸電流指令を示し、下図の縦軸はｑ軸電流指令を示す。モータ３１４の減磁限界、電圧飽和などによってモータ３１４に流せるｄｑ軸電流には上限があることが知られている。ｑ軸電流ｉ_ｑの最大値がほぼ同じになるようにした場合、２ｆ脈動と４ｆ脈動を同時に加えることで、ｑ軸電流ｉ_ｑの脈動幅が小さくなる。２ｆ脈動のみを与えた場合と比較して、４ｆ脈動を同時に加えることでｑ軸電流ｉ_ｑの下振れが緩和されるからである。ｑ軸電流ｉ_ｑを平均値よりも下方向に変化させるとモータ速度は減速するので、この減速を補うために加速トルクが必要となる。電圧飽和域で加速トルクを発生させるためには、ｄ軸電流ｉ_ｄをより多く流して電圧飽和を緩和する必要があるが、ｄ軸電流ｉ_ｄを流すことにより銅損が増加する。すなわち、ｑ軸電流ｉ_ｑが飽和する重負荷時においては、ｑ軸電流ｉ_ｑの下振れを少なくすることによって、モータ３１４の減速を小さくすることができ、その結果、ｄ軸電流ｉ_ｄが減って銅損が減少する。これは、発明者らが新たに発見した事象であり、他の当業者にとっても非自明なことである。このとき、図示しないコンデンサ電流は同程度であったが、４ｆ脈動を同時に補償することによって銅損は約４０％低減した。

　実施の形態５は、「コンデンサ電流脈動を低減する制御において交流電源の周波数の２倍の周波数および４倍の周波数のコンデンサ電流脈動を同時に補正した場合、重負荷時に弱め磁束電流が減少する」という知見に基づくものである。以降では、この知見に基づいて説明する。

　図２７は、実施の形態５に係る電力変換装置１が備える制御部４００ｃの構成例を示すブロック図である。制御部４００ｃは、図２に示す実施の形態１の制御部４００に対して、弱め磁束制御部４０３を弱め磁束制御部４０３ｃに置き換え、ｑ軸電流脈動演算部４０８をｑ軸電流脈動演算部４０８ｃに置き換えたものである。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、第１のｑ軸電流脈動演算部８０１と、第２のｑ軸電流脈動演算部８０２と、運転状態判定部８０３と、を備える。なお、図示は省略するが、実施の形態５に係る電力変換装置１は、図１に示す実施の形態１の電力変換装置１に対して、制御部４００を制御部４００ｃに置き換えたものとする。一例として、商用電源１１０が単相交流電源の場合について説明する。また、商用電源１１０から供給される電源電圧Ｖｓの周波数を１ｆとする。商用電源１１０が単相交流電源であることから、コンデンサ電流脈動の基本周波数は２ｆとなり、コンデンサ電流脈動の基本周波数の２倍は４ｆとなる。

　第１のｑ軸電流脈動演算部８０１は、コンデンサ電流脈動の基本周波数を２ｆとした場合、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの２ｆ脈動を抑制する制御系であり、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの２ｆ脈動を補償する第１のｑ軸電流脈動指令を演算して出力する。第２のｑ軸電流脈動演算部８０２は、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの４ｆ脈動を抑制する制御系であり、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの４ｆ脈動を補償する第２のｑ軸電流脈動指令を演算して出力する。これらの制御系によって平滑部２００のコンデンサ２１０に流れる電流が低減できることは公知である。

　運転状態判定部８０３は、モータ３１４の運転状態、すなわちモータ３１４に印加される負荷の大きさを判定する。運転状態判定部８０３は、モータ３１４に印加されている負荷が軽負荷であると判定した場合、第１のｑ軸電流脈動演算部８０１の出力を選択し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*として出力する。一方、運転状態判定部８０３は、モータ３１４に印加されている負荷が重負荷であると判定した場合、第１のｑ軸電流脈動演算部８０１の出力と第２のｑ軸電流脈動演算部８０２の出力とを加算したものを、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*として出力する。

　運転状態判定部８０３における運転状態の判定方法としては様々な方法があるが、例えば、速度制御部４０２からの出力であるｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊および回転子位置推定部４０１からの出力である推定速度ω_ｅｓｔを利用する方法が考えられる。ｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊と推定速度ω_ｅｓｔとを乗算するとモータ３１４の平均出力電力Ｐ_ＤＣが求まるので、運転状態判定部８０３は、モータ３１４の平均出力電力Ｐ_ＤＣの大きさに基づいて、モータ３１４に印加される負荷が重負荷か軽負荷かを判定することができる。この際、重負荷および軽負荷の判定がチャタリングしないように、運転状態判定部８０３は、重負荷および軽負荷を判定するための閾値について、ヒステリシス幅を設けて判定するとなおよい。例えば、運転状態判定部８０３は、平均出力電力Ｐ_ＤＣが最大出力電力の６０％を超えたときに重負荷になったと判定し、次に平均出力電力Ｐ_ＤＣが最大出力電力の４０％を下回ったときに軽負荷になったと判定するような処理を行えばよい。なお、ここで例示した６０％、４０％などの閾値は一例であって、他の値を用いてもよい。

　また、別の判定方法として、モータ３１４にかかる電圧およびモータ３１４に流れる電流を用いて判定する方法もあると思われる。電圧と電流とを乗算するとモータ３１４への入力電力が求まるので、運転状態判定部８０３は、モータ３１４への入力電力を求めてモータ３１４に印加される負荷が重負荷か軽負荷かを判定してもよい。

　また、別の判定方法として、例えば、ｑ軸電流指令ｉ_ｑＤＣ ^＊および第１のｑ軸電流脈動演算部８０１の出力の加算値を使う方法も考えられる。運転状態判定部８０３は、加算値が図示しないｑ軸電流ｉ_ｑの制限値に達しない場合は軽負荷と判定し、加算値がｑ軸電流ｉ_ｑの制限値に達した場合は重負荷と判定する。

　運転状態判定部８０３においてモータ３１４に印加される負荷が重負荷か軽負荷かを判定する方法は、ここで例示した方法以外にも様々考えられるが、いずれの方法を用いてもよい。なお、制御部４００ｃについて、制御系の構成を簡素化したい場合、運転状態判定部８０３を省いて、常に２ｆ脈動および４ｆ脈動を同時に補償してもよい。

　弱め磁束制御部４０３ｃは、ｑ軸電流脈動に同期してｄ軸電流脈動ｉ_ｄＡＣを発生させる制御系であり、１ｆ脈動および２ｆ脈動を含んだｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を与える。弱め磁束制御部４０３ｃは、実施の形態１および実施の形態３のような構成でもよいし、実施の形態２および実施の形態４のようにｄ軸電流ｉ_ｄに対して他の周波数の脈動も同時に与えるような構成でもよい。

　重負荷域では銅損およびコンデンサ電流のトレードオフ問題があるが、本実施の形態のような構成を採用することにより、制御部４００ｃは、銅損の増加を抑えつつ、的確にコンデンサ電流を抑制することが可能となる。

　図２８は、実施の形態５に係る電力変換装置１の制御部４００ｃが備えるｑ軸電流脈動演算部４０８ｃの動作を示すフローチャートである。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃにおいて、第１のｑ軸電流脈動演算部８０１は、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの２ｆ脈動を補償する第１のｑ軸電流脈動指令を演算する（ステップＳ５１）。第２のｑ軸電流脈動演算部８０２は、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの４ｆ脈動を補償する第２のｑ軸電流脈動指令を演算する（ステップＳ５２）。運転状態判定部８０３は、モータ３１４に印加される負荷の大きさを判定する（ステップＳ５３）。軽負荷の場合（ステップＳ５４：Ｙｅｓ）、運転状態判定部８０３は、第１のｑ軸電流脈動指令を選択し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*として出力する（ステップＳ５５）。重負荷の場合（ステップＳ５４：Ｎｏ）、運転状態判定部８０３は、第１のｑ軸電流脈動指令と第２のｑ軸電流脈動指令とを加算し、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*として出力する（ステップＳ５６）。

　このように、商用電源１１０が単相交流電源の場合において、ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、モータ３１４の負荷を判定する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、規定された負荷である軽負荷と判定するための閾値との比較によって負荷が軽負荷であると判定した場合、第１の交流電力の周波数の２倍脈動を補償するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*を生成する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、規定された負荷である重負荷と判定するための閾値との比較によって負荷が重負荷であると判定した場合、第１の交流電力の周波数の２倍脈動および４倍脈動を補償するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*を生成する。

　なお、商用電源１１０が単相交流電源の場合について説明したが、本実施の形態は、商用電源１１０が三相交流電源の場合にも適用可能である。商用電源１１０が三相交流電源の場合、コンデンサ電流脈動の基本周波数は、商用電源１１０が単相交流電源のときの３倍になる。すなわち、商用電源１１０が三相交流電源の場合、コンデンサ電流脈動の基本周波数は６ｆとなり、コンデンサ電流脈動の基本周波数の２倍は１２ｆとなる。

　商用電源１１０が三相交流電源の場合において、ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、モータ３１４の負荷を判定する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、規定された負荷である軽負荷と判定するための閾値との比較によって負荷が軽負荷であると判定した場合、第１の交流電力の周波数の６倍脈動を補償するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*を生成する。ｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、規定された負荷である重負荷と判定するための閾値との比較によって負荷が重負荷であると判定した場合、第１の交流電力の周波数の６倍脈動および１２倍脈動を補償するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^*を生成する。

　電力変換装置１が備える制御部４００ｃのハードウェア構成について説明する。制御部４００ｃは、実施の形態１の制御部４００と同様、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１において、制御部４００ｃのｑ軸電流脈動演算部４０８ｃは、モータ３１４に印加される負荷が大きい場合、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの１ｆ脈動を補償する第１のｑ軸電流脈動指令に、直流母線電圧Ｖ_ｄｃの２ｆ脈動を補償する第２のｑ軸電流脈動指令を加算したものを、ｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊として出力することとした。これにより、電力変換装置１は、実施の形態１と比較して、銅損の増加を抑えつつ、的確にコンデンサ電流を抑制することが可能となる。なお、実施の形態５の制御内容については、実施の形態１～４の制御内容と適宜組み合わせることも可能である。

実施の形態６．
　実施の形態１～５では、電力変換装置１において、コンデンサ電流低減制御および弱め磁束制御を行う場合について説明した。このうち、実施の形態２～４の弱め磁束制御については、特許文献１にも適用可能である。特許文献１に記載の弱め磁束制御は、実施の形態１による弱め磁束制御と同様の手法であるが、前述のように、接線近似と理想値との誤差が大きくなり、妥当な弱め磁束制御ができなくなるおそれがある。実施の形態６の電力変換装置は、実施の形態２～４の弱め磁束制御を用いることで、振動抑制制御および弱め磁束制御を行う場合において、弱め磁束制御の精度を向上させることができる。

　図２９は、実施の形態６に係る電力変換装置１ｄの構成例を示す図である。電力変換装置１ｄは、図１に示す電力変換装置１の制御部４００を制御部４００ｄに置き換えたものである。なお、電力変換装置１ｄ、および圧縮機３１５が備えるモータ３１４によって、モータ駆動装置２ｄを構成している。図３０は、実施の形態６に係る電力変換装置１ｄが備える制御部４００ｄの構成例を示すブロック図である。制御部４００ｄは、図１３に示す実施の形態２の制御部４００ａに対して、弱め磁束制御部４０３ａを弱め磁束制御部４０３ｄに置き換え、ｑ軸電流脈動演算部４０８をｑ軸電流脈動演算部４０８ｄに置き換えたものである。

　ｑ軸電流脈動演算部４０８ｄは、特許文献１の段落００２５に記載されている速度脈動抑制制御部または振動抑制制御部に相当する構成であり、特許文献１のｑ軸電流脈動ｉ_ｑＡＣに相当するｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を出力する。速度脈動抑制制御部または振動抑制制御部に相当するｑ軸電流脈動演算部４０８ｄの具体的な構成については、一般的なものでよいので、特許文献１と同様、特に問わない。

　弱め磁束制御部４０３ｄは、ｑ軸電流脈動演算部４０８ｄで演算されたｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊を加味して弱め磁束制御を行う。ここで、実施の形態６のｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊と実施の形態２～４のｑ軸電流脈動指令ｉ_ｑｒｉｐ ^＊とでは脈動周波数が異なる。しかしながら、弱め磁束制御部４０３ｄは、実施の形態２の弱め磁束制御部４０３ａ、または実施の形態３，４の弱め磁束制御部４０３ｂと同様の構成によって、振動抑制制御に対応したｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊を自動調整することができる。

　このように、制御部４００ｄは、検出部の検出値に応じてｑ軸電流ｉ_ｑの脈動成分であるｑ軸電流脈動をモータ３１４の駆動パターンに重畳し、モータ３１４の回転による振動を抑制するとともに、インバータの電圧が飽和する際にｑ軸電流脈動の正の整数倍の周波数に同期してモータ３１４のｄ軸電流ｉ_ｄを脈動させる。正の整数については、前述のように、１つであってもよいし、複数であってもよい。例えば、正の整数は、１のみでもよし、１および２でもよい。

　制御部４００ｄは、実施の形態２の制御部４００ａのように動作する場合は図１３に示す制御部４００ａと同様の構成であり、弱め磁束制御部４０３ｄとして、図１５に示す弱め磁束制御部４０３ａを備える。制御部４００ａおよび弱め磁束制御部４０３ａの各構成の動作は、前述の通りである。

　また、制御部４００ｄは、実施の形態３の制御部４００ｂのように動作する場合は図１８に示す制御部４００ｂと同様の構成であり、弱め磁束制御部４０３ｄとして、図１９に示す弱め磁束制御部４０３ｂを備える。さらに、弱め磁束制御部４０３ｂは、図２０に示すｄ軸電流脈動発生部６０３ｂを備える。制御部４００ｂ、弱め磁束制御部４０３ｂ、およびｄ軸電流脈動発生部６０３ｂの各構成の動作は、前述の通りである。

　また、制御部４００ｄは、実施の形態４の制御部４００ｂのように動作する場合は図１８に示す制御部４００ｂと同様の構成であり、弱め磁束制御部４０３ｄとして、図１９に示す弱め磁束制御部４０３ｂを備える。さらに、弱め磁束制御部４０３ｂは、図２３に示すｄ軸電流脈動発生部６０３ｂを備える。制御部４００ｂ、弱め磁束制御部４０３ｂ、およびｄ軸電流脈動発生部６０３ｂの各構成の動作は、前述の通りである。

　電力変換装置１ｄが備える制御部４００ｄのハードウェア構成について説明する。制御部４００ｄは、実施の形態１の制御部４００と同様、プロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１ｄにおいて、制御部４００ｄの弱め磁束制御部４０３ｄは、実施の形態２～４の弱め磁束制御と同様の制御を行う。これにより、電力変換装置１ｄは、弱め磁束制御の精度を向上させ、的確な弱め磁束制御を行うことで、ｄ軸電流ｉ_ｄを過剰に流さなくても済むので銅損を改善できる。電力変換装置１ｄは、モータ３１４の回転による振動を抑制しつつ、過変調領域において効率の低下を抑制することができる。

実施の形態７．
　図３１は、実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１～５で説明した電力変換装置１を備える。なお、冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態６で説明した電力変換装置１ｄを備えることも可能であるが、ここでは一例として、電力変換装置１を備える場合について説明する。実施の形態７に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図３１において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。

　冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ３１４を内蔵した圧縮機３１５と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。

　圧縮機３１５の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ３１４とが設けられている。

　冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ３１４によって駆動される。

　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１，１ｄ　電力変換装置、２，２ｄ　モータ駆動装置、１１０　商用電源、１２０　リアクトル、１３０　整流部、１３１～１３４　整流素子、２００　平滑部、２１０　コンデンサ、３１０　インバータ、３１１ａ～３１１ｆ　スイッチング素子、３１２ａ～３１２ｆ　還流ダイオード、３１３ａ，３１３ｂ　電流検出部、３１４　モータ、３１５　圧縮機、４００，４００ａ，４００ｂ，４００ｃ，４００ｄ　制御部、４０１　回転子位置推定部、４０２　速度制御部、４０３，４０３ａ，４０３ｂ，４０３ｃ，４０３ｄ　弱め磁束制御部、４０４　電流制御部、４０５，４０６　座標変換部、４０７　ＰＷＭ信号生成部、４０８，４０８ｃ，４０８ｄ　ｑ軸電流脈動演算部、４０９　加算部、５０１　電圧検出部、６０１　減算部、６０２　積分制御部、６０３，６０３ｂ　ｄ軸電流脈動発生部、６０４　加算部、６０５　ｄ軸電流脈動再調整部、７０１　ゲイン部、７０２～７０５　フーリエ係数演算部、７０６～７０９　ＰＩＤ制御部、７１０　交流復元部、８０１　第１のｑ軸電流脈動演算部、８０２　第２のｑ軸電流脈動演算部、８０３　運転状態判定部、９００　冷凍サイクル適用機器、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管。

Claims

　商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
　前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
　前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
　前記コンデンサの電力状態を検出する検出部と、
　前記モータの回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、前記インバータおよび前記モータの動作を制御する制御部と、
　を備え、
　前記制御部は、前記検出部の検出値に応じてｑ軸電流の脈動成分であるｑ軸電流脈動を前記モータの駆動パターンに重畳し、前記コンデンサの充放電電流を抑制するとともに、前記インバータの電圧が飽和する際に前記ｑ軸電流脈動の正の整数倍の周波数に同期して前記モータのｄ軸電流を脈動させる、
　電力変換装置。
　前記制御部は、
　速度指令および推定速度から第１のｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、
　前記検出値を用いて前記ｑ軸電流脈動を演算し、ｑ軸電流脈動指令を生成するｑ軸電流脈動演算部と、
　前記第１のｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流脈動指令とを加算して第２のｑ軸電流指令を生成する加算部と、
　前記ｑ軸電流脈動指令に同期して前記ｄ軸電流を脈動させるｄ軸電流脈動指令を生成し、ｄｑ軸電圧指令と電圧制限値との電圧偏差から前記ｄ軸電流脈動指令の周波数に対して低い周波数である第１のｄ軸電流指令を生成し、前記第１のｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流脈動指令とを加算して第２のｄ軸電流指令を生成する弱め磁束制御部と、
　前記第２のｑ軸電流指令および前記第２のｄ軸電流指令を用いて前記モータに流れる電流を制御し、前記ｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、
　を備える請求項１に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、電圧進角の平均値のタンジェントと前記ｑ軸電流脈動指令との乗算結果に基づいて、前記ｄ軸電流脈動指令を生成する、
　請求項２に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、前記ｄｑ軸電圧指令のベクトルの軌跡が前記電圧制限値に基づく規定された半径の電圧制限円の円周方向または接線方向に維持されるように、前記ｄ軸電流脈動指令を生成する、
　請求項２または３に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記ｑ軸電流脈動に同期し、前記ｑ軸電流脈動による前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部と、
　前記ｑ軸電流脈動指令および前記ｄ軸電流脈動指令による前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減量を調査し、前記増減量に応じて前記ｄ軸電流脈動指令を再調整するｄ軸電流脈動再調整部と、
　を備え、
　前記第１のｄ軸電流指令と再調整後の前記ｄ軸電流脈動指令とを加算して前記第２のｄ軸電流指令を生成する、
　請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記電圧偏差に応じて、前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部、
　を備え、
　前記ｄ軸電流脈動発生部は、
　前記電圧偏差から、前記ｑ軸電流脈動指令に基づく規定された周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出するフーリエ係数演算部と、
　前記フーリエ係数演算部で抽出された前記周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する積分制御部と、
　前記積分制御部の演算結果を１つの交流信号に復元し、前記ｄ軸電流脈動指令として出力する交流復元部と、
　を備える請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記電圧偏差に応じて、前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部、
　を備え、
　前記ｄ軸電流脈動発生部は、
　前記電圧偏差から、前記ｑ軸電流脈動指令に基づく規定された第１の周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出する第１のフーリエ係数演算部と、
　前記第１のフーリエ係数演算部で抽出された前記第１の周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する第１の積分制御部と、
　Ｎを２以上の正の整数とし、前記ｑ軸電流脈動指令の周波数をＮ倍にするゲイン部と、
　前記電圧偏差から、前記ゲイン部で得られた第２の周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出する第２のフーリエ係数演算部と、
　前記第２のフーリエ係数演算部で抽出された前記第２の周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する第２の積分制御部と、
　前記第１の積分制御部の演算結果および前記第２の積分制御部の演算結果を１つの交流信号に復元し、前記ｄ軸電流脈動指令として出力する交流復元部と、
　を備える請求項２から４のいずれか１つに記載の電力変換装置。
　前記商用電源を単相交流電源とし、
　前記ｑ軸電流脈動演算部は、前記モータの負荷を判定し、
　規定された負荷である軽負荷と判定するための閾値との比較によって前記負荷が前記軽負荷であると判定した場合、前記第１の交流電力の周波数の２倍脈動を補償する前記ｑ軸電流脈動指令を生成し、
　規定された負荷である重負荷と判定するための閾値との比較によって前記負荷が前記重負荷であると判定した場合、前記第１の交流電力の周波数の２倍脈動および４倍脈動を補償する前記ｑ軸電流脈動指令を生成する、
　請求項２から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
　前記商用電源を三相交流電源とし、
　前記ｑ軸電流脈動演算部は、前記モータの負荷を判定し、
　規定された負荷である軽負荷と判定するための閾値との比較によって前記負荷が前記軽負荷であると判定した場合、前記第１の交流電力の周波数の６倍脈動を補償する前記ｑ軸電流脈動指令を生成し、
　規定された負荷である重負荷と判定するための閾値との比較によって前記負荷が前記重負荷であると判定した場合、前記第１の交流電力の周波数の６倍脈動および１２倍脈動を補償する前記ｑ軸電流脈動指令を生成する、
　請求項２から７のいずれか１つに記載の電力変換装置。
　商用電源から供給される第１の交流電力を整流する整流部と、
　前記整流部の出力端に接続されるコンデンサと、
　前記コンデンサの両端に接続され、第２の交流電力を生成してモータに出力するインバータと、
　前記コンデンサの電力状態を検出する検出部と、
　前記モータの回転子位置に同期して回転するｄｑ回転座標を用いて、前記インバータおよび前記モータの動作を制御する制御部と、
　を備え、
　前記制御部は、前記検出部の検出値に応じてｑ軸電流の脈動成分であるｑ軸電流脈動を前記モータの駆動パターンに重畳し、前記モータの回転による振動を抑制するとともに、前記インバータの電圧が飽和する際に前記ｑ軸電流脈動の正の整数倍の周波数に同期して前記モータのｄ軸電流を脈動させる、
　電力変換装置。
　前記制御部は、
　速度指令および推定速度から第１のｑ軸電流指令を生成する速度制御部と、
　前記検出値を用いて前記ｑ軸電流脈動を演算し、ｑ軸電流脈動指令を生成するｑ軸電流脈動演算部と、
　前記第１のｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流脈動指令とを加算して第２のｑ軸電流指令を生成する加算部と、
　前記ｑ軸電流脈動指令に同期して前記ｄ軸電流を脈動させるｄ軸電流脈動指令を生成し、ｄｑ軸電圧指令と電圧制限値との電圧偏差から前記ｄ軸電流脈動指令の周波数に対して低い周波数である第１のｄ軸電流指令を生成し、前記第１のｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流脈動指令とを加算して第２のｄ軸電流指令を生成する弱め磁束制御部と、
　前記第２のｑ軸電流指令および前記第２のｄ軸電流指令を用いて前記モータに流れる電流を制御し、前記ｄｑ軸電圧指令を生成する電流制御部と、
　を備える請求項１０に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記ｑ軸電流脈動に同期し、前記ｑ軸電流脈動による前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部と、
　前記ｑ軸電流脈動指令および前記ｄ軸電流脈動指令による前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減量を調査し、前記増減量に応じて前記ｄ軸電流脈動指令を再調整するｄ軸電流脈動再調整部と、
　を備え、
　前記第１のｄ軸電流指令と再調整後の前記ｄ軸電流脈動指令とを加算して前記第２のｄ軸電流指令を生成する、
　請求項１１に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記電圧偏差に応じて、前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部、
　を備え、
　前記ｄ軸電流脈動発生部は、
　前記電圧偏差から、前記ｑ軸電流脈動指令に基づく規定された周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出するフーリエ係数演算部と、
　前記フーリエ係数演算部で抽出された前記周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する積分制御部と、
　前記積分制御部の演算結果を１つの交流信号に復元し、前記ｄ軸電流脈動指令として出力する交流復元部と、
　を備える請求項１１に記載の電力変換装置。
　前記弱め磁束制御部は、
　前記電圧偏差に応じて、前記ｄｑ軸電圧指令の振幅の増減を抑制する前記ｄ軸電流脈動指令を生成するｄ軸電流脈動発生部、
　を備え、
　前記ｄ軸電流脈動発生部は、
　前記電圧偏差から、前記ｑ軸電流脈動指令に基づく規定された第１の周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出する第１のフーリエ係数演算部と、
　前記第１のフーリエ係数演算部で抽出された前記第１の周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する第１の積分制御部と、
　Ｎを２以上の正の整数とし、前記ｑ軸電流脈動指令の周波数をＮ倍にするゲイン部と、
　前記電圧偏差から、前記ゲイン部で得られた第２の周波数成分をサイン成分およびコサイン成分に分けて直流化して抽出する第２のフーリエ係数演算部と、
　前記第２のフーリエ係数演算部で抽出された前記第２の周波数成分の前記サイン成分および前記コサイン成分がゼロになるように制御する第２の積分制御部と、
　前記第１の積分制御部の演算結果および前記第２の積分制御部の演算結果を１つの交流信号に復元し、前記ｄ軸電流脈動指令として出力する交流復元部と、
　を備える請求項１１に記載の電力変換装置。
　請求項１から１４のいずれか１つに記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
　請求項１から１４のいずれか１つに記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。