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WO2019087528A1 - アンテナ装置および通信装置 - Google Patents

アンテナ装置および通信装置 Download PDF

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Publication number
WO2019087528A1
WO2019087528A1 PCT/JP2018/030689 JP2018030689W WO2019087528A1 WO 2019087528 A1 WO2019087528 A1 WO 2019087528A1 JP 2018030689 W JP2018030689 W JP 2018030689W WO 2019087528 A1 WO2019087528 A1 WO 2019087528A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
filter circuit
radiation electrode
pass filter
antenna device
path
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/030689
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
尾仲　健吾
良樹 山田
弘嗣 森
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN201880070835.0A priority Critical patent/CN111295800B/zh
Priority to JP2019549883A priority patent/JP6881593B2/ja
Publication of WO2019087528A1 publication Critical patent/WO2019087528A1/ja
Priority to US16/856,502 priority patent/US11495884B2/en

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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
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    • H01Q5/335—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors at the feed, e.g. for impedance matching
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
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    • H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
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    • H01Q3/28—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the amplitude
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    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters

Definitions

  • the present invention relates to an antenna device and a communication device.
  • a module in which a patch antenna is mounted on one main surface of a dielectric substrate and a feeding circuit (for example, RFIC: Radio Frequency Integrated Circuit) is mounted on the other main surface (for example, Patent Document 1).
  • RFIC Radio Frequency Integrated Circuit
  • this invention is made in order to solve the said subject, and it aims at providing the antenna apparatus etc. which can respond to a dual band, suppressing degradation of antenna efficiency.
  • An antenna device is an antenna device, and is a dielectric substrate, a radiation electrode formed on the dielectric substrate, and a feed circuit formed on the dielectric substrate and feeding the radiation electrode. And a filter circuit formed on a path connecting the radiation electrode and the feeding circuit, wherein the filter circuit is composed of two or more circuits connected in cascade, and the two or more circuits are connected.
  • Each is a high pass filter circuit having at least one of a capacitive element serially connected on the path, and an inductor connected between a node on the path and the ground, and on the path Either of an inductor connected in series and a low pass filter circuit having at least one of a capacitor connected between a node on the path and the ground
  • the antenna device does not have a resonant frequency of the radiation electrode, and is formed by the radiation electrode and each of the two or more circuits, and has two or more resonant frequencies different from the resonant frequency of the radiation electrode Have.
  • matching can be achieved at two or more resonance frequencies different from the resonance frequency of the radiation electrode.
  • the two or more resonance frequencies respectively use the fundamental wave, the directivity matches. Therefore, it is possible to cope with the dual band while suppressing the deterioration of the antenna efficiency.
  • the two or more circuits include both the high pass filter circuit and the low pass filter circuit, and the two or more resonant frequencies are formed by the radiation electrode and the high pass filter circuit.
  • a resonant frequency lower than the resonant frequency of the radiation electrode, and a resonant frequency higher than the resonant frequency of the radiation electrode formed by the radiation electrode and the low pass filter circuit may be included. .
  • the high pass filter circuit can achieve matching on the low frequency side of the resonant frequency of the radiation electrode, and the low pass filter circuit can achieve matching on the high frequency side of the resonant frequency of the radiation electrode. Therefore, it is possible to cope with the dual band by the resonant frequency lower than the resonant frequency of the radiation electrode and the resonant frequency higher than the resonant frequency of the radiation electrode.
  • the high pass filter circuit forms a first pass band on a higher frequency side than the resonant frequency of the radiation electrode, and the low pass filter circuit is formed on a second frequency band lower than the resonant frequency of the radiation electrode.
  • the filter circuit may form a passband between the first passband and the second passband.
  • the high pass filter is a first pass band
  • the low pass filter is a second pass band
  • the filter circuit is a pass between the first pass band and the second pass band. Form a band.
  • the two or more circuits include both the high pass filter circuit and the low pass filter circuit, and the high pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the low pass filter circuit. May be
  • the inductance value of the inductor constituting the high pass filter circuit can be reduced.
  • the smaller the inductance value the smaller the component size and the higher the Q factor of the inductor. Therefore, when the high pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the low pass filter circuit, the antenna device can be miniaturized or the Q value of the inductor can be increased.
  • the two or more circuits include both the high pass filter circuit and the low pass filter circuit, and the low pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the high pass filter circuit. May be
  • the low pass filter circuit is a circuit that forms a resonant frequency higher than the resonant frequency of the radiation electrode, and thus is more susceptible to the influence than the high pass filter circuit. Therefore, when the high pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the low pass filter circuit, the low pass filter circuit is largely affected by phase rotation and impedance change by the high pass filter circuit. As a result, impedance matching becomes difficult. Therefore, when the low pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the high pass filter circuit, impedance matching is facilitated.
  • the high pass filter circuit includes a capacitive element connected in series on the path, and an inductor connected between a node on the path and a ground
  • the low pass filter circuit includes: The capacitor may be included among an inductor connected in series on the path and a capacitor connected between a node on the path and the ground.
  • the high pass filter circuit includes a capacitive element connected in series on the path, and an inductor connected between a node on the path and a ground
  • the low pass filter circuit includes: It is possible to have an inductor connected in series on the path, and a capacitor connected between a node on the path and the ground.
  • the circuit configuration of the low pass type filter circuit is not particularly limited.
  • the configuration may not include both the inductor and the capacitor, or may be a configuration including only the capacitor and not including the inductor. .
  • the radiation electrode has a first feeding point and a second feeding point provided at different positions in the radiation electrode, and the direction of the polarization formed by the first feeding point and the second feeding point
  • the directions of polarization to be formed may be different from each other.
  • one radiation electrode can correspond to two polarizations different in direction from each other, and even when using multiple polarizations, it is not necessary to provide a radiation electrode for each polarization,
  • the antenna device can be miniaturized.
  • a plurality of the radiation electrodes may be provided, and the plurality of radiation electrodes may be arranged in a matrix on the dielectric substrate.
  • the antenna device can be applied to a Massive MIMO system.
  • the filter circuit may be formed in the dielectric substrate.
  • the filter circuit is formed in the dielectric substrate, the size can be reduced.
  • An antenna device includes a dielectric substrate, a radiation electrode formed on the dielectric substrate, a feed circuit formed on the dielectric substrate and feeding the radiation electrode, and the radiation. And a filter circuit formed on a path connecting an electrode and the feeding circuit, wherein the filter circuit is composed of two or more circuits connected in cascade, and each of the two or more circuits is A high pass filter circuit having at least one of a capacitive element serially connected on a path, and an inductor connected between a node on the path and the ground, and serially connected on the path And a low pass filter circuit having at least one of a capacitor connected between the node on the path and the ground.
  • the two or more circuits include both the high pass filter circuit and the low pass filter circuit, and the high pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the low pass filter circuit. May be
  • the inductance value of the inductor constituting the high pass filter circuit can be reduced.
  • the smaller the inductance value the smaller the component size and the higher the Q factor of the inductor. Therefore, when the high pass filter circuit is connected to the radiation electrode side more than the low pass filter circuit, the antenna device can be miniaturized or the Q value of the inductor can be increased.
  • a communication device includes the above antenna device and a BBIC (base band IC), and the feed circuit upconverts the signal input from the BBIC to the radiation electrode.
  • the RFIC performs at least one of signal processing of a transmission system to be output and signal processing of a reception system to down convert a high frequency signal input from the radiation electrode and output the signal to the BBIC.
  • the antenna apparatus etc. which concern on this invention, it can respond to a dual band, suppressing deterioration of antenna efficiency.
  • FIG. 1A is an external appearance perspective view of the antenna device according to Embodiment 1.
  • FIG. 1B is a side perspective view of the antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna devices in Example 1 and Comparative Example.
  • FIG. 4 is a graph showing the pass characteristic and the reflection characteristic of the high pass filter circuit in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a graph showing pass characteristics and reflection characteristics of the low pass filter circuit in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a graph showing pass characteristics and reflection characteristics of the filter circuit in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the antenna device according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna devices in Example 2 and Comparative Example.
  • FIG. 9 is a graph showing pass characteristics and reflection characteristics of the filter circuit in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the antenna device according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna devices in Example 3 and Comparative Example.
  • FIG. 12A is an outer appearance perspective view of the antenna device according to the second embodiment. 12B is a side transparent view of the antenna device according to Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 13 is an external appearance perspective view of the antenna device according to the third embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an example of a communication apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 1A is an external perspective view of the antenna device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a side perspective view of the antenna device 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 1B is a side perspective view of the antenna device 1 as viewed from the Y axis direction plus side.
  • the thickness direction of the antenna device 1 will be described as the Z-axis direction, and directions perpendicular to the Z-axis direction and orthogonal to each other will be described as the X-axis direction and the Y-axis direction, respectively. Do. However, since the thickness direction of the antenna device 1 may not be the vertical direction in an actual use mode, the upper surface side of the antenna device 1 is not limited to the upper direction. The same applies to the antenna devices according to the second and third embodiments described later.
  • the antenna device 1 includes a dielectric substrate 4, a radiation electrode 10 formed on the dielectric substrate 4, a filter circuit 20, and a feeding circuit (RFIC) 3.
  • the antenna device 1 is, for example, an antenna module capable of coping with the dual band of the millimeter wave band (for example, 28 GHz and 39 GHz) in 5G (5th generation mobile communication system).
  • the dielectric substrate 4 is a multilayer substrate having a first main surface and a second main surface facing each other.
  • the first main surface is a main surface on the Z-axis plus side of dielectric substrate 4
  • the second main surface is a main surface on the Z-axis negative side of dielectric substrate 4.
  • the dielectric substrate 4 has a structure in which a dielectric material is filled between the first main surface and the second main surface. In FIG. 1A and FIG. 1B, the dielectric material is made transparent and the inside of the dielectric substrate 4 is visualized.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • the various conductors formed on the dielectric substrate Al, Cu, Au, Ag, or a metal containing an alloy of these as a main component is used.
  • the radiation electrode 10 is a patch antenna formed of a thin film pattern conductor provided parallel to the main surface of the dielectric substrate 4 on the first main surface of the dielectric substrate 4.
  • the radiation electrode 10 has, for example, a rectangular shape in a plan view of the dielectric substrate 4, but may have a circular shape, a polygonal shape, or the like.
  • the radiation electrode 10 may be formed in the inner layer of the dielectric substrate 4 to prevent oxidation or the like, or a protective film may be formed on the radiation electrode 10.
  • the radiation electrode 10 may be comprised by the feed conductor and the non-feed conductor arrange
  • the feed circuit 3 is formed on the second main surface side of the dielectric substrate 4, and constitutes an RFIC that processes a transmission signal transmitted by the radiation electrode 10 or a reception signal received.
  • the feed circuit 3 is connected to the radiation electrode 10 via the filter circuit 20.
  • the feeding circuit 3 is provided on the second main surface of the dielectric substrate 4, but may be built in the dielectric substrate 4.
  • the radiation electrode 10 has a feeding point 11 to which a high frequency signal is transmitted with the feeding circuit 3.
  • the feeding point 11 is electrically connected to the feeding circuit 3 via the filter circuit 20. Specifically, the feeding point 11 is connected to the feeding terminal of the feeding circuit 3 via the via conductor 41a, the filter circuit 20, and the via conductor 41b.
  • the via conductors 42a to 42c are via conductors for connecting the components of the filter circuit 20 to the ground, and are connected to the ground terminal of the feed circuit 3.
  • the dielectric substrate 4 is provided with a ground electrode 30 which is set to a ground potential and functions as a ground conductor of the radiation electrode 10.
  • the ground electrode 30 is provided, for example, over substantially the entire dielectric substrate 4 except for the portion where the via conductor 41 a is provided. In other words, the ground electrode 30 has an opening (not shown) through which the via conductor 41a passes. Further, the filter circuit 20 is formed in the dielectric substrate 4.
  • a specific example of the filter circuit 20 will be described as a first embodiment with reference to FIG.
  • a configuration example of the antenna device 1 according to the first embodiment shown in FIGS. 1A and 1B is also referred to as a first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the antenna device 1 according to the first embodiment.
  • the filter circuit 20 is a circuit formed on a path connecting the radiation electrode 10 and the feed circuit 3 as shown in FIG. The paths are represented by via conductors 41a and 41b in FIG. 1B.
  • the filter circuit 20 is composed of two or more circuits connected in cascade as shown in FIG. Each of the two or more circuits is a high pass filter circuit including at least one of a capacitive element connected in series on the path and an inductor connected between a node on the path and the ground. (Hereinafter also referred to as HPF) 21, a low-pass filter circuit including at least one of an inductor connected in series along the path and a capacitor connected between a node on the path and the ground ( Hereinafter, it is also referred to as “LPF” 22.
  • the antenna device 1 does not have a resonant frequency of the radiation electrode 10 (hereinafter also referred to as a resonant frequency fr), and radiation is formed by the radiation electrode 10 and each of the two or more circuits. It has two or more resonance frequencies different from the resonance frequency fr of the electrode 10.
  • the two or more circuits in the first embodiment include both the HPF 21 and the LPF 22.
  • the HPF 21 is a capacitive element (in this case, the capacitor C1) connected in series on the path, and an inductor L1 connected between a node on the path and the ground (for example, a ground terminal of the feeding circuit 3). Have both.
  • the connection point between the inductor L1 and the capacitor C1 is connected to the radiation electrode 10.
  • the LPF 22 has both an inductor L2 connected in series on the path, and a capacitor C2 connected between a node on the path and the ground (for example, a ground terminal of the feed circuit 3).
  • a connection point between the inductor L2 and the capacitor C2 is connected to the feeding circuit 3.
  • the HPF 21 is connected to the radiation electrode 10 side more than the LPF 22.
  • a resonance frequency (hereinafter also referred to as a resonance frequency fr1) formed by the radiation electrode 10 and the HPF 21 and lower than the resonance frequency fr;
  • a resonance frequency (hereinafter also referred to as a resonance frequency fr2), which is formed by the LPF 22 and is higher than the resonance frequency fr, is included.
  • capacitive elements such as capacitors C1 and C2
  • elements such as the inductors L1 and L2
  • conductor patterns in the dielectric substrate 4 as shown in FIG. 1B.
  • These elements constituting the filter circuit 20 are not limited to the conductor pattern, but may be chip components such as a chip capacitor or a chip inductor provided between the radiation electrode 10 and the ground electrode 30, for example.
  • FIG. 3 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna device 1 in the example 1 and the comparative example.
  • the solid line in FIG. 3 shows the reflection characteristic of the antenna device 1 in the first embodiment, and the broken line in FIG. 3 shows the reflection characteristic of the antenna device in the comparative example.
  • the antenna device in the comparative example does not include the filter circuit 20, and the radiation electrode 10 and the feeding circuit 3 are directly connected.
  • the reflection characteristic of the radiation electrode 10 appears as the reflection characteristic of the antenna device, as indicated by the broken line in FIG. As in the portion A in FIG. 3, the radiation electrode 10 has one resonance frequency fr of the fundamental wave.
  • the antenna device 1 has two resonance frequencies. Specifically, the antenna device 1 has a resonant frequency fr1 lower than the resonant frequency fr as shown by the portion B in FIG. 3 and a resonant frequency fr2 higher than the resonant frequency fr as shown by the portion C in FIG. And.
  • the HPF 21 and the LPF 22 have a filtering function, but also have the function of changing the resonance frequency of the antenna device 1 to a frequency different from the resonance frequency fr of the radiation electrode 10 by being connected to the radiation electrode 10.
  • the HPF 21 together with the radiation electrode 10 forms a resonant frequency fr1 lower than the resonant frequency fr
  • the LPF 22 together with the radiation electrode 10 forms a resonant frequency fr2 higher than the resonant frequency fr.
  • the antenna device 1 can be matched at the resonance frequencies fr1 and fr2 instead of being lost at the resonance frequency fr.
  • FIG. 4 is a graph showing pass characteristics and reflection characteristics of the HPF 21 in the first embodiment.
  • the solid line in FIG. 4 shows the pass characteristic
  • the broken line in FIG. 4 shows the reflection characteristic.
  • the vertical axis shown in FIG. 4 indicates the insertion loss for the pass characteristic and the reflection loss for the reflection characteristic.
  • FIGS. 5, 6, and 9 described below.
  • the HPF 21 forms a first passband on the high frequency side of the resonance frequency fr. In the first pass band, it can be seen that the insertion loss is small (that is, easy to pass) and the reflection loss is large (that is, difficult to reflect).
  • FIG. 5 is a graph showing the pass characteristic and the reflection characteristic of the LPF 22 in the first embodiment.
  • the solid line in FIG. 5 indicates the pass characteristic, and the broken line in FIG. 5 indicates the reflection characteristic.
  • the LPF 22 forms a second passband on the lower frequency side than the resonance frequency fr. In the second passband, it can be seen that the insertion loss is small and the reflection loss is large.
  • FIG. 6 is a graph showing the pass characteristic and the reflection characteristic of the filter circuit 20 in the first embodiment.
  • the solid line in FIG. 6 indicates the pass characteristic, and the broken line in FIG. 6 indicates the reflection characteristic. Since the filter circuit 20 comprises the HPF 21 forming the first passband and the LPF 22 forming the second passband, as shown in FIG. 6, the first passband and the second passband are Form the passband.
  • harmonics or the like of a high frequency signal used in the antenna device 1 is output from the radiation electrode 10 or a disturbance wave received by the radiation electrode 10 is input to the LNA and the LNA is saturated. is there.
  • the first passband, the second passband, and the passband between the first passband and the second passband harmonics or disturbance waves outside these passbands, etc. Can attenuate unwanted waves.
  • the filter circuit 20 has a filtering function and also has a function of enabling the antenna device 1 to be matched at resonance frequencies fr1 and fr2 different from the resonance frequency fr.
  • FIG. 7 is a circuit configuration diagram of the antenna device 1a according to the second embodiment.
  • the antenna device 1a according to the second embodiment differs from the antenna device 1 according to the first embodiment in that a filter circuit 20a is provided instead of the filter circuit 20.
  • the filter circuit 20 a according to the second embodiment includes an LPF 22 a instead of the LPF 22.
  • the LPF 22a has only the capacitor C2 of the inductor L2 and the capacitor C2.
  • the other points are the same as the antenna device 1 according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 8 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna devices in Example 2 and Comparative Example.
  • the solid line in FIG. 8 shows the reflection characteristic of the antenna device 1a in the second embodiment, and the broken line in FIG. 8 shows the reflection characteristic of the antenna device in the comparative example.
  • the antenna device 1 a in the second embodiment has two resonance frequencies. Specifically, the antenna device 1a has a resonance frequency fr1 lower than the resonance frequency fr as shown by the portion B in FIG. 8 and a resonance frequency fr2 higher than the resonance frequency fr2 as shown by the portion C in FIG. And. As described above, even if the antenna device 1a includes the LPF 22a having only the capacitor C2 instead of the LPF 22, as in the first embodiment, matching can be performed at the resonance frequencies fr1 and fr2 by the HPF 21 and the LPF 22a. It will be.
  • FIG. 9 is a graph showing the pass characteristic and the reflection characteristic of the filter circuit 20a in the second embodiment.
  • the solid line in FIG. 9 indicates the pass characteristic, and the broken line in FIG. 9 indicates the reflection characteristic.
  • the filter circuit 20a forms a passband between the first passband formed by the HPF 21 and the second passband (not shown) formed by the LPF 22a.
  • the circuit configuration of the LPF constituting the filter circuit is not particularly limited.
  • both the inductor L2 and the capacitor C2 may be provided as in the LPF 22, and only the capacitor C2 may be provided as in the LPF 22a It is not necessary to have L2.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of an antenna device 1b according to a third embodiment.
  • the antenna device 1 b according to the third embodiment is different from the antenna device 1 according to the first embodiment in that a filter circuit 20 b is provided instead of the filter circuit 20.
  • the filter circuit 20b according to the third embodiment differs from the filter circuit 20 according to the first embodiment in that the LPF 22 is connected to the radiation electrode 10 side more than the HPF 21.
  • the other points are the same as the antenna device 1 according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted.
  • FIG. 11 is a graph showing the reflection characteristics of the antenna devices in Example 3 and Comparative Example.
  • the solid line in FIG. 11 indicates the reflection characteristic of the antenna device 1b in the third embodiment, and the broken line in FIG. 11 indicates the reflection characteristic of the antenna device in the comparative example.
  • the antenna device 1b in the third embodiment has two resonance frequencies. Specifically, the antenna device 1b has a resonance frequency fr1 lower than the resonance frequency fr as shown by the portion B in FIG. 11 and a resonance frequency fr2 higher than the resonance frequency fr2 as shown by the portion C in FIG. And. As described above, even when the LPF 22 is connected to the radiation electrode 10 more than the HPF 21, the HPF 21 and the LPF 22 can be matched at the resonance frequencies fr 1 and fr 2 as in the first embodiment.
  • Table 1 below shows parameters of respective elements when the antenna apparatus has the same characteristics in the first embodiment and the third embodiment.
  • the equivalent characteristics mean that the bandwidth in which the reflection loss in the vicinity of the resonance frequency fr1 and the resonance frequency in the vicinity of the resonance frequency fr2 is constant or more (for example, 9.54 dB or more) is equal between the first embodiment and the third embodiment .
  • the inductance value of the inductor L2 constituting the LPF 22 is as small as 1/10 of the inductance value of the inductor L2 in the third embodiment. That is, in the first embodiment in which the HPF 21 is connected closer to the radiation electrode 10 than the LPF 22, the same characteristics as the third embodiment can be obtained even if the inductance value of the inductor L 2 is reduced. In general, the smaller the inductance value, the smaller the component size and the higher the Q factor of the inductor. Therefore, by connecting the HPF 21 closer to the radiation electrode 10 than the LPF 22, the antenna device 1 can be miniaturized, and the Q value of the inductor L2 can be increased.
  • the HPF 21 is configured when the HPF 21 is connected to the radiation electrode 10 side more than the LPF 22
  • the capacitor C1 may not be provided. This is to replace the capacitor C1 as a capacitive element in which the feed conductor and the non-feed conductor have capacitive components, and these are connected in series on the path connecting the radiation electrode 10 and the feed circuit 3. The reason is that Therefore, since the capacitor C1 is not provided, the antenna device 1 can be miniaturized.
  • the LPF 22 is a circuit that forms a resonant frequency higher than the resonant frequency of the radiation electrode 10, and thus is more susceptible to the influence than the HPF 21. Therefore, when the HPF 21 is connected to the radiation electrode side more than the LPF 22, the LPF 22 is greatly affected by the rotation of the phase and the change of the impedance by the HPF 21, and impedance matching becomes difficult. Therefore, when the LPF 22 is connected closer to the radiation electrode than the HPF 21, impedance matching is facilitated.
  • the HPF 21 enables matching on the low frequency side of the resonant frequency fr of the radiation electrode 10
  • the LPF 22 (22a) enables matching on the high frequency side of the resonant frequency fr of the radiation electrode 10. Therefore, the dual band can be supported by the resonant frequency fr1 lower than the resonant frequency fr of the radiation electrode 10 and the resonant frequency fr2 higher than the resonant frequency fr.
  • an antenna device corresponding to a dual band of 28 GHz on the low frequency side and 39 GHz on the high frequency side is required, but the present invention suppresses degradation of antenna efficiency.
  • An antenna device compatible with the dual band can be provided.
  • an antenna device 1c according to Embodiment 2 will be described with reference to FIGS. 12A and 12B.
  • FIG. 12A is an external appearance perspective view of an antenna device 1c according to Embodiment 2.
  • FIG. 12B is a side perspective view of the antenna device 1c according to Embodiment 2.
  • FIG. 12B is a side perspective view when the antenna device 1c is viewed from the plus side in the X-axis direction. 12A and 12B, as in FIGS. 1A and 1B, the dielectric material is made transparent and the inside of the dielectric substrate 4 is visualized.
  • the radiation electrode 10 has a first feeding point 11a and a second feeding point 11b.
  • the antenna device 1c according to the second embodiment includes the filter circuit 20 corresponding to each of the first feeding point 11a and the second feeding point 11b.
  • the other points are the same as those of the antenna device 1 according to the first embodiment (Example 1), and thus the description will be omitted.
  • the first feeding point 11a and the second feeding point 11b are connected to the feeding circuit 3 via different filter circuits 20 respectively.
  • the first feeding point 11 a and the second feeding point 11 b are provided at different positions on the radiation electrode 10.
  • the direction of polarization formed by the first feeding point 11a and the direction of polarization formed by the second feeding point 11b are different from each other.
  • polarization in the Y-axis direction is formed by the first feeding point 11a
  • Polarized waves in the X-axis direction are formed by the second feeding point 11b.
  • FIG. 13 is an external appearance perspective view of an antenna device 1 d according to the third embodiment.
  • the dielectric material is made transparent to visualize the inside of the dielectric substrate 4.
  • the antenna device 1 d according to the third embodiment includes a plurality of radiation electrodes 10, and the plurality of radiation electrodes 10 are arranged in a matrix on the dielectric substrate 4. That is, the plurality of radiation electrodes 10 is an array antenna.
  • the antenna device 1 d according to the third embodiment includes the filter circuit 20 corresponding to each of the plurality of radiation electrodes 10.
  • FIG. 13 shows a part of the dielectric substrate 4. Actually, the antenna device 1d includes many radiation electrodes 10 in addition to the four radiation electrodes 10, which can be applied to a massive MIMO system. ing.
  • the other points are the same as those of the antenna device 1 according to the first embodiment (Example 1), and thus the description will be omitted.
  • Embodiment 4 The antenna device described above can be applied to a communication device.
  • the communication device 5 to which the antenna device 1d according to the third embodiment is applied will be described.
  • FIG. 14 is a block diagram showing an example of the communication apparatus 5 according to the fourth embodiment.
  • the configuration corresponding to the four radiation electrodes 10 is shown in FIG. 14 for the sake of simplicity, and the configuration corresponding to the other radiation electrodes 10 configured similarly It is omitted.
  • the communication device 5 includes an antenna device 1 d and a baseband signal processing circuit (BBIC) 2.
  • the communication device 5 up-converts the signal transmitted from the baseband signal processing circuit (BBIC) 2 to the antenna device 1 d into a high frequency signal and radiates it from the radiation electrode 10, and down converts the high frequency signal received by the radiation electrode 10. Then, signal processing is performed by the baseband signal processing circuit (BBIC) 2.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the RFIC (feed circuit) 3 includes switches 31A to 31D, 33A to 33D and 37, power amplifiers 32AT to 32DT, low noise amplifiers 32AR to 32DR, attenuators 34A to 34D, phase shifters 35A to 35D, and signals.
  • a combining / dividing device 36, a mixer 38 and an amplification circuit 39 are provided.
  • the switches 31A to 31D and 33A to 33D are switch circuits that switch transmission and reception in each signal path.
  • the signal transmitted from the baseband signal processing circuit (BBIC) 2 is amplified by the amplification circuit 39 and up-converted by the mixer 38.
  • the up-converted high-frequency signal is split into four by the signal combination / splitter 36, passes through the four transmission paths, and is fed to the different radiation electrodes 10. At this time, it is possible to adjust the directivity of the plurality of radiation electrodes 10 (array antenna) by individually adjusting the phase shift of the phase shifters 35A to 35D arranged in each signal path.
  • the high frequency signals received by the radiation electrodes 10 are respectively multiplexed by the signal synthesis / demultiplexer 36 via four different reception paths, downconverted by the mixer 38 and amplified by the amplifier circuit 39 It is transmitted to the baseband signal processing circuit (BBIC) 2.
  • BBIC baseband signal processing circuit
  • the RFIC (feed circuit) 3 is formed, for example, as an integrated circuit component of one chip including the above circuit configuration.
  • the RFIC (feed circuit) 3 may not have any of 38 and the amplification circuit 39. Also, the RFIC (feed circuit) 3 may have only one of the transmission path and the reception path.
  • the communication apparatus 5 according to the present embodiment is also applicable to a system that transmits and receives high frequency signals in a plurality of frequency bands (multi band). It is.
  • the antenna device 1 d is applied to the communication device 5 having the above configuration, the antenna device 1, 1 a, 1 b or 1 c may be applied. As a result, it is possible to provide a communication device capable of coping with dual bands while suppressing deterioration of antenna efficiency.
  • the filter circuit includes both the HPF and the LPF, but may not include both.
  • the filter circuit may include two or more HPFs connected in cascade to be matched at two or more resonance frequencies lower than the resonance frequency fr of the radiation electrode 10.
  • the filter circuit may include two or more LPFs connected in cascade, so that matching can be achieved at two or more resonance frequencies higher than the resonance frequency fr of the radiation electrode 10.
  • matching can be made at two resonance frequencies fr1 and fr2 different from the resonance frequency fr, but matching may be made at three or more resonance frequencies.
  • the filter circuit is composed of three or more circuits connected in cascade.
  • the radiation electrode 10 is a patch antenna in the above embodiment, it may be a monopole antenna (including a dipole antenna), a notch antenna, or the like.
  • the filter circuit is provided in the dielectric substrate 4, but may be provided on the first main surface or the second main surface of the dielectric substrate 4.
  • the dielectric substrate 4 is a multilayer substrate in the above embodiment, it may not be a multilayer substrate.
  • the HPF 21 is connected in the order of the inductor L1 and the capacitor C1 when viewed from the radiation electrode 10 side, but may be connected in the order of the capacitor C1 and the inductor L1.
  • the LPF 22 is connected in the order of the inductor L2 and the capacitor C2 when viewed from the radiation electrode 10 side, but may be connected in the order of the capacitor C2 and the inductor L2.
  • design accuracy can be improved.
  • the design accuracy is reduced by the series component.
  • the inductor which comprises the wiring which connects between each component may be contained in the inductor which comprises a filter circuit.
  • the antenna device can be applied to a Massive MIMO system.
  • One of the promising 5G wireless transmission technologies is the combination of phantom cells and Massive MIMO systems.
  • a phantom cell is a network configuration that separates a control signal for ensuring communication stability between a macrocell in a low frequency band and a small cell in a high frequency band, and a data signal to be subjected to high-speed data communication.
  • An antenna apparatus of Massive MIMO is provided in each phantom cell.
  • the Massive MIMO system is a technique for improving transmission quality in a millimeter wave band or the like, and controls the directivity of the antenna by controlling the signals transmitted from the respective radiation electrodes 10.
  • Massive MIMO system uses multiple radiation electrodes 10, sharp directional beams can be generated.
  • radio waves can be blown to a certain distance even in a high frequency band, and interference between cells can be reduced to improve frequency utilization efficiency.
  • the present invention can be widely used for communication devices such as Massive MIMO systems as antenna devices and communication devices that can handle dual bands while suppressing deterioration of antenna efficiency.
  • Base band signal processing circuit BBIC
  • RFIC Feeding circuit
  • dielectric substrate 5 communication device 10 radiation electrode 11 feeding point 11 a first feeding point 11 b second feeding point 20, 20 a, 20 b filter circuit 21 high pass filter circuit (HPF) 22, 22a low pass filter (LPF) 30 ground electrodes 31A, 31B, 31C, 31D, 33A, 33B, 33D, 37 switches 32AR, 32BR, 32CR, 32DR low noise amplifiers 32AT, 32BT, 32CT, 32DT power amplifiers 34A, 34B, 34C, 34D attenuator 35A, 35B, 35C, 35D phase shifter 36 signal combining / dividing device 38 mixer 39 amplifying circuit 41a, 41b, 42a, 42b, 42c via conductor C1 capacitor (capacitive element) C2 capacitor L1, L2 inductor

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Abstract

アンテナ装置（１）は、誘電体基板（４）と、放射電極（１０）と、放射電極（１０）に給電する給電回路（３）と、放射電極（１０）と給電回路（３）とを結ぶ経路上に形成されたフィルタ回路（２０）と、を備え、フィルタ回路（２０）は、縦続接続された２つ以上の回路から構成され、２つ以上の回路のそれぞれは、ＨＰＦ（２１）およびＬＰＦ（２２）のいずれかであり、アンテナ装置（１）は、放射電極（１０）の共振周波数（ｆｒ）を有さず、放射電極（１０）と２つ以上の回路のそれぞれとによって形成される、放射電極（１０）の共振周波数（ｆｒ）と異なる２つ以上の共振周波数を有する。

Description

アンテナ装置および通信装置
　本発明は、アンテナ装置および通信装置に関する。
　従来、一般的なパッチアンテナモジュールとして、誘電体基板の一方主面にパッチアンテナが実装され、他方主面に給電回路（例えばＲＦＩＣ：Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）が実装されたモジュールが開示されている（例えば、特許文献１）。
国際公開第２０１６／０６３７５９号
　近年、デュアルバンドに対応したアンテナ装置（アンテナモジュール）が要求されている。例えば、上記特許文献１に開示されたパッチアンテナでは、１つのアンテナに対して共振周波数は１つしか存在せず、また、狭帯域である。このため、パッチアンテナの基本波を低周波側バンド、パッチアンテナの高調波を高周波側バンドとして利用することで、デュアルバンドに対応することが可能となる。しかしながら、この場合、基本波と高調波との指向性が一致しないため、アンテナ効率が劣化する。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できるアンテナ装置等を提供することを目的とする。
　本発明の一態様に係るアンテナ装置は、アンテナ装置であって、誘電体基板と、前記誘電体基板に形成された放射電極と、前記誘電体基板に形成され、前記放射電極に給電する給電回路と、前記放射電極と前記給電回路とを結ぶ経路上に形成されたフィルタ回路と、を備え、前記フィルタ回路は、縦続接続された２つ以上の回路から構成され、前記２つ以上の回路のそれぞれは、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタの少なくとも１つを有するハイパス型フィルタ回路、ならびに、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタの少なくとも１つを有するローパス型フィルタ回路のいずれかであり、前記アンテナ装置は、前記放射電極の共振周波数を有さず、前記放射電極と前記２つ以上の回路のそれぞれとによって形成される、前記放射電極の共振周波数と異なる２つ以上の共振周波数を有する。
　これによれば、放射電極の共振周波数と異なる２つ以上の共振周波数で整合が取れるようになる。このとき、当該２つ以上の共振周波数は、それぞれ基本波を利用しているため、指向性が一致する。よって、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる。
　また、前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、前記２つ以上の共振周波数には、前記放射電極と前記ハイパス型フィルタ回路とによって形成される、前記放射電極の共振周波数よりも低い共振周波数と、前記放射電極と前記ローパス型フィルタ回路とによって形成される、前記放射電極の共振周波数よりも高い共振周波数とが含まれていてもよい。
　これによれば、ハイパス型フィルタ回路によって、放射電極の共振周波数の低周波側において整合が取れるようになり、ローパス型フィルタ回路によって、放射電極の共振周波数の高周波側において整合が取れるようになる。よって、放射電極の共振周波数よりも低い共振周波数と、放射電極の共振周波数よりも高い共振周波数とによってデュアルバンドに対応できる。
　また、前記ハイパス型フィルタ回路は、前記放射電極の共振周波数よりも高周波側に第１の通過帯域を形成し、前記ローパス型フィルタ回路は、前記放射電極の共振周波数よりも低周波側に第２の通過帯域を形成し、前記フィルタ回路は、前記第１の通過帯域と前記第２の通過帯域との間に、通過帯域を形成してもよい。
　例えば、当該アンテナ装置で利用される高周波信号の高調波等が放射電極から出力されるという問題や、放射電極が受信した妨害波がＬＮＡ（ローノイズアンプ）に入力されてＬＮＡが飽和してしまうといった問題がある。これに対して、本態様では、ハイパス型フィルタは第１の通過帯域、ローパス型フィルタは第２の通過帯域、そして、フィルタ回路は第１の通過帯域と第２の通過帯域との間の通過帯域を形成する。これらのフィルタは、第１の通過帯域、第２の通過帯域およびその間の通過帯域の信号（つまりアンテナ装置で使用される高周波信号）を通過させ、通過帯域外の信号を減衰させる。したがって、通過帯域外の信号として、高調波や妨害波等の不要波を減衰させることができる。
　また、前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、前記ハイパス型フィルタ回路は、前記ローパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されていてもよい。
　ハイパス型フィルタ回路がローパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合と、ローパス型フィルタ回路がハイパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合とで、それぞれ同等の特性を得ようとした際に、前者の方が、ハイパス型フィルタ回路を構成するインダクタのインダクタンス値を小さくできる。一般的に、インダクタは、インダクタンス値が小さいほど、部品サイズが小さく、また、Ｑ値が高い。したがって、ハイパス型フィルタ回路がローパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合には、当該アンテナ装置を小型化したり、インダクタのＱ値を高くしたりできる。
　また、前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、前記ローパス型フィルタ回路は、前記ハイパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されていてもよい。
　一般的に、位相の回転やインピーダンスの変化による影響は、周波数が高くなるほど大きくなっていく。ローパス型フィルタ回路は、放射電極の共振周波数よりも高い共振周波数を形成する回路であるため、ハイパス型フィルタ回路と比べて当該影響を受けやすい。したがって、ハイパス型フィルタ回路がローパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合には、ローパス型フィルタ回路は、ハイパス型フィルタ回路によって、位相の回転やインピーダンスの変化による影響を大きく受けてしまい、インピーダンス整合が難しくなってしまう。よって、ローパス型フィルタ回路がハイパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合には、インピーダンス整合が容易となる。
　また、前記ハイパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタを有し、前記ローパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタのうちの、当該キャパシタを有していてもよい。また、前記ハイパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタを有し、前記ローパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタを有していてもよい。
　これによれば、ローパス型フィルタ回路の回路構成は特に限定されず、例えば、インダクタおよびキャパシタの両方を備えていない構成であってもよく、キャパシタのみ備えインダクタを備えていない構成であってもよい。
　また、前記放射電極は、当該放射電極における異なる位置に設けられた第１給電点および第２給電点を有し、前記第１給電点によって形成される偏波の方向および前記第２給電点によって形成される偏波の方向は、互いに異なっていてもよい。
　これによれば、１つの放射電極で互いに方向の異なる２つの偏波に対応することができ、複数の偏波を用いる場合であっても、偏波ごとに放射電極を設ける必要がないため、当該アンテナ装置の小型化が可能となる。
　また、前記放射電極を複数備え、前記複数の放射電極は、前記誘電体基板にマトリクス状に配置されていてもよい。
　これによれば、当該アンテナ装置をＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムに適用することができる。
　また、前記フィルタ回路は、前記誘電体基板内に形成されてもよい。
　これによれば、フィルタ回路が誘電体基板内に形成される分、小型化が可能となる。
　また、本発明の一態様に係るアンテナ装置は、誘電体基板と、前記誘電体基板に形成された放射電極と、前記誘電体基板に形成され、前記放射電極に給電する給電回路と、前記放射電極と前記給電回路とを結ぶ経路上に形成されたフィルタ回路と、を備え、前記フィルタ回路は、縦続接続された２つ以上の回路から構成され、前記２つ以上の回路のそれぞれは、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタの少なくとも１つを有するハイパス型フィルタ回路、ならびに、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタの少なくとも１つを有するローパス型フィルタ回路のいずれかである。
　これによれば、放射電極の共振周波数で整合が取れなくなる代わりに、放射電極の共振周波数と異なる２つ以上の共振周波数で整合が取れるようになる。このとき、当該２つ以上の共振周波数は、それぞれ基本波を利用しているため、指向性が一致する。よって、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる。
　また、前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、前記ハイパス型フィルタ回路は、前記ローパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されていてもよい。
　ハイパス型フィルタ回路がローパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合と、ローパス型フィルタ回路がハイパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合とで、それぞれ同等の特性を得ようとした際に、前者の方が、ハイパス型フィルタ回路を構成するインダクタのインダクタンス値を小さくできる。一般的に、インダクタは、インダクタンス値が小さいほど、部品サイズが小さく、また、Ｑ値が高い。したがって、ハイパス型フィルタ回路がローパス型フィルタ回路よりも放射電極側に接続されている場合には、当該アンテナ装置を小型化したり、インダクタのＱ値を高くしたりできる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、上記のアンテナ装置と、ＢＢＩＣ（ベースバンドＩＣ）と、を備え、前記給電回路は、前記ＢＢＩＣから入力された信号をアップコンバートして前記放射電極に出力する送信系の信号処理、および、前記放射電極から入力された高周波信号をダウンコンバートして前記ＢＢＩＣに出力する受信系の信号処理、の少なくとも一方を行うＲＦＩＣである。
　これによれば、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる通信装置を提供できる。
　本発明に係るアンテナ装置等によれば、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる。
図１Ａは、実施の形態１に係るアンテナ装置の外観透視図である。 図１Ｂは、実施の形態１に係るアンテナ装置の側面透視図である。 図２は、実施例１に係るアンテナ装置の回路構成図である。 図３は、実施例１および比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示すグラフである。 図４は、実施例１におけるハイパス型フィルタ回路の通過特性および反射特性を示すグラフである。 図５は、実施例１におけるローパス型フィルタ回路の通過特性および反射特性を示すグラフである。 図６は、実施例１におけるフィルタ回路の通過特性および反射特性を示すグラフである。 図７は、実施例２に係るアンテナ装置の回路構成図である。 図８は、実施例２および比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示すグラフである。 図９は、実施例２におけるフィルタ回路の通過特性および反射特性を示すグラフである。 図１０は、実施例３に係るアンテナ装置の回路構成図である。 図１１は、実施例３および比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示すグラフである。 図１２Ａは、実施の形態２に係るアンテナ装置の外観透視図である。 図１２Ｂは、実施の形態２に係るアンテナ装置の側面透視図である。 図１３は、実施の形態３に係るアンテナ装置の外観透視図である。 図１４は、実施の形態４に係る通信装置の一例を示す構成図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさ、または大きさの比は、必ずしも厳密ではない。また、各図において、実質的に同一の構成に対しては同一の符号を付しており、重複する説明は省略または簡略化する場合がある。また、以下の実施の形態において、「接続される」とは、直接接続される場合だけでなく、他の素子等を介して電気的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　［１．アンテナ装置の構成（実施例１）］
　図１Ａは、実施の形態１に係るアンテナ装置１の外観透視図である。図１Ｂは、実施の形態１に係るアンテナ装置１の側面透視図である。図１Ｂは、アンテナ装置１をＹ軸方向プラス側から見たときの側面透視図である。
　以降、アンテナ装置１の厚さ方向をＺ軸方向、Ｚ軸方向に垂直かつ互いに直交する方向をそれぞれＸ軸方向およびＹ軸方向として説明し、Ｚ軸プラス側をアンテナ装置１の上面側として説明する。しかし、実際の使用態様においては、アンテナ装置１の厚さ方向が上下方向とはならない場合もあるため、アンテナ装置１の上面側は上方向に限らない。後述する実施の形態２および３に係るアンテナ装置についても同様である。
　アンテナ装置１は、誘電体基板４、それぞれ誘電体基板４に形成された、放射電極１０、フィルタ回路２０および給電回路（ＲＦＩＣ）３を備える。アンテナ装置１は、例えば、５Ｇ（第５世代移動通信システム）における、ミリ波帯（例えば２８ＧＨｚおよび３９ＧＨｚ）のデュアルバンドに対応可能なアンテナモジュールである。
　誘電体基板４は、互いに背向する第１主面および第２主面を有する多層基板である。第１主面は、誘電体基板４のＺ軸プラス側の主面であり、第２主面は、誘電体基板４のＺ軸マイナス側の主面である。誘電体基板４は、第１主面と第２主面との間に誘電体材料が充填された構造を有する。図１Ａおよび図１Ｂでは、当該誘電体材料を透明にし、誘電体基板４の内部を可視化している。誘電体基板４としては、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ：Ｌｏｗ　Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ　Ｃｏ－ｆｉｒｅｄ　Ｃｅｒａｍｉｃｓ）基板、または、プリント基板等が用いられる。また、誘電体基板４に形成される各種導体としては、Ａｌ、Ｃｕ、Ａｕ、Ａｇ、または、これらの合金を主成分とする金属が用いられる。
　放射電極１０は、誘電体基板４の第１主面において誘電体基板４の主面と平行に設けられた、薄膜のパターン導体からなるパッチアンテナである。放射電極１０は、誘電体基板４の平面視において、例えば矩形形状を有するが、円形または多角形形状等であってもよい。また、放射電極１０は、酸化等の防止のために誘電体基板４の内層に形成されていてもよいし、放射電極１０上に保護膜が形成されてもよい。また、放射電極１０は、給電導体、および、当該給電導体より上方に配置された無給電導体で構成されていても構わない。
　給電回路３は、誘電体基板４の第２主面側に形成され、放射電極１０によって送信される送信信号または受信される受信信号を信号処理するＲＦＩＣを構成する。給電回路３は、フィルタ回路２０を介して放射電極１０と接続されている。なお、本実施の形態では、給電回路３は、誘電体基板４の第２主面に設けられているが、誘電体基板４に内蔵されていても構わない。
　放射電極１０は、給電回路３との間で高周波信号が伝達される給電点１１を有する。給電点１１は、フィルタ回路２０を経由して給電回路３と電気的に接続される。具体的には、給電点１１は、ビア導体４１ａ、フィルタ回路２０およびビア導体４１ｂを介して給電回路３が有する給電端子に接続される。ビア導体４２ａ～４２ｃは、フィルタ回路２０の各構成要素をグランドに接続するためのビア導体であり、給電回路３が有するグランド端子に接続されている。
　誘電体基板４には、グランド電位に設定され、放射電極１０の接地導体としての機能を果たすグランド電極３０が設けられている。グランド電極３０は、誘電体基板４を積層方向に見た場合に、例えば、ビア導体４１ａが設けられた部分を除き、誘電体基板４の略全体に亘って設けられている。言い換えると、グランド電極３０は、ビア導体４１ａが内部を通過する開口（図示せず）を有する。また、誘電体基板４内に、フィルタ回路２０が形成される。
　ここで、図２を用いて、フィルタ回路２０の具体例を実施例１として説明する。以下では、図１Ａおよび図１Ｂに示す実施の形態１に係るアンテナ装置１の構成例を実施例１とも呼ぶ。
　図２は、実施例１に係るアンテナ装置１の回路構成図である。
　フィルタ回路２０は、図２に示されるように、放射電極１０と給電回路３とを結ぶ経路上に形成される回路である。当該経路は、図１Ｂでは、ビア導体４１ａおよび４１ｂによって表されている。フィルタ回路２０は、図２に示されるように、縦続接続された２つ以上の回路から構成される。当該２つ以上の回路のそれぞれは、当該経路上に直列に接続された容量性素子、および、当該経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタの少なくとも１つを有するハイパス型フィルタ回路（以下、ＨＰＦとも呼ぶ）２１、ならびに、当該経路上に直列に接続されたインダクタ、および、当該経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタの少なくとも１つを有するローパス型フィルタ回路（以下、ＬＰＦとも呼ぶ）２２のいずれかである。詳細は後述するが、アンテナ装置１は、放射電極１０の共振周波数（以下、共振周波数ｆｒとも呼ぶ）を有さず、放射電極１０と当該２つ以上の回路のそれぞれとによって形成される、放射電極１０の共振周波数ｆｒと異なる２つ以上の共振周波数を有する。
　図１Ｂおよび図２に示されるように、実施例１における当該２つ以上の回路には、ＨＰＦ２１およびＬＰＦ２２の両方が含まれる。ＨＰＦ２１は、当該経路上に直列に接続された容量性素子（ここではキャパシタＣ１）、および、当該経路上のノードとグランド（例えば給電回路３が有するグランド端子）との間に接続されたインダクタＬ１の両方を有する。インダクタＬ１とキャパシタＣ１との接続点が放射電極１０に接続されている。また、ＬＰＦ２２は、当該経路上に直列に接続されたインダクタＬ２、および、当該経路上のノードとグランド（例えば給電回路３が有するグランド端子）との間に接続されたキャパシタＣ２の両方を有する。インダクタＬ２とキャパシタＣ２との接続点が給電回路３に接続されている。また、ＨＰＦ２１は、ＬＰＦ２２よりも放射電極１０側に接続されている。詳細は後述するが、上記２つ以上の共振周波数には、放射電極１０とＨＰＦ２１とによって形成される、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数（以下、共振周波数ｆｒ１とも呼ぶ）と、放射電極１０とＬＰＦ２２とによって形成される、共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数（以下、共振周波数ｆｒ２とも呼ぶ）とが含まれる。
　例えば、フィルタ回路２０を構成する容量性素子（キャパシタＣ１およびＣ２等）、ならびに、インダクタＬ１およびＬ２等の素子は、図１Ｂに示すように、誘電体基板４内の導体パターンによって構成される。なお、フィルタ回路２０を構成するこれらの素子は、導体パターンに限らず、例えば、放射電極１０とグランド電極３０との間に設けられたチップキャパシタ、チップインダクタ等のチップ部品であってもよい。
　［２．特性］
　次に、アンテナ装置１、フィルタ回路２０、ＨＰＦ２１およびＬＰＦ２２の特性について、図３から図６を用いて説明する。
　図３は、実施例１および比較例におけるアンテナ装置１の反射特性を示すグラフである。図３中の実線は実施例１におけるアンテナ装置１の反射特性を示し、図３中の破線は比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示す。図示しないが、比較例におけるアンテナ装置はフィルタ回路２０を備えず、放射電極１０と給電回路３とが直接接続されている。
　比較例では、アンテナ装置はフィルタ回路２０を備えていないため、図３中の破線で示されるように、アンテナ装置の反射特性として、放射電極１０の反射特性が表れている。図３中のＡ部分のように、放射電極１０は、基本波の共振周波数ｆｒを１つ有する。
　実施例１では、図３中の実線で示されるように、アンテナ装置１は、２つの共振周波数を有する。具体的には、アンテナ装置１は、図３中のＢ部分のように、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数ｆｒ１と、図３中のＣ部分のように、共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数ｆｒ２と、を有する。
　ＨＰＦ２１およびＬＰＦ２２は、フィルタリング機能を有するが、放射電極１０と接続されることで、アンテナ装置１の共振周波数を放射電極１０の共振周波数ｆｒと異なる周波数に変える機能も有する。例えば、ＨＰＦ２１は、放射電極１０とともに、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数ｆｒ１を形成し、ＬＰＦ２２は、放射電極１０とともに共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数ｆｒ２を形成する。これにより、実施例１では、アンテナ装置１は、共振周波数ｆｒでは整合が取れなくなる代わりに共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２で整合が取れるようになる。
　図４は、実施例１におけるＨＰＦ２１の通過特性および反射特性を示すグラフである。図４中の実線は通過特性を示し、図４中の破線は反射特性を示す。図４に示される縦軸は、通過特性に対しては挿入損失を示し、反射特性に対しては反射損失を示す。以降説明する図５、図６、図９についても同様である。図４に示されるように、ＨＰＦ２１は、共振周波数ｆｒよりも高周波側に第１の通過帯域を形成する。第１の通過帯域では、挿入損失が小さく（つまり通過しやすく）、反射損失が大きく（つまり反射しにくく）なっていることがわかる。
　図５は、実施例１におけるＬＰＦ２２の通過特性および反射特性を示すグラフである。図５中の実線は通過特性を示し、図５中の破線は反射特性を示す。図５に示されるように、ＬＰＦ２２は、共振周波数ｆｒよりも低周波側に第２の通過帯域を形成する。第２の通過帯域では、挿入損失が小さく、反射損失が大きくなっていることがわかる。
　図６は、実施例１におけるフィルタ回路２０の通過特性および反射特性を示すグラフである。図６中の実線は通過特性を示し、図６中の破線は反射特性を示す。フィルタ回路２０は、第１の通過帯域を形成するＨＰＦ２１および第２の通過帯域を形成するＬＰＦ２２から構成されるため、図６に示されるように、第１の通過帯域と第２の通過帯域との間に、通過帯域を形成する。
　例えば、アンテナ装置１で利用される高周波信号の高調波等が放射電極１０から出力されるという問題や、放射電極１０が受信した妨害波がＬＮＡに入力されてＬＮＡが飽和してしまうといった問題がある。これに対して、第１の通過帯域、第２の通過帯域、および、第１の通過帯域と第２の通過帯域との間の通過帯域によって、これらの通過帯域外の高調波や妨害波等の不要波を減衰させることができる。
　このように、フィルタ回路２０は、フィルタリング機能を有し、かつ、アンテナ装置１を共振周波数ｆｒと異なる共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２で整合が取れるようにする機能も有する。
　［３．実施例２］
　次に、実施例２に係るアンテナ装置１ａについて、図７から図９を用いて説明する。
　図７は、実施例２に係るアンテナ装置１ａの回路構成図である。実施例２に係るアンテナ装置１ａは、フィルタ回路２０の代わりにフィルタ回路２０ａを備える点が、実施例１に係るアンテナ装置１と異なる。実施例２に係るフィルタ回路２０ａは、ＬＰＦ２２の代わりにＬＰＦ２２ａを備える。ＬＰＦ２２ａは、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２のうちのキャパシタＣ２のみを有する。その他の点は、実施例１に係るアンテナ装置１と同じであるため、説明を省略する。
　図８は、実施例２および比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示すグラフである。図８中の実線は実施例２におけるアンテナ装置１ａの反射特性を示し、図８中の破線は比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示す。
　図８中の実線で示されるように、実施例２におけるアンテナ装置１ａは、２つの共振周波数を有する。具体的には、アンテナ装置１ａは、図８中のＢ部分のように、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数ｆｒ１と、図８中のＣ部分のように、共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数ｆｒ２と、を有する。このように、アンテナ装置１ａがＬＰＦ２２の代わりにキャパシタＣ２のみを有するＬＰＦ２２ａを備えている場合であっても、実施例１と同じように、ＨＰＦ２１およびＬＰＦ２２ａによって、共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２で整合が取れるようになる。
　図９は、実施例２におけるフィルタ回路２０ａの通過特性および反射特性を示すグラフである。図９中の実線は通過特性を示し、図９中の破線は反射特性を示す。フィルタ回路２０ａは、実施例１と同じように、ＨＰＦ２１により形成される第１の通過帯域とＬＰＦ２２ａにより形成される第２の通過帯域（図示せず）との間に、通過帯域を形成する。
　このように、フィルタ回路を構成するＬＰＦの回路構成は特に限定されず、例えば、ＬＰＦ２２のようにインダクタＬ２およびキャパシタＣ２の両方を備えていてもよく、また、ＬＰＦ２２ａのようにキャパシタＣ２のみ備えインダクタＬ２を備えていなくてもよい。
　［４．実施例３］
　次に、実施例３に係るアンテナ装置１ｂについて、図１０および図１１を用いて説明する。
　図１０は、実施例３に係るアンテナ装置１ｂの回路構成図である。実施例３に係るアンテナ装置１ｂは、フィルタ回路２０の代わりにフィルタ回路２０ｂを備える点が、実施例１に係るアンテナ装置１と異なる。実施例３に係るフィルタ回路２０ｂは、ＬＰＦ２２がＨＰＦ２１よりも放射電極１０側に接続されている点が実施例１に係るフィルタ回路２０と異なる。その他の点は、実施例１に係るアンテナ装置１と同じであるため、説明を省略する。
　図１１は、実施例３および比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示すグラフである。図１１中の実線は実施例３におけるアンテナ装置１ｂの反射特性を示し、図１１中の破線は比較例におけるアンテナ装置の反射特性を示す。
　図１１中の実線で示されるように、実施例３におけるアンテナ装置１ｂは、２つの共振周波数を有する。具体的には、アンテナ装置１ｂは、図１１中のＢ部分のように、共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数ｆｒ１と、図１１中のＣ部分のように、共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数ｆｒ２と、を有する。このように、ＬＰＦ２２がＨＰＦ２１よりも放射電極１０側に接続されている場合であっても、実施例１と同じように、ＨＰＦ２１およびＬＰＦ２２によって、共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２で整合が取れるようになる。
　ただし、実施例１のように、ＨＰＦ２１がＬＰＦ２２よりも放射電極１０側に接続されている場合には、以下の効果が奏される。
　以下の表１は、実施例１と実施例３とでアンテナ装置が同等の特性となるときの、各素子のパラメータを示す。同等の特性とは、実施例１と実施例３とで、共振周波数ｆｒ１近傍および共振周波数ｆｒ２近傍の反射損失が一定以上（例えば９．５４ｄＢ以上）となる帯域幅が同等であることを意味する。
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　表１に示されるように、実施例１では、ＬＰＦ２２を構成するインダクタＬ２のインダクタンス値が実施例３におけるインダクタＬ２のインダクタンス値の１／１０と小さくなっている。つまり、ＨＰＦ２１がＬＰＦ２２よりも放射電極１０側に接続されている実施例１では、インダクタＬ２のインダクタンス値を小さくしても、実施例３と同等の特性が得られる。一般的に、インダクタは、インダクタンス値が小さいほど、部品サイズが小さく、また、Ｑ値が高い。したがって、ＨＰＦ２１をＬＰＦ２２よりも放射電極１０側に接続することで、アンテナ装置１を小型化したり、インダクタＬ２のＱ値を高くしたりできる。
　また、放射電極１０が、給電導体、および、給電導体より上方に配置された無給電導体で構成されている場合に、ＨＰＦ２１がＬＰＦ２２よりも放射電極１０側に接続されているときには、ＨＰＦ２１を構成するキャパシタＣ１を設けないようにしてもよい。これは、給電導体および無給電導体が容量成分を有しており、これらを放射電極１０と給電回路３とを結ぶ経路上に直列に接続された容量性素子として、キャパシタＣ１の代わりに用いることができるためである。したがって、キャパシタＣ１が設けられない分、アンテナ装置１を小型化できる。
　一方で、実施例３のように、ＬＰＦ２２がＨＰＦ２１よりも放射電極１０側に接続されている場合には、以下の効果が奏される。
　一般的に、位相の回転やインピーダンスの変化による影響は、周波数が高くなるほど大きくなっていく。ＬＰＦ２２は、放射電極１０の共振周波数よりも高い共振周波数を形成する回路であるため、ＨＰＦ２１と比べて当該影響を受けやすい。したがって、ＨＰＦ２１がＬＰＦ２２よりも放射電極側に接続されている場合には、ＬＰＦ２２は、ＨＰＦ２１によって、位相の回転やインピーダンスの変化による影響を大きく受けてしまい、インピーダンス整合が難しくなってしまう。よって、ＬＰＦ２２がＨＰＦ２１よりも放射電極側に接続されている場合には、インピーダンス整合が容易となる。
　［５．まとめ］
　以上説明したように、放射電極１０の共振周波数ｆｒと異なる２つ以上の共振周波数で整合が取れるようになる。このとき、当該２つ以上の共振周波数の高周波信号は、それぞれ基本波を利用しているため、指向性が一致する。よって、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる。
　具体的には、ＨＰＦ２１によって放射電極１０の共振周波数ｆｒの低周波側において整合が取れるようになり、ＬＰＦ２２（２２ａ）によって、放射電極１０の共振周波数ｆｒの高周波側において整合が取れるようになる。よって、放射電極１０の共振周波数ｆｒよりも低い共振周波数ｆｒ１と、共振周波数ｆｒよりも高い共振周波数ｆｒ２とによってデュアルバンドに対応できる。
　例えば、５Ｇ（第５世代移動通信システム）では、低周波側として２８ＧＨｚおよび高周波側として３９ＧＨｚのデュアルバンドに対応したアンテナ装置が必要になるが、本発明により、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、当該デュアルバンドに対応できるアンテナ装置を提供できる。
　（実施の形態２）
　次に、実施の形態２に係るアンテナ装置１ｃについて図１２Ａおよび図１２Ｂを用いて説明する。
　図１２Ａは、実施の形態２に係るアンテナ装置１ｃの外観透視図である。図１２Ｂは、実施の形態２に係るアンテナ装置１ｃの側面透視図である。図１２Ｂは、アンテナ装置１ｃをＸ軸方向プラス側から見たときの側面透視図である。図１２Ａおよび図１２Ｂでは、図１Ａおよび図１Ｂと同じように、誘電体材料を透明にし、誘電体基板４の内部を可視化している。
　図１２Ａに示されるように、実施の形態２に係るアンテナ装置１ｃでは、放射電極１０は、第１給電点１１ａおよび第２給電点１１ｂを有する。また、実施の形態２に係るアンテナ装置１ｃは、第１給電点１１ａおよび第２給電点１１ｂのそれぞれに対応してフィルタ回路２０を備える。その他の点は、実施の形態１（実施例１）に係るアンテナ装置１と同じであるため、説明を省略する。
　図１２Ａおよび図１２Ｂに示されるように、第１給電点１１ａおよび第２給電点１１ｂは、それぞれ異なるフィルタ回路２０を経由して給電回路３と接続される。第１給電点１１ａおよび第２給電点１１ｂは、放射電極１０における異なる位置に設けられる。第１給電点１１ａによって形成される偏波の方向および第２給電点１１ｂによって形成される偏波の方向は、互いに異なり、例えば、第１給電点１１ａによってＹ軸方向の偏波が形成され、第２給電点１１ｂによってＸ軸方向の偏波が形成される。これにより、１つの放射電極１０によって、２つの偏波に対応することが可能となる。つまり、複数の偏波を用いる場合であっても、偏波ごとに放射電極１０を設ける必要がないため、アンテナ装置１ｃの小型化が可能となる。
　（実施の形態３）
　次に、実施の形態３に係るアンテナ装置１ｄについて図１３を用いて説明する。
　図１３は、実施の形態３に係るアンテナ装置１ｄの外観透視図である。図１３では、図１Ａと同じように、誘電体材料を透明にし、誘電体基板４の内部を可視化している。
　図１３に示されるように、実施の形態３に係るアンテナ装置１ｄは、放射電極１０を複数備え、複数の放射電極１０は、誘電体基板４にマトリクス状に配置される。つまり、複数の放射電極１０、アレイアンテナとなっている。また、実施の形態３に係るアンテナ装置１ｄは、複数の放射電極１０のそれぞれに対応してフィルタ回路２０を備える。なお、図１３は、誘電体基板４の一部分を示しており、実際には、アンテナ装置１ｄは、４つの放射電極１０以外にも多くの放射電極１０を備え、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムに適用可能となっている。その他の点は、実施の形態１（実施例１）に係るアンテナ装置１と同じであるため、説明を省略する。
　（実施の形態４）
　以上説明したアンテナ装置は、通信装置に適用できる。以下、実施の形態３に係るアンテナ装置１ｄを適用した通信装置５について説明する。
　図１４は、実施の形態４に係る通信装置５の一例を示す構成図である。図１４では、簡明のため、アンテナ装置１ｄが備える複数の放射電極１０のうち、４つの放射電極１０に対応する構成のみ示され、同様に構成される他の放射電極１０に対応する構成については省略されている。
　通信装置５は、アンテナ装置１ｄと、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２とを備える。通信装置５は、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２からアンテナ装置１ｄへ伝達される信号を高周波信号にアップコンバートして放射電極１０から放射するとともに、放射電極１０で受信した高周波信号をダウンコンバートしてベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２にて信号処理する。
　ＲＦＩＣ（給電回路）３は、スイッチ３１Ａ～３１Ｄ、３３Ａ～３３Ｄおよび３７と、パワーアンプ３２ＡＴ～３２ＤＴと、ローノイズアンプ３２ＡＲ～３２ＤＲと、減衰器３４Ａ～３４Ｄと、移相器３５Ａ～３５Ｄと、信号合成／分波器３６と、ミキサ３８と、増幅回路３９とを備える。
　スイッチ３１Ａ～３１Ｄおよび３３Ａ～３３Ｄは、各信号経路における送信および受信を切り替えるスイッチ回路である。
　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２から伝達される信号は、増幅回路３９で増幅され、ミキサ３８でアップコンバートされる。アップコンバートされた高周波信号は、信号合成／分波器３６で４分波され、４つの送信経路を通過して、それぞれ異なる放射電極１０に給電される。このとき、各信号経路に配置された移相器３５Ａ～３５Ｄの移相度が個別に調整されることにより、複数の放射電極１０（アレイアンテナ）の指向性を調整することが可能となる。
　また、各放射電極１０で受信した高周波信号は、それぞれ、異なる４つの受信経路を経由し、信号合成／分波器３６で合波され、ミキサ３８でダウンコンバートされ、増幅回路３９で増幅されてベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）２へ伝達される。
　ＲＦＩＣ（給電回路）３は、例えば、上記回路構成を含む１チップの集積回路部品として形成される。
　なお、上述した、スイッチ３１Ａ～３１Ｄ、３３Ａ～３３Ｄおよび３７、パワーアンプ３２ＡＴ～３２ＤＴ、ローノイズアンプ３２ＡＲ～３２ＤＲ、減衰器３４Ａ～３４Ｄ、移相器３５Ａ～３５Ｄ、信号合成／分波器３６、ミキサ３８、ならびに増幅回路３９のいずれかは、ＲＦＩＣ（給電回路）３が備えていなくてもよい。また、ＲＦＩＣ（給電回路）３は、送信経路および受信経路のいずれかのみを有していてもよい。また、本実施の形態に係る通信装置５は、単一の周波数帯域（バンド）の高周波信号を送受信するだけでなく、複数の周波数帯域（マルチバンド）の高周波信号を送受信するシステムにも適用可能である。
　なお、上記構成を有する通信装置５は、アンテナ装置１ｄが適用されたが、アンテナ装置１、１ａ、１ｂまたは１ｃが適用されてもよい。これにより、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できる通信装置を提供できる。
　（その他の実施の形態）
　以上、本発明の実施の形態に係るアンテナ装置および通信装置について、上記実施の形態を挙げて説明したが、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例も本発明に含まれる。
　例えば、上記実施の形態では、フィルタ回路には、ＨＰＦとＬＰＦの両方が含まれていたが、両方含まれていなくてもよい。例えば、フィルタ回路には、縦続接続された２つ以上のＨＰＦが含まれ、放射電極１０の共振周波数ｆｒよりも低い２つ以上の共振周波数で整合が取れるようになってもよい。また、例えば、フィルタ回路には、縦続接続された２つ以上のＬＰＦが含まれ、放射電極１０の共振周波数ｆｒよりも高い２つ以上の共振周波数で整合が取れるようになってもよい。
　また、例えば、上記実施の形態では、共振周波数ｆｒと異なる２つの共振周波数ｆｒ１およびｆｒ２で整合が取れるようになったが、３つ以上の共振周波数で整合が取れるようになってもよい。この場合、フィルタ回路は、縦続接続された３つ以上の回路から構成される。
　また、例えば、上記実施の形態では、放射電極１０は、パッチアンテナであったが、モノポールアンテナ（ダイポールアンテナを含む）、ノッチアンテナ等であってもよい。
　また、例えば、上記実施の形態では、フィルタ回路は、誘電体基板４内に設けられたが、誘電体基板４の第１主面または第２主面上に設けられてもよい。
　また、例えば、上記実施の形態では、誘電体基板４は多層基板であったが、多層基板でなくてもよい。
　また、例えば、上記実施の形態では、ＨＰＦ２１は、放射電極１０側から見て、インダクタＬ１、キャパシタＣ１の順序で接続されていたが、キャパシタＣ１、インダクタＬ１の順序で接続されていてもよい。また、ＬＰＦ２２は、放射電極１０側から見て、インダクタＬ２、キャパシタＣ２の順序で接続されていたが、キャパシタＣ２、インダクタＬ２の順序で接続されていてもよい。ただし、放射電極１０に、シャントインダクタまたはシャントキャパシタが直接接続される場合には、設計精度を高めることができる。放射電極１０に、シリーズインダクタまたはシリーズキャパシタが直接接続される場合には、直列成分によって設計精度が落ちてしまうためである。
　また、フィルタ回路を構成するインダクタには、各構成要素間を繋ぐ配線による配線インダクタが含まれてもよい。
　また、例えば、上記実施の形態に係るアンテナ装置は、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムにも適用できる。５Ｇで有望な無線伝送技術の１つは、ファントムセルとＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムとの組み合わせである。ファントムセルは、低い周波数帯域のマクロセルと高い周波数帯域のスモールセルとの間で通信の安定性を確保するための制御信号と、高速データ通信の対象であるデータ信号とを分離するネットワーク構成である。各ファントムセルにＭａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯのアンテナ装置が設けられる。Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、ミリ波帯等において伝送品質を向上させるための技術であり、各放射電極１０から送信される信号を制御することで、アンテナの指向性を制御する。また、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムは、多数の放射電極１０を用いるため、鋭い指向性のビームを生成することができる。ビームの指向性を高めることで高い周波数帯でも電波をある程度遠くまで飛ばすことができるとともに、セル間の干渉を減らして周波数利用効率を高めることができる。
　本発明は、アンテナ効率の劣化を抑制しつつ、デュアルバンドに対応できるアンテナ装置および通信装置として、Ｍａｓｓｉｖｅ　ＭＩＭＯシステムなどの通信機器に広く利用できる。
　１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ　　アンテナ装置
　２　　ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）
　３　　給電回路（ＲＦＩＣ）
　４　　誘電体基板
　５　　通信装置
　１０　　放射電極
　１１　　給電点
　１１ａ　　第１給電点
　１１ｂ　　第２給電点
　２０、２０ａ、２０ｂ　　フィルタ回路
　２１　　ハイパス型フィルタ回路（ＨＰＦ）
　２２、２２ａ　　ローパス型フィルタ回路（ＬＰＦ）
　３０　　グランド電極
　３１Ａ、３１Ｂ、３１Ｃ、３１Ｄ、３３Ａ、３３Ｂ、３３Ｃ、３３Ｄ、３７　　スイッチ
　３２ＡＲ、３２ＢＲ、３２ＣＲ、３２ＤＲ　　ローノイズアンプ
　３２ＡＴ、３２ＢＴ、３２ＣＴ、３２ＤＴ　　パワーアンプ
　３４Ａ、３４Ｂ、３４Ｃ、３４Ｄ　　減衰器
　３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃ、３５Ｄ　　移相器
　３６　　信号合成／分波器
　３８　　ミキサ
　３９　　増幅回路
　４１ａ、４１ｂ、４２ａ、４２ｂ、４２ｃ　　ビア導体
　Ｃ１　　キャパシタ（容量性素子）
　Ｃ２　　キャパシタ
　Ｌ１、Ｌ２　　インダクタ

Claims (13)

  1. 　アンテナ装置であって、
    　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板に形成された放射電極と、
    　前記誘電体基板に形成され、前記放射電極に給電する給電回路と、
    　前記放射電極と前記給電回路とを結ぶ経路上に形成されたフィルタ回路と、を備え、
    　前記フィルタ回路は、縦続接続された２つ以上の回路から構成され、
    　前記２つ以上の回路のそれぞれは、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタの少なくとも１つを有するハイパス型フィルタ回路、ならびに、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタの少なくとも１つを有するローパス型フィルタ回路のいずれかであり、
    　前記アンテナ装置は、前記放射電極の共振周波数を有さず、前記放射電極と前記２つ以上の回路のそれぞれとによって形成される、前記放射電極の共振周波数と異なる２つ以上の共振周波数を有する、
    　アンテナ装置。
  2. 　前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、
    　前記２つ以上の共振周波数には、前記放射電極と前記ハイパス型フィルタ回路とによって形成される、前記放射電極の共振周波数よりも低い共振周波数と、前記放射電極と前記ローパス型フィルタ回路とによって形成される、前記放射電極の共振周波数よりも高い共振周波数とが含まれる、
    　請求項１に記載のアンテナ装置。
  3. 　前記ハイパス型フィルタ回路は、前記放射電極の共振周波数よりも高周波側に第１の通過帯域を形成し、
    　前記ローパス型フィルタ回路は、前記放射電極の共振周波数よりも低周波側に第２の通過帯域を形成し、
    　前記フィルタ回路は、前記第１の通過帯域と前記第２の通過帯域との間に、通過帯域を形成する、
    　請求項１または２に記載のアンテナ装置。
  4. 　前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、
    　前記ハイパス型フィルタ回路は、前記ローパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されている、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  5. 　前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、
    　前記ローパス型フィルタ回路は、前記ハイパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されている、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  6. 　前記ハイパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタを有し、
    　前記ローパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタのうちの、当該キャパシタを有する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  7. 　前記ハイパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタを有し、
    　前記ローパス型フィルタ回路は、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタを有する、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  8. 　前記放射電極は、当該放射電極における異なる位置に設けられた第１給電点および第２給電点を有し、
    　前記第１給電点によって形成される偏波の方向および前記第２給電点によって形成される偏波の方向は、互いに異なる、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  9. 　前記放射電極を複数備え、
    　前記複数の放射電極は、前記誘電体基板にマトリクス状に配置される、
    　請求項１～８のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  10. 　前記フィルタ回路は、前記誘電体基板内に形成される、
    　請求項１～９のいずれか１項に記載のアンテナ装置。
  11. 　誘電体基板と、
    　前記誘電体基板に形成された放射電極と、
    　前記誘電体基板に形成され、前記放射電極に給電する給電回路と、
    　前記放射電極と前記給電回路とを結ぶ経路上に形成されたフィルタ回路と、を備え、
    　前記フィルタ回路は、縦続接続された２つ以上の回路から構成され、
    　前記２つ以上の回路のそれぞれは、前記経路上に直列に接続された容量性素子、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたインダクタの少なくとも１つを有するハイパス型フィルタ回路、ならびに、前記経路上に直列に接続されたインダクタ、および、前記経路上のノードとグランドとの間に接続されたキャパシタの少なくとも１つを有するローパス型フィルタ回路のいずれかである、
    　アンテナ装置。
  12. 　前記２つ以上の回路には、前記ハイパス型フィルタ回路および前記ローパス型フィルタ回路の両方が含まれ、
    　前記ハイパス型フィルタ回路は、前記ローパス型フィルタ回路よりも前記放射電極側に接続されている、
    　請求項１１に記載のアンテナ装置。
  13. 　請求項１～１２のいずれか１項に記載のアンテナ装置と、
    　ＢＢＩＣ（ベースバンドＩＣ）と、を備え、
    　前記給電回路は、前記ＢＢＩＣから入力された信号をアップコンバートして前記放射電極に出力する送信系の信号処理、および、前記放射電極から入力された高周波信号をダウンコンバートして前記ＢＢＩＣに出力する受信系の信号処理、の少なくとも一方を行うＲＦＩＣである、
    　通信装置。
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