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WO2017119201A1 - インバータ制御装置、モータ駆動装置、及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

インバータ制御装置、モータ駆動装置、及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2017119201A1
WO2017119201A1 PCT/JP2016/084619 JP2016084619W WO2017119201A1 WO 2017119201 A1 WO2017119201 A1 WO 2017119201A1 JP 2016084619 W JP2016084619 W JP 2016084619W WO 2017119201 A1 WO2017119201 A1 WO 2017119201A1
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WO
WIPO (PCT)
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inverter
current
phase
voltage command
control device
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/084619
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
浩志 田村
宏 青柳
富美繁 矢次
滋久 青柳
Original Assignee
日立オートモティブシステムズ株式会社
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Filing date
Publication date
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Priority to DE112016005068.2T priority patent/DE112016005068T5/de
Priority to US16/068,062 priority patent/US10924048B2/en
Priority to CN201680072438.8A priority patent/CN108476010B/zh
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    • H—ELECTRICITY
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/028—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the motor continuing operation despite the fault condition, e.g. eliminating, compensating for or remedying the fault

Definitions

  • the present invention relates to an in-vehicle inverter control device, and more particularly, to a method for reducing a calculation load of a control device for controlling a plurality of inverters and motors.
  • Patent Document 1 the current detection value of the first inverter and the current detection value of the second inverter are added, and based on the added current detection value and the current command value.
  • Patent Document 2 A technique for generating a voltage command is disclosed.
  • Patent Document 1 needs to detect current values as many as the number of systems constituting the system.
  • a system that detects the DC bus current of the inverter or the current flowing between the lower arm or upper arm of each inverter or the DC bus hereinafter referred to as 3 shunt current
  • the detected DC bus current or 3 shunt current Based on the number of systems constituting the system, it is necessary to add a process for calculating the three-phase alternating current flowing in the motor winding based on the above and a process for converting the calculated three-phase alternating current into dq axis current.
  • an object of the present invention is to reduce the calculation load of a control device without reducing the response of current control (torque control).
  • an inverter control device having at least a first inverter and a second inverter includes a current detection unit that detects a current flowing through a main circuit of the first inverter, and a detected current and a current command.
  • a current control unit that generates a voltage command value for the first inverter based on a voltage command prediction unit that generates a voltage command value for the second inverter based on a change in the voltage command value of the first inverter; Prepare.
  • the present invention has the above-described configuration, it is possible to reduce the calculation load of the control device without reducing the responsiveness of current control (torque control).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a three-phase alternating current calculation unit 300 according to the first embodiment. It is a figure explaining the relationship between a PWM signal, a three-phase alternating current, and a direct current bus current. It is a figure explaining the electric current path at the time of the switch mode 1 of FIG. It is a figure explaining the electric current path at the time of the switch mode 2 of FIG. It is a figure explaining the electric current path at the time of the switch mode 3 of FIG. It is a figure explaining the electric current path at the time of the switch mode 4 of FIG.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a current control unit 320.
  • FIG. It is a figure explaining the process sequence of the dq / 3 phase conversion part 350.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a PWM modulation unit 370 according to the first embodiment. It is a figure explaining the process sequence of the voltage command estimation part 340 concerning Example 1.
  • FIG. 1 is a figure explaining the process sequence of the electric current command production
  • generation part It is a figure explaining a 1st d-axis current command map and a q-axis current command map.
  • 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a current control unit 320.
  • FIG. It is a figure explaining the process sequence of the dq / 3 phase conversion part 350.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a PWM modulation unit 370 according to the first embodiment. It is a figure explaining the process sequence of the voltage command estimation
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure of a PWM modulation unit 380 according to the first embodiment. It is a figure explaining the electric power steering device concerning Example 2.
  • FIG. It is a figure explaining the structure of the control apparatus 280 concerning Example 2.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a processing procedure of a three-phase alternating current calculation unit 300 according to the second embodiment. It is a figure explaining the process sequence of the abnormality detection part 295 concerning Example 2.
  • FIG. It is a figure explaining the relationship between the 1st direct-current bus current IdcA and the 1st ground fault current igA.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a processing procedure of a PWM modulation unit 370 according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a processing procedure of a PWM modulation unit 380 according to the second embodiment.
  • FIG. 1A is a diagram for explaining the electric power steering apparatus according to the first embodiment.
  • the electric power steering apparatus includes a battery 10, a first inverter 20, a shunt resistor 90, an amplifier 100, a gate drive circuit 390 of the first inverter 20, a second inverter 120, Gate drive circuit 400 of second inverter 120, control device 280, motor 110, angle detector 190, output shaft 200 of motor 110, gear box 210, manual steering gear 250, tie rod 260, and wheels 270, a rod 220, a torque sensor 230, and a steering 240 operated by a driver.
  • the shunt resistor 90 used in the present embodiment is provided to detect the DC bus current IdcA (hereinafter referred to as the first DC bus current IdcA) of the first inverter 20.
  • the amplifier 100 is provided to amplify the voltage across the shunt resistor 90.
  • the angle detector 190 is provided to detect the magnetic pole position of the rotor of the motor 110.
  • the electric power steering device is configured to add a motor drive device to the steering device to reduce (assist) the amount of operation of the driver with respect to the steering 240.
  • torque is transmitted to the manual steering gear 250 through the rod 220 and the gear box 210.
  • the torque transmitted to the manual steering gear 250 is supplemented with the torque generated by the motor 110 and transmitted to the left and right wheels 270 via the left and right tie rods 260. Thereby, the left and right wheels 270 are steered.
  • the battery 10 is connected to the DC side of the first inverter 20 and the second inverter 120 and supplies a DC voltage to the first inverter 20 and the second inverter 120.
  • the low potential side bus on the negative electrode side of the battery 10 and the DC side of the first inverter 20 is connected via a shunt resistor 90.
  • a configuration in which a shunt resistor 90 is connected to the negative electrode side of the battery 10 and the low potential side bus of the first inverter 20 will be described.
  • the high potential side of the positive side of the battery 10 and the DC side of the first inverter 20 is described.
  • a configuration in which a shunt resistor is connected to the bus may be used.
  • a configuration in which a shunt resistor is connected between the positive electrode side (negative electrode side) of the battery 10 and the high potential side bus (low potential side bus) on the DC side of the second inverter 120 may be used.
  • the structure which attached the Hall type current sensor to each phase alternating current bus line side of either one of the 1st inverter 20 and the 2nd inverter 120 may be sufficient.
  • the three-phase AC bus side of the first inverter 20 is connected to the first three-phase winding wound around the stator of the motor 110.
  • the three-phase AC bus side of the second inverter 120 is connected to a second three-phase winding wound around the stator of the motor 110.
  • the switching elements 30 to 80 of the upper and lower arms of each phase of the first inverter 20 are turned on or off based on the first PWM signals SupA, SunA, SvpA, SvnA, SwpA, SwnA generated by the control device 280, and the battery
  • the DC voltage supplied from 10 is converted into a three-phase AC voltage having a variable voltage and a variable frequency.
  • the switching elements 130 to 180 of the upper and lower arms of the second inverter 120 are turned on or off based on the second PWM signals SupB, SunB, SvpB, SvnB, SwpB, and SwnB generated by the control device 280.
  • the DC voltage supplied from the battery 10 is converted into a three-phase AC voltage having a variable voltage and a variable frequency.
  • the first and second inverters 20 and 120 apply the converted three-phase AC voltage to the first and second three-phase windings wound around the stator of the motor 110, and the first and second inverters A three-phase alternating current is generated in each of the three-phase windings.
  • the motor 110 generates a rotating magnetic field corresponding to the three-phase alternating current flowing in the first and second three-phase windings wound around the stator, and accelerates or decelerates the rotor (not shown) by the generated rotating magnetic field.
  • the torque for making it generate is generated.
  • the motor 110 outputs the generated torque to the output shaft 200 and supplies it to the manual steering gear 250 via the gear box 210.
  • the main circuit of the first inverter 20 includes switching elements 30 to 80.
  • the switching elements 30 to 80 are configured by combining a metal oxide field effect transistor (MOSFET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) and a diode. Since the circuit configuration of the first inverter 20 according to the present embodiment is known, detailed description thereof is omitted here.
  • MOSFET metal oxide field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching element 30 of the U-phase upper arm of the first inverter 20 is turned on or off based on the first PWM signal SupA amplified by the gate drive circuit 390. Thereafter, similarly, the switching elements 40, 50, 60, 70, 80 of the first inverter 20 are based on the first PWM signals SunA, SvpA, SvnA, SwpA, SwnA, respectively, which are voltage amplified by the gate drive circuit 390. Turn on or off.
  • the main circuit of the second inverter 120 is configured similarly to the first inverter 20.
  • the switching element 130 of the U-phase upper arm of the second inverter 120 is turned on or off based on the second PWM signal SupB that has been voltage amplified by the gate drive circuit 400.
  • the switching elements 140, 150, 160, 170, and 180 of the second inverter 120 are based on the second PWM signals SunB, SvpB, SvnB, SwpB, and SwnB that are voltage-amplified by the gate drive circuit 400, respectively. Turn on or off.
  • the configuration and processing contents of the control device 280 will be described with reference to FIG.
  • the control device 280 includes a carrier generation unit 290, a three-phase alternating current calculation unit 300, a three-phase / dq conversion unit 310, a current control unit 320, a current command generation unit 330, a voltage command prediction unit 340, and a dq / 3-phase conversion unit 350. 360, PWM modulators 370 and 380.
  • the control device 280 includes a first DC bus current IdcA detected by the shunt resistor 90 and the amplifier 100, and a magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 detected by the angle sensor 190.
  • the torque Ts transmitted from the steering 240 to the rod 220 detected by the torque sensor 230 is input.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 outputs the first current that flows to the first inverter 20 at a timing determined based on the relationship between the triangular wave carrier Carrier and the first three-phase alternating voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • DC bus current IdcA is obtained.
  • the triangular wave carrier Carrier is generated by the carrier generation unit 290, and the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA * are generated by the dq / 3-phase conversion unit 350 described later.
  • the three-phase AC current calculation unit 300 calculates the first three-phase AC currents iuA, ivA, and iwA that flow through the first three-phase winding of the motor 110 based on the acquired first DC bus current IdcA. To do.
  • the three-phase / dq conversion unit 310 includes a first d-axis current idA flowing in the d-axis of the motor 110 based on the first three-phase AC currents iuA, ivA, iwA and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110. , A first q-axis current iqA flowing in the q-axis is calculated.
  • the current command generator 330 generates a first d-axis current command idA * and a q-axis current command iqA * for the motor 110 based on the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 and the torque Ts.
  • the current control unit 320 uses the first proportional integration control or the like so that the first d-axis current idA and the q-axis current iqA coincide with the first d-axis current command idA * and the q-axis current command iqA *. D-axis voltage command vdA * and q-axis voltage command vqA * are generated.
  • the dq / 3-phase converter 350 generates a first three-phase AC voltage command vuA * based on the first d-axis voltage command vdA *, the q-axis voltage command vqA *, and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110.
  • vvA * and vwA * are calculated.
  • the PWM modulation unit 370 includes the first PWM signals SupA, SunA, SvpA, SvnA, SwpA, and SwnA are generated.
  • the voltage command predicting unit 340 predicts the second d-axis voltage command vdB * and the q-axis voltage command vqB * based on the first d-axis voltage command vdA * and the q-axis voltage command vqA *.
  • the dq / 3-phase conversion unit 360 generates second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB * based on the second d-axis voltage command vdB * and the q-axis voltage command vqB *.
  • the PWM modulation unit 380 generates PWM signals SupB, SunB, SvpB, SvnB for the upper and lower arms of the second inverter 120 based on the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, vwB * and the triangular wave carrier Carrier. , SwpB, SwnB are generated.
  • the voltage command predicting unit 340 of the present embodiment predicts the second d-axis voltage command vdB * and the q-axis voltage command vqB * based on the first d-axis voltage command vdA * and the q-axis voltage command vqA *.
  • the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB * may be predicted based on the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • the DC bus current of all systems is detected, and the voltage command of the inverter of all systems is generated by current control such as proportional component control.
  • current control such as proportional component control.
  • the load of the current detection process, the three-phase alternating current calculation process, the three-phase / dq conversion process, and the current control process can be largely eliminated. That is, the amount of calculation for controlling the second inverter 120 and the motor 110 can be reduced.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining the processing procedure of the three-phase alternating current calculation unit 300.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 has a timing determined based on the relationship between the triangular wave carrier Carrier and the first three-phase alternating voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • the first DC bus current IdcA flowing through the first inverter 20 is acquired, and the first three-phase AC currents iuA, ivA, iwA are calculated based on the acquired first DC bus current IdcA.
  • the first maximum phase voltage command is the first X-phase AC voltage command vxA *
  • the first intermediate phase voltage command is the first Y-phase AC voltage command vyA *
  • the first minimum phase voltage command The command is defined as a first Z-phase AC voltage command vzA *. That is, vxA *, vyA *, vzA *, ixA, iyA shown in FIG. 2 according to the relationship between the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase of the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, vwA *. , IzA, the subscripts x, y, and z are replaced with u, v, and w, respectively.
  • Step a-1 it is determined whether or not the first X-phase AC voltage command vxA * (first maximum phase voltage command) is larger than the triangular wave carrier Carrier. If vxA * is larger than Carrier, it is determined in step a-2 whether or not the first Y-phase AC voltage command vyA * (first intermediate phase voltage command) is smaller than the triangular wave carrier Carrier. If vyA * is smaller than Carrier, the process proceeds to step a-3. If vyA * is not smaller than Carrier, the first Z-phase AC voltage command vzA * (first step) is entered in step a-8. Is determined to be smaller than the triangular wave carrier Carrier.
  • step a-3 it is determined whether or not the first timer counter value Tcnt1 is larger than a predetermined threshold value Tth1. If Tcnt1 is not larger than Tth1, Tcnt1 is counted up at step a-7, and then the process at step a-3 is repeated. If Tcnt1 is larger than Tth1, the first DC bus current IdcA is detected in step a-4, and the first X-phase AC current ixA is calculated based on the equation (1).
  • step a-5 the first X-phase alternating current ixA and the first Z-phase alternating current izA calculated in step a-10 described later are substituted into the equation (2), and the first Y A phase alternating current iyA is calculated.
  • step a-6 the first timer counter value Tcnt1 is reset to zero, and then the process returns to step a-1.
  • the first timer counter value is determined in step a-9. It is determined whether or not Tcnt1 is greater than a predetermined threshold value Tth1. If Tcnt1 is not greater than Tth1, Tcnt1 is counted up at step a-11, and then the process at step a-9 is repeated. If Tcnt1 is larger than Tth1, the first DC bus current IdcA is detected in step a-10, and the first Z-phase AC current izA is calculated based on the equation (3).
  • step a-8 If it is determined in step a-8 that the first Z-phase AC voltage command vzA * (first minimum phase voltage command) is not smaller than the triangular wave carrier Carrier, the process proceeds to step a-6. Then, after resetting the first timer counter value Tcnt1 to zero, the processing returns to step a-1. The same applies when it is determined in step a-1 that the first X-phase AC voltage command vxA * (first maximum phase voltage command) is not larger than the triangular wave carrier Carrier.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship among the PWM signals SupA, SvpA, SwpA of the first upper-phase arms, the first three-phase AC currents iuA, ivA, iwA, and the first DC bus current IdcA. .
  • the principle by which the three-phase AC current calculation unit 300 calculates the first three-phase AC currents iuA, ivA, and iwA from the first DC bus current IdcA will be described with reference to FIG.
  • the maximum phase, the intermediate phase, and the minimum phase are set to the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
  • the three-phase alternating currents iuA, ivA, and iwA define the direction in which the first inverter 20 flows out to the three-phase winding of the motor 110 as positive.
  • the first DC bus current IdcA is defined as positive in the direction flowing from the low potential side bus of the first inverter 20 to the negative electrode side of the battery 10.
  • the PWM signals SupA, SvpA, SwpA of the first upper arms of each phase are generated by comparing the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, vwA * and the carrier Carreir. That is, the PWM signal SupA is a signal that turns on when vuA * is larger than the carrier, and a signal that turns off when vuA * is smaller than the carrier. The same applies to the PWM signals SvpA and SwpA.
  • the switch mode is set to 1, and when SupA and SvpA are turned on, SwpA is turned off.
  • the switch mode is set to 2 for a signal to be turned on, the switch mode is set to 3 for a signal to turn off SvpA and SwpA when the signal to turn on SupA, and the signal to turn off all of SupA, SvpA and SwpA. Set the switch mode to 4.
  • the switch mode 1 the first three-phase AC currents iuA, ivA, and iwA flow, but the first DC bus current IdcA does not flow.
  • the first DC bus current IdcA is -iwA.
  • the first DC bus current IdcA indicates iuA.
  • the switch mode 4 as in the switch mode 1, the first three-phase AC currents iuA, ivA, and iwA flow, but the first DC bus current IdcA does not flow.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining current paths of the first three-phase AC currents iuA, ivA, iwA and the first DC bus current IdcA corresponding to the switch mode shown in FIG. 4A shows the switch mode 1, FIG. 4B shows the switch mode 2, FIG. 4C shows the switch mode 3, and FIG. 4D shows the switch mode 4. Respectively.
  • the first three-phase alternating currents iuA, ivA, iwA flow only between the switching elements 30, 50, 70 of the upper arms of each phase and the three-phase windings (not shown) of the motor 110. Accordingly, since no current flows through the shunt resistor 90, the first DC bus current Idc is zero.
  • the first W-phase alternating current iwA flows into the negative electrode side of the battery 10 via the switching element 80 and the shunt resistor 90 of the W-phase lower arm. Then, the first W-phase AC current iwA that flows out from the positive electrode side of the battery 10 is combined with the first V-phase AC current ivA that flows in the U-phase direction from the switching element 50 of the V-phase upper arm. It becomes a U-phase alternating current iuA and flows out to the U-phase winding (not shown) of the motor 110 via the switching element 30 of the U-phase upper arm.
  • first DC bus current Idc indicates first W-phase AC current iwA.
  • first DC bus current IdcA is in the positive direction
  • the first W-phase AC current iwA is in the negative direction. Therefore, the first DC bus current IdcA and the first W-phase AC are The relationship of the current iwA is expressed by equation (7).
  • the expression (7) is synonymous with the expression (4) described above.
  • the first U-phase alternating current iuA flows out to the U-phase winding (not shown) of the motor 110 via the battery 10 and the switching element 30 of the U-phase upper arm.
  • the first U-phase AC current iuA flowing in the U-phase winding (not shown) is supplied to the V-phase winding (not shown) and the W-phase winding (not shown) of the motor 110, respectively.
  • ivA and the first W-phase alternating current iwA are shunted.
  • the first V-phase AC current ivA flowing from the V-phase winding (not shown) into the switching element 60 of the V-phase lower arm is transferred from the W-phase winding (not shown) to the switching element 80 of the W-phase lower arm.
  • the first W-phase AC current iwA that has flowed in is combined with the first U-phase AC current iuA and flows into the shunt resistor 90. Therefore, in switch mode 3, since first U-phase AC current iuA flows through shunt resistor 90, first DC bus current Idc indicates first U-phase AC current iuA. Since the first DC bus current IdcA at this time is in the positive direction and the first U-phase AC current iuA is also in the positive direction, the relationship between the first DC bus current IdcA and the first U-phase AC current iuA is (8) The formula (8) is synonymous with the above-described formula (5).
  • the first three-phase alternating currents iuA, ivA, iwA flow only between the switching elements 40, 60, 80 of the lower arm of each phase and the three-phase windings (not shown) of the motor 110. Accordingly, since no current flows through the shunt resistor 90, the first DC bus current Idc is zero.
  • the first three-phase AC currents iuA, ivA, and iwA are calculated using the first DC bus current IdcA flowing through the shunt resistor 90.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a processing procedure in which the three-phase / dq conversion unit 310 calculates the first d-axis current idA and the q-axis current iqA.
  • step b-1 the first three-phase alternating currents iuA, ivA, and iwA calculated by the three-phase alternating current calculation unit 300 are acquired.
  • step b-2 the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 detected by the angle sensor 190 is acquired.
  • step b-3 the first three-phase alternating currents iuA, ivA, iwA and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 are substituted into the equation (9), and the first d-axis current idA and the first q-axis A current iqA is calculated.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a processing procedure in which the current command generation unit 330 generates the first d-axis current command idA * and the q-axis current command iqA *.
  • step c-1 the torque Ts detected by the torque sensor 230 is acquired.
  • step c-2 the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 detected by the angle sensor 190 is acquired.
  • step c-3 the electrical angular velocity ⁇ of the rotor of the motor 110 is calculated based on the equation (10).
  • Step c-4 the first d-axis current command idA * and the q-axis current command iqA * corresponding to the torque Ts and the electrical angular velocity ⁇ are set.
  • An example of specific processing will be described with reference to FIG.
  • FIG. 7 shows a first d-axis current command map and a q-axis current command map in which the torque Ts and the electrical angular velocity ⁇ are set on the vertical axis and the horizontal axis, respectively.
  • a map is stored in advance in a memory (not shown) of the current command generation unit 330, and an array (x) corresponding to the torque Ts acquired in step c-1 and the electrical angular velocity ⁇ calculated in step c-3.
  • Y) first d-axis current command idA * (x, y) and q-axis current command iqA * (x, y) are called from the memory.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a processing procedure in which the current control unit 320 generates the first d-axis voltage command vdA * and the q-axis voltage command vqA *.
  • step d-1 the first dq axis current commands idA * and iqA * set by the current command generator 330 are acquired.
  • step d-2 the first dq-axis currents idA and iqA calculated by the three-phase / dq converter 310 are acquired.
  • step d-3 the first dq-axis current deviations ⁇ idA and ⁇ iqA are calculated based on the equation (11).
  • step d-4 based on the first dq-axis current deviations ⁇ idA and ⁇ iqA calculated in step d-3 and the equation (12), the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * are calculated. Is calculated.
  • the values of the dq axis proportional gains Kpd, Kpq and the dq axis integral gains Kid, Kiq are stored in advance in a memory (not shown) of the current control unit 320.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a processing procedure in which the dq / 3-phase conversion unit 350 calculates the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • step e-1 the first dq axis voltage commands vdA * and vqA * calculated by the current control unit 320 are acquired.
  • step e-2 the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 detected by the angle sensor 190 is acquired.
  • step e-3 the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * acquired in step e-1 and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 acquired in step e-2 are expressed by equation (13). Substituting and the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA * are calculated.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a processing procedure in which the PWM modulation unit 370 generates the first PWM signals SupA, SunA, SvpA, SvnA, SwpA, and SwnA for the upper and lower arms of the first inverter 20.
  • step f-1 the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA * calculated by the dq / 3-phase converter 350 are acquired. Subsequently, in step f-2, it is determined whether or not the first U-phase AC voltage command vuA * acquired in step f-1 is equal to or greater than the triangular wave carrier Carrier.
  • step f-2 if vuA * is equal to or higher than Carrier, in step f-3, the PWM signal SunA of the first U-phase lower arm is set off, and then in step f-4, the first The U-phase upper arm PWM signal SupA is set to ON.
  • step f-2 if vuA * is not equal to or higher than Carrier, in step f-5, the PWM signal SupA of the first U-phase upper arm is set to OFF, and then in step f-6.
  • the PWM signal SunA of the first U-phase lower arm is set to ON.
  • step f-7 it is determined whether or not the first V-phase AC voltage command vvA * acquired in step f-1 is equal to or greater than the triangular wave carrier Carrier. If vvA * is equal to or higher than Carrier, in step f-8, the PWM signal SvnA of the first V-phase lower arm is set to OFF, and then in step f-9, the first V-phase upper arm The PWM signal SvpA is set on.
  • step f-10 the PWM signal SvpA of the first V-phase upper arm is set to OFF, and then in step f-11, the first V-phase lower The arm PWM signal SvnA is set to ON.
  • step f-12 it is determined whether or not the first W-phase AC voltage command vwA * acquired in step f-1 is equal to or greater than the triangular wave carrier Carrier. If vwA * is equal to or higher than Carrier, in step f-13, the PWM signal SwnA of the first W-phase lower arm is set to OFF, and then in step f-14, the first W-phase upper arm The PWM signal SwpA is set on. On the other hand, if vwA * is not equal to or higher than Carrier, the PWM signal SwpA of the first W-phase upper arm is set to OFF in step f-15, and then the first W-phase lower in step f-16. The arm PWM signal SwnA is set to ON.
  • the average value of the UVW-phase PWM voltage output from the first inverter 20 is set to the first value.
  • the three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA * can be matched.
  • Such a PWM signal generation method is generally known as a triangular wave comparison method.
  • the PWM signal generation method is not limited to the triangular wave comparison method, and a space vector modulation method or the like may be used.
  • the gate drive circuit 390 amplifies the voltages of the first phase upper and lower arm PWM signals SupA to SwnA generated by the PWM modulation unit 370, and gates the switching elements 30 to 80 of each phase upper and lower arms of the first inverter 20. To enter.
  • the switching elements 30 to 80 of the upper and lower arms of the first inverter 20 are turned on / off according to the PWM signals SupA to SwnA of the upper and lower arms of the first phase.
  • FIG. 11 shows that the voltage command prediction unit 340 according to the first embodiment performs the second d-axis voltage command vdB * and the q-axis voltage command vqB based on the first d-axis voltage command vdA * and the q-axis voltage command vqA *. It is a figure explaining the process sequence which estimates *.
  • step g-1 the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * calculated by the current control unit 320 are acquired.
  • step g-2 the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * acquired in step g-1 and the previous value vdAold of the first dq-axis voltage command set in step g-4 described later.
  • * And vqAold * are substituted into the equation (14), and the differences ⁇ vdA * and ⁇ vqA * of the first dq axis voltage command are calculated.
  • step g-3 the difference between the first dq-axis voltage command ⁇ vdA * and ⁇ vqA * calculated in step g-2 and the previous d-q-axis voltage command set in step g-4 described later.
  • the values vdBold * and vqBold * are substituted into the equation (15) to generate the second dq axis voltage commands vdB * and vqB *.
  • step g-4 the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * acquired in step g-1 and the second dq-axis voltage commands vdB * and vqB * generated in step g-3 are used. Is substituted into the equation (16), and the previous values vdAold * and vqAold * of the first dq-axis voltage command and the previous values vdBold * and vqBold * of the second dq-axis voltage command are set.
  • the differences ⁇ vdA * and ⁇ vqA * of the first dq axis voltage command are directly used as the second dq axis.
  • a method of adding to the previous values vdBold * and vqBold * of the voltage command is described.
  • the difference in circuit parameters and the like between the first inverter 20 and the second inverter 120 by means of, for example, multiplying a predetermined coefficient by ⁇ vdA * and ⁇ vqA * and then adding it to vdBold * and vqBold *. You may comprise so that it may supplement.
  • the voltage command prediction unit 340 may be configured by a method of calculating the second dq-axis voltage commands vdB * and vqB * by multiplying the previous values vdBold * and vqBold * of the shaft voltage command. Such a method also does not depart from the spirit of generating the voltage command value of the second inverter based on the change in the voltage command value of the first inverter.
  • FIG. 12 shows that the dq / 3-phase converter 360 generates the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB * based on the second d-axis voltage command vdB * and the q-axis voltage command vqB *. It is a figure explaining the process sequence to perform.
  • the basic operation is the same as that of the dq / 3-phase conversion unit 350 described with reference to FIG. 9, and the second dq-axis voltage commands vdB * and vqB * acquired in step h-1 and step h-2.
  • the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB * are calculated.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a processing procedure in which the PWM modulation unit 380 generates the second PWM signals SupB, SunB, SvpB, SvnB, SwpB, and SwnB for the upper and lower arms of the second inverter 20. Since the basic idea is the same as the procedure described in FIG. 10, detailed description thereof is omitted here.
  • the gate drive circuit 400 amplifies the voltages of the PWM signals SupB to SwnB of the second phase upper and lower arms generated by the PWM modulation unit 380, and gates the switching elements 130 to 180 of the phase upper and lower arms of the second inverter 120. To enter.
  • the switching elements 130 to 180 of the upper and lower arms of the second inverter 120 are turned on / off according to the PWM signals SupB to SwnB of the upper and lower arms of the second phase.
  • FIG. 14A is a diagram for explaining the electric power steering apparatus according to the second embodiment.
  • the electric power steering apparatus has the following differences compared to the configuration of the electric power steering apparatus according to the first embodiment.
  • the electric power steering apparatus according to this embodiment includes a shunt resistor 95 for detecting a DC bus current IdcB (hereinafter referred to as a second DC bus current IdcB) of the second inverter 120, and a voltage across the shunt resistor 95. And an amplifier 105 for amplifying the signal.
  • the controller 280 receives the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB.
  • a shunt resistor 95 for detecting a DC bus current IdcB (hereinafter referred to as a second DC bus current IdcB) of the second inverter 120, and a voltage across the shunt resistor 95.
  • an amplifier 105 for amplifying the signal.
  • the controller 280 receives the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB.
  • the control device 280 detects a detection current that selects one of the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB as a detection current.
  • a selection unit 285 and an abnormality detection unit 295 are included.
  • the electric power steering apparatus detects the DC bus current of each system by sequentially switching.
  • the voltage command of the inverter of the system in which the DC bus current is detected is generated by current control such as proportional integral control.
  • the voltage command of the inverter of the system in which no DC bus current is detected is the previous value of the voltage command of the inverter in which the DC bus current is detected in the voltage command one operation cycle before the inverter of the system in which no DC bus current is detected And the difference between the latest value and the latest value.
  • the DC bus current of all the systems is detected, and the voltage commands for the inverters of all systems are generated using general current control such as proportional integral control.
  • general current control such as proportional integral control.
  • the configuration and processing content of the control device 280 will be described with reference to FIG.
  • the control device 280 includes a detection current selection unit 285, a carrier generation unit 290, an abnormality detection unit 295, a three-phase AC current calculation unit 300, a three-phase / dq conversion unit 310, a current control unit 320, a current command generation unit 330, and a voltage command.
  • Prediction unit 340, dq / 3 phase conversion unit 350, 360, PWM modulation unit 370, 380 are provided.
  • the detection current selection unit 285 selects one of the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB as the detection current.
  • the detection current selection unit 285 selects the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB by sequentially switching at predetermined timings.
  • the three-phase AC current calculation unit 300 includes the triangular wave carrier Carrier and the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • the first DC bus current IdcA is acquired at a timing determined based on the relationship.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 calculates the first three-phase alternating currents iuA, ivA, and iwA that flow through the first three-phase winding of the motor 110 based on the acquired first direct-current bus current IdcA.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 sets the calculated first three-phase alternating currents iuA, ivA, and iwA as the three-phase alternating currents iu, iv, and iw for one system.
  • the abnormality detection unit 295 detects the first DC bus current IdcA and the three-phase AC at a timing determined based on the relationship between the triangular wave carrier Carrier and the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, and vwA *.
  • the three-phase alternating currents iu, iv, iw (that is, the first three-phase alternating currents iuA, ivA, iwA) for one system calculated by the current calculation unit 300 are acquired.
  • the abnormality detection unit 295 detects an abnormality (ground fault) of the system configured by the first inverter 20 and the motor 110 based on the acquired first DC bus current IdcA and the first three-phase AC currents iuA, ivA, iwA. Or overcurrent).
  • the three-phase AC current calculation unit 300 uses the triangular wave carrier Carrier and the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, vwB.
  • the second DC bus current IdcB is acquired at a timing determined based on the relationship with *.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 calculates the second three-phase alternating currents iuB, ivB, and iwB that flow through the second three-phase winding of the motor 110 based on the acquired second direct current bus current IdcB.
  • the three-phase alternating current calculation unit 300 sets the calculated second three-phase alternating currents iuB, ivB, and iwB as the three-phase alternating currents iu, iv, and iw for one system.
  • the abnormality detection unit 295 detects the second DC bus current IdcB and the three-phase AC at a timing determined based on the relationship between the triangular wave carrier Carrier and the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB *.
  • the three-phase alternating currents iu, iv, iw (that is, the second three-phase alternating currents iuB, ivB, iwB) for one system calculated by the current calculation unit 300 are acquired.
  • the abnormality detection unit 295 detects an abnormality (ground fault) of the system configured by the second inverter 120 and the motor 110 based on the acquired second DC bus current IdcB and the second three-phase AC currents iuB, ivB, and iwB. Or overcurrent).
  • the three-phase / dq converter 310 is a d-axis current that flows in the d-axis for one system of the motor 110 based on the three-phase AC currents iu, iv, iw for one system and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 id and q-axis current iq flowing in the q-axis are calculated.
  • the current command generator 330 generates a d-axis current command id * and a q-axis current command iq * for one system of the motor 110 based on the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110 and the torque Ts.
  • the current control unit 320 sets the d-axis voltage for one system so that the d-axis current id and q-axis current iq for one system match the d-axis current command id * and q-axis current command iq * for one system.
  • a command vd * and a q-axis voltage command vq * are generated.
  • the voltage command prediction unit 340 When the detection current selection unit 285 selects the first DC bus current IdcA, the voltage command prediction unit 340 outputs the dq axis voltage commands vd * and vq * for one system to the first dq axis.
  • the voltage commands vdA * and vqA * are set and the latest first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * and the first dq-axis voltage commands vdAold * and vqAold * one calculation cycle before are used.
  • the voltage command prediction unit 340 sends the dq axis voltage commands vd * and vq * for one system to the second d ⁇ .
  • the voltage command prediction unit 340 sends the dq axis voltage commands vd * and vq * for one system to the second d ⁇ .
  • q-axis voltage commands vdB *, vqB *, and the latest second dq-axis voltage commands vdB *, vqB * and second d-q-axis voltage commands vdBold *, vqBold * one calculation cycle before Are added to the first dq axis voltage commands vdAold * and vqAold * one calculation cycle before to calculate the first dq axis voltage commands vdA * and vqA *.
  • the dq / 3-phase converter 350 generates a first three-phase AC voltage command vuA * based on the first d-axis voltage command vdA *, the q-axis voltage command vqA *, and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110.
  • vvA * and vwA * are calculated.
  • the PWM modulation unit 370 includes the first three-phase AC voltage commands vuA *, vvA *, vwA *, the triangular wave carrier Carrier, the first ground fault determination flag FaultA1 generated by the abnormality detection unit 295, and the first overcurrent.
  • the first PWM signals SupA, SunA, SvpA, SvnA, SwpA, and SwnA of the upper and lower arms of each phase of the first inverter 20 are generated based on the determination flag FaultA2.
  • the dq / 3-phase conversion unit 360 generates a second three-phase AC voltage command vuB * based on the second d-axis voltage command vdB *, the q-axis voltage command vqB *, and the magnetic pole position ⁇ of the rotor of the motor 110.
  • vvB * and vwB * are calculated.
  • the PWM modulation unit 380 includes the second three-phase AC voltage commands vuB *, vvB *, vwB *, the triangular wave carrier Carrier, the second ground fault determination flag FaultB1 generated by the abnormality detection unit 295, and the second overcurrent. Based on the determination flag FaultB2, second PWM signals SupB, SunB, SvpB, SvnB, SwpB, and SwnB for the upper and lower arms of the second inverter 120 are generated.
  • the carrier generation unit 290, the three-phase / dq conversion unit 310, the current command generation unit 330, the current control unit 320, and the dq / 3-phase conversion units 350 and 360 have the same processing contents as in the first embodiment. Therefore, detailed description is omitted.
  • the detection current selection unit 285 selects one of the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB by sequentially switching at a predetermined timing.
  • the detection current selection unit 285 sets either the first DC bus current IdcA or the second DC bus current IdcB as the DC bus current Idc for one system.
  • the timing for switching the selection between the first DC bus current IdcA and the second DC bus current IdcB may be set at predetermined time intervals. Desirably, it is set to a period in which all the upper arms of each phase of the inverter are on and all the lower arms of each phase are off, or a period in which all of the lower arms of each phase are on and all of the upper arms of each phase are off.
  • FIG. 15 is a diagram for explaining the processing procedure of the three-phase alternating current calculation unit 300 according to the second embodiment.
  • the three-phase AC current calculation unit 300 calculates the three-phase AC currents iu, iv, and iw for one system based on either the first DC bus current IdcA or the second DC bus current IdcB. .
  • the subscripts corresponding to the maximum phase, intermediate phase, and minimum phase are represented as x, y, and z.
  • the three-phase AC current calculation unit 300 determines whether or not the detection current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA in Step j-1.
  • the detection current selection unit 285 selects the first DC bus current IdcA, the first three-phase AC currents iu, iv, iw for one system are obtained as a result of the processing from step j-2 to j-12.
  • the three-phase alternating currents iuA, ivA, and iwA are set. Since the processing in this case is substantially the same as the processing procedure described in the first embodiment with reference to FIG. 2, detailed description thereof is omitted. However, the expressions (1), (2), and (3) are replaced by the following expressions (18), (19), and (20), respectively.
  • the detection current selection unit 285 selects the second DC bus current IdcA at step j-1
  • the three-phase AC current for one system is obtained by the processing from step j-13 to j-22.
  • the second three-phase alternating currents iuB, ivB, and iwB are set as iu, iv, and iw. Since the processing in this case is almost the same as the processing procedure described with reference to FIG. 2 in the first embodiment, detailed description thereof is omitted. However, the expressions (1), (2), and (3) are replaced with the expressions (21), (19), and (22), respectively.
  • the detection current selection unit 285 selects the first direct-current bus current IdcA, the three-phase alternating current iuA flowing through the first three-phase winding, ivA, iwA can be calculated, and when the detection current selection unit 285 selects the second DC bus current IdcB, the three-phase AC currents iuB, ivB, iwB flowing through the second three-phase winding Can be calculated.
  • the relationship between the PWM signal of each phase upper arm generated by comparing the three-phase AC voltage command and the carrier, the three-phase AC current, and the DC bus current is the same as in FIG. .
  • the current paths of the three-phase alternating current and the direct current bus current corresponding to the inverter switch mode are the same as those in FIG.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating a processing procedure in which the abnormality detection unit 295 determines the presence / absence of a system abnormality (ground fault or overcurrent) based on the DC bus current and the three-phase AC current.
  • a system abnormality ground fault or overcurrent
  • the abnormality detection unit 295 determines whether or not the detection current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA in step k-1.
  • the detected current selection unit 285 selects the first DC bus current IdcA in step k-1
  • the first X-phase AC voltage command vxA * (first maximum phase voltage) is selected in step k-2. It is determined whether or not (command) is smaller than the triangular wave carrier Carrier. If vxA * is smaller than Carrier, the process proceeds to Step k-3. If vxA * is not smaller than Carrier, the process proceeds to Step k-7.
  • step k-3 it is determined whether or not the second timer counter value Tcnt2 is larger than a predetermined threshold value Tth2. If Tcnt2 is not larger than Tth2, the process of step k-3 is repeated after counting up Tcnt2 in step k-14.
  • Tcnt2 is larger than Tth2
  • step k-4 the detected first DC bus current IdcA is substituted into the equation (23), and the first ground fault current igA is calculated.
  • the fact that the first ground fault current igA is expressed by the equation (23) will be described later with reference to FIG.
  • step k-5 it is determined whether or not the first ground fault current igA is larger than a predetermined threshold value Igth.
  • the first ground fault determination flag Fault A1 is set to ON (ground fault occurrence) in step k-6, and the process proceeds to step k-7. If igA is not greater than Igth, the process proceeds to step k-7 without executing step k-6.
  • step k-15 is performed instead of the process of steps k-2 to k-6.
  • step k-19 it is determined whether or not a ground fault has occurred in the inverter of the second system.
  • the second ground fault current igB is calculated by the equation (24).
  • step k-7 the second timer counter value Tcnt2 is reset to zero.
  • the abnormality detection unit 295 determines whether or not an overcurrent has occurred by the processing from step k-8 to step k-13.
  • step k-8 it is determined whether or not the absolute value
  • step k-9 It is determined whether or not the detection current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA. If the detection current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA, the first overcurrent determination flag FaultA2 is set to on (overcurrent generation) in step k-10. If the detection current selection unit 285 has not selected the first DC bus current IdcA, the second overcurrent determination flag FaultB2 is set to on (overcurrent generation) in step k-11.
  • abnormality detection part 295 in a present Example is comprised so that ground fault generation
  • production may be determined, you may comprise only one, for example.
  • FIG. 17 shows that in the system constituted by the first inverter 20 and the first three-phase winding, a ground fault occurs between the W phase and the ground, and each upper arm is off and each lower arm is turned off. It is a figure explaining the relationship between the 1st DC bus current IdcA detected when all are ON, and the 1st ground fault current igA.
  • FIG. 17 (a) shows a mode in which the first ground fault current igA flows from the W phase to the ground side.
  • FIG. 17B shows a mode in which the first ground fault current igA flows from the ground to the W phase side.
  • no ground fault occurs, no current flows through the shunt resistor 90 as described in FIG. 4D.
  • the shunt resistor 90 and the ground fault resistance are shown in FIG. A ground fault current igA flows through 98. Therefore, the first DC bus current IdcA detected when the upper arms of each phase are all off and the lower arms of each phase are all on is the first ground fault current igA, and the relationship of the above-described equation (23) is established. .
  • the ground fault generated in the system constituted by the second inverter 120 and the second three-phase winding is the same as that of the system constituted by the first inverter 20 and the first three-phase winding described above. Since this is a phenomenon, the description is omitted.
  • FIG. 18 illustrates a processing procedure in which the voltage command predicting unit 340 according to the second embodiment calculates the first dq axis voltage commands vdA * and vqA * and the second dq axis voltage commands vdB * and vqB *. It is a figure explaining.
  • the voltage command prediction unit 340 acquires the dq-axis voltage commands vd * and vq * for one system calculated by the current control unit 320 in Step 1-1. In step 1-2, it is determined whether or not the detection current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA.
  • step 1-2 If it is determined in step 1-2 that the detected current selection unit 285 has selected the first DC bus current IdcA, it is acquired in step 1-1 based on the equation (25) in step 1-3.
  • the dq axis voltage commands vd * and vq * for one system are set as the first dq axis voltage commands vdA * and vqA *.
  • step 1-4 the first dq-axis voltage commands vdA *, vqA * and the previous values vdAold *, vqAold * of the first dq-axis voltage commands set in step 1-6, which will be described later.
  • step 1-5 the differences ⁇ vdA * and ⁇ vqA * of the first dq-axis voltage command and the previous values vdBold * and vqBold of the second dq-axis voltage command set in step 1-6 to be described later.
  • * By substituting * into the equation (15), second dq-axis voltage commands vdB * and vqB * are generated.
  • step 1-6 the voltage command prediction unit 340 generates the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * calculated in step 1-3 and the second dq-axis voltage generated in step 1-5. Substituting the commands vdB * and vqB * into the equation (16), the previous values vdAold * and vqAold * of the first dq axis voltage command and the previous values vdBold * and vqBold * of the second dq axis voltage command Set.
  • step l-1 The dq-axis voltage commands vd * and vq * for one system acquired in step (2) are set as the second dq-axis voltage commands vdB * and vqB *.
  • Step 1-8 the second dq-axis voltage commands vdB * and vqB * and the previous values vdBold * and vqBold * of the second dq-axis voltage command set in Step 1-6 are set. Substituting into the equation (27), the difference ⁇ vdB *, ⁇ vqB * of the second dq axis voltage command is calculated.
  • Step 1-9 the differences ⁇ vdB * and ⁇ vqB * of the second dq axis voltage command and the previous values vdAold * and vqAold * of the first dq axis voltage command set in Step 1-6 are obtained. Substituting into the equation (28), the first dq-axis voltage commands vdA * and vqA * are generated.
  • step 1-6 the voltage command predicting unit 340 generates the second dq axis voltage commands vdB * and vqB * calculated in step 1-7 and the first dq axis voltage generated in step 1-9. Substituting the commands vdA * and vqA * into the equation (16), the previous values vdAold * and vqAold * of the first dq axis voltage command and the previous values vdBold * and vqBold * of the second dq axis voltage command Set.
  • the DC bus currents of all systems can be detected simultaneously.
  • current control such as proportional component control
  • the load of current detection processing, three-phase AC current calculation processing, three-phase / dq conversion processing, and current control processing is greatly eliminated. can do. That is, the amount of calculation for controlling the first inverter 20, the second inverter 120, and the motor 110 can be reduced.
  • FIG. 19 is a schematic diagram illustrating a processing procedure of the PWM modulation unit 370 according to the second embodiment.
  • the PWM modulation unit 370 determines whether or not the first ground fault determination flag Fault A1 generated by the abnormality detection unit 295 in step m-1 is ON (ground fault occurrence). If the first ground fault determination flag Fault A1 is not on (ground fault occurrence), the first overcurrent judgment flag Fault A2 generated by the abnormality detection unit 295 in step m-3 is on (over current occurrence). It is determined whether or not.
  • the PWM modulation unit 370 sets all of the first PWM signals SupA, SunA, SvpA, SvnA, SwpA, and SwnA to OFF in step m-2.
  • step m-3 if the first overcurrent determination flag FaultA2 is not on (overcurrent generation) in step m-3, the PWM modulation unit 370 performs steps f-1 to f-1 shown in FIG. 10 in step m-4. The process of f-16 is performed.
  • the first ground fault determination flag FaultA1 is on, or the first overcurrent determination flag FaultA2 is on
  • the switching of the switching elements of the upper and lower arms of each phase of the first inverter 20 can be stopped (maintained off).
  • the average value of the UVW-phase PWM voltage output from the first inverter 20 is calculated as the first three-phase. It can be made to coincide with the AC voltage commands vuA *, vvA *, vwA *.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining the processing procedure of the PWM modulation unit 380 according to the second embodiment.
  • the processing procedure in FIG. 20 is substantially the same as the processing procedure in FIG. 19, and thus detailed description thereof is omitted here.
  • the PWM modulation unit 380 also has the second inverter 120 when the second ground fault determination flag FaultB1 is on or the second overcurrent determination flag FaultB2 is on.
  • the switching of the switching elements of the upper and lower arms of each phase can be stopped (maintained off).
  • both the second ground fault determination flag “Fault B1” and the second overcurrent determination flag “Fault B2” are OFF, the average value of the PWM voltage of the UVW phase output from the second inverter 120 is set to the second three-phase. It can be made to coincide with the AC voltage commands vuB *, vvB *, and vwB *.

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Abstract

インバータ制御装置は、少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置であって、第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した電流と電流指令に基づいて第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備える。

Description

インバータ制御装置、モータ駆動装置、及び電動パワーステアリング装置
　本発明は、車載用インバータの制御装置に係り、特に複数系統のインバータとモータを制御するための制御装置の演算負荷を低減する方法に関する。
　近年、自動運転車の開発が急速に進んでおり、電動部品に要求される機能安全基準が高まっている。例えば、自動運転車向け電動パワーステアリング装置に用いられるインバータ制御装置では、システムを２重化することで安全性を確保する技術が知られている。
　特開２０１２－７６６４４号公報（特許文献１）においては、第１のインバータの電流検出値と第２のインバータの電流検出値とを加算し、加算した電流検出値と電流指令値とに基づいて電圧指令を生成する技術が開示されている。
日本国特開２０１２－０７６６４４号公報
　特許文献１に記載の方法は、システムを構成する系統の数だけ電流値を検出する必要がある。インバータの直流母線電流もしくはインバータの各相下アーム又は上アームと直流母線との間に流れる電流（以下、３シャント電流）を検出するシステムの場合には、検出した直流母線電流もしくは３シャント電流に基づいてモータ巻線に流れる３相交流電流を算出する処理と算出した３相交流電流をｄ－ｑ軸電流に変換する処理を、システムを構成する系統の数だけ追加する必要がある。また、モータ巻線に流れる３相交流電流を検出するシステムの場合には、検出した３相交流電流をｄ－ｑ軸電流に変換する処理を、システムを構成する系統の数だけ追加する必要がある。
　このように、特許文献１に記載の方法では、複数系統のインバータとモータで構成されるシステムの制御装置の演算負荷を低減することは困難であった。そこで本発明は、電流制御（トルク制御）の応答性を低下させることなく制御装置の演算負荷を低減することを目的とする。
　本発明の態様によると、少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置は、第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、検出した電流と電流指令に基づいて第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備える。
　本発明は、以上の構成を備えるため、電流制御（トルク制御）の応答性を低下させることなく制御装置の演算負荷を低減することができる。
実施例１にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。 実施例１にかかる制御装置２８０の構成を説明する図である。 実施例１にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。 ＰＷＭ信号と、３相交流電流と、直流母線電流の関係を説明する図である。 図３のスイッチモード１のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード２のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード３のときの電流経路を説明する図である。 図３のスイッチモード４のときの電流経路を説明する図である。 ３相／ｄｑ変換部３１０の処理手順を説明する図である。 電流指令生成部３３０の処理手順を説明する図である。 第１のｄ軸電流指令マップとｑ軸電流指令マップを説明する図である。 電流制御部３２０の処理手順を説明する図である。 ｄｑ／３相変換部３５０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかる電圧指令予測部３４０の処理手順を説明する図である。 ｄｑ／３相変換部３６０の処理手順を説明する図である。 実施例１にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。 実施例２にかかる制御装置２８０の構成を説明する図である。 実施例２にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかる異常検出部２９５の処理手順を説明する図である。 第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の地絡電流ｉｇＡの関係を説明する図である。 実施例２にかかる電圧指令予測部３４０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。 実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。
　以下、本発明のインバータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した場合について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。
（電動パワーステアリング装置の概要）
　図１（ａ）は、実施例１にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。
　本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、バッテリ１０と、第１のインバータ２０と、シャント抵抗９０と、増幅器１００と、第１のインバータ２０のゲートドライブ回路３９０と、第２のインバータ１２０と、第２のインバータ１２０のゲートドライブ回路４００と、制御装置２８０と、モータ１１０と、角度検出器１９０と、モータ１１０の出力軸２００と、ギアボックス２１０と、マニュアルステアリングギア２５０、タイロッド２６０と、車輪２７０と、ロッド２２０と、トルクセンサ２３０と、運転者が操作するステアリング２４０と、を有する。本実施例で用いられるシャント抵抗９０は、第１のインバータ２０の直流母線電流ＩｄｃＡ（以降、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと呼ぶ）を検出するために設けられる。増幅器１００は、シャント抵抗９０の両端電圧を増幅するために設けられる。角度検出器１９０は、モータ１１０の回転子の磁極位置を検出するために設けられる。
　電動パワーステアリング装置は、ステアリング装置にモータ駆動装置を付加し、ステアリング２４０に対する運転者の操作量を軽減（アシスト）するように構成されている。運転者がステアリング２４０を回転操作すると、ロッド２２０とギアボックス２１０を介して、マニュアルステアリングギア２５０にトルクが伝達される。マニュアルステアリングギア２５０に伝達されたトルクは、モータ１１０で生成したトルクで補われ、左右のタイロッド２６０を介して左右の車輪２７０に伝達される。これにより、左右の車輪２７０が舵取される。
　バッテリ１０は、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０の直流側に接続されており、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０に直流電圧を供給する。バッテリ１０の負極側と第１のインバータ２０の直流側の低電位側母線は、シャント抵抗９０を介して接続されている。ここでは、バッテリ１０の負極側と第１のインバータ２０の低電位側母線にシャント抵抗９０を接続した構成で説明するが、バッテリ１０の正極側と第１のインバータ２０の直流側の高電位側母線との間にシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、バッテリ１０の正極側（負極側）と第２のインバータ１２０の直流側の高電位側母線（低電位側母線）との間にシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０のどちらか一方の各相上アーム（各相下アーム）と高電位側母線（低電位側母線）との間にそれぞれシャント抵抗を接続した構成でも良い。もしくは、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０のどちらか一方の各相交流母線側にホール式電流センサを取り付けた構成でも良い。
　第１のインバータ２０の３相交流母線側は、モータ１１０の固定子に巻かれた第１の３相巻線に接続されている。第２のインバータ１２０の３相交流母線側は、モータ１１０の固定子に巻かれた第２の３相巻線に接続されている。
　第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０～８０は、制御装置２８０で生成された第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡに基づいてオンもしくはオフし、バッテリ１０から供給された直流電圧を可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換する。同様に、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０～１８０は、制御装置２８０で生成された第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢに基づいてオンもしくはオフし、バッテリ１０から供給された直流電圧を可変電圧、可変周波数の３相交流電圧に変換する。そして、第１および第２のインバータ２０、１２０は、変換した３相交流電圧をモータ１１０の固定子に巻かれた第１および第２の３相巻線に印加し、第１および第２の３相巻線にそれぞれ３相交流電流を発生させる。
　モータ１１０は、固定子に巻かれた第１および第２の３相巻線に流れる３相交流電流に応じた回転磁界を生成し、生成した回転磁界により回転子（不図示）を加速もしくは減速させるためのトルクを生成する。そして、モータ１１０は生成したトルクを出力軸２００に出力し、ギアボックス２１０を介してマニュアルステアリングギア２５０に供給する。
　本実施例にかかる第１のインバータ２０の主回路は、スイッチング素子３０～８０を有する。スイッチング素子３０～８０は、金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）とダイオードを組み合わせて構成されている。本実施例にかかる第１のインバータ２０の回路構成は既知であるため、ここでは詳細な説明を省略する。
　第１のインバータ２０のＵ相上アームのスイッチング素子３０は、ゲートドライブ回路３９０で電圧増幅された第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡに基づいてオンもしくはオフする。以降同様に、第１のインバータ２０のスイッチング素子４０、５０、６０、７０、８０は、それぞれゲートドライブ回路３９０で電圧増幅された第１のＰＷＭ信号ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡに基づいてオンもしくはオフする。
　第２のインバータ１２０の主回路も第１のインバータ２０と同様に構成されている。第２のインバータ１２０のＵ相上アームのスイッチング素子１３０は、ゲートドライブ回路４００で電圧増幅された第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢに基づいてオンもしくはオフする。以降同様に、第２のインバータ１２０のスイッチング素子１４０、１５０、１６０、１７０、１８０は、それぞれゲートドライブ回路４００で電圧増幅された第２のＰＷＭ信号ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢに基づいてオンもしくはオフする。
　（制御装置２８０の処理内容）
　図１（ｂ）を用いて、制御装置２８０の構成および処理内容について説明する。制御装置２８０は、キャリア生成部２９０、３相交流電流算出部３００、３相／ｄｑ変換部３１０、電流制御部３２０、電流指令生成部３３０、電圧指令予測部３４０、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０、ＰＷＭ変調部３７０、３８０を有する。図１（ａ）に示されるように、制御装置２８０には、シャント抵抗９０と増幅器１００で検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θと、トルクセンサ２３０で検出したステアリング２４０からロッド２２０に伝達されたトルクＴｓと、が入力される。
　３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで、第１のインバータ２０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得する。当該三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒはキャリア生成部２９０で生成され、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊は後述するｄｑ／３相変換部３５０で生成される。そして、３相交流電流算出部３００は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて、モータ１１０の第１の３相巻線に流れる第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。
　３相／ｄｑ変換部３１０は、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡとモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、モータ１１０のｄ軸に流れる第１のｄ軸電流ｉｄＡと、ｑ軸に流れる第１のｑ軸電流ｉｑＡと、を算出する。電流指令生成部３３０は、モータ１１０の回転子の磁極位置θとトルクＴｓに基づいて、モータ１１０の第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑＡ＊と、を生成する。電流制御部３２０は、第１のｄ軸電流ｉｄＡとｑ軸電流ｉｑＡを第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊に一致させるように、比例積分制御などを用いて第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊を生成する。
　ｄｑ／３相変換部３５０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３７０は、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒに基づいて、第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する。
　また、電圧指令予測部３４０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する。ｄｑ／３相変換部３６０は、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊に基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を生成する。ＰＷＭ変調部３８０は、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒに基づいて、第２のインバータ１２０の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する。
　本実施例の電圧指令予測部３４０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する方法を採るが、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊に基づいて第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を予測する方法としても良い。
　このように第２の系統のインバータの電圧指令を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。
　（３相交流電流算出部３００の処理内容）
　図２は、３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。図１（ｂ）で前述の通り、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで、第１のインバータ２０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得し、当該取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。
　図２では、第１の最大相電圧指令を第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊とし、第１の中間相電圧指令を第１のＹ相交流電圧指令ｖｙＡ＊とし、第１の最小相電圧指令を第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊と定義している。すなわち、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊の最大相、中間相、最小相の関係に応じて、図２に示したｖｘＡ＊、ｖｙＡ＊、ｖｚＡ＊、ｉｘＡ、ｉｙＡ、ｉｚＡの添え字であるｘ、ｙ、ｚは、それぞれｕ、ｖ、ｗのいずれかに置き換えられる。
　ステップａ－１において、第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも大きいか否かが判定される。ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも大きい場合には、ステップａ－２において第１のＹ相交流電圧指令ｖｙＡ＊（第１の中間相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。ｖｙＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さい場合には、ステップａ－３の処理に進み、ｖｙＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さくない場合には、ステップａ－８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。
　ステップａ－３においては、第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１が所定の閾値Ｔｔｈ１よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きくない場合には、ステップａ－７においてＴｃｎｔ１をカウントアップした後、ステップａ－３の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きい場合には、ステップａ－４において第１の直流母線電流ＩｄｃＡを検出し、第１のＸ相交流電流ｉｘＡが（１）式に基づき算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に、ステップａ－５では、第１のＸ相交流電流ｉｘＡと、後述するステップａ－１０で算出する第１のＺ相交流電流ｉｚＡとを（２）式に代入し、第１のＹ相交流電流ｉｙＡが算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　そして、ステップａ－６において第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１を零にリセットした後、ステップａ－１の処理に戻る。
　
　ステップａ－８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいと判定された場合には、ステップａ－９において第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１が所定の閾値Ｔｔｈ１よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きくない場合には、ステップａ－１１においてＴｃｎｔ１をカウントアップした後、ステップａ－９の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ１がＴｔｈ１よりも大きい場合には、ステップａ－１０において第１の直流母線電流ＩｄｃＡを検出し、第１のＺ相交流電流ｉｚＡが（３）式に基づき算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　　また、ステップａ－８において第１のＺ相交流電圧指令ｖｚＡ＊（第１の最小相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さくないと判定された場合には、ステップａ－６の処理に移行し、第１のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ１を零にリセットした後、ステップａ－１の処理に戻る。ステップａ－１において第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも大きくないと判定された場合も同様である。
　図３は、第１の各相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡと、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡと、第１の直流母線電流ＩｄｃＡの関係を説明する図である。図３を用いて、３相交流電流算出部３００が第１の直流母線電流ＩｄｃＡから第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する原理について説明する。
　図３では、最大相、中間相、及び最小相をそれぞれ、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相に設定している。また、３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、第１のインバータ２０からモータ１１０の３相巻線に流れ出す方向を正と定義している。また、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは、第１のインバータ２０の低電位側母線からバッテリ１０の負極側に流れ込む方向を正と定義している。
　第１の各相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡは、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊とキャリアＣａｒｒｅｉｒとの比較により生成される。すなわち、ＰＷＭ信号ＳｕｐＡは、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも大きい時にはオンする信号となり、Ｃａｒｒｉｅｒよりも小さい時にはオフする信号となる。ＰＷＭ信号ＳｖｐＡ及びＳｗｐＡについても同様である。
　このように生成された第１の各相上アームのＰＷＭ信号において、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡが全てオンする信号の時はスイッチモードを１に設定し、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡがオンする信号でＳｗｐＡがオフする信号の時はスイッチモードを２に設定し、ＳｕｐＡがオンする信号でＳｖｐＡ、ＳｗｐＡがオフする信号の時はスイッチモードを３に設定し、ＳｕｐＡ、ＳｖｐＡ、ＳｗｐＡが全てオフする信号の時はスイッチモードを４に設定する。
　詳細は図４を用いて説明するが、スイッチモード１の時は、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは流れるが、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは流れない。スイッチモード２の時は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは－ｉｗＡとなる。スイッチモード３の時は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡはｉｕＡを示す。スイッチモード４の時は、スイッチモード１と同様に、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは流れるが、第１の直流母線電流ＩｄｃＡは流れない。
　したがって、図２で示した処理手順に基づいてスイッチモード２と３の時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡを用いると、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡはそれぞれ（４）～（６）式で算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図４は、図３に示したスイッチモードに対応する第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡと第１の直流母線電流ＩｄｃＡの電流経路を説明する図である。図４（ａ）はスイッチモード１のときを、図４（ｂ）はスイッチモード２のときを、図４（ｃ）はスイッチモード３のときを、図４（ｄ）はスイッチモード４のときを、それぞれ示している。
　スイッチモード１では、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、各相上アームのスイッチング素子３０、５０、７０とモータ１１０の３相巻線（不図示）との間だけに流れる。したがって、シャント抵抗９０には電流は流れないため、第１の直流母線電流Ｉｄｃは零となる。
　スイッチモード２では、第１のＷ相交流電流ｉｗＡがＷ相下アームのスイッチング素子８０とシャント抵抗９０を介してバッテリ１０の負極側に流れ込む。そして、バッテリ１０の正極側から流れ出した第１のＷ相交流電流ｉｗＡは、Ｖ相上アームのスイッチング素子５０からＵ相方向に流れ込んだ第１のＶ相交流電流ｉｖＡと合成されて第１のＵ相交流電流ｉｕＡとなり、Ｕ相上アームのスイッチング素子３０を介してモータ１１０のＵ相巻線（不図示）に流れ出す。したがって、スイッチモード２では、シャント抵抗９０に第１のＷ相交流電流ｉｗＡが流れるので、第１の直流母線電流Ｉｄｃは第１のＷ相交流電流ｉｗＡを示す。ただし、このときの第１の直流母線電流ＩｄｃＡは正方向であるのに対し、第１のＷ相交流電流ｉｗＡは負方向であるため、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１のＷ相交流電流ｉｗＡの関係は（７）式となる。（７）式は、上述した（４）式と同義である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　スイッチモード３では、第１のＵ相交流電流ｉｕＡは、バッテリ１０とＵ相上アームのスイッチング素子３０を介してモータ１１０のＵ相巻線（不図示）に流れ出す。Ｕ相巻線（不図示）に流れた第１のＵ相交流電流ｉｕＡは、モータ１１０のＶ相巻線（不図示）とＷ相巻線（不図示）にそれぞれ第１のＶ相交流電流ｉｖＡと第１のＷ相交流電流ｉｗＡとして分流される。そして、Ｖ相巻線（不図示）からＶ相下アームのスイッチング素子６０に流れ込んだ第１のＶ相交流電流ｉｖＡは、Ｗ相巻線（不図示）からＷ相下アームのスイッチング素子８０に流れ込んだ第１のＷ相交流電流ｉｗＡと合成されて第１のＵ相交流電流ｉｕＡとなり、シャント抵抗９０に流れ込む。したがって、スイッチモード３では、シャント抵抗９０に第１のＵ相交流電流ｉｕＡが流れるので、第１の直流母線電流Ｉｄｃは第１のＵ相交流電流ｉｕＡを示す。このときの第１の直流母線電流ＩｄｃＡは正方向であり、第１のＵ相交流電流ｉｕＡも正方向であるため、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１のＵ相交流電流ｉｕＡの関係は（８）式となる。（８）式は、上述した（５）式と同義である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　スイッチモード４では、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡは、各相下アームのスイッチング素子４０、６０、８０とモータ１１０の３相巻線（不図示）との間だけに流れる。したがって、シャント抵抗９０には電流は流れないため、第１の直流母線電流Ｉｄｃは零となる。
　本実施例では、このような関係に基づき、シャント抵抗９０に流れる第１の直流母線電流ＩｄｃＡを用いて第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出している。
　（３相／ｄｑ変換部３１０の処理内容）
　図５は、３相／ｄｑ変換部３１０が第１のｄ軸電流ｉｄＡとｑ軸電流ｉｑＡとを算出する処理手順を説明する図である。
　ステップｂ－１において、３相交流電流算出部３００で演算した第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡが取得される。ステップｂ－２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｂ－３において、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡとモータ１１０の回転子の磁極位置θが（９）式に代入され、第１のｄ軸電流ｉｄＡと第１のｑ軸電流ｉｑＡが算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　（電流指令生成部３３０の処理内容）
　図６は、電流指令生成部３３０が第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊とを生成する処理手順を説明する図である。
　ステップｃ－１において、トルクセンサ２３０で検出したトルクＴｓが取得される。ステップｃ－２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｃ－３において、（１０）式に基づき、モータ１１０の回転子の電気角速度ωが算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　そしてステップｃ－４において、トルクＴｓと電気角速度ωに対応する第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊とが設定される。具体的な処理の一例は、図７を用いて説明する。
　図７は、縦軸と横軸にそれぞれトルクＴｓと電気角速度ωを設定した第１のｄ軸電流指令マップとｑ軸電流指令マップとを示している。このようなマップを予め電流指令生成部３３０のメモリ内（不図示）に記憶させておき、ステップｃ－１で取得したトルクＴｓとステップｃ－３で算出した電気角速度ωに対応する配列（ｘ、ｙ）の第１のｄ軸電流指令ｉｄＡ＊（ｘ、ｙ）とｑ軸電流指令ｉｑＡ＊（ｘ、ｙ）をメモリから呼び出す。
　（電流制御部３２０の処理内容）
　図８は、電流制御部３２０が第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊を生成する処理手順を説明する図である。
　ステップｄ－１において、電流指令生成部３３０で設定した第１のｄ－ｑ軸電流指令ｉｄＡ＊、ｉｑＡ＊が取得される。ステップｄ－２において、３相／ｄｑ変換部３１０で算出した第１のｄ－ｑ軸電流ｉｄＡ、ｉｑＡが取得される。ステップｄ－３において、（１１）式に基づき、第１のｄ－ｑ軸電流偏差ΔｉｄＡ、ΔｉｑＡを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　そしてステップｄ－４において、ステップｄ－３で算出した第１のｄ－ｑ軸電流偏差ΔｉｄＡ、ΔｉｑＡと（１２）式とに基づいて、第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が算出される。ここで、ｄ－ｑ軸比例ゲインＫｐｄ、Ｋｐｑとｄ－ｑ軸積分ゲインＫｉｄ、Ｋｉｑの値は、予め電流制御部３２０のメモリ（不図示）に記憶させている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　（ｄｑ／３相変換部３５０の処理内容）
　図９は、ｄｑ／３相変換部３５０が第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する処理手順を説明する図である。
　ステップｅ－１において、電流制御部３２０で算出した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が取得される。ステップｅ－２において、角度センサ１９０で検出したモータ１１０の回転子の磁極位置θが取得される。ステップｅ－３において、ステップｅ－１で取得した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｅ－２で取得したモータ１１０の回転子の磁極位置θを（１３）式に代入し、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（ＰＷＭ変調部３７０の処理内容）
　図１０は、ＰＷＭ変調部３７０が第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する処理手順を説明する図である。
　ステップｆ－１において、ｄｑ／３相変換部３５０で算出した第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊が取得される。続いてステップｆ－２において、ステップｆ－１で取得した第１のＵ相交流電圧指令ｖｕＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。
　ステップｆ－２において、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ－３において、第１のＵ相下アームのＰＷＭ信号ＳｕｎＡがオフに設定された後、ステップｆ－４において、第１のＵ相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡがオンに設定される。一方、ステップｆ－２において、ｖｕＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ－５において、第１のＵ相上アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡがオフに設定された後、ステップｆ－６において、第１のＵ相下アームのＰＷＭ信号ＳｕｎＡがオンに設定される。
　ステップｆ－７において、ステップｆ－１で取得した第１のＶ相交流電圧指令ｖｖＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。ｖｖＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ－８において、第１のＶ相下アームのＰＷＭ信号ＳｖｎＡがオフに設定された後、ステップｆ－９において、第１のＶ相上アームのＰＷＭ信号ＳｖｐＡがオンに設定される。一方、ｖｖＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ－１０において、第１のＶ相上アームのＰＷＭ信号ＳｖｐＡがオフに設定された後、ステップｆ－１１において、第１のＶ相下アームのＰＷＭ信号ＳｖｎＡがオンに設定される。
　ステップｆ－１２において、ステップｆ－１で取得した第１のＷ相交流電圧指令ｖｗＡ＊が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒ以上であるか否かを判定する。ｖｗＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上である場合には、ステップｆ－１３において、第１のＷ相下アームのＰＷＭ信号ＳｗｎＡがオフに設定された後、ステップｆ－１４において、第１のＷ相上アームのＰＷＭ信号ＳｗｐＡがオンに設定される。一方、ｖｗＡ＊がＣａｒｒｉｅｒ以上ではない場合には、ステップｆ－１５において、第１のＷ相上アームのＰＷＭ信号ＳｗｐＡがオフに設定された後、ステップｆ－１６において、第１のＷ相下アームのＰＷＭ信号ＳｗｎＡがオンに設定される。
　このように第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成することにより、第１のインバータ２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と一致させることができる。このようなＰＷＭ信号の生成方法は、三角波比較方式として一般的に知られている。また、ＰＷＭ信号の生成方法は、三角波比較方式に限ることなく、空間ベクトル変調方式などを用いても良い。
　（ゲートドライブ回路３９０の動作内容）
　ゲートドライブ回路３９０は、ＰＷＭ変調部３７０で生成した第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ～ＳｗｎＡの電圧を増幅し、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０～８０のゲートに入力する。
　これにより、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子３０～８０は、第１の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＡ～ＳｗｎＡに従ってオン／オフする。
　（電圧指令予測部３４０の処理内容）
　図１１は、実施例１にかかる電圧指令予測部３４０が第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊に基づいて、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊を予測する処理手順を説明する図である。
　ステップｇ－１において、電流制御部３２０で算出した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が取得される。ステップｇ－２において、ステップｇ－１で取得した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と後述するステップｇ－４で設定した第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊が（１４）式に代入され、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ステップｇ－３において、ステップｇ－２で算出した第１のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊と後述するステップｇ－４で設定した第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊が（１５）式に代入され、第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　そしてステップｇ－４において、ステップｇ－１で取得した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｇ－３で生成した第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が（１６）式に代入され、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊が設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　このように第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。
　本実施例では、電圧指令予測部３４０の構成として、（１５）式で表されるように、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊をそのまま第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算する方法について説明している。しかしながら、例えば所定の係数をΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊に乗算した上でｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算するなどの手段により、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０との間の回路パラメータ等の違いを補うように構成してもよい。
　また例えば、第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊との比を求め、この比を第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に乗算することで第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する方法によって電圧指令予測部３４０を構成してもよい。このような手法もまた、第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて第２のインバータの電圧指令値を生成するという趣旨を逸脱するものではない。
　（ｄｑ／３相変換部３６０の処理内容）
　図１２は、ｄｑ／３相変換部３６０が第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊に基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を生成する処理手順を説明する図である。基本的な動作は、図９で説明したｄｑ／３相変換部３５０の動作と同様で、ステップｈ－１で取得した第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊とステップｈ－２で取得したモータ１１０の回転子の磁極位置θを（１７）式に代入し、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　（ＰＷＭ変調部３８０の処理内容）
　図１３は、ＰＷＭ変調部３８０が第２のインバータ２０の各相上下アームの第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する処理手順を説明する図である。基本的な考え方は図１０において説明した手順と同様であるため、ここでは詳細な説明は省略する。
　（ゲートドライブ回路４００の動作内容）
　ゲートドライブ回路４００は、ＰＷＭ変調部３８０で生成した第２の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ～ＳｗｎＢの電圧を増幅し、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０～１８０のゲートに入力する。
　これにより、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子１３０～１８０は、第２の各相上下アームのＰＷＭ信号ＳｕｐＢ～ＳｗｎＢに従ってオン／オフする。
（電動パワーステアリング装置の概要）
　図１４（ａ）は、実施例２にかかる電動パワーステアリング装置を説明する図である。
　本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、実施例１の電動パワーステアリング装置の構成と比較し、以下の相違点を有する。本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、第２のインバータ１２０の直流母線電流ＩｄｃＢ（以降、第２の直流母線電流ＩｄｃＢと呼ぶ）を検出するためのシャント抵抗９５と、シャント抵抗９５の両端電圧を増幅する増幅器１０５と、を有する。制御装置２８０には、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢとが入力される。また、図１４（ｂ）で後述するように、本実施例にかかる制御装置２８０は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を検出電流として選択する検出電流選択部２８５と、異常検出部２９５を有する。これらの追加の構成により、各系統の地絡や過電流などの異常を高精度に検出するとともにフェールセーフの機能を充実させている。
　また、本実施例にかかる電動パワーステアリング装置は、各系統の直流母線電流を順次入れ替えて検出する。直流母線電流が検出された系統のインバータの電圧指令は、比例積分制御などの電流制御によって生成される。直流母線電流が検出されなかった系統のインバータの電圧指令は、直流母線電流が検出されなかった系統のインバータの１演算周期前の電圧指令に直流母線電流が検出されたインバータの電圧指令の前回値と最新値の差分を加算して生成している。
　このように各系統のインバータの電圧指令を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例積分制御などの一般的な電流制御を用いて生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。
　（制御装置２８０の処理内容）
　図１４（ｂ）を用いて、実施例２にかかる制御装置２８０の構成および処理内容について説明する。制御装置２８０は、検出電流選択部２８５、キャリア生成部２９０、異常検出部２９５、３相交流電流算出部３００、３相／ｄｑ変換部３１０、電流制御部３２０、電流指令生成部３３０、電圧指令予測部３４０、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０、ＰＷＭ変調部３７０、３８０を有する。
　検出電流選択部２８５は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を検出電流として選択する。ここでは、検出電流選択部２８５が、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢを所定のタイミングごとに順次入れ替えて選択した場合について説明する。
　検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択した場合には、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第１の直流母線電流ＩｄｃＡを取得する。３相交流電流算出部３００は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡに基づいて、モータ１１０の第１の３相巻線に流れる第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出する。そして、３相交流電流算出部３００は、算出した第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして設定する。
　このとき異常検出部２９５は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第１の直流母線電流ＩｄｃＡと３相交流電流算出部３００で算出した１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（すなわち、第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡ）を取得する。異常検出部２９５は、取得した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡに基づき、第１のインバータ２０とモータ１１０から構成されている系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する。
　一方、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択した場合には、３相交流電流算出部３００は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第２の直流母線電流ＩｄｃＢを取得する。３相交流電流算出部３００は、取得した第２の直流母線電流ＩｄｃＢに基づいて、モータ１１０の第２の３相巻線に流れる第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを算出する。そして、３相交流電流算出部３００は、算出した第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして設定する。
　このとき異常検出部２９５は、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊との関係に基づいて決定されたタイミングで第２の直流母線電流ＩｄｃＢと３相交流電流算出部３００で算出した１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ（すなわち、第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢ）を取得する。異常検出部２９５は、取得した第２の直流母線電流ＩｄｃＢと第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢに基づき、第２のインバータ１２０とモータ１１０から構成されている系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する。
　３相／ｄｑ変換部３１０は、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、モータ１１０の１系統分のｄ軸に流れるｄ軸電流ｉｄとｑ軸に流れるｑ軸電流ｉｑと、を算出する。
　電流指令生成部３３０は、モータ１１０の回転子の磁極位置θとトルクＴｓに基づいて、モータ１１０の１系統分のｄ軸電流指令ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、を生成する。
　電流制御部３２０は、１系統分のｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑを１系統分のｄ軸電流指令ｉｄ＊とｑ軸電流指令ｉｑ＊に一致するように、１系統分のｄ軸電圧指令ｖｄ＊とｑ軸電圧指令ｖｑ＊を生成する。
　検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択した場合には、電圧指令予測部３４０は、１系統分のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊として設定するとともに、最新の第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と１演算周期前の第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊との差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊を１演算周期前の第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊に加算して第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する。
　一方、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択した場合には、電圧指令予測部３４０は、１系統分のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊として設定するとともに、最新の第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊と１演算周期前の第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊との差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊を１演算周期前の第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊に加算して第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊を算出する。
　ｄｑ／３相変換部３５０は、第１のｄ軸電圧指令ｖｄＡ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＡ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３７０は、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと、異常検出部２９５で生成した第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１と第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２と、に基づいて第１のインバータ２０の各相上下アームの第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成する。
　ｄｑ／３相変換部３６０は、第２のｄ軸電圧指令ｖｄＢ＊とｑ軸電圧指令ｖｑＢ＊とモータ１１０の回転子の磁極位置θに基づいて、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊を演算する。ＰＷＭ変調部３８０は、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と、三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒと、異常検出部２９５で生成した第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１と第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２と、に基づいて第２のインバータ１２０の各相上下アームの第２のＰＷＭ信号ＳｕｐＢ、ＳｕｎＢ、ＳｖｐＢ、ＳｖｎＢ、ＳｗｐＢ、ＳｗｎＢを生成する。
　キャリア生成部２９０と、３相／ｄｑ変換部３１０と、電流指令生成部３３０と、電流制御部３２０と、ｄｑ／３相変換部３５０、３６０と、は実施例１と同様の処理内容であるため詳細な説明は省略する。
　（検出電流選択部２８５の処理内容）
　検出電流選択部２８５は、前述したように、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を所定のタイミングで順次入れ替えて選択する。そして、検出電流選択部２８５は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡもしくは第２の直流母線電流ＩｄｃＢのどちらか一方を１系統分の直流母線電流Ｉｄｃとして設定する。
　ここで、第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第２の直流母線電流ＩｄｃＢの選択を切り替えるタイミングは、予め定められた時間間隔ごとに設定しても良い。望ましくは、インバータの各相上アームが全てオンで各相下アームが全てオフしている期間、もしくは、各相下アームが全てオンで各相上アームが全てオフしている期間に設定する。
　（３相交流電流算出部３００の処理内容）
　図１５は、実施例２にかかる３相交流電流算出部３００の処理手順を説明する図である。前述の通り、３相交流電流算出部３００は、第１の直流母線電流ＩｄｃＡまたは第２の直流母線電流ＩｄｃＢのいずれかに基づいて１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを算出する。
　図１５では、図２と同様、最大相、中間相、最小相に対応する添え字をｘ、ｙ、ｚとして表している。
　３相交流電流算出部３００は、ステップｊ－１において、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かを判定する。
　検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｊ－２からｊ－１２の処理により、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして第１の３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを設定する。この場合の処理は実施例１において図２を用いて説明した処理手順と概ね同様であるため詳細な説明は省略する。ただし、（１）式、（２）式、（３）式はそれぞれ以下の（１８）式、（１９）式、（２０）式のように置き換えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　一方、ステップｊ－１において、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｊ－１３からｊ－２２の処理により、１系統分の３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとして第２の３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを設定する。この場合の処理も実施例１において図２を用いて説明した処理手順と概ね同様であるため詳細な説明は省略する。ただし、（１）式、（２）式、（３）式はそれぞれ（２１）式
、（１９）式、（２２）式のように置き換えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　このように３相交流電流を算出することにより、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、第１の３相巻線に流れる３相交流電流ｉｕＡ、ｉｖＡ、ｉｗＡを算出することができ、検出電流選択部２８５が第２の直流母線電流ＩｄｃＢを選択している場合には、第２の３相巻線に流れる３相交流電流ｉｕＢ、ｉｖＢ、ｉｗＢを算出することができる。
　また、３相交流電圧指令とキャリアとの比較で生成される各相上アームのＰＷＭ信号と、３相交流電流と、直流母線電流との関係は、図３と同様であるため説明を省略する。また、インバータのスイッチモードに対応する３相交流電流と直流母線電流の電流経路は、図４と同様であるため説明を省略する。
　（異常検出部２９５の処理内容）
　図１６は、異常検出部２９５が直流母線電流と３相交流電流に基づき、系統の異常（地絡や過電流）の有無を判定する処理手順を説明する図である。
　異常検出部２９５は、ステップｋ－１おいて検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かを判定する。
　ステップｋ－１において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｋ－２において、第１のＸ相交流電圧指令ｖｘＡ＊（第１の最大相電圧指令）が三角波キャリアＣａｒｒｉｅｒよりも小さいか否かが判定される。ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さい場合には、ステップｋ－３の処理に進み、ｖｘＡ＊がＣａｒｒｉｅｒよりも小さくない場合にはステップｋ－７の処理に進む。
　ステップｋ－３においては、第２のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ２が所定の閾値Ｔｔｈ２よりも大きいか否かが判定される。Ｔｃｎｔ２がＴｔｈ２よりも大きくない場合には、ステップｋ－１４においてＴｃｎｔ２をカウントアップした後、ステップｋ－３の処理を繰り返す。Ｔｃｎｔ２がＴｔｈ２よりも大きい場合には、ステップｋ－４において、検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡを（２３）式に代入し、第１の地絡電流ｉｇＡが算出される。第１の地絡電流ｉｇＡが（２３）式で表されることは、図１７を用いて後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　次に、ステップｋ－５では、第１の地絡電流ｉｇＡが所定の閾値Ｉｇｔｈよりも大きいか否かが判定される。第１の地絡電流ｉｇＡがＩｇｔｈよりも大きい場合には、ステップｋ－６において第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１をオン（地絡発生）に設定し、ステップｋ－７の処理に移行する。ｉｇＡがＩｇｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ－６の処理を実行することなくステップｋ－７の処理に移行する。
　一方、ステップｋ－１の処理において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していない場合には、ステップｋ－２からステップｋ－６の処理に代わって、ステップｋ－１５からステップｋ－１９の処理が実行され、第２の系統のインバータにおける地絡発生の有無が判定される。ここで、第２の地絡電流ｉｇＢは、（２４）式により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　そして、ステップｋ－７では、第２のタイマーカウンタ値Ｔｃｎｔ２が零にリセットされる。
　続いて、異常検出部２９５は、ステップｋ－８からステップｋ－１３の処理により、過電流発生の有無を判定する。
　ステップｋ－８において、３相交流電流算出部３００で算出したＵ相交流電流ｉｕの絶対値｜ｉｕ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。｜ｉｕ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ－１２において、Ｖ相交流電流ｉｖの絶対値｜ｉｖ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。｜ｉｖ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きくない場合には、ステップｋ－１３において、Ｗ相交流電流ｉｗの絶対値｜ｉｗ｜が所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいか否かが判定される。
　ステップｋ－８、ステップｋ－１２、ステップｋ－１３において｜ｉｕ｜、｜ｉｖ｜、｜ｉｗ｜のいずれかが所定の閾値Ｉｔｈよりも大きいと判定された場合には、ステップｋ－９において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かが判定される。そして、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択している場合には、ステップｋ－１０において第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２をオン（過電流発生）に設定する。検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していない場合には、ステップｋ－１１において第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２をオン（過電流発生）に設定する。
　このように異常（地絡や過電流）を判定することにより、第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統において異常が発生したのか、もしくは、第２のインバータ１２０と第２の３相巻線で構成されている系統において異常が発生したのかを特定することができる。
　なお、本実施例における異常検出部２９５は、地絡発生及び過電流発生を判定するように構成されているが、例えば何れか一方だけ適用するように構成しても構わない。
　図１７は、第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統において、Ｗ相とアース間で地絡が発生し、各相上アームが全てオフで各相下アームが全てオンの時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡと第１の地絡電流ｉｇＡの関係を説明する図である。
　図１７（ａ）は、Ｗ相からアース側に第１の地絡電流ｉｇＡが流れ出すモードを示している。図１７（ｂ）は、アースからＷ相側に第１の地絡電流ｉｇＡが流れ込むモードを示している。地絡が発生していない場合には、図４（ｄ）で説明したようにシャント抵抗９０には電流が流れないが、地絡が発生すると図１７に示すようにシャント抵抗９０と地絡抵抗９８に地絡電流ｉｇＡが流れる。したがって、各相上アームが全てオフで各相下アームが全てオンの時に検出した第１の直流母線電流ＩｄｃＡは、第１の地絡電流ｉｇＡであり、前述した（２３）式の関係が成り立つ。
　第２のインバータ１２０と第２の３相巻線で構成されている系統で発生する地絡は、前述した第１のインバータ２０と第１の３相巻線で構成されている系統と同様の現象であるため説明は省略する。
　（電圧指令予測部３４０の処理内容）
　図１８は、実施例２にかかる電圧指令予測部３４０が第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊および第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を算出する処理手順を説明する図である。
　電圧指令予測部３４０は、ステップｌ－１において、電流制御部３２０で算出した１系統分のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊を取得する。そして、ステップｌ－２において、検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択しているか否かが判定される。
　ステップｌ－２において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していると判定された場合には、ステップｌ－３で（２５）式に基づいて、ステップｌ－１で取得した１系統分のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊が第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊として設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　次にステップｌ－４において、第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と、後述するステップｌ－６で設定した第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊とを（１４）式に代入し、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊が算出される。そして、ステップｌ－５において、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＡ＊、ΔｖｑＡ＊と後述するステップｌ－６で設定した第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を（１５）式に代入し、第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊が生成される。
　電圧指令予測部３４０は、ステップｌ－６において、ステップｌ－３で算出した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊とステップｌ－５で生成した第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を（１６）式に代入し、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を設定する。
　一方、ステップｌ－２において検出電流選択部２８５が第１の直流母線電流ＩｄｃＡを選択していないと判定された場合には、ステップｌ－７で（２６）式に基づいて、ステップｌ－１で取得した１系統分のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄ＊、ｖｑ＊が第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊として設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　次にステップｌ－８において、第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊と、ステップｌ－６で設定した第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊とを（２７）式に代入し、第２のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊が算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　そして、ステップｌ－９において、第２のｄ－ｑ軸電圧指令の差分ΔｖｄＢ＊、ΔｖｑＢ＊とステップｌ－６で設定した第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊を（２８）式に代入し、第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊が生成される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　電圧指令予測部３４０は、ステップｌ－６において、ステップｌ－７で算出した第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊とステップｌ－９で生成した第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊を（１６）式に代入し、第１のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＡｏｌｄ＊、ｖｑＡｏｌｄ＊と第２のｄ－ｑ軸電圧指令の前回値ｖｄＢｏｌｄ＊、ｖｑＢｏｌｄ＊を設定する。
　このように第１のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＡ＊、ｖｑＡ＊と第２のｄ－ｑ軸電圧指令ｖｄＢ＊、ｖｑＢ＊を生成することにより、全ての系統の直流母線電流を同時に検出し、全ての系統のインバータの電圧指令を比例成分制御などの電流制御で生成する方法に比べ、電流検出処理と３相交流電流算出処理と３相／ｄｑ変換処理と電流制御処理の負荷を大幅に削除することができる。すなわち、第１のインバータ２０と第２のインバータ１２０とモータ１１０を制御するための演算量を低減することができる。
　（ＰＷＭ変調部３７０の処理内容）
　図１９は、実施例２にかかるＰＷＭ変調部３７０の処理手順を説明する図である。
　ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ－１において異常検出部２９５で生成した第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）であるか否かを判定する。第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）ではない場合には、ステップｍ－３において異常検出部２９５で生成した第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）であるか否かを判定する。
　ステップｍ－１において第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン（地絡発生）である場合、もしくはステップｍ－３において第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）である場合には、ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ－２において第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを全てオフに設定する。
　一方、ステップｍ－３において、第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオン（過電流発生）ではない場合には、ＰＷＭ変調部３７０は、ステップｍ－４において図１０で示したステップｆ－１～ｆ－１６の処理を実施する。
　このように第１のＰＷＭ信号ＳｕｐＡ、ＳｕｎＡ、ＳｖｐＡ、ＳｖｎＡ、ＳｗｐＡ、ＳｗｎＡを生成することにより、第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１がオン、もしくは、第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がオンの場合には、第１のインバータ２０の各相上下アームのスイッチング素子のスイッチングを停止（オフに維持）させることができる。一方、第１の地絡判定フラグＦａｕｌｔＡ１と第１の過電流判定フラグＦａｕｌｔＡ２がともにオフの場合には、第１のインバータ２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第１の３相交流電圧指令ｖｕＡ＊、ｖｖＡ＊、ｖｗＡ＊と一致させることができる。
　（実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理内容）
　図２０は、実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０の処理手順を説明する図である。図２０における処理手順は、図１９の処理手順とほぼ同様であるので、ここでは詳細な説明は省略する。
　実施例２にかかるＰＷＭ変調部３８０もＰＷＭ変調部３７０と同様、第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１がオン、もしくは、第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２がオンの場合には、第２のインバータ１２０の各相上下アームのスイッチング素子のスイッチングを停止（オフに維持）させることができる。一方、第２の地絡判定フラグＦａｕｌｔＢ１と第２の過電流判定フラグＦａｕｌｔＢ２がともにオフの場合には、第２のインバータ１２０が出力するＵＶＷ相のＰＷＭ電圧の平均値を、第２の３相交流電圧指令ｖｕＢ＊、ｖｖＢ＊、ｖｗＢ＊と一致させることができる。
　次の優先権基礎出願の開示内容は引用文としてここに組み込まれる。
　日本国特許出願２０１６年第３２８号（２０１６年１月５日出願）
１０：バッテリ、　２０：第１のインバータ、　３０～８０：第１のインバータのスイッチング素子、　９０、９５：シャント抵抗、　９８：地絡抵抗、　１００、１０５：増幅器、　１１０：モータ、　１２０：第２のインバータ、　１３０～１８０：第２のインバータのスイッチング素子、　１９０：モータの回転子の磁極位置を検出する角度検出器、　２００：モータの出力軸、　２１０：ギアボックス、　２２０：ロッド、　２３０：トルクセンサ、　２４０：ステアリング、　２５０：マニュアルステアリングギア、　２６０：タイロッド、　２７０：車輪、　２８０：制御装置、　２８５：検出電流選択部、　２９０：キャリア生成部、　２９５：異常検出部、　３００：３相交流電流算出部、　３１０：３相／ｄｑ変換部、　３２０：電流制御部、　３３０：電流指令生成部、　３４０：電圧指令予測部、　３５０、３６０：ｄｑ／３相変換部、　３７０、３８０：ＰＷＭ変調部、　３９０：第１のインバータのゲートドライブ回路、　４００：第２のインバータのゲートドライブ回路、

Claims (11)

  1. 　少なくとも第１のインバータと第２のインバータとを有するインバータ制御装置であって、
    　前記第１のインバータの主回路を流れる電流を検出する電流検出部と、
    　検出した電流と電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成する電流制御部と、
    　前記第１のインバータの電圧指令値の変化分に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成する電圧指令予測部と、を備えるインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流検出部は、前記第１のインバータの主回路を流れる電流と、前記第２のインバータの主回路を流れる電流と、を順次切り替えて検出し、
    　前記電流制御部は、前記第１のインバータの電流検出期間において、当該検出した電流と所定の電流指令に基づいて前記第１のインバータの電圧指令値を生成し、
    　前記電圧指令予測部は、前記第１のインバータの電流検出期間における前記第２のインバータの電圧指令値を、前記第２のインバータの過去の電圧指令値に前記第１のインバータの電圧指令値の変化分を加算することにより、生成するインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流制御部は、前記第２のインバータの電流検出期間においては、当該検出した電流と所定の電流指令に基づいて前記第２のインバータの電圧指令値を生成し、
    　前記電圧指令予測部は、前記第２のインバータの電流検出期間における前記第１のインバータの電圧指令値を、前記第１のインバータの過去の電圧指令値に前記第２のインバータの電圧指令値の変化分を加算することにより、生成するインバータ制御装置。
  4. 　請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流検出部は、前記第１のインバータの直流母線に流れる直流母線電流を検出するインバータ制御装置。
  5. 　請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流検出部は、前記第１のインバータの各相下アーム又は上アームと直流母線との間に流れる電流を検出するインバータ制御装置。
  6. 　請求項１から３の何れか一項に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流検出部は、前記第１のインバータの３相交流出力線に流れる電流を検出するインバータ制御装置。
  7. 　請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記電流検出部によって検出された電流に基づいて前記第１のインバータの異常を検出する異常検出部を備えたインバータ制御装置。
  8. 　請求項７に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記異常検出部は、前記第１のインバータの各相下アームが全てオンの時に検出した前記第１のインバータの直流母線電流が所定の閾値よりも大きい場合には、前記第１のインバータの各相上下アームのスイッチングを全て停止（オフ）させるインバータ制御装置。
  9. 　請求項７または８に記載のインバータ制御装置であって、
    　前記異常検出部は、前記第１のインバータの３相交流電流が所定の閾値よりも大きい場合には、前記第１のインバータの各相上下アームのスイッチングを全て停止（オフ）させるインバータ制御装置。
  10. 　請求項１から９の何れか一項に記載のインバータ制御装置と、
    　前記第１のインバータに接続される第１の巻線と、前記第２のインバータに接続される第２の巻線と、前記第１の巻線及び前記第２の巻線が巻回される固定子と、を有するモータと、を備えたモータ駆動装置。
  11. 　請求項１０に記載のモータ駆動装置を搭載した電動パワーステアリング装置。
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