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WO2011092924A1 - シフトレジスタおよび表示装置 - Google Patents

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Publication number
WO2011092924A1
WO2011092924A1 PCT/JP2010/070135 JP2010070135W WO2011092924A1 WO 2011092924 A1 WO2011092924 A1 WO 2011092924A1 JP 2010070135 W JP2010070135 W JP 2010070135W WO 2011092924 A1 WO2011092924 A1 WO 2011092924A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transistor
terminal
drain
voltage
input
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/070135
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
米丸　政司
正彦 中溝
泰章 岩瀬
Original Assignee
シャープ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by シャープ株式会社 filed Critical シャープ株式会社
Priority to US13/575,448 priority Critical patent/US8731135B2/en
Publication of WO2011092924A1 publication Critical patent/WO2011092924A1/ja

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    • G09G2320/02—Improving the quality of display appearance
    • G09G2320/0219—Reducing feedthrough effects in active matrix panels, i.e. voltage changes on the scan electrode influencing the pixel voltage due to capacitive coupling

Definitions

  • the present invention relates to a shift register used for a gate driver of a display panel.
  • Gate monolithic construction has been promoted to reduce costs by forming gate drivers with amorphous silicon on a liquid crystal panel.
  • Gate monolithic is also referred to as a gate driverless, panel built-in gate driver, gate-in panel, or the like.
  • FIG. 21 shows the configuration of such a gate driver (scan driving circuit) described in Patent Document 1.
  • the gate driver has a configuration in which a plurality of unit stages SRC11, SRC12,..., SRC1N and SRC1D are connected in cascade.
  • the first clock CKV is input to the odd stages and the second clock CKVB is input to the even stages.
  • the first clock CKV and the second clock CKVB are in an opposite phase relationship.
  • a gate terminal signal (G1, G2,... GN, GD) supplied to the gate bus line is output from the output terminal OUT.
  • the scan input signal STV is input to the first input terminal IN1 of the first unit stage SRC11, and the gate output from the previous stage is input to the first input terminal IN1 of the subsequent stages SRC12, SRC13,... SRC1N, SRC1D. Terminal signal is input.
  • the gate terminal signal output from the next unit stage is input to the second input terminal IN2 of the unit stages SRC11, SRC12,. Further, each unit stage includes a first voltage terminal VOFF.
  • Patent Document 1 discloses a circuit configuration of a unit stage 100 as shown in FIG. 22 as each of the unit stages SRC11, SRC12,..., SRC1N, and SRC1D.
  • the unit stage 100 includes a buffer unit 110, a charging unit 120, a driving unit 130, a discharging unit 140, and a holding unit 150.
  • the first clock CKV or the second clock CKVB of FIG. that is, when the unit stage 100 is odd-numbered, the first clock CKV of FIG. 23 is input to the clock terminal CK, and when the unit stage 100 is even-numbered, the clock terminal Assume that the second clock CKVB of FIG. 23 is input to CK.
  • the first clock CKV and the second clock CKVB are in an opposite phase relationship.
  • the gate terminal pulse When the gate terminal pulse is input to the next unit stage 100 and the gate terminal pulse is output from the next unit stage 100, the gate terminal pulse is input to the second input terminal IN2 of the unit stage 100 of the next stage. Is input. Thereby, the transistor Q3 of the driving unit 130 and the transistor Q4 of the discharging unit 140 are turned on, and the output terminal OUT, the gate bus line, and the node N1 are connected to the first voltage terminal VOFF and reset to the low level. .
  • the transistor Q5 of the holding unit 150 is turned on every time the second clock CKVB input to the clock terminal CK becomes High level, and the node N1 is periodically switched. To the output terminal OUT.
  • the odd-numbered unit stage 100 performs the same operation at a timing shifted by one clock pulse from the timing of FIG.
  • the gate monolithic circuit configuration described above can increase the driving capability by sufficiently reducing the channel resistance of the output transistor such as the transistor Q2 by the bootstrap effect even if only the n-channel TFT is used. Accordingly, even when a gate driver is monolithically formed in a panel using a material that is difficult to manufacture TFTs such as an amorphous silicon, it is disadvantageous such as high threshold voltage and low electron mobility of the amorphous silicon TFT. There is an advantage that it is possible to sufficiently overcome such characteristics and meet the demand for lower panel voltage.
  • the output transistor indicated by the transistor Q2 in FIG. 22 includes a gate terminal-drain parasitic capacitance (hereinafter referred to as a drain parasitic capacitance) and a gate terminal-source terminal parasitic capacitance (hereinafter referred to as a source). (Referred to as “terminal parasitic capacitance”), there is a problem in that the gate terminal output waveform is distorted.
  • the voltage of the clock input from the clock terminal CK is always applied to the drain of the transistor Q2, even when the transistor Q2 is to be turned off, as shown in FIG. Due to the phenomenon, the potential fluctuation DN of the node N1 occurs through the drain parasitic capacitance, and the transistor Q2 leaks.
  • the leaked signal LO is output from the output terminal OUT during the period in which the gate terminal output should be turned off.
  • the transistor Q2 when the potential fluctuation of the node N1 occurs through the drain parasitic capacitance due to the feedthrough phenomenon, if the potential of the node N1 exceeds the threshold potential of the transistor Q2, the transistor Q2 is turned on. Therefore, as shown in FIG. 24, the clock leaks to the source terminal of the transistor Q2 and is output, and the source terminal output pushes up the potential of the node N1 through the capacitor C, so that the potential of the node N1 becomes the period of the clock pulse. In the meantime, the pulse OUTnoise rises by Vn, and rises with a pulse width equal to the clock pulse period.
  • the fluctuation DN of the potential at the node N1 through the drain parasitic capacitance acts in the direction of increasing the current by decreasing the channel resistance of the transistor Q2.
  • the timing of outputting the gate terminal pulse to the output terminal OUT is originally only once per frame, the fluctuation DN of the potential at the node N1 outside the gate terminal pulse output period becomes noise.
  • a WXGA resolution panel has 768 gate bus lines, but each stage has a period of 767 clocks other than the period in which each stage outputs the original gate terminal pulse to the corresponding gate bus line.
  • the potential increase of the node N1 during the vertical blanking period provided at the boundary between frames defined by the vertical synchronization signal Vsync becomes noise.
  • the source terminal parasitic capacitance has an effect of pushing up the potential of the node N1 when the gate terminal pulse is output, and thus advantageously works to increase the driving capability of the transistor Q2.
  • the bootstrap capacitance indicated by the capacitor C in the transistor Q2 in FIG. 22 can actively perform this function by synthesizing the capacitance in parallel with the source terminal parasitic capacitance. It is something that has been enhanced.
  • the boot effect is not exhibited until the potential of the output terminal OUT completely rises, so that the rise TR of the gate terminal pulse is delayed. The delay of the rising TR becomes a waveform distortion of the gate terminal pulse.
  • the stage configuration of FIG. 22 has a problem of inducing noise in the stage output.
  • the noise is also propagated in a chain to the subsequent stage, which may cause a malfunction of the shift register.
  • transistors Q45 and Q46 are provided so that the output terminal OUT and the gate bus line are connected to the first voltage terminal VOFF and kept at the low level every time the clock rises outside the gate terminal pulse output period.
  • a control circuit including transistors Q31 to Q34 is provided in order to make the transistor Q45 function.
  • the unit stage 400 is provided with two clocks, the first clock terminal CK1 and the second clock terminal CK2, and clocks having phases opposite to each other are input.
  • the transistor Q45 and the transistor Q46 are alternately turned on.
  • the present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to realize a shift register and a display device capable of satisfactorily suppressing noise at each stage output without increasing the circuit scale. There is.
  • the shift register of the present invention provides A shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that outputs a signal
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first circuit connected between the first output terminal and the second input terminal and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal; It is characterized by being.
  • the first DC voltage is applied to the drain of the first output transistor, and the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • a current path is formed between the first output terminal and the second input terminal. This current path is formed so as to prevent the voltage from being raised from the second input terminal during non-output while preventing a voltage drop during output from the first output terminal. Thereby, there is an effect that it is possible to appropriately suppress the potential increase of the first output terminal during the period when the output to the first output terminal is not performed.
  • the gate bus line can be driven by a DC power supply by applying a DC voltage to the drain of the first output transistor, and the gate bus line can be driven by inputting a clock signal to the drain of the first output transistor.
  • the load of the external level shifter for generating the control signal of the shift register can be greatly reduced.
  • the shift register of the present invention provides A shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first DC voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that outputs a
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first terminal connected between the first output terminal and the second input terminal, having a control terminal, and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal.
  • a shift register characterized by comprising:
  • the first DC voltage is applied to the drain of the first output transistor, and the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • a current path is formed between the first output terminal and the second input terminal. This current path is formed so as to prevent the voltage from being raised from the second input terminal during non-output while preventing a voltage drop during output from the first output terminal. Thereby, there is an effect that it is possible to appropriately suppress the potential increase of the first output terminal during the period when the output to the first output terminal is not performed.
  • the gate bus line can be driven by a DC power supply by applying a DC voltage to the drain of the first output transistor, and the gate bus line can be driven by inputting a clock signal to the drain of the first output transistor.
  • the load of the external level shifter for generating the control signal of the shift register can be greatly reduced.
  • a shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that outputs a signal to the outside of
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first circuit connected between the first output terminal and the second input terminal and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal; Yes.
  • a shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first DC voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that outputs a signal to the outside
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first terminal connected between the first output terminal and the second input terminal, having a control terminal, and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal. Circuit.
  • FIG. 1 illustrates an embodiment of the present invention, and is a circuit diagram illustrating a configuration of a stage included in a shift register according to a first embodiment. It is a circuit diagram which shows the structure of the stage of the comparative example of the stage of FIG. 1, showing an embodiment of the present invention, is a block diagram illustrating a configuration of a shift register.
  • FIG. 4 is a timing chart illustrating an operation of the shift register according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 illustrates an embodiment of the present invention, and is a diagram illustrating the operation of the shift register, where (a) is a waveform diagram illustrating the operation of the shift register including the stage of FIG.
  • FIG. 1 showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a first example in the first embodiment.
  • FIG. 1 showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram illustrating a configuration of a first circuit of a second example of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram illustrating another configuration of the first circuit of the second example according to the first embodiment, showing the embodiment of the present invention.
  • 1, showing an embodiment of the present invention is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a third example in the first embodiment.
  • FIG. 1 showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a first example in the first embodiment.
  • FIG. 1 showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a first example in the first embodiment.
  • FIG. 1 showing an embodiment of the present invention, is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a first example in the first embodiment.
  • FIG. 1 illustrates an embodiment of the present invention, and is a circuit diagram illustrating a configuration of a first circuit of a sixth example according to the first embodiment, wherein (a) illustrates a first configuration of the first circuit.
  • FIG. 4B is a circuit diagram showing a second configuration of the first circuit.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration of a stage included in the shift register according to the second embodiment, illustrating the embodiment of the present invention.
  • 1, showing an embodiment of the present invention is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a first example in the second embodiment.
  • FIG. 1, showing an embodiment of the present invention is a circuit diagram showing a configuration of a first circuit of a second example in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration of a first circuit of a third example according to the second embodiment, illustrating the embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a first circuit of a fourth example according to the second embodiment, illustrating the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 illustrates an embodiment of the present invention, and is a diagram illustrating a configuration of a stage included in a shift register according to a third embodiment, where (a) is a circuit diagram illustrating a configuration of the stage, and (b) is a diagram illustrating FIG. 3 is a circuit block diagram illustrating an example of a control signal of one circuit.
  • FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration of a first circuit in a third embodiment, illustrating an embodiment of the present invention. 1, showing an embodiment of the present invention, is a block diagram illustrating a configuration of a display device.
  • FIG. It is a block diagram which shows a prior art and shows the structure of a shift register.
  • FIGS. 1 to 20 Embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 20 as follows.
  • FIG. 20 shows a configuration of the liquid crystal display device 11 which is a display device according to the present embodiment.
  • the liquid crystal display device 11 includes a display panel 12, a flexible printed circuit board 13, and a control board 14.
  • the display panel 12 is formed by using amorphous silicon on a glass substrate, a display region 12a, a plurality of gate bus lines (scanning signal lines) GL, a plurality of source terminal bus lines (data signal lines) SL, and a gate driver ( This is an active matrix display panel in which a scanning signal line driving circuit) 15 is built.
  • the display panel 12 can also be manufactured using a TFT using polycrystalline silicon, CG silicon, microcrystalline silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the display area 12a is an area in which a plurality of picture elements PIX ... are arranged in a matrix.
  • the picture element PIX includes a TFT 21, which is a picture element selection element, a liquid crystal capacitor CL, and an auxiliary capacitor Cs.
  • the gate terminal of the TFT 21 is connected to the gate bus line GL, and the source terminal of the TFT 21 is connected to the source terminal bus line SL.
  • the liquid crystal capacitor CL and the auxiliary capacitor Cs are connected to the drain of the TFT 21.
  • the plurality of gate bus lines GL are composed of gate bus lines GL1, GL2, GL3,... GLn, and are connected to the output of the gate driver (scanning signal line drive circuit) 15, respectively.
  • the plurality of source terminal bus lines SL are made up of source terminal bus lines SL1, SL2, SL3,... SLm, and are connected to the output of a source terminal driver 16, which will be described later. Further, although not shown, auxiliary capacitance lines for applying an auxiliary capacitance voltage to the auxiliary capacitances Cs of the picture elements PIX... Are formed.
  • the gate driver 15 is provided in a region adjacent to the display region 12a on one side of the display region 12a in the direction in which the gate bus lines GL extend, and each of the gate bus lines GL. Scanning pulse). Further, another gate driver is provided in a region adjacent to the display region 12a on the other side in the extending direction of the gate bus lines GL with respect to the display region 12a, and the gate bus lines GL different from the gate driver 15 are provided. You may come to scan. Further, the gate driver provided in the region adjacent to one side in the extending direction of the gate bus line GL with respect to the display region 12a and the gate driver provided in the region adjacent to the other side are the same gate bus line. The GL may be scanned. These gate drivers are built monolithically with the display area 12a on the display panel 12, and gate drivers called gate monolithic, gate driverless, panel built-in gate drivers, gate-in panels, etc. are all in the gate driver 15. May be included.
  • the flexible printed circuit board 13 includes a source terminal driver 16.
  • the source terminal driver 16 supplies a data signal to each of the source terminal bus lines SL.
  • the source terminal driver 16 may be monolithically formed on the display panel 12 with the display area 12a.
  • the control board 14 is connected to the flexible printed board 13 and supplies necessary signals and power to the gate driver 15 and the source terminal driver 16. The signal and power supplied to the gate driver 15 output from the control board 14 are supplied to the gate driver 15 from the display panel 12 via the flexible printed board 13.
  • FIG. 3 shows a configuration of the shift register 1 as the shift register.
  • the shift register 1 has a configuration in which a plurality of stages Xi (i is a natural number) are cascade-connected by the number of gate bus lines GL.
  • Each stage Xi includes terminals V1, V2, S1, S2, S3, S4, OUT, and Z.
  • Terminals V1, V2, S1, S2, S3, and S4 are input terminals for inputting signals and voltages into the stage Xi, and terminals OUT and Z are output terminals for outputting signals to the outside of the stage Xi.
  • the terminal (first input terminal) V1 has a power supply voltage (first level) of the gate terminal driving voltage High level (that is, the level of the gate terminal pulse). 1 DC voltage) VDD, the terminal (second input terminal) V2 has a low-level power supply voltage (second DC voltage) VSS of the gate terminal drive voltage, and the terminal (shift pulse input terminal) S1 has a previous stage.
  • the output signal OUTi stage Xi of the stage is output.
  • the gate terminal start pulse SP is input to the terminal S1 of the stage X1 instead of the output signal OUTi-1.
  • the terminal V1 has a power supply voltage (first DC voltage) VDD at a high level (that is, a gate terminal pulse level) of the gate terminal drive voltage.
  • the terminal (second input terminal) V2 has a low level power supply voltage (second DC voltage) VSS of the gate terminal drive voltage, and the terminal (shift pulse input terminal) S1 has an output terminal (stage Xi-1) (
  • the output signal Z from the shift pulse output terminal) Z and the terminal (third input terminal) S2 include a clock signal (first clock signal) CLK2, a terminal (fourth input terminal) S3, and a terminal (fifth input).
  • the output signal Z from the output terminal Z of the next stage Xi + 1 is input to the terminal S4, and the output signal OUT of the own stage Xi is output from the output terminal (first output terminal) OUT. There is output.
  • the second DC voltage is lower than the first DC voltage.
  • FIG. 1 shows the configuration of each stage Xi in one embodiment.
  • the stage Xi includes transistors M1, M2, M3, M4, M5, M6, M7, and M8, capacitors C1 and C2, and a circuit block 50.
  • the transistors M1 to M8 are all N-channel TFTs here, but P-channel TFTs can also be used, and the same applies to all transistors in all the embodiments.
  • the gate terminal of each switching element described below is a control terminal for interrupting conduction in the switching element.
  • One end of the capacitor (first capacitor) C1 is connected to the gate terminal of the transistor M5 and the source terminal of the transistor M1, and the other end of the capacitor C1 is connected to the source terminal of the transistor M2 and the drain of the transistor M3. .
  • One end of the capacitor C1 is a first node N1, and the other end of the capacitor C1 is a node N2.
  • the gate terminal of the transistor (input gate) M1 is connected to the terminal S1, the drain is connected to the terminal V1, and the source terminal is connected to the node N1.
  • the gate terminal of the transistor (first switching element) M2 is connected to the terminal S2, the drain is connected to the terminal V1, and the source terminal is connected to the node N2.
  • the other end of the capacitor C1 is connected to the node N2.
  • the gate terminal of the transistor (second switching element) M3 is connected to the terminal S1, the drain is connected to the node N2, and the source terminal is connected to the terminal V2.
  • the gate terminal of the transistor (third switching element) M4 is connected to the terminal S3, the drain is connected to the node N1, and the source terminal is connected to the terminal V2.
  • the drain of the transistor (first output transistor) M5 is connected to the terminal V1, and the source terminal is connected to the output terminal OUT. That is, a DC voltage called the power supply voltage VDD is applied to the drain of the transistor M5, and the source terminal of the transistor M5 functions as a first output terminal that is one output terminal of the stage Xi.
  • the gate terminal of the transistor (fourth switching element) M6 is connected to the terminal S4, the drain is connected to the output terminal OUT, and the source terminal is connected to the terminal V2.
  • the gate terminal of the transistor (second output transistor) M7 is connected to the node N1, the drain is connected to the terminal S2, and the source terminal is connected to the output terminal (second output terminal) Z. That is, the first clock signal is input to the drain of the transistor M7, and the source terminal of the transistor M7 functions as a second output terminal that is one output terminal of the stage Xi, which is different from the first output terminal.
  • the gate terminal of the transistor (fifth switching element) M8 is connected to the terminal S4, the drain is connected to the output terminal Z, and the source terminal is connected to the terminal V2.
  • the output terminal Z is connected to the terminal S1 of the other stage (here, the next stage Xi + 1) to which the shift pulse output from the stage Xi is input, and the transistor M7 is connected to the output pulse from the output terminal Z. Is output as a shift pulse.
  • the transistor M8 resets the output terminal Z to the low level.
  • the output terminal Z of the second and subsequent stages Xi is connected to the terminals S3 and S4 of other stages (here, the preceding stage Xi-1), and the transistor M7 resets the output pulse from the output terminal Z. Also output as a pulse.
  • the reset signal input to the terminal S3 having the reset pulse is a signal instructing connection and disconnection between the node N1 (first predetermined location) and the terminal V2, and is input to the terminal S4 having the reset pulse.
  • the reset signal is a signal instructing connection and disconnection between the output terminal OUT (second predetermined location) and the terminal V2.
  • One end of the capacitor (second capacitor) C2 is connected to the gate terminal of the transistor M7, that is, the node N1, and the other end is connected to the source terminal of the transistor M7, that is, the output terminal Z.
  • the circuit block (first circuit) 50 is connected between the output terminal OUT and the terminal V2, and has a terminal U1 connected to the output terminal OUT and a terminal U2 connected to the terminal V2.
  • the circuit block 50 sets the potential of the output terminal OUT to the terminal when the potential of the output terminal OUT becomes higher than the potential of the terminal V2, regardless of whether the transistors M5 and M6 are in the ON state or the OFF state.
  • a current path through which a current flows from the output terminal OUT to the terminal V2 so as to approach the potential VSS of V2 is formed between the terminal U1 and the terminal U2.
  • the current path is a sink current path that flows toward the power source of the power supply voltage VSS, and is therefore referred to as a sink current path.
  • circuit block 50 The detailed configuration of the circuit block 50 will be described in each embodiment described later.
  • FIG. 4 shows the operation waveform of the shift register 1.
  • the active periods of the clock signal CLK1 and the clock signal CLK2 do not overlap each other.
  • the clock signal CLK1 and the clock signal CLK2 are in an opposite phase relationship.
  • the high level of the clock signals CLK1 and CLK2 is VDD and the low level is VSS, but the high level of the clock signals CLK1 and CLK2 may be VDD or higher and the low level may be VSS or lower.
  • the pulse widths of the clock signals CLK1 and CLK2 and the gate terminal start pulse SP are values corresponding to one horizontal period (1H).
  • the gate terminal start pulse SP is out of phase with the clock signal CLK1 by a half period, and corresponds to one clock pulse of the clock signal CLK2.
  • the clock signal input to the terminal S2 is the first clock signal, the clock signal CLK1 for the odd-numbered stage Xi, and the clock signal CLK2 for the even-numbered stage Xi, respectively. Equivalent to. Then, the shift pulse input to the stage Xi and the first clock signal do not overlap with each other in the period of the active clock pulse (here, the High level period).
  • the node N1, the node N2, the output terminal OUT, the output signal OUT, the output terminal Z, and the output signal Z of the stage Xi are in order of the node N1 (Xi), the node N2 (Xi), and the output terminal. It is expressed as OUTi, output signal OUTi, output terminal Z (Xi), and output signal Z (Xi).
  • the transistors M1 and M3 are turned on and the operation of the stage X1 is started.
  • a voltage is applied from the terminal V1 to the terminal on the node N1 (X1) side of the capacitor C1 via the transistor M1, and the terminal V2 is applied to the terminal on the node N2 (X1) side.
  • the capacitor C1 is charged until the potential of the node N1 (X1) becomes (power supply voltage VDD) ⁇ (the threshold voltage Vth of the transistor M1), the transistor M1 is turned off.
  • the transistor M1 conducts so as to pass the voltage applied to the node N1 during the shift pulse using the shift pulse as a conduction control signal. Functions as an input gate.
  • the shift pulse is the gate terminal start pulse SP for the stage X1, and the pulse of the output signal Z (Xi-1) of the preceding stage Xi-1 for the other stages Xi.
  • the magnitude of the power supply voltage VDD is such that the potential of the node N1 (Xi) at this time is equal to or higher than the threshold potential of the transistors M5 and M7, and the next stage Xi + 1 determined by the potential of the node N1 (Xi) at this time
  • the voltage input to the terminal S1 (the voltage of the output signal Z (Xi)) is set to be equal to or lower than the threshold potential of the transistor M1 of the next stage Xi + 1.
  • the shift pulse is input to the terminal S1
  • the transistor M5 is turned on and the pulse of the output signal OUT1 rises
  • the transistor M7 is turned on and the clock signal CLK1 is output as the output signal Z (Xi).
  • the low level is output.
  • the gate terminal of the transistor M5 is at a sufficiently high potential V (N1) with respect to VDD, and the transistor M5 is turned on so as to have a sufficiently small channel resistance.
  • the signal is output to the output terminal OUT1 via M5.
  • the output signal OUT1 is a gate terminal pulse having an amplitude of VDD-VSS.
  • the transistor M7 since the transistor M7 is also turned on so as to have a sufficiently small channel resistance like the transistor M5, a high level pulse that is the active level of the clock signal CLK1 is output from the terminal S2 through the transistor M7. It is output to Z (X1).
  • the capacitor C2 functions as a bootstrap capacitor and pushes up the gate terminal potential of the transistor M7 by a pulse output to the source terminal of the transistor M7. Therefore, the potential V (N1) of the node N1 (X1) is determined by the overall bootslap effect of the capacitors C1 and C2, as indicated by arrows (2) and (3).
  • the output signal Z (X1) is input as a shift pulse to the terminal S1 of the next stage Xi + 1, and charges the capacitor C1 of the stage X2.
  • the potential of the node N1 (X2) of the stage X2 is pushed up by inputting the high level of the clock signal CLK2, which is the first clock signal, to the terminal S2, and the transistor M5 is turned on.
  • the power supply voltage VDD is output from the output terminal OUT2 as the output signal OUT2 via the transistor M5, and becomes a gate terminal pulse.
  • the transistor M7 is also turned on, an active pulse of the clock signal CLK2 input from the terminal S2 is output to the output terminal Z (X2) via the transistor M7.
  • the output signal Z (X2) is input as a shift pulse to the terminal S1 of the next stage X3.
  • the output signal Z (X2) is input to the terminals S3 and S4 of the preceding stage X1, and the transistors M4 and M6 are turned on, whereby the potential of the node N1 (X1) of the preceding stage X1 and the output terminal OUT1. Decreases to the power supply voltage VSS. As a result, the gate terminal pulse as the output signal OUT1 falls, and the stage X1 is reset.
  • the output signal Z (Xi) of the second and subsequent stages Xi is input to the terminals S3 and S4 of the preceding stage Xi-1, and the node N1 (Xi-1) and the output terminal OUTi ⁇ of the preceding stage Xi ⁇ 1. 1 is reset to the low level, that is, the previous stage Xi-1 is reset.
  • the gate terminal pulse of the output signal OUTi is sequentially output to each gate bus line GL.
  • each stage Xi every time the output signal Z (i + 1) of the next stage as a reset signal input to the terminals S3 and S4 becomes active every frame, the transistor M6 is turned on and the output terminal OUTi is set to the Low level. Note that since the next stage does not exist in the final stage, a reset signal similar to that of the other stages may be input by providing a dummy stage having an equivalent stage configuration.
  • the transistor M6 In the period T0 from when the stage Xi is reset by the reset signal to when the shift pulse is next input to the stage Xi, the transistor M6 remains in the OFF state. In the display device, the period T0 is usually approximately one frame period. Therefore, the potential increase is suppressed by the circuit block 50 so that the gate bus line GL connected to the output terminal OUTi is floating in the period T0 and does not cause an undesired potential increase.
  • the shift register 1 does not include the circuit block 50 as shown in FIG. 2, the period T1 during which the pulse of the output signal OUTi is output and the stage as shown in FIG.
  • the period T0 is started after the period T2 in which an active reset signal is input to Xi, the potential of the output terminal OUTi is likely to rise as shown by the broken line.
  • the transistors M5 and M6 are both OFF, and the potential of the output terminal OUTi is held by the capacity of the gate bus line GL.
  • the period T0 is started, the potential of the output terminal OUTi gradually rises from VSS due to a leak current existing in the transistors M5 and M6, and settles to a certain final potential.
  • the final potential is determined by the voltage division ratio with respect to the potential difference (approximately equal to VDD ⁇ VSS) between the terminal V1 and the terminal V2 based on the OFF resistances of both the transistor M5 and the transistor M6 formed of TFTs. If this final potential is high, the TFT 21 of the picture element PIX becomes conductive even though the picture element PIX connected to the gate bus line GL is in the non-selection period, and the highest potential held in the picture element PIX. The display data inside is overwritten by the display data of other lines. Therefore, the potential rise of the output terminal OUTi in the period T0 must be suppressed as much as possible.
  • the size cannot be increased freely from the viewpoints of space saving in the display device, reduction in driving power, avoiding a decrease in device manufacturing yield, and suppression of an extreme increase in leakage current, so the gate bus line GL
  • the element constants of the resistance values of the transistors M5 and M6 and the capacitance value of the gate bus line GL are set while suppressing the size as much as possible so that the potential rise is finally within an allowable range in the length of the period T0 such as one frame period. By setting, it is necessary to adjust the time constant of potential rise.
  • a sink current path is always formed in the circuit block 50.
  • a sink current flows from the output terminal OUTi to the terminal V2, so that the potential of the output terminal OUTi can be brought close to the potential of the terminal V2.
  • the potential waveform of the broken line 32 rising from the start of the period T0 after the period T2 is set to the power supply voltage VSS than the potential waveform shown by the broken line 31 of FIG. close.
  • an increase in potential of the gate bus line GL can be appropriately suppressed without increasing the size of the transistor M6.
  • the formation of the sink current path by the circuit block 50 is always performed when the potential of the output terminal OUTi becomes higher than the potential of the terminal V2, the output signal OUTi Even during the period T1 during which the pulse is output, the sink current flows from the output terminal OUTi to the terminal V2. Therefore, as indicated by the broken line 33 in FIG.
  • the potential of the pulse of the output signal OUTi decreases during the period T1, and this decrease is adjusted by adjusting the resistance value of the sink current path. It is possible to keep the potential of these pulses within an appropriate range. Since the magnitude of the sink current can be set to an appropriate level by adjusting the resistance value, the circuit block 50 does not add a configuration for detecting the potential of the output terminal OUTi or the gate bus line GL, and outputs There is a function of appropriately holding the potentials of the output terminal OUTi and the gate bus line GL during the period T0 without adding a configuration for controlling the conduction interruption between the terminal OUTi and the gate bus line GL and the terminal V2.
  • the first DC voltage called the power supply voltage VDD is applied to the drain (one end opposite to the gate terminal drive output side) of the transistor M5 that outputs the gate terminal pulse.
  • the output voltage fluctuates when a clock signal is input to the drain of the transistor M5 and the output voltage fluctuates. Charge leakage from the liquid crystal picture element electrode can be prevented.
  • the gate bus line can be driven by a DC power source by applying a DC voltage to the drain of the transistor M5, and the gate bus line is driven by the clock signal by inputting a clock signal to the drain of the transistor M5.
  • the load of the external level shifter that generates the control signal of the shift register can be greatly reduced.
  • the amplitude of the clock signal can be set to an arbitrary value by setting the Low level to VSS or lower and the High level to VDD or higher.
  • the High level is set to a value higher than VDD, the ON current of the transistor whose High level is input to the gate terminal increases, and the operation speed can be improved.
  • the Low level is set to a value lower than VSS, the OFF current of a transistor whose low level is input to the gate terminal is reduced, and it is possible to prevent the malfunction of the level shifter due to the leakage current.
  • the gate terminal potential can be made lower than the source terminal potential and the drain potential. Therefore, the threshold voltage generated due to the DC voltage component applied to the gate terminal. The change with time of Vth can be suppressed to a small value, and the performance deterioration of the shift register can be suppressed.
  • the stage that outputs the gate terminal pulse and the stage that outputs the set / reset control signal such as the set signal (shift pulse) and reset signal of the other stage Xi are separated from each other. Further, any number of stages separated in the same manner may be provided.
  • the control signal if the stage for outputting the set signal (shift pulse) of another stage and the stage for outputting the reset signal of another stage are further separated, the output of the set signal and the output of the reset signal are performed. Can be avoided, and can be operated more stably.
  • a third output transistor similar to the transistor M7 and a ninth switching element similar to the transistor M8 are added to the configuration of FIG.
  • the source terminal of the third output transistor is a third output terminal that is one output terminal of the stage Xi, which is different from the first output terminal and the second output terminal.
  • the second output terminal (output terminal Z ) Output a set signal (shift pulse) and a reset signal from the third output terminal.
  • the drain of the transistor M7 that outputs a control signal for setting and resetting the stage Xi on the front stage side and the rear stage side is connected to the terminal S2, so that the potential V (N1) of the node N1 is capacitively coupled. It is possible to prevent the potential of the output terminal Z from being raised.
  • the output of the subsequent stage is input to the gate terminal of the transistor M6.
  • a clock signal is input to the drain of the output transistor Q2 in FIGS. 22 and 25, output fluctuation occurs for each clock due to clock feedthrough. Therefore, in order to suppress the fluctuation of the output, it is necessary to use the control signal of the transistor Q3 as a clock signal.
  • a DC voltage different from the first DC voltage may be applied to the gate terminal of the transistor M1. Thereby, the charging potential of the node N1 is not restricted by the power supply voltage VDD.
  • the gate output from the output terminal OUT is output only for a period of two clock pulses (period T1 in FIG. 5) while the potential rises stepwise as shown in the waveform of the output signal OUT1.
  • the shift pulse output from the output terminal Z is a clock signal corresponding to the latter half period of the gate terminal pulse of the stage Xi of its own stage, as shown in the waveforms of the output signals Z (X1) and Z (X2). Only a period of one clock pulse of CLK1 and CLK2 is output. Therefore, the pixel is precharged in the first half period of the gate terminal pulse, the data signal is written in the second half period, and the shift pulse can be transmitted to the next stage Xi + 1.
  • the shift register 1 it is possible to reduce the number of clock signals which are input signals necessary to obtain an equivalent output signal for precharging.
  • the potential V (N1) of the node N1 is pushed up by capacitive coupling, and the output of the output terminal Z rises during an unnecessary period, causing the shift register to malfunction. Can be prevented.
  • the number of external input signals to the required shift register can be reduced.
  • the transistors M1 to M8 used for the stage Xi may be p-channel type.
  • the output terminal OUT becomes a shift pulse output terminal that outputs a shift pulse transmitted to the next stage Xi.
  • FIG. 6 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • the resistor R50 is a resistance element having one end connected to the terminal U1 and the other end connected to the terminal U2.
  • the resistor R50 can form a sink current path because a current flows from the terminal U1 to the terminal U2 when the potential of the terminal U1 becomes higher than the potential of the terminal U2.
  • the resistor R50 can be formed by a metal layer that forms an electrode such as a wiring of the display panel 12 or a source terminal / drain or a gate terminal of the TFT.
  • the resistor R50 can be formed by a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R50 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • FIG. 7 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • the circuit 7 includes a transistor M50 and a circuit block 50a.
  • the circuit block 50a includes resistors R501 and R502.
  • the transistor (first transistor) M50 is composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • the transistor M50 is an n-channel type, and the drain is connected to the terminal U1 and the source terminal is connected to the terminal U2.
  • the drain means one drain / source terminal, and the source terminal means the other drain / source terminal.
  • the circuit block 50a is a circuit that defines the conductance of the transistor M50, and includes a node N10 connected to the gate terminal of the transistor M50.
  • the resistor (second resistor) R501 is a resistance element having one end connected to the node N10 and the other end applied with a DC voltage (first voltage) V10.
  • the resistor (third resistor) R502 is a resistive element having one end connected to the node N10 and the other end applied with a DC voltage (second voltage) V20.
  • V10> V20 it is assumed that when the sink current path is configured in the circuit block 50, there is a relationship of V10> V20. Therefore, the first voltage and the second voltage do not have to be a direct-current voltage as long as they have the relationship.
  • the voltage V10 is at the high level (V10> V20) only when the terminal U1 is at the high level (for example, when a gate pulse is output in the display device), and the voltage V10 is at the low level (V10 and V20) in other periods.
  • the relationship between the height and the height may not be specified).
  • a voltage obtained by dividing the difference between the voltage V10 and the voltage V20 by the resistors R501 and R502 appears, and this divided voltage is applied as a bias voltage to the gate terminal of the transistor M5.
  • the potential difference between the node N10 and the terminal U2 (substantially equal to the power supply voltage VSS) is set to exceed the threshold voltage of the transistor M50. If the potential of the terminal U1 is higher than the potential of the terminal U2, a current flows from the terminal U1 to the terminal U2, and thus a sink current path can be formed.
  • the transistor M50 Since the transistor M50 operates in a linear region in a range where the potential difference between the terminal U1 and the terminal U2 is small, the transistor M50 functions as an element having a substantially constant resistance value. Even if the transistor M50 operates in the saturation region (constant current region) due to the potential of the terminal U1 being increased during the period T1, the sink current can be suppressed to a small value by setting the voltage at the node N10 low. can do.
  • Resistors R501 and R502 can be formed of a metal layer that forms an electrode such as a wiring of the display panel 12 or a drain / source terminal or a gate terminal of the TFT.
  • the resistors R501 and R502 can be formed of a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistors R501 and R502 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • TFT is not limited to amorphous silicon but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In-Ga-Zn-O), or the like.
  • the resistors R501 and R502 can also be configured by transistors M501 and M502 configured by field effect transistors such as TFTs.
  • the transistors M501 and M502 are n-channel type.
  • a voltage V10 is applied to the drain of the transistor (second transistor) M501, and the source terminal of the transistor M501 is connected to the node N10.
  • the drain of the transistor (third transistor) M502 is connected to the node N10, and the voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M502.
  • a voltage V10 is applied as a bias voltage to the gate terminals of the transistors M501 and M502.
  • the transistors M501 and M502 are operated in the linear region.
  • the bias voltage applied to the gate terminals of the transistors M501 and M502 may be a voltage that turns off the transistors M501 and M502.
  • the voltage at the node N10 is a voltage obtained by dividing V1-V2 by the transistors M501 and M502 in the OFF state.
  • the transistors M501 and M502 are unlikely to deteriorate.
  • the voltage applied to the gate terminals of the transistors M501 and M502 may be a voltage such that one of the transistors M501 and M502 is turned on and the other is turned off.
  • a voltage according to the voltage application state of the transistor in the ON state is applied to the node N10.
  • the transistors M50, M501, and M502 may be p-channel field effect transistors.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the current control of the transistor M50 by the circuit block 50a in the subthreshold region may be performed using the leakage current characteristic.
  • FIG. 9 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • circuit block 50a includes a resistor R503 and a transistor M503 in the circuit block 50 of FIG.
  • Resistance (fourth resistance) R503 is a resistance element having one end connected to the node N10 and the other end applied with the voltage V10.
  • the transistor M503 is an n-channel type.
  • the gate terminal and drain of the transistor (fourth transistor) M503 are diode-connected by being connected to the node N10, and the voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M503.
  • the transistor M503 operates at the pinch-off point because the gate terminal and the drain are connected to each other. Therefore, the voltage at the node N10 is the voltage drop due to the drain current of the transistor M503 flowing through the resistor R503 and the drain / source of the transistor M50. It is determined when the sum of the voltage between terminals (pinch-off voltage) is equal to V10-V20. The voltage at the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M50, and the transistor M50 performs the same operation as in the second embodiment.
  • the transistor M503 when (voltage of the node N10) ⁇ V20 is smaller than the threshold voltage Vth of the transistor M503, the transistor M503 is turned off, and a leakage current can flow in the subthreshold region.
  • the voltage at the node N10 may be a voltage obtained by dropping the voltage from the voltage V10 by causing the leakage current of the transistor M503 to flow through the resistor R503. Since a low bias voltage that turns off the transistor M503 is applied to the gate terminal of the transistor M503, the transistor M503 is unlikely to deteriorate.
  • the resistor R503 can be formed by a metal layer that forms wiring of the display panel 12 and electrodes such as a source terminal / drain and a gate terminal of the TFT.
  • the resistor R503 can be formed of a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R503 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • the transistors M50 and M503 may be p-channel field effect transistors. When the p-channel transistor M503 is used, the transistor M503 is disposed on the voltage V10 side, and the resistor R503 is disposed on the voltage V20 side.
  • the current control of the transistor M50 by the circuit block 50a in the subthreshold region may be performed using the leakage current characteristic.
  • TFT is not limited to amorphous silicon but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In-Ga-Zn-O), or the like.
  • FIG. 10 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • the circuit block 50 in FIG. 10 has a configuration in which the circuit block 50a includes the transistor M504 and the transistor M505 in the circuit block 50 in FIG.
  • the voltage V10 is applied to the gate terminal and drain of the transistor (fifth transistor) M504, and the source terminal of the transistor M504 is connected to the node N10.
  • the gate terminal and drain of the transistor (sixth transistor) M505 are connected to the node N10, and the voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M505. Therefore, the transistors M504 and M505 are diode-connected.
  • Both the transistor M504 and the transistor M505 operate at the pinch-off point because the gate terminal and the drain are connected to each other. Accordingly, the voltage at the node N10 is determined when the sum of the drain / source terminal voltage (pinch-off voltage) of the transistor M504 and the drain / source terminal voltage (pinch-off voltage) of the transistor M505 is equal to V10-V20. The voltage at the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M50, and the transistor M50 performs the same operation as in the second embodiment.
  • the transistors M504 and M505 are subthreshold. A leak current may flow in the region.
  • the voltage at the node N10 may be a voltage obtained by dividing V10-V20 by the transistors M504 and M505 in the OFF state. Since a low bias voltage that turns off the transistors M504 and M505 is applied to the gate terminals of the transistors M504 and M505, the transistors M504 and M505 are unlikely to deteriorate.
  • the power supply voltage VDD may be applied.
  • the transistor M505 in FIG. 10 in order to maintain the ON state, the voltage of the node N10 needs to be higher than V20 + (the threshold voltage Vth of the transistor M505). Therefore, in order to increase the voltage at the node N10, it is effective to operate the transistor M504 in a linear region in which the voltage between the drain / source terminals is considerably reduced by sufficiently increasing the gate terminal voltage of the transistor M504.
  • the power supply voltage VDD is preferably applied to the gate terminal of M504.
  • the power supply voltage VSS may be applied to the gate terminal of the transistor M504.
  • the transistor M504 is turned off and a leak current flows in the subthreshold region.
  • the transistor M504 is unlikely to deteriorate.
  • the transistor M505 a transistor having such a characteristic that a specified voltage can be applied to the gate terminal of the transistor M50 while flowing a leakage current or drain current having the same magnitude as the leakage current of the transistor M504 is used.
  • the voltage of the node N10 is a voltage obtained by dividing V10-V20 by the transistor M504 and the transistor M505.
  • a voltage having an overdrive voltage smaller than the power supply voltage VDD may be applied to the gate terminal of the transistor M504 to give a desired ON resistance to the transistor M504.
  • VDD power supply voltage
  • the gate terminal of the transistor M504 may be connected to the node N10. In this way, the transistor M504 can be operated in the saturation region.
  • the transistors M50, M504, and M505 may be p-channel field effect transistors.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the current control of the transistor M50 by the circuit block 50a in the subthreshold region may be performed using the leakage current characteristic.
  • FIG. 11 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • circuit block 50a includes a resistor R504 and transistors M506 and M507 in the circuit block 50 of FIG.
  • a resistor (fifth resistor) R504 is a resistance element having one end connected to the node N10 and the other end applied with the voltage V10.
  • the transistors M506 and M507 are n-channel type.
  • the gate terminal and drain of the transistor (sixth transistor) M506 are connected to the node N10, and the source terminal of the transistor M506 is connected to the gate terminal and drain of the transistor (seventh transistor) M507.
  • a voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M507. Therefore, the transistors M506 and M507 are diode-connected.
  • the transistors M506 and M507 are both operated at the pinch-off point, or the transistors M506 and M507 are both in the OFF state so that a leakage current flows in the subthreshold region, and the drain current at that time causes the resistor R504 to flow.
  • the voltage of the node N10 obtained by the voltage drop from the voltage V10 by flowing is applied to the gate terminal of the transistor M50.
  • the transistor M50 performs the same operation as in the second embodiment.
  • the resistor R504 can be formed of a metal layer that forms electrodes of the wiring of the display panel 12 and the source terminal / drain and gate terminal of the TFT.
  • the resistor R504 can be formed by a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R504 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • the transistors M50, M506, and M507 may be p-channel field effect transistors.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the current control of the transistor M50 by the circuit block 50a in the subthreshold region may be performed using the leakage current characteristic.
  • FIG. 12A shows the configuration of an embodiment of the circuit block 50.
  • circuit block 50a includes transistors M508, M509, and M510 in the circuit block 50 of FIG.
  • a voltage V10 is applied to the gate terminal and drain of the transistor (eighth transistor) M508, and the source terminal of the transistor M508 is connected to the node N10.
  • the gate terminal and drain of the transistor (ninth transistor) M509 are connected to the node N10, and the source terminal of the transistor M509 is connected to the gate terminal and drain of the transistor (tenth transistor) M510.
  • a voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M510. Therefore, the transistors M508, M509, and M510 are diode-connected.
  • the transistors M508, M509, and M510 all operate at the pinch-off point, or the transistors M508, M509, and M510 are all in the OFF state and the leakage current flows in the subthreshold region. Appears at node N10. The voltage at the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M50, and the transistor M50 performs the same operation as in the second embodiment.
  • a low bias voltage that turns off the transistors M508, M509, and M510 is applied to the gate terminals of the transistors M508, M509, and M510. M509 and M510 are not easily deteriorated.
  • the power supply voltage VDD may be applied.
  • the drain voltage of the transistor M510 needs to be higher than V20 + (the threshold voltage Vth of the transistor M510) in order to maintain the ON state, and the transistor M509 is in the ON state.
  • the voltage of the node N10 needs to be higher than (the drain voltage of the transistor M510) + (the threshold voltage Vth of the transistor M509).
  • the gate terminal voltage of the transistor M508 is sufficiently increased to operate the transistor M508 in a linear region in which the drain-source terminal voltage is considerably reduced. It is effective and it is preferable to apply the power supply voltage VDD to the gate terminal of the transistor M508.
  • the power supply voltage VSS may be applied to the gate terminal of the transistor M508.
  • the transistor M508 is turned off and a leak current flows in the subthreshold region.
  • the transistors M509 and M510 are also turned off, and the voltages between the drain and source terminals are balanced so that equal leakage current flows in the subthreshold region.
  • the voltage of the node N10 is a voltage obtained by dividing V10-V20 by the transistors M508, M509, and M510 in the OFF state.
  • the gate terminal of the transistor M508 may be connected to the node N10 instead of being connected to the drain terminal of the transistor M508.
  • a voltage having an overdrive voltage smaller than the power supply voltage VDD may be applied to the gate terminal of the transistor M508 to give a desired ON resistance to the transistor M508.
  • VDD power supply voltage
  • the gate terminal of the transistor M508 may be connected to the node N10. In this way, the transistor M508 can be operated in the saturation region.
  • the transistors M50, M508, M509, and M510 may be p-channel field effect transistors.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the current control of the transistor M50 by the circuit block 50a in the subthreshold region may be performed using the leakage current characteristic.
  • FIG. 13 shows the configuration of each stage Xi in one embodiment.
  • Stage Xi has a configuration in which the circuit block 50 in the stage Xi of FIG.
  • the circuit block (first circuit) 60 is connected between the output terminal OUT and the terminal V2, and as shown in FIG. 13, the terminal U1 connected to the output terminal OUT and the terminal connected to the terminal V2. U2 and a terminal (control terminal) U3 to which a control signal Cont is input.
  • the circuit block 60 includes an element whose conduction and interruption are controlled by the control signal Cont input to the terminal U3, and when the element is controlled to conduct by the control signal Cont, the output terminal is connected via the element. OUT and the terminal V2 are brought into conduction, and the circuit block 60 is activated. On the other hand, when the element is controlled so as to be blocked by the control signal Cont, the circuit block 60 becomes inactive.
  • circuit block 60 The detailed configuration of the circuit block 60 will be described below with reference to examples.
  • FIG. 14 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 60.
  • the transistor (eleventh transistor) M60 is composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • the transistor M60 is an n-channel type.
  • the drain of the transistor M60 is connected to the terminal U1, and the source terminal of the transistor M601 is connected to the terminal U2.
  • the gate terminal of the transistor M601 is connected to the terminal U3.
  • the transistor M60 When a control signal Cont that activates the circuit block 60 is input to the terminal U3, the transistor M60 is turned on. When a control signal Cont that deactivates the circuit block 60 is input, the transistor M60 is turned off. Become. When the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2 when the circuit block 60 is in the active state, a current flows from the terminal U1 to the terminal U2 through the transistor M60. Therefore, the circuit block 60 forms a sink current path.
  • control signal Cont for example, the clock signal that is different from the clock signal input to the terminal S2 of the stage Xi among the clocks CLK1 and CLK2 in FIG. 4 can be used.
  • the control signal Cont in the period T1 in FIG. 5, the control signal Cont is at the low level during the period in which the potential of the node N1 is raised by the capacitor C1, and thus the circuit block 60 can be inactivated. Therefore, it is not necessary to lower the potential of the output terminal OUT more than necessary.
  • the transistor M60 may be a p-channel field effect transistor.
  • FIG. 15 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 60.
  • the transistor (a twelfth transistor) M601 is composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • the transistor M601 is an n-channel type.
  • the resistor (sixth resistor) R601 is a resistor element having one end connected to the terminal U1 and the other end connected to the drain of the transistor M601.
  • the source terminal of the transistor M601 is connected to the terminal U2.
  • the gate terminal of the transistor M601 is connected to the terminal U3.
  • the drain means one drain / source terminal
  • the source terminal means the other drain / source terminal.
  • the transistor M601 When a control signal Cont that activates the circuit block 60 is input to the terminal U3, the transistor M601 is turned on. When a control signal Cont that deactivates the circuit block 60 is input, the transistor M601 is turned off. Become. When the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2 when the circuit block 60 is in the active state, a current flows from the terminal U1 to the terminal U2 through the series connection path of the resistor 601 and the transistor M601. Therefore, the circuit block 60 forms the serial connection path as a sink current path.
  • control signal Cont for example, the clock signal that is different from the clock signal input to the terminal S2 of the stage Xi among the clocks CLK1 and CLK2 in FIG. 4 can be used.
  • the control signal Cont in the period T1 in FIG. 5, the control signal Cont is at the low level during the period in which the potential of the node N1 is raised by the capacitor C1, and thus the circuit block 60 can be inactivated. Therefore, it is not necessary to lower the potential of the output terminal OUT more than necessary.
  • the resistor R601 may be composed of a field effect transistor such as a TFT that operates in a linear region.
  • the circuit block 60 may be configured to include a parallel circuit of a resistor (sixth resistor) R601 and a transistor (twelfth transistor) M601. Although not shown, one end of the resistor R601 and the drain of the transistor M601 are connected to the terminal U1, and the other end of the resistor R601 and the source terminal of the transistor M601 are connected to the terminal U2. A control signal Cont is input to the gate terminal of the transistor M601. In this case, the circuit block 60 is activated when the control signal Cont for turning on the transistor M601 is input. In the inactive state, when the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2, a current flows through the resistor 601, but the output terminal OUT and the terminal V2 are not conducted through the transistor M601.
  • the resistor R601 can be formed by a metal layer that forms wiring of the display panel 12 and electrodes such as a source terminal / drain and a gate terminal of the TFT.
  • the resistor R601 can be formed of a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R601 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • the transistor M601 may be a p-channel field effect transistor.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • FIG. 16 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 60.
  • the 16 includes a transistor M60 and a circuit block 60a.
  • the circuit block 60a includes a resistor R602 and a transistor M602.
  • the transistor (eleventh transistor) M60 is composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • the transistor M60 is an n-channel type, and the drain is connected to the terminal U1 and the source terminal is connected to the terminal U2.
  • the circuit block 60a is a circuit that controls the conductance of the transistor M60, and includes a node N10 connected to the gate terminal of the transistor M60.
  • the resistor (seventh resistor) R602 is a resistor element having one end connected to the node N10 and the other end applied with a DC voltage (first voltage) V10.
  • the drain of the transistor (13th transistor) 602 is connected to the node N10, and a DC voltage (second voltage) V20 is applied to the source terminal of the transistor M602.
  • V10> V20 The gate terminal of the transistor M602 is connected to the terminal U3.
  • the transistor M602 When the control signal Cont that activates the circuit block 60 is input to the terminal U3, the transistor M602 is turned off. As a result, a voltage drop occurs due to the current defined by the series connection circuit of the resistor 602 and the OFF resistance of the transistor M602 flowing in the resistor 602, and a high-level voltage obtained by subtracting the voltage drop from the voltage V1 is generated. It becomes the voltage of the node N10. The voltage of the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M60, and the transistor M60 is turned on. At this time, if the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2, a sink current path through which current flows from the terminal U1 to the terminal U2 is formed.
  • the transistor M602 When the control signal Cont that deactivates the circuit block 60 is input to the terminal U3, the transistor M602 is turned on. As a result, a voltage drop occurs due to the current defined by the series connection circuit of the resistor 602 and the ON resistance of the transistor M602 flowing in the resistor 602, and a low level voltage obtained by subtracting the voltage drop from the voltage V1 is generated. It becomes the voltage of the node N10. The voltage of the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M60, and the transistor M60 is turned off.
  • the transistor M50 in the active state, operates in a linear region in a range where the potential difference between the terminal U1 and the terminal U2 is small, so that the transistor M60 functions as an element having a substantially constant resistance value. Even if the transistor M60 operates in the saturation region (constant current region) due to the active state during the period T1 and the potential of the terminal U1 increasing, the voltage at the node N10 can be set low. The sink current can be suppressed small.
  • the resistor R602 can be formed of a metal layer that forms wiring of the display panel 12 and electrodes such as a source terminal / drain and a gate terminal of the TFT.
  • the resistor R602 can be formed of a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R602 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • the resistor R602 can be composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • the transistors M60 and M602 may be p-channel field effect transistors. When the p-channel transistor M602 is used, the transistor M602 is disposed on the voltage V10 side, and the resistor R602 is disposed on the voltage V20 side.
  • FIG. 17 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 60.
  • circuit block 60a includes a resistor R603 and transistors M603 and M604 in the circuit block 60 of FIG.
  • Resistor (eighth resistor) R603 is a resistive element having one end connected to the node N10 and the other end applied with the voltage V10.
  • the transistors M603 and M604 are n-channel type.
  • the drain of the transistor (fourteenth transistor) M603 is connected to the node N10, and the source terminal of the transistor M603 is connected to the gate terminal and drain of the transistor M604.
  • the gate terminal of the transistor (fifteenth transistor) M603 is connected to the terminal U3.
  • a voltage V20 is applied to the source terminal of the transistor M604. Therefore, the transistor M604 is diode-connected.
  • the transistor M603 when the control signal Cont that activates the circuit block 60 is input to the terminal U3, the transistor M603 is turned off. As a result, the transistor M604 is also turned off. Therefore, a current defined by a series connection circuit of the resistor R603, the OFF resistance of the transistor M603, and the OFF resistance of the transistor M604 flows through the resistor R603.
  • the voltage at the node N10 is a voltage obtained by subtracting the voltage drop at the resistor R603 from the voltage V10.
  • the voltage of the node N10 is applied to the gate terminal of the transistor M60, and the transistor M60 is turned on. At this time, if the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2, a sink current path through which a current flows from the terminal U1 to the terminal U2 is formed.
  • the resistor R603 can be formed of a metal layer that forms electrodes of the wiring of the display panel 12 and the source terminal / drain and gate terminal of the TFT.
  • the resistor R603 can be formed by a semiconductor layer that forms a TFT.
  • the resistor R603 can be formed of a transparent electrode material of the picture element PIX.
  • the resistor R603 can be composed of a field effect transistor such as a TFT.
  • FIG. 18A shows the configuration of each stage Xi in one embodiment.
  • Stage Xi has a configuration in which the circuit block 50 is replaced with the circuit block 70 in the stage Xi of FIG.
  • the circuit block (first circuit) 70 is connected between the output terminal OUT and the terminal V2.
  • the terminal U1 connected to the output terminal OUT, the terminal U2 connected to the terminal V2, and the control signal Cont1 It has a terminal (control terminal) U3 to be input and a terminal (control terminal) U4 to which a control signal Cont2 is input.
  • the circuit block 70 of the present embodiment is configured to receive a plurality (two or more) of control signals.
  • FIG. 19 shows a configuration of an embodiment of the circuit block 70.
  • the circuit block 70 of FIG. 19 includes transistors M701 and M702.
  • Transistors M701 and M702 are composed of field effect transistors such as TFTs.
  • the transistors M701 and M702 are n-channel type.
  • the drain of the transistor (sixteenth transistor) M701 is connected to the terminal U1, and the source terminal of the transistor M701 is connected to the drain of the transistor (sixteenth transistor) M702.
  • the source terminal of the transistor M702 is connected to the terminal U2.
  • the gate terminal of the transistor M701 is connected to the terminal U3, and the gate terminal of the transistor M702 is connected to the terminal U4.
  • the transistor M701 is an element whose conduction and interruption are controlled by the control signal Cont1
  • the transistor M702 is an element whose conduction and interruption is controlled by the control signal Cont2.
  • the drain means one drain / source terminal, and the source terminal means the other drain / source terminal.
  • the number of the sixteenth transistors is not limited to two, and any number may be provided as long as they are arranged in series. Other elements may be inserted in series between the sixteenth transistors, as long as they are arranged in series.
  • the circuit block 70 takes the first active state and the first inactive state by the control signal Cont1, and takes the second active state and the second inactive state by the control signal Cont2. To do.
  • the first active state indicates that the transistor M701 is in the ON state, and the first inactive state indicates that the transistor M701 is in the OFF state.
  • the second active state indicates that the transistor M702 is in the ON state, and the second inactive state indicates that the transistor M702 is in the OFF state.
  • the circuit block 70 is in an active state when the first active state and the second active state occur simultaneously, and is in an inactive state at other times.
  • the transistors M701 and M702 are When both control signals Cont1 and Cont2 are input so that at least one of the transistor M701 and the transistor M702 is in an OFF state, the circuit block 70 is in an inactive state. It becomes.
  • the circuit block 70 forms the serial connection path as a sink current path.
  • control signals Cont1 and Cont2 for example, a signal having the same phase as the clock signal different from the clock signal input to the terminal S2 of the stage Xi among the clocks CLK1 and CLK2 in FIG.
  • the levels of the control signals Cont1 and Cont2 may be set independently. In this case, since the control signals Cont1 and Cont2 are at the low level during the period in which the potential of the node N1 is raised by the capacitor C1 in the period T1 in FIG. 5, the circuit block 70 is set in an inactive state. Therefore, it is not necessary to lower the potential of the output terminal OUT more than necessary.
  • the first circuit can be controlled by AND logic of a plurality of control signals.
  • the circuit block 70 may include a parallel circuit of a transistor (sixteenth transistor) M701 and a transistor (sixteenth transistor) M702.
  • the drain of the transistor M701 and the drain of the transistor M702 are connected to the terminal U1, and the source terminal of the transistor M701 and the source terminal of the transistor M702 are connected to the terminal U2.
  • the control signal Cont1 is input to the gate terminal of the transistor M701, and the control signal Cont2 is input to the gate terminal of the transistor M702.
  • control signal Cont1 for setting the first active state in which the transistor M701 is turned on is input to the terminal U3
  • the control signal Cont2 for setting the second active state in which the transistor M702 is turned on is the terminal. It is assumed that the circuit block 70 becomes active when at least one of the inputs to U4 occurs.
  • control signal Cont1 for setting the first inactive state in which the transistor M701 is turned off is input to the terminal U3
  • the control signal Cont2 for setting the second inactive state in which the transistor M702 is turned off is the terminal U4.
  • the circuit block 70 becomes inactive.
  • the sixteenth transistor In the active state of the circuit block 70, if the potential of the output terminal OUT is higher than the potential of the terminal V2, an ON current flows through at least one of the transistor M701 and the transistor M702. Is in a conductive state via the sixteenth transistor.
  • the sixteenth transistor In addition to the case where the sixteenth transistors are in a parallel relationship, generally, the sixteenth transistor is provided in each of the paths arranged in a parallel relationship between the output terminal OUT and the terminal V2. That's fine.
  • the first circuit can be controlled by OR logic of a plurality of control signals.
  • the transistors M701 and M702 may be p-channel field effect transistors.
  • the TFT is not limited to amorphous silicon, but can be formed of polysilicon (including low-temperature polysilicon), CG silicon, IGZO (In—Ga—Zn—O), or the like.
  • the picture element PIX is selected during a period when the scanning signal is at a low level.
  • a stage Xi is configured to hold the output terminal OUT and the gate line GL at the high level during the non-selection period of the picture element PIX. Therefore, the current path of the first circuit is a source current path through which current flows from the second input terminal to the first output terminal.
  • the potential of the output terminal OUT and the gate line GL takes either the high level or the low level, and therefore the first circuit is connected between the first output terminal and the second input terminal.
  • the circuit forms a current path between the first output terminal and the second input terminal.
  • the shift register of the present invention provides A shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that output
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first circuit connected between the first output terminal and the second input terminal and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal; It is characterized by being.
  • the first DC voltage is applied to the drain of the first output transistor, and the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • a current path is formed between the first output terminal and the second input terminal. This current path is formed so as to prevent the voltage from being raised from the second input terminal during non-output while preventing a voltage drop during output from the first output terminal. Thereby, there is an effect that it is possible to appropriately suppress the potential increase of the first output terminal during the period when the output to the first output terminal is not performed.
  • the gate bus line can be driven by a DC power supply by applying a DC voltage to the drain of the first output transistor, and the gate bus line can be driven by inputting a clock signal to the drain of the first output transistor.
  • the load of the external level shifter for generating the control signal of the shift register can be greatly reduced.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a first resistor composed of a resistance element having one end connected to the first output terminal and the other end connected to the second input terminal. Yes. According to the above invention, there is an effect that the first circuit can be easily realized.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a first transistor, a second resistor, and a third resistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor. Is connected to the second input terminal,
  • the second resistor is a resistive element having one end connected to the gate terminal of the first transistor and the other end applied with a first voltage.
  • the third resistor is a resistance element having one end connected to the gate terminal of the first transistor and a second voltage applied to the other end.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a first transistor, a second transistor, and a third transistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor.
  • the second transistor is a field effect transistor, a first voltage is applied to one drain / source terminal of the second transistor, and the other drain / source terminal of the second transistor is the first drain / source terminal.
  • a bias voltage is applied to the gate terminal of the second transistor,
  • the third transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the third transistor is connected to the gate terminal of the first transistor, and the other drain / source terminal of the third transistor is connected.
  • a second voltage is applied to the source terminal, and a bias voltage is applied to the gate terminal of the third transistor.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a first transistor, a fourth resistor, and a fourth transistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor. Is connected to the second input terminal,
  • the fourth resistor is a resistive element having one end connected to the gate terminal of the first transistor and the other end applied with a first voltage.
  • the fourth transistor is a field effect transistor, and a gate terminal of the fourth transistor is connected to one drain / source terminal of the fourth transistor, and one drain of the fourth transistor The / source terminal is connected to the gate terminal of the first transistor, and the second voltage is applied to the other drain / source terminal of the fourth transistor.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a first transistor, a fifth transistor, and a sixth transistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor.
  • the fifth transistor is a field effect transistor, and a first voltage is applied to one drain / source terminal of the fifth transistor, and the other drain / source terminal of the fifth transistor is the first drain / source terminal.
  • the sixth transistor is a field effect transistor, and the gate terminal of the sixth transistor is connected to one drain / source terminal of the sixth transistor, and one drain / source terminal of the sixth transistor is connected.
  • the source terminal is connected to the gate terminal of the first transistor, and the second voltage is applied to the other drain / source terminal of the sixth transistor.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the fifth transistor is connected to a drain / source terminal to which the first voltage of the fifth transistor is applied.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the fifth transistor is characterized in that a larger conductance of the fifth transistor is applied to the first DC voltage and the second DC voltage.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the fifth transistor is characterized in that a smaller conductance of the fifth transistor is applied to the first DC voltage and the second DC voltage.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the fifth transistor is applied with a larger conductance of the fifth transistor of the first DC voltage and the second DC voltage to the gate terminal of the fifth transistor. It is characterized in that a voltage having an overdrive voltage smaller than that in the case is applied.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the fifth transistor is connected to the gate terminal of the first transistor.
  • the first circuit includes a first transistor, a fifth resistor, a seventh transistor, and an eighth transistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor. Is connected to the second input terminal,
  • the fifth resistor is a resistance element having one end connected to the gate terminal of the first transistor and the other end applied with a first voltage.
  • the seventh transistor is a field effect transistor, the gate terminal of the seventh transistor is connected to one drain / source terminal of the seventh transistor, and one drain / source terminal of the seventh transistor is connected.
  • the source terminal is connected to the gate terminal of the first transistor,
  • the eighth transistor is a field effect transistor, and the gate terminal of the eighth transistor is connected to one drain / source terminal of the eighth transistor, and one drain / source terminal of the eighth transistor is connected.
  • the source terminal is connected to the other drain / source terminal of the seventh transistor, and the second voltage is applied to the other drain / source terminal of the eighth transistor.
  • the first circuit includes a first transistor, a ninth transistor, a tenth transistor, and an eleventh transistor,
  • the first transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the first transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the first transistor.
  • Is connected to the second input terminal The ninth transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the ninth transistor is connected to the gate terminal of the first transistor, and the other drain / source terminal of the ninth transistor is connected.
  • a first voltage is applied to the source terminal, a bias voltage is applied to the gate terminal of the ninth transistor,
  • the tenth transistor is a field effect transistor, and a gate terminal of the tenth transistor is connected to one drain / source terminal of the tenth transistor, and one drain / source terminal of the tenth transistor is connected.
  • the source terminal is connected to the gate terminal of the first transistor,
  • the eleventh transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the eleventh transistor is connected to the other drain / source terminal of the tenth transistor.
  • a second voltage is applied to the other drain / source terminal.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the ninth transistor is connected to one drain / source terminal of the ninth transistor.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the ninth transistor is characterized in that the larger one of the first DC voltage and the second DC voltage, the larger the conductance of the ninth transistor, is applied.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the ninth transistor is characterized in that a smaller conductance of the ninth transistor is applied to the first DC voltage and the second DC voltage.
  • the shift register of the present invention provides A voltage having an overdrive voltage smaller than the first DC voltage is applied to the gate terminal of the ninth transistor.
  • the shift register of the present invention provides The gate terminal of the ninth transistor is connected to the gate terminal of the first transistor.
  • the shift register of the present invention provides A shift register comprising stages cascaded to transmit shift pulses, Each of the above stages A shift pulse input terminal to which the shift pulse is input; An output terminal for outputting a signal to the outside of the stage including a shift pulse output terminal from which the shift pulse is output as one output terminal; A first input terminal to which a first DC voltage is applied; A second input terminal to which a second DC voltage different from the first DC voltage is applied; A third input terminal to which a first clock signal corresponding to each stage that does not overlap with a period of the shift pulse input to the shift pulse input terminal is input to a period of an active clock pulse; A fourth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the first predetermined portion and the second input terminal is input; A fifth input terminal to which a signal instructing connection and disconnection between the second predetermined portion and the second input terminal is input; One drain / source terminal is connected to the first input terminal, and the other drain / source terminal is included in an output terminal that outputs a
  • a first output transistor serving as a first output terminal constituting one output terminal different from the shift pulse output terminal;
  • a first capacitor having one end connected to the gate terminal of the first output transistor;
  • the shift pulse is connected to the shift pulse input terminal, and the potential supplied to one end of the first capacitor is passed during the shift pulse period using the shift pulse input to the shift pulse input terminal as a conduction control signal.
  • a conducting input gate A first switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the first input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the third input terminal; , A second switching element having one end connected to the other end of the first capacitor, the other end connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal connected to the shift pulse input terminal; One end is connected to one end of the first capacitor as the first predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and a conduction cutoff control terminal is connected to the fourth input terminal.
  • a third switching element One end is connected to the first output terminal as the second predetermined location, the other end is connected to the second input terminal, and the conduction cutoff control terminal is connected to the fifth input terminal. 4 switching elements; A first terminal connected between the first output terminal and the second input terminal, having a control terminal, and forming a current path between the first output terminal and the second input terminal.
  • a shift register characterized by comprising:
  • the first DC voltage is applied to the drain of the first output transistor, and the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • the switched capacitor operation using the first switching element, the second switching element, and the first capacitor is performed.
  • a current path is formed between the first output terminal and the second input terminal. This current path is formed so as to prevent the voltage from being raised from the second input terminal during non-output while preventing a voltage drop during output from the first output terminal. Thereby, there is an effect that it is possible to appropriately suppress the potential increase of the first output terminal during the period when the output to the first output terminal is not performed.
  • the gate bus line can be driven by a DC power supply by applying a DC voltage to the drain of the first output transistor, and the gate bus line can be driven by inputting a clock signal to the drain of the first output transistor.
  • the load of the external level shifter for generating the control signal of the shift register can be greatly reduced.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes an eleventh transistor,
  • the eleventh transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the eleventh transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the eleventh transistor. Is connected to the second input terminal, and the gate terminal of the eleventh transistor is connected to the control terminal of the first circuit.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a sixth resistor and a twelfth transistor,
  • the sixth resistor is a resistive element having one end connected to the first output terminal and the other end connected to one drain / source terminal of the twelfth transistor,
  • the twelfth transistor is a field effect transistor, the other drain / source terminal of the twelfth transistor is connected to the second input terminal, and the gate terminal of the twelfth transistor is the first transistor. It is characterized by being connected to the control terminal of this circuit.
  • the first circuit includes a sixth resistor and a twelfth transistor,
  • the sixth resistor is a resistance element having one end connected to the first output terminal and the other end connected to the second input terminal.
  • the twelfth transistor is a field effect transistor, one drain / source terminal of the twelfth transistor being connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the twelfth transistor. Is connected to the second input terminal, and the gate terminal of the twelfth transistor is connected to the control terminal of the first circuit.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a sixth resistor and a twelfth transistor,
  • the sixth resistor is a resistive element having one end connected to one drain / source terminal of the twelfth transistor and the other end connected to the second input terminal.
  • the twelfth transistor is a field effect transistor, the other drain / source terminal of the twelfth transistor is connected to the first output terminal, and the gate terminal of the twelfth transistor is the first transistor. It is characterized by being connected to the control terminal of this circuit.
  • the first circuit includes an eleventh transistor, a seventh resistor, and a thirteenth transistor.
  • the eleventh transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the eleventh transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the eleventh transistor. Is connected to the second input terminal,
  • the seventh resistor is a resistance element in which a first voltage is applied to one end and the other end is connected to a gate terminal of the eleventh transistor,
  • the thirteenth transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the thirteenth transistor is connected to the gate terminal of the eleventh transistor, and the other drain / source terminal of the thirteenth transistor is connected.
  • the second voltage is applied to the source terminal, and the control terminal of the first circuit is connected to the gate terminal of the thirteenth transistor.
  • the first circuit includes an eleventh transistor, an eighth resistor, a fourteenth transistor, and a fifteenth transistor.
  • the eleventh transistor is a field effect transistor, and one drain / source terminal of the eleventh transistor is connected to the first output terminal, and the other drain / source terminal of the eleventh transistor. Is connected to the second input terminal,
  • the eighth resistor is a resistance element in which a first voltage is applied to one end and the other end is connected to the gate terminal of the eleventh transistor,
  • the fourteenth transistor is a field effect transistor, one drain / source terminal of the fourteenth transistor being connected to the gate terminal of the eleventh transistor, and the other drain / source terminal of the fourteenth transistor.
  • the source terminal is connected to one drain / source terminal of the fifteenth transistor
  • the fifteenth transistor is a field effect transistor, and a second voltage is applied to the other drain / source terminal of the fifteenth transistor
  • a gate terminal of one of the fourteenth transistor and the fifteenth transistor is connected to a control terminal of the first circuit, and the fourteenth transistor and the fifteenth transistor are connected to each other.
  • One of the gate terminals of the other is connected to one drain / source terminal of the other.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a plurality of sixteenth transistors so as to be arranged in series between the first output terminal and the second input terminal, A gate terminal of each of the sixteenth transistors is connected to an individual control terminal of the first circuit.
  • the first circuit can be easily realized. Further, the first circuit can be controlled by AND logic of a plurality of control signals.
  • the shift register of the present invention provides The first circuit includes a sixteenth transistor in each of a plurality of paths arranged in parallel with each other between the first output terminal and the second input terminal. A gate terminal of each of the sixteenth transistors is connected to an individual control terminal of the first circuit.
  • the first circuit can be easily realized. Further, the first circuit can be controlled by OR logic of a plurality of control signals.
  • the display device of the present invention provides The shift register is provided.
  • the shift register of the present invention provides The resistance element is formed of a field effect transistor.
  • the resistance element can be manufactured together with other field effect transistors by the process of the field effect transistor.
  • the shift register of the present invention provides The resistance element is formed of a metal layer forming a wiring of a display panel or an electrode of a TFT.
  • the resistance element can be manufactured by a normal process of the display device.
  • the shift register of the present invention provides The resistance element is formed of a semiconductor layer forming a TFT.
  • the resistance element can be manufactured by a normal process of the display device.
  • the shift register of the present invention provides The resistance element is formed of a transparent electrode material of a picture element.
  • the resistance element can be manufactured by a normal process of the display device.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and those obtained by appropriately modifying the above-described embodiments based on common general technical knowledge and combinations thereof are also included in the embodiments of the present invention.
  • the present invention can be suitably used for an active matrix display device.
  • Shift register 11 Liquid crystal display device (display device) 12 display panel 50 circuit block (first circuit) 60 circuit block (first circuit) 70 circuit block (first circuit) C1 capacity (first capacity) M1 transistor (input gate) M2 transistor (first switching element) M3 transistor (second switching element) M4 transistor (third switching element) M5 transistor (first output transistor) M6 transistor (fourth switching element) N1 node (one end of the first capacity, first predetermined location) V1 terminal (first input terminal) S1 terminal (shift pulse input terminal) S2 terminal (second input terminal) S3 terminal (third input terminal) S4 terminal (fourth input terminal) OUT terminal (one output terminal, first output terminal, second predetermined location) Z terminal (shift pulse output terminal) VDD power supply voltage (first DC voltage) VSS power supply voltage (second DC voltage) Xi stage CLK1 clock signal (first clock signal of odd-numbered stage) CLK2 clock signal (first clock signal of even-numbered stage) V10 voltage (first voltage) V20 voltage (second voltage) R50 resistance (res

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Abstract

　シフトレジスタのステージ（Ｘｉ）は、シフトパルス入力端子（Ｓ１）、シフトパルス出力端子（Ｚ）、第１～第５の端子（Ｖ１、Ｖ２、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）、入力ゲート（Ｍ１）、第１～第４のスイッチング素子（Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４、Ｍ６）、第１の出力トランジスタ（Ｍ５）、および、第１の出力端子（ＯＵＴ）と第２の入力端子（Ｖ２）との間に接続され、第１の出力端子（ＯＵＴ）と第２の入力端子（Ｖ２）との間の電流経路を形成する第１の回路（５０）を備えている。

Description

シフトレジスタおよび表示装置
　本発明は、表示パネルのゲートドライバなどに用いられるシフトレジスタに関する。
　近年、ゲートドライバを液晶パネル上にアモルファスシリコンで形成しコスト削減を図るゲートモノリシック化が進められている。ゲートモノリシックは、ゲートドライバレス、パネル内蔵ゲートドライバ、ゲートインパネルなどとも称される。
　図２１に、特許文献１に記載されたこのようなゲートドライバ（スキャン駆動回路）の構成を示す。
　当該ゲートドライバは、複数の単位ステージＳＲＣ１１・ＳＲＣ１２・…・ＳＲＣ１Ｎ・ＳＲＣ１Ｄが縦続接続された構成である。各単位ステージのクロック端子ＣＫには、奇数段目に第１クロックＣＫＶ、偶数段目に第２クロックＣＫＶＢがそれぞれ入力される。第１クロックＣＫＶと第２クロックＣＫＶＢとは互いに逆相の関係にある。出力端子ＯＵＴからはゲートバスラインに供給するゲート端子信号（Ｇ１・Ｇ２・…・ＧＮ・ＧＤ）が出力される。
　１番目の単位ステージＳＲＣ１１の第１入力端子ＩＮ１にはスキャン開始信号ＳＴＶが入力され、以降のステージＳＲＣ１２・ＳＲＣ１３…・ＳＲＣ１Ｎ・ＳＲＣ１Ｄの第１入力端子ＩＮ１には、前段のステージから出力されたゲート端子信号が入力される。また、単位ステージＳＲＣ１１・ＳＲＣ１２・…・ＳＲＣ１Ｎの第２入力端子ＩＮ２には、次段の単位ステージから出力されたゲート端子信号が入力される。さらに、各単位ステージは第１電圧端子ＶＯＦＦを備えている。
日本国公開特許公報「特開２００５－５０５０２号公報（公開日：２００５年２月２４日）」 日本国公開特許公報「特開２０００－１５５５５０号公報（公開日：２０００年６月６日）」 日本国公開特許公報「特開２００３－０１６７９４号公報（公開日：２００３年１月１７日）」 日本国公開特許公報「特開平６－２１６７５３号公報（公開日：１９９４年８月５日）」 日本国公開特許公報「特開２００３－３４６４９２号公報（公開日：２００３年１２月５日）」 日本国公表特許公報「特表２００２－５０８６５４号公報（公表日：２００２年３月２１日）」
　特許文献１には、上記単位ステージＳＲＣ１１・ＳＲＣ１２・…・ＳＲＣ１Ｎ・ＳＲＣ１Ｄのそれぞれとして、図２２に示すような単位ステージ１００の回路構成が開示されている。当該単位ステージ１００は、バッファー部１１０、充電部１２０、駆動部１３０、放電部１４０、および、ホールディング部１５０を備えている。
　ここで、この回路の動作について、例えば本件出願人が設定した図２３の第１クロックＣＫＶあるいは第２クロックＣＫＶＢが単位ステージ１００に入力される場合を想定する。すなわち、単位ステージ１００が奇数番目のものである場合には、クロック端子ＣＫに図２３の第１クロックＣＫＶが入力されるものとし、単位ステージ１００が偶数番目のものである場合には、クロック端子ＣＫに図２３の第２クロックＣＫＶＢが入力されるものとする。第１クロックＣＫＶと第２クロックＣＫＶＢとは互いに逆相の関係にある。
　そして、今、例として偶数番目の単位ステージ１００を考える。
　図２３に示すように、第１入力端子ＩＮ１に、すなわち、バッファー部１１０のトランジスタＱ１のゲート端子およびドレインに、前段の単位ステージ１００からゲート端子パルスが入力されると、トランジスタＱ１がＯＮ状態となって、充電部１２０のキャパシタＣを充電する。これにより駆動部１３０のトランジスタＱ２がＯＮ状態となる。第１入力端子ＩＮ１に入力される前段のゲート端子パルスがＬｏｗレベルに立ち下がってトランジスタＱ１がＯＦＦ状態になった後、第２クロックＣＫＶＢのＨｉｇｈレベルがトランジスタＱ２のドレインに出力されると、キャパシタＣのブートストラップ効果によってノードＮ１の電位が突き上げられて、トランジスタＱ２のチャネル抵抗が十分に小さくなり、ほぼクロック信号の振幅を有するゲート端子パルスが出力端子ＯＵＴから出力される。
　また、このゲート端子パルスが次段の単位ステージ１００に入力されて次段の単位ステージ１００からゲート端子パルスが出力されると、当該ゲート端子パルスが自段の単位ステージ１００の第２入力端子ＩＮ２に入力される。これにより、駆動部１３０のトランジスタＱ３および放電部１４０のトランジスタＱ４がＯＮ状態となり、出力端子ＯＵＴおよびゲートバスラインと、ノードＮ１とがそれぞれ第１電圧端子ＶＯＦＦに接続されてＬｏｗレベルにリセットされる。
　その他の単位ステージ１００が動作している期間には、クロック端子ＣＫに入力される第２クロックＣＫＶＢがＨｉｇｈレベルになる度にホールディング部１５０のトランジスタＱ５がＯＮ状態となって、ノードＮ１を周期的に出力端子ＯＵＴに接続する。
　また、奇数段の単位ステージ１００は、図２３のタイミングから１クロックパルス分だけずれたタイミングで同様の動作を行う。
　上記のゲートモノリシック回路構成は、ｎチャネル型ＴＦＴのみを用いても、ブートストラップ効果によってトランジスタＱ２といった出力トランジスタのチャネル抵抗を十分に小さくして駆動能力を大きくすることができる。従って、アモルファスシリコンなどのｎチャネル型でしかＴＦＴを作製することが困難な材料を用いてパネルにモノリシックにゲートドライバを作り込む場合においても、アモルファスシリコンＴＦＴの高閾値電圧および低電子移動度といった不利な特性を十分に克服して、パネル低電圧化の要求に応えることができるという利点がある。
　しかしながら、従来のゲートモノリシック回路では、図２２のトランジスタＱ２で示される出力トランジスタが、ゲート端子・ドレイン間寄生容量（以下、ドレイン寄生容量と称する）およびゲート端子・ソース端子間寄生容量（以下、ソース端子寄生容量と称する）を有していることにより、ゲート端子出力波形に歪みが生じるという問題がある。
　トランジスタＱ２のドレインには常にクロック端子ＣＫから入力されたクロックの電圧が印加されているため、トランジスタＱ２をＯＦＦすべき期間においても、クロックが立ち上がる度に、図２３に示すように、いわゆるフィードスルー現象によってドレイン寄生容量を通してノードＮ１の電位の揺れＤＮが発生し、トランジスタＱ２にリークが発生してしまう。トランジスタＱ２にリークが発生すると、図２３に示すように、ゲート端子出力をＯＦＦ状態にすべき期間にリークした信号ＬＯが出力端子ＯＵＴから出力されてしまう。
　また、上記フィードスルー現象によってドレイン寄生容量を通してノードＮ１の電位の揺れＤＮが発生したときに、ノードＮ１の電位がトランジスタＱ２の閾値電位を越えるようなことがあると、トランジスタＱ２がＯＮ状態となるので、図２４に示すように、トランジスタＱ２のソース端子にクロックがリークして出力されるとともにそのソース端子出力がキャパシタＣを通してノードＮ１の電位を突き上げることによって、ノードＮ１の電位がクロックパルスの期間の間にＶｎだけ高くなるととともに、出力端子ＯＵＴにクロックパルスの期間に等しいパルス幅で立ち上がるパルスＯＵＴｎｏｉｓｅが出力されてしまう。
　出力端子ＯＵＴにゲート端子パルスを出力すべき期間にとっては、ドレイン寄生容量を通したノードＮ１の電位の揺れＤＮは、トランジスタＱ２のチャネル抵抗を減少させて電流を増加させる方向に働くので、トランジスタＱ２の駆動能力を高める効果がある。しかし、本来、出力端子ＯＵＴにゲート端子パルスを出力するタイミングは１フレームに１回のみであるので、ゲート端子パルス出力期間外のノードＮ１の電位の揺れＤＮはノイズとなる。例えば、ＷＸＧＡの解像度のパネルでは７６８本のゲートバスラインが備えられているが、各ステージが、自身に対応するゲートバスラインに本来のゲート端子パルスを出力する期間以外における、７６７クロック分の期間と垂直同期信号Ｖｓｙｎｃによって規定されるフレーム間の境界に設けられる垂直ブランキング期間とにおけるノードＮ１の電位突き上げはノイズとなる。
　また、ソース端子寄生容量は、ゲート端子パルス出力時にノードＮ１の電位を突き上げる効果があるので、トランジスタＱ２の駆動能力を高めるのに有利に働く。この効果はソース端子寄生容量だけでもある程度得られるが、図２２にトランジスタＱ２にキャパシタＣで示されたブートストラップ容量は、ソース端子寄生容量に並列に容量を合成することによって、この機能を積極的に高めたものである。しかし、この方法を採用した場合には、出力端子ＯＵＴの電位が完全に立ち上がるまでブート効果が発揮されないので、ゲート端子パルスの立ち上がりＴＲが遅くなる欠点がある。立ち上がりＴＲの遅延は、ゲート端子パルスの波形歪みとなる。
　このように、図２２のステージ構成ではステージ出力のノイズを招来するという問題がある。また、各ステージ出力は次段へ入力されるので、上記ノイズも後段へ連鎖的に伝搬していき、シフトレジスタの誤動作を引き起こす虞がある。
　そこで、図２５に示す、特許文献１の他のステージ構成のように、回路を追加することによって、ステージ出力のノイズの蓄積や伝搬を防ぐものが考えられている。
　図２５では、トランジスタＱ４５・Ｑ４６を設け、ゲート端子パルス出力期間外でクロックが立ち上がる度に出力端子ＯＵＴおよびゲートバスラインを第１電圧端子ＶＯＦＦに接続してＬｏｗレベルに保つようにしている。この場合に、トランジスタＱ４５を機能させるために、トランジスタＱ３１～Ｑ３４からなる制御回路が設けられている。また、第１電圧端子ＶＯＦＦへの接続期間を長くするために、単位ステージ４００に第１クロック端子ＣＫ１および第２クロック端子ＣＫ２の２つを設けて、それぞれに互いに逆相となるクロックが入力されるようにして、トランジスタＱ４５とトランジスタＱ４６とが交互にＯＮ状態となるようにしている。
　しかし、図２５のような構成では、上述のような追加回路が必要であるので、回路の素子数や面積の増大をもたらし、好ましくない。
　本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタおよび表示装置を実現することにある。
　本発明のシフトレジスタは、上記課題を解決するために、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の出力トランジスタのドレインに第１の直流電圧が印加されるとともに、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、および、第１の容量を用いたスイッチトキャパシタ動作を行うことによって、第１の出力トランジスタのドレイン寄生容量およびソース端子寄生容量を通してフィードスルー現象が生じることを回避することができる。これにより、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号が入力される場合に発生する出力電圧の揺れと、出力電圧の揺れに起因して発生する絵素電極からの電荷漏れを防ぐことができる。従って、ステージの第１の出力端子を頻繁にＬｏｗ電源に接続するための追加回路が不要となる。
　以上により、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタを実現することができるという効果を奏する。
　また、第１の回路が設けられていることにより、第１の出力端子と第２の入力端子との間に、電流経路が形成される。本電流経路は第１の出力端子の出力時の電圧低下を抑えながら、非出力時に第２の入力端子から供給される電位よりも上昇することを防ぐように形成されている。これにより、第１の出力端子への出力を行わない期間における第１の出力端子の電位上昇を適切に抑制することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、ゲートバスラインを直流電源で駆動することができ、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号を入力することによりゲートバスラインをクロック信号で駆動する場合に比べて、シフトレジスタの制御信号を生成する外部レベルシフタの負荷を大幅に削減することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、第１の出力トランジスタのゲート端子・ドレイン間に負のバイアスがかかる時間が長くなるので、閾値電圧の上昇を低減することができ、シフトレジスタの性能劣化を抑止することが可能であるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、上記課題を解決するために、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の直流電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、制御端子を有し、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴としているシフトレジスタ。
　上記の発明によれば、第１の出力トランジスタのドレインに第１の直流電圧が印加されるとともに、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、および、第１の容量を用いたスイッチトキャパシタ動作を行うことによって、第１の出力トランジスタのドレイン寄生容量およびソース端子寄生容量を通してフィードスルー現象が生じることを回避することができる。これにより、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号が入力される場合に発生する出力電圧の揺れと、出力電圧の揺れに起因して発生する絵素電極からの電荷漏れを防ぐことができる。従って、ステージの第１の出力端子を頻繁にＬｏｗ電源に接続するための追加回路が不要となる。
　以上により、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタを実現することができるという効果を奏する。
　また、第１の回路が設けられていることにより、第１の出力端子と第２の入力端子との間に、電流経路が形成される。本電流経路は第１の出力端子の出力時の電圧低下を抑えながら、非出力時に第２の入力端子から供給される電位よりも上昇することを防ぐように形成されている。これにより、第１の出力端子への出力を行わない期間における第１の出力端子の電位上昇を適切に抑制することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、ゲートバスラインを直流電源で駆動することができ、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号を入力することによりゲートバスラインをクロック信号で駆動する場合に比べて、シフトレジスタの制御信号を生成する外部レベルシフタの負荷を大幅に削減することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、第１の出力トランジスタのゲート端子・ドレイン間に負のバイアスがかかる時間が長くなるので、閾値電圧の上昇を低減することができ、シフトレジスタの性能劣化を抑止することが可能であるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、以上のように、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えている。
　また、本発明のシフトレジスタは、以上のように、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の直流電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、制御端子を有し、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えている。
　以上により、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタや表示装置を実現することができるという効果を奏する。また、第１の出力トランジスタのサイズを大きくしなくとも、第１の出力端子への出力を行わない期間における第１の出力端子の電位上昇を適切に抑制することができるという効果を奏する。
本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態におけるシフトレジスタが備えるステージの構成を示す回路図である。 図１のステージの比較例のステージの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、シフトレジスタの構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、シフトレジスタの動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施形態を示すものであり、シフトレジスタの動作を示す図であって、（ａ）は図２のステージを備えるシフトレジスタの動作を示す波形図、（ｂ）は図１のステージを備えるシフトレジスタの動作を示す波形図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第１実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第２実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第２実施例の第１の回路の他の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第３実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第４実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第５実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第１実施形態における第６実施例の第１の回路の構成を示す回路図であって、（ａ）は第１の回路の第１の構成を示す回路図、（ｂ）は第１の回路の第２の構成を示す回路図を示す。 本発明の実施形態を示すものであり、第２実施形態におけるシフトレジスタが備えるステージの構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第２実施形態における第１実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第２実施形態における第２実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第２実施形態における第３実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第２実施形態における第４実施例の第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第３実施形態におけるシフトレジスタが備えるステージの構成を示す図であって、（ａ）は、ステージの構成を示す回路図であり、（ｂ）は第１の回路の制御信号例を示す回路ブロック図である。 本発明の実施形態を示すものであり、第３実施形態における第１の回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態を示すものであり、表示装置の構成を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、シフトレジスタの構成を示すブロック図である。 従来技術を示すものであり、シフトレジスタが備えるステージの第１の構成例を示す回路図である。 従来のシフトレジスタが備える課題を説明する第１の波形図である。 従来のシフトレジスタが備える課題を説明する第２の波形図である。 従来技術を示すものであり、シフトレジスタが備えるステージの第２の構成例を示す回路図である。
　本発明の実施形態について図１～図２０を用いて説明すれば、以下の通りである。
　図２０に、本実施形態に係る表示装置である液晶表示装置１１の構成を示す。
　液晶表示装置１１は、表示パネル１２、フレキシブルプリント基板１３、および、コントロール基板１４を備えている。
　表示パネル１２は、ガラス基板上にアモルファスシリコンを用いて表示領域１２ａ、複数のゲートバスライン（走査信号線）ＧＬ…、複数のソース端子バスライン（データ信号線）ＳＬ…、および、ゲートドライバ（走査信号線駆動回路）１５が作りこまれたアクティブマトリクス型の表示パネルである。多結晶シリコン、ＣＧシリコン、微結晶シリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）などを用いたＴＦＴを用いて表示パネル１２を作製することもできる。表示領域１２ａは、複数の絵素ＰＩＸ…がマトリクス状に配置された領域である。絵素ＰＩＸは、絵素の選択素子であるＴＦＴ２１、液晶容量ＣＬ、および、補助容量Ｃｓを備えている。ＴＦＴ２１のゲート端子はゲートバスラインＧＬに接続されており、ＴＦＴ２１のソース端子はソース端子バスラインＳＬに接続されている。液晶容量ＣＬおよび補助容量ＣｓはＴＦＴ２１のドレインに接続されている。
　複数のゲートバスラインＧＬ…はゲートバスラインＧＬ１・ＧＬ２・ＧＬ３・…・ＧＬｎからなり、それぞれゲートドライバ（走査信号線駆動回路）１５の出力に接続されている。複数のソース端子バスラインＳＬ…はソース端子バスラインＳＬ１・ＳＬ２・ＳＬ３・…・ＳＬｍからなり、それぞれ後述するソース端子ドライバ１６の出力に接続されている。また、図示しないが、絵素ＰＩＸ…の各補助容量Ｃｓに補助容量電圧を与える補助容量配線が形成されている。
　ゲートドライバ１５は、表示パネル１２上で表示領域１２ａに対してゲートバスラインＧＬ…の延びる方向の一方側に隣接する領域に設けられており、ゲートバスラインＧＬ…のそれぞれに順次ゲート端子パルス（走査パルス）を供給する。さらに他のゲートドライバが、表示パネル１２上で表示領域１２ａに対してゲートバスラインＧＬ…の延びる方向の他方側に隣接する領域に設けられて、上記ゲートドライバ１５と互いに異なるゲートバスラインＧＬを走査するようになっていてもよい。また、表示領域１２ａに対してゲートバスラインＧＬ…の延びる方向の一方側に隣接する領域に設けられたゲートドライバと他方側に隣接する領域に設けられたゲートドライバとが、互いに同じゲートバスラインＧＬを走査するようになっていてもよい。これらのゲートドライバは、表示パネル１２に表示領域１２ａとモノリシックに作りこまれており、ゲートモノリシック、ゲートドライバレス、パネル内蔵ゲートドライバ、ゲートインパネルなどと称されるゲートドライバは全てゲートドライバ１５に含まれ得る。
　フレキシブルプリント基板１３は、ソース端子ドライバ１６を備えている。ソース端子ドライバ１６はソース端子バスラインＳＬ…のそれぞれにデータ信号を供給する。ソース端子ドライバ１６は、表示パネル１２に表示領域１２ａとモノリシックに作りこまれていてもよい。コントロール基板１４はフレキシブルプリント基板１３に接続されており、ゲートドライバ１５およびソース端子ドライバ１６に必要な信号や電源を供給する。コントロール基板１４から出力されたゲートドライバ１５へ供給する信号および電源は、フレキシブルプリント基板１３を介して表示パネル１２上からゲートドライバ１５へ供給される。
　次に、ゲートドライバ１５が備えるシフトレジスタの構成について説明する。
　図３に、上記シフトレジスタとしてのシフトレジスタ１の構成を示す。
　シフトレジスタ１は、複数のステージＸｉ（ｉは自然数）がゲートバスラインＧＬ…の本数分だけ縦続接続された構成である。各ステージＸｉは、端子Ｖ１・Ｖ２・Ｓ１・Ｓ２・Ｓ３・Ｓ４・ＯＵＴ・Ｚを備えている。端子Ｖ１・Ｖ２・Ｓ１・Ｓ２・Ｓ３・Ｓ４はステージＸｉ内へ信号および電圧が入力される入力端子であり、端子ＯＵＴ・ＺはステージＸｉ外へ信号を出力する出力端子である。
　奇数番目の各ステージＸｉ（ｉ＝１、３、５、…）において、端子（第１の入力端子）Ｖ１にはゲート端子駆動電圧のＨｉｇｈレベル（すなわちゲート端子パルスのレベル）の電源電圧（第１の直流電圧）ＶＤＤ、端子（第２の入力端子）Ｖ２にはゲート端子駆動電圧のＬｏｗレベルの電源電圧（第２の直流電圧）ＶＳＳ、端子（シフトパルス入力端子）Ｓ１には前段のステージＸｉ－１の出力端子（シフトパルス出力端子）Ｚからの出力信号Ｚ（端子名で代用する）、端子（第３の入力端子）Ｓ２にはクロック信号（第１のクロック信号）ＣＬＫ１、端子（第４の入力端子）Ｓ３および端子（第５の入力端子）Ｓ４には次段のステージＸｉ＋１の出力端子Ｚからの出力信号Ｚが、それぞれ入力され、出力端子（第１の出力端子）ＯＵＴからは自段のステージＸｉの出力信号ＯＵＴｉが出力される。但し、ステージＸ１の端子Ｓ１には出力信号ＯＵＴｉ－１の代わりにゲート端子スタートパルスＳＰが入力される。
　偶数番目の各ステージＸｉ（ｉ＝２、４、６、…）において、端子Ｖ１にはゲート端子駆動電圧のＨｉｇｈレベル（すなわちゲート端子パルスのレベル）の電源電圧（第１の直流電圧）ＶＤＤ、端子（第２の入力端子）Ｖ２にはゲート端子駆動電圧のＬｏｗレベルの電源電圧（第２の直流電圧）ＶＳＳ、端子（シフトパルス入力端子）Ｓ１には前段のステージＸｉ－１の出力端子（シフトパルス出力端子）Ｚからの出力信号Ｚ、端子（第３の入力端子）Ｓ２にはクロック信号（第１のクロック信号）ＣＬＫ２、端子（第４の入力端子）Ｓ３および端子（第５の入力端子）Ｓ４には次段のステージＸｉ＋１の出力端子Ｚからの出力信号Ｚが、それぞれ入力され、出力端子（第１の出力端子）ＯＵＴからは自段のステージＸｉの出力信号ＯＵＴｉが出力される。
　なお、第２の直流電圧は第１の直流電圧よりも低い。
　次に、ステージＸｉの構成についての各実施形態を説明する。なお、以下では、ＴＦＴなどの電界効果トランジスタのドレイン端子を一方のドレイン／ソース端子、ソース端子を他方のドレイン／ソース端子として説明するが、逆のチャネル極性を用いる場合にはソース端子を一方のドレイン／ソース端子、ドレイン端子を他方のドレイン／ソース端子とすることができる。
〔実施形態１〕
　図１に、一実施形態における各ステージＸｉの構成を示す。
　ステージＸｉは、トランジスタＭ１・Ｍ２・Ｍ３・Ｍ４・Ｍ５・Ｍ６・Ｍ７・Ｍ８、容量Ｃ１・Ｃ２、および、回路ブロック５０を備えている。トランジスタＭ１～Ｍ８はここでは全てＮチャネル型のＴＦＴであるが、Ｐチャネル型のＴＦＴを用いることも可能であり、全実施例における全てのトランジスタについて同様のことが当てはまる。なお、以下に述べる各スイッチング素子のゲート端子は、当該スイッチング素子における導通遮断の制御端子である。
　容量（第１の容量）Ｃ１の一端は、トランジスタＭ５のゲート端子およびトランジスタＭ１のソース端子に接続されていおり、容量Ｃ１の他端はトランジスタＭ２のソース端子およびトランジスタＭ３のドレインに接続されている。容量Ｃ１の一端を第１のノードＮ１、容量Ｃ１の他端をノードＮ２とする。
　トランジスタ（入力ゲート）Ｍ１のゲート端子は端子Ｓ１に、ドレインは端子Ｖ１に、ソース端子はノードＮ１に、それぞれ接続されている。
　トランジスタ（第１のスイッチング素子）Ｍ２のゲート端子は端子Ｓ２に、ドレインは端子Ｖ１に、ソース端子はノードＮ２に、それぞれ接続されている。容量Ｃ１の当該他端はノードＮ２に接続されている。
　トランジスタ（第２のスイッチング素子）Ｍ３のゲート端子は端子Ｓ１に、ドレインはノードＮ２に、ソース端子は端子Ｖ２に、それぞれ接続されている。
　トランジスタ（第３のスイッチング素子）Ｍ４のゲート端子は端子Ｓ３に、ドレインはノードＮ１に、ソース端子は端子Ｖ２に、それぞれ接続されている。
　トランジスタ（第１の出力トランジスタ）Ｍ５のドレインは端子Ｖ１に、ソース端子は出力端子ＯＵＴに、それぞれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ５のドレインには電源電圧ＶＤＤという直流電圧が印加され、トランジスタＭ５のソース端子は、ステージＸｉの一出力端子である第１の出力端子として機能する。
　トランジスタ（第４のスイッチング素子）Ｍ６のゲート端子は端子Ｓ４に、ドレインは出力端子ＯＵＴに、ソース端子は端子Ｖ２に、それぞれ接続されている。
　トランジスタ（第２の出力トランジスタ）Ｍ７のゲート端子はノードＮ１に、ドレインは端子Ｓ２に、ソース端子は出力端子（第２の出力端子）Ｚに、それぞれ接続されている。すなわち、トランジスタＭ７のドレインには第１のクロック信号が入力され、トランジスタＭ７のソース端子は、第１の出力端子とは異なる、ステージＸｉの一出力端子である第２の出力端子として機能する。
　トランジスタ（第５のスイッチング素子）Ｍ８のゲート端子は端子Ｓ４に、ドレインは出力端子Ｚに、ソース端子は端子Ｖ２に、それぞれ接続されている。
　出力端子Ｚは自段のステージＸｉから出力されるシフトパルスが入力される他のステージ（ここでは次段のステージＸｉ＋１）の端子Ｓ１に接続されており、トランジスタＭ７は出力端子Ｚからの出力パルスをシフトパルスとして出力する。トランジスタＭ８は出力端子ＺをＬｏｗレベルにリセットする。また、２段目以降のステージＸｉの出力端子Ｚは他のステージ（ここでは前段のステージＸｉ－１）の端子Ｓ３・Ｓ４に接続されており、トランジスタＭ７は出力端子Ｚからの出力パルスをリセットパルスとしても出力する。当該リセットパルスを有する端子Ｓ３へ入力されるリセット信号は、ノードＮ１（第１の所定箇所）と端子Ｖ２との間の接続および遮断を指示する信号であり、当該リセットパルスを有する端子Ｓ４へ入力されるリセット信号は、出力端子ＯＵＴ（第２の所定箇所）と端子Ｖ２との間の接続および遮断を指示する信号である。
　容量（第２の容量）Ｃ２の一端はトランジスタＭ７のゲート端子、すなわちノードＮ１に接続されており、他端はトランジスタＭ７のソース端子、すなわち出力端子Ｚに接続されている。
　回路ブロック（第１の回路）５０は出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間に接続されており、出力端子ＯＵＴに接続された端子Ｕ１と端子Ｖ２に接続された端子Ｕ２とを有している。回路ブロック５０は、トランジスタＭ５およびトランジスタＭ６がＯＮ状態であるかＯＦＦ状態であるかに関わらず、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高くなったときに、出力端子ＯＵＴの電位を端子Ｖ２の電位ＶＳＳに近づけるように出力端子ＯＵＴから端子Ｖ２にへ向って電流が流れる電流経路を、端子Ｕ１と端子Ｕ２との間に形成する回路である。なお、後述の各実施例では、当該電流経路を、電源電圧ＶＳＳの電源に向って流れるシンク電流の経路であることから、シンク電流経路と呼ぶこととする。
　この回路ブロック５０の詳細な構成については後述の各実施例において説明する。
　図４に、シフトレジスタ１の動作波形を示す。
　クロック信号ＣＬＫ１とクロック信号ＣＬＫ２とはアクティブな期間が互いに重ならない。ここでは、一例としてクロック信号ＣＬＫ１とクロック信号ＣＬＫ２とは互いに逆相の関係にある。また、ここではクロック信号ＣＬＫ１・ＣＬＫ２のＨｉｇｈレベルはＶＤＤ、ＬｏｗレベルはＶＳＳとするが、クロック信号ＣＬＫ１・ＣＬＫ２のＨｉｇｈレベルはＶＤＤ以上であればよく、ＬｏｗレベルはＶＳＳ以下であればよい。また、クロック信号ＣＬＫ１・ＣＬＫ２およびゲート端子スタートパルスＳＰのパルス幅は１水平期間（１Ｈ）に対応した値である。ゲート端子スタートパルスＳＰはクロック信号ＣＬＫ１と２分の１周期だけ位相がずれており、クロック信号ＣＬＫ２の１つのクロックパルスに相当している。ここでは端子Ｓ２に入力されるクロック信号を第１のクロック信号としており、奇数番目のステージＸｉについてはクロック信号ＣＬＫ１が、偶数番目のステージＸｉについてはクロック信号ＣＬＫ２が、それぞれ第１のクロック信号に相当する。そして、自段のステージＸｉに入力されるシフトパルスと第１のクロック信号とは、アクティブなクロックパルスの期間（ここではＨｉｇｈレベル期間）が互いに重ならない。
　なお、図４では、ステージＸｉのノードＮ１、ノードＮ２、出力端子ＯＵＴ、出力信号ＯＵＴ、出力端子Ｚ、および、出力信号Ｚを、順に、ノードＮ１（Ｘｉ）、ノードＮ２（Ｘｉ）、出力端子ＯＵＴｉ、出力信号ＯＵＴｉ、出力端子Ｚ（Ｘｉ）、および、出力信号Ｚ（Ｘｉ）と表記している。
　まず、ステージＸ１の端子Ｓ１にシフトパルスとしてゲート端子スタートパルスＳＰが入力されると、トランジスタＭ１・Ｍ３がＯＮ状態となってステージＸ１の動作が開始される。これにより、矢印（１）で示すように、容量Ｃ１のノードＮ１（Ｘ１）側の端子に端子Ｖ１からトランジスタＭ１を介して電圧が印加されるとともに、ノードＮ２（Ｘ１）側の端子に端子Ｖ２からトランジスタＭ３を介して電源電圧ＶＳＳが印加される。ノードＮ１（Ｘ１）の電位が（電源電圧ＶＤＤ）－（トランジスタＭ１の閾値電圧Ｖｔｈ）になるまで容量Ｃ１が充電されると、トランジスタＭ１がＯＦＦ状態になる。この結果、容量Ｃ１の両端には（電源電圧ＶＤＤ）－（トランジスタＭ１の閾値電圧Ｖｔｈ）－（電源電圧ＶＳＳ）の電位差が発生してノードＮ１（Ｘ１）の電位が上昇し、この状態が保持される。
　このように、トランジスタＭ１は、自段のステージＸｉへのシフトパルスが入力されると、当該シフトパルスを導通制御信号として、当該シフトパルスの期間にノードＮ１へ印加する電圧を通過させるように導通する入力ゲートとして機能する。上記シフトパルスは、ステージＸ１についてはゲート端子スタートパルスＳＰであり、その他のステージＸｉについては前段のステージＸｉ－１の出力信号Ｚ（Ｘｉ－１）のパルスである。
　但し、電源電圧ＶＤＤの大きさは、このときのノードＮ１（Ｘｉ）の電位がトランジスタＭ５・Ｍ７の閾値電位以上となるとともに、このときのノードＮ１（Ｘｉ）の電位によって決まる次段のステージＸｉ＋１の端子Ｓ１に入力される電圧（出力信号Ｚ（Ｘｉ）の電圧）が、次段のステージＸｉ＋１のトランジスタＭ１の閾値電位以下となるように設定されている。ここでは、端子Ｓ１にシフトパルスが入力された時点では、トランジスタＭ５がＯＮ状態となって出力信号ＯＵＴ１のパルスが立ち上がるとともに、トランジスタＭ７がＯＮ状態となって出力信号Ｚ（Ｘｉ）としてクロック信号ＣＬＫ１のＬｏｗレベルが出力されるようになっている。
　次いで、ゲート端子スタートパルスＳＰが立ち下がることによりトランジスタＭ３がＯＦＦ状態となる。
　次いで、端子Ｓ２から入力される第１のクロック信号としてのクロック信号ＣＬＫ１がＨｉｇｈレベルに立ち上がることによりトランジスタＭ２がＯＮ状態となり、端子Ｖ１からの電圧印加によってノードＮ２（Ｘ１）の電位が（電源電圧ＶＤＤ）－（閾値電圧Ｖｔｈ）となる。これにより、矢印（２）で示すように、容量Ｃ１を介してノードＮ１（Ｘ１）の電位が突き上げられる。このとき、容量Ｃ１の両端にはＶＤＤ－Ｖｔｈ－ＶＳＳの電位差が維持されているので、ノードＮ１（Ｘ１）の電位Ｖ（Ｎ１）は、
　Ｖ（Ｎ１）＝（ＶＤＤ－Ｖｔｈ－ＶＳＳ）＋（ＶＤＤ－Ｖｔｈ）
　　　　　　＝２×ＶＤＤ－（ＶＳＳ＋２×Ｖｔｈ）
となる。
　これにより、トランジスタＭ５のゲート端子はＶＤＤに対して十分に高い電位Ｖ（Ｎ１）になり、トランジスタＭ５が十分に小さなチャネル抵抗を有するようにＯＮ状態になるため、端子Ｖ１から電源電圧ＶＤＤがトランジスタＭ５を介して出力端子ＯＵＴ１に出力される。出力信号ＯＵＴ１は、振幅がＶＤＤ－ＶＳＳのゲート端子パルスとなる。
　また、同時に、トランジスタＭ７もトランジスタＭ５と同様に十分に小さなチャネル抵抗を有するようにＯＮ状態になるため、端子Ｓ２からクロック信号ＣＬＫ１のアクティブレベルであるＨｉｇｈレベルのパルスがトランジスタＭ７を介して出力端子Ｚ（Ｘ１）に出力される。このとき容量Ｃ２はブートストラップ容量として機能しており、トランジスタＭ７のソース端子へ出力されたパルスによってトランジスタＭ７のゲート端子電位を突き上げる。従って、上記のノードＮ１（Ｘ１）の電位Ｖ（Ｎ１）は、矢印（２）・（３）で示すように、容量Ｃ１・Ｃ２の全体のブートスラップ効果により決定される。出力信号Ｚ（Ｘ１）は、シフトパルスとして次段のステージＸｉ＋１の端子Ｓ１に入力され、ステージＸ２の容量Ｃ１を充電する。
　そして、ステージＸ２のノードＮ１（Ｘ２）の電位は、端子Ｓ２に第１のクロック信号であるクロック信号ＣＬＫ２のＨｉｇｈレベルが入力されることにより突き上げられ、トランジスタＭ５がＯＮ状態となる。これにより、電源電圧ＶＤＤがトランジスタＭ５を介して出力端子ＯＵＴ２から出力信号ＯＵＴ２として出力され、ゲート端子パルスとなる。トランジスタＭ７もＯＮ状態になるため、端子Ｓ２から入力されたクロック信号ＣＬＫ２のアクティブなパルスがトランジスタＭ７を介して出力端子Ｚ（Ｘ２）に出力される。出力信号Ｚ（Ｘ２）はシフトパルスとして次段のステージＸ３の端子Ｓ１に入力される。また、出力信号Ｚ（Ｘ２）は前段のステージＸ１の端子Ｓ３・Ｓ４に入力され、トランジスタＭ４・Ｍ６がＯＮ状態となることにより、前段のステージＸ１のノードＮ１（Ｘ１）および出力端子ＯＵＴ１の電位が電源電圧ＶＳＳに低下する。これにより出力信号ＯＵＴ１としてのゲート端子パルスが立ち下がり、ステージＸ１はリセットされる。
　２段目以降のステージＸｉの出力信号Ｚ（Ｘｉ）は、前段のステージＸｉ－１の端子Ｓ３・Ｓ４に入力され、前段のステージＸｉ－１のノードＮ１（Ｘｉ－１）および出力端子ＯＵＴｉ－１をＬｏｗレベルにリセットする、すなわち、前段のステージＸｉ－１をリセットする。
　こうして、各ゲートバスラインＧＬに、順次出力信号ＯＵＴｉのゲート端子パルスが出力されていく。
　また、各ステージＸｉにおいては、端子Ｓ３・Ｓ４に入力されるリセット信号としての次段の出力信号Ｚ（ｉ＋１）が１フレームごとにアクティブになる度に、トランジスタＭ６がＯＮ状態となって出力端子ＯＵＴｉがＬｏｗレベルとされる。なお、最終段のステージには次段のステージが存在しないため、同等のステージ構成のダミーステージなどを設けるなどして、他のステージと同様のリセット信号が入力されるようにすればよい。
　ステージＸｉがリセット信号によってリセットされてから、次にステージＸｉにシフトパルスが入力されるまでの期間Ｔ０では、トランジスタＭ６がＯＦＦ状態のままである。期間Ｔ０は、表示装置においては、通常、ほぼ１フレーム期間である。従って、期間Ｔ０において出力端子ＯＵＴｉに接続されたゲートバスラインＧＬがフローティングになることによって不所望な電位上昇を起さないように、回路ブロック５０による電位上昇抑制を行う。
　図２に示すようにシフトレジスタ１が仮に回路ブロック５０を備えていないとした場合には、図５の（ａ）に示すように、出力信号ＯＵＴｉのパルスが出力される期間Ｔ１、および、ステージＸｉにアクティブなリセット信号が入力される期間Ｔ２を経た後に期間Ｔ０が開始されると、破線に示すような出力端子ＯＵＴｉの電位上昇が起こりやすい。期間Ｔ０ではトランジスタＭ５・Ｍ６がともにＯＦＦ状態であり、出力端子ＯＵＴｉの電位はゲートバスラインＧＬの容量により保持されている。期間Ｔ０が開始されると、トランジスタＭ５・Ｍ６に存在するリーク電流によって出力端子ＯＵＴｉの電位がＶＳＳから次第に上昇していき、ある最終電位に落ち着く。当該最終電位は、ＴＦＴで構成されるトランジスタＭ５とトランジスタＭ６との両者のＯＦＦ抵抗に基づいた、端子Ｖ１と端子Ｖ２との電位差（ほぼＶＤＤ－ＶＳＳに等しい）に対する分圧比によって決まる。この最終電位が高いと、上記ゲートバスラインＧＬに接続された絵素ＰＩＸが非選択期間にあるにも関わらず、絵素ＰＩＸのＴＦＴ２１が導通してしまい、絵素ＰＩＸに保持されている最中の表示データが他行の表示データによって書き換えられてしまう。従って、期間Ｔ０における出力端子ＯＵＴｉの電位上昇は極力抑制しなければならない。
　そこで、上記最終電位を端子Ｖ２の電位に近づける対策を施すことが有効である。そのために、上記分圧比を、トランジスタＭ５とトランジスタＭ６との直列抵抗に占めるトランジスタＭ６の抵抗の割合が小さくなるように設定することが考えられる。しかし、この場合にはトランジスタＭ６のサイズ（チャネル幅）をかなり大きくする必要がある。表示装置における省スペース化、駆動電力の低減、素子製造歩留まりの低下の回避、リーク電流の極端な増加の抑制などの観点からは当該サイズを自由に大きくすることはできないため、ゲートバスラインＧＬの電位上昇が、１フレーム期間といった期間Ｔ０の長さにおいて最終的に許容範囲に収まるように、サイズを極力抑えながらトランジスタＭ５・Ｍ６の抵抗値とゲートバスラインＧＬの容量値との各素子定数を設定することによって、電位上昇の時定数を調整する必要が生じる。
　ところが、ＴＦＴの特性のばらつきや、動作中のバイアス印加によるＴＦＴの閾値電圧お変動によって、トランジスタＭ５・Ｍ６のリーク電流のバランスが崩れて時定数が変動しやすい。このため、非選択期間中の絵素ＰＩＸを選択してしまうほどにゲートバスラインＧＬの電位上昇を起すことを十分に防ぐことは困難であり、表示不良の原因となっていた。
　そこで、本実施形態では、図１に示した回路ブロック５０を設けることにより、出力端子ＯＵＴｉの電位が端子Ｖ２の電位よりも高くなると回路ブロック５０に常にシンク電流経路が形成されるようにしている。シンク電流経路が形成されると、出力端子ＯＵＴｉから端子Ｖ２側へシンク電流が流れるため、出力端子ＯＵＴｉの電位を端子Ｖ２の電位に近づけることができる。
　従って、図５の（ｂ）に示すように、期間Ｔ２の後における期間Ｔ０の開始から立ち上がる破線３２の電位波形は、図５の（ａ）の破線３１で示す電位波形よりも電源電圧ＶＳＳに近い。これにより、トランジスタＭ６のサイズを大きくしなくとも、ゲートバスラインＧＬの電位上昇を適切に抑制することができる。なお、後述する各実施例において示されるように、本実施形態では回路ブロック５０によるシンク電流経路の形成が、出力端子ＯＵＴｉの電位が端子Ｖ２の電位よりも高くなると常に行われるため、出力信号ＯＵＴｉのパルスが出力される期間Ｔ１においても、出力端子ＯＵＴｉから端子Ｖ２側へシンク電流が流れる。従って、図５の（ｂ）に破線３３で示すように期間Ｔ１中に出力信号ＯＵＴｉのパルスの電位が低下するが、この低下分はシンク電流経路が有する抵抗値を調整することで出力信号ＯＵＴｉのパルスの電位を適切な範囲内に留めることが可能である。抵抗値の調整によってシンク電流の大きさを適切なレベルに設定することができることから、回路ブロック５０は、出力端子ＯＵＴｉやゲートバスラインＧＬの電位を検出する構成を付加することなく、また、出力端子ＯＵＴｉおよびゲートバスラインＧＬと端子Ｖ２側との間の導通遮断を制御する構成を付加することなく、期間Ｔ０中の出力端子ＯＵＴｉおよびゲートバスラインＧＬの電位を適切に保持する機能がある。
　以上のように、本実施形態によれば、ゲート端子パルスを出力するトランジスタＭ５のドレイン（ゲート端子駆動出力側とは反対側の一端）に電源電圧ＶＤＤという第１の直流電圧が印加されるとともに、トランジスタＭ２・Ｍ３および容量Ｃ１を用いたスイッチトキャパシタ動作を行うことによって、トランジスタＭ５のドレインにクロック信号が入力される場合に発生する出力電圧の揺れと、出力電圧の揺れに起因して発生する液晶絵素電極からの電荷漏れを防ぐことができる。
　また、トランジスタＭ５のドレインに直流電圧が印加されることによって、ゲートバスラインを直流電源で駆動することができ、トランジスタＭ５のドレインにクロック信号を入力することによりゲートバスラインをクロック信号で駆動する場合に比べて、シフトレジスタの制御信号を生成する外部レベルシフタの負荷を大幅に削減することができる。
　トランジスタＭ５のドレインに直流電圧が印加されることによって、トランジスタＭ５のゲート端子・ドレイン間に負のバイアスがかかる時間が長くなり、閾値電圧の上昇を低減することができる。ゲートバスラインをクロック信号で駆動しないことによって、クロック信号の振幅を、ＬｏｗレベルをＶＳＳ以下、ＨｉｇｈレベルをＶＤＤ以上として任意の値に設定することができる。当該ＨｉｇｈレベルをＶＤＤよりも高い値にする場合には、当該Ｈｉｇｈレベルがゲート端子に入力されるトランジスタのＯＮ電流が増加し、動作速度の向上が可能となる。当該ＬｏｗレベルをＶＳＳよりも低い値にする場合には、当該Ｌｏｗレベルがゲート端子に入力されるトランジスタのＯＦＦ電流が低下し、リーク電流によるレベルシフタの誤動作の発生を防ぐことが可能となる。
　また当該ＬｏｗレベルをＶＳＳよりも低い値にする場合に、ゲート端子電位をソース端子電位およびドレイン電位よりも低くすることができるので、ゲート端子に印加される直流電圧成分が原因で発生する閾値電圧Ｖｔｈの経時変化を小さく抑えることができ、シフトレジスタの性能劣化の抑止が可能である。
　また、本実施形態では、ゲート端子パルスを出力する段と、他のステージＸｉのセット信号（シフトパルス）やリセット信号といったセット・リセットの制御信号を出力する段とが互いに分離されている。なお、さらに同様に分離した段を任意数備えていてもよい。
　また、上記制御信号についても、他のステージのセット信号（シフトパルス）を出力する段と、他のステージのリセット信号を出力する段とをさらに分離すれば、セット信号の出力とリセット信号の出力との間の干渉も避けることができ、より安定に動作させることができる。この場合には、例えば図１の構成に、トランジスタＭ７と同様の第３の出力トランジスタと、トランジスタＭ８と同様の第９のスイッチング素子とを追加する。第３の出力トランジスタのソース端子を、第１の出力端子および第２の出力端子とは異なる、ステージＸｉの一出力端子である第３の出力端子とし、例えば第２の出力端子（出力端子Ｚ）からセット信号（シフトパルス）を出力するとともに、第３の出力端子からリセット信号を出力する。
　このように、前段側や後段側のステージＸｉのセット・リセットを行う制御信号を出力するトランジスタＭ７のドレインが端子Ｓ２に接続されていることにより、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が容量結合によって突き上げられ、出力端子Ｚの電位が上昇することを防ぐことができる。
　また、本実施形態ではトランジスタＭ６のゲート端子に後段のステージの出力を入力するようにしている。特許文献１の回路構成では図２２および図２５の出力トランジスタＱ２のドレインにクロック信号が入力されるので、クロックフィードスルーによりクロック毎に出力の揺れが発生する。従って、この出力の揺れを抑えるためにトランジスタＱ３の制御信号をクロック信号とする必要がある。
　これに対して、本実施形態のように、トランジスタＭ５のドレインに直流電圧が入力される場合には、クロック毎に出力端子ＯＵＴに発生するノイズは無いので、トランジスタＭ６のゲート端子に後段のステージからの出力パルスを制御パルスとして１回だけ入力し、次フレームのゲートドライバ出力時まで出力端子ＯＵＴにＬｏｗを保持させる動作が可能となる。
　このように、トランジスタＭ６のゲート端子に後段のステージの出力を入力することにより、ゲート端子にクロック信号が入力されることによるクロックフィードスルーや閾値電圧のシフト現象が発生する虞がなく、これによって、次に出力端子ＯＵＴからステージの出力を行うまでの期間に、出力端子ＯＵＴの電位の揺れを良好に防ぐことができる。
　また、トランジスタＭ１のゲート端子に第１の直流電圧とは異なる直流電圧を印加してもよい。これにより、ノードＮ１の充電電位が電源電圧ＶＤＤによって制約を受けずに済む。
　また、図４に示したように、シフトパルスが端子Ｓ１に入力されてノードＮ１の電位（ＶＤＤ－Ｖｔｈ）によりトランジスタＭ５がＯＮ状態となるようにしておけば、出力端子ＯＵＴから出力されるゲート端子パルスは出力信号ＯＵＴ１の波形に示すようにステップ状に電位が上昇しながら２クロックパルス分の期間（図５の期間Ｔ１）だけ出力される。一方、出力端子Ｚから出力されるシフトパルスは、出力信号Ｚ（Ｘ１）、Ｚ（Ｘ２）の波形に示すように、自段のステージＸｉのゲート端子パルスの後半の期間に相当する、クロック信号ＣＬＫ１・ＣＬＫ２の１クロックパルス分の期間しか出力されない。従って、ゲート端子パルスの前半期間で絵素のプリチャージを行い、後半期間でデータ信号の本書き込みを行うとともに次段のステージＸｉ＋１にシフトパルスを伝達することができる。
　従って、シフトレジスタ１によれば、プリチャージを行うための同等の出力信号を得るのに必要な入力信号であるクロック信号の数を削減することができる。
　このように、図４の駆動を行うシフトレジスタ１によれば、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が容量結合によって突き上げられ、出力端子Ｚの出力が不要な期間に上昇してシフトレジスタが誤動作することを防ぐことができる。また、必要とするシフトレジスタへの外部入力信号の数を削減することができる。
　なお、図４の駆動とは異なり、シフトパルスが端子Ｓ１に入力されてノードＮ１の電位がＶＤＤ－Ｖｔｈとなった時点ではトランジスタＭ５がＯＦＦ状態のままであり、端子Ｓ２への第１のクロック信号のアクティブなパルスが入力される、期間Ｔ１の後半のみに、トランジスタＭ５がＯＮ状態となる構成も可能である。
　また、本実施形態ではステージＸｉに用いるトランジスタＭ１～Ｍ８はｐチャネル型であってもよい。
　また、ステージＸｉにおいて、容量Ｃ２が存在しない構成、トランジスタＭ７・Ｍ８および出力端子Ｚが存在しない構成なども可能である。出力端子Ｚが存在しない場合には、出力端子ＯＵＴが次段のステージＸｉに伝達するシフトパルスを出力するシフトパルス出力端子となる。
　次に、回路ブロック５０の詳細な構成について、各実施例を挙げて説明する。
　図６に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図６の回路ブロック５０は、抵抗（第１の抵抗）Ｒ５０により構成されている。抵抗Ｒ５０は、一端が端子Ｕ１に接続されており、他端が端子Ｕ２に接続された抵抗素子である。
　抵抗Ｒ５０は、端子Ｕ１の電位が端子Ｕ２の電位よりも高くなれば、端子Ｕ１から端子Ｕ２へ向って電流が流れるため、シンク電流経路を形成することができる。
　抵抗Ｒ５０は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　図７に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図７の回路ブロック５０は、トランジスタＭ５０および回路ブロック５０ａを備えている。回路ブロック５０ａは、抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２を備えている。
　トランジスタ（第１のトランジスタ）Ｍ５０はＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されている。図７ではトランジスタＭ５０はｎチャネル型であり、ドレインが端子Ｕ１に、ソース端子が端子Ｕ２にそれぞれ接続されている。なお、各実施例の説明において、ドレインは一方のドレイン／ソース端子、ソース端子は他方のドレイン／ソース端子を意味するものとする。
　回路ブロック５０ａは、トランジスタＭ５０のコンダクタンスを規定する回路であり、トランジスタＭ５０のゲート端子に接続されたノードＮ１０を備えている。抵抗（第２の抵抗）Ｒ５０１は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に直流の電圧（第１電圧）Ｖ１０が印加される抵抗素子である。抵抗（第３の抵抗）Ｒ５０２は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に直流の電圧（第２電圧）Ｖ２０が印加される抵抗素子である。ここでは、回路ブロック５０にシンク電流経路が構成されるときにＶ１０＞Ｖ２０の関係があるものとする。従って、第１電圧および第２電圧は当該関係があれば直流電圧でなくてもよい。例えば端子Ｕ１がＨｉｇｈレベルのとき（例えば表示装置では、ゲートパルス出力時）のときにのみ電圧Ｖ１０がＨｉｇｈレベル（Ｖ１０＞Ｖ２０）であって、その他の期間では電圧Ｖ１０がＬｏｗレベル（Ｖ１０とＶ２０との高低関係は規定されない）であってもよい。
　ノードＮ１０には、電圧Ｖ１０と電圧Ｖ２０との差を抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２で分圧した電圧が現れ、この分圧された電圧がバイアス電圧としてトランジスタＭ５のゲート端子に印加される。このとき、ノードＮ１０と端子Ｕ２（ほぼ電源電圧ＶＳＳに等しい）との電位差はトランジスタＭ５０の閾値電圧を越えるように設定されている。端子Ｕ１の電位が端子Ｕ２の電位よりも高くなれば、端子Ｕ１から端子Ｕ２へ向って電流が流れるため、シンク電流経路を形成することができる。端子Ｕ１と端子Ｕ２との電位差が小さい範囲ではトランジスタＭ５０は線形領域で動作するため、トランジスタＭ５０はほぼ一定の抵抗値を有する素子として機能する。期間Ｔ１中に端子Ｕ１の電位が高くなることによりトランジスタＭ５０が飽和領域（定電流領域）で動作するようになったとしても、ノードＮ１０の電圧を低めに設定しておけばシンク電流を小さく抑制することができる。
　抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのドレイン／ソース端子やゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　また、図８に示すように、抵抗Ｒ５０１・Ｒ５０２をＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されるトランジスタＭ５０１・Ｍ５０２で構成することもできる。ここではトランジスタＭ５０１・Ｍ５０２はｎチャネル型である。トランジスタ（第２のトランジスタ）Ｍ５０１のドレインには電圧Ｖ１０が印加され、トランジスタＭ５０１のソース端子はノードＮ１０に接続されている。トランジスタ（第３のトランジスタ）Ｍ５０２のドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ５０２のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２の各ゲート端子にはバイアス電圧として電圧Ｖ１０が印加されている。トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２を線形領域で動作させる。
　また、図８において、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２のゲート端子に印加されるバイアス電圧を、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２がＯＦＦ状態となるような電圧としてもよい。このとき、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２にはサブシュレッショルド領域におけるリーク電流が等しく流れ、ノードＮ１０の電圧は、Ｖ１－Ｖ２をＯＦＦ状態にあるトランジスタＭ５０１・Ｍ５０２で分圧した電圧となる。この場合には、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２のゲート端子にトランジスタＭ５０１・Ｍ５０２をＯＦＦ状態とする低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２は劣化しにくい。
　また、図８において、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２のゲート端子に印加される電圧を、トランジスタＭ５０１・Ｍ５０２のうちの一方がＯＮ状態、他方がＯＦＦ状態となるような電圧としてもよい。ＯＮ状態となったほうのトランジスタの電圧印加状態に従った電圧がノードＮ１０に印加される。
　なお、トランジスタＭ５０・Ｍ５０１・Ｍ５０２をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　また、トランジスタＭ５０としてリーク電流の比較的大きなＴＦＴを用いる場合に、リーク電流特性を利用して、サブスレッショルド領域における回路ブロック５０ａによるトランジスタＭ５０の電流制御を行うようにしてもよい。
　図９に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図９の回路ブロック５０は、図７の回路ブロック５０において、回路ブロック５０ａが抵抗Ｒ５０３およびトランジスタＭ５０３を備えるようにした構成である。
　抵抗（第４の抵抗）Ｒ５０３は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に電圧Ｖ１０が印加される抵抗素子である。トランジスタＭ５０３はｎチャネル型である。トランジスタ（第４のトランジスタ）Ｍ５０３のゲート端子およびドレインはノードＮ１０に接続されることによってダイオード接続されており、トランジスタＭ５０３のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。
　トランジスタＭ５０３はゲート端子とドレインとが互いに接続されているためピンチオフ点で動作し、従って、ノードＮ１０の電圧は、トランジスタＭ５０３のドレイン電流が抵抗Ｒ５０３を流れることによる電圧降下とトランジスタＭ５０のドレイン／ソース端子間電圧（ピンチオフ電圧）との和がＶ１０－Ｖ２０に等しいところで確定する。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ５０のゲート端子に印加されて、トランジスタＭ５０は実施例２と同様の動作を行う。
　なお、（ノードＮ１０の電圧）－Ｖ２０がトランジスタＭ５０３の閾値電圧Ｖｔｈよりも小さいと、トランジスタＭ５０３がＯＦＦ状態となり、サブシュレッショルド領域においてリーク電流を流す状態となり得る。これを利用して、ノードＮ１０の電圧を、電圧Ｖ１０から、トランジスタＭ５０３のリーク電流が抵抗Ｒ５０３を流れことにより電圧降下して得られた電圧としてもよい。トランジスタＭ５０３のゲート端子にはトランジスタＭ５０３をＯＦＦ状態とする低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０３は劣化しにくい。
　抵抗Ｒ５０３は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０３を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０３を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　なお、トランジスタＭ５０・Ｍ５０３をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ｐチャネル型のトランジスタＭ５０３を用いる場合には、電圧Ｖ１０側にトランジスタＭ５０３を配置し、電圧Ｖ２０側に抵抗Ｒ５０３を配置する。
　また、トランジスタＭ５０としてリーク電流の比較的大きなＴＦＴを用いる場合に、リーク電流特性を利用して、サブスレッショルド領域における回路ブロック５０ａによるトランジスタＭ５０の電流制御を行うようにしてもよい。
　ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　図１０に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図１０の回路ブロック５０は、図７の回路ブロック５０において、回路ブロック５０ａがトランジスタＭ５０４・トランジスタＭ５０５を備えるようにした構成である。
　トランジスタ（第５のトランジスタ）Ｍ５０４のゲート端子およびドレインには電圧Ｖ１０が印加され、トランジスタＭ５０４のソース端子はノードＮ１０に接続されている。トランジスタ（第６のトランジスタ）Ｍ５０５のゲート端子およびドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ５０５のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。従って、トランジスタＭ５０４・Ｍ５０５はダイオード接続されている。
　トランジスタＭ５０４およびトランジスタＭ５０５はともにゲート端子とドレインとが互いに接続されているためピンチオフ点で動作する。従って、ノードＮ１０の電圧はトランジスタＭ５０４のドレイン／ソース端子間電圧（ピンチオフ電圧）とトランジスタＭ５０５のドレイン／ソース端子間電圧（ピンチオフ電圧）との和がＶ１０－Ｖ２０に等しいところで確定する。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ５０のゲート端子に印加されて、トランジスタＭ５０は実施例２と同様の動作を行う。
　なお、Ｖ１０－（ノードＮ１０の電圧）がトランジスタＭ５０４の閾値電圧Ｖｔｈよりも小さかったり、（ノードＮ１０の電圧）－Ｖ２０がトランジスタＭ５０５の閾値電圧Ｖｔｈよりも小さかったりすると、トランジスタＭ５０４・Ｍ５０５がサブスレッショルド領域においてリーク電流を流す状態となり得る。これを利用して、ノードＮ１０の電圧を、Ｖ１０－Ｖ２０をＯＦＦ状態にあるトランジスタＭ５０４・Ｍ５０５で分圧した電圧としてもよい。トランジスタＭ５０４・Ｍ５０５のゲート端子にはトランジスタＭ５０４・Ｍ５０５をＯＦＦ状態とする低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０４・Ｍ５０５は劣化しにくい。
　また、トランジスタＭ５０４のゲート端子にはバイアス電圧が印加されればよいので、電源電圧ＶＤＤが印加されるようにしてもよい。図１０のトランジスタＭ５０５については、ＯＮ状態を保つためにはノードＮ１０の電圧がＶ２０＋（トランジスタＭ５０５の閾値電圧Ｖｔｈ）よりも高い必要がある。従って、ノードＮ１０の電圧を高くするためにトランジスタＭ５０４のゲート端子電圧を十分に高くしてトランジスタＭ５０４をドレイン／ソース端子間電圧がかなり小さくなるような線形領域で動作させることが有効であり、トランジスタＭ５０４のゲート端子に電源電圧ＶＤＤを印加するのが好ましい。
　また、トランジスタＭ５０４のゲート端子に電源電圧ＶＳＳが印加されるようにしてもよい。このようすれば、トランジスタＭ５０４がＯＦＦ状態となってサブスレッショルド領域におけるリーク電流が流れる。この場合には、トランジスタＭ５０４のゲート端子に低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０４が劣化しにくい。このとき、トランジスタＭ５０５には、トランジスタＭ５０４のリーク電流と同じ大きさのリーク電流あるいはドレイン電流を流しながらトランジスタＭ５０のゲート端子に規定の電圧を与えることができるような特性のものを用いる。ノードＮ１０の電圧は、Ｖ１０－Ｖ２０をトランジスタＭ５０４とトランジスタＭ５０５とで分圧した電圧となる。
　また、トランジスタＭ５０４のゲート端子に、電源電圧ＶＤＤよりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧を印加し、トランジスタＭ５０４に所望のＯＮ抵抗を与えるようにしてもよい。このようにすれば、トランジスタＭ５０４は線形領域の中間で動作するので、任意の抵抗値を容易に選択することができ、ピンチオフ電圧のドレイン／ソース端子間電圧を有するトランジスタＭ５０５と同じドレイン電流を容易に流すことができる。
　また、トランジスタＭ５０４のゲート端子をノードＮ１０に接続するようにしてもよい。このようにすれば、トランジスタＭ５０４を飽和領域で動作させることができる。
　なお、トランジスタＭ５０・Ｍ５０４・Ｍ５０５をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　また、トランジスタＭ５０としてリーク電流の比較的大きなＴＦＴを用いる場合に、リーク電流特性を利用して、サブスレッショルド領域における回路ブロック５０ａによるトランジスタＭ５０の電流制御を行うようにしてもよい。
　図１１に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図１１の回路ブロック５０は、図７の回路ブロック５０において、回路ブロック５０ａが抵抗Ｒ５０４およびトランジスタＭ５０６・Ｍ５０７を備えるようにした構成である。
　抵抗（第５の抵抗）Ｒ５０４は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に電圧Ｖ１０が印加される抵抗素子である。トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７はｎチャネル型である。トランジスタ（第６のトランジスタ）Ｍ５０６のゲート端子およびドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ５０６のソース端子にはトランジスタ（第７のトランジスタ）Ｍ５０７のゲート端子およびドレインが接続されている。トランジスタＭ５０７のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。従って、トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７はダイオード接続されている。
　上記構成では、トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７がともにピンチオフ点で動作するか、トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７がともにＯＦＦ状態となってサブスレッショルド領域でリーク電流を流すかする状態となり、そのときのドレイン電流が抵抗Ｒ５０４を流れることにより電圧Ｖ１０から電圧降下して得られたノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ５０のゲート端子に印加される。トランジスタＭ５０は実施例２と同様の動作を行う。トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７がともにＯＦＦ状態となる場合には、トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７のゲート端子にはトランジスタＭ５０６・Ｍ５０７をＯＦＦ状態とする低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０６・Ｍ５０７は劣化しにくい。
　抵抗Ｒ５０４は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０４を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ５０４を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　なお、トランジスタＭ５０・Ｍ５０６・Ｍ５０７をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　また、トランジスタＭ５０としてリーク電流の比較的大きなＴＦＴを用いる場合に、リーク電流特性を利用して、サブスレッショルド領域における回路ブロック５０ａによるトランジスタＭ５０の電流制御を行うようにしてもよい。
　図１２の（ａ）に、回路ブロック５０の一実施例の構成を示す。
　図１２の（ａ）の回路ブロック５０は、図７の回路ブロック５０において、回路ブロック５０ａがトランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０を備えるようにした構成である。
　トランジスタ（第８のトランジスタ）Ｍ５０８のゲート端子およびドレインには電圧Ｖ１０が印加され、トランジスタＭ５０８のソース端子はノードＮ１０に接続されている。トランジスタ（第９のトランジスタ）Ｍ５０９のゲート端子およびドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ５０９のソース端子はトランジスタ（第１０のトランジスタ）Ｍ５１０のゲート端子およびドレインに接続されている。トランジスタＭ５１０のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。従って、トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０はダイオード接続されている。
　上記構成では、トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０が全てピンチオフ点で動作するか、トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０が全てＯＦＦ状態となってサブスレッショルド領域でリーク電流を流すかする状態となり、そのときの各トランジスタによって分圧された電圧がノードＮ１０に現れる。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ５０のゲート端子に印加されて、トランジスタＭ５０は実施例２と同様の動作を行う。トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０が全てＯＦＦ状態となる場合には、トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０のゲート端子にはトランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０をＯＦＦ状態とする低いバイアス電圧が印加されるので、トランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０は劣化しにくい。
　なお、トランジスタＭ５０８のゲート端子にはバイアス電圧が印加されればよいので、電源電圧ＶＤＤが印加されるようにしてもよい。図１２の（ａ）のトランジスタＭ５１０については、ＯＮ状態を保つためにはトランジスタＭ５１０のドレインの電圧がＶ２０＋（トランジスタＭ５１０の閾値電圧Ｖｔｈ）よりも高い必要があり、トランジスタＭ５０９については、ＯＮ状態を保つためにはノードＮ１０の電圧が（トランジスタＭ５１０のドレインの電圧）＋（トランジスタＭ５０９の閾値電圧Ｖｔｈ）よりも高い必要がある。従って、トランジスタＭ５１０のドレインおよびノードＮ１０の電圧を高くするためにトランジスタＭ５０８のゲート端子電圧を十分に高くしてトランジスタＭ５０８をドレイン／ソース端子間電圧がかなり小さくなるような線形領域で動作させることが有効であり、トランジスタＭ５０８のゲート端子に電源電圧ＶＤＤを印加するのが好ましい。
　また、トランジスタＭ５０８のゲート端子に電源電圧ＶＳＳが印加されるようにしてもよい。このようすれば、トランジスタＭ５０８がＯＦＦ状態となってサブスレッショルド領域におけるリーク電流が流れる。これによりトランジスタＭ５０９・Ｍ５１０もＯＦＦ状態となってサブスレッショルド領域において等しいリーク電流が流れるように、各ドレイン／ソース端子間電圧がバランスする。ノードＮ１０の電圧は、Ｖ１０－Ｖ２０をＯＦＦ状態にあるトランジスタＭ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０で分圧した電圧となる。
　また、図１２の（ｂ）に示すように、トランジスタＭ５０８のゲート端子をトランジスタＭ５０８のドレイン端子に接続する代わりにノードＮ１０に接続するようにしてもよい。この場合には、トランジスタＭ５０８においてゲート電位ＶＧ＝ソース電位ＶＳであるので、トランジスタＭ５０８はゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ＝０Ｖで決定される抵抗として動作する。
　また、トランジスタＭ５０８のゲート端子に、電源電圧ＶＤＤよりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧を印加し、トランジスタＭ５０８に所望のＯＮ抵抗を与えるようにしてもよい。このようにすれば、トランジスタＭ５０８は線形領域の中間で動作するので、任意の抵抗値を容易に選択することができ、ピンチオフ電圧のドレイン／ソース端子間電圧を有するトランジスタＭ５０９・Ｍ５１０と同じドレイン電流を容易に流すことができる。
　また、トランジスタＭ５０８のゲート端子をノードＮ１０に接続するようにしてもよい。このようにすれば、トランジスタＭ５０８を飽和領域で動作させることができる。
　なお、トランジスタＭ５０・Ｍ５０８・Ｍ５０９・Ｍ５１０をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　また、トランジスタＭ５０としてリーク電流の比較的大きなＴＦＴを用いる場合に、リーク電流特性を利用して、サブスレッショルド領域における回路ブロック５０ａによるトランジスタＭ５０の電流制御を行うようにしてもよい。
　回路ブロック５０の一実施例の構成として、図７～図１２において回路ブロック５０ａを設ける代わりに、トランジスタＭ５０のゲート端子に、直接、電源電圧ＶＤＤ、または、電源電圧ＶＳＳ、または、電源電圧ＶＤＤを印加する場合よりはオーバードライブ電圧の小さい、トランジスタＭ５０に所望のＯＮ抵抗を与える電圧を印加するようにしてもよい。
〔実施形態２〕
　図１３に、一実施形態における各ステージＸｉの構成を示す。
　ステージＸｉは、図１のステージＸｉにおいて回路ブロック５０を回路ブロック６０とした構成である。
　回路ブロック（第１の回路）６０は出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間に接続されており、図１３に示すように、出力端子ＯＵＴに接続された端子Ｕ１と、端子Ｖ２に接続された端子Ｕ２と、制御信号Ｃｏｎｔが入力される端子（制御端子）Ｕ３とを有している。回路ブロック６０は、端子Ｕ３に入力される制御信号Ｃｏｎｔによって導通および遮断が制御される素子を備えており、当該素子が制御信号Ｃｏｎｔによって導通するように制御されると当該素子を介して出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間が導通し、回路ブロック６０はアクティブ状態となる。一方、当該素子が制御信号Ｃｏｎｔによって遮断されるように制御されると、回路ブロック６０は非アクティブ状態となる。
　回路ブロック６０をアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されたときに、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、出力端子ＯＵＴの電位を端子Ｖ２の電位ＶＳＳに近づけるように出力端子ＯＵＴから端子Ｖ２へ向って、上記素子を介した電流を含む電流が流れるシンク電流経路が、端子Ｕ１と端子Ｕ２との間に形成される。
　回路ブロック６０の詳細な構成について、以下に各実施例を挙げて説明する。
　図１４に、回路ブロック６０の一実施例の構成を示す。
　図１４の回路ブロック６０は、トランジスタＭ６０を備えている。
　トランジスタ（第１１のトランジスタ）Ｍ６０はＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されている。図１４ではトランジスタＭ６０はｎチャネル型である。トランジスタＭ６０のドレインは端子Ｕ１に接続されており、トランジスタＭ６０１のソース端子は端子Ｕ２に接続されている。トランジスタＭ６０１のゲート端子は端子Ｕ３に接続されている。
　端子Ｕ３に、回路ブロック６０をアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されるとトランジスタＭ６０はＯＮ状態となり、回路ブロック６０を非アクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されるとトランジスタＭ６０はＯＦＦ状態となる。回路ブロック６０がアクティブ状態となったときに、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、トランジスタＭ６０を通して端子Ｕ１から端子Ｕ２へ向って電流が流れる。従って、回路ブロック６０はシンク電流経路を形成する。
　制御信号Ｃｏｎｔとしては、例えば、図４のクロックＣＬＫ１・ＣＬＫ２のうち、ステージＸｉの端子Ｓ２に入力されるクロック信号と異なるほうのクロック信号とすることができる。この場合には、図５の期間Ｔ１において、容量Ｃ１によるノードＮ１の電位の突き上げが行われる期間には、制御信号ＣｏｎｔがＬｏｗレベルであるので、回路ブロック６０を非アクティブ状態とすることができるので、必要以上に出力端子ＯＵＴの電位を低下させずに済む。
　なお、トランジスタＭ６０をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。
　図１５に、回路ブロック６０の一実施例の構成を示す。
　図１５の回路ブロック６０は、抵抗Ｒ６０１およびトランジスタＭ６０１を備えている。
　トランジスタ（第１２のトランジスタ）Ｍ６０１はＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されている。図１５ではトランジスタＭ６０１はｎチャネル型である。抵抗（第６の抵抗）Ｒ６０１は、一端が端子Ｕ１に接続されており、他端がトランジスタＭ６０１のドレインに接続された抵抗素子である。トランジスタＭ６０１のソース端子は端子Ｕ２に接続されている。トランジスタＭ６０１のゲート端子は端子Ｕ３に接続されている。なお、各実施例の説明において、ドレインは一方のドレイン／ソース端子、ソース端子は他方のドレイン／ソース端子を意味するものとする。
　端子Ｕ３に、回路ブロック６０をアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されるとトランジスタＭ６０１はＯＮ状態となり、回路ブロック６０を非アクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されるとトランジスタＭ６０１はＯＦＦ状態となる。回路ブロック６０がアクティブ状態となったときに、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、抵抗６０１とトランジスタＭ６０１との直列接続経路を通して端子Ｕ１から端子Ｕ２へ向って電流が流れる。従って、回路ブロック６０は、当該直列接続経路をシンク電流経路して形成する。
　制御信号Ｃｏｎｔとしては、例えば、図４のクロックＣＬＫ１・ＣＬＫ２のうち、ステージＸｉの端子Ｓ２に入力されるクロック信号と異なるほうのクロック信号とすることができる。この場合には、図５の期間Ｔ１において、容量Ｃ１によるノードＮ１の電位の突き上げが行われる期間には、制御信号ＣｏｎｔがＬｏｗレベルであるので、回路ブロック６０を非アクティブ状態とすることができるので、必要以上に出力端子ＯＵＴの電位を低下させずに済む。
　また、抵抗Ｒ６０１を線形領域で動作するＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成してもよい。
　また、図１５とは異なり、回路ブロック６０を、抵抗（第６の抵抗）Ｒ６０１とトランジスタ（第１２のトランジスタ）Ｍ６０１との並列回路を備えるように構成してもよい。図示は省略するが、抵抗Ｒ６０１の一端およびトランジスタＭ６０１のドレインは端子Ｕ１に、抵抗Ｒ６０１の他端およびトランジスタＭ６０１のソース端子は端子Ｕ２に、それぞれ接続される。トランジスタＭ６０１のゲート端子に制御信号Ｃｏｎｔが入力される。この場合には、トランジスタＭ６０１がＯＮ状態となる制御信号Ｃｏｎｔが入力されたときに回路ブロック６０がアクティブ状態となる。非アクティブ状態では、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、抵抗６０１に電流が流れるが、トランジスタＭ６０１を介して出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間は導通しない。
　また、抵抗Ｒ６０１は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０１を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０１を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　なお、トランジスタＭ６０１をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　図１６に、回路ブロック６０の一実施例の構成を示す。
　図１６の回路ブロック６０は、トランジスタＭ６０および回路ブロック６０ａを備えている。回路ブロック６０ａは、抵抗Ｒ６０２およびトランジスタＭ６０２を備えている。
　トランジスタ（第１１のトランジスタ）Ｍ６０はＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されている。図１６ではトランジスタＭ６０はｎチャネル型であり、ドレインが端子Ｕ１に、ソース端子が端子Ｕ２にそれぞれ接続されている。
　回路ブロック６０ａは、トランジスタＭ６０のコンダクタンスを制御する回路であり、トランジスタＭ６０のゲート端子に接続されたノードＮ１０を備えている。抵抗（第７の抵抗）Ｒ６０２は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に直流の電圧（第１電圧）Ｖ１０が印加される抵抗素子である。トランジスタ（第１３のトランジスタ）６０２のドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ６０２のソース端子には直流の電圧（第２電圧）Ｖ２０が印加されている。ここではＶ１０＞Ｖ２０とする。また、トランジスタＭ６０２のゲート端子は端子Ｕ３に接続されている。
　端子Ｕ３に回路ブロック６０をアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されたときにはトランジスタＭ６０２がＯＦＦ状態となる。これにより、抵抗６０２には、抵抗６０２とトランジスタＭ６０２のＯＦＦ抵抗との直列接続回路で規定される電流が流れることによる電圧降下が生じ、電圧Ｖ１から当該電圧降下分だけ差し引いたＨｉｇｈレベルの電圧がノードＮ１０の電圧となる。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ６０のゲート端子に印加されて、トランジスタＭ６０はＯＮ状態となる。このとき、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、端子Ｕ１から端子Ｕ２に向って電流が流れるシンク電流経路が形成される。
　端子Ｕ３に回路ブロック６０を非アクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されたときにはトランジスタＭ６０２がＯＮ状態となる。これにより、抵抗６０２には、抵抗６０２とトランジスタＭ６０２のＯＮ抵抗との直列接続回路で規定される電流が流れることによる電圧降下が生じ、電圧Ｖ１から当該電圧降下分だけ差し引いたＬｏｗレベルの電圧がノードＮ１０の電圧となる。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ６０のゲート端子に印加されて、トランジスタＭ６０はＯＦＦ状態となる。
　なお、アクティブ状態において、端子Ｕ１と端子Ｕ２との電位差が小さい範囲ではトランジスタＭ５０は線形領域で動作するため、トランジスタＭ６０はほぼ一定の抵抗値を有する素子として機能する。期間Ｔ１中にアクティブ状態となって端子Ｕ１の電位が高くなることによりトランジスタＭ６０が飽和領域（定電流領域）で動作するようになったとしても、ノードＮ１０の電圧を低めに設定しておけばシンク電流を小さく抑制することができる。
　抵抗Ｒ６０２は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０２を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０２を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　また、抵抗Ｒ６０２をＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成することもできる。
　なお、トランジスタＭ６０・Ｍ６０２をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ｐチャネル型のトランジスタＭ６０２を用いる場合には、電圧Ｖ１０側にトランジスタＭ６０２を配置し、電圧Ｖ２０側に抵抗Ｒ６０２を配置する。
　図１７に、回路ブロック６０の一実施例の構成を示す。
　図１７の回路ブロック６０は、図１６の回路ブロック６０において、回路ブロック６０ａが抵抗Ｒ６０３およびトランジスタＭ６０３・Ｍ６０４を備えるようにした構成である。
　抵抗（第８の抵抗）Ｒ６０３は、一端がノードＮ１０に接続されており、他端に電圧Ｖ１０が印加される抵抗素子である。トランジスタＭ６０３・Ｍ６０４はｎチャネル型である。トランジスタ（第１４のトランジスタ）Ｍ６０３のドレインはノードＮ１０に接続されており、トランジスタＭ６０３のソース端子はトランジスタＭ６０４のゲート端子およびドレインに接続されている。トランジスタ（第１５のトランジスタ）Ｍ６０３のゲート端子は端子Ｕ３に接続されている。トランジスタＭ６０４のソース端子には電圧Ｖ２０が印加されている。従って、トランジスタＭ６０４はダイオード接続されている。
　上記構成では、端子Ｕ３に回路ブロック６０をアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔが入力されたときにはトランジスタＭ６０３はＯＦＦ状態となる。これによりトランジスタＭ６０４もＯＦＦ状態となる。従って、抵抗Ｒ６０３とトランジスタＭ６０３のＯＦＦ抵抗とトランジスタＭ６０４のＯＦＦ抵抗との直列接続回路により規定される電流が抵抗Ｒ６０３を流れる。ノードＮ１０の電圧は、電圧Ｖ１０から抵抗Ｒ６０３での電圧降下分を差し引いて得られる電圧となる。このノードＮ１０の電圧がトランジスタＭ６０のゲート端子に印加されてトランジスタＭ６０はＯＮ状態となる。このとき、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、端子Ｕ１から端子Ｕ２に向って電流が流れるシンク電流経路が形成される。
　抵抗Ｒ６０３は、表示パネル１２の配線や、ＴＦＴのソース端子／ドレインやゲート端子などの電極を形成する金属層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０３を、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成することができる。
　あるいは、抵抗Ｒ６０３を、絵素ＰＩＸの透明電極材料によって形成することができる。
　また、抵抗Ｒ６０３をＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成することもできる。
　なお、トランジスタＭ６０・Ｍ６０３・Ｍ６０４をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ｐチャネル型のトランジスタＭ６０３・Ｍ６０４を用いる場合には、電圧Ｖ１０側にトランジスタＭ６０３・Ｍ６０４を配置し、電圧Ｖ２０側に抵抗Ｒ６０３を配置する。
〔実施形態３〕
　図１８の（ａ）に、一実施形態における各ステージＸｉの構成を示す。
　ステージＸｉは、図１のステージＸｉにおいて回路ブロック５０を回路ブロック７０とした構成である。
　回路ブロック（第１の回路）７０は出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間に接続されており、出力端子ＯＵＴに接続された端子Ｕ１と、端子Ｖ２に接続された端子Ｕ２と、制御信号Ｃｏｎｔ１が入力される端子（制御端子）Ｕ３と、制御信号Ｃｏｎｔ２が入力される端子（制御端子）Ｕ４とを有している。このように、本実施形態の回路ブロック７０は、複数（２以上）の制御信号が入力される構成である。
　図１９に、回路ブロック７０の一実施例の構成を示す。
　図１９の回路ブロック７０は、トランジスタＭ７０１・Ｍ７０２を備えている。
　トランジスタＭ７０１・Ｍ７０２はＴＦＴなどの電界効果トランジスタで構成されている。図１９ではトランジスタＭ７０１・Ｍ７０２はｎチャネル型である。トランジスタ（第１６のトランジスタ）Ｍ７０１のドレインは端子Ｕ１に接続されており、トランジスタＭ７０１のソース端子はトランジスタ（第１６のトランジスタ）Ｍ７０２のドレインに接続されている。トランジスタＭ７０２のソース端子は端子Ｕ２に接続されている。トランジスタＭ７０１のゲート端子は端子Ｕ３に、トランジスタＭ７０２のゲート端子は端子Ｕ４に、それぞれ接続されている。このように、トランジスタＭ７０１は制御信号Ｃｏｎｔ１によって導通および遮断が制御される素子であり、トランジスタＭ７０２は制御信号Ｃｏｎｔ２によって導通および遮断が制御される素子である。なお、ドレインは一方のドレイン／ソース端子、ソース端子は他方のドレイン／ソース端子を意味するものとする。
　第１６のトランジスタは２個に限らず、直列の関係に配置されていれば任意の複数個設けられていてよい。直列の関係に配置されていればよいので、第１６のトランジスタどうしの間に他の素子が直列に挿入されていてもよい。
　ここでは、回路ブロック７０は、制御信号Ｃｏｎｔ１により第１のアクティブ状態と第１の非アクティブ状態とを取るとともに、制御信号Ｃｏｎｔ２により第２のアクティブ状態と第２の非アクティブ状態とを取るものとする。第１のアクティブ状態とはトランジスタＭ７０１がＯＮ状態にあることを指し、第１の非アクティブ状態とはトランジスタＭ７０１がＯＦＦ状態にあることを指す。第２のアクティブ状態とはトランジスタＭ７０２がＯＮ状態にあることを指し、第２の非アクティブ状態とはトランジスタＭ７０２がＯＦＦ状態にあることを指す。
　そして、回路ブロック７０は、第１のアクティブ状態と第２のアクティブ状態とが同時に起こるときにアクティブ状態となり、それ以外のときは非アクティブ状態であるとする。
　端子Ｕ３に回路ブロック７０を第１のアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ１が入力されるとともに、端子Ｕ４に回路ブロック７０を第２のアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ２が入力されるとトランジスタＭ７０１・Ｍ７０２はともにＯＮ状態となって回路ブロック７０はアクティブ状態となり、トランジスタＭ７０１とトランジスタＭ７０２とのうち少なくともいずれか一方がＯＦＦ状態となるように制御信号Ｃｏｎｔ１・Ｃｏｎｔ２が入力されると回路ブロック７０は非アクティブ状態となる。
　回路ブロック７０がアクティブ状態となったときに、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、トランジスタＭ７０１とトランジスタＭ７０２との直列接続経路を通して端子Ｕ１から端子Ｕ２へ向って電流が流れる。従って、回路ブロック７０は、当該直列接続経路をシンク電流経路として形成する。
　制御信号Ｃｏｎｔ１・Ｃｏｎｔ２としては、例えば、図４のクロックＣＬＫ１・ＣＬＫ２のうち、ステージＸｉの端子Ｓ２に入力されるクロック信号と異なるほうのクロック信号と同位相の信号とすることができる。制御信号Ｃｏｎｔ１・Ｃｏｎｔ２のそれぞれのレベルは独立に設定されればよい。この場合には、図５の期間Ｔ１において、容量Ｃ１によるノードＮ１の電位の突き上げが行われる期間には、制御信号Ｃｏｎｔ１・Ｃｏｎｔ２がＬｏｗレベルであるので、回路ブロック７０を非アクティブ状態とすることができるので、必要以上に出力端子ＯＵＴの電位を低下させずに済む。
　また、図１８の（ｂ）に示すように、制御信号Ｃｏｎｔ１として自段のステージＸｉのノードＮ２の電圧を、制御信号Ｃｏｎｔ２として次段のステージＸｉ＋１のノードＮ２の電圧を、それぞれ入力してもよい。自段の出力信号ＯＵＴｉがＨｉｇｈレベルの場合にはシンク電流経路がＯＦＦになり、それ以外のときにはシンク電流経路がＯＮになって出力信号ＯＵＴｉの電位上昇を防止することができる。
　上記のような直列の関係にあるトランジスタを用いる構成によれば、第１の回路を、複数の制御信号のＡＮＤ論理によって制御することができる。
　また、図１９とは異なり、回路ブロック７０を、トランジスタ（第１６のトランジスタ）Ｍ７０１とトランジスタ（第１６のトランジスタ）Ｍ７０２との並列回路を備えるように構成してもよい。図示は省略するが、トランジスタＭ７０１のドレインおよびトランジスタＭ７０２のドレインは端子Ｕ１に、トランジスタＭ７０１のソース端子およびトランジスタＭ７０２のソース端子は端子Ｕ２に、それぞれ接続される。トランジスタＭ７０１のゲート端子に制御信号Ｃｏｎｔ１が入力され、トランジスタＭ７０２のゲート端子に制御信号Ｃｏｎｔ２が入力される。
　この場合には、トランジスタＭ７０１がＯＮ状態となる第１のアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ１が端子Ｕ３に入力されるか、トランジスタＭ７０２がＯＮ状態となる第２のアクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ２が端子Ｕ４に入力されるかの少なくともいずれか一方が起こるときに、回路ブロック７０がアクティブ状態となるものとする。
　従って、トランジスタＭ７０１がＯＦＦ状態となる第１の非アクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ１が端子Ｕ３に入力されるとともに、トランジスタＭ７０２がＯＦＦ状態となる第２の非アクティブ状態とする制御信号Ｃｏｎｔ２が端子Ｕ４に入力されるときに、回路ブロック７０が非アクティブ状態となる。
　回路ブロック７０のアクティブ状態では、出力端子ＯＵＴの電位が端子Ｖ２の電位よりも高いと、トランジスタＭ７０１とトランジスタＭ７０２とのうち少なくともいずれか一方にはＯＮ電流が流れるので、出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間は第１６のトランジスタを介して導通する状態となる。なお、第１６のトランジスタどうしが並列の関係にある場合だけでなく、一般に、出力端子ＯＵＴと端子Ｖ２との間に並列の関係に配置された経路のそれぞれに第１６のトランジスタが備えられていればよい。
　上記のような並列の関係にあるトランジスタを用いる構成によれば、第１の回路を、複数の制御信号のＯＲ論理によって制御することができる。
　なお、トランジスタＭ７０１・Ｍ７０２をｐチャネル型の電界効果トランジスタで構成してもよい。ＴＦＴはアモルファスシリコンに限らず、ポリシリコン（低温ポリシリコンも含む）、ＣＧシリコン、ＩＧＺＯ（Ｉｎ－Ｇａ－Ｚｎ－Ｏ）等でも形成できる。
　以上、各実施形態について述べた。
　なお、絵素ＰＩＸのＴＦＴ２１がｐチャネル型である場合には、走査信号がＬｏｗレベルの期間に絵素ＰＩＸが選択される。この場合には絵素ＰＩＸの非選択期間に出力端子ＯＵＴおよびゲートラインＧＬをＨｉｇｈレベルに保持するステージＸｉが構成される。従って、第１の回路の電流経路は第２の入力端子から第１の出力端子へ向って電流が流れるソース電流経路となる。
　従って、出力端子ＯＵＴおよびゲートラインＧＬの電位がＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとのいずれをとる場合も存在するので、第１の回路は、第１の出力端子と第２の入力端子との間に接続され、第１の出力端子と第２の入力端子との間の電流経路を形成する回路である。
　以上に述べたように、
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の出力トランジスタのドレインに第１の直流電圧が印加されるとともに、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、および、第１の容量を用いたスイッチトキャパシタ動作を行うことによって、第１の出力トランジスタのドレイン寄生容量およびソース端子寄生容量を通してフィードスルー現象が生じることを回避することができる。これにより、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号が入力される場合に発生する出力電圧の揺れと、出力電圧の揺れに起因して発生する絵素電極からの電荷漏れを防ぐことができる。従って、ステージの第１の出力端子を頻繁にＬｏｗ電源に接続するための追加回路が不要となる。
　以上により、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタを実現することができるという効果を奏する。
　また、第１の回路が設けられていることにより、第１の出力端子と第２の入力端子との間に、電流経路が形成される。本電流経路は第１の出力端子の出力時の電圧低下を抑えながら、非出力時に第２の入力端子から供給される電位よりも上昇することを防ぐように形成されている。これにより、第１の出力端子への出力を行わない期間における第１の出力端子の電位上昇を適切に抑制することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、ゲートバスラインを直流電源で駆動することができ、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号を入力することによりゲートバスラインをクロック信号で駆動する場合に比べて、シフトレジスタの制御信号を生成する外部レベルシフタの負荷を大幅に削減することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、第１の出力トランジスタのゲート端子・ドレイン間に負のバイアスがかかる時間が長くなるので、閾値電圧の上昇を低減することができ、シフトレジスタの性能劣化を抑止することが可能であるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、一端が上記第１の出力端子に接続されるとともに他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子からなる第１の抵抗で構成されていることを特徴としている。
上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第２の抵抗と、第３の抵抗とを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第２の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
　上記第３の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第２電圧が印加される抵抗素子であることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、第３のトランジスタとを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第２のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加され、
　上記第３のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第３のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第３のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、上記第３のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第４の抵抗と、第４のトランジスタとを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第４の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
　上記第４のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第４のトランジスタのゲート端子は、上記第４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第４のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第５のトランジスタと、第６のトランジスタとを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　第５のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第５のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第５のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第５のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧が印加され、
　第６のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第６のトランジスタのゲート端子は、上記第６のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第６のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第６のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第５のトランジスタのゲート端子は、上記第５のトランジスタの上記第１電圧が印加されるドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第５のトランジスタにバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第５のトランジスタをＯＮ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより小さくするほうが印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第５のトランジスタをＯＦＦ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第５のトランジスタのゲート端子に上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加される場合よりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第５のトランジスタを所望の抵抗値でＯＮ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第５のトランジスタのゲート端子は、上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第５のトランジスタにバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第５の抵抗と、第７のトランジスタと、第８のトランジスタとを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第５の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
　上記第７のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第７のトランジスタのゲート端子は上記第７のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第７のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、
　上記第８のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第８のトランジスタのゲート端子は上記第８のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第８のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第７のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第８のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第９のトランジスタと、第１０のトランジスタと、第１１のトランジスタとを備えており、
　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第９のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第９のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第９のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第９のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加され、
　上記第１０のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１０のトランジスタのゲート端子は上記第１０のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第１０のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、
　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１０のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第９のトランジスタのゲート端子は上記第９のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第９のトランジスタにバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第９のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第９のトランジスタをＯＮ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第９のトランジスタのコンダクタンスをより小さくするほうが印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第９のトランジスタをＯＦＦ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧よりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧が印加されることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第９のトランジスタを所望の抵抗値でＯＮ状態とするためのバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第９のトランジスタのゲート端子は、上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第９のトランジスタにバイアス電圧を容易に印加することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
　各上記ステージが、
　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
　上記第１の直流電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、制御端子を有し、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴としているシフトレジスタ。
　上記の発明によれば、第１の出力トランジスタのドレインに第１の直流電圧が印加されるとともに、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、および、第１の容量を用いたスイッチトキャパシタ動作を行うことによって、第１の出力トランジスタのドレイン寄生容量およびソース端子寄生容量を通してフィードスルー現象が生じることを回避することができる。これにより、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号が入力される場合に発生する出力電圧の揺れと、出力電圧の揺れに起因して発生する絵素電極からの電荷漏れを防ぐことができる。従って、ステージの第１の出力端子を頻繁にＬｏｗ電源に接続するための追加回路が不要となる。
　以上により、回路規模を増大させることなく、各ステージ出力のノイズを良好に抑制することのできるシフトレジスタを実現することができるという効果を奏する。
　また、第１の回路が設けられていることにより、第１の出力端子と第２の入力端子との間に、電流経路が形成される。本電流経路は第１の出力端子の出力時の電圧低下を抑えながら、非出力時に第２の入力端子から供給される電位よりも上昇することを防ぐように形成されている。これにより、第１の出力端子への出力を行わない期間における第１の出力端子の電位上昇を適切に抑制することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、ゲートバスラインを直流電源で駆動することができ、第１の出力トランジスタのドレインにクロック信号を入力することによりゲートバスラインをクロック信号で駆動する場合に比べて、シフトレジスタの制御信号を生成する外部レベルシフタの負荷を大幅に削減することができるという効果を奏する。
　また、第１の出力トランジスタのドレインに直流電圧が印加されることによって、第１の出力トランジスタのゲート端子・ドレイン間に負のバイアスがかかる時間が長くなるので、閾値電圧の上昇を低減することができ、シフトレジスタの性能劣化を抑止することが可能であるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は第１１のトランジスタを備えており、
　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
　上記第６の抵抗は、一端が上記第１の出力端子に接続されており、他端が上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続された抵抗素子であり、
　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
　上記第６の抵抗は、一端が上記第１の出力端子に接続されており、他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子であり、
　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
　上記第６の抵抗は、一端が上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子であり、
　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１１のトランジスタと、第７の抵抗と、第１３のトランジスタとを備えており、
　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第７の抵抗は、一端に第１電圧が印加され、他端が上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続された抵抗素子であり、
　上記第１３のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１３のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第１３のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、上記第１３のトランジスタのゲート端子には上記第１の回路の制御端子が接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１１のトランジスタと、第８の抵抗と、第１４のトランジスタと、第１５のトランジスタとを備えており、
　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
　上記第８の抵抗は、一端に第１電圧が印加され、他端が上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続された抵抗素子であり、
　上記第１４のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第１４のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１５のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、
　上記第１５のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１５のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、
　上記第１４のトランジスタと上記第１５のトランジスタとのうちのいずれか一方が有するゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されており、上記第１４のトランジスタと上記第１５のトランジスタとのうちのもう一方が有するゲート端子は上記もう一方が有する一方のドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１６のトランジスタを、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に直列の関係に配置されるように複数個備えており、
　各上記第１６のトランジスタのゲート端子はそれぞれ、上記第１の回路の個別の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。また、第１の回路を、複数の制御信号のＡＮＤ論理によって制御することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記第１の回路は、第１６のトランジスタを、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に互いに並列の関係に配置された複数の経路のそれぞれに備えており、
　各上記第１６のトランジスタのゲート端子はそれぞれ、上記第１の回路の個別の制御端子に接続されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、第１の回路を容易に実現することができるという効果を奏する。また、第１の回路を、複数の制御信号のＯＲ論理によって制御することができるという効果を奏する。
　本発明の表示装置は、前記課題を解決するために、
　上記シフトレジスタを備えていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、表示品位の高い表示装置を実現することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記抵抗素子は電界効果トランジスタで形成されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、抵抗素子を電界効果トランジスタのプロセスにより他の電界効果トランジスタとともに製造することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記抵抗素子は表示パネルの配線あるいはＴＦＴの電極を形成する金属層によって形成されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、抵抗素子を表示装置の通常のプロセスにより製造することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記抵抗素子は、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、抵抗素子を表示装置の通常のプロセスにより製造することができるという効果を奏する。
　本発明のシフトレジスタは、前記課題を解決するために、
　上記抵抗素子は、絵素の透明電極材料によって形成されていることを特徴としている。
　上記の発明によれば、抵抗素子を表示装置の通常のプロセスにより製造することができるという効果を奏する。
　本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、上記実施形態を技術常識に基づいて適宜変更したものやそれらを組み合わせて得られるものも本発明の実施形態に含まれる。
　本発明は、アクティブマトリクス型の表示装置に好適に使用することができる。
　１　　　　　　　　シフトレジスタ
　１１　　　　　　　液晶表示装置（表示装置）
　１２　　　　　　　表示パネル
　５０　　　　　　　回路ブロック（第１の回路）
　６０　　　　　　　回路ブロック（第１の回路）
　７０　　　　　　　回路ブロック（第１の回路）
　Ｃ１　　　　　　　容量（第１の容量）
　Ｍ１　　　　　　　トランジスタ（入力ゲート）
　Ｍ２　　　　　　　トランジスタ（第１のスイッチング素子）
　Ｍ３　　　　　　　トランジスタ（第２のスイッチング素子）
　Ｍ４　　　　　　　トランジスタ（第３のスイッチング素子）
　Ｍ５　　　　　　　トランジスタ（第１の出力トランジスタ）
　Ｍ６　　　　　　　トランジスタ（第４のスイッチング素子）
　Ｎ１　　　　　　　ノード（第１の容量の一端、第１の所定箇所）
　Ｖ１　　　　　　　端子（第１の入力端子）
　Ｓ１　　　　　　　端子（シフトパルス入力端子）
　Ｓ２　　　　　　　端子（第２の入力端子）
　Ｓ３　　　　　　　端子（第３の入力端子）
　Ｓ４　　　　　　　端子（第４の入力端子）
　ＯＵＴ　　　　　　端子（一出力端子、第１の出力端子、第２の所定箇所）
　Ｚ　　　　　　　　端子（シフトパルス出力端子）
　ＶＤＤ　　　　　　電源電圧（第１の直流電圧）
　ＶＳＳ　　　　　　電源電圧（第２の直流電圧）
　Ｘｉ　　　　　　　ステージ
　ＣＬＫ１　　　　　クロック信号（奇数番目のステージの第１のクロック信号）
　ＣＬＫ２　　　　　クロック信号（偶数番目のステージの第１のクロック信号）
　Ｖ１０　　　　　　電圧（第１電圧）
　Ｖ２０　　　　　　電圧（第２電圧）
　Ｒ５０　　　　　　抵抗（抵抗素子、第１の抵抗）
　Ｍ５０　　　　　　トランジスタ（第１のトランジスタ）
　Ｒ５０１　　　　　抵抗（抵抗素子、第２の抵抗）
　Ｒ５０２　　　　　抵抗（抵抗素子、第３の抵抗）
　Ｍ５０１　　　　　トランジスタ（第２のトランジスタ）
　Ｍ５０２　　　　　トランジスタ（第３のトランジスタ）
　Ｒ５０３　　　　　抵抗（抵抗素子、第４の抵抗）
　Ｍ５０３　　　　　トランジスタ（第４のトランジスタ）
　Ｍ５０４　　　　　トランジスタ（第５のトランジスタ）
　Ｍ５０５　　　　　トランジスタ（第６のトランジスタ）
　Ｒ５０４　　　　　抵抗（抵抗素子、第５の抵抗）
　Ｍ５０６　　　　　トランジスタ（第６のトランジスタ）
　Ｍ５０７　　　　　トランジスタ（第７のトランジスタ）
　Ｍ５０８　　　　　トランジスタ（第８のトランジスタ）
　Ｍ５０９　　　　　トランジスタ（第９のトランジスタ）
　Ｍ５１０　　　　　トランジスタ（第１０のトランジスタ）
　Ｍ６０　　　　　　トランジスタ（第１１のトランジスタ）
　Ｒ６０１　　　　　抵抗（抵抗素子、第６の抵抗）
　Ｍ６０１　　　　　トランジスタ（第１２のトランジスタ）
　Ｒ６０２　　　　　抵抗（抵抗素子、第７の抵抗）
　Ｍ６０２　　　　　トランジスタ（第１３のトランジスタ）
　Ｒ６０３　　　　　抵抗（抵抗素子、第８の抵抗）
　Ｍ６０３　　　　　トランジスタ（第１４のトランジスタ）
　Ｍ６０４　　　　　トランジスタ（第１５のトランジスタ）
　Ｍ７０１　　　　　トランジスタ（第１６のトランジスタ）
　Ｍ７０２　　　　　トランジスタ（第１７のトランジスタ）
　ＰＩＸ　　　　　　絵素
 

Claims (32)

  1. 　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
    　各上記ステージが、
    　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
    　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
    　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
    　第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
    　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
    　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
    　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
    　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
    　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
    　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
    　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
    　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
    　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
    　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
    　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴とするシフトレジスタ。
  2. 　上記第１の回路は、一端が上記第１の出力端子に接続されるとともに他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子からなる第１の抵抗で構成されていることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  3. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第２の抵抗と、第３の抵抗とを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第２の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
    　上記第３の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第２電圧が印加される抵抗素子であることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  4. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第２のトランジスタと、第３のトランジスタとを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第２のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加され、
    　上記第３のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第３のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第３のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、上記第３のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  5. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第４の抵抗と、第４のトランジスタとを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第４の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
    　上記第４のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第４のトランジスタのゲート端子は、上記第４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第４のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  6. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第５のトランジスタと、第６のトランジスタとを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　第５のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第５のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第５のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第５のトランジスタのゲート端子にバイアス電圧が印加され、
    　第６のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第６のトランジスタのゲート端子は、上記第６のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第６のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第６のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  7. 　上記第５のトランジスタのゲート端子は、上記第５のトランジスタの上記第１電圧が印加されるドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴とする請求項６に記載のシフトレジスタ。
  8. 　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加されることを特徴とする請求項６に記載のシフトレジスタ。
  9. 　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより小さくするほうが印加されることを特徴とする請求項６に記載のシフトレジスタ。
  10. 　上記第５のトランジスタのゲート端子には、上記第５のトランジスタのゲート端子に上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第５のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加される場合よりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧が印加されることを特徴とする請求項６に記載のシフトレジスタ。
  11. 　上記第５のトランジスタのゲート端子は、上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする請求項６に記載のシフトレジスタ。
  12. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第５の抵抗と、第７のトランジスタと、第８のトランジスタとを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第５の抵抗は、一端が上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、他端に第１電圧が印加される抵抗素子であり、
    　上記第７のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第７のトランジスタのゲート端子は上記第７のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第７のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、
    　上記第８のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第８のトランジスタのゲート端子は上記第８のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第８のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第７のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第８のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  13. 　上記第１の回路は、第１のトランジスタと、第９のトランジスタと、第１０のトランジスタと、第１１のトランジスタとを備えており、
    　上記第１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第９のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第９のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第９のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第１電圧が印加され、上記第９のトランジスタのゲート端子にはバイアス電圧が印加され、
    　上記第１０のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１０のトランジスタのゲート端子は上記第１０のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第１０のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されており、
    　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１０のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加されることを特徴とする請求項１に記載のシフトレジスタ。
  14. 　上記第９のトランジスタのゲート端子は上記第９のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴とする請求項１３に記載のシフトレジスタ。
  15. 　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第９のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加されることを特徴とする請求項１３に記載のシフトレジスタ。
  16. 　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第９のトランジスタのコンダクタンスをより小さくするほうが印加されることを特徴とする請求項１３に記載のシフトレジスタ。
  17. 　上記第９のトランジスタのゲート端子には、上記第９のトランジスタのゲート端子に上記第１の直流電圧と上記第２の直流電圧とのうち上記第９のトランジスタのコンダクタンスをより大きくするほうが印加される場合よりも小さいオーバードライブ電圧を有する電圧が印加されることを特徴とする請求項１３に記載のシフトレジスタ。
  18. 　上記第９のトランジスタのゲート端子は、上記第１のトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする請求項１３に記載のシフトレジスタ。
  19. 　シフトパルスの伝達を行うように縦続接続されたステージを備えるシフトレジスタであって、
    　各上記ステージが、
    　上記シフトパルスが入力されるシフトパルス入力端子と、
    　上記シフトパルスが出力されるシフトパルス出力端子を一出力端子として含む上記ステージ外へ信号を出力する出力端子と、
    　第１の直流電圧が印加される第１の入力端子と、
    　上記第１の直流電圧とは異なる第２の直流電圧が印加される第２の入力端子と、
    　アクティブなクロックパルスの期間が上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスの期間と重ならない上記ステージごとに対応した第１のクロック信号が入力される第３の入力端子と、
    　第１の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第４の入力端子と、
    　第２の所定箇所と上記第２の入力端子との間の接続および遮断を指示する信号が入力される第５の入力端子と、
    　一方のドレイン／ソース端子が上記第１の入力端子に接続され、他方のドレイン／ソース端子が、上記ステージ外へ信号を出力する出力端子に含まれる、上記シフトパルス出力端子を兼ねる一出力端子または上記シフトパルス出力端子とは異なる一出力端子を構成する第１の出力端子となる第１の出力トランジスタと、
    　上記第１の出力トランジスタのゲート端子に一端が接続された第１の容量と、
    　上記シフトパルス入力端子に接続されており、上記シフトパルス入力端子に入力される上記シフトパルスを導通制御信号として上記シフトパルスの期間に上記第１の容量の一端に供給する電位を通過させるように導通する入力ゲートと、
    　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第１の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第３の入力端子に接続されている第１のスイッチング素子と、
    　一端が上記第１の容量の他端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記シフトパルス入力端子に接続された第２のスイッチング素子と、
    　一端が上記第１の所定箇所としての上記第１の容量の一端に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第４の入力端子に接続された第３のスイッチング素子と、
    　一端が上記第２の所定箇所としての上記第１の出力端子に接続され、他端が上記第２の入力端子に接続され、導通遮断の制御端子が上記第５の入力端子に接続された第４のスイッチング素子と、
    　上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に接続され、制御端子を有し、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間の電流経路を形成する第１の回路とを備えていることを特徴とするシフトレジスタ。
  20. 　上記第１の回路は第１１のトランジスタを備えており、
    　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  21. 　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
    　上記第６の抵抗は、一端が上記第１の出力端子に接続されており、他端が上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続された抵抗素子であり、
    　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  22. 　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
    　上記第６の抵抗は、一端が上記第１の出力端子に接続されており、他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子であり、
    　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  23. 　上記第１の回路は、第６の抵抗と、第１２のトランジスタとを備えており、
    　上記第６の抵抗は、一端が上記第１２のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、他端が上記第２の入力端子に接続された抵抗素子であり、
    　上記第１２のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１２のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１２のトランジスタのゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  24. 　上記第１の回路は、第１１のトランジスタと、第７の抵抗と、第１３のトランジスタとを備えており、
    　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第７の抵抗は、一端に第１電圧が印加され、他端が上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続された抵抗素子であり、
    　上記第１３のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１３のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第１３のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、上記第１３のトランジスタのゲート端子には上記第１の回路の制御端子が接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  25. 　上記第１の回路は、第１１のトランジスタと、第８の抵抗と、第１４のトランジスタと、第１５のトランジスタとを備えており、
    　上記第１１のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１１のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１の出力端子に接続されており、上記第１１のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第２の入力端子に接続されており、
    　上記第８の抵抗は、一端に第１電圧が印加され、他端が上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続された抵抗素子であり、
    　上記第１４のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１４のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子は上記第１１のトランジスタのゲート端子に接続されており、上記第１４のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子は上記第１５のトランジスタの一方のドレイン／ソース端子に接続されており、
    　上記第１５のトランジスタは電界効果トランジスタであって、上記第１５のトランジスタの他方のドレイン／ソース端子には第２電圧が印加され、
    　上記第１４のトランジスタと上記第１５のトランジスタとのうちのいずれか一方が有するゲート端子は上記第１の回路の制御端子に接続されており、上記第１４のトランジスタと上記第１５のトランジスタとのうちのもう一方が有するゲート端子は上記もう一方が有する一方のドレイン／ソース端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  26. 　上記第１の回路は、第１６のトランジスタを、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に直列の関係に配置されるように複数個備えており、
    　各上記第１６のトランジスタのゲート端子はそれぞれ、上記第１の回路の個別の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  27. 　上記第１の回路は、第１６のトランジスタを、上記第１の出力端子と上記第２の入力端子との間に互いに並列の関係に配置された複数の経路のそれぞれに備えており、
    　各上記第１６のトランジスタのゲート端子はそれぞれ、上記第１の回路の個別の制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１９に記載のシフトレジスタ。
  28. 　請求項１から２７までのいずれか１項に記載のシフトレジスタを備えていることを特徴とする表示装置。
  29. 　上記抵抗素子は電界効果トランジスタで形成されていることを特徴とする請求項２、３、５、１２、２１、２２、２３、２４、２５のいずれか１項に記載のシフトレジスタ。
  30. 　上記抵抗素子は、表示パネルの配線あるいはＴＦＴの電極を形成する金属層によって形成されていることを特徴とする請求項２、３、５、１２、２１、２２、２３、２４、２５のいずれか１項に記載のシフトレジスタ。
  31. 　上記抵抗素子は、ＴＦＴを形成する半導体層によって形成されていることを特徴とする請求項２、３、５、１２、２１、２２、２３、２４、２５のいずれか１項に記載のシフトレジスタ。
  32. 　上記抵抗素子は、絵素の透明電極材料によって形成されていることを特徴とする請求項２、３、５、１２、２１、２２、２３、２４、２５のいずれか１項に記載のシフトレジスタ。
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