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WO2011067903A1 - スイッチ装置 - Google Patents

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Publication number
WO2011067903A1
WO2011067903A1 PCT/JP2010/006852 JP2010006852W WO2011067903A1 WO 2011067903 A1 WO2011067903 A1 WO 2011067903A1 JP 2010006852 W JP2010006852 W JP 2010006852W WO 2011067903 A1 WO2011067903 A1 WO 2011067903A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
ohmic electrode
gate
gate electrode
terminal
electrode
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/006852
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
森田竜夫
中村尚幸
宮地博幸
玉岡修二
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Publication of WO2011067903A1 publication Critical patent/WO2011067903A1/ja

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    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/778—Field effect transistors with two-dimensional charge carrier gas channel, e.g. HEMT ; with two-dimensional charge-carrier layer formed at a heterojunction interface
    • H01L29/7786—Field effect transistors with two-dimensional charge carrier gas channel, e.g. HEMT ; with two-dimensional charge-carrier layer formed at a heterojunction interface with direct single heterostructure, i.e. with wide bandgap layer formed on top of active layer, e.g. direct single heterostructure MIS-like HEMT
    • H—ELECTRICITY
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    • H03K2017/6875—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using self-conductive, depletion FETs
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Definitions

  • the present disclosure relates to a switch device, and more particularly, to a switch device including a nitride semiconductor element and a driving unit thereof.
  • the loss generated in the switch device includes a conduction loss caused by energization of a current and a switching loss caused by a switching operation.
  • the conduction loss can be reduced by reducing the on-resistance of the power semiconductor element, and the switching loss can be reduced by increasing the switching speed of the power semiconductor element. For this reason, technical development relating to reduction of the on-resistance of the power semiconductor element and increase in switching speed has been performed.
  • Si silicon
  • germane-based semiconductors typified by gallium nitride (GaN) or wide-gap semiconductors such as silicon carbide (SiC) in order to overcome Si material limitations and reduce conduction loss and switching loss Is being considered.
  • GaN gallium nitride
  • SiC silicon carbide
  • a wide-gap semiconductor has a dielectric breakdown electric field about an order of magnitude higher than that of Si.
  • a charge is generated at the heterojunction interface between aluminum gallium nitride (AlGaN) and gallium nitride (GaN) due to spontaneous polarization and piezoelectric polarization.
  • AlGaN aluminum gallium nitride
  • GaN gallium nitride
  • 2DEG two-dimensional electron gas
  • a GaN transistor made of AlGaN and GaN is expected as a power semiconductor element that realizes a low on-resistance and a high breakdown voltage.
  • a GaN transistor also has a feature that the transistor itself operates in the same manner as a diode (diode operation) depending on driving conditions (Patent Document 1).
  • the current in the inductance is processed using a freewheeling diode.
  • FRD FlustFRecovery Diode
  • MOSFET Metal Organic Field-effect transistor
  • the body diode of the FRD and MOSFET generates a large recovery current, resulting in a large loss in the switch device.
  • the transistor itself operates like a diode.
  • the GaN transistor itself is used as a freewheeling diode by devising the driving conditions of the GaN transistor, there is an advantage that the recovery current can be reduced and the loss of the switch device can be reduced (for example, see Patent Document 1). reference.).
  • the number of parts of the power conversion device can be reduced, and the electrical equipment can be reduced in size and cost.
  • a conventionally known gate circuit can be used for driving the GaN transistor (see, for example, Patent Document 2).
  • the inventors of the present application have found that a recovery current larger than that of the body diode of the FRD and MOSFET is generated depending on the driving condition for operating the GaN transistor as a diode.
  • the freewheeling diode needs to perform an operation of quickly flowing the freewheeling current during switching of the inductive load and suppressing the back electromotive voltage generated between the terminals of the inductance.
  • a back electromotive voltage larger than that of the body diode of the FRD and MOSFET is generated during the diode operation of the GaN transistor depending on driving conditions.
  • the present disclosure is based on the knowledge obtained by the inventors of the present application, and aims to operate a GaN transistor as an ideal free-wheeling diode and realize a low-loss switch device.
  • the present disclosure includes a control unit that connects a first gate electrode and a first ohmic electrode via a low-resistance path when the semiconductor device is diode-operated.
  • the configuration is as follows.
  • the first exemplary switch device includes a nitride semiconductor element and a drive unit that drives the nitride semiconductor element, and the nitride semiconductor element is made of a nitride semiconductor formed on a substrate. Formed between the first ohmic electrode and the second ohmic electrode, the semiconductor layer stacked body, the first ohmic electrode and the second ohmic electrode formed on the semiconductor layer stacked body at a distance from each other A first gate electrode, a threshold voltage of the first gate electrode is 0 V or more, and the driver includes a gate circuit that applies a bias voltage to the first gate electrode, and a first gate electrode And the first terminal are connected, the first ohmic electrode and the second terminal are connected, and a switch element that allows current to flow in both directions is provided, and the bias voltage is based on the potential of the first ohmic electrode. Of the first gate electrode When performing an operation of passing a current from the first ohmic electrode to the second ohmic electrode and cutting off a
  • a second exemplary switch device includes a nitride semiconductor element and a drive unit that drives the nitride semiconductor element, and the nitride semiconductor element is a semiconductor layer stack made of a nitride semiconductor formed on a substrate. And a first ohmic electrode and a second ohmic electrode which are formed on the semiconductor layer stack and spaced apart from each other, and a first ohmic electrode formed between the first ohmic electrode and the second ohmic electrode.
  • a gate circuit that applies a bias voltage to the first gate electrode via a gate resistor, and a gate resistor in parallel with the gate resistor.
  • a switching element that allows a current to flow in both directions, and the bias voltage is set to be equal to or lower than the threshold voltage of the first gate electrode with respect to the potential of the first ohmic electrode, and from the first ohmic electrode to the second
  • the switch element is turned on.
  • the first and second exemplary switch devices are so-called diode operations that pass current from the first ohmic electrode to the second ohmic electrode and cut off current from the second ohmic electrode to the first ohmic electrode.
  • the first ohmic electrode and the first gate electrode are connected via a low resistance path. For this reason, regardless of the setting of the turn-on time and the turn-off time of the switching operation, the speed of the transition from the on state to the off state and the transition from the off state to the on state of the diode operation can be greatly improved. Therefore, it is possible to realize a switch device that operates stably with little loss.
  • the switch element may be a MOSFET, JFET, HFET, IGBT with a diode connected in parallel, or a bipolar transistor with a diode connected in parallel.
  • the nitride semiconductor element is formed on the first active region in the semiconductor layer stack, and the switch element is formed in the second active region independent of the first active region in the semiconductor layer stack. It is good also as the structure currently made.
  • the nitride semiconductor element may include a first p-type semiconductor layer formed between the semiconductor layer stack and the first gate electrode.
  • An insulating film formed between the layer stack and the first gate electrode may be included.
  • the nitride semiconductor element has a second gate electrode formed between the first gate electrode and the second ohmic electrode, and the second gate electrode
  • the threshold voltage may be 0V or higher.
  • the nitride semiconductor element may have a second p-type semiconductor layer formed between the semiconductor layer stack and the second gate electrode.
  • An insulating film formed between the layer stack and the second gate electrode may be included.
  • the GaN transistor can be operated as an ideal free-wheeling diode, and a low-loss switch device can be realized.
  • (A) And (b) is a figure which shows the diode operation
  • (A)-(e) is a circuit diagram which shows operation
  • FIG. 1 shows an example of a cross-sectional configuration of a semiconductor device according to an embodiment.
  • the semiconductor device of this embodiment is a GaN transistor, and a buffer layer 112 made of aluminum nitride (AlN) is interposed on a conductive substrate 111 made of silicon (Si).
  • the semiconductor layer stack 113 is formed.
  • an undoped gallium nitride (GaN) layer 114 having a thickness of 2 ⁇ m and an undoped aluminum gallium nitride (AlGaN) layer 115 having a thickness of 20 nm are sequentially stacked from below.
  • a first ohmic electrode 116A and a second ohmic electrode 116B are formed at a distance from each other.
  • the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B are formed by stacking titanium (Ti) and aluminum (Al), and are in ohmic contact with the channel region.
  • Ti titanium
  • Al aluminum
  • FIG. 1 in order to reduce the contact resistance, a part of the AlGaN layer 115 is removed and the GaN layer 114 is dug down by about 40 nm so that the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B are connected to the AlGaN layer 115.
  • An example is shown in which it is formed in contact with the interface with the GaN layer 114.
  • a gate electrode 118 is formed in the region between the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B on the semiconductor layer stack 113 with the p-type semiconductor layer 119 interposed therebetween.
  • the gate electrode 118 is formed by stacking palladium (Pd) and gold (Au), and is in ohmic contact with the p-type semiconductor layer 119.
  • the p-type semiconductor layer 119 has a thickness of 300 nm and is made of p-type GaN doped with magnesium (Mg). The distance between the p-type semiconductor layer 119 and the second ohmic electrode 116B is designed to withstand the maximum voltage applied to the GaN transistor.
  • a pn junction is formed by the p-type semiconductor layer 119 and the AlGaN layer 115.
  • the depletion layer spreads from the p-type semiconductor layer 119 toward the substrate 111 side and the second ohmic electrode 116B side in the AlGaN layer 115 and the GaN layer 114. . Accordingly, since the current flowing through the channel region is interrupted, a normally-off operation can be performed.
  • the gate electrode 118 is formed on the p-type semiconductor layer 119. Therefore, holes can be injected into the channel region by applying a forward bias from the gate electrode 118 to the channel region generated in the interface region between the GaN layer 114 and the AlGaN layer 115.
  • the mobility of holes is much lower than the mobility of electrons, so that holes injected into the channel region hardly contribute as carriers for passing current. For this reason, since the injected holes generate the same amount of electrons in the channel region, the effect of generating electrons in the channel region is enhanced, and a function like a donor ion is exhibited. That is, since it is possible to modulate the carrier concentration in the channel region, it is possible to realize a normally-off GaN transistor having a large operating current and a low resistance.
  • GaN transistor of this embodiment when a gate voltage of 3 V or more exceeding the built-in potential of the pn junction is applied, holes are injected into the gate, and the current increases due to the mechanism described above, resulting in a large current and a low on-resistance. Can be operated. Also, with such a structure, a normally-off GaN transistor having a gate threshold voltage of about 1.5 V, for example, can be realized.
  • a first ohmic electrode wiring 206A is formed on and in contact with the first ohmic electrode 116A on the first ohmic electrode 116A, and a second ohmic electrode 116B is formed on the second ohmic electrode 116B.
  • a second ohmic electrode wiring 206B is formed in contact with the electrode.
  • a protective film 211 made of silicon nitride (SiN) is formed on the AlGaN layer 115 so as to cover the first ohmic electrode wiring 206 ⁇ / b> A, the second ohmic electrode wiring 206 ⁇ / b> B, and the gate electrode 118.
  • a back electrode 120 for applying a potential to the substrate 111 from the outside is formed on the back surface of the substrate 111, and the back electrode 120 is formed by stacking chromium (Cr) and nickel (Ni).
  • FIG. 2 has an example of a planar configuration of the semiconductor element according to the present embodiment.
  • the semiconductor device of this embodiment is a multi-finger type GaN transistor.
  • a plurality of GaN transistor units 201 having a first ohmic electrode, a gate electrode, and a second ohmic electrode whose cross-sectional structure is shown in FIG. 1 are alternately inverted around the second ohmic electrode. Can be considered.
  • the semiconductor layer stack 113 includes an active region 165 where devices are formed and an inactive region 166 where electrode pads and wiring structures are formed.
  • the inactive region 166 is a region where the resistance of the semiconductor layer stack 113 is selectively increased by implanting ions such as boron or iron.
  • a first ohmic electrode pad 221A, a second ohmic electrode pad 221B, and a gate electrode pad 223 made of gold (Au) are formed on the inactive region 166.
  • An insulating film (not shown) made of SiN is formed between the first ohmic electrode pad 221A, the second ohmic electrode pad 221B, the gate electrode pad 223, and the inactive region 166.
  • the first ohmic electrode pad 221A is connected to a first ohmic electrode (not shown) via the first ohmic electrode wiring 206A.
  • the second ohmic electrode pad 221B is connected to a second ohmic electrode (not shown) via the second ohmic electrode wiring 206B.
  • the gate electrode pad 223 is connected to the gate electrode 118 through the gate electrode wiring 208.
  • the gate electrode wiring 208 is made of the same material as the gate electrode 118.
  • the gate electrode wiring 208 and the gate electrode pad 223 are connected through an opening formed in an insulating film (not shown). With such a structure, a GaN transistor capable of large current operation can be configured.
  • FIG. 3 shows current-voltage characteristics of the GaN transistor of this embodiment.
  • the horizontal axis represents the voltage (V O1-O2 ) between the first ohmic electrode and the second ohmic electrode
  • the vertical axis represents the second ohmic electrode and the first ohmic electrode per unit gate width (1 mm).
  • a current (I O1-O2 ) flowing between the ohmic electrode and Vg is a voltage applied between the gate electrode and the first ohmic electrode.
  • the sign of V O1-O2 is positive when the potential of the second ohmic electrode is higher than the potential of the first ohmic electrode, and the potential of the first ohmic electrode is higher than the potential of the second ohmic electrode.
  • I O1-O2 positive / negative is a positive current flowing from the second ohmic electrode to the first ohmic electrode and a negative current flowing from the first ohmic electrode to the second ohmic electrode.
  • the GaN transistor has a first current that conducts a bidirectional current between the second ohmic electrode and the first ohmic electrode when Vg is equal to or higher than the threshold voltage, for example, 5V. Is possible. This is because the channel layer of the GaN transistor can pass bidirectional current.
  • FIG. 4A and 4B are diagrams illustrating the diode operation of the GaN transistor.
  • a terminal O1, a terminal O2, and a terminal G are a terminal connected to the first ohmic electrode of the GaN transistor, a terminal connected to the second ohmic electrode, and a gate electrode, respectively. It is a connected terminal.
  • the GaN transistor can be regarded as a transistor in which the terminal O1 is a source and the terminal O2 is a drain.
  • the voltage Vgs applied between the terminal G and the terminal O1, which is the source, is 0 V that is equal to or lower than the threshold voltage, and the GaN transistor operates to cut off the current flowing from the terminal O2 to the terminal O1.
  • the GaN transistor can be regarded as a transistor in which the terminal O2 is a source and the terminal O1 is a drain.
  • the voltage Vgs applied between the terminal G and the terminal O2, which is the source, is 5 V higher than the threshold voltage, and the GaN transistor operates to pass current from the terminal O1 to the terminal O2.
  • a gate current flows from the terminal O1 to the terminal G, that is, from the first ohmic electrode to the gate electrode.
  • the GaN transistor can operate as a diode but behave like a diode. Therefore, when the GaN transistor is used, for example, for switching an inductive load, if the GaN transistor is driven to perform a diode operation at a predetermined timing, an external reflux diode is not necessary.
  • FIGS. 5A and 5B show a transient diode operation of the GaN transistor.
  • FIGS. 5A and 5B show the case where the terminal G and the terminal O1 are connected via the gate resistance Rg.
  • the charge stored in the terminal G1 is discharged to the terminal O1, which is the source, when transitioning from the on state to the off state. Thereby, the current flowing from the terminal O2 to the terminal O1 is interrupted.
  • the speed of transition from the on state to the off state varies depending on the value of the gate resistance Rg.
  • the gate resistance Rg When the gate resistance Rg is increased, the speed is decreased, and a current may be instantaneously supplied from the terminal O2 to the terminal O1. Energization from the terminal O2 to the terminal O1 causes a large loss in the switch device. Therefore, it is desirable to reduce the gate resistance Rg in order to quickly transition from the on state to the off state.
  • FIG. 5 (b) shows a transition from the off state to the on state in the diode operation.
  • FIG. 5B when charge is charged from the terminal O1 to the terminal G, a current can be passed from the terminal O1 to the terminal O2.
  • the speed of transition from the off state to the on state varies depending on the value of the gate resistance Rg.
  • the gate resistance Rg When the gate resistance Rg is increased, the speed is decreased, and the current that has lost its destination momentarily increases the potential of the terminal O1, and an abnormally high voltage may be generated between the terminal O1 and the terminal O2.
  • the operation of the switch device becomes unstable due to the occurrence of an abnormal voltage. Therefore, it is desirable to reduce the gate resistance Rg in order to quickly transition from the off state to the on state.
  • the value of the gate resistance Rg determines the turn-on time and turn-off time of the switching operation. For this reason, the value of the gate resistance Rg is determined by the characteristics of the turn-on time and the turn-off time required in the switching operation, and it is difficult to set the gate resistance Rg freely. For this reason, the GaN transistor cannot be driven as an ideal freewheeling diode, and it becomes difficult to reduce the loss of the switch device using the GaN transistor.
  • a switch device using a GaN transistor is configured as shown in FIG.
  • the GaN transistor can be driven to be an ideal free-wheeling diode without affecting the timing setting during the normal switching operation.
  • the switch device of this embodiment includes a semiconductor element 301 that is a GaN transistor, and a drive unit 302 that drives the semiconductor element 301.
  • the semiconductor element 301 has a terminal O1 connected to the first ohmic electrode, a terminal O2 connected to the second ohmic electrode, and a terminal G connected to the gate electrode.
  • the drive unit 302 includes a gate circuit 311 that applies a bias voltage to the terminal G of the semiconductor element 301, a terminal O1 of the semiconductor element 301, and a switch element 312 connected between the terminals G.
  • the terminal Vo of the gate circuit 311 is connected to the terminal G of the semiconductor element 301 via the gate resistance Rg.
  • the terminal GND of the gate circuit 311 is connected to the terminal O1 of the semiconductor element 301 and the negative electrode of the power source 314.
  • a terminal VDD of the gate circuit 311 is connected to the positive electrode of the power supply 314.
  • the first terminal of the control signal source 315 is connected to the terminal VIN + of the gate circuit 311, and the second terminal is connected to the terminal VIN ⁇ of the gate circuit 311.
  • the gate circuit 311 When a voltage equal to or higher than the threshold voltage of the gate circuit 311 is applied between the terminal VIN + and the terminal VIN ⁇ , the gate circuit 311 electrically connects the terminal VDD and the terminal Vo, and the terminal GND and the terminal Vo It operates to electrically disconnect. When a voltage equal to or lower than the threshold voltage of the gate circuit 311 is applied between the terminal VIN + and the terminal VIN ⁇ , the terminal GND and the terminal Vo are electrically connected, and the terminal VDD and the terminal Vo are electrically connected. Acts to detach.
  • the gate circuit 311 may be a general gate circuit that drives the MOSFET and the IGBT.
  • the terminal G and the terminal O1 of the semiconductor element 301 can be connected by a bypass path that bypasses the gate resistance Rg. Therefore, the terminal G and the terminal O1 can be connected through a path having a lower resistance than when the switch element 312 is in the OFF state. Therefore, when the semiconductor element 301 is diode-operated, if the switch element 312 is turned on, the charge is discharged from the terminal G to the terminal O1 and the terminal O1 to the terminal G regardless of the value of the gate resistance Rg. Charge can be quickly charged. Accordingly, when the semiconductor element 301 is diode-operated, the transition between the on state and the off state and between the off state and the on state can be performed at high speed. Therefore, the recovery current can be suppressed, and the generation of a larger counter electromotive voltage can be suppressed. As a result, the operation of the switch device can be further stabilized and loss can be reduced.
  • the charging / discharging current of the feedback capacitor flows through the gate resistor Rg and the gate circuit 311 during switching in which a voltage change occurs. For this reason, a voltage is generated in the gate resistance Rg, and noise is generated between the terminal O1 and the terminal G.
  • the switching element 312 since the switching element 312 is provided, the charge / discharge current of the feedback capacitance can be passed through the switching element having a lower on-resistance than the gate resistance Rg, so that the gate noise generated between the terminal O1 and the terminal G is reduced. Can be reduced. Thereby, an effect of making it difficult to cause malfunction due to noise can be obtained.
  • gate noise when gate noise occurs, in order to prevent malfunction due to noise, it is generally performed to turn off the GaN transistor by applying a negative bias.
  • a negative bias is used when the GaN transistor is turned off, a large offset voltage is generated when the diode is operated. For this reason, on-resistance increases during diode operation.
  • gate noise can be suppressed, so that malfunction can be prevented without using a negative bias when the GaN transistor is turned off. Therefore, the on-resistance when the semiconductor element 301 is diode-operated can be reduced, and the power converter can be further reduced in loss.
  • a negative bias power supply since a negative bias power supply is not required, there are the advantages of reducing the number of components, downsizing the device, and reducing the cost.
  • FIG. 7 shows the operation timing of the drive unit 302.
  • FIGS. 8A to 8E show the operating states of the switch device in the periods a to e shown in FIG. 7, respectively.
  • the driving unit 302 suppresses noise and enables high-speed diode operation by turning on the switch element 312 and connecting the terminal O1 and the terminal G with a low resistance when the semiconductor element 301 is in the off state. . Therefore, when the semiconductor element 301 performs a switching operation and when the semiconductor element 301 is in an on state, the switch element 312 is turned off.
  • the signal of the control signal source 315 is in an off state that is equal to or lower than the threshold voltage of the gate circuit 311, and the gate voltage applied to the terminal G of the semiconductor element 301 is also equal to or lower than the threshold voltage. It becomes an off state.
  • the switch element 312 is in an on state.
  • a period b when the signal of the control signal source 315 changes from an off state to an on state that is equal to or higher than the threshold voltage of the gate circuit 311, the switch element 312 is off and enters a rising state in which the gate voltage increases. Even when the gate voltage rises in the period c and the semiconductor element 301 transits to the on state, the switch element 312 maintains the off state.
  • the gate voltage is in a falling state that gradually decreases.
  • the switch element 312 maintains the OFF state for the delay time T_delay from the moment when the signal of the control signal source 315 transitions from the ON state to the OFF state. In the subsequent period e, the switch element 312 is turned on.
  • the delay time T_delay is preferably the time until the gate voltage completely falls. However, in order to provide a design margin, a desired time may be added to the time until the gate voltage transitions to the off state.
  • the switch element 312 may be in the off state slightly before the moment when the control signal transitions from the off state to the on state. In this way, the gate voltage can be applied to the semiconductor element 301 more stably.
  • the switch element 312 may be a semiconductor switch that allows current to flow in both directions.
  • the on-resistance value of the switch element 312 only needs to be smaller than the resistance value of the gate resistor Rg and the resistance value of the path from the Vo terminal of the gate circuit 311 to the GND terminal of the gate circuit 311.
  • MOSFET Metal Organic semiconductor field / Effect / Transistor
  • HFET Heterojunction / Field / Effect / Transistor
  • a bipolar transistor in which diodes are connected in parallel or an IGBT in which diodes are connected in parallel
  • the switch element 312 only needs to have a withstand voltage capable of driving a voltage between the gate and the source of the semiconductor element 301.
  • a semiconductor element having a withstand voltage of about 20 V can be used as the switch element 312. Since the low withstand voltage semiconductor switch element can be easily reduced in on-resistance, the chip size can be reduced and the entire switch device can be downsized. Note that FIG.
  • FIG. 9 shows an example of a specific circuit configuration of the switch device of the present embodiment. Note that the circuit configuration shown in FIG. 9 is an example, and any configuration may be used as long as a similar function is achieved.
  • the first terminal of the control signal source 315 is connected to the input of the first NOT circuit 321.
  • the output of the first NOT circuit 321 is connected to the second NOT circuit 322 and the delay circuit 323.
  • the output of the second NOT circuit 322 is connected to the VIN terminal of the gate circuit 311.
  • the delay circuit 323 has a diode 325 having an anode connected to the output of the first NOT circuit 321 and a cathode connected to the gate of the switch element 312 made of a MOSFET, a resistor 326 connected in parallel to the diode 325, a first One terminal has a capacitor 327 connected to the cathode of the diode 325.
  • the terminals VDD of the gate circuit 311, the first NOT circuit 321, and the second NOT circuit 322 are connected to the positive electrode of the power supply 314.
  • the O1 terminal is connected to the negative electrode of the power source 314.
  • the Vo terminal of the gate circuit 311 is connected to the terminal G of the semiconductor element 301 via the gate resistance Rg, and the drain terminal of the switch element 312 is connected to the terminal G of the semiconductor element 301.
  • the gate resistance Rg may be an independent resistance element, or may be one in which the wiring material, thickness, length, and the like are set so as to have a predetermined resistance value.
  • the output voltage of the power source 314 is assumed to be 5V.
  • the output of the first NOT circuit 321 is, for example, 5V.
  • 5 V is statically applied to the gate of the switch element 312 and the switch element 312 is in the ON state. Therefore, 0 V is applied between the terminal G and the terminal O1 of the semiconductor element 301.
  • the output of the second NOT circuit 322 is 0 V, and the voltage is input to the terminal VIN of the gate circuit 311. For this reason, the gate circuit 311 electrically connects the terminal Vo and the terminal GND.
  • the control signal source 315 changes from the off state to the on state (5V)
  • the output of the first NOT circuit 321 becomes 0V.
  • the electric charge stored in the gate of the switch element 312 is discharged through the diode 325 and the resistor 326.
  • the gate potential of the switch element 312 becomes 0 V, and the switch element 312 instantaneously transitions to the off state.
  • the gate circuit 311 electrically connects the terminal Vo and the terminal VDD. For this reason, the voltage at the terminal G of the semiconductor element 301 increases according to the rate of change determined by the gate resistance Rg, and becomes constant at a predetermined voltage.
  • the output of the first NOT circuit 321 becomes 5V.
  • the gate voltage of the switch element 312 increases according to a time constant determined by the resistance value of the resistor 326 and the capacitance of the capacitor 327. Accordingly, the switch element 312 is kept off until the gate voltage of the switch element 312 exceeds the threshold voltage, and when the threshold voltage is exceeded, the switch element 312 is turned on.
  • T_delay in FIG. 7 can be set by the resistor 326, the capacitor 327, and the threshold voltage of the switch element 312.
  • the switch element 312 has an on-resistance that provides a desired peak current.
  • a desired resistance value may be realized by connecting a resistor in series with the switch element.
  • the on-resistance of the switch element 312 may be set, or a separate resistance element may be inserted.
  • the switch element 312 may be a GaN transistor.
  • the switch element 312 can be manufactured in the same chip as the semiconductor element 301, and the switch element 312 can be disposed in the vicinity of the terminal G that is the gate and the terminal O 1 that is the source of the semiconductor layer 301. Since the wiring connecting the switch element 312 to the terminal G and the terminal O1 is shorter than the case where the semiconductor element 301 and the switch element 312 are formed on separate chips, the parasitic inductance generated with the wiring is reduced. be able to. By reducing the parasitic inductance, a high-frequency gate current generated when switching at higher speed can be passed through the switch element 312 with a low impedance. Thereby, generation
  • a switch element 312 is formed on the semiconductor layer stack 113 in addition to the structure of the semiconductor element shown in FIG.
  • the switch element 312 is a GaN transistor having a cross-sectional configuration similar to that shown in FIG. 1 and formed in an active region 167 independent of the active region 165 of the semiconductor element.
  • the drain electrode 417 of the switch element 312 is connected to the gate electrode wiring 208 of the semiconductor element, and the source electrode 416 of the switch element 312 is connected to the first ohmic electrode wiring 206A of the semiconductor element.
  • the gate electrode 418 of the switch element 312 is connected to the gate electrode pad 423 of the switch element 312 formed on the inactive region 166.
  • the switching element 312 is turned on to connect the terminal G and the terminal O1 through a path having a lower resistance than that in the off state. Can connect. Accordingly, it is possible to improve the speed of the transition from the on state to the off state and the transition from the off state to the on state in the diode operation. As a result, it is possible to reduce the loss due to the recovery current and to suppress the generation of the counter electromotive voltage of the inductance.
  • FIG. 13 An example of a double-gate semiconductor element 304 is shown in FIG.
  • the same components as those in FIG. between the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B, the first gate electrode 118A and the second gate electrode 118B are respectively connected to the first p-type semiconductor layer 119A and the first ohmic electrode 119A. 2 p-type semiconductor layers 119B.
  • the first gate electrode 118A corresponds to the G1 terminal in FIG. 12
  • the second gate electrode 118B corresponds to the G2 terminal.
  • the double-gate semiconductor element 304 can be operated as a bidirectional switch or a diode.
  • a voltage higher than the threshold voltage of the first gate electrode 118A is applied to the first gate electrode 118A and the second gate electrode 118B with reference to the first ohmic electrode 116A, respectively, and the second ohmic electrode
  • a bidirectional energization operation in which a current flows bidirectionally between the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B is performed. Can be made.
  • the bias voltage applied to the first gate electrode 118A and the second gate electrode 118B is set to a voltage equal to or lower than the threshold voltage, whereby the bidirectional voltage is provided between the first ohmic electrode 116A and the second ohmic electrode 116B. Bidirectional cutoff operation in which no current flows can be performed.
  • the first ohmic electrode 116A to the second ohmic electrode 116B by applying a voltage equal to or higher than the threshold voltage to the first gate electrode 118A and applying a voltage equal to or lower than the threshold voltage to the second gate electrode 118B, the first ohmic electrode 116A to the second ohmic electrode 116B.
  • diode operation can be performed in which a current flows from the first ohmic electrode 116A to the second ohmic electrode 116B.
  • a voltage equal to or lower than the threshold voltage to the first gate electrode 118A and applying a voltage equal to or higher than the threshold voltage to the second gate electrode 118B a current flows from the first ohmic electrode 116A to the second ohmic electrode 116B.
  • a diode operation can be performed in which no current flows from the first ohmic electrode 116A to the second ohmic electrode 116B.
  • the basic operation in the diode operation is the same as that of the single gate semiconductor element. Therefore, the first driving unit 302A is connected between the first gate terminal G1 and the first ohmic terminal O1, and the second driving terminal 302 is connected between the second gate terminal G2 and the second ohmic terminal O2. If the two driving units 302B are connected, the speed of the transition from the on state to the off state and the transition from the off state to the on state in the diode operation can be improved.
  • a drive unit having a configuration in which the switch element 312 is connected in parallel with the gate resistor may be used.
  • the double gate semiconductor element may be a normally-off type, and the gate may have a MIS structure or the like.
  • the example of the semiconductor element having the p-type semiconductor layer between the gate electrode and the semiconductor layer stack has been described.
  • a normally-off GaN transistor having a threshold voltage of 0 V or more It can be operated.
  • a so-called MIS (Metal-Insulator-Semiconductor) transistor having an insulating film between the gate electrode and the semiconductor layer stack may be used.
  • MIS transistor Metal-Insulator-Semiconductor
  • the switch device allows a GaN transistor to operate as an ideal free-wheeling diode to realize a low-loss switch device, and is particularly useful as a high-speed and low-loss switch device used in a power conversion circuit.

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Abstract

　スイッチ装置は、窒化物半導体素子３０１と、窒化物半導体素子３０１を駆動する駆動部３０２とを備えている。窒化物半導体素子３０１は、第１のオーミック電極、第２のオーミック電極及び第１のゲート電極を有している。駆動部３０２は、第１のゲート電極にバイアス電圧を印加するゲート回路３１１と、第１のゲート電極と第１のオーミック電極との間に接続され、双方向に電流を流すスイッチ素子３１２とを有している。駆動部３０２は、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極への電流を通電し且つ第２のオーミック電極から第１のオーミック電極への電流を遮断する動作を行う場合には、スイッチ素子３１２をオン状態とする。

Description

スイッチ装置
　本開示は、スイッチ装置に関し、特に窒化物半導体素子及びその駆動部によって構成されたスイッチ装置に関する。
　電気機器のさらなる省エネルギー化が期待されており、多くの電力を扱う電源回路及びインバータ回路等の電力変換装置について損失を低減して電力変換効率を向上することが求められている。これらの装置の損失の大部分は、電力変換の際に用いられるＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)又はＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)といったパワー半導体素子を用いたスイッチ装置において発生している。従って、スイッチ装置における損失を低減することは、電力変換効率の向上に大きな意味を持つ。スイッチ装置において発生する損失には、電流の通電により発生する導通損失と、スイッチング動作により発生するスイッチング損失とが含まれる。導通損失はパワー半導体素子のオン抵抗をより小さくすれば低減でき、スイッチング損失はパワー半導体素子のスイッチング速度をより高速にすることにより低減できる。このため、パワー半導体素子のオン抵抗の低減及びスイッチング速度の高速化に関する技術開発が行われている。
　一方、通常のパワー半導体素子は、シリコン（Ｓｉ）を材料としており、Ｓｉの材料限界のためにさらなるオン抵抗の低減及びスイッチング速度の向上が困難になってきている。Ｓｉの材料限界を打破して導通損失及びスイッチング損失を低減するために、窒化ガリウム（ＧａＮ）に代表される窒化物系半導体又は炭化珪素（ＳｉＣ）等のワイドギャップ半導体を用いた半導体素子の導入が検討されている。ワイドギャップ半導体は絶縁破壊電界がＳｉに比べて約１桁高く、特に、窒化アルミニウムガリウム（ＡｌＧａＮ）と窒化ガリウム（ＧａＮ）とのヘテロ接合界面には自発分極及びピエゾ分極により電荷が生じる。これにより、アンドープ時においても１×１０13ｃｍ-2以上のシートキャリア濃度と１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の高移動度とを有する２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層が形成される。このため、ＡｌＧａＮとＧａＮとによるヘテロ接合電界効果トランジスタ（以下ＧａＮトランジスタと記載する）は、低オン抵抗及び高耐圧を実現するパワー半導体素子として期待されている。
　ＧａＮトランジスタは、駆動条件によりトランジスタそのものがダイオードと同じような動作（ダイオード動作）をするという特徴も有している（特許文献１）。誘導性負荷をスイッチングする場合、インダクタンス中の電流は還流ダイオードを用いて処理する。このため、ＩＧＢＴの場合にはＦＲＤ（Fast Recovery Diode）を並列に接続して還流ダイオードとして用いることが一般的である。ＭＯＳＦＥＴの場合には、ＭＯＳＦＥＴに寄生しているボディーダイオードを還流ダイオードとして用いることが一般的である。しかし、ＦＲＤ及びＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードは大きなリカバリー電流を発生させ、スイッチ装置に大きな損失が生じる。一方、ＧａＮトランジスタにおけるダイオード動作は、トランジスタそのものがダイオードのような動作をする。このため、ＧａＮトランジスタの駆動条件を工夫することによりＧａＮトランジスタそのものを還流ダイオードとして用いた場合にはリカバリー電流を小さくでき、スイッチ装置の損失を低減できるという利点が得られる（例えば、特許文献１を参照。）。また、還流ダイオードを外付する必要がないため、電力変換装置の部品点数を削減でき、電気機器の小型化及びコスト低減が可能となる。また、ＧａＮトランジスタの駆動には、従来知られているゲート回路を用いることが可能である（例えば、特許文献２を参照。）。
国際公開第０９／０７２２７２号パンフレット 実開平５－４８５８４号公報
　しかしながら、本願発明者らは、ＧａＮトランジスタをダイオード動作させる駆動条件によっては、ＦＲＤ及びＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも大きなリカバリー電流が発生してしまうことを見出した。また、還流ダイオードは、誘導性負荷のスイッチング中に、還流電流をすばやく流し、インダクタンスの端子間に発生する逆起電圧を抑制する動作を行う必要がある。しかし、駆動条件によっては、ＦＲＤ及びＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードよりも大きな逆起電圧がＧａＮトランジスタのダイオード動作の際に発生することも見出した。
　本開示は、本願発明者により得られた知見に基づき、ＧａＮトランジスタを理想的な還流ダイオードとして動作させ、低損失のスイッチ装置を実現できるようにすることを目的とする。
　前記の目的を達成するため、本開示はスイッチ装置を、半導体素子をダイオード動作させる際に、第１のゲート電極と第１のオーミック電極とを低抵抗の経路を介して接続する制御部を備えた構成とする。
　具体的に、第１の例示のスイッチ装置は、窒化物半導体素子と、窒化物半導体素子を駆動する駆動部とを備え、窒化物半導体素子は、基板の上に形成された窒化物半導体からなる半導体層積層体と、半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、第１のオーミック電極と第２のオーミック電極との間に形成された第１のゲート電極とを有し、第１のゲート電極の閾値電圧が０Ｖ以上であり、駆動部は、第１のゲート電極にバイアス電圧を印加するゲート回路と、第１のゲート電極と第１の端子が接続され、第１のオーミック電極と第２の端子が接続され、双方向に電流を流すスイッチ素子とを有し、バイアス電圧を、第１のオーミック電極の電位を基準として第１のゲート電極の閾値電圧以下として、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極への電流を通電し且つ第２のオーミック電極から第１のオーミック電極への電流を遮断する動作を行う場合には、スイッチ素子をオン状態とする。
　第２の例示のスイッチ装置は、窒化物半導体素子と、窒化物半導体素子を駆動する駆動部とを備え、窒化物半導体素子は、基板の上に形成された窒化物半導体からなる半導体層積層体と、半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、第１のオーミック電極と第２のオーミック電極との間に形成された第１のゲート電極とを有し、第１のゲート電極の閾値電圧が０Ｖ以上であり、駆動部は、第１のゲート電極にゲート抵抗を介してバイアス電圧を印加するゲート回路と、ゲート抵抗と並列に接続され、双方向に電流を流すスイッチ素子とを有し、バイアス電圧を、第１のオーミック電極の電位を基準として第１のゲート電極の閾値電圧以下として、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極への電流を通電し且つ第２のオーミック電極から第１のオーミック電極への電流を遮断する動作を行う場合には、スイッチ素子をオン状態とする。
　第１及び第２の例示のスイッチ装置は、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極への電流を通電し且つ第２のオーミック電極から第１のオーミック電極への電流を遮断するいわゆるダイオード動作を行う場合には、第１のオーミック電極と第１のゲート電極との間を低抵抗の経路を介して接続する。このため、スイッチング動作のターンオン時間及びターンオフ時間の設定にかかわらず、ダイオード動作のオン状態からオフ状態への遷移及びオフ状態からオン状態への遷移の速度を大きく向上することが可能となる。従って、損失が少なく且つ安定に動作するスイッチ装置を実現できる。
　第１及び第２の例示のスイッチ装置において、スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＨＦＥＴ、ダイオードが並列接続されたＩＧＢＴ又はダイオードが並列接続されたバイポーラトランジスタとすればよい。また、窒化物半導体素子が、半導体層積層体における第１の活性領域の上に形成されており、スイッチ素子が、半導体層積層体における第１の活性領域と独立した第２の活性領域に形成されている構成としてもよい。
　第１及び第２の例示のスイッチ装置において、窒化物半導体素子は、半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層を有していても、半導体層積層体と第１のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有していてもよい。
　第１及び第２の例示のスイッチ装置において、窒化物半導体素子は、第１のゲート電極と第２のオーミック電極との間に形成された第２のゲート電極を有し、第２のゲート電極の閾値電圧は０Ｖ以上である構成としてもよい。
　第１及び第２の例示のスイッチ装置において、窒化物半導体素子は、半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体層を有していても、半導体層積層体と第２のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有していてもよい。
　本開示に係るスイッチ装置によれば、ＧａＮトランジスタを理想的な還流ダイオードとして動作させ、低損失のスイッチ装置を実現できる。
一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子の一例を示す断面図である。 一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子の一例を示す平面図である。 一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子の電流－電圧特性を示す図である。 （ａ）及び（ｂ）は一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子のダイオード動作を示す図であり、（ａ）はオフ状態を示し、（ａ）はオン状態を示す。 （ａ）及び（ｂ）は一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子のダイオード動作を示す図であり、（ａ）はオフ状態を示し、（ａ）はオン状態を示す。 一実施形態に係るスイッチ装置を示す回路図である。 一実施形態に係るスイッチ装置の動作を示すタイミングチャートである。 （ａ）～（ｅ）は図７に示す各期間におけるスイッチ装置の動作を示す回路図である。 一実施形態に係るスイッチ装置の具体的例を示す回路図である。 一実施形態に係るスイッチ装置に用いる半導体素子の変形例を示す平面図である。 一実施形態の第１変形例に係るスイッチ装置を示す回路図である。 一実施形態の第２変形例に係るスイッチ装置を示す回路図である。 ダブルゲートの半導体素子の一例を示す断面図である。
　（一実施形態）
　図１は一実施形態に係る半導体素子の断面構成の一例を示している。図１に示すように、本実施形態の半導体素子はＧａＮトランジスタであり、シリコン（Ｓｉ）からなる導電性の基板１１１の上に窒化アルミニウム（ＡｌＮ）からなる厚さが１００ｎｍのバッファ層１１２を介在させて、半導体層積層体１１３が形成されている。半導体層積層体１１３は、厚さが２μｍのアンドープの窒化ガリウム（ＧａＮ）層１１４と、厚さが２０ｎｍのアンドープの窒化アルミニウムガリウム（ＡｌＧａＮ）層１１５とが下側から順次積層されている。
　ＧａＮ層１１４のＡｌＧａＮ層１１５とのヘテロ界面近傍には、自発分極及びピエゾ分極による電荷が生じる。これにより、シートキャリア濃度が１×１０13ｃｍ-2以上で且つ移動度が１０００ｃｍ2Ｖ／ｓｅｃ以上の２次元電子ガス（２ＤＥＧ）層であるチャネル領域が生成されている。
　半導体層積層体１１３の上には、互いに間隔をおいて第１のオーミック電極１１６Ａと第２のオーミック電極１１６Ｂとが形成されている。第１のオーミック電極１１６Ａ及び第２のオーミック電極１１６Ｂは、チタン（Ｔｉ）とアルミニウム（Ａｌ）とが積層されており、チャネル領域とオーミック接触している。図１においては、コンタクト抵抗を低減するために、ＡｌＧａＮ層１１５の一部を除去すると共にＧａＮ層１１４を４０ｎｍ程度掘り下げて、第１のオーミック電極１１６Ａ及び第２のオーミック電極１１６ＢがＡｌＧａＮ層１１５とＧａＮ層１１４との界面に接するように形成した例を示している。
　半導体層積層体１１３の上における第１のオーミック電極１１６Ａと第２のオーミック電極１１６Ｂとの間の領域に、ゲート電極１１８が、ｐ型半導体層１１９を介在させて形成されている。ゲート電極１１８は、パラジウム（Ｐｄ）と金（Ａｕ）とが積層されており、ｐ型半導体層１１９とオーミック接触している。ｐ型半導体層１１９は、厚さが３００ｎｍで、マグネシウム（Ｍｇ）がドープされたｐ型のＧａＮからなる。ｐ型半導体層１１９と第２のオーミック電極１１６Ｂとの間の距離は、ＧａＮトランジスタに印加される最大電圧に耐えられるように設計する。
　ｐ型半導体層１１９と、ＡｌＧａＮ層１１５とによりｐｎ接合が形成される。これにより、ゲート電極１１８に印加する電圧が０Ｖの場合においても、ＡｌＧａＮ層１１５及びＧａＮ層１１４中にｐ型半導体層１１９から基板１１１側と第２のオーミック電極１１６Ｂ側に向かって空乏層が広がる。従って、チャネル領域を流れる電流が遮断されるため、ノーマリオフ動作を行わせることが可能となる。
　本実施形態のＧａＮトランジスタは、ゲート電極１１８がｐ型半導体層１１９の上に形成されている。このため、ＧａＮ層１１４とＡｌＧａＮ層１１５との界面領域に生成されるチャネル領域に対して、ゲート電極１１８から順方向のバイアスを印加することにより、チャネル領域に正孔を注入することができる。
　窒化物半導体においては正孔の移動度は、電子の移動度よりもはるかに低いため、チャネル領域に注入された正孔は電流を流す担体としてほとんど寄与しない。このため、注入された正孔は同量の電子をチャネル領域内に発生させるので、チャネル領域内に電子を発生させる効果が高くなり、ドナーイオンのような機能を発揮する。つまり、チャネル領域内においてキャリア濃度の変調を行うことが可能となるため、動作電流が大きく且つ低抵抗なノーマリオフ型のＧａＮトランジスタを実現することが可能となる。
　本実施形態のＧａＮトランジスタは、ｐｎ接合のビルトインポテンシャルを超える３Ｖ以上のゲート電圧が印加された場合に、ゲートに正孔が注入され、前述したメカニズムにより電流が増加し、大電流且つ低オン抵抗の動作が可能となる。また、このような構造とすることにより、ゲートの閾値電圧が例えば約１．５Ｖのノーマリオフ型のＧａＮトランジスタが実現できる。
　第１のオーミック電極１１６Ａの上には、第１のオーミック電極１１６Ａと接して第１のオーミック電極配線２０６Ａが形成されており、第２のオーミック電極１１６Ｂの上には、第２のオーミック電極１１６Ｂと接して第２のオーミック電極配線２０６Ｂが形成されている。ＡｌＧａＮ層１１５の上には、第１のオーミック電極配線２０６Ａ、第２のオーミック電極配線２０６Ｂ及びゲート電極１１８を覆うように窒化シリコン（ＳｉＮ）からなる保護膜２１１が形成されている。基板１１１の裏面には外部から基板１１１に電位を与えるための裏面電極１２０が形成されており、裏面電極１２０はクロム（Ｃｒ）とニッケル（Ｎｉ）とが積層され形成されている。
　図２は、本実施形態に係る半導体素子の平面構成の一例を有している。図２に示すように本実施形態の半導体素子は、マルチフィンガ型のＧａＮトランジスタである。図１に断面構成を示した第１のオーミック電極、ゲート電極及び第２のオーミック電極を有するＧａＮトランジスタのユニット２０１が、第２のオーミック電極を中心に交互に反転して複数配置されているとみなすことができる。
　半導体層積層体１１３は、デバイスが形成された活性領域１６５と、電極パッド及び配線構造が形成された不活性領域１６６とを有している。不活性領域１６６は、ボロン又は鉄等のイオンを注入することにより、選択的に半導体層積層体１１３を高抵抗化した領域である。
　不活性領域１６６の上には、金（Ａｕ）からなる第１のオーミック電極パッド２２１Ａ、第２のオーミック電極パッド２２１Ｂ及びゲート電極パッド２２３が形成されている。第１のオーミック電極パッド２２１Ａ、第２のオーミック電極パッド２２１Ｂ及びゲート電極パッド２２３と、不活性領域１６６との間には、ＳｉＮからなる絶縁膜（図示せず）が形成されている。第１のオーミック電極パッド２２１Ａは、第１のオーミック電極配線２０６Ａを介して第１のオーミック電極（図示せず）と接続されている。第２のオーミック電極パッド２２１Ｂは、第２のオーミック電極配線２０６Ｂを介して第２のオーミック電極（図示せず）と接続されている。ゲート電極パッド２２３は、ゲート電極配線２０８を介してゲート電極１１８と接続されている。ゲート電極配線２０８は、ゲート電極１１８と同一の材料からなる。ゲート電極配線２０８とゲート電極パッド２２３とは、絶縁膜（図示せず）に形成された開口部を介して接続されている。このような構造とすることにより、大電流動作が可能なＧａＮトランジスタを構成することが可能となる。
　図３は、本実施形態のＧａＮトランジスタの電流－電圧特性を示している。図３において、横軸は第１のオーミック電極と第２のオーミック電極との電圧（ＶO1-O2）であり、縦軸は単位ゲート幅（１ｍｍ）当たりの第２のオーミック電極と第１のオーミック電極との間に流れる電流（ＩO1-O2）であり、Ｖｇはゲート電極と第１のオーミック電極との間に印加された電圧である。図３において、ＶO1-O2の正負は、第２のオーミック電極の電位が第１のオーミック電極の電位よりも高い場合に正、第１のオーミック電極の電位が第２のオーミック電極の電位よりも高い場合に負としている。また、ＩO1-O2正負は、第２のオーミック電極から第１のオーミック電極へ流れる電流を正、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極へ流れる電流を負としている。
　ＧａＮトランジスタは、図３において実線で示したようにＶｇが閾値電圧以上の例えば５Ｖの場合には、第２のオーミック電極と第１のオーミック電極との間に双方向の電流を通電する第１の動作を可能とする。これは、ＧａＮトランジスタのチャネル層が双方向の電流を通電できるためである。
　また、図３において破線で示したようにＶｇが閾値電圧以下の例えば０Ｖの場合には、第２のオーミック電極から第１のオーミック電極へ流れる電流を遮断し、第１のオーミック電極から第２のオーミック電極へ流れる電流を通電する第２の動作（ダイオード動作）を可能とする。
　ダイオード動作について図４を用いて説明する。図４（ａ）及び（ｂ）は、ＧａＮトランジスタのダイオード動作を示す図である。図４（ａ）及び（ｂ）において、端子Ｏ１、端子Ｏ２及び端子Ｇは、それぞれＧａＮトランジスタの第１のオーミック電極と接続された端子、第２のオーミック電極と接続された端子及びゲート電極と接続された端子である。
　図４（ａ）に示すように、端子Ｏ１と端子Ｇとが接続された状態において、端子Ｏ１の電位を０Ｖとし、端子Ｏ２の電位を端子Ｏ１の電位よりも高い５Ｖとする。この場合には、ＧａＮトランジスタは、端子Ｏ１がソースであり、端子Ｏ２がドレインであるトランジスタとみなすことができる。端子Ｇとソースである端子Ｏ１との間に印加された電圧Ｖｇｓは閾値電圧以下の０Ｖであり、ＧａＮトランジスタは端子Ｏ２から端子Ｏ１へ流れる電流を遮断する動作をする。
　図４（ｂ）に示すように、端子Ｏ１と端子Ｇとが接続された状態において、端子Ｏ１の電位を５Ｖとし、端子Ｏ２の電位を端子Ｏ１の電位よりも低い０Ｖとする。この場合には、ＧａＮトランジスタは、端子Ｏ２がソースであり、端子Ｏ１がドレインであるトランジスタとみなすことができる。端子Ｇとソースである端子Ｏ２との間に印加された電圧Ｖｇｓは閾値電圧よりも高い５Ｖであり、ＧａＮトランジスタは端子Ｏ１から端子Ｏ２へ電流を通電する動作をする。この際に、端子Ｏ１から端子Ｇへ、つまり第１のオーミック電極からゲート電極へゲート電流が流れる。
　以上のように、ＧａＮトランジスタは、トランジスタでありながらダイオードのような振る舞いをするダイオード動作が可能である。従って、ＧａＮトランジスタを例えば誘導性負荷のスイッチングに用いる場合に、所定のタイミングでＧａＮトランジスタがダイオード動作を行うように駆動すれば、外付けの還流ダイオードが不要となる。
　なお、このようなダイオード動作は、寄生構造のないＧａＮトランジスタに固有の動作である。例えば、ＭＯＳＦＥＴの場合には内蔵のボディーダイオードがドレインとソースとの間に存在するため、ボディーダイオードへ電流が流れてしまう。このため、ＭＯＳＦＥＴはダイオードのように動作しない。ＩＧＢＴの場合には、逆方向電流を通電できないので、ＩＧＢＴ内に寄生のダイオードを作りこむなどをする必要がある。従って、ＩＧＢＴはダイオードのように振る舞う動作をしない。
　しかし、ＧａＮトランジスタをダイオード動作させることにより還流ダイオード等として用いる場合には、次のような問題が生じることを本願発明者らは見出した。図５（ａ）及び（ｂ）は、ＧａＮトランジスタの過渡的なダイオード動作を示している。図５（ａ）及び（ｂ）は端子Ｇと端子Ｏ１とがゲート抵抗Ｒｇを介して接続されている場合を示している。図５（ａ）に示すように、ＧａＮトランジスタのダイオード動作において、オン状態からオフ状態へ遷移する際には、端子Ｇ１に蓄えられた電荷がソースである端子Ｏ１へ放電される。これにより、端子Ｏ２から端子Ｏ１へ流れる電流が遮断される。オン状態からオフ状態へ遷移する速度は、ゲート抵抗Ｒｇの値によって変化する。ゲート抵抗Ｒｇが大きくなると、速度が遅くなり、瞬間的に端子Ｏ２から端子Ｏ１へ電流を通電してしまう場合が生じる。端子Ｏ２から端子Ｏ１への通電はスイッチ装置における大きな損失となる。従って、オン状態からオフ状態へすばやく遷移させるために、ゲート抵抗Ｒｇを小さくすることが望ましい。
　図５(ｂ)は、ダイオード動作において、オフ状態からオン状態へ遷移する様子を示している。図５（ｂ）に示すように、端子Ｏ１から端子Ｇへ電荷が充電されると、端子Ｏ１から端子Ｏ２へ電流を通電できる。オフ状態からオン状態へ遷移する速度は、ゲート抵抗Ｒｇの値によって変化する。ゲート抵抗Ｒｇが大きくなると速度が遅くなり、行き場をなくした電流が、瞬間的に端子Ｏ１の電位を押し上げ、端子Ｏ１と端子Ｏ２との間に異常に高い電圧を発生させてしまう場合が生じる。異常電圧の発生によりスイッチ装置の動作が不安定となる。従って、オフ状態からオン状態へすばやく遷移させるためにゲート抵抗Ｒｇを小さくすることが望ましい。
　しかし、ゲート抵抗Ｒｇの値は、スイッチング動作のターンオン時間及びターンオフ時間を決定する。このため、スイッチング動作において必要とされるターンオン時間及びターンオフ時間の特性により、ゲート抵抗Ｒｇの値が決まってしまい、ゲート抵抗Ｒｇを自由に設定することは困難である。このため、ＧａＮトランジスタを理想的な還流ダイオードとして駆動することができず、ＧａＮトランジスタを用いたスイッチ装置の損失を低減することが困難となる。
　本実施形態においては、ＧａＮトランジスタを用いたスイッチ装置を図６に示すような構成とする。これにより、通常のスイッチング動作の際のタイミング設定に影響を与えることなく、ＧａＮトランジスタを理想的な還流ダイオードとなるように駆動することが可能となる。
　図６に示すように、本実施形態のスイッチ装置は、ＧａＮトランジスタである半導体素子３０１と、半導体素子３０１を駆動する駆動部３０２とを備えている。半導体素子３０１は、第１のオーミック電極と接続された端子Ｏ１と、第２のオーミック電極と接続された端子Ｏ２と、ゲート電極と接続された端子Ｇとを有している。駆動部３０２は、半導体素子３０１の端子Ｇにバイアス電圧を印加するゲート回路３１１と、半導体素子３０１の端子Ｏ１と、端子Ｇとの間に接続されたスイッチ素子３１２とを有している。ゲート回路３１１の端子Ｖｏはゲート抵抗Ｒｇを介して半導体素子３０１の端子Ｇと接続されている。ゲート回路３１１の端子ＧＮＤは半導体素子３０１の端子Ｏ１及び電源３１４の負極と接続されている。ゲート回路３１１の端子ＶＤＤは電源３１４の正極と接続されている。制御信号源３１５の第１の端子は、ゲート回路３１１の端子ＶＩＮ＋と接続され、第２の端子はゲート回路３１１の端子ＶＩＮ－と接続されている。
　ゲート回路３１１は、端子ＶＩＮ＋と端子ＶＩＮ－との間にゲート回路３１１の閾値電圧以上の電圧が印加された場合に、端子ＶＤＤと端子Ｖｏとを電気的に接続し、端子ＧＮＤと端子Ｖｏとを電気的に切り離す動作をする。また、端子ＶＩＮ＋と端子ＶＩＮ－との間にゲート回路３１１の閾値電圧以下の電圧が印加された場合、端子ＧＮＤと端子Ｖｏとを電気的に接続し、端子ＶＤＤと端子Ｖｏとを電気的に切り離す動作をする。ゲート回路３１１はＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴを駆動する一般的なゲート回路を用いればよい。
　スイッチ素子３１２をオン状態とすることにより、半導体素子３０１の端子Ｇと端子Ｏ１とを、ゲート抵抗Ｒｇを迂回するバイパス経路により接続することができる。従って、スイッチ素子３１２がオフ状態の場合よりも低抵抗の経路により端子Ｇと端子Ｏ１とを接続することができる。このため、半導体素子３０１をダイオード動作させる場合に、スイッチ素子３１２をオン状態とすれば、ゲート抵抗Ｒｇの値に関係なく、端子Ｇから端子Ｏ１への電荷の放電及び端子Ｏ１から端子Ｇへの電荷の充電をすばやく行うことが可能となる。従って、半導体素子３０１をダイオード動作させる場合におけるオン状態とオフ状態及びオフ状態とオン状態との遷移を高速にできる。従って、リカバリー電流を抑制することができ、さらに大きな逆起電圧の発生を抑制することができる。その結果、スイッチ装置の動作をより安定させ且つ損失を低減することができる。
　また、先に説明したように半導体素子３０１は、ダイオード動作の場合においてオン状態とすると、端子Ｏ１から端子Ｇへ電流が流れる。この電流は、スイッチ素子３１２がない場合にはゲート抵抗Ｒｇを介して流れるため、ゲート抵抗Ｒｇにおいて電力ロスが発生し、スイッチ装置の損失が大きくなる。しかし、スイッチ素子３１２を設けることにより、端子Ｏ１から端子Ｇへゲート抵抗Ｒｇを介することなく、低抵抗の経路を介して電流を流すことができ、スイッチ装置の損失をより低減できる。
　スイッチ素子３１２がない場合には、電圧変化が生じるスイッチング時に、帰還容量の充放電電流はゲート抵抗Ｒｇ及びゲート回路３１１を介して流れる。このため、ゲート抵抗Ｒｇに電圧が発生し、端子Ｏ１と端子Ｇとの間にノイズが発生する。しかし、スイッチ素子３１２を設けることにより、ゲート抵抗Ｒｇよりもオン抵抗が低いスイッチ素子を介して帰還容量の充放電電流を流すことができるため、端子Ｏ１と端子Ｇとの間に生じるゲートノイズを低減できる。これにより、ノイズによる誤動作を生じにくくするという効果も得られる。
　また、ゲートノイズが発生した場合に、ノイズによる誤動作の発生を防止するために、負バイアスを印加することによりＧａＮトランジスタをオフ状態とすることが一般的に行われている。しかし、ＧａＮトランジスタをオフ状態とする場合に負バイアスを用いると、ダイオード動作をさせた場合に、大きなオフセット電圧が発生する。このため、ダイオード動作の際にオン抵抗が増大してしまう。スイッチ素子３１２を設けることにより、ゲートノイズを抑制できるため、ＧａＮトランジスタをオフ状態とする場合に負バイアスを用いなくても、誤動作を防止できる。従って、半導体素子３０１をダイオード動作させる場合のオン抵抗を低減することが可能となり、電力変換装置のさらなる低損失化が可能となる。また、負バイアス用の電源も不要となるため、部品点数の削減、装置の小型化、低コスト化という利点が得られる。
　図７は駆動部３０２の動作タイミングを示している。また、図８（ａ）～（ｅ）はそれぞれ、図７に示した期間ａ～期間ｅにおけるスイッチ装置の動作状態を示している。駆動部３０２は、半導体素子３０１がオフ状態の時に、スイッチ素子３１２をオン状態とし、端子Ｏ１と端子Ｇとを低抵抗で接続することにより、ノイズを抑制し、高速なダイオード動作を可能とする。このため、半導体素子３０１がスイッチング動作を行う際及び半導体素子３０１がオン状態の際には、スイッチ素子３１２をオフ状態とする。
　図７に示すように、期間ａにおいては、制御信号源３１５の信号がゲート回路３１１の閾値電圧以下であるオフ状態であり、半導体素子３０１の端子Ｇに印加されるゲート電圧も閾値電圧以下であるオフ状態となる。また、スイッチ素子３１２はオン状態である。期間ｂにおいて制御信号源３１５の信号がオフ状態からゲート回路３１１の閾値電圧以上のオン状態となると、スイッチ素子３１２はオフ状態となり、ゲート電圧が上昇する立ち上がり状態となる。期間ｃにおいてゲート電圧が立ち上り半導体素子３０１がオン状態へ遷移しても、スイッチ素子３１２はオフ状態を維持する。期間ｄにおいて制御信号源３１５の信号がオン状態からオフ状態となると、ゲート電圧は次第に低下する立ち下がり状態となる。スイッチ素子３１２は、制御信号源３１５の信号がオン状態からオフ状態へ遷移する瞬間から遅延時間T_delayだけオフ状態を維持する。この後期間ｅにおいて、スイッチ素子３１２はオン状態となる。遅延時間T_delayは、ゲート電圧が完全に立ち下るまでの時間が好ましい。しかし、設計マージンを持たせるためゲート電圧がオフ状態に遷移までの時間に、所望の時間を加えた時間としてもよい。以上のような、構成及び動作とすることにより、端子Ｏ１と端子Ｇとのノイズを低減することができるだけでなく、負バイアス用の電源が不要となる。
　なお、図７においてスイッチ素子３１２は、制御信号がオフ状態からオン状態へ遷移する瞬間より少し前にオフ状態としてもよい。このようにすれば、より安定して半導体素子３０１へゲート電圧を与えることができる。なお、スイッチ素子３１２は、双方向に電流を流す半導体スイッチであればよい。また、ゲート抵抗Ｒｇの抵抗値及びゲート回路３１１のＶｏ端子からゲート回路３１１のＧＮＤ端子に至る経路の抵抗値よりも、スイッチ素子３１２のオン抵抗値は小さければよい。従って、スイッチ素子３１２として、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ（Junction Field Effect Transistor）、ＨＦＥＴ（Heterojunction Field Effect Transistor）、ダイオードを並列接続したバイポーラトランジスタ又はダイオードを並列接続したＩＧＢＴ等を用いることができる。また、スイッチ素子３１２は、半導体素子３０１のゲートとソースとの間の電圧を駆動できる耐圧があればよく、例えば耐圧が２０Ｖ程度の半導体素子をスイッチ素子３１２として利用できる。低耐圧の半導体スイッチ素子は、低オン抵抗化が容易であるため、チップサイズを小さくすることができ、スイッチ装置全体を小型化できる。なお、図７においては、ゲート抵抗Ｒｇを用いた回路例を示しているが、ゲート抵抗Ｒｇがなく、ゲート回路３１１のＶｏ端子が半導体素子３０１のゲート端子と直接接続されている場合においても、スイッチ素子３１２のオン抵抗値が、ゲート回路３１１のＶｏ端子とＧＮＤ端子との間の抵抗値よりも低くければ、半導体素子３０１により還流電流をより高速にスイッチングすることが可能となる。
　図９は、本実施形態のスイッチ装置の具体的な回路構成の一例を示す。なお、図９に示した回路構成は一例であり、同様の機能を果たす限りどのような構成であってもよい。図９に示すように制御信号源３１５の第１の端子は、第１のＮＯＴ回路３２１の入力と接続されている。第１のＮＯＴ回路３２１の出力は、第２のＮＯＴ回路３２２及び遅延回路３２３と接続されている。第２のＮＯＴ回路３２２の出力は、ゲート回路３１１のＶＩＮ端子と接続されている。遅延回路３２３は、アノードが第１のＮＯＴ回路３２１の出力と接続され、カソードがＭＯＳＦＥＴからなるスイッチ素子３１２のゲートと接続されたダイオード３２５と、ダイオード３２５と並列に接続された抵抗３２６と、第１の端子がダイオード３２５のカソードと接続されたコンデンサ３２７とを有している。ゲート回路３１１、第１のＮＯＴ回路３２１及び第２のＮＯＴ回路３２２の端子ＶＤＤは、電源３１４の正極と接続されている。ゲート回路３１１、第１のＮＯＴ回路３２１及び第２のＮＯＴ回路３２２の端子ＧＮＤ、制御信号源３１５の第２の端子、コンデンサ３２７の第２の端子、スイッチ素子３１２のソース端子並びに半導体素子３０１のＯ１端子は、電源３１４の負極と接続されている。ゲート回路３１１のＶｏ端子はゲート抵抗Ｒｇを介して半導体素子３０１の端子Ｇと接続され、スイッチ素子３１２のドレイン端子は半導体素子３０１の端子Ｇと接続されている。なお、ゲート抵抗Ｒｇは独立した抵抗素子であっても、所定の抵抗値となるように配線の材質、太さ及び長さ等を設定したものであってもよい。
　次に、図９のスイッチ装置の動作について説明する。なお、電源３１４の出力電圧は５Ｖとして説明する。制御信号源３１５がオフ状態（０Ｖ）の場合には、第１のＮＯＴ回路３２１の出力は例えば５Ｖとなっている。このとき、静的にはスイッチ素子３１２のゲートにも５Ｖが印加され、スイッチ素子３１２はオン状態となっている。このため半導体素子３０１の端子Ｇと端子Ｏ１との間には０Ｖが印加されている。また、第２のＮＯＴ回路３２２の出力は０Ｖとなっており、その電圧がゲート回路３１１の端子ＶＩＮに入力されている。このため、ゲート回路３１１は端子Ｖｏと端子ＧＮＤとを電気的に接続している。
　制御信号源３１５がオフ状態からオン状態（５Ｖ）となると、第１のＮＯＴ回路３２１の出力は０Ｖとなる。スイッチ素子３１２のゲートに蓄えられた電荷はダイオード３２５と抵抗３２６を介して放電される。これにより、スイッチ素子３１２のゲートの電位は０Ｖとなり、スイッチ素子３１２は瞬間的にオフ状態へ遷移する。第２のＮＯＴ回路３２２の出力は５Ｖであるため、ゲート回路３１１は、端子Ｖｏと端子ＶＤＤとを電気的に接続している。このため、半導体素子３０１の端子Ｇの電圧はゲート抵抗Ｒｇにより決定される変化率に従って上昇し、所定の電圧において一定となる。
　制御信号源３１５がオン状態からオフ状態となると、第１のＮＯＴ回路３２１の出力は５Ｖとなる。コンデンサ３２７の容量がスイッチ素子３１２の入力容量より十分高い場合には、スイッチ素子３１２のゲート電圧は、抵抗３２６の抵抗値とコンデンサ３２７の容量により決まる時定数に応じて上昇する。従って、スイッチ素子３１２のゲート電圧が閾値電圧を越えるまでスイッチ素子３１２はオフ状態を維持し、閾値電圧を超えるとスイッチ素子３１２はオン状態となる。図７におけるT_delayは、抵抗３２６とコンデンサ３２７とスイッチ素子３１２の閾値電圧とにより設定できる。
　なお、スイッチ素子３１２のオン抵抗が非常に小さい場合には、ダイオード動作の過渡応答において、ゲートのピーク電流が大きくなり、ゲート電極配線の寿命が短くなるという問題が生じる。このため、スイッチ素子３１２は、所望のピーク電流となるようなオン抵抗を有していることが望ましい。例えば図９に示す回路構成の場合には１０ｍΩ程度とすればよい。また、所望のピーク電流とするために、スイッチ素子と直列に抵抗を接続して、所望の抵抗値を実現してもよい。さらに、ダイオード動作の場合の過渡応答時間を調整するために、スイッチ素子３１２のオン抵抗を設定したり、別途抵抗素子を挿入したりしてもよい。
　なお、スイッチ素子３１２は、ＧａＮトランジスタを用いてもよい。ＧａＮトランジスタを用いることで、スイッチ素子３１２を半導体素子３０１と同じチップ内に作製でき、半導体層３０１のゲートである端子Ｇ及びソースである端子Ｏ１の近傍にスイッチ素子３１２を配置することができる。スイッチ素子３１２と端子Ｇ及び端子Ｏ１とを結ぶ配線が、半導体素子３０１とスイッチ素子３１２とが別々のチップに形成されている場合と比べて短くなるので、配線に伴い発生する寄生インダクタンスを低減することができる。寄生インダクタンスを低減することにより、より高速でスイッチングする際に発生する高周波のゲート電流を低インピーダンスで、スイッチ素子３１２を介して通電することが可能となる。これにより、誤点弧を発生させるノイズ電圧の発生を抑制することができる。従って、還流ダイオードがない状態でもより高速に、誤点弧を防止しながら、スイッチングが可能となる。
　具体的な例を図１０に示す、図２において示した半導体素子の構造に加え、半導体層積層体１１３の上にスイッチ素子３１２が形成されている。スイッチ素子３１２は、半導体素子の活性領域１６５と独立した活性領域１６７に形成された、図１と同様の断面構成を有するＧａＮトランジスタである。スイッチ素子３１２のドレイン電極４１７は、半導体素子のゲート電極配線２０８と接続されており、スイッチ素子３１２のソース電極４１６は半導体素子の第１のオーミック電極配線２０６Ａと接続されている。また、スイッチ素子３１２のゲート電極４１８は、不活性領域１６６の上に形成されたスイッチ素子３１２のゲート電極パッド４２３と接続されている。このような構造とすることで、スイッチ素子３１２を半導体素子と同一チップ上に作製することができ、上記の効果が得られる。
　（一実施形態の第１変形例）
　半導体素子３０１の端子Ｇ１と端子Ｏ１との間にスイッチ素子３１２を挿入する例を示した。しかし、図１１に示すようにスイッチ素子３１２がゲート抵抗Ｒｇと並列に接続された駆動部３０３を用いてもよい。この場合には、半導体素子３０１がダイオード動作においてオン状態となると、ゲート抵抗Ｒｇを迂回するバイパス経路が形成され、端子Ｏ１からゲート回路３１１とスイッチ素子３１２とを介して端子Ｇに電流が流れる。ゲート回路３１１の抵抗がゲート抵抗Ｒｇと比べて無視できる程度に小さければ、スイッチ素子３１２をオン状態とすることにより、オフ状態の場合よりも低抵抗な経路を介して端子Ｇと端子Ｏ１とを接続できる。従って、ダイオード動作におけるオン状態からオフ状態への遷移及びオフ状態からオン状態への遷移の速度を改善できる。その結果、リカバリー電流によるロス低減及びインダクタンスの逆起電圧発生を抑制することが可能となる。
　（一実施形態の第２変形例）
　シングルゲートの半導体素子を用いたスイッチ装置の例を示したが、図１２に示すように双方向スイッチとして用いられるダブルゲートの半導体素子３０４を用いてもよい。ダブルゲートの半導体素子３０４の一例を図１３に示す。図１３において図１と同一の構成要素には同一の符号を附している。図１３に示すように、第１のオーミック電極１１６Ａと第２のオーミック電極１１６Ｂとの間に第１のゲート電極１１８Ａ及び第２のゲート電極１１８Ｂが、それぞれ第１のｐ型半導体層１１９Ａ及び第２のｐ型半導体層１１９Ｂを介して形成されている。図１３において第１のゲート電極１１８Ａが図１２のＧ１端子に対応し、第２のゲート電極１１８ＢがＧ２端子に対応する。
　第１のゲート電極１１８Ａ及び第２のゲート電極１１８Ｂに所定のバイアスを印加することにより、ダブルゲートの半導体素子３０４は双方向スイッチとしても、ダイオードとしても動作させることができる。例えば、第１のゲート電極１１８Ａと第２のゲート電極１１８Ｂとに、それぞれ、第１のオーミック電極１１６Ａを基準として第１のゲート電極１１８Ａの閾値電圧以上の電圧を印加し、第２のオーミック電極１１６Ｂを基準として第２のゲート電極１１８Ｂの閾値電圧以上の電圧を印加することにより、第１のオーミック電極１１６Ａと第２のオーミック電極１１６Ｂとの間に双方向に電流が流れる双方向通電動作をさせることができる。一方、第１のゲート電極１１８Ａ及び第２のゲート電極１１８Ｂに印加するバイアス電圧をそれぞれ閾値電圧以下の電圧とすることにより第１のオーミック電極１１６Ａと第２のオーミック電極１１６Ｂとの間に双方向に電流が流れない双方向遮断動作をさせることができる。
　また、第１のゲート電極１１８Ａに閾値電圧以上の電圧を印加し、第２のゲート電極１１８Ｂに閾値電圧以下の電圧を印加することにより、第１のオーミック電極１１６Ａから第２のオーミック電極１１６Ｂへは電流が流れないが、第１のオーミック電極１１６Ａから第２のオーミック電極１１６Ｂへは電流が流れるダイオード動作をさせることができる。第１のゲート電極１１８Ａに閾値電圧以下の電圧を印加し、第２のゲート電極１１８Ｂに閾値電圧以上の電圧を印加することにより、第１のオーミック電極１１６Ａから第２のオーミック電極１１６Ｂへは電流が流れるが、第１のオーミック電極１１６Ａから第２のオーミック電極１１６Ｂへは電流が流れないダイオード動作をさせることができる。
　ダブルゲートの半導体素子においても、ダイオード動作における基本動作は、シングルゲートの半導体素子と同じである。このため、第１のゲート端子Ｇ１と第１のオーミック端子Ｏ１との間に、第１の駆動部３０２Ａを接続し、第２のゲート端子Ｇ２と第２のオーミック端子Ｏ２との間に、第２の駆動部３０２Ｂを接続すれば、ダイオード動作におけるオン状態からオフ状態への遷移及びオフ状態からオン状態への遷移の速度を改善できる。なお、スイッチ素子３１２がゲート抵抗と並列に接続された構成の駆動部を用いてもよい。また、ダブルゲートの半導体素子は、ノーマリオフ型であればよく、ゲートがＭＩＳ構造等であってもよい。
　実施形態及び変形例において、ゲート電極と半導体層積層体との間にｐ型半導体層を有する半導体素子の例を説明したが、閾値電圧が０Ｖ以上であるノーマリオフ型のＧａＮトランジスタであれば同様の動作をさせることができる。例えば、ゲート電極と半導体層積層体との間に絶縁膜を有するいわゆるＭＩＳ（Metal-Insulator-Semiconductor）型トランジスタの場合としてもよい。但し、ＭＩＳ型トランジスタの場合には、ダイオード動作のオン状態において、第１のオーミック電極からゲート電極へは静的な電流は流れず、動的なゲート電流だけが流れる。
　本開示に係るスイッチ装置は、ＧａＮトランジスタを理想的な還流ダイオードとして動作させ、低損失のスイッチ装置を実現でき、特に電力変換回路に用いる高速且つ低損失のスイッチ装置等として有用である。
１１１　　　基板
１１２　　　バッファ層
１１３　　　半導体層積層体
１１４　　　窒化ガリウム層
１１５　　　窒化アルミニウムガリウム層
１１６Ａ　　第１のオーミック電極
１１６Ｂ　　第２のオーミック電極
１１８　　　ゲート電極
１１８Ａ　　第１のゲート電極
１１８Ｂ　　第２のゲート電極
１１９　　　ｐ型半導体層
１１９Ａ　　第１のｐ型半導体層
１１９Ｂ　　第２のｐ型半導体層
１２０　　　裏面電極
１６５　　　活性領域
１６６　　　不活性領域
２０１　　　ユニット
２０６Ａ　　第１のオーミック電極配線
２０６Ｂ　　第２のオーミック電極配線
２０８　　　ゲート電極配線
２１１　　　保護膜
２２１Ａ　　第１のオーミック電極パッド
２２１Ｂ　　第２のオーミック電極パッド
２２３　　　ゲート電極パッド
３０１　　　半導体素子
３０２　　　駆動部
３０２Ａ　　第１の駆動部
３０２Ｂ　　第２の駆動部
３０３　　　駆動部
３０４　　　半導体素子
３１１　　　ゲート回路
３１２　　　スイッチ素子
３１４　　　電源
３１５　　　制御信号源
３２１　　　第１のＮＯＴ回路
３２２　　　第２のＮＯＴ回路
３２３　　　遅延回路
３２５　　　ダイオード
３２６　　　抵抗
３２７　　　コンデンサ

Claims (16)

  1. 　スイッチ装置は、
    　窒化物半導体素子と、
    　前記窒化物半導体素子を駆動する駆動部とを備え、
    　前記窒化物半導体素子は、
    　基板の上に形成された窒化物半導体からなる半導体層積層体と、
    　前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、
    　前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に形成された第１のゲート電極とを有し、
    　前記第１のゲート電極は閾値電圧が０Ｖ以上であり、
    　前記駆動部は、
    　前記第１のゲート電極にバイアス電圧を印加するゲート回路と、
    　前記第１のゲート電極と第１の端子が接続され、前記第１のオーミック電極と第２の端子が接続され、双方向に電流を流すスイッチ素子とを有し、
    　前記バイアス電圧を、前記第１のオーミック電極の電位を基準として前記第１のゲート電極の閾値電圧以下として、前記第１のオーミック電極から前記第２のオーミック電極への電流を通電し且つ前記第２のオーミック電極から前記第１のオーミック電極への電流を遮断する動作を行う場合には、前記スイッチ素子をオン状態とする。
  2. 　請求項１に記載のスイッチ装置において、
    　前記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＨＦＥＴ、ダイオードが並列接続されたＩＧＢＴ又はダイオードが並列接続されたバイポーラトランジスタからなる。
  3. 　請求項１に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体における第１の活性領域の上に形成されており、
    　前記スイッチ素子は、前記半導体層積層体における前記第１の活性領域と独立した第２の活性領域に形成されている。
  4. 　請求項１に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層を有している。
  5. 　請求項１に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第１のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有している。
  6. 　請求項１に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記第１のゲート電極と前記第２のオーミック電極との間に形成された第２のゲート電極を有し、
    　第２のゲート電極の閾値電圧は０Ｖ以上である。
  7. 　請求項６に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体層を有している。
  8. 　請求項６に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第２のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有している。
  9. 　スイッチ装置は、
    　窒化物半導体素子と、
    　前記窒化物半導体素子を駆動する駆動部とを備え、
    　前記窒化物半導体素子は、
    　基板の上に形成された窒化物半導体からなる半導体層積層体と、
    　前記半導体層積層体の上に互いに間隔をおいて形成された第１のオーミック電極及び第２のオーミック電極と、
    　前記第１のオーミック電極と前記第２のオーミック電極との間に形成された第１のゲート電極とを有し、
    　前記第１のゲート電極の閾値電圧が０Ｖ以上であり、
    　前記駆動部は、
    　前記第１のゲート電極にゲート抵抗を介してバイアス電圧を印加するゲート回路と、
    　前記ゲート抵抗と並列に接続され、双方向に電流を流すスイッチ素子とを有し、
    　前記バイアス電圧を、前記第１のオーミック電極の電位を基準として前記第１のゲート電極の閾値電圧以下として、前記第１のオーミック電極から前記第２のオーミック電極への電流を通電し且つ前記第２のオーミック電極から前記第１のオーミック電極への電流を遮断する動作を行う場合には、前記スイッチ素子をオン状態とする。
  10. 　請求項９に記載のスイッチ装置において、
    　前記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ、ＨＦＥＴ、ダイオードが並列接続されたＩＧＢＴ又はダイオードが並列接続されたバイポーラトランジスタからなる。
  11. 　請求項９に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体における第１の活性領域の上に形成されており、
    　前記スイッチ素子は、前記半導体層積層体における前記第１の活性領域と独立した第２の活性領域に形成されている。
  12. 　請求項９に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第１のゲート電極との間に形成された第１のｐ型半導体層を有している。
  13. 　請求項９に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第１のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有している。
  14. 　請求項９に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記第１のゲート電極と前記第２のオーミック電極との間に形成された第２のゲート電極を有し、
    　第２のゲート電極の閾値電圧は０Ｖ以上である。
  15. 　請求項１４に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第２のゲート電極との間に形成された第２のｐ型半導体層を有している。
  16. 　請求項１４に記載のスイッチ装置において、
    　前記窒化物半導体素子は、前記半導体層積層体と前記第２のゲート電極との間に形成された絶縁膜を有している。
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