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WO2010061652A1 - Ｐｆｃコンバータ - Google Patents

Ｐｆｃコンバータ Download PDF

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WO2010061652A1
WO2010061652A1 PCT/JP2009/059749 JP2009059749W WO2010061652A1 WO 2010061652 A1 WO2010061652 A1 WO 2010061652A1 JP 2009059749 W JP2009059749 W JP 2009059749W WO 2010061652 A1 WO2010061652 A1 WO 2010061652A1
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WO
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current
switching element
inductor
current value
pfc converter
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Application number
PCT/JP2009/059749
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English (en)
French (fr)
Inventor
鵜野良之
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
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Priority to JP2010540402A priority patent/JP5141774B2/ja
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    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
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    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to an AC-DC converter that inputs an AC power supply and outputs a DC voltage, and more particularly to a PFC converter that improves the power factor.
  • a general switching power supply device that uses a commercial AC power supply as an input power supply rectifies and smoothes the commercial AC power supply and converts it to a DC voltage, which is then switched by a DC-DC converter. Is greatly distorted. This is the cause of the harmonic current.
  • a PFC converter is provided after the full-wave rectifier circuit and before the smoothing circuit by the smoothing capacitor.
  • This PFC converter is composed of a chopper circuit, and operates so that the input current waveform is similar to the input voltage waveform, that is, in the form of a sine wave having the same phase. Therefore, the harmonic current is suppressed to a certain level or less.
  • a configuration example of the PFC converter disclosed in Patent Document 1 will be described with reference to FIG.
  • a series circuit of an inductor L1, a switching element Q1 that is a MOSFET, and a current detection resistor R is provided at both ends of the diode bridge B1 that rectifies the AC power supply voltage of the AC input power supply Vac. It is connected.
  • a series circuit of a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected to both ends of the switching element Q1, and a load RL is connected to both ends of the smoothing capacitor C1.
  • the switching element Q1 is turned on / off by PWM control of the control circuit 10.
  • the current detection resistor R detects an input current flowing through the diode bridge B1.
  • the control circuit 10 includes an error amplifier 111, a multiplier 112, an error amplifier 113, a voltage controlled oscillator (VCO) 115, and a PWM comparator 116.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the error amplifier 111 obtains an error between the voltage of the smoothing capacitor C1 and the reference voltage E1.
  • the multiplier 112 multiplies the error voltage signal and the rectified voltage by the diode bridge B1.
  • the error amplifier 113 generates an error between the multiplication result of the multiplier 112 and the current signal flowing through the diode bridge B1 and outputs the error to the PWM comparator 116.
  • the VCO 115 generates a triangular wave signal having a frequency corresponding to the voltage value after rectification of the AC power supply voltage.
  • the PWM comparator 116 the triangular wave signal from the VCO 115 is input to the-terminal, and the signal from the error amplifier 113 is input to the + terminal. That is, the PWM comparator 116 applies a duty pulse corresponding to the current flowing through the diode bridge B1 and the output voltage to the switching element Q1.
  • the duty pulse is a pulse width control signal that continuously compensates for fluctuations in the AC power supply voltage and the DC load voltage at a constant period.
  • the AC power supply current waveform is controlled to be similar to and in phase with the AC power supply voltage waveform, and the harmonics and the power factor are improved.
  • Patent Document 2 is disclosed as a digitally controlled PFC converter. Also in the case of digital control, the current flowing through the inductor is detected, and the switching element is switched by PWM control according to the current value.
  • JP 2004-282958 A Japanese Patent Laid-Open No. 7-177746
  • An object of the present invention is to provide a PFC converter capable of detecting current flowing through an inductor at high speed and with high accuracy so that proper harmonics and power factor can be improved and an accurate operation state can be detected. It is in.
  • a rectifying circuit for rectifying an AC voltage input from an AC input power supply, a series circuit including an inductor and a switching element connected to the next stage of the rectifying circuit, and a rectifying / smoothing connected in parallel to the switching element
  • a PFC converter comprising: a circuit; and switching control means for controlling on / off of the switching element so that an input current input from the AC input power source is similar to the AC voltage,
  • a current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element or the inductor during an on period of the switching element;
  • First current detection means for sampling a detection signal of a current flowing through the switching element or the inductor at the center of the ON period of the switching element and detecting it as a first current value;
  • Second current detection means for sampling a detection signal of a current flowing through the inductor at the center of the off period of the switching element and detecting it as a second current value;
  • the first current value is an average value of currents flowing through the switching element and the inductor during the ON period of the switching element.
  • the second current value is an average value of the current flowing through the inductor during the OFF period of the switching element. Therefore, the increase / decrease state of the current flowing through the inductor can be detected substantially by this two-point sampling, and control corresponding to the increase / decrease state can be performed at high speed.
  • the current increase / decrease state detection means considers the current continuous mode when the first current value and the second current value are equal, and when the second current value is smaller than the first current value. Considered as a discontinuous current mode.
  • the current increase / decrease state detection unit determines a steady state and a transient state based on a change between the first current values or a change between the second current values at different periods.
  • the steady state and the transient state can be determined at a high speed with a very small amount of calculation processing, and the control according to the state can be performed at a high speed.
  • an increase / decrease state of the current flowing through the inductor can be detected based on the first current value and the second current value, and control corresponding to the increase / decrease state can be performed at high speed.
  • the current continuous mode and the current discontinuous mode can be performed with a very small amount of calculation processing. Can be determined at high speed, and control according to the mode can be performed at high speed.
  • the determination between the steady state and the transient state can be performed at a high speed with a very small amount of calculation processing. It is possible to perform control according to the mode at high speed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a PFC converter according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing various control methods of the PFC converter 101 by the digital signal processing circuit 13.
  • FIG. It is a wave form diagram of the voltage and current of the PFC converter 101 in the unit of a switching cycle in the state in which control is performed in the current continuous mode. It is a figure which shows about the method of calculating
  • 6A is a waveform diagram of the inductor current in the continuous current mode, and FIG.
  • FIG. 6B is a waveform diagram of the inductor current in the current discontinuous mode.
  • FIG. 7A is a waveform diagram of the inductor current in the continuous current mode and in the steady state
  • FIG. 7B is a waveform diagram of the inductor current in the current continuous mode and in the transient state.
  • 8A is a waveform diagram of the inductor current in the current discontinuous mode and in the steady state
  • FIG. 8B is a waveform diagram of the inductor current in the current continuous mode and in the transient state.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the PFC converter 101 according to the embodiment of the present invention.
  • reference signs P ⁇ b> 11 and P ⁇ b> 12 are input ports of the PFC converter 101
  • reference signs P ⁇ b> 21 and P ⁇ b> 22 are output ports of the PFC converter 101.
  • An AC input power supply Vac which is a commercial AC power supply, is input to the input ports P11 to P12, and a load circuit 20 is connected to the output ports P21 to P22.
  • the load circuit 20 is, for example, a DC-DC converter and a circuit of an electronic device that is supplied with power by the DC-DC converter.
  • a diode bridge B1 which is a rectifier circuit for full-wave rectifying the AC voltage of the AC input power supply Vac is provided.
  • a series circuit of an inductor L1, a switching element Q1, and a current detecting resistor R1 is connected to the output side of the diode bridge B1.
  • a rectifying / smoothing circuit including a diode D1 and a smoothing capacitor C1 is connected in parallel to both ends of the switching element Q1.
  • the inductor L1, the switching element Q1, the diode D1, and the smoothing capacitor C1 constitute a so-called boost chopper circuit.
  • An input voltage detection circuit 11 is provided between both ends on the output side of the diode bridge B1.
  • An output voltage detection circuit 12 is provided between the output ports P21 and P22.
  • the digital signal processing circuit 13 is constituted by a DSP, and controls the PFC converter 101 by digital signal processing. That is, the digital signal processing circuit 13 receives the output signal of the input voltage detection circuit 11 and detects the phase of the voltage of the AC input power supply by a method described later. Further, the output signal of the output voltage detection circuit 12 is inputted to detect the output voltage. Further, the switching element Q1 is turned on / off at a predetermined switching frequency.
  • the processing unit related to the switching control signal for the switching element Q1 of the digital signal processing circuit 13 corresponds to the “switching control means” according to the present invention.
  • the current detection resistor R1 corresponds to a “current detection circuit” according to the present invention.
  • the processing section related to current detection of the digital signal processing circuit 13 corresponds to the “first current detection means” and the “second current detection means” according to the present invention.
  • the digital signal processing circuit 13 is provided with a port for communicating with the load circuit 20, and for example, performs data communication or signal input / output, and indicates the state of the converter with respect to the load circuit (electronic device). Always transmit, transmit input voltage, output voltage, output current, etc., or receive the load status from the load circuit side and reflect it in switching control.
  • FIG. 3 is a diagram showing various control methods of the PFC converter 101 by the digital signal processing circuit 13.
  • 3A, 3B, and 3C are current waveforms in one cycle of the AC input power supply.
  • the waveform IL is a waveform of a current flowing through the inductor L1 in the PFC converter 101 shown in FIG. Ip is an envelope of the peak value (peak current), and Ia is an envelope of the average value (average current).
  • FIG. 3A is a waveform diagram in the current continuous mode
  • FIG. 3B is a waveform diagram in the current discontinuous mode
  • FIG. 3C is a waveform diagram in the current critical mode.
  • the current flowing through the inductor L1 of the PFC converter 101 does not become zero except near the zero cross of the AC input power supply.
  • a period in which the current value becomes 0 occurs every time the excitation energy is accumulated / released in the inductor L1 of the PFC converter 101.
  • the critical mode shown in FIG. 3C the current value becomes 0 each time the excitation energy is accumulated / released in the inductor L1, and the state of the current value 0 does not continue.
  • FIG. 4 is a voltage / current waveform diagram of the PFC converter 101 in units of switching periods in a state where control is performed in the continuous current mode.
  • the digital signal processing circuit 13 performs switching control so that the input current to the PFC converter 101, that is, the average value of the current flowing through the inductor L1, is similar to the full-wave rectified waveform. In this way, when an input current similar to the input voltage flows, harmonics are suppressed and the power factor is improved.
  • FIG. 4A shows a current waveform of the average value Ii of the current flowing through the inductor L1 in a half cycle unit of the commercial power supply frequency
  • FIG. 4B shows a switching cycle of a part of the time axis.
  • a waveform diagram of the current IL flowing through the inductor L1 in units, (C) is a waveform diagram of the drain-source voltage Vds of the switching element Q1.
  • the current IL flows through the inductor L1, and the current IL increases with a slope determined according to the voltage across the inductor L1 and the inductance of the inductor L1. Thereafter, the current IL decreases with an inclination determined by the voltage across the inductor L1 and its inductance during the OFF period Toff of the switching element Q1. As described above, the current IL flowing through the inductor L1 with the width of the current ripple ⁇ IL varies in the switching cycle.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a method for obtaining an average value of the current flowing through the inductor L1 in order to perform the average current control in the current continuous mode.
  • the current value (peak value) flowing through the inductor L1 at the turn-off timing of the switching element Q1 is represented by ILp
  • the current value (minimum value) flowing through the inductor L1 at the turn-on timing of the switching element Q1 is represented by ILb
  • the on period Ton of the switching element Q1 the on period Ton of the switching element Q1.
  • the average value (average current) of the current flowing through the inductor L1 is expressed by the following relationship.
  • the drop voltage of the resistor R1 at the center timing of the ON period Ton of the switching element Q1 is sampled.
  • This sampling value is a value proportional to the average current value ILav of the current flowing through the inductor L1 during the ON period Ton of the switching element Q1.
  • the voltage drop of the resistor R1 at the center timing of the off period Toff of the switching element Q1 is sampled.
  • This sampling value is a value proportional to the average current value ILav of the current flowing through the inductor L1 during the OFF period Toff of the switching element Q1.
  • the switching control signal given to the gate of the switching element Q1 is generated by the digital signal processing circuit 13, the central timing ts1 of the on period Ton and the central timing ts2 of the off period Toff are also digital signal processed.
  • the circuit 13 knows (under control). Therefore, for example, the voltage drop of the current detection resistor R1 can be sampled at the above timing without inputting a timing signal from the outside.
  • FIG. 6A is a waveform diagram of the inductor current in the continuous current mode
  • FIG. 6B is a waveform diagram of the inductor current in the current discontinuous mode.
  • the current critical mode is a special state of the continuous current mode, and the relationship between the first and second current values is the same as in the continuous current mode.
  • “current continuous mode” includes “current critical mode”.
  • FIG. 7A is a waveform diagram of the inductor current in the continuous current mode and steady state
  • FIG. 7B is a waveform diagram of the inductor current in the continuous current mode and transient state.
  • the average current flowing through the inductor L1 during the ON period Ton of the switching element Q1 and the inductor L1 flows during the OFF period Toff of the switching element Q1. It is equal to the average current.
  • the first current value ILav1 is obtained a plurality of times, and the switching element Q1 is turned off in different periods.
  • the second current value ILav2 is obtained by sampling at the central timing (ts21, ts22,%) Of the period Toff, and when the first current value and the second current value at a plurality of timings are equal, It is determined to be a continuous mode and a steady state.
  • the average current flowing through the inductor L1 during the ON period Ton of the switching element Q1 increases by ⁇ IL1. Further, the average current flowing through the inductor L1 during the OFF period Toff of the switching element Q1 is increased by ⁇ IL2.
  • the first current value is obtained a plurality of times by sampling at the central timing (ts11, ts12,%) Of the on-period Ton in different periods of the switching element Q1, and the first current values are obtained from each other. If it changes and it has changed, it will determine with it being in a transient state.
  • the second current value is obtained a plurality of times by sampling at the central timing (ts21, ts22,%) Of the off period Toff in different periods of the switching element Q1, and the second current values are obtained from each other. If it changes and it has changed, it will determine with it being in a transient state.
  • FIG. 8A is a waveform diagram of the inductor current in the current discontinuous mode and steady state
  • FIG. 8B is a waveform diagram of the inductor current in the current continuous mode and transient state.
  • the average current value ILav1 of the current flowing in the inductor L1 during the ON period Ton of the switching element Q1 and the inductor L1 flows during the OFF period Toff of the switching element Q1. It differs from the average current value ILav2 of the current.
  • the average current value ILav1 of the current flowing through the inductor L1 during the ON period Ton of the switching element Q1 is constant in different switching cycles.
  • the average current value ILav2 of the current flowing through the inductor L1 during the OFF period Toff of the switching element Q1 is constant.
  • the first current value is obtained a plurality of times by sampling at the central timing (ts11, ts12,%) Of the ON period Ton in different periods of the switching element Q1, or the switching element Q1 is different.
  • the second current value is obtained a plurality of times by sampling at the center timing (ts21, ts22,%) Of the off period Toff in the cycle, and the first current values or the second current values are compared, If it has not changed, it is determined that it is in a steady state.
  • the switching element Q1 is turned off based on the average current flowing through the inductor L1 during the on period Ton of the switching element Q1.
  • the average current flowing through the inductor L1 during the period Toff decreases.
  • the change in the average current in one cycle appears in the same manner as in the case shown in FIG.
  • the average currents of the currents flowing through the inductor L1 in the ON period Ton of the switching element Q1 are compared with each other in different switching periods, they change as indicated by ⁇ IL1. Even if the average currents of the currents flowing through the inductor L1 during the OFF period Toff of the switching element Q1 are compared, they are similarly changed as indicated by ⁇ IL2.

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Abstract

　インダクタに流れる電流を高速且つ高精度に検出して、適正な高調波及び力率の改善、並びに正確な動作状態の検知を行えるようにしたＰＦＣコンバータを構成する。 　スイッチング素子のオン期間Ｔｏｎの中央タイミングｔｓ１でサンプリングすることによって第１の電流値ＩＬａｖ１を求め、スイッチング素子のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミングｔｓ２でサンプリングすることによって第２の電流値ＩＬａｖ２を求める。そして、例えばＩＬａｖ１＝ＩＬａｖ２であれば電流連続モード、ＩＬａｖ１≠ＩＬａｖ２であれば電流不連続モードと判定する。

Description

ＰＦＣコンバータ
　この発明は、交流電源を入力して直流電圧を出力するＡＣ－ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善するＰＦＣコンバータに関するものである。
　日本や欧州などでは用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われている。これらに対応するため、規制に該当する一般家電製品の電源ではＰＦＣ（力率改善回路）コンバータと呼ばれる回路を付加し、高調波電流を抑える工夫をしている。
　商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ－ＤＣコンバータでスイッチングするので入力電流は不連続となり、正弦波から大きく歪む。このことが高調波電流の原因である。
　そこで、この高調波電流を抑制することを目的として、全波整流回路の後段で且つ平滑コンデンサによる平滑回路の手前にＰＦＣコンバータが設けられている。
　このＰＦＣコンバータはチョッパ回路で構成され、入力電流波形が入力電圧波形に相似形となるように、すなわち同位相の正弦波状になるように動作する。そのため高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。
　ここで特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの構成例を、図１を基に説明する。
　図１に示す力率改善回路において、交流入力電源Ｖａｃの交流電源電圧を整流するダイオードブリッジＢ１の出力両端には、インダクタＬ１と、ＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒとの直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１との直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。電流検出抵抗Ｒは、ダイオードブリッジＢ１に流れる入力電流を検出する。
　制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１５、及びＰＷＭコンパレータ１１６を備えている。
　誤差増幅器１１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差を求める。乗算器１１２は、誤差電圧信号とダイオードブリッジＢ１による整流電圧とを乗算する。誤差増幅器１１３は、乗算器１１２による乗算結果とダイオードブリッジＢ１に流れる電流信号との誤差を生成してＰＷＭコンパレータ１１６へ出力する。
　ＶＣＯ１１５は、交流電源電圧の整流後の電圧値に応じた周波数の三角波信号を生成する。
　ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＶＣＯ１１５からの三角波信号が－端子に入力され、誤差増幅器１１３からの信号が＋端子に入力される。すなわち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、ダイオードブリッジＢ１に流れる電流と出力電圧とに応じたデューティパルスをスイッチング素子Ｑ１に与える。このデューティパルスは、交流電源電圧および直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。
　このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に相似形且つ同位相となるように制御されて、高調波及び力率が改善される。
　一方、ディジタル制御のＰＦＣコンバータとして特許文献２が開示されている。
　ディジタル制御の場合もインダクタに流れる電流を検出して、その電流値に応じたＰＷＭ制御によりスイッチング素子をスイッチングすることになる。
特開２００４－２８２９５８号公報 特開平７－１７７７４６号公報
　ところで、ＰＦＣコンバータの目的である高調波抑制及び力率改善を適正に行うためには、インダクタに流れる電流を高速且つ高精度に検出する必要がある。また、ＰＦＣコンバータの動作状態を検知して、それに応じた処理を行う上でもインダクタに流れる電流を高速且つ高精度に検出する必要がある。
　特許文献１のＰＦＣコンバータのようにアナログ回路によりスイッチング制御を行う従来のＰＦＣコンバータにおいては、インダクタに流れる電流を必ずしも高速に検出することができない。また、特許文献２のＰＦＣコンバータのようにディジタル制御を行うものでは、もともと必要な演算処理量が多く、応答速度と精度とはトレードオフの関係にある。そのため、精度を保ちつつ応答性を高めるのには限界があった。
　そこで、この発明の目的は、インダクタに流れる電流を高速且つ高精度に検出して、適正な高調波及び力率の改善、並びに正確な動作状態の検知を行えるようにしたＰＦＣコンバータを提供することにある。
　前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出回路と、
　前記スイッチング素子のオン期間の中央で、前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流の検出信号をサンプリングして第１の電流値として検出する第１の電流検出手段と、
　前記スイッチング素子のオフ期間の中央で、前記インダクタに流れる電流の検出信号をサンプリングして第２の電流値として検出する第２の電流検出手段と、
　前記第１の電流値と前記第２の電流値とを比較して電流増減状態を検知する手段と、
を設けたことを特徴とする。
　前記第１の電流値はスイッチング素子のオン期間にスイッチング素子及びインダクタに流れる電流の平均値である。また、前記第２の電流値はスイッチング素子のオフ期間にインダクタに流れる電流の平均値である。そのため、この実質的に二点サンプリングによってインダクタに流れる電流の増減状態を検知でき、それに応じた制御を高速に行うことができる。
（２）前記電流増減状態検知手段は、前記第１の電流値と前記第２の電流値とが等しいとき電流連続モードと見なし、前記第２の電流値が前記第１の電流値より小さいとき電流不連続モードと見なす。
　この構成により、電流連続モードと電流不連続モードとの判定を、非常に少ない演算処理量で高速に行うことができ、モードに応じた制御を高速に行える。
（３）前記電流増減状態検知手段は、異なった周期での前記第１の電流値同士の変化分または前記第２の電流値同士の変化分に基づいて定常状態と過渡状態の判定を行う。
　この構成により、定常状態と過渡状態との判定を、非常に少ない演算処理量で高速に行うことができ、状態に応じた制御を高速に行える。
　この発明によれば、前記第１の電流値と前記第２の電流値を基に、インダクタに流れる電流の増減状態を検知でき、それに応じた制御を高速に行うことができる。
　また、前記第１の電流値と前記第２の電流値を基に、電流連続モードと電流不連続モードとの判定を行うことにより、非常に少ない演算処理量で電流連続モードと電流不連続モードとの判定を高速に行うことができ、モードに応じた制御を高速に行える。
　また、前記第１の電流値と前記第２の電流値を基に、定常状態と過渡状態との判定を行うことにより、非常に少ない演算処理量で定常状態と過渡状態との判定を高速に行うことができ、モードに応じた制御を高速に行える。
特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの回路図である。 この発明の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。 ディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ１０１の各種制御方式について示す図である。 電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。 電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。 図６（Ａ）は電流連続モードでのインダクタ電流の波形図、図６（Ｂ）は電流不連続モードでのインダクタ電流の波形図である。 図７（Ａ）は電流連続モードで且つ定常状態でのインダクタ電流の波形図、図７（Ｂ）は電流連続モードで且つ過渡状態でのインダクタ電流の波形図である。 図８（Ａ）は電流不連続モードで且つ定常状態でのインダクタ電流の波形図、図８（Ｂ）は電流連続モードで且つ過渡状態でのインダクタ電流の波形図である。
　この発明の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて図２～図８を参照して説明する。
　図２はこの発明の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１の回路図である。図２において符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力ポートである。入力ポートＰ１１－Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１－Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。
　負荷回路２０は例えばＤＣ－ＤＣコンバータおよびそのＤＣ－ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。
　ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には交流入力電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流する整流回路であるダイオードブリッジＢ１を設けている。このダイオードブリッジＢ１の出力側にはインダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１、さらに電流検出用抵抗Ｒ１の直列回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１で構成される整流平滑回路を並列接続している。このインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１によっていわゆる昇圧チョッパ回路を構成している。
　ダイオードブリッジＢ１の出力側の両端間には入力電圧検出回路１１を設けている。また出力ポートＰ２１－Ｐ２２間に出力電圧検出回路１２を設けている。ディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成していて、ディジタル信号処理によってこのＰＦＣコンバータ１０１を制御する。すなわち、ディジタル信号処理回路１３は入力電圧検出回路１１の出力信号を入力し、後述する方法によって交流入力電源の電圧の位相を検知する。また出力電圧検出回路１２の出力信号を入力して出力電圧を検知する。さらにスイッチング素子Ｑ１を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。
　前記ディジタル信号処理回路１３の、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング制御信号に関する処理部が、この発明に係る「スイッチング制御手段」に相当する。また、前記電流検出用抵抗Ｒ１が、この発明に係る「電流検出回路」に相当する。さらに、前記ディジタル信号処理回路１３の、電流検出に関する処理部が、この発明に係る「第１の電流検出手段」及び「第２の電流検出手段」に相当する。
　ディジタル信号処理回路１３は負荷回路２０との間で通信を行うためのポートを備えていて、たとえばデータの通信または信号の入出力を行い、負荷回路（電子機器）に対してコンバータの状態等を常に送信したり、入力電圧、出力電圧、出力電流等を送信したり、負荷回路側から負荷状態等を受信してスイッチング制御に反映したりする。
　図３はディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ１０１の各種制御方式について示す図である。図３の（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）はそれぞれ交流入力電源の１周期における電流波形である。ここで、波形ＩＬは、図２に示したＰＦＣコンバータ１０１におけるインダクタＬ１に流れる電流の波形である。Ｉｐはそのピーク値（ピーク電流）の包絡線、Ｉａは平均値（平均電流）の包絡線である。但し、図示の都合上、ＰＦＣコンバータ１０１のスイッチング周波数を極端に低くした場合について、すなわちインダクタＬ１に流れる電流波形が三角波状に目に見えるような周波数で表している。
　図３（Ａ）は電流連続モード、図３（Ｂ）は電流不連続モード、図３（Ｃ）は電流臨界モードでのそれぞれの波形図である。このように図３（Ａ）に示す電流連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に流れる電流は、交流入力電源のゼロクロス付近を除いて０になることがない。また図３（Ｂ）に示した電流不連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積・放出されるごとに電流値が０になる期間が生じる。また図３（Ｃ）に示した臨界モードではインダクタＬ１への励磁エネルギーの蓄積・放出のごとに電流値が０となり、且つ電流値０の状態が連続することがない。
　図４は、電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。
　ディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０１に対する入力電流、すなわちインダクタＬ１に流れる電流の平均値、が全波整流波形に相似形となるようにスイッチング制御を行う。このようにして入力電圧と相似形の入力電流が流れることにより、高調波が抑制され、力率が改善される。
　図４において（Ａ）は商用電源周波数の半周期単位での、インダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉｉの電流波形、（Ｂ）はその一部の時間軸を拡大して表した、スイッチング周期の単位でのインダクタＬ１に流れる電流ＩＬの波形図、（Ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。
　スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎではインダクタＬ１に電流ＩＬが流れ、インダクタＬ１の両端間電圧およびインダクタＬ１のインダクタンスに応じて定まる傾きで電流ＩＬは上昇する。その後、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆで、インダクタＬ１の両端電圧とそのインダクタンスによって定まる傾きで電流ＩＬは下降する。このように電流リップルΔＩＬの幅でインダクタＬ１に流れる電流ＩＬがスイッチング周期で変動する。
　図５は、電流連続モードで平均電流制御を行うために、インダクタＬ１に流れる電流の平均値を求める方法について示す図である。
　スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（ピーク値）をＩＬｐ、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（最低値）をＩＬｂで表すと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均値（平均電流）は次の関係で表される。
　ＩＬａｖ＝（ＩＬｐ＋ＩＬｂ）／２　　…（１）
　一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流は直線的に減少するので、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミングにおけるインダクタＬ１の電流値は上記平均電流値ＩＬａｖに等しい。
　そこで、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央のタイミングでの抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングする。このサンプリング値が、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖに比例した値である。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央のタイミングでの抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングする。このサンプリング値が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖに比例した値である。
　前記スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して与えるスイッチング制御信号はディジタル信号処理回路１３が生成するものであるので、前記オン期間Ｔｏｎの中央のタイミングｔｓ１及び前記オフ期間Ｔｏｆｆの中央のタイミングｔｓ２もディジタル信号処理回路１３が把握している（管理下にある）。そのため、例えば外部からタイミング信号を入力することなく、前記のタイミングで電流検出用抵抗Ｒ１の降下電圧をサンプリングすることができる。
　次に、図２に示したディジタル信号処理回路１３による「電流増減状態検知手段」の第１の処理内容を、図６を参照して説明する。
　図６（Ａ）は電流連続モードでのインダクタ電流の波形図、図６（Ｂ）は電流不連続モードでのインダクタ電流の波形図である。
　電流連続モードであれば、既に述べたとおり図６（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ２とは等しい。従って、先ず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央タイミングｔｓ１でサンプリングすることによって第１の電流値ＩＬａｖ１を求め、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミングｔｓ２でサンプリングすることによって第２の電流値ＩＬａｖ２を求め、ＩＬａｖ１＝ＩＬａｖ２であるとき、電流連続モードであると判定する。
　なお、電流臨界モードは電流連続モードの特殊な状態であり、上記第１・第２の電流値の関係は電流連続モードの場合と同様である。以降の記述では「電流連続モード」は「電流臨界モード」を含んでいる。
　一方、電流不連続モードであれば、図６（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ２とは異なる。従って、先ず、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央タイミングｔｓ１でサンプリングすることによって第１の電流値ＩＬａｖ１を求め、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミングｔｓ２でサンプリングすることによって第２の電流値ＩＬａｖ２を求め、ＩＬａｖ１≠ＩＬａｖ２であるとき、電流不連続モードであると判定する。
　次に、図２に示したディジタル信号処理回路１３による「電流増減状態検知手段」の第２の処理内容を、図７を参照して説明する。
　図７（Ａ）は電流連続モードで且つ定常状態でのインダクタ電流の波形図、図７（Ｂ）は電流連続モードで且つ過渡状態でのインダクタ電流の波形図である。
　定常状態では、図７（Ａ）に示すように、どのスイッチング周期においても、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流と、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流とは等しい。従って、スイッチング素子Ｑ１の異なった周期におけるオン期間Ｔｏｎの中央タイミング（ｔｓ１１，ｔｓ１２，・・・）でサンプリングすることによって第１の電流値ＩＬａｖ１を複数回求め、スイッチング素子Ｑ１の異なった周期におけるオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミング（ｔｓ２１，ｔｓ２２，・・・）でサンプリングすることによって第２の電流値ＩＬａｖ２を求め、複数のタイミングでの第１の電流値と第２の電流値が等しいとき、電流不連続モードで且つ定常状態であると判定する。
　一方、例えば入力電源電圧の投入開始時など、過渡状態では、図７（Ｂ）に示すように、異なったスイッチング周期において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流同士を比較すると、変化していることになる。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流同士を比較しても、変化していることになる。
　図７（Ｂ）に示した例のように、隣接するスイッチング周期で比較すると、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流はΔＩＬ１だけ増加している。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流はΔＩＬ２だけ増加している。
　従って、スイッチング素子Ｑ１の、異なった周期におけるオン期間Ｔｏｎの中央タイミング（ｔｓ１１，ｔｓ１２，・・・）でサンプリングすることによって第１の電流値を複数回求め、これらの第１の電流値同士を比較し、変化していれば過渡状態であると判定する。または、スイッチング素子Ｑ１の、異なった周期におけるオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミング（ｔｓ２１，ｔｓ２２，・・・）でサンプリングすることによって第２の電流値を複数回求め、これらの第２の電流値同士を比較し、変化していれば過渡状態であると判定する。
　次に、図２に示したディジタル信号処理回路１３による「電流増減状態検知手段」の第３の処理内容を、図８を参照して説明する。
　図８（Ａ）は電流不連続モードで且つ定常状態でのインダクタ電流の波形図、図８（Ｂ）は電流連続モードで且つ過渡状態でのインダクタ電流の波形図である。
　電流不連続モードであれば、図８（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ２とは異なる。また、定常状態であれば、異なったスイッチング周期において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ１は一定である。同様に、異なったスイッチング周期において、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流値ＩＬａｖ２は一定である。
　従って、先ず、スイッチング素子Ｑ１の、異なった周期におけるオン期間Ｔｏｎの中央タイミング（ｔｓ１１，ｔｓ１２，・・・）でサンプリングすることによって第１の電流値を複数回求め、またはスイッチング素子Ｑ１の、異なった周期におけるオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミング（ｔｓ２１，ｔｓ２２，・・・）でサンプリングすることによって第２の電流値を複数回求め、第１の電流値同士または第２の電流値同士を比較し、変化していなければ定常状態であると判定する。そして、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔｏｎの中央タイミング（ｔｓ１１，ｔｓ１２，・・・）でサンプリングすることによって求めた第１の電流値ＩＬａｖ１と、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔｏｆｆの中央タイミング（ｔｓ２１，ｔｓ２２，・・・）でサンプリングすることによって求めた第２の電流値ＩＬａｖ２とが異なった値であるとき、電流不連続モードであると判定する。
　一方、電流連続モードで且つ電流減少方向の過渡状態であれば、図８（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流より、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流が低下する。この１周期における平均電流の変化は、図８（Ａ）に示した場合と同様に現れる。しかし、異なったスイッチング周期において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴｏｎにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流同士を比較すると、ΔＩＬ１で示すように変化している。スイッチング素子Ｑ１のオフ期間ＴｏｆｆにインダクタＬ１に流れる電流の平均電流同士で比較しても、ΔＩＬ２で示すように同様に変化している。
　従って、前述の電流連続モードと電流不連続モードの判定を行うとともに、過度状態の有無の判定を行うことによって、電流不連続モードで且つ定常状態であるのか、電流連続モードで過渡状態であるのかを判別する。
　１０１…ＰＦＣコンバータ
　１１…入力電圧検出回路
　１２…出力電圧検出回路
　１３…ディジタル信号処理回路
　２０…負荷回路
　Ｂ１…ダイオードブリッジ
　Ｃ１…平滑コンデンサ
　Ｄ１…ダイオード
　Ｑ１…スイッチング素子
　Ｒ１…電流検出用抵抗
　Ｔｏｆｆ…オフ期間
　Ｔｏｎ…オン期間
　ｔｓ１，ｔｓ２…中央タイミング
　Ｖａｃ…交流入力電源

Claims (3)

  1. 　交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の次段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御手段と、を備えたＰＦＣコンバータであって、
    　前記スイッチング素子のオン期間に前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出回路と、
    　前記スイッチング素子のオン期間の中央で、前記スイッチング素子または前記インダクタに流れる電流の検出信号をサンプリングして第１の電流値として検出する第１の電流検出手段と、
    　前記スイッチング素子のオフ期間の中央で、前記インダクタに流れる電流の検出信号をサンプリングして第２の電流値として検出する第２の電流検出手段と、
    　前記第１の電流値と前記第２の電流値とを比較して電流増減状態を検知する電流増減状態検知手段と、
    を設けたＰＦＣコンバータ。
  2. 　前記電流増減状態検知手段は、前記第１の電流値と前記第２の電流値とが等しいとき電流連続モードと見なし、前記第２の電流値が前記第１の電流値より小さいとき電流不連続モードと見なす、請求項１または２に記載のＰＦＣコンバータ。
  3. 　前記電流増減状態検知手段は、異なった周期での、前記第１の電流値同士の変化分または前記第２の電流値同士の変化分に基づいて定常状態と過渡状態の判定を行う、請求項１または２に記載のＰＦＣコンバータ。
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