WO2006046424A1

WO2006046424A1 - 無線通信装置

Info

Publication number: WO2006046424A1
Application number: PCT/JP2005/019034
Authority: WO
Inventors: Sachio Iida
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2004-10-25
Filing date: 2005-10-17
Publication date: 2006-05-04
Also published as: CN1906874B; EP1821421A1; JP2006121546A; EP1821421B1; EP1821421A4; KR20070058371A; JP4407465B2; KR101191835B1; SG132674A1; US20090232246A1; US7751487B2; CN1906874A; US20070110171A1; US8031790B2

Abstract

　マルチバンドＯＦＤＭ＿ＵＷＢ送受信機をＬｏｗ－ＩＦ構成にし、ダイレクト・コンバージョン構成の送受信機における問題点を解決する。　Ｌｏｗ－ＩＦ受信機において、ＦＦＴ後にサブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第２ローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト・コンバージョン受信機と同じＡＤ変換クロックを用いる。一方、ＦＦＴをかけないプリアンブル部分については、元のプリアンブル・パターンにあらかじめＩＦ周波数を乗算して得たシーケンスを用いることで、プリアンブル検出できるようにする。

Description

明細書

無線通信装置

技術分野

[0001] 本発明は、マルチバンド無線信号を送受信する無線通信装置に係り、特に、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を送受信処理する無線通信装置に関する。

[0002] さらに詳しくは、本発明は、広帯域での周波数切り替えを行なうマルチバンド OFD M— UWB通信方式の無線通信装置に係り、特に、低中間周波数 (Low— IF)方式で構成されるマルチバンド OFDM— UWB通信方式の無線通信装置に関する。背景技術

[0003] 有線方式による LAN配線カゝらユーザを解放するシステムとして、無線 LANが注目されている。無線 LANによれば、オフィスなどの作業空間において、有線ケーブルの大半を省略することができるので、パーソナル 'コンピュータ (PC)などの通信端末を比較的容易に移動させることができる。近年では、無線 LANシステムの高速化、低価格化に伴い、その需要が著しく増加してきている。特に最近では、人の身の回りに存在する複数の電子機器間で小規模な無線ネットワークを構築して情報通信を行なうために、パーソナル'エリア'ネットワーク（PAN)の導入が検討されている。例えば、 2. 4GHz帯や、 5GHz帯など、監督官庁の免許が不要な周波数帯域を利用して、異なった無線通信システム並びに無線通信装置が規定されている。

[0004] 無線ネットワークは、 LSIの高集積化'低消費電力化とも相俟って性能が飛躍的に向上し、世界的にも広く利用される状況となり、標準化が進められている。また、無線 LAN装置は、コンピュータ周辺機器と同じ程度に低価格ィ匕してきており、旧来のコンピュータ 'ネットワークという用途以外に、オフィスにおける周辺機器の接続や、家庭内の情報家電間におけるストリーム系高品質動画像伝送など、さまざまな局面での利用が図られている。

[0005] 無線ネットワークに関する標準的な規格として、 IEEE (The Institute of Elect rical and Electronics Engineers) 802. 11 (例えば、非特許文献 1を参照のこと）や、 HiperLANZ2 (例えば、非特許文献 2又は非特許文献 3を参照のこと）や IE EE802. 15. 3、 Bluetooth通信などを挙げることができる。 IEEE802. 11規格については、無線通信方式や使用する周波数帯域の違いなどにより、 IEEE802. 11a 規格、 IEEE802. l ib規格…などの各種無線通信方式が存在する。

[0006] また、近年では、「ウルトラワイドバンド (UWB)通信」と呼ばれる、非常に広、周波数帯域でキャリアを使用せず 1ナノ秒以下の超短パルス波に情報を載せて無線通信を行なう方式が、近距離超高速伝送を実現する無線通信システムとして注目され、その実用化が期待されている（例えば、非特許文献 4を参照のこと)。現在、 IEEE802 . 15. 3などにおいて、ウルトラワイドバンド通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。

[0007] 将来、 UWBに代表される近距離通信の WPAN (Wireless Personal Access Ne twork)はあらゆる家電品や CE (Consumer Electronics)機器に搭載されることが予想され、 100Mbps超の CE機器間の P— to— P伝送や家庭内ネットワークの実現が期待されている。ミリ波帯の利用が普及した場合には lGbps超の短距離無線も可能となり、ストレージデバイスなどを含む超高速な近距離用の DAN (DeviceArea N etwork)も実現可能となる。

[0008] ところで、室内で多数の機器が混在する作業環境下で無線ネットワークを構築した場合、複数のネットワークが重なり合って構築されていることが想定される。単一チヤネルを使用した無線ネットワークでは、通信中に他のシステムが割り込んできたり、干渉などにより通信品質が低下したりしても、事態を修復する余地はない。

[0009] このため、通信チャネルをあらかじめ複数用意しておくというマルチチャネル通信方式が採用される。通信中に他のシステムが割り込んだり、参入局数が多くなつて帯域の余裕がなくなってきたりしたことが原因で、干渉により通信品質が低下したときときに、使用する通信チャネルを選択して動作を開始することにより、ネットワーク動作を維持し、他のネットワークとの共存を実現することができる。

[0010] 例えば、 IEEE802. 15. 3の高速無線 PANシステムにおいても、マルチチャネル通信方式が採用されている。すなわち、システムで利用可能な周波数チャネルが複数用意され、無線通信デバイスは、電源投入後にすべての利用可能なチャネルにわたってスキャン動作を行なうことで、周囲にピコネット'コーディネータ（PNC)としてビーコン信号を送信して!/ヽるデバイスの有無を確認し、利用する周波数チャネルを選択する、というアルゴリズムが採用されている。

[0011] また、室内で無線ネットワークを構築した場合、受信装置では直接波と複数の反射波'遅延波の重ね合わせを受信するというマルチパス環境が形成される。マルチパスにより遅延ひずみ (又は、周波数選択性フェージング)が生じ、通信に誤りが引き起こされる。そして、遅延ひずみに起因するシンボル間干渉が生じる。

[0012] 主な遅延ひずみ対策として、マルチキャリア（多重搬送波)伝送方式を挙げることができる。マルチキャリア伝送方式では、送信データを周波数の異なる複数のキャリアに分配して伝送するので、各キャリアの帯域が狭帯域となり、周波数選択性フェージングの影響を受け難くなる。

[0013] 例えば、マルチキャリア伝送方式の 1つである OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing :直交周波数分割多重）方式では、各キャリアがシンボル区間内で相互に直交するように各キャリアの周波数が設定されている。情報伝送時には、シリアルで送られてきた情報を情報伝送レートより遅、シンボル周期毎にシリアル zパラレル変換して出力される複数のデータを各キャリアに割り当ててキャリア毎に振幅及び位相の変調を行な、、その複数キャリアにつ、て逆 FFTを行なうことで周波数軸での各キャリアの直交性を保持したまま時間軸の信号に変換して送信する。また、受信時はこの逆の操作、すなわち FFTを行なって時間軸の信号を周波数軸の信号に変換して各キャリアにつ、てそれぞれの変調方式に対応した復調を行な、、ノラレル Zシリアル変換して元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

[0014] OFDM変調方式は、例えば IEEE802. llaZgにおいて無線 LANの標準規格として採用されている。また、 IEEE802. 15. 3においても、 DSの情報信号の拡散速度を極限まで高くした DS— UWB方式や、数 100ピコ秒程度の非常に短い周期のィンノルス信号列を用いて情報信号を構成して送受信を行なうインパルス UWB方式以外に、 OFDM変調方式を採用した UWB通信方式についての標準化が進められている。 OFDM— UWB通信方式の場合、 3. 1〜4. 8GHzの周波数帯をそれぞれ 528MHz幅力もなる複数の周波数チャネル (サブバンド）を周波数ホッピング (FH )し、各周波数帯が 128ポイントからなる IFFTZFFTを用いた OFDM変調方式、すなわちマルチバンド OFDM— UWB通信方式が検討されている（例えば、非特許文献 5を参照のこと)。

[0015] 図 17には、マルチバンド OFDM— UWB通信方式において規定されている周波数割り当てを示している。同図に示すように、中心周波数をそれぞれ 3432MHz、 39 60MHz, 4488MHzとするバンド # 1〜# 3からなるグループ 1と、中心周波数をそれぞれ 5016MHz、 5544MHz, 6072MHzとするバンド # 4〜バンド # 6からなるグループ 2と、中心周波数をそれぞれ 6600MHz、 7128MHz, 7656MHzとするバンド # 7〜# 9からなるグループ 3と、中心周波数をそれぞれ 8184MHz、 8712MHz, 9240MHzとするグループ # 10〜# 12からなるグループ Dと、中心周波数をそれぞれ 9768MHz並びに 10296MHzとするバンド # 13〜 # 14からなるグループ 5とで構成される。このうち、グループ 1の 3バンドを用いることが義務ィ匕（mandatory)されているとともに、それ以外のグループや帯域は将来の拡張のために用意されている。

[0016] 図 18には、マルチバンド OFDMシステムに用いられる受信機の構成例を示している（例えば、非特許文献 6を参照のこと)。図示の受信機は、ダイレクト 'コンバージョン (Direct Conversion)構成がとられている。ダイレクト 'コンバージョン方式では、中間周波数 (IF)段を削除し、アンテナで受信した信号を低雑音増幅器 (LNA)で増幅し、続いてミキサによりローカル周波数と乗算することによりベースバンド信号に直接周波数変換を行なう。図示の例では、 RF信号の中心周波数と同一周波数のロー力ル (LO)信号 cos (2 π f )及び sin (2 π f )が I軸及び Q軸の各受信信号の周波数変換に用いられている。周波数変換した後は、ローパス'フィルタ (LPF)により低域を取り出し、 VGA (Variable Gain Amplifier)により増幅し、 AD変換してさらに FFT により時間軸の信号を周波数軸の信号に変換し各キャリアについて復調を行ない、元のシリアル信号で送られた情報を再生する。

[0017] 図 18に示すようなダイレクト 'コンバージョン受信機では、例えば図 17に示すダループ 1の帯域を使用する場合には、 RF信号の中心周波数と同一周波数である 3432 MHz, 3960MHz, 4488MHzの 3つの周波数がローカル信号として必要になる。

[0018] ここで、ダイレクト 'コンバージョン方式を採用することにより、 IFフィルタを用いないため受信機の広帯域ィ匕が容易となり、受信機の構成の柔軟性が増す。しかしながら、ダイレクト 'コンバージョン方式においては、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシング (LOself mixing)により直流成分すなわち D Cオフセット (DC offset)が発生するという問題が指摘されている（例えば、非特許文献 7を参照のこと)。

[0019] ローカル信号の自己ミキシングは、図 19に示すように、受信機本体からアンテナに向かって漏れ出したローカル信号の一部がアンテナで反射して再び受信機に戻り、ミキサにおいてローカル信号自身と乗算されることによって生じる。あるいは、ロー力ル信号の一部がアンテナを通じて外部に放出された後、その反射波がアンテナで受信されてローカル信号とミキシングされることもある。

[0020] 例えば、図 19のローカル信号の振幅が 0. 5V、低雑音アンプ（LNA)とミキサの合計利得が 30dB、ローカル信号の漏れがアンテナで反射して図中の A点に戻るまでに 70dB減衰していると仮定して、ミキサの出力の DCオフセットを求めると、 2. 5m Vになる。一方、希望波の信号レベルは最小で 74dBm程度であるから、ミキサの出力では—44dBm= l. 4mVrmsである。このように DCオフセットは希望波の信号レベルよりも大きくなることが判る。

[0021] 下式には、 DCオフセットが生じる過程を記述して!/、る。 cos ( ω t)はローカル信号、 aと φはミキサに戻った反射波の振幅と位相を表している。同式の右辺の第 1項が D Cオフセットであり、第 2項及び第 3項は 2倍の周波数成分である。 DCオフセットは反射波の振幅と位相によって変化することが理解できょう。

[0022] [数 1]

a ' c。s(6 - I + φ)· c。s、<y - t) = - - a - (c。s ( + c。s ( · c。s(2 · ω - ,) - sin ( - sin(2 · - ,》

[0023] マルチバンド OFDMシステムでは周波数ホッピング（FH)を行なうので、ローカル信号の周波数は周波数ホッピングの度に変化している。アンテナの反射係数も周波数によって異なるので、自己ミキシングによって生じる DCオフセットも周波数ホッピングに伴って変化してしまう。周波数ホッピングの頻度は OFDMシンボルレートと同じ 3 . 2MHzなので、 DCオフセットは図 20に示すように 1Z3. 2MHz = 312. 5ナノ秒の周期でステップ状に変化することになる。

[0024] DCオフセットを除去するには、一般に、ミキサの出力にキャパシタを直列に挿入する方法が行なわれる。この場合、図 21に示すように、キャパシタ Cと回路インピーダンス Rによって 1次のハイノス'フィルタ (HPF)を構成し、周波数応答の遮断周波数は 1/ (2 π CR)、ステップ応答の収束時間は 2 π CRになる。

[0025] マルチバンド OFDMシステムのサブキャリア周波数は 4. 125MHzであるので、ダィレクト.コンバージョン受信機では 4. 125MHzまでは通過させたいが、 DCオフセットのステップ応答の収束時間は OFDMシンボルレートの 1Z10程度（およそ 30ナノ秒）に抑えたい。しかし、遮断周波数を 4. 125MHzにすると、ステップ応答が収束する時間は図 22に示すように 242ナノ秒（ = 1Z4. 125MHz)と大きくなり、 OFDMシンボル内の大部分の時間がステップ応答を伴ってしまうという厄介な問題がある。

[0026] ところで、周波数切り替えには一般に PLL (Phase Lock Loop)により同一の発振周波数を遁倍することが考えられる。しかしながら、マルチバンド OFDM— UWB システムにお、ては、図 17に示したようにチャネルの切り替え幅が大き、という問題があり、単一の PLLではこのような広帯域での周波数切り替えを行なうことができない。また、複数の発振器を備え、それぞれの周波数帯域を生成するようにすれば、高精度のマルチバンド'ジェネレータを構成することができる力回路の面積や消費電力、発振器毎の周波数の位相差などの点で問題となる。

[0027] そこで、発振器力も出力される単一周波数に分周を繰り返し、各分周出力をミキシングする（すなわち、周波数の和又は差のいずれかを出力する）ことにより、マルチバンド ·ジエネレーションを行なう方法がとられる。

[0028] 図 23には、マルチバンド OFDMシステムにおいて、図 18に示したダイレクト'コンバージョン受信機で用いられる周波数ホッピング (FH)のための周波数合成ブロック (但し、グループ 1の 3バンド'モードとする）の従来例を図解している（例えば、非特許文献 6を参照のこと)。各バンドの中心周波数は、図示の通り、単一の発振器 (例えば、 TCXO (温度補償型水晶発振器) )カゝら得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて混合 (周波数加減算)することができる。

[0029] 同図に示す例では、発振器から出力される発振周波数を PLL (Phase Lock Lo op)により遁倍して得られる周波数 4224MHzを基準周波数とする。まず、 4分周により 1056MHzの周波数が取り出され、続、て 2分周により 528MHzの周波数が取り出され、これからサンプル 'クロックに使用される。さらに 2分周することにより、 528M Hzから、周波数ホッピングする中心周波数のバンド間隔である 264MHzが取り出される。

[0030] 次いで、 SSB (Single Side Band)と記載されている各ミキサでは、上述のようにして得られた各周波数信号にっ、ての周波数加減算すなわちミキシングを行なう。この場合、 528MHzと 264MHzの周波数力卩算を行なうことにより、さらに 794MHzの周波数を得る。そして、選択器（Select)により 264MHz又は 794MHzの一方が選択される。後段の SSBでは、その選択出力された 264MHz又は 794MHzいずれかの周波数信号と元の 4224MHzの周波数信号との周波数加減算を行なうことにより、 4通りの周波数を得ることができる。

[0031] 但し、グループ 1としては、このうち 3432MHz、 3960MHz, 4488MHzの 3通りのみを使用する。すなわち、 4224MHzから 792MHzを周波数減算して 3422MHzを生成し、 4224MHzから 264MHzを周波数減算して 3960MHzを生成し、 4224M Hzに 264MHzを周波数カ卩算して 4488MHzを生成する。

[0032] 図 23中で SSBと記載されているデバイスは周波数の加算又は減算すなわちミキシングを行なうデバイスであり、例えばイメージ'リジェクシヨン'ミキサが挙げられる。ィメージ'リジェクシヨン'ミキサは、それぞれ位相の直交した 2つの複素信号対をアナログ乗算することにより片側波帯の信号を得ることができる。すなわち、図 24に示すように、それぞれの周波数信号 f及び f において互いに直交成分を用意し、 3角関数の加

1 2

法定理を用いて周波数の加算、減算を行なうことで周波数合成することができる。ここで、 f =4224MHzであり、 f = 264MHz又は 794MHzである。

1 2

[0033] し力しながら、図 24に示したような従来の周波数合成ブロックにおいては、以下のような問題点がある。

[0034] (l) SSBミキサが 2個必要で、回路構成が複雑となり、消費電力が大きい。 [0035] (2) 264MHzは矩形波なので、 3次高調波によって最大で lOdBc程度のスプリアスがグループ 1内に生じてしまう。

[0036] 具体的には、 792MHzを生成するための前段の SSBには、 528MHzと 264MHz の他に、 264MHzの 3次高調波である 792HMzが入力され、出力として所望周波数である 792MHzの他に、 264MHzが生成され、グループ 1内でのスプリアスの原因になる。

[0037] (3) 264MHzは矩形波なので、 5次高調波によって最大で 14dBc程度のスプリアスがグループ 1内に生じてしまう。

[0038] 非特許文献 1 international Standard ISO/IEC 8802— 11： 1999 (E) ANSI /lEEEStd 802. 11, 1999 Edition, Parti 1 : Wireless LAN Medium Acce ss Control (MAC) and PhysicalLayer (PHY) Specifications

非特許文献 2 :ETSI Standard ETSI TS 101 761 - 1 VI. 3. 1 Broadband Ra dio AccessNetworks (BRAN)； HIPERLAN Type 2 ; Data Link Control (D LC) Layer； Parti： Basic DataTransport Functions

非特許文献 3 :ETSI TS 101 761 - 2 VI. 3. 1 Broadband Radio Access Net works (BRAN)； HIPERLAN Type 2 ; Data Link Control (DLC) Layer; Par t2 : Radio Link Control (RLC) sublayer

非特許文献 4:日経エレクトロニクス 2002年 3月 11日号「産声を上げる無線の革命児 Ultra WidebandJ P. 55— 66

非特許文献 5 :IEEE802. 15. 3a TI Document< URL :http : //grouper, ie ee. org/groups/802/15/pub/2003/May03 ファイル名： 03142r2P80 2- 15_TI - CFP - Document. doc>

非特許文献 6 :Anuj Batra, "03267rlP802— 15— TG3a— Multi— band— OF DM - CFP - Presentation, ppt", pp. 17, July 2003.

非特許文献 7 :Asad A. Abidi著" Direct— Conversion Radio Transceivers for DigitalCommunications" (IEEE J. Solid— State Circuits, vol. 30, no. 12, pp. 1399- 1410, 1995

発明の開示発明が解決しょうとする課題

[0039] 本発明の目的は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を好適に送受信処理することができる、優れた無線通信装置を提供することにめる。

課題を解決するための手段

[0040] 本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第 1の側面は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて受信処理する無線通信装置であって、

高周波の受信信号を低中間周波数信号に変換する周波数変換手段と、低中間周波数信号を所定のサンプリング周波数を以つてデジタル信号に変換する AD変換手段と、

AD変換した後の時間軸上の OFDM信号に対してスペクトル解析を高速に行なうための変換を施して周波数軸上のサブキャリアに変換する OFDM復調手段を備え、前記 OFDM復調手段は、 AD変換時におけるサンプリング周波数に応じて生じる周波数重畳のために入れ替わったサブキャリアの順番を、前記のスペクトル解析を高速に行なうための変換を施した後に並べ替えることを特徴とする無線通信装置である。ここで言う、 OFDM信号のスペクトル解析を高速に行なう変換として、高速フーリエ変換 (FFT)や、ウェーブレット変換、ハートレー変換を挙げることができる。

[0041] 所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を受信する受信機として、従来はダイレクト 'コンバージョン方式が採用されてきた。ところ力ダイレクト 'コンバージョン方式においては、受信周波数とローカル周波数が等しくなるため、ローカル信号の自己ミキシングにより DCオフセットが発生するという問題がある。また、マルチバンド OFDMシステムでは周波数ホッピングを行なうので、ローカル信号の周波数は周波数ホッピングの度に変化して、る。アンテナの反射係数も周波数によって異なるので、自己ミキシングによって生じる DCオフセットも周波数ホッビングに伴って変化してしまう。

[0042] ダイレクト 'コンバージョン受信機の DCオフセット問題を解決する手段として Low— IF方式の受信機が知られて、る。 Low— IF方式では受信信号を一度 IF周波数に変換するので、ローカル信号の自己ミキシングによる DCオフセットが生じても、周波数が離れているため、容易に分離することが可能である。し力しながら、 Low— IF構成の受信機では、ダイレクト 'コンバージョン受信機では不要だったヒルベルト 'バンドパス 'フィルタや第 2のローカル信号が必要となる、 IF信号をサンプリングするために A Dコンバータのサンプリング ·クロックも高速になる、という新たな課題が生じる。

[0043] これに対し、本発明に係る無線通信装置によれば、周波数ホッピングするマルチバンド OFDM信号を受信する際に、 FFTなどの OFDM信号のスペクトル解析を高速に行なう変換を行なった後にサブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第 2 ローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト 'コンバージョン受信機と同じ AD変換クロックを用いることができる。

[0044] ここで、前記周波数変換手段は、受信信号をローカル信号と混合して低中間周波数信号を生成するが、具体的には、周波数ホッピングするバンド間隔の半分だけ受信周波数力離れたローカル周波数を持つローカル信号を受信信号と混合することにより、前記バンド間隔の半分となる低中間周波数力なる低中間周波数信号を生成する。

[0045] また、前記 AD変換手段は、前記低中間周波数の 2倍となるサンプリング周波数を以つてアナログ信号のサンプリングを行なうが、言い換えれば、周波数ホッピングするバンド間隔に相当するサンプリング周波数を以つてアナログ信号をサンプリングする

[0046] また、本発明に係る無線通信装置は、前記周波数変換手段により周波数変換された低中間周波数信号中の不要波を除去する中間周波数フィルタをさらに備えて、る。 Low— IF方式においては、中間周波数フィルタは、一般に、 2つの等しい実フィルタの間をジャィレータで結合してなるヒルベルト 'バンドパス'フィルタにより構成される。本発明では、 2つの等しい実フィルタの間をジャィレータで結合する方法でヒルべルト BPFを構成する際に、実フィルタのラダー型プロトタイプ LPFの素子値を整数比にすることで中心周波数と帯域を同時に制御できるようになり、ヒルベルト BPFの実現性を容易にすることができる。

[0047] また、受信フレームの先頭には、通常、既知シーケンス力もなるプリアンブルが含まれている。このプリアンブル 'シーケンスは FFTを行なわずに時間領域で相関を検出することを前提に作られている。言い換えれば、フレームのデータ部分とは相違し、 F FTによる並べ替えの操作が行なわれないので、受信したプリアンブル 'シーケンスと既知プリアンブル ·シーケンスの相関検出を行なえなくなる。そこで、本発明では、該既知のプリアンブル ·シーケンスに前記低中間周波数を乗算して得られたシーケンスを用いて受信信号との相関を取ることにより、プリアンブルを検出することが可能となる。

[0048] また、本発明の第 2の側面は、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて送信処理する無線通信装置であって、

周波数軸上の各サブキャリアをベースバンドのままスペクトル解析の逆変換を行ない時間軸上の OFDM信号に変換する OFDM変調手段と、

前記のスペクトル解析の逆変換を行なった後の送信信号に低中間周波数を乗算して OFDM変調された低中間周波数信号を生成する低中間周波数乗算手段と、低中間周波数信号を所定のサンプリング周波数を以つてアナログ信号に変換する DA変換手段と、

低中間周波数信号を高周波の送信信号に変換する周波数変換手段と、を具備することを特徴とする無線通信装置である。ここで言うスペクトル解析の逆変換として、高速フーリエ逆変換 (IFFT)や、ウェーブレット逆変換、ハートレー逆変換を挙げることができる。

[0049] 本発明に係る Low— IF構成マルチバンド OFDM送信機によれば、送信 IF信号の生成は DA変換前に IF周波数と OFDM信号を複素乗算することで行なう。そして、送信信号を IFFTなどのスペクトル解析の逆変換を行なう前にサブキャリア電カレべル補償手段により DAコンバータのアパーチャ効果を補正することで、平坦な周波数スペクトラムを得られるので、ダイレクト 'コンバージョン方式受信機の場合と同じ DA 変換クロックを用いることができる。

[0050] また、別の補正方法として、 IFFTした後に複素 FIRフィルタを用いて DAコンバータのアパーチャ効果による周波数特性を補正し、平坦な周波数スペクトラムを得られるので、補間と周波数特性の補正を同時に行なうことができる。

発明の効果

[0051] 本発明によれば、所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を好適に送受信処理することができる、優れた無線通信装置を提供することがでさる。

[0052] また、本発明によれば、マルチバンド OFDM— UWB送受信機を低中間周波数 (L ow— IF)構成にすることで、ダイレクト 'コンバージョン構成の送受信機における DC オフセットの問題点を解決し、さらにはローカル周波数の生成を容易にすることができる。

[0053] また、本発明によれば、ダイレクト 'コンバージョン受信機では不要だったヒルベルト

'バンドパス'フィルタや第 2のローカル信号が必要となる、 IF信号をサンプリングするために ADコンバータのサンプリング 'クロックも高速になる、といった Low— IF受信機の課題を解決し、マルチバンド OFDMシステムに Low— IF方式を適用することができる。

[0054] 本発明によれば、 Low— IF受信機において、 FFT後にサブキャリアを回転させる並び替えを行なうことで、第 2のローカル信号による周波数変換を不要にするとともに、ダイレクト 'コンバージョン受信機と同じ AD変換クロックを用いることができる。また、 FFTをかけないプリアンブル部分については、元のプリアンブル 'パターンにあらかじめ IF周波数を乗算して得たシーケンスを用いるので、プリアンブルを検出することができる。

[0055] また、 Low-IF構成受信機において周波数変換の際に生じるイメージを除去するためにヒルベルト BPFを用いる力本発明によれば、 2つの等しい実フィルタの間をジャィレータで結合する方法でヒルベルト BPFを構成する際に、実フィルタのラダー型プロトタイプ LPFの素子値を整数比にすることで中心周波数の制御を容易にし、ヒルベルト BPFの実現性を容易にすることができる。

[0056] また、本発明によれば、周波数乗算するミキサの出力に直列にキャパシタを挿入して DCオフセットを除去する際に、ハイパス'フィルタの遮断周波数を 33MHz程度に設定することで、ステップ応答時間を OFDMシンボル時間の 1Z10程度に抑えることがでさる。

[0057] また、本発明に係る Low— IF構成マルチバンド OFDM送信機によれば、送信 IF 信号の生成は DA変換前に IF周波数と OFDM信号を複素乗算することで行なう。そして、 IFFT前に DAコンバータのアパーチャ効果を補正することで、ダイレクト'コンバージョン方式受信機の場合と同じ DA変換クロックを用いることができる。

[0058] また、本発明によれば、マルチバンド OFDM— UWB送受信機を Low— IF構成にすることにより、ローカル周波数の生成が容易になり、スプリアスを低減することができる。

[0059] 本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。

図面の簡単な説明

[0060] [図 1]図 1は、本発明の一実施形態に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UW B送受信機の構成を示した図である。

[図 2]図 2は、 Low— IF送受信機のうち受信機部分のみを抽出して描いた図である。

[図 3]図 3は、 OFDM受信信号の AD変換により周波数重畳 (frequency folding) が生じる現象を説明するための図である。

[図 4]図 4は、本来のプリアンプノレ ·シーケンスと検出した!/ヽプリアンプノレ ·シーケンスの関係を示した図である。

[図 5]図 5は、プロトタイプ LPFの回路図を示した図である。

[図 6]図 6は、ヒルベルト BPFの回路図を示した図である。

[図 7]図 7は、ヒルベルト BPFの周波数特性を示した図である。

[図 8]図 8は、本発明の一実施形態に係る Low— IF方式のマルチバンド OFDM— U WB送信機の構成を示した図である。

[図 9]図 9は、 Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、周波数特性の劣化を補正しない場合の送信 IF信号のスペクトラムを示した図である。

[図 10]図 10は、 2倍インターポレータの構成例を示した図である。

[図 11]図 11は、複素 FIRフィルタの構成例を示した図である。

[図 12]図 12は、図 11に示した複素 FIRフィルタの複素タップ係数を示した図である。 [図 13]図 13は、本発明に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、周波数補正を行ない、さらに周波数重畳成分を除去したときの送信 IF信号のスペクトラムを示した図である。

[図 14]図 14は、本実施形態に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、図 17に示すグループ 1の帯域を使用する場合のローカル信号を示した図である。

[図 15]図 15は、図 14に示した周波数構成で適用される、周波数ホッピング (FH)のための周波数合成ブロックを示した図である。

[図 16]図 16は、図 14に示した周波数構成における、 528MHzの高調波に起因するスプリアスを示した図である。

[図 17]図 17は、マルチバンド OFDM— UWB通信方式にお!、て規定されて!、る周波数割り当て例を示した図である。

[図 18]図 18は、マルチバンド OFDMシステムに用いられるダイレクト 'コンバージョン方式受信機の構成例を示した図である。

[図 19]図 19は、ローカル信号の自己ミキシングを説明するための図である。

[図 20]図 20は、自己ミキシングによって生じる DCオフセットを説明するための図である。

[図 21]図 21は、 1次のハイパス'フィルタの構成例を示した図である。

[図 22]図 22は、ダイレクト 'コンバージョン受信機にぉ、てハイパス ·フィルタの遮断周波数を 4. 125MHzとしたときの DCオフセットのステップ応答の収束時間を説明するための図である。

[図 23]図 23は、マルチバンド OFDMシステムにおいて、図 18に示したダイレクト'コンバージョン受信機で用いられる周波数ホッピング (FH)のための周波数合成ブロック（但し、グループ 1の 3バンド'モードとする）の従来例を示した図である。

[図 24]図 24は、イメージ'リジェクシヨン'ミキサの動作を説明するための図である。

[図 25]図 25は、 Low— IF受信機の一般的な構成例を示した図である。

発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。 [0062] ダイレクト 'コンバージョン受信機の DCオフセット問題を解決する手段として Low— IF方式の受信機が知られている。 Low— IF方式に関しては、例え «J. Crols及び M . Steyaert共着" Low— IFTopologies ior Hign― Performance Analog Front Ends of Fully Integrated Receivers" (lEEETrans. Circuits Syst. II, vol. 45 , pp. 269- 282, Mar. 1998)【こ記載されて!ヽる。

[0063] 図 25には、 Low— IF受信機の一般的な構成を示している。図示の Low— IF受信機では、受信周波数とは異なる第 1の複素ローカル信号周波数 cos (2f t)及び sin

LOl

(2f t)を用いて、受信信号を中間周波数 (IF)信号に周波数変換する。周波数変

LOl

換の際にローカル周波数 LOlの両側にある希望信号とイメージ信号が IFに現れる 1S IFフィルタとしてヒルベルト（Hilbert)バンドパス ·フィルタ（BPF)を用いることでィメージ信号を除去している。その後、 IF信号を増幅し、さらに AD変換した後に、デジタル処理で第 2のローカル信号による周波数変換を行なってベースバンド信号に変換する。

[0064] このように、 Low— IF方式では受信信号を一度 IF周波数に変換するので、ロー力ル信号の自己ミキシングによる DCオフセットが生じても、周波数が離れているため、容易に分離することが可能である。すなわち、 DC付近に希望信号が存在しないので、 DCオフセットが希望信号に干渉しない。また、 Low— IF方式ではローカル信号周波数と受信周波数が異なることから、ローカル信号の生成が容易になる可能性もある 1S この点の詳細については後述に譲る。

[0065] 一方、 Low— IF構成の受信機では、ダイレクト 'コンバージョン受信機では不要だつたヒルベルト ·バンドパス ·フィルタや第 2のローカル信号が必要となる、 t\、う新たな課題が生じる。

[0066] また、 DCオフセット及びイメージ周波数信号をそのまま AD変換して除去するには、 DCオフセット及びイメージ周波数信号を希望信号とともに同時に AD変換する必要がある。この場合、 IF信号をサンプリングするために ADコンバータのサンプリング'クロックも高速にしなければならなくなるという課題がある。

[0067] 本発明では、 Low— IF構成の受信機におけるこれらの課題を解決し、マルチバンド OFDMシステムに対して Low— IF方式を好適に適用するものである。 [0068] ここで言う Low— IF (低中間周波数）とは、周波数ホッピングにおけるバンド間隔の半分に相当する低ヽ中間周波数 (IF)を用 V、ることを意味する。図 17に示したマルチバンド OFDM— UWBシステムでは、バンド間隔（すなわちホッピング周波数）の半分である 264MHzを IF周波数とする。

[0069] 図 1には、本発明の一実施形態に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB 送受信機の構成を示している。図中の上側が受信機に相当するとともに、下側が送信機に相当し、アンテナ 'スィッチを介して単一のアンテナを共用する構成となっている。

[0070] また、図 2には、 Low— IF送受信機のうち受信機部分のみを抽出して描いている。

以下、同図を参照しながら、本発明に係る Low— IF受信機について詳解する。

[0071] ローカル信号 f は、受信信号の中心周波数の 264MHzだけ上とし、 IF周波数は

LOl

264MHzとする。マルチバンド OFDMシステムのサブキャリア周波数（4. 125M Hz)と FFTサイズ ( 128)の積は 528MHzであるので、ベースバンド帯域は士 264M Hzである。

[0072] 周波数重畳（Frequency folding) (若しくは ADコンバータのエリアシング）が生じないようにするためには、 AD変換のサンプリング周波数は信号周波数の 2倍が必要である。ダイレクト 'コンバージョン受信機ならばサンプリング周波数は 528MHzである。これに対し、 IF周波数を— 264MHzとした Low— IF受信機では、 528MHz力ら 0MHzが信号周波数範囲なのでサンプリング周波数は 1056MHzが必要になるという課題がある。本実施形態では、この第 1の課題を解決するため、敢えてその半分の 528MHz (すなわち周波数ホッピングにおける中心周波数のバンド間隔）で AD変換して、周波数重畳を積極的に利用することにした。

[0073] 図 3 (a)には、サンプリング周波数と周波数重畳の起こる様子を示して、る。図 3 (b) には、 AD変換前の OFDM信号とサンプリング周波数の関係を示している。また、図 3 (c)には、 AD変換後の OFDM信号とサンプリング周波数の関係を示している。 OF DM信号を AD変換した後には、周波数重畳によってサブキャリアの順番が入れ替わるものの、必要な信号はすべて AD変換されるということ力図 3 (c)から理解できょう [0074] OFDM変調方式では、 FFTによって時間信号を周波数領域に変換して受信するので、サブキャリアの並び替えは FFTした後に容易に行なうことが可能である。また、本来 FFTは並び替え操作を行なうものであるから、特別に処理が増えるものではない (例えば、安居院猛及び中嶋正之共著「FFTの使い方」（pp. 76,産報出版， 198 1)を参照のこと)。また、サブキャリアの並び替えは周波数変換を行なうことと等価である。したがって、本実施形態では、図 25に示した従来の Low— IF受信機とは相違し、第 2のローカル信号による周波数変換が不要になる。

[0075] ここまでで、本実施形態に係る Low— IF構成受信機によれば、マルチバンド OFD M信号の復調を問題なく行なえることを示した。他方、マルチバンド OFDMシステムでは、パケット同期のためにプリアンブル（preamble)シーケンスを用いている。このプリアンブル 'シーケンスは FFTを行なわずに時間領域で相関を検出することを前提に作られている。言い換えれば、フレームのデータ部分とは相違し、 FFTによる並べ替えの操作が行なわれない。このため、受信したプリアンブル 'シーケンスと既知プリアンブル 'シーケンスの相関検出を行なえなくなる。そこで、本実施形態では、元のプリアンブル 'パターンにあら力じめ IF周波数を乗算して得たシーケンスを用いて受信信号との相関を取るというプリアンブルの検出方法を行なうようにした。

[0076] プリアンブルは実数信号なので、 IF周波数 exp (-j264MHz)の余弦波成分である cos (— 264MHz)を 528MHzでサンプリングした + 1と— 1の繰り返しが本来のプリアンブル ·シーケンスに乗算されることになる。したがって、検出したいプリアンブル' シーケンスに + 1と 1の繰り返しを乗算したシーケンスと、受信信号との相関をとることで同期を獲得する。

[0077] 図 4には、本来のプリアンブル 'シーケンスと検出したいプリアンブル 'シーケンスの関係を示している。図中のパターン 1が本来のプリアンブル 'シーケンスであり、パターン 1 (— 264MHz)が + 1と一 1の繰り返しを乗算して得られた検出した、シーケンスである。

[0078] Low— IF構成のマルチバンド OFDM受信機では、周波数変換の際に生じる受信信号のイメージ成分を除去するために、ダイレクト 'コンバージョン方式では不要だつたヒルベルト 'バンドパス'フィルタが必要となる（前述）。中心周波数が 264MHzで帯域が 528MHzのヒルベルト BPF (複素フィルタとも呼ばれる）を実現するには、 2つの等、実フィルタの間をジャィレータで結合する方法が知られて、る（例えば、 J. O . Voorman著 TheGyrator as a Monolitnic Circuit in Electronic Systems (Ph. D. thesis, pp— 83— 103, Universityof Nijmengen, 1977)を参照のこと

) o

[0079] 図 5にはプロトタイプ LPF、図 6にはヒルベルト BPFの回路図をそれぞれ示している。ここで、中心周波数の制御が最も懸念される課題である。図 6において、 2つの等しい実フィルタの間を結合しているジャィレータは 5個で、それらのトランス'コンダクタンス G Cは下式で示す値になる。

m n

[0080] [数 2]

G_m C_n = Ref_n x G_m x oj。Z oJ_c

[0081] ここで、 ω は中心周波数、 ω は帯域の半分、 Ref はプロトタイプ LPFの素子値、 G

0 C n

は ω を決めるトランス'コンダクタンス、 G Cは ωを決めるトランス'コンダクタンスで m C m n 0

ある。一般に、トランス'コンダクタンスはトランジスタのサイズと電流に比例する。したがって、 G Cと Gの比が整数比になるように ω と ω と Ref の関係を選ぶことで、トラ m n m 0 C n

ンジスタのサイズと電流を整数比にすることができるので、ヒルベルト BPFを集積回路として作り易くなり、中心周波数と帯域を同時に制御できるようになる。本実施形態では、 ω と ω の絶対値が等しいので、 Ref が簡単な整数比になるようにプロトタイプ ·

0 C n

フィルタを設計している。

[0082] 図 7には、本実施形態に係るヒルベルト BPFの周波数特性を示している。中心周波数と遮断周波数をそろえることで、中心周波数と帯域を同時に制御することができる

[0083] マルチバンド OFDM— UWBシステムでは、 ±64の合計 128個のサブキャリアを持つ。このうち ± 56番目のサブキャリアまでがデータ伝送に用いられるので、ベースバンド周波数では 4. 125MHz X ± 56= ± 231MHzまでが重要になる。 IF周波数を - 264MHzとしており（前述）、 IF周波数では― 264± 231MHz ( =—495MHz〜

— 33MHz)が信号帯域として重要な範囲である。 DCオフセットを除去するためにミキサからの出力に直列にキャパシタを挿入した場合、 HPFの遮断周波数は 33MHz 程度に設定することが可能になり、このときのステップ応答時間は 30ナノ秒程度なので、 OFDMシンボル時間の 1Z10程度（およそ 30ナノ秒）に抑えたいという課題を達成することができる。

[0084] 図 8には、本発明の一実施形態に係る Low— IF方式のマルチバンド OFDM— U

WB送信機の構成を示して!/、る。

[0085] Low— IF構成とするためには、 OFDM変調の IF信号を生成する必要がある。図示のように、 IFFTはダイレクト 'コンバージョンの場合と同様にベースバンド信号のままで行ない、 DA変換を行なう前に IF周波数 exp (— j264MHz)と複素乗算すれば、 L ow— IF構成を容易に実現することができる。

[0086] ダイレクト 'コンバージョン送信機によるマルチバンド OFDMシステムでは、周波数重畳の除去を容易にするために、 1056Mspsで DA変換を行なう。これに対し、 Low

— IF構成では、 IF周波数帯域が— 528MHzから 0MHzなので、 2112Mspsの DA 変換が必要になるという課題がある。この課題を解決するために、本実施形態では、ダイレクト ·コンバージョン送信機と同じ 1056Mspsで D A変換して、周波数特性の劣化を補正することにしている。

[0087] 図 9には、 Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、周波数特性の劣化を補正しな、場合の送信 IF信号のスペクトラムを示して、る。 DA変^^のアパーチャ効果によってスペクトラムは sine特性を持つ。このため、 528MHzから 0MHzの IF周波数帯域では、平坦ではなく約 4dBの傾きを持っている。また、周波数重畳によって— 1584MHz〜一 1056MHzと 528MHZ〜1056MHzの各帯域に比較的大きな振幅の成分がある。

[0088] 周波数特性に関しては、図 8中のサブキャリア電力レベル補償部（sub— carrier p ower level compensator)力 FFTの前でサブキャリア毎に振幅を変えることで、約 4dBの傾きを平坦に戻すように容易に補正することが可能である。また、別の補正方法として、図 8中の 2倍インターポレータ（X 2 interporatot)を複素 FIRフィルタに変更することで、補間と周波数特性の補正を同時に行なうことができる。

[0089] 2倍インターポレータは図 10に示すように FIRフィルタで構成されている力これを図 11に示すような複素 FIRフィルタに変更する。図 12には、複素 FIRフィルタの複素タップ係数を示して、る。

[0090] また、周波数重畳成分は、 3次のヒルベルト BPFを用いて除去することができる。図 13には、本実施形態に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、周波数補正を行ない、さらに周波数重畳成分を除去したときの送信 IF信号のスペクトラムを示している。同図力もも判るように、 IFFTする前に DAコンバータのァパーチヤ効果による周波数特性の補正を行なうことにより、平坦な周波数スペクトラムを得ることができる。

[0091] 図 14には、本実施形態に係る Low— IF方式マルチバンド OFDM— UWB送信機において、図 17に示すグループ 1の帯域を使用する場合のローカル信号を示している。図示のように、ローカル信号 f は、各バンドの中心周波数の 264MHzだけ上と

LOl

なる。図 15には、このような周波数構成で適用される、周波数ホッピング (FH)のための周波数合成ブロックを示している。図示の通り、単一の発振器 (例えば、 TCXO (温度補償方水晶発振器) )カゝら得られる基準周波数を分周並びにミキサを用いて合成 ( 周波数加減算)することができる。そして、図 23と比較して判るように、分周器と SSB ミキサの個数が少なぐローカル周波数の生成が容易になる。

[0092] また、図 16には、この場合に 528MHzの高調波に起因するスプリアスを示している。同図力判るように、グループ 1内にはスプリアスが発生しないので、 RFバンドパス •フィルタを用いてスプリアス成分を容易に除去することができる。

産業上の利用可能性

[0093] 以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明につ、て詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しなヽ範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。

Claims

請求の範囲

[1] 所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて受信処理する無線通信装置であって、

AD変換した後の時間軸上の OFDM信号に対してスペクトル解析を高速に行なうための変換を施して周波数軸上のサブキャリアに変換する OFDM復調手段とを備え前記 OFDM復調手段は、 AD変換時におけるサンプリング周波数に応じて生じる周波数重畳のために入れ替わったサブキャリアの順番を前記のスペクトル解析を高速に行なうための変換を施した後に並べ替える、

ことを特徴とする無線通信装置。

[2] 前記の OFDM信号に対してスペクトル解析を高速に行なうための変換は、高速フ一リエ変換 (FFT)、ウェーブレット変換、又はハートレー変換のいずれかである、ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[3] 前記周波数変換手段は、受信信号をローカル信号と混合して低中間周波数信号を生成する、

ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[4] 前記周波数変換手段は、周波数ホッピングするバンド間隔の半分だけ受信周波数カゝら離れたローカル周波数を持つローカル信号を受信信号と混合し、前記バンド間隔の半分となる低中間周波数力なる低中間周波数信号を生成する、

ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[5] 前記 AD変換手段は、前記低中間周波数の 2倍となるサンプリング周波数を以つてアナログ信号をサンプリングする、

ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[6] 前記 AD変換手段は、周波数ホッピングするバンド間隔に相当するサンプリング周波数を以つてアナログ信号をサンプリングする、ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[7] 前記周波数変換手段により周波数変換された低中間周波数信号中の不要波を除去する中間周波数フィルタをさらに備える、

ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[8] 前記中間周波数フィルタは、 2つの等しい実フィルタの間をジャィレータで結合してなるヒルベルト ·バンドパス ·フィルタにより構成される、

ことを特徴とする請求項 7に記載の無線通信装置。

[9] 実フィルタのラダー型ローパス'フィルタの設計周波数と前記ヒルベルト 'バンドパス

•フィルタの中心周波数の絶対値を等しぐ且つラダー型プロトタイプ.フィルタの素子値を整数比にする、

ことを特徴とする請求項 8に記載の無線通信装置。

[10] 受信フレームの先頭には既知シーケンスからなるプリアンブルが含まれており、該既知のプリアンブル ·シーケンスに前記低中間周波数を乗算して得られたシーケンスを用いて受信信号中のプリアンブルを検出するプリアンブル検出手段をさらに備える、

ことを特徴とする請求項 1に記載の無線通信装置。

[11] 所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて受信処理する無線通信装置であって、

周波数ホッピングするバンド間隔の半分だけ受信周波数から離れたローカル周波数を持つローカル信号を受信信号と混合し、前記バンド間隔の半分となる低中間周波数力なる低中間周波数信号を生成して受信処理する、

ことを特徴とする無線通信装置。

[12] 所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて送信処理する無線通信装置であって、

周波数軸上の各サブキャリアをベースバンドのままスペクトル解析の逆変換を行ない時間軸上の信号に変換する OFDM変調手段と、

低中間周波数信号を高周波の送信信号に変換する周波数変換手段と、を具備することを特徴とする無線通信装置。

[13] 前記のスペクトル解析の逆変換は、高速フーリエ逆変換 (IFFT)、ウェーブレット逆変換、ハートレー逆変換のいずれかである、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[14] 送信信号をスペクトル解析の逆変換する前に前記 DA変換手段におけるァパーチャ効果を補正するサブキャリア電力レベル補償手段をさらに備える、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[15] スペクトル解析の逆変換した後に前記 DA変換手段におけるアパーチャ効果を補正する複素 FIRフィルタをさらに備える、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[16] 前記周波数変換手段は、低中間周波数信号をローカル信号と混合して高周波の送信信号を生成する、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[17] 低中間周波数信号は周波数ホッピングするバンド間隔の半分となる低中間周波数からなり、

前記周波数変換手段は、前記バンド間隔の半分だけ送信周波数力離れたロー力ル周波数を持つローカル信号を低中間周波数信号と混合して高周波の送信信号を生成する、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[18] 前記 DA変換手段により変換されたアナログ信号中の不要波を除去する中間周波数フィルタをさらに備える、

ことを特徴とする請求項 12に記載の無線通信装置。

[19] 前記中間周波数フィルタは、 2つの等しい実フィルタの間をジャィレータで結合してなるヒルベルト ·バンドパス ·フィルタにより構成される、

ことを特徴とする請求項 18に記載の無線通信装置。所定のバンド間隔で中心周波数をホッピングさせるマルチバンド OFDM信号を、低中間周波数を用いて送信処理する無線通信装置であって、

低中間周波数信号は周波数ホッピングするバンド間隔の半分となる低中間周波数からなり、

前記バンド間隔の半分だけ送信周波数力離れたローカル周波数を持つローカル信号を低中間周波数信号と混合して高周波の送信信号を生成して送信する、ことを特徴とする無線通信装置。