WO2004105025A1

WO2004105025A1 - 信号処理装置及び信号処理方法

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Publication number: WO2004105025A1
Application number: PCT/JP2004/007451
Authority: WO
Inventors: Yoshiyuki Kajiwara; Hiroyuki Ino
Original assignee: Sony Corporation
Priority date: 2003-05-26
Filing date: 2004-05-25
Publication date: 2004-12-02
Also published as: EP1511033A1; EP1511033A4; JP2004348929A; US20050219727A1

Abstract

　本発明は、再生信号の非線形歪みを補正するようにした信号処理装置であり、アナログ等化信号ｘ（ｋ）が有する非線形歪を補正するために、１次適応等化フィルタ（１５）に並列に接続された２次適応等化フィルタ（１６）を備える。１次適応等化フィルタ（１５）と２次適応等化フィルタ（１６）のフィルタ出力は、加算器（１７）にて加算され、その加算出力は、等化後出力ｙ（ｋ）として位相補間フィルタ（１８）に供給される。位相補間フィルタ（１８）は、１次適応等化フィルタ（１５）のフィルタ出力と２次適応等化フィルタ（１６）のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。位相補間フィルタ（１８）のフィルタ出力は、ＩＴＲ−ＰＬＬ回路（１９）に供給される。

Description

明細書信号処理装置及び信号処理方法技術分野本発明は、信号処理装置及び信号処理方法に関し、特に、非線形な歪を有する再生信号が入力される信号処理装置及び信号処理方法に関する。

本出願は、日本国において 2 0 0 3年 5月 2 6日に出願された日本特許出願番号 2 0 0 3— 1 4 8 1 2 2を基礎として優先権を主張するものであり、この出願は参照することにより、本出願に援用される。景技術磁気記録や光記録等の記録方式を採用したストレージ装置は、その信号の再生チヤンネルとしてアナログ回路によって構成されたアナログ信号処理ブロックと、ディジタル回路によって構成されたディジタル信号処理プロックを備える。これらの信号処理ブロックは、従来入力信号が線形であると仮定して構築された線形信号処理理論に基づいて設計されている。一般的に、アナログ回路は完全に理想的な線形な応答をすることはない。しかし、通常はその応答中の非線形性が十分に小さいため、近似的に線形な信号とみなすことが可能であり、線形理論に基づいた信号処理装置がその効果を十分に発揮してきた。

近年、ストレージ技術が発達し、その記録密度が向上するにつれて、再生信号中に無視できないほど大きな非線形が現れるようになつてきた。その非線形性が位相同期ループ（Phase Locked Loop： P L L ) 性能の悪化や、適応等化フィルタの収束性の悪化、さらにはデータの検出時における誤り率の劣化などをもたらしている。

これら再生信号の非線形性の原因として代表的なものは、信号検出器起因の非線形性、記録媒体起因の非線形性である。信号検出器起因の非線形性の代表的な例として、磁気記録の再生ヘッドとして用いられる M R (Magne to Res i s t ive) へッドの磁界電圧変換特性の非線形応答、ベースライン · シフトなどが挙げられる。また光記録で用いられるフォト ·ディテクタの持つ非線形応答もある。検出器起因の非線形性ではないが、磁気記録媒体に対し、高密度デ一夕を書き込む際に、再生信号は非線形ピット ·シフトを引き起こすことが広く知られている。

記録媒体起因の非線形性の例としては、相変化ディスクで顕著に現れる再生信号の上下非対称性などがある。代表的な例は、磁気記録、光記録媒体ともにその記録密度が高い状態における非線形符号間干渉（Non Linear InterSynibol Inter f erence ： N L I S I ) 、光記録における媒体の反射率の非線形性がもたらす信号の上下非対称性などが挙げられる。

そして、近年、記録容量のさらなる向上を目指して試みられている媒体への高密度記録化によって発生する信号の非線形歪み及び高性能であるが非線形応答を持つ検出器を使用することで発生する信号の非線形歪みは、装置全体のさらなる性能向上を阻害する大きな要因となっている。

このような非線形歪みが従来の信号処理装置にもたらす悪影響をいくつか挙げる。先ず一般的なディジタル信号処理装置に実装される最小誤差 2乗法（Leas tM ean Square： L M S ) アルゴリズムなどを用いた 1次適応等化フィルタを例にする。この 1次適応等化フィルタでは、先ず非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、その誤差信号の 2乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。

ところが、その理論上では上下非対称性（ァシンメトリ）に代表される非線形歪みを補正することはできない。しかし 1次適応等化フィルタはそのアルゴリズムの性質上、ただ検出によって得られる 2乗誤差を最小にするようなタップを探索する。このために、ァシンメトリを持った入力波形は線形信号が本来収束するはずの理想的なタップ係数とはかけ離れたものに収束する可能性を持つ。

これは線形信号を等化することを目的とする 1次適応等化フィルタに入力する信号が非線形歪みを持つ場合、本来、非線形等化誤差を補正することを想定していない適応等化ァルゴリズムに従うことによる、予想外の新たな等化誤差をもたらす可能性を示している。例えば再生信号に D C成分を持つ場合を考える。線形信号を等化することを目的とする 1次適応等化フィル夕は本来前記 D C成分を持つ再生信号を補正することは不可能である。しかし、実際に、前記 1次適応等化フィルタは、検出点での誤差を最小にしょうとして信号の低域成分を犠牲にして D C成分を減少させる。これにより、検出点での信号誤差の分散値は減少するが、ストレ一ジ製品において最も重要な要素の 1つであるエラ一レートの劣化をもたらすおそれがある。

また、入力信号の非線形歪みは位相同期ループ（Phase Locked Loop ： P L L ) の位相誤差計算に悪影響を及ぼす。これは、以下の理由による。すなわち、通常の位相誤差計算は上下対称な信号を前提に行われている。このために、上下非対称な信号の位相誤差を計算してしまった場合、その計算精度が劣化する。また、位相誤差計算に使用するビット ·バイ · ビット検出された検出値のエラ一レ —トが劣化する。これら計算精度の劣化や、エラ一レートの劣化が原因となり、結果的に P L Lの位相同期性能も大幅に劣化することになることとなる。

このように非線形歪みを持つ信号が信号処理装置に入力されることによって、 P L L性能が悪化し、それに伴いビット 'バイ · ビット検出精度の悪化をもたらし、 1次適応等化フィルタの収束性を劣化させる。さらには再生信号のエラ一レートを悪化させることで、装置全体の性能を劣化させることが問題となっている。ところで、非線形歪みを持つ信号を非線形等化するための方法として、多項式フィルタを適応等化フィルタとして実装する手法が様々な信号処理分野において提案されている。一般的に多項式フィルタはポルテラ · フィルタ（Vol terra f i lter) と呼ばれ、その応用は多岐にわたる。ポルテラ ' フィルタは L M Sや R L S などの適応等化理論に従ってってそのタツプ係数を最適化することが可能である。文献「" Adapt ive Polynomi al Fi l ters , V. John Mathews, IEEE SP Magaz ine, July, 1991 ppl0-26」には適応等化ポルテラ · フィル夕の理論が詳細に記載されている。

ァシンメトリに代表される非線形性を持つ信号が入力される信号処理装置の例として、 M Rヘッドを使用したハードディスクドライブが挙げられる。しかし、ポルテラ · フィルタは、従来の一般的なハードディスクドライブには用いられることがない。 M Rへッドを使用した一般的なハードディスクドライブにおいては, アナログ又はディジタル回路中にァシンメトリを補正する回路を実装し、出荷時の初期設定で最適なパラメ一夕を決定し、設定レジス夕に記憶させれば十分である。これは一般的なハードディスクドライブは媒体とヘッドが固定式であり、両者の機械的な相対位置の変動が起こりえないためである。また、磁気ヘッドがェァベアリングによる浮上式であるため、双方の磨耗など使用時の経時劣化がほとんど起こらないためでもある。

それに対して、テープ媒体を使用したディジタルデータ磁気記録再生装置、リムーバブル式の光ディスク装置などは、媒体の交換によってへッドと媒体の機械的な相対位置の変化が常に生じる。さらには、リム一バブル式ハ一ドディスクドライブも含めて考えた場合に、各媒体の磁気 ·光学特性及びカートリッジ個々の機械的精度のばらつきもある。これら相対的位置の変化やばらつきなどから、同一ドライブ間及び他のドライブ間で再生信号に生じる非線形性は容易に変化する _c また、例えばテープ媒体用のディジタルデ一夕磁気記録再生装置ではへッドと媒体が接触しているために、ヘッド ·媒体ともに磨耗による経時劣化が生じ、それがへッド自体の非線形性を時々刻々変化させる要因となる。

以上の点から、リム一バブル式又は媒体とへッドが接触するディジタル記録再生装置では、非線形性の補正によるエラーレートの改善を図る必要がある。しかし、そのエラ一レートの改善には、ドライブの初期設定のみでは対応できず、力 —トリッジの交換時及び時間の経過とともに変化する非線形信号に対して、自動的に追従する適応等価フィルタを実装することが望ましい。これによつて媒体の交換、経時劣化による再生へッドなどの非線形応答の変化にも十分に対応でき、良好なエラーレートを維持することが可能となる。

そこで、従来、前記非線形な歪を持つ再生信号、例えば、 H D Dの磁気再生へッドゃ光ディスクドライブのフォト ·デテク夕などから入力された再生信号を、適応等化器を用いた構成の信号処理装置によって処理することが考えられている例えば特開平 1 0— 2 6 1 2 0 5号公報には、磁気記録再生装置の非線形要因が混入するデータの再生系として、異なる等価特性を有する複数の等化器から構成される並列等化器群と、最小の誤差等化を示す等化器を判定する回路を備える構成の磁気記録再生装置及び再生補償装置が開示されている。

また、従来非線形な歪を持たない再生信号を適応等化器によって等化するには、図 1に示すような構成の信号処理装置 100が一般的に用いられてきた。

図 1に示す信号処理装置.1 00は、一般的に用いられているアナログ電圧制御発振器（voltage controlled oscillator： VCO) ベース磁気記録用 P L L後段にディジタル適応等化フィルタを実装した装置例である。非線形な歪を持たないへッド再生信号 X ( t ) は、アナログ ' フィルタ 10 1により等化され、 AZD コンバータ 102によりディジタル信号へ変換される。このディジタル信号は、ディジタル適応等化フィルタ 103及び位相誤差計算器 105に供給される。ディジタル適応等化フィル夕 103は、ビタビ検出器 1 1 1から得られた検出データを用い、前記ディジタル信号と理想的な等化後信号との間の残留等化誤差を求め、この残留等化誤差を用いて適応等化フィルタタツプ係数を最終的に補正する。しかしながら P L L回路 104には線形適応等化された信号ではなく、ァナログフィル夕による等化のみが行われた信号が供給されることとなる。

? し回路104は、位相誤差計算器 105と、ループフィル夕 106と、 D コンバータ 107と、電圧制御発振器（VCO) 108から構成される。位相誤差計算器 105は、アナログ ' フィル夕 10 1によってアナログ等化された後、 DZAコンバータ 107でディジタル化された信号の位相誤差を計算する。ループフィルタ 106は、前記位相誤差に適当なフィル夕係数を用いてその比例項、微分項、積分項を出力する。 D/Aコンバータ 107は、位相誤差の積分値をアナログ信号に変換する。

V C O 108は、周波数シンセサイザ 109からのチャンネル周波数 f c hを用い、アナログ化された位相誤差信号から位相を補正するためのサンプリングクロック f sを生成し、 AZDコンパ一夕 102に供給する。そして、 AZDコンバー夕 102は、前記サンプリングクロック f sを用いてアナログ ' フィルタ 1 0 1のフィルタ出力信号の位相を合わせる。

一般的な信号処理装置においては前記の例のように P L L装置の後段に適応等化フィル夕が実装されることが多い。しかし、理想的には PLLの前段に適応等化フィルタを実装し、 P L L動作は等化後の理想的な波形と比較した歪の少ないデータを用いて P L Lによる位相同期を行うことが望ましい。これは記録密度向上に伴う等化前の信号の S N Rが低い信号処理システムにおいて、等化誤差の大きい信号が入力される場合にはさらにビット ·パイ · ビット検出のエラーレートが劣化し、位相誤差計算器が誤動作を行うためである。

それに対してディジタル P として P L L前段に適応等化フィルタを実施することのできる構成例として、補間による位相同期（Interpolated Timing Rec overy： I TR) 方式のディジタル信号処理用位相同期ループが実用化されている。文献「"A MMSE Interpolated Timing Recovery Scheme for The Magnetic R ecording Channel", Zi-Ning Wu, John M. Ciof f i, et al. , Communications, 19 97. ICC '97 Montreal, Towards the Knowledge Millennium. 1997 IEEE Intern ational Conference on, Volume: 3, 1997 ppl625 -1629 vol.3, 」、及び文献「" Interpolated Timing Recovery for Hard Disk Drive Read Channels" MarkS purbeck, Richard T. Be rens, Communications, 1997. ICC '97 Montreal, Tow ards the Knowledge Millennium. 1997 IEEE International Conference on, Vo lume: 3, 1997 ppl618 -1624 vol.3j には、 I T R方式を用いたディジタル P L Lを磁気記録用データ再生の分野に応用する手法が記載されている。この方式は光記録再生信号用の構成にすることも容易である。

図 2には、磁気記録再生信号用 I TR— P L L 125の前段にディジタル適応等化フィルタを設けた代表的な構成の信号処理装置 1 20を示す。非線形歪を持たないヘッド再生信号 X ( t ) は、アナログフィルタ 12 1に入力し、アンチ - エイリアシングされる。アンチ ·エイリアシン.グされたヘッド再生信号は、 AZ Dコンパ一夕 122に入力される。

A/Dコンパ一夕 122には、周波数シンセサイザ 126から、チャンネル周波数に対して若干高い周波数 f s== α · f c (o!> 1. 0)のサンプリングクロックが供給される。そして、 AZDコンバータ 1 22は、前記周波数 f sで前記へッド再生信号をサンプリングし、時刻 kでサンプルされたヘッド再生信号 X ( k) を生成し、ディジタル適応等化フィルタ 123に入力する。

ディジタル適応等化フィルタ 123は、例えばパーシャル · レスポンス · クラス I、 II、 IV及びそれらの拡張パーシャル · レスポンスなど、所望の等化方式によつて前記ヘッド再生信号 x ( k ) を等化する。 I T R方式のディジタル P L Lは原理的にチャンネル周波数とサンプリング周波数の違いによって生じる余分な信号が発生する。これを信号の不整合が生じる点、すなわち位相のジャンプが生じる点として、後にデータ検出器においてそれを予測して間引くことで必要な信号のみを得ることが可能である。

ディジタル適応等化フィルタ 1 2 3において所望の等化方式により等化された後の信号は、位相補間フィルタ 1 2 4で所望の位相シフトを施すことで位相同期が取られる。 I T R方式を用いたディジタル P L L 1 2 5におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。

例えば、 F I Rフィルタによって位相を補間する場合、そのタップ係数として、 Sine関数、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じた S ine関数、所定の周波数特性を有するフィル夕を逆フ一リェ変換することによって得られる F I Rフィルタ · タップ係数等が用いられる。また、サンプリングした 2点又は複数点間を多項式で近似して補間する方法なども一般的に用いられる。

図 1に示したアナログ V C Oベース磁気記録用 P L L前段にディジタルフィル夕を設けた構成と、図 2に示した I T R方式 P L L前段に適応等化フィルタを設けた構成の相違は、 P L Lの前段に適応等化フィルタを実装できるかどうかの違いであり、それによつて図 2に示す構成は、 P L L性能の向上が期待され、広くハードディスク製品などで採用されている。

上述したように、入力信号の非線形歪みは等化後の信号の等化特性、 P L L特性などに悪影響を及ぼし、再生信号のエラーレート特性を悪化させる。特に P L L特性への影響を考えた場合、 P L L位相誤差の計算誤差は位相同期性能を劣化させる。

とりわけ磁気再生へッドゃフォト ·デテク夕などから得られる再生信号の再生信号対雑音率（S N R ： S ignal to No i se Rat io) の低いシステム、媒体が着脱式のデータ再生装置におけるチヤッキング時の機械的な相対位置誤差や、媒体性能のばらつき、さらには再生装置の再生条件によっては P L Lによる位相同期機能を破綻させ、信号再生装置システムを再生不能とするおそれがある。発明の開示本発明の目的は、従来の技術が有する問題点を解消することができる新規な信号処理装置及び信号処理方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、再生信号の非線形歪みを補正して、その結果 P L L性能を向上させ、それに追従して等化特性、最終的には信号処理システム全体のエラ —レートを向上させる信号処理装置及び信号処理方法の提供することにある。上述のような目的を達成するために提案される本発明に係る信号処理装置は、非線形性な歪みを有する再生信号を帯域制限するとともにアナログ等化するアナログフィル夕手段と、アナログフィルタ手段のフィル夕出力の線形信号を等化するための第 1の適応等化フィルタ手段と、アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために第 1の適応等化フィルタ手段に並列に接続される第 2の適応等化フィルタ手段とを備える。

本発明に係る信号処理装置は、さらに、第 1の適応等化フィルタ手段のフィル夕出力と第 2の適応等化フィルタ手段のフィル夕出力に基づいて位相の補間を行う位相補間手段と、位相補間手段から帰還される補間出力に基づいて位相補間手段の位相を同期させる位相同期ループ手段とを備える。

また、本発明に係る信号処理方法は、非線形性な歪みを持つ再生信号を帯域制限するとともにアナログ等化するアナログフィルタ工程と、アナログフィルタエ程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第 1の適応等化フィルタ工程と、アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために第 1 の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第 2の適応等化フィルタ工程とを備える。

本発明に係る信号処理方法は、さらに、第 1の適応等化フィルタ工程のフィル夕出力と第 2の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間工程と、位相補間工程から帰還された補間出力に基づいて位相補間ェ程の位相を同期させる位相同期ループ工程とを備えるようにしてもよい。

本発明の更に他の目的、本発明によって得られる具体的な利点は、以下において図面を参照して説明される実施の形態の説明から一層明らかにされるであろう図面の簡単な説明図 1は、アナログ V COベース磁気記録用 P L L前段にディジタルフィルタを実装した装置のブロック図である。

図 2は、磁気記録再生信号用 I TR— PL Lの代表的な装置のブロック図である。

図 3は、本発明に係る磁気記録用再生信号処理装置を示すブロック図である。図 4は、 arctan型 MRへッド非線形応答モデルを示す特性図である。

図 5は、 MRヘッド再生波形のァシンメトリ ·モデルを示す特性図である。図 6は、バイアスポイントパラメータとァシンメトリ率の関係を示す特性図である。

図 7は、 arcUn型の非線形性 MRへッド再生波形生成ブロックの構成図である。図 8は、条件（1) (加算ノイズなし）でのアイ ·パターン図である。

図 9は、条件（2) (加算ノイズなし）でのアイ ·パターン図である。

図 10は、適応等化後 S DNR対入力 S NRの比較図である。

図 1 1は、位相誤差分散対入力 SNRの比較図である。

図 12は、エラ一レート対入力 S NRの比較図である。

図 1 3は、本発明に係る再生信号処理装置の他の例を示すブロック図である。図 14は、光ディスクのラジアル ·スキュー変化時のエラ一レート特性図である。発明を実施するための最良の形態以下、本発明を、いくつかの実施形態を図面を参照しながら説明する。

先ず、第 1の実施形態を説明する。この実施の形態は、磁気抵抗（Magneto Re sistive： MR) へッドを使用したハードディスクドライブからの MRへッド再生信号を処理する磁気記録用再生信号処理装置 10である。この磁気記録用再生信号処理装置 10には、図 3に示すように、時刻 tにおける MRヘッドの再生信号 r ( t ) が入力される。 MRヘッドは、磁界電圧変換特性が非線形応答する。このため、 MRヘッドの再生信号 r ( t ) は、 MRヘッドが持つ非線形応答のために非線形歪を持つ。

磁気記録用再生信号処理装置 10の全体的な構成を説明すると、再生信号 r ( t ) は、可変利得増幅器（Variable gain amplifier： VGA) 1 1を通過し、アンチエイリアシング · フィル夕 12に供給される。

アンチエイリアシング · フィルタ 12は、 VGA 1 1を通過した再生信号に帯域制限及びアナログ等化を施す。アナログ · アンチエイリアシング ' フィル夕 1 2のアナログ · フィルタ出力はアナログ自動利得（Auto gain control： AG C) 回路 13に供給される。アナログ AGC回路 1 3は、アナログ ·アンチエイリアシング · フィルタ 12の出力波形振幅のピーク値を求め、理想検出値との誤差としてレベルエラーを計算する。このレベルエラーは、アナログ AGC回路 1 3内のアナログ積分フィルタに供給され、その誤差量が積分される。アナログ積分フィルタにて積分された誤差量は、 VGA 1 1に帰還される。 VGA 1 1は、再生信号 r ( t ) の振幅のレベルを調整する。

アナログ ·アンチエイリアシング · フィルタ 1 2のアナログ ' フィルタ出力、すなわち、等化された信号であるアナログ等化信号 X ( t ) は、 A/Dコンパ一夕 14にも供給される。 A/Dコンバータ 14は、所定のサンプリング周波数にて前記アナログ等化信号 X ( t ) をサンプリングする。この Aノ Dコンバータ 1 4で時刻 kにサンプリングされた信号を X ( k ) とする。この時刻 kにサンプリングされたアナログ等化信号 X ( k ) は、 1次適応等化フィルタ 1 5及び 2次適応等化フィルタ 16に供給される。

1次適応等化フィルタ 1 5は、前記アナログ等化信号 X ( k ) の線形信号を等化する。最小誤差 2乗法（Least Mean Square： LMS) アルゴリズムなどを用いている。この 1次適応等化フィルタ 15では、非線形歪みの無い入力波形に対しては所定の等化方式に従った目標とする検出値と実際に検出された信号との間の誤差信号を検出する。そして、誤差信号の 2乗を最小にするようなタップ係数へ収束することが原理として保証されている。

2次適応等化フィルタ 16は、前記アナログ等化信号 X ( k) が有する非線形歪を補正するために、 1次適応等化フィルタ 1 5に並列に接続される。 2次適応等化フィル夕 1 6は、多項式フィルタを適用したものであり、ポルテラ，フィル夕（Volterra filter) と呼ばれる。ポルテラ · フィル夕は LMSなどの適応等化理論に従ってってそのタップ係数を最適化することが可能である。

1次適応等化フィルタ 1 5と 2次適応等化フィル夕 1 6のフィルタ出力は、カロ算器 1 7にて加算され、その加算出力は等化後出力 y (k) として位相補間フィルタ 1 8に供給される。位相補間フィルタ 1 8は、 1次適応等化フィルタ 1 5のフィルタ出力と 2次適応等化フィルタ 1 6の和であるフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う。

位相補間フィルタ 1 8のフィルタ出力は、 I TR— P L L回路 1 9に供給される。さらに、位相補間フィルタ 1 8からの P L L後出力 z (k) は外部に導出されるとともに、ビタビ検出器 2 0、ビット 'バイ ' ビット検出器 2 1にも供給される。ビタビ検出器 2 0の検出結果は 1次適応等化フィルタ 1 5及び 2次適応等化フィルタ 1 6に帰還される。

次に、磁気記録用再生信号処理装置 1 0の動作について説明する。 VGA 1 1 は、アナログ ' アンチエイリアシング · フィルタ 1 2のフィルタ出力を基にしてアナログ AGC回路 1 3が求めた前記アナログ · フィル夕出力の波形振幅のピ一ク値と理想検出値とのレベルエラ一の積分値の帰還を受けて前記再生信号 r ( t ) のレベルを調整する。

アナログ · アンチエイリアシング · フィルタ 1 2は、 7ポール 2ゼロ（7 pole 2 zero) フィルタを P R 4等化用にパラメ一夕最適化したものを用いた。このァナログ · アンチエイリアシング · フィルタ 1 2のアナログ · フィルタ出力からァナログ AG C回路 1 3はその波形振幅のピーク値を求め理想検出値との誤差（レベルエラ一）を計算する。その後、アナログ積分フィルタでその誤差量を積分し、 VGA 1 1に帰還することで振幅を A/Dコンバータ 1 4の入力に適正なレベルに調整する。

A/Dコンパ一夕 1 4は、サンプリング周波数を f s= a ' f cli (a= 1 6 Z l 5) とした。 AZDコンバータ 1 4は、サンプリング周波数 f s= α · f ch ( a = 1 6/ 1 5) のクロックにて前記アナログ等化信号 x ( t ) をサンプリングする。 1次適応等化フィル夕 1 5と 2次適応等化フィル夕 1 6は、次の式（ 1 ) の各項として示すことができる。式

xik - i, )-x(k - i₂ )

=0 !,=0 !'₂=0 式（1) の右辺第一項が 1次適応等化フィルタ、右辺第二項が 2次適応等化フィルタを示す。 X (k) は時刻 kにサンプリングされた入力信号、 y (k) は 1 次、 2次適応等化フィルタの出力の和である。 M 1は 1次適応等化フィルタ 1 5 のタップ長、 M 2は 2次適応等化フィルタ 1 6のタップ長であり、実際には M 2 XM 2だけの 2次タップ数を持つ。 h (1) (k， i ) は、 1次適応等化フィル夕 1 5の時刻 kにおける更新タップ係数で、その LMSアルゴリズムによる更新式は下記に示す式（2) で表される。式 2 h^{l)(k + l,i )= h^M(k,i )+ μ⁽¹⁾· ).x(k一 i ) ただし、時刻 kにおける望みのフィル夕出力を d (k) とすれば、望みの出力とフィルタ出力の間の誤差信号は下記に示す式（3) で表される。式 3 e(k)= d (k)- y また、 a (1) は、 1次適応等化フィルタ 1 5のステップサイズパラメ一夕である。 h (2) (k, i 1, i 2) は、 2次適応等化フィルタ 1 6の時刻 kにおける更新タップ係数で、その LMSアルゴリズムによる更新式は、以下の式 (4) で表される。式 4 (²⁾(た +1ん !'₂ )= ⁽²⁾0, ₂ )+ μ^{2)e(k )■x(k - i_l ) x(k - i₂ )

II (2) は、 2次適応等化フィルタ 16のステップサイズパラメ一夕である。第 1の実施形態におけるタップ長として、 1次適応等化フィルタ 1 5は M 1 = 1 2、 2次適応等化フィルタ 16では M 2 = 8を用いた。

位相補間フィルタ 18は、所望の位相シフトを施すことで位相同期が取られる _c I T R方式を用いたディジタル P L L 19におけるサンプリングデータの補間には、様々な方法が提案されている。

ここでは、位相補間フィルタ 18のタップ長は、 1 0タップとした。また、位相補間フィルタ 18のタップ係数には時間軸上でチャンネル周期 Tc h毎にヌル (null) 点を持つ Sine関数を用い、位相の分解能は（Tc hZl S S) とした。なお、 F I Rフィル夕によって位相を補間する場合、そのタップ係数として、 Sine関数を用いる他、ディジタル信号処理で用いられる各種の窓関数を乗じた Si nc関数、所定の周波数特性を有するフィルタを逆フーリェ変換することによって得られる F I Rフィルタ · 夕ップ係数等を用いてもよい。また、サンプリングした 2点又は複数点間を多項式で近似して補間する方法などを用いてもよい。

I TR方式のディジ夕ル PLLについては既知の技術であり、前に示した文献「"A MMSE Interpolated Timing Recovery Scheme for The Magnetic Recording Channel" , Zi-Ning Wu, John M. Ciof f i, et al. , Communications, 1997. ICC 97 Montreal, Towards the Knowledge Millennium. 1997 IEEE Internat ionalCo nference on, Volume: 3, 1997 ppl625 -1629 vol.3、 J 、及ぴ文献「"Interpo lated Timing Recovery for Hard Disk Drive Read Channels" Mark Spurbeck, Richard T. Behrens, Communications, 1997. ICC ' 97 Montreal, Towards the Knowledge Millennium. 1997 IEEE International Conference on, Volume: 3, ―

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1997 pp l618 -1624 vol. 3」にその構成が詳しく述べられている。

適応等化フィルタは、これらの文献に記述されている Inverse I T Rの理論によってその検出点誤差を線形補間することで、前段のチャンネル周波数に非同期な適応等化フィル夕に供給する。上述した 1次、 2次適応等化フィルタは、従来の I T R方式 P L L装置の適応等化フィル夕部を置換し、チャンネル周波数に非同期な 1次、 2次適応等化フィル夕として動作する。

ビ夕ビ検出器 2 0は、例えば P R 4用ビ夕ビ検出器であり、時刻 kにおける適応等化後の P L L出力のエラーレートを検出する。ビット，バイ · ビット検出器 2 1も、時刻 kにおける適応等化後の P L L出力のエラーレートを検出する。次に、磁気記録用再生信号処理装置の効果について説明する。ここでは、磁気記録用再生信号処理装置に入力する非線形性歪を持つ M Rヘッド再生波形をモデリングにより求めた。

先ず、非線形性歪を持つ M Rヘッド再生波形のモデリング方法を示す。磁気記録された媒体におけるデータ記録部分の磁化反転部分における再生波形のシミュレ一ションには磁気記録の再生波形の近似に一般的に用いられる口一レンツ波形を用いた。下記の式（5 ) にその関数形を示す。式 5

ただし、 p wは口一レンツ波形の半値幅で、所定の記録密度において孤立再生波の半値幅をチャンネル · クロックの周期 T c hで除算したものである。それを規格化線密度（NormaU zed Linear Dens i ty ： N L D ) として定義する。また、 A は口一レンッ波形で表した磁化反転領域の孤立再生波のピーク振幅である。

M R再生ヘッドへ入力される線形な磁界は式（1 ) で表されたローレンツ波形と再生符号パターンとの畳み込みによって生成させた。 M Rへッドの非線形応答は、前記入力磁界に対して出力電圧が非線形な応答をすることである。第 1の実施形態においては MRへッドの応答曲線が arctan型であると仮定した。図 4にその入出力特性を示す。ここでは比較のために線形応答 y = xと MRへッドモデル非線形応答 y=arctan ( X ) を示し、 x軸は MRヘッドへの入力信号、 y軸は非線形出力を示した。この図 4において、 y=arc n (X ) の入力範囲で xがー 0· 5から 0. 5までの範囲が適正なバイアス領域であると仮定する。線形なヘッド再生波形を最大振幅 1. 0のローレンツ波形の重ね合わせで生成すると、その振幅はノイズや符号間干渉の影響を考えてもピークトウピーク（Peak to peak) でおよそ ± 1. 0であると考えられる。したがって入力波形 Xの範囲（一 1.0 ... 1.0 ) を arctan型の線形な応答をする入力定義域（一 0.5 ... 0.5 ) に写像し、得られた出力 yを 2倍すれば arctan型の非線形写像によるへッド再生波形の変換が行われる。非線形性を表現するにはバイアスポイントを変化させればよい。以下の式（6) に第 1の実施形態で用いた arctan型の MRヘッド非線形写像の変換式を示す。式 6

X

= 2 < arctan + x - arctan

2 ここで△ xはパイァスポイントを示すパラメ一夕で、それによつて生じたオフセットを第二項で補正している。次に再生信号の非線形性を示すパラメ一夕を定義する。図 5には MRヘッド再生波形のァシンメトリ 'モデルを示す。孤立再生波形において、正の再生電圧の波高値をひ、負の波高値を /3としたとき、以下の式（7) でァシンメトリ率 Rを定義する。式 7

α - β

R

α + β

ただし、ひ、 i3は式（7) より以下の式（8) 、 (9) で表される。式 8

α = I 2 { arctan (0.5 + x )- arctan (Ax )}| 式 9 β = I 2 { arctan ( - 0.5 + Δχ )- arctan ( Δ )}| このとき、バイアスポイントパラメ一夕 Δ xとァシンメトリ率 Rには図 6で示す関係があることがわかる。ただし規格化線密度は 2. 25とし、それぞれの磁化反転領域は十分に離れている。このとき得られるァシンメトリを持った孤立再生波形の平均振幅 Vaveは式（10) で表される。式 10 α + β

以降、ァシンメトリを持つ孤立再生波の平均波高値を 1. 0とすることで重畳する白色ガウスノイズ（AWGN： Additive White Gaussian Noise) の大きさを決定する。 MRヘッド出力後の振幅補正ゲイン GMRを、平均波高値が 1. 0になるような値、すなわち、下記に示す式（1 1) とする。式 1

G MR

α + β 振幅補正ゲイン GMRを用いることでァシンメトリを持つ孤立再生波形の平均振幅は 1. 0となり、孤立再生波形の信号振幅を 1. 0とみなすことができる。この仮定のもとで適当な入力 SNRを持つように AWGNの分散の大きさを決定して加算する。

図 7には以上に説明した arctan型の非線形性を持たせた MRへッド再生波形 x ( t ) の生成ブロックの構成図を示す。図 7において、線形再生波形生成部 3 1 は、前記式（5) の口一レンツ波形を生成する。 MRヘッド非線形写像部 32は前記式（6) の変換式にしたがって arc n型の非線形写像によるヘッド再生波形の変換を行う。

また、図 7において、乗算部 33は、前記式（1 1) に従った MRヘッド出力後の振幅補正ゲイン GMRを、 MRヘッド非線形写像部 32の変換出力に乗算する。また、加算部 34は、乗算部 33の乗算出力に、適当な入力 SNRを持つように AWGNの分散の大きさを決定して加算する。これにより、 MRヘッド再生波形 X ( t ) を生成することができる。

以上に説明したモデリング方法により生成した MRヘッド再生波形 X ( t ) を、入力した磁気記録用再生信号処理装置 10の効果の詳細について以下に説明する。ァシンメトリを持った前記 MRヘッド再生波形 X ( t ) が、図 3に示す AZD コンバ一夕 14による AZD変換後であって、 I TR方式ディジ夕ル P L L装置 19の前段に、 1次適応等化フィルタ 1 5に並列に接続された 2次適応等化フィルタ 1 6によってその性能がどのように向上するかがわかる。

始めに、ランダムデータ 100, 000点で適応等化フィル夕のタップをトレーニングし、その収束したタップ係数をタップの初期値として利用する。そして、適応等化動作を停止した状態でランダムデータ 1, 000, 000による適応等化後 S DNR (S ignal and Distortion to Noise Ratio; 、エラ一レート（ビット ·ノィ · ビット検出器）、エラ一レート（PR4用ビタビ検出器）、位相誤差分散を計算する。パラメ一夕はへッド再生信号の入力 S NRである。使用した符号は 8Z9レートの D Cフリ一符号で、パーシャル · レスポンス · クラス IV (P R 4) を夕一ゲットとして適応等化を行った。入力信号は孤立再生波の波高値が 1. 0のとき、ァシンメトリ率 R=0. 22とした。以下、簡単のために 2次適応等化フィル夕動作をオフした場合を条件（1) 、オンにした場合を条件（2) という。入力 SN Rは、 2 1〜 2 7 d Bの範囲で変化させた。

先ず、 2次適応等化フィルタ 1 6の非線形歪み補正効果、とりわけァシンメトリ補正の効果を調べるために、同じ条件下でノイズを加算しない適応等化後の P R 4アイ ·パターンを示す。図 8には条件（ 1 ) の等化後アイ ·パターン、図 9 には条件（2) の等化後アイ ·パターンを示す。

2次適応等化フィルタ 1 6を使用していない図 8のアイ，パターンは中心線 C の上半分（U) と下半分（D) のアイの大きさが非対称であり、ヘッド再生信号に与えたァシンメトリが補正されていないことがわかる。それに対して図 9のように第 1の実施形態で用いた 2次適応等化フィルタ 1 6による等化後信号は中心線 Cの上半分（U) と下半分（D) のアイが対称であり、ァシンメトリを完全に補正していることがわかる。

次に条件（1 ) 、条件（2) について適応等化後 S DNRの結果を図 8に示す _c ここで S DNRは検出点と実際の信号の 2乗誤差分散を σ 2、 P R の検出点レベルを（一 S, 0 , S) としたとき、 S DNRは以下の式（1 2) で定義する。ただし第 1の実施形態では S = 1. 0としている。式 1 2

SDNR = 10 log ₁₀ (S²/a' このとき図 1 0より、条件（2) はすべての入力 S NR領域において条件 ( 1 ) の S DNRを上回っており、これより第 1の実施形態によって付加させた 2次適応等化フィル夕の効果によってァシンメトリを補正し、検出点での誤差分散を小さくしていることがわかる。

次に、 P L Lで使用する位相誤差の分散を計算した結果を示す。第 1の実施形態で用いた位相誤差の計算式は、文献「R₀y D. Cideciyan, F. Dolivo, et al. "A P ML System for Digital Magnetic Recording" IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Volume: 10, NO.1, January 1992. Page (s)： 38-5 6.」に記載されているタイミング勾配の式（1 3) を用いた。 -

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式 1 3

Ar(k ) = -z (k )- z (k - l )+ z (k - l )- z (k ) ここで Δて (k) は時刻 kにおける位相誤差の計算量、 z (k) は時刻 kにおける適応等化後 P L L出力、 ΊΤ (k) は時刻 kにおける z (k) のピット 'バィ - ビット検出値（— 1 , 0， 1) である。このとき 1, 000, 000点のランダムデー夕における位相誤差分散を条件（1) 、条件（2) について計算した結果を図 9 に示す。このとき単位系は任意の単位系である。図 1 1よりすベての入力 S NR の値において、条件（1) よりも条件（2) の方が位相誤差分散が小さいことがわかる。これは第 1の実施形態における 2次適応等化フィルタ 1 6が P L Lの前段に置かれたことにより非線形歪みが補正され、位相誤差計算に用いられる信号の精度が向上し、 P LLの位相誤差計算に用いられるビット ·パイ · ビット検出値のエラ一レートが改善され、その結果位相誤差の分散が小さくなり、 PLL性能が向上していることを示す。

最後に適応等化後のエラ一レートをビット ·バイ · ビット検出器 2 1及び PR 4等化用ビタビ検出器 2 0を用いて条件（ 1) 、条件（2) について計算した結果を図 1 2に示す。ピット 'バイ · ビット検出器 2 1によるエラ一レートもビ夕ビ検出器 20によるエラ一レートも条件（2) の方が条件（ 1) よりもエラ一レ —ト性能が向上していることがわかる。ビット 'バイ · ビット検出のエラーレート向上は P L Lの位相誤差計算の性能を向上させるため、図 1 1で示した PL L 位相誤差分散の性能が向上していることと矛盾しない。また非線形歪みの補正及び P L L性能の向上によって、複合的に P L L後段の検出器の性能が向上することも示されている。この結果から第 1の実施形態で 2次適応等化フィルタ（ 1 6) を用いることにより、ァシンメトリを代表とする非線形歪みを補正し、 PL L性能を向上させ、結果的にデータ再生装置のエラ一レート性能を向上させていることが示された。

次に、第 2の実施形態について説明する。第 2の実施形態は、 2 7 GB相当の容量を持つ直径 12 cmの相変化方式光ディスクを再生する図 13の再生信号処理装置 40である。相変化方式光ディスクでは、ラジアル方向のスキューの影響により、再生信号の上下非対称性が顕著に現れることがある。この第 2の実施形態の再生信号処理装置は相変化方式光ディスクのラジアル方向のスキューにより生じる再生信号の上下非対称性を除去することを目的とする。 ·

前記相変化方式光ディスクは、図 1 3に示す光ディスク再生部 41により再生される。光ディスク再生部 41は、実験用スピンスタンドを備えており、ラジアル ·スキューを発生できるものとする。光ディスク再生部 41において再生信号は、アナログフィル夕によりアンチ ·エイリアシングされ、再生信号 X ( t ) として AZDコンバ一夕 42に供給される。

AZDコンバータ 42は、所定のサンプリング周波数にてアナログ等化信号 X

( t ) をサンプリングする。この AZDコンバータ 42で時刻 kにサンプリングされた信号を X ( k ) とする。この時刻 kにサンプリングされた等化信号 X

(k) は、 1次適応等化フィルタ 43及び 2次適応等化フィルタ 44に供給される。

1次適応等化フィルタ 43及び 2次適応等化フィルタ 44、加算器 45、位相補間フィルタ 46、 1丁1 — ?1^ 回路47、ビ夕ビ検出器 48、ビット 'パイ - ビット検出器 49は、前記第 1の実施形態と同様であるのでここでは説明を省略する。ただし、本実施形態では、前記等化信号 X (k) を PR (1 2 2 1) に適応等化した。そして、ビ夕ビ検出器 48によりエラ一レートを測定したなお、ビタビ検出器 4によるエラ一レートの測定は、 1次適応等化フィルタ 43、 2次適応等化フィルタ 44にて、十分にタップ係数を収束させた後に行った。

1次適応等化フィル夕のみを用いた場合（1) と、 1次 · 2次適応等化フィル夕を併用した場合（2) とで、前記エラーレートを比較した。その比較結果を図 14に示した。図 14によると、ラジアル ·スキューが大きい（± 0. 4以上）の領域において、 1次 · 2次フィルタを実装した例（2) が良好なエラーレートを得ていることがわかる。これによつて、第 2の実施形態では光ディスクのラジアル ·スキュ一におけるドライブ性能のマージンが向上していることがわかる。なお、本発明は、図面を参照して説明した上述の実施例に限定されるものではなく、添付の請求の範囲及びその主旨を逸脱することなく、様々な変更、置換又はその同等のものを行うことができることは当業者にとって明らかである。産業上の利用可能性上述したように、本発明に係る信号処理装置は、第 1の適応等化フィルタ手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化し、前記第 1の適応等化フィル夕に並列に接続される第 2の適応等化フィル夕手段によりアナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。

本発明に係る信号処理方法は、第 1の適応等化フィル夕工程がアナログフィルタエ程のフィルタ出力の線形信号を等化し、この第 1の適応等化フィルタ工程と並列に第 2の適応等化フィルタ工程がアナログフィル夕工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するので、非線形性を持つ再生信号を除去することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 非線形性な歪みを有する再生信号を帯域制限するとともにアナログ等化するアナログフィルタ手段と、

前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力の線形信号を等化するための第 1の適応等化フィルタ手段と、

前記アナログフィルタ手段のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第 1の適応等化フィルタ手段に並列に接続される第 2の適応等化フィル夕手段と

を備えることを特徴とする信号処理装置。

2 . 前記第 1の適応等化フィルタ手段のフィル夕出力と前記第 2の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間手段と、

前記位相補間手段から帰還される補間出力に基づいて前記位相補間手段の位相を同期させる位相同期ループ手段とを

さらに備えることを特徴とする請求の範囲第 1項記載の信号処理装置。

3 . 前記第 2の適応フィルタは、ポルテラフィルタであることを特徴とする請求の範囲第 2項記載の信号処理装置。

4 . 前記位相補間手段から帰還される補間出力のエラ一レートを検出して前記第 1の適応等化フィルタと前記第 2の適応等化フィルタとに供給する帰還信号を生成するビタビ検出手段をさらに備える請求の範囲第 2項記載の信号処理装置。

5 . 非線形性な歪みを持つ再生信号を帯域制限するとともにアナログ等化するァナログフィルタ工程と、

前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力の線形信号を等化するための第 1の適応等化フィルタ工程と、

前記アナログフィルタ工程のフィルタ出力が有する非線形歪みを補正するために前記第 1の適応等化フィルタ工程と並列に実行される第 2の適応等化フィルタ工程と

を備えることを特徴とする信号処理方法。

6 . 前記第 1の適応等化フィル夕工程のフィルタ出力と前記第 2の適応等化フィルタ手段のフィルタ出力に基づいて位相の補間を行う位相補間工程と、前記位相補間工程から帰還された補間出力に基づいて前記位相補間工程の位相を同期させる位相同期ループ工程と

を備えることを特徴とする請求の範囲第 5項記載の信号処理方法。

7 . 前記第 2の適応等化フィルタは、ボルテラフィルタであることを特徴とする請求の範囲第 6項記載の信号処理方法。

8 . 前記位相補間工程で得られる補間出力のエラ一レートを検出して前記第 1の適応等化フィルタ工程と前記第 2の適応等化フィルタ工程とに帰還信号を供給するビ夕ビ検出工程とをさらに備える請求の範囲第 6項記載の信号処理方法。