WO2004038913A1

WO2004038913A1 - 平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール

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Publication number: WO2004038913A1
Application number: PCT/JP2003/013718
Authority: WO
Inventors: Kazuhiro Hagiwara; Shigeru Kemmochi; Keisuke Fukamachi; Mitsuhiro Watanabe; Tsuyoshi Taketa; Yoshiyuki Murakami
Original assignee: Hitachi Metals, Ltd.
Priority date: 2002-10-25
Filing date: 2003-10-27
Publication date: 2004-05-06
Also published as: US7242268B2; CN1708899A; US20060044080A1; EP1557944A4; CN100536328C; EP1557944A1

Abstract

それぞれスイッチング素子を有する3つの高周波スイッチと、通過周波数帯域の異なる2つの平衡−不平衡型帯域通過フィルタとを具備し、第一の高周波スイッチは、モジュールの不平衡ポートと、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートとに接続し、第二の高周波スイッチは、モジュールの第一平衡ポートと、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートとに接続し、第三の高周波スイッチは、モジュールの第二平衡ポートと、第一の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと、第二の平衡−不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートとに接続有し、通過する高周波信号に応じて第一乃至第三の高周波スイッチを切替え、もってモジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号をモジュールの不平衡ポートから出力する平衡−不平衡型マルチバンドフィルタモジュール。

Description

ユール技術分野

本発明は、異なるアクセス方式を利用できる携帯電話等のマルチパンド通信装置用の高周波回路に用いる平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールに関する。背景技術

世界の携帯電話には種々のアクセス方式があり、またそれぞれの地域において複数のアクセス方式が混在している。たとえば、現在主流となっているァクセス方式の一つとして、 TDMA (Time Division Multiple Access、時分割多元接続)方式がある。この TDMA方式を採用している主な通信方式として、日本の PDC (Personal Digital Cellular), 欧州を中心とした GSM (Global System for Mobile Communications)や DCS1800 (Digital Cellular System 1800)、米国を中心とした PCS (Personal Communications Service)等がある。

その他に最近米国、韓国や日本で普及しつつあるアクセス方式に CDMA (Code Division Multiple Access, 符号分割多元接続)方式がある。代表的な規格として米国を中心とした IS-95 (Interim Standard-95) があり、 PCS (Personal Communications Service) の周波数帯域でもサービスされている。また、高速データ伝送を実現し得る第三世代通信方式の W-CDMA (Wideband CDMA) も実用化されている。このように世界各国で様々な通信方式が利用されている。従来の携帯電話は一つの通信方式、例えば GSM用に設計されていた。しかし、近年の利用者数の増大及び使用者の利便性から、複数の通信方式ゃァクセス方式が利用可能なデュアルバンドゃトリプルバンド携帯電話が提案され、さらにクアトロバンド携帯電話の要求もある。このようなマルチパンド携帯電話の高周波回路においては、単純に通信方式毎に高周波部品を設けると高周波回路が大型化してしまうので、小型化のために異なる通信方式の高周波部品の共通化が進められている。その一例として、異なる通信方式用高周波部品を共通化した分波回路がある。例えば特開平 8-321738号は、図 20に示す等価回路のように、帯域通過フィルタ 20a, 20 と位相器 40a， 40b, 70a, 70bを組み合わせた周波数通過帯域が 950 MHz及び 1.9 GHzの二周波数分波器 200を開示している。し力しながら、このような高周波部品をマルチバンド携帯電話の高周波回路に用いると、幾つかの問題点があることが分かった。従来の高周波部品 200を送信側回路及び受信側回路に用いてマルチバンド携帯電話の高周波回路を構成すると、例えば図 21に示す回路となる。図 21は、 GSM850 (送信周波数 824 〜849 MHz, 受信周波数 869〜894 MHz)と GSM900 (送信周波数 880〜915 MHz、受信周波数 925〜960 MHz) の 2つの通信方式が利用可能なデュァルバンド携帯電話の高周波回路を示している。

受信側回路は、雑音指数を下げて受信感度を上げるために、 2本の信号線を有する平衡型の高周波部品（低雑音増幅器 266、ミキサー 268等）を具備する。このため前記高周波部品と低雑音増幅器とを接続するには、平衡一不平衡変換回路が必要である。また、前記低雑音増幅器 266の入力ィンビーダンスは 50 Ω〜 300 Ω程度に設定されており、インピーダンス変換回路も必要となる。そこで平衡ー不平衡変換回路及びインピーダンス変換回路の機能を具備する回路素子として平衡ー不平衡変換トランス（パラン） 262、 263を利用することが考えられる。しかしながら高周波回路においては回路素子が増加するのみならず、扱う高周波信号の周波数帯域において、バランが有する ldB程度の揷入損失が加わることとなる。その結果、低雑音増幅器 266で所望の利得を得るためには、余分なバイアス電流を増幅素子に与える必要があり、携帯電話のバッテリー消費が増加してしまうといった問題がある。

また TDMA方式の通信方式の高周波回路では、アンテナ 269と送受信回路との接続切替えをスィツチ回路 264で行うことが一般的に行われている。このスィツチ回路 264では、スィツチング素子として GaAsFETやダイォードが用いられる。このようなスィッチ回路では、送信回路と受信回路間の高周波信号の漏れ（アイソレーション）力およそ 20〜30 dB程度発生する。従って、僅かではあるが互いの回路に高周波信号が漏洩する。

例えば GSM850と GSM900、あるいは DCS1800と PCSといった異なる通信方式で極めて近い周波数帯を利用する場合、図 22に示すように、受信周波数帯域と送信周波数帯域とがー部重なり合う。 GSM900で通話すると、送信回路力ら高周波信号の一部がスィッチ回路を介して受信回路に漏洩し、 GSM850の受信信号を极う帯域通過フィルタ 252を介して、低雑音増幅器 266に入力する。また GSM850で通話すると、ァンテナからの GSM850の受信信号は GSM900 の送信信号を扱う帯域通過フィルタ 251を介して増幅器 265に入力する。どちらの場合も、通話品質を低下させる。発明の目的

従って本発明の第一の目的は、複数の通信方式及ぴアクセス方式に対応し、挿入損失の増加を抑えた平衡—不平衡型マルチパンドフィルタモジュールを提供することである。

本発明の第二の目的は、極めて近い周波数帯を利用する通信方式又はァクセス方式のマルチパンド携帯電話において、取り扱うべき通信方式又はアクセス方式の高周波信号を通過させるが、他の通信方式又はアクセス方式の高周波信号は遮断する平衡ー不平衡マルチパンドフィルタモジュールを提供することである。

本発明の第三の目的は、かかる平衡一不平衡マルチバンドフィルタモジユールを有する小型の高周波部品を提供することである。

本発明の第四の目的は、力かる平衡ー不平衡マルチバンドフィルタモジユールを具備するマルチパンド携帯電話を提供することである。発明の開示

本発明の第一の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールは、それぞれスイッチング素子を有する 3つの高周波スィッチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタとを具備し、

第一の高周波スィツチは、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第二の高周波スィツチは、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第三の高周波スィッチは；前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一乃至第三の高周波スィッチを切替え、もつて前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュ一ルの不平衡ポートから出力することを特徴とする。

本発明の第二の平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールは、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡一不平衡型帯域通過フィルタに接続された 6つの位相器とを具備し、

第一の位相器は、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第二の位相器は、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第三の位相器は、第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第四の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第五の位相器は、第二の平衡—不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第六の位相器は、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

もって前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡 —不平衡型マルチパンドフィルタモジュール。

第二の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールでは、第一、第三及び第四の位相器は第の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第二の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、モジュールの不平衡ポート又は第ー及ぴ第二の平衡ポートから第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスは高インピーダンスである。また第二、第五及ぴ第六の位相器は第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第一の帯域通過フィルタの通過周波数帯域において、モジュールの不平衡ポート又は第一及び第二の平衡ポートから第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側を見たィンピーダンスは高インピーダンスである。

本発明における位相器の役割は以下の通りである。図 19(a)は、平衡一不平衡型帯域通過フィルタの平衡ポートから見たインピーダンス特性の一例を示すスミスチャートであり、図 19(b)は、平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートから見たインピーダンス特 1"生の一例を示すスミスチャートである。この平衡一不平衡型帯域通過フィルタは GSM850を通過周波数帯域とする SAWフィルタである。図中の三角形のマーカーは周波数を示し、マーカー 1は 869 MHz, マーカー 2は 894 MHz、マーカー 3は 925 MHz、マーカー 4は 960 MHzであり、マーカー 1、 2の間が GSM850の受信周波数帯域であり、マ一カー 3, の間が GSM900の受信周波数帯域である。

平衡ポートのィンピーダンスは、 GSM850の受信周波数帯域でほぼ 50 Ωの領域にあり、 GSM900の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域（高インピーダンス）にある。また不平衡ポートのインピーダンスは、 GSM850の受信周波数帯域でほぼ 50 Ωの領域にあり、 GSM900の受信周波数帯域ではほぼ開放の領域を外れた領域にある。ここで「ほぼ開放の領域」とは、インピーダンス Zを Z=R + jXで表わす時の実数部 Rが 150 Ω以上で、虚数部 Xの絶対値が 100 Ω 以上となる領域である。図 19(a)及び図 19(b)のスミスチャートでは、右端よりの斜線部分がほぼ開放状態の領域である。

このような平衡一不平衡型帯域通過フィルタでは、平衡ポートのインビーダンスが GSM900の受信周波数帯域ではほぼ開放の領域にあるため、 GSM900の受信周波数帯域の高周波信号を実質的に吸収することがなく、あっても極僅かである。一方、不平衡ポートのインピーダンスは GSM900の受信周波数帯域では、ほぼ開放の領域を外れた領域にあるため、前記高周波信号の一部を吸収してしまい、揷入損失特性が劣化する。そこで位相器を用いて、不平衡ポートのィンピーダンスをほぼ開放状態となるように、位相器により位相調整を行う。位相器はほぼ開放状態（高インピーダンス）となるような線路長を有する伝送線路で形成するか、インダクタンス素子及びキャパシタンス素子を有する口一パスフィルタ又はハイパスフィルタで構成する。口一パスフィルタのィンダクタンス素子を伝送線路で形成する場合、位相器を伝送線路のみで形成する場合よりも線路長を短くできるので好ましい。

このような構成により、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタを通過すベき高周波信号が第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側に漏れるのを防ぐとともに、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタを通過すべき高周波信号が第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタに漏れるのを防ぎ、高アイソレーション特性を得ることができるので、揷入損失特性を損ねることがない。

本発明の第三の平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールは、スィッチング素子を有する高周波スィッチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡一不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された 4つの位相器とを具備し、

前記高周波スィツチは、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第一の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、 '

第二の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第三の位相器は、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第四の位相器は、第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一の高周波スィッチを切替え、もって前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする。

第三の平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールにおいて、第一及び第二の位相器は第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第二の帯域通過フィルタの通過周波数帯域で平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第一及び第二の平衡ポートから第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなるような線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは第一及び第二の位相器をィンダクタンス素子及ぴキャパシタンス素子を有する口一パスフィルタ又はハイパスフィルタで構成しても良い。また第三及び第四の位相器は第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第一の帯域通過フィルタの通過周波数帯域で平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの第一及び第二の平衡ポートから第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなるような線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは第三及び第四の位相器を、第一及び第二の位相器と同様に、ィンダクタンス素子及びキャパシタンス素子を有する口一パスフィルタ又はハイパスフィルタで構成しても良い。

本発明の第四の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールは、スィッチング素子を有する 2つの高周波スィツチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された 2つの位相器とを具備し、

第一の高周波スィツチは、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第二の高周波スィツチは、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一及び第二の高周波スィツチを切替え、もつて前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする。

第四の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいて、第一の位相器は第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第二帯域通過フィルタの通過周波数帯域で平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールの不平衡ポートから第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側を見たインピーダンスが高インピーダンスとなるような線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは第一の位相器を、ィンダクタンス素子及びキャパシタンス素子を有する口パスフィルタ又はハイパスフィルタで構成しても良い。また第二の位相器は第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続し、第一の帯域通過フィルタの通過周波数帯域で平衡—不平衡型マルチバンドフィルタモジュールの不平衡ポートから第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ側を見たィンピーダンスが高ィンピーダンスとなるような線路長を有する伝送線路で形成する。あるいは第二の位相器を、第一の位相器と同様に、インダクタンス素子及びキャパシタンス素子を有する口一パスフィルタ又はハイパスフィルタで構成しても良レ、。

第一乃至第四の平衡一不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいて、第一及び第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタは入力インピーダンス Ziと出カインピーダンス Zoが異なり、もってインピーダンス変換機能を有するのが好ましい。不平衡ポートを入力ポートとし、平衡ポートを出力ポートとする場合、出カインピーダンス Zoは入カインピーダンス Ziより大きいのが好ましい。また不平衡ポートを出力ポトとし、平衡ポートを入力ポートとする場合、出力インピーダンス Zoは入力インピーダンス Ziより小さいのが好ましい。

帯域通過フィルタはインダクタンス素子及びキャパシタンス素子の LC 回路で構成しても良いが、 SAW (Surface Acoustic Wave)フィルタや FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator) フィルタとするのが好ましく、入出力ィンピーダンスの異なるものがより好ましい。

第一乃至第四の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体により構成し、前記位相器及び前記高周波スィツチの少なくとも一部を前記電極パターンにより形成した伝送線路で構成し、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ（SAWフィルタ、 FBAR フィルタ等）、及ぴ前記高周波スィツチを構成するスィツチング素子を前記積層体に実装するのが好ましい。前記位相器及ぴ Z又は前記高周波スィツチを構成すインダクタンス素子及びキャパシタンス素子も電極パターンにより誘電体層上に形成することができる。この平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールにおいては、他の高周波部品、例えば他の高周波スィッチやフィルタ、増幅器、分波器、共用器等も前記積層体に一体的に構成しても良い。

本発明のマルチバンド携帯電話は、第一乃至第四の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールを有する高周波回路を具備することを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1は本発明のフィルタモジュールを示す概略図であり、

図 2は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを示すプロック図であり、図 3は本発明の他の実施例に係るフィルタモジュールを示すブロック図であり、

図 4は本発明のさらに他の実施例に係るフィルタモジュールを示すプロック図であり、

図 5は本発明のさらに他の実施例に係るフィルタモジュールを示すブロック図であり、

図 6は本発明のフィノレタモジユールに用いる高周波スィツチの等価回路の一例を示す図であり、

図 7は本発明のフィルタモジユールに用いる高周波スィツチの等価回路の別の例を示す図であり、

図 8は本発明のフィルタモジユールに用いる高周波スィツチの等価回路のさらに別の例を示す図であり、

図 9は本発明のフィルタモジユールに用いる高周波スィツチの等価回路のさらに別の例を示す図であり、

図 10は本発明のフィルタモジユー^に用いる高周波スィツチの等価回路のさらに別の例を示す図であり、

図 11(a) は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの表面を示す斜視図であり、

図 11(b) は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの裏面を示す斜視図であり、

図 12は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを構成する積層基板の展開図であり、図 13は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールの等価回路を示す図であり、

図 14は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを構成する積層基板の展開図であり、

図 15は本発明の別の実施例に係るフィルタモジュールを具備するマルチバンド携帯電話用高周波回路を示すプロック図であり、

図 16は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを具備するマルチパンド携帯電話の高周波回路を示すプロック図であり、

図 17はマルチパンド携帯電話に用いる SPT5Tスィツチを示すプロック図であり、

図 18は本発明の一実施例に係るフィルタモジュールを具備するマルチバンド携帯電話用高周波回路の等価回路を示す図であり、

図 19(a) は平後 ϊポートから見た帯域通過フィルタのィンピーダンス特' I"生を示すスミスチヤ一トであり、

図 19(b) は不平衡ポートから見た帯域通過フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャートであり、

図 20は従来の二周波数分波回路を示すプロック図であり、

図 21は従来の二周波数分波回路を具備するマルチバンド携帯電話用高周波回路を示すブロック図であり、

図 22は GSM850及ぴ GSM900における送受信周波数を示す図である。発明を実施するための最良の形態

本発明の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュール（以下単に「フィルタモジュール」ということもある。）は、高周波スィッチ又は位相器と、通過周波数帯域の異なる平衡ー不平衡型帯域通過フィルタとを主構成とする。平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールとして、図 1 に示すように、不平衡ポート P1及び平衡ポート P2-1, P2-2を有する 3端子回路網のものを例にして、以下詳細に説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。

[1] 第一の実施例図 2は高周波スィッチと平衡ー不平衡型帯域通過フィルタとを主構成とするフィルタモジュール 1を示す。第一の高周波スィツチ 10aは、不平衡ポート P1 に接続する第一ポート 100a と、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20a の不平衡ポート 110aに接続する第二ポート 100bと、第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタ 20bの不平衡ポート 120aに接続する第三ポート 100cとを有する。

第一及び第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20a， 20bには 3つのポートを有する第二の高周波スィツチ 10bと第三の高周波スィツチ 10cがそれぞれ接続している。

第二の高周波スィツチ 10bの第一ポート 130aは、フィルタモジュール 1の第一平衡ポート P2-1と接続し、第二ポート 130bは第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第一平衡ポート 110bと接続し、第三ポート 130cは第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第一平衡ポート 120bと接続している。また第三の高周波スィツチ 10cの第一ポート 150aはフィルタモジュール 1の第二平衡ポート P2-2と接続し、第二ポート 150bは第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第二平衡ポート 110cと接続し、第三ポート 150cは第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第二平衡ポート 120cと接続している。本実施例では、帯域通過フィルタ 20a， 20bは平衡ー不平衡型 SAWフィルタにより構成されている。平衡ー不平衡型 SAWフィルタは、インピーダンス変換機能及び平衡ー不平衡変換機能を備え、電極指の交差幅、配列及び結合を調整することにより、入力インピーダンスと出力インピーダンスとを異ならせるとともに、平衡ー不平衡変換を行う。 '

平衡ー不平衡型 SAWフィルタ 20a， 20bの平衡ポート 110b， 110c, 120b, 120c に接続される第二及び第三の高周波スィツチ 10b, 10cは、整合のため、 SAWフィルタ 20a, 20bのインピーダンスとほぼ等しい特性インピーダンスを有する。平衡一不平衡型 SAWフィルタ 20a， 20bの平衡ポートに入出力する平衡信号の平衡度 (バランス特性) を調整するために、平衡ポート間にインダクタンス素子を接続しても良、。なお SAWフィルタの代わりに FBAR (Film Bulk Acoustic Resonator) フィルタを使用することができる。図 6〜図 10は第一乃至第三の高周波スィツチ 10a, 10b, 10cの等価回路の例を示す。なお各図において、一例として各ポートに第一の高周波スィツチ 10aの符号を付与しているが、第二及び第三の高周波スィッチ 10b, 10cの場合も同じである。

図 6のスィツチ回路は単極双投型 (SPDT)スィツチであり、伝送線路とダイォ一ドを主構成とする。具体的には、このスィツチ回路は、ポート 100aとポート 100cの間に伝送線路 LSIを有するとともに、伝送線路 LSIのポート 100c側でグランドとの間にダイオード DDI及び DCカツト用コンデンサ CS1を有し、ダイオード DDIと DCカット用コンデンサ CS1との間にはコントロールポート VC1が設けられている。コンデンサ CS1はダイォー,ド DDIの動作時のインダクタンス成分と直列共振回路を構成して、ダイォード DDIの動作時にショート状態となる。このスィッチ回路はさらに、ポート 100aとポート 100bの間に伝送線路 LSIを介してダイォード DDIと直列に接続されたダイォード DD2を有するとともに、ポート 100b側でグランドとの間に高周波チョークコィル LS2 が配置されている。高周波チョークコイル LS2は伝送線路を用いてハイインピ一ダンス線路としても良い。コントロールポート VC1から供給される制御電圧により、ダイォード DD1、 DD2を ON/OFFして、ポート 100aとポート 100b との間、及びポート 100aとポート 100cとの間の接続を切替える。なお各ポート 100a, 100b, 100cには DCカツトコンデンサ（図示せず）が適宜配置されている。

図 7及び図 8は他のスィツチ回路として単極単投型 (SPST)スィツチを示す。図 7の高周波スィツチは、ポート 100aとポート 100bとの間にダイォード DD2 の代わりに伝送線路 LS3を有する点で図 6のスィツチ回路と異なる。伝送線路 LS3は位相器として機能するもので、ポート 100bに接続される平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aのィンピーダンスを、ポート 100cに接続される平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの通過周波数帯域でほぼ開放（高インピーダンスィ匕）するために、位相の移動角度を調整する。この高周波スィッチは、伝送線路ゃィンダクタンス素子又はキャパシタンス素子で構成されるので、ダイォード DD2を削減でき、フィルタモジュールの消費電力を低減できるとともに、ダィォード DD2の伝送損失も低減することができる。図 8は、図 7に示す高周波スィツチの変形例を示し、高周波チョークコイル LS2を伝送線路 LS3のポート 100a側に配置している。この高周波スィッチにおいても、伝送線路 LS3は位相器として機能する。

図 9及ぴ図 10に示すように、高周波スィツチのスィツチング素子に GaAsFET を用いても良い。 GaAsFETを用いれば、ダイオードスィッチより低消費電力となるだけでなく、歪み発生を抑制するために複数の GaAsFETを直列接続する等、種々の回路構成を取り得る。

このようにフィルタモジュールを構成し、通過すべき高周波信号に応じて第一乃至第三の高周波スィッチ 10a〜： LOc を各コントロールポートからの電圧により適宜切替える。

例えば、平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aを介して不平衡ポート P1と平衡ポート Ρ2-1，Ρ2-2を接続する場合、第一の高周波スィツチ 10aのポート 100a とポート 100bとの間を接続し、第二の高周波スィツチ 10bのポート 130aとポート 130bとの間を接続し、第三の高周波スィツチ 10cのポート 150aとポート 150b との間を接続する。また平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bを介して不平衡ポート P1と平衡ポート P2-l， P2-2を接続する場合、第一の高周波スィッチ 10aのポート 100aとポート 100cとの間を接続し、第二の高周波スィツチ 10b のポート 130aとポート 130cとの間を接続し、第三の高周波スィツチ 10cのポート 150aとポート 150cとの間を接続する。

このような構成により、フィルタモジュールの不平衡ポート P1に入力する高周波信号は平衡ポート P2-l、 P2-2から出力され、平衡ポート P2-l、 P2-2に入力する高周波信号は不平衡ポート P1から出力される。

本実施例においては各高周波スィツチ 10a, 10b, 10cにより帯域通過フィルタ 20a, 20b間で優れたアイソレーション特性が得られ、他方の回路側への高周波信号の漏洩を実質的に防止することができる。

[2] 第二の実施例

図 3は本発明の第二の実施例に係るフィルタモジュール 1を示す。このフィルタモジュールは、位相器と平衡ー不平衡型帯域通過フィルタを主構成とする。フィルタモジュールの不平衡ポート P1に、第一の位相器 40aの第一ポート 180 と第二の位相器 40bの第一ポート 180dが接続し、第一の位相器 40aの第二ポート 180cに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20a の不平衡ポート 110aが接続し、第二の位相器 40bの第二ポート 180eに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの不平衡ポート 120aが接続している。

第三の位相器 50aの第一ポート 160bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第一平衡ポート 110bが接続し、第二ポート 160cにフィルタモジユールの第一平衡ポート P2-1が接続している。

第四の位相器 50bの第一ポート 170bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第二平衡ポート 110cが接続し、第二ポート 170cにフィルタモジユールの第二平衡ポート P2-2が接続している。

第五の位相器 60aの第一ポート 160dに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第一平衡ポート 120bが接続し、第二ポート 160eにフィルタモジユールの第一平衡ポート P2-1が接続している。

第六の位相器 60bの第一ポート 170dに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第二平衡ポート 120cが接続し、第二ポート 170eにフィルタモジユールの第二平衡ポート P2-2が接続している。

各位相器は伝送線路ゃフィルタで構成でき、平衡ー不平衡型帯域通過フィルタを含むインピーダンスをほぼ開放（高インピーダンス化）とするために位相の移動角度を調整する。

上記のように第一、第三、第四の位相器を第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと接続して第二の平衡一不平衡型帯帯域通過フィルタの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、第二、第五、第六の位相器を第二の帯域通過フィルタと接続して第一の平衡一不平衡型帯帯域通過フィルタの通過周波数帯域において高インピーダンスとすることにより、高周波信号を分波し、フィルタモジュールの不平衡ポート P1に入力する高周波信号を平衡ポート P2-l、 P2 一 2から出力する力、平後 ΐポート P2- l、 P2-2に入力する高周波信号を不平衡ポート P1から出力する。

本実施例の場合スィツチング素子が不要であるので、フィルタモジュールを携帯電話に用いる場合に、消費電力を低減することができる。

[3] 第三の実施例 '

図 4に示す本発明の第三の実施例に係るフィルタモジュール 1は、スィッチング素子を有する複数の高周波スィツチと、通過周波数帯域の異なる平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された位相器を主構成とする。

スィツチモジュール 1の不平衡ポート P1 に、第一の高周波スィツチ 10aの第一ポート 100aが接続し、第二ポート 100bに第一の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20aの不平衡ポート 110aが接続し、第三ポート 100cに第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタ 20bの不平衡ポート 120aが接続している。

第一の位相器 50aの第一ポート 160bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第一平衡ポート 110bが接続し、第二ポート 160cにフィルタモジユール 1の第一平衡ポート P2-1が接続している。

第二の位相器 50bの第一ポート 170bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第二平衡ポート 110cが接続し、第二ポート 170cにフィルタモジユール 1の第二平衡ポート P2-2が接続している。

第三の位相器 60aの第一ポート 160dに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第一平衡ポート 120b力 S接続し、第二ポ一ト 160eにフィルタモジユール 1の第一平衡ポート P2-1が接続している。

第四の位相器 60bの第一ポート 170dに第二の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第二平衡ポート 120cが接続し、第二ポート 170eにフィルタモジユールの第二平衡ポートが接続している。

第一及び第二の位相器 50a、 50b を第一の平衡—不平衡型帯域通過フィルタ 20aと接続して第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの通過周波数帯域において髙インピーダンスとし、第三及び第四の位相器 60a、 60bを第二の平衡一不平後 ί型帯域通過フィルタ 20bと接続して第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、通過すべき高周波信号に応じて第一の高周波スィッチ 10aを切替えることにより、フィルタモジユーノレ 1の不平衡ポート Piに入力する高周波信号を平衡ポート P2-l， P2-2 から出力し、平衡ポート P2-1, P2-2に入力する高周波信号を不平衡ポート P1 から出力する。

各回路素子の機能は上記実施例と同様なので、その説明を省略する。この実施例の場合も、高周波スィツチ及び位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーシヨンを確保できるので、他の回路からの高周波信号の漏洩を実質的に防止することができる。

[4] 第四の実施例

図 5に示す本発明の第四の実施例に係るフィルタモジュール 1も、第三の実施例と同様に、スイッチング素子を有する複数の高周波スィッチと、通過周波数帯域の異なる平衡—不平衡型帯域通過フィルタと、平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続される位相器を主構成とする。

フィルタモジュール 1の不平衡ポ一ト P1に第一の位相器 40aの第一ポート 180bと第二の位相器 40bの第一ポート 180dが接続し、第一の位相器 40aの第二ポート 180cに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの不平衡ポート 110aが接続し、第二の位相器 40bの第二ポート 180eに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの不平衡ポート 120aが接続している。第一及び第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20a, 20bに 3つのポートを有する第一の高周波スィツチ 10bと第二の高周波スィツチ 10cが接続している。

第一の高周波スィッチの第一ポート 130a にフィルタモジュールの第一平衡ポート P2-1が接続し、第二ポート 130bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第一平衡ポート 110bが接続し、第三ポート 130cに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第一平衡ポート 120bが接続している。

第二の高周波スィッチの第一ポート 150a にフィルタモジュールの第二平衡ポート P2-2が接続し、第二ポート 150bに第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの第二平衡ポート 110cが接続し、第三ポート 150cに第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの第二平衡ポート 120cが接続している。

第一の位相器 40aを第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aと接続して第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20bの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、第二の位相器 40bを第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20b と接続して第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 20aの通過周波数帯域において高インピーダンスとし、通過すべき高周波信号に応じて第一及ぴ第二の高周波スィッチ 10b、 10cを切替えることにより、フィルタモジュール 1の不平衡ポート P1に入力する高周波信号を平衡ポート P2-l、 P2-2から出力し、平衡ポート P2-l、 P2-2に入力する高周波信号を不平衡ポート P1から出力する。各回路素子の機能は上記実施例と同様なので、その説明を省略する。この実施例の場合も、切替スィツチにより各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを確保できるので、他の回路からの高周波信号の漏洩を実質的に防止することができる。

[5] 第五の実施例

第三の実施例（図 4)のフィルタモジュール 1を複数のセラミツク層に形成し、積層することにより、高周波部品を構成した。図 11(a)及び (b) はその高周波部品の表面及び裏面を示し、図 12はフィルタモジュール 1を構成する積層体 200 の各層の構成を示し、図 13はフィルタモジュール 1の等価回路を示す。

図 13の等価回路に示すように、本実施例のフィルタモジュール 1では、第一の高周波スィツチ 10aのスィツチング素子として、 Pinダイォードを用いたダィオードスィッチを採用している。ダイオードスィッチは、伝送線路とダイォ一ドを主構成とし、接続点 100aと 100cの間には積層体 200内に形成される伝送線路 LSIと、伝送線路 LSIの接続点 100c側でグランドとの間に配置されるダイォード DDI及び DCカット用のコンデンサ CS1と、ダイォード DDI及びコンデンサ CS1の間に形成されるコントロールポト VC1とを有する。コンデンサ CS1はダイォード DDIの動作時におけるィンダクタンス成分と直列共振回路を構成し、ダイォード DDIの動作時にショート状態となる。

接続点 100aと接続点 100bの間に、伝送線路 LSIを介してダイォード DDI と直列に接続されるダイォード DD2が配置されており、また接続点 100b側でグランドとの間に高周波チョークコイル LS2 が配置されている。ダイオード DD2のオフ時のアイソレーション特 1"生を向上するために、ダイォード DD2 と並列にインダクタ LS3と、これに直列にコンデンサ CS2が接続されている。髙周波チョークコイル LS2はチップインダクタで構成しても良いし、伝送線路を用いたハイインピーダンス線路としても良い。コントロールポート VC1から供給される制御電圧によりダイォード DD1、 DD2を ON/OFFして、接続点 100a と接続点 100bとの間、及ぴ接続点 100aと接続点 100cとの間の接続を切替える。なお接続点 100a側には DCカツトコンデンサ CS3が配置されている。ィンピーダンス調整のため等に、帯域通過フィルタの種類等に応じて接続点 100b、 100c側にコンデンサを適宜配置しても良いが、帯域通過フィルタとして SAW フィルタを用いる場合には入力 ·出力間が直流的に切断されているから必要ない。本実施例では伝送線路 LSI以外の回路素子はチップ部品として積層基板の表面に形成したランド Lppに実装されている。

本実施例において、第一及ぴ第二の平衡ー不平衡帯域通過フィルタ 20a， 20b として、面実装型の不平衡入カー平衡出力 SAWフィルタを用いた。平衡出力端 P2-1, P2-2の間には、平衡度が 180。±10。の範囲になるようにィンダクタンス素子 LF1， LF2が接続されている。 SAWフィルタをベアチップ状態で積層体 200 の表面に実装しても良く、また積層体 200に形成したキヤビティーの底面に実装して樹脂封止しても良い。不平衡入カー平衡出力 SAWフィルタの平衡出力端側に接続される位相器 50a、 50b, 60a、 60bは、伝送線路 Lgl， Lg2， Lg3， Lg4 として積層体 200にライン電極で形成した。ィンダクタンス素子やキャパシタンス素子等は、適宜積層基板に電極パターンで形成することも当然可能である。チップ部品を実装した積層体 200の主面には、チップ部品を覆うように、めつき処理した SPCC等の磁性金属のキャップ（図示せず）を配置する。金属キヤップの代わりに樹脂封止材を用いてもよい。樹脂封止材としては、エポキシ樹脂にアミン系、触媒系、酸無水物系の液体の硬化剤と、線膨張率を 5〜8 ppm 程度に調整する材料や弾性率を調整する材料等を適宜添加した液状樹脂封止材が好ましい。

積層体 200は、例えば 1000°C以下の低温焼結が可能なセラミック誘電材からなり、厚さが 10 μπ！〜 200 μιηのグリ一ンシートに、低抵抗率の Agや Cu等の導電性ペーストを印刷して所定の電極パターンを形成し、複数のグリ一ンシートを一体的に積層し、焼結することにより製造することができる。

誘電材としては、例えば Al， Si, Sr等を主成分として、 Ti， Bi, Cu, Mn, Na, K 等を副成分とする材料や、 Al, Si，Sr等を主成分として、 Ca, Pb, Na, K等を複成分とする材料や、 Al, Mg, Si, Gd等を含む材料や、 Al, Si, Zr, Mg等を含む材料を用いることができる。誘電材の誘電率は 5〜15程度が好ましい。セラミック誘電材の他に、樹脂基板や、榭脂とセラミック誘電体粉末の複合材からなる基板を用いても良い。また HTCC (高温同時焼成セラミック）技術を用いるために、 A1₂0₃系セラミック基板を使用するとともに、タングステンやモリブデン等の高融点金属で伝送線路等を形成しても良レ、。

図 12に示すように、積層体 200の最下層のグリンシート 1の上面には広面積のグランド電極 E1が形成されており、裏面には回路基板に実装するための端子電極が形成されている。端子電極は、不平衡入力ポート IN(P1)と、平衡出力ポート OUT(P2-l, P2-2) と、ダランドポートと、スィツチ回路制御用のコント口一ルポ一ト VC とからなり、それぞれがグリ一ンシートに形成されたビアホール（図中、黒丸で表示）で接続されている。なお図示した端子配置は裏面側から見た場合の配置であるので、上面側から見た場合と上下の位置が入れ替わつている。本実施例では端子電極を LGA (Land Grid Array)としている力 BGA (Ball Grid Array)等も採用することができる。また回路基板との接続強度が確保できない場合には、端子電極と同一面上に回路基板との接続をより強固にするように捕助端子電極 Ndを一つ以上形成しても良い。

グリーンシート 1の上に積層されたグリーンシート 2には、位相器 Lgl， Lg3 と位相器 Lg2， Lg4を接続するための接続線路 SLが複数形成されている。これらの接続線路 SLが位相器 Lgl, Lg2, Lg3, Lg4と接続することにより、線路 SL 及びビアホールは僅かながら長くなる。従って、接続線路 SL及ぴビアホールも位相器の一部を構成していると言える。

グリーンシート 2の上に積層されたグリーンシート 3には、位相器 Lgl, Lg2, Lg3, Lg4を構成する伝送線路 Lgld, Lg2d, Lg3d, Lg4dと、第一のスィッチ 10a を構成する伝送線路 LSldがビアホールとともに形成されている。位相器を構成する伝送線路 Lgld， Lg2d, Lg3d, Lg4dや第一の高周波スィツチ 10aを構成する伝送線路 LSldはスパイラル状であるが、面積に余裕があればミアンダ状でも良い。位相器を構成する伝送線路 Lgld〜Lg4dはグリーンシート 2に形成された伝送線路 SLとビアホールを介して接続している。

グリ一ンシート 3の上に積層されたグリ一ンシート 4には、位相器 Lgl， Lg2， Lg3, Lg4を構成する伝送線路 Lglc, Lg2c, Lg3c, Lg4cと、第一のスィツチ lOa を構成する伝送線路 LSlcがビアホールとともに形成されている。位相器を構成する伝送線路 Lglc〜Lg4cや第一のスィツチ 10aを構成する伝送線路 LSlcは、グリーンシート 3に形成された伝送線路 Lgld, Lg2d, Lg3d, Lg4d及び第一のスィツチ 10aを構成する伝送線路 LSldとビアホールを介して接続している。グリーンシート 4 の上に積層されたグリーンシト 5、 6にも、それぞれ位相器 Lgl, Lg2, Lg3, Lg4.を構成する伝送線路 Lglb〜； Lg4b、 Lgla〜Lg4aと第一のスイッチ 10aを構成する伝送線路 LSlb、 LSlaが形成され、各ライン電極がビアホールを介して接続されている。

グリ一ンシート 6の上に積層されたグリ一ンシート Ίには広面積のダランド電極 E2が形成されている。グランド電極 E2はビアホールを介してグランド電極 E1と接続し、位相器 Lgl， Lg2, Lg3, Lg4を構成する伝送線路と、第一のスィツチ 10aを構成する伝送線路を挟み、電磁気的な干渉を極力少なくしている。位相器 Lgl, Lg2, Lg3, Lg4を構成する伝送線路と、第一のスィッチ 10aを構成する伝送線路は、相互の干渉を防ぐために積層方向に重ならないように配置されている。また位相器 Lgl， Lg2, Lg3, Lg4を構成する伝送線路を接続する際、例えば接続線路 SLがグリーンシート 3のライン電極と一部重なることがあっても、斜めに重なるようにして、干渉を防いでいる。

グリーンシート 7の上に積層されたグリーンシート 8には、チップ部品や伝送線路等の回路素子を接続するための接続線路が形成されている。接続線路 Lv はコントロール端子 VC1から抵抗 Rに至る接続線路である。ダランド電極 E2 は、グリ一ンシート 6上の位相器を構成する伝送線路とグリ一ンシート 8上の接続線路との干渉を防いでいる。また接続線路 Lvの近くにグランド電極 E2を配置することにより、コントロール電源の電圧が変動しても第一のスィツチ 10a の誤動作を生じにくくしている。

接続線路 Lfl， Lf2は第一のスィツチ 10aと第一及び第二の帯域通過フィルタ 20a, 20bとを接続するものである。接続線路 Lfl, Lf2により、第一のスィツチ 10aと第一及ぴ第二の帯域通過フィルタ 20a, 20 とのインピーダンス整合を行うこともできる。

グリーンシート 8の上に積層されたグリーンシート 9は、チップ部品を搭載する複数のランド電極 Lppを有し、チップ部品はビアホールを介して積層体 200 内に形成された接続線路や回路素子と接続する。積層体 200の主面には、二つの長辺及び一つの短辺に沿った位置に金属ケースを固定するためのランド Lcp が形成されている。ランド電極 Lppに実装するスィッチング素子（ダイォードや FET等）や SAWフィルタはベア状態であり、樹脂封止や管封止することもできる。

このようにフィルタモジュールを積層体とすれば小型ィ匕が可能である。他のスィツチや増幅器等を積層基板に複合ィヒすることも当然可能である。なお上記実施例においては、説明の簡単化のために、不平衡入カー平衡出力のフィルタモジュールとして説明したが、端子 P1を不平衡出力端とし、端子 P2を平衡入力端とした平衡入力一不平衡出力のフィルタモジュールも勿論本発明の範囲内である。

本実施例のフィルタモジュールは、第一の高周波スィツチのポート VC1に接続するコントロール回路からの電圧により、通過させる高周波信号（例えば

GSM850と GSM900) を選択することができる。例えば第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタが GSM850に対応し、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタが GSM900に対応する場合、第一の高周波スィツチに接続するコントロール回路を表 1 のように制御して、各モードを変更する。高周波スィッチ、位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを得ることができるので、他の回路からの高周波信号の漏洩を実質的に防止することができる。

表 1 モード VC1

GSM850 ON

GSM900 OFF [6] 第六の実施例

図 14は第五の実施例のフィルタモジュールを構成する積層体 200の各層を示す。このフィルタモジュールの等価回路及び外観は、第五の実施例とほぼ同じなので、その説明を省略する。本実施例の積層体を第五の実施例との相違点を中心に説明する。

本実施例では、第一の平衡—不平衡帯域通過フィルタとして図 19(a)及び図 19(b)に示すインピーダンス特性を有する SAWフィルタを用いた。この SAWフィルタの平衡ポートのィンピーダンスは、上記のように GSM850の受信周波数帯域でほぼ 50 Ωの領域にあり、 GSM900の受信周波数帯域ではほぼ開放の領域（高インピーダンス）にある。従って、第五の実施例で必要であった位相器

Lgl, Lg2を構成する伝送線路 Lgla〜 Lg2a〜(！を必要とせず、第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタは接続線路とビアホールを介して平衡ポート

OUT(P2-l, P2-2)に接続される。

上記のように接続線路やビアホールによる線路長の増加により位相も変化するが、本実施例では線路長の増加はごく僅かであるのでィンピーダンス特性は実質的に変わらず、 GSM900の受信周波数帯域ではほぼ開放の領域にある。従つて、本実施例のフィルタモジュールは第五の実施例のものと同様の機能を発揮する。

端子電極と同一面上に形成された捕助端子電極 Ndはビアホールを介してグランド電極 E1 (グリーンシート 1上）と接続する。補助端子電極 Ndをグランド電極とすることにより、グランド電極 E1のグランド電位を均一にすることができるとともに、補助端子電極 Ndと積層基板との密着強度を向上させる。この実施例の場合も、高周波スィツチ及び位相器により各帯域通過フィルタ間のアイソレーションを得ることができるので、他の回路からの高周波信号の漏洩を実質的に防止することができる。

[7] 第七の実施例

本実施例は、フィルタモジュールをマルチパンド携帯電話に用いる場合に関する。図 15はデュアルパンド携帯電話の高周波回路を示す。ここでは GSM850 及ぴ GSM900の 2つの通信方式を例に取る。アンテナ ANT と送信系回路及び受信系回路との接続を切替える高周波スィツチ 264の受信ポートには、本発明のフィルタモジュール 1の不平衡ポート P1 が接続している。フィルタモジュール 1の平衡ポート P2- l， P2-2はローノイズアンプ LNAの平衡ポートと接続している。一方、高周波スィツチ 264の送信ポートには、ローパスフィルタ 72及び高周波増幅器 PAを介して本発明のフィルタモジュール 1の不平衡ポート P1が接続している。高周波スィツチ 264及びローパスフィルタ 72には、例えば GaAsスィツチや、ダイォードスィツチ、 π 型フィルタ等の公知のものを用いることができる。

本実施例のように高周波回路を構成すればパランを必要とせず、携帯電話のバッテリー消費を低減することができる。またフィルタモジュール 1を少なくとも一つの高周波スィツチを有する構成とすれば、高周波スィツチが備えるァィソレーション特性により、 GSM850及ぴ GSM900のように極めて近い周波数帯の異なる通信方式を利用する場合でも、高周波信号の漏洩を著しく低減できるため、マルチパンド携帯電話の通話品質を低下させることがない。

本実施例においては、高周波回路の送信側及ぴ受信側にそれぞれ本発明のフィルタモジュールを配置しているが、必要に応じて送信側及ぴ受信側のどちらかに一方に配置することも当然本発明の範囲内である。

[8] 第八の実施例

本発明のフィルタモジュールをマルチバンド携帯電話に用いた他の例として、図 16は複数のフィルタモジュールを有するマルチパンド携帯電話の高周波回路を示す。この高周波回路は、表 2に示す送受信周波数の 4つの異なる通信方式、 GSM850, GSM900, DCS1800, 及ぴ PCSで利用可能である。

表 2

¾f 方式送信信号周波数 Tx 受信信号周波数 Rx

GSM850 824-849 MHz 869-894 MHz

GSM900 880-915 MHz 925-960 MHz

DCS1800 1710-1785 MHz 1805-1880 MHz

PCS 1850-1910 MHz 1930-1990 MHz SP5Tスィツチ 300は、アンテナ ANTと接続するポート 510f, GSM850と GSM900の送信信号が入力するポート 510a、DCS1800と PCSの送信信号が入力するポート 510b、 GSM850と GSM900の受信信号が出力するポート 510e、 DCS1800の受信信号が出力するポート 510c、 PCSの受信信号が出力するポート 510dの 6つの入出力端子を有する。

図 17は SP5Tスィツチの回路プロックを示す。ポート 510fには、 GSM850 と GSM900の高周波信号を通過させる低域通過フィルタと、 DCS1800と PCS の高周波信号を通過させる高域通過フィルタとからなる分波回路 550が接続している。分波回路 550はインダクタンス素子とキャパシタンス素子を主構成とする帯域通過フィルタ、低域通過フィルタ、髙域通過フィルタ、 SAWフィルタ等を適宜組み合わせてなり、高周波信号を 2つ以上の系に分波するマルチプレクサで構成されている。

分波回路 550の低域通過フィルタには、 GSM850及ぴ GSM900の送信回路と受信回路との接続を切替える高周波スィツチ 560が接続している。分波回路 550の髙域通過フィルタには、 DCS1800及ぴ PCSの送信回路と受信回路との接続を切替える高周波スィッチ 570が接続している。高周波スィッチ 560， 570 の送信回路側には低域通過フィルタ 72.， 75 が接続している。高周波スィッチ 560の受信回路側には GaAsスィツチ 580が接続しており、 DCS1800の受信回路と； PCSの受信回路を切替える。

このような構成の SP5Tスィッチ 300のポート 510eにフィルタモジュール 1 を接続した場合の等価回路を図 18に示す。フィルタモジュール 1は図 5に示す回路と同じであり、第一及び第二の位相器 LSla、 LSlbと、第一及び第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタ 60， 65 と、 4つのスイッチング素子 FETla〜 FET4a を備えた第一の高周波スィッチと、 4つのスイッチング素子 FETlb〜 FET4bを備えた第二の高周波スィツチとからなる。

本実施例のフィルタモジュールのモードは、各コントロールポートに接続されたコント口ール回路からの制御電圧により、表 3に示すように切替えられる。表 3

本実施例では、 GSM900で送信する場合に、増幅器 PAからの高周波信号の一部がスィツチ 570を介して端子 510eに漏洩することがあっても、フィルタモジュール 1 によって、漏洩してきた高周波信号は遮断されるため、低雑音増幅器を含む RF-IC350 に流れ込むことがない。またアンテナ ANT から来る GSM850又は GSM900の受信信号は、帯域通過フィルタにより側帯波等のスプリアス成分（ノイズ）が取り除かれ、またインピーダンス変換された平衡信号として RF-IC350に入力される。このため、携帯電話の通話品質を劣化させることがない。

図 18に示す等価回路は、高周波スィツチ 580を除けば GSM8501 GSM9001 DCS1800等のトリプルバンド携帯電話の高周波回路としても機能することができる。また高周波スィツチ 580の代わりにフィルタモジュール 1を接続することもできる。産業上の利用可能性

本発明の平衡—不平衡型マルチパンドフィルタモジュールは、揷入損失の增加を抑えているとともに、極めて近い周波数帯を利用する通信方式又はァクセス方式において、取り扱うべき通信方式又はアクセス方式の高周波信号を通過させるが、他の通信方式又はアクセス方式の高周波信号を遮断することができる。また本発明の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールをマルチバンド携帯電話等の高周波通信機器に使用すると、バッテリー消費が少なく、通話品質の劣化が少なく、その高周波回路の部品点数を削減することもできる。

Claims

請求の範囲

1. それぞれスィツチング素子を有する 3つの高周波スィツチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタとを具備する平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、

第一の高周波スィツチは、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第 —ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポー卜と接続する第二ポートと、第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第二の高周波スィツチは、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第三の高周波スィツチは、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一乃至第三の高周波スィツチを切替え、もつて前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡一不平

2. 通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された 6つの位相器とを具備する平衡一不平衡型マルチパンドフィルタモジュールであって、

第一の位相器は、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートとを ¾し、

第三の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

もって前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を前記第一及び第二の平: f禽 Ϊポートから出力するか、前記第一及び第二の平街ポートに入力する髙周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡

3. スィツチング素子を有する高周波スィツチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された 4つの位相器とを具備する平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジユーノレであって、

第一の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、第二の位相器は、第一の平衡ー不平衡型帯域通過ブイルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第三の位相器は、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第四の位相器は、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポ一トと接続する第一ポートと、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一の高周波スィツチを切替え、もって前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及び第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡ー不平衡型マル

4. スイッチング素子を有する 2つの高周波スィッチと、通過周波数帯域の異なる 2つの平衡ー不平衡型帯域通過フィルタと、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタに接続された 2つの位相器とを具備する平衡一不平衡型マルチバンドフィルタモジュールであって、

第一の位相器は、前記モジュールの不平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの不平衡ポートと接続する第二ポートとを有し、

第一の高周波スィツチは、前記モジュールの第一平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第一平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

第二の高周波スィツチは、前記モジュールの第二平衡ポートと接続する第一ポートと、第一の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第二ポートと、第二の平衡一不平衡型帯域通過フィルタの第二平衡ポートと接続する第三ポートとを有し、

通過する高周波信号に応じて前記第一及び第二の高周波スィツチを切替え、もつて前記モジュールの不平衡ポートに入力する高周波信号を第一及ぴ第二の平衡ポートから出力するか、前記第一及び第二の平衡ポートに入力する高周波信号を前記モジュールの不平衡ポートから出力することを特徴とする平衡一不平

5. 請求項 1〜4のいずれかに記載の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいて、前記第一及ぴ第二の平衡ー不平衡型帯域通過フィルタは入カインピ一ダンス Ziと出カインピーダンス Zoが異なり、もってインピーダンス変換機能を有することを特徴とする平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモシユーノレ ₀

6. 請求項 1〜5のいずれかに記載の平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュールにおいて、前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタが SAWフィルタ又は FBARフィルタであることを特徴とする平衡ー不平衡型マルチバンドブイルタモジユーノレ。

7. 請求項 1〜6のいずれかに記載の平衡ー不平衡型マルチバンドフィルタモジュールにおいて、電極パターンを有する複数の誘電体層からなる積層体により構成されており、前記位相器及び前記高周波スィツチを構成する伝送線路は前記電極パターンにより形成されており、前記高周波スィッチを構成するスィツチング素子及び前記平衡ー不平衡型帯域通過フィルタは前記積層体に実装されていることを特徴とする平衡ー不平衡型マルチパンドフィルタモジュール。

8. 請求項 1〜7のいずれかに記載の平衡一不平衡型マルチバンドフイノレタモジュールを有する高周波回路を具備することを特徴とするマルチバンド携帯

¾B占。