WO1995031135A1

WO1995031135A1 - Procede et dispositif pour une reception numerique multicanal et dispositif de diagnostic a ultrasons

Info

Publication number: WO1995031135A1
Application number: PCT/JP1995/000914
Authority: WO
Inventors: Yoichi Suzuki
Original assignee: Ge Yokogawa Medical Systems, Ltd.
Priority date: 1994-05-12
Filing date: 1995-05-11
Publication date: 1995-11-23
Also published as: JP3329575B2; KR0156087B1; DE69535537T2; CN1128493A; EP0713681B1; EP0713681A4; CN1152650C; JPH07303638A; KR960703537A; DE69535537D1; EP0713681A1; US5684484A

Description

明細書マルチチャネルデジタル受信方法および装置および超音波診断装置 (技術分野）

この発明は、マルチチヤネルデジ夕ル受信方法および装置および超音波診断装置に関し、さらに詳しくは、 1つの信号源から異なる伝達経路を通って複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナ口グ受信信号からデジ夕ル処理により同相成分および直交成分を取得するマルチチャネルデジ夕ル受信方法および装置および超音波診断装置に関する。

(背景技術）

図 8は、従来の超音波診断装置の一例のプロック図である。

この超音波診断装置 1 0 1では、超音波エコー信号を受信したプローブ 2の各チャネルから出力されるアナログ受信信号を AZD変換器 3 1〜3 Xによりデジタルデータ D l〜D xに変換する。次に、各デジタルデータ D l〜D xを第 1チャネル直交検波回路 1 0 6 1〜1 0 6 Xにより直交検波してチャネル同相成分 I Γ 〜I x，およびチャネル直交成分 Q 〜Q x，を取り出す。次に、各チヤネルの超音波エコーの伝播時間の差異を相殺するように遅延回路 4 1 i〜4 X q により遅延する。次に、遅延したチャネル同相成分 I 1〜I Xを加算回路 7 Iで加算して合成同相成分 Iを取得すると共に、遅延したチヤネル直交成分 Q 1〜 Q Xを加算回路 7 Qで加算して合成直交成分 Qを取得する。そして、これら合成同相成分 Iおよび合成直交成分 Qから D S C (Digital Scan Converter) でドプラ画像やカラーフローマツビング画像を生成し、表示装置 9で表示している。なお、関連する従来技術として、特開平 5— 1 8 4 5 6 8号に記載の「デジ夕ル位相装置」がある。但し、これには、直交検波に関係した技術の開示は全くなされていない。

図 9は、プローブ 2から照射された超音波連続波が点 Pで反射され、その反射した超音波ェコ一がチャネル Xおよびチヤネル Yで受信される状態の説明図である。

点 Pにおける超音波ェコ一が、

R_P (t)=A(t)-sin{2^ f 。 t} …ひ）で表されるとする。また、音速を cとし、チャネル Xへの伝達距離を D_x とし、チャネル Yへの伝達距離を D_y とする。このとき、チャネル Xの受信信号は、 Rx (t)=A(t-D_x /c)«sin{2 π f 。 t-D_x /c} 〜（2) である。また、チャネル Xの受信信号は、

R v (t)=A(t-D_y /c)«sin{2 π f 。 t- D_y /c} 〜（3) であ

これらを参照信号 cos{2 7Γ f 。 t}， sin{2 π f 。 t}を用いて直交検波を行なうと、直交検波回路の出力は、

I ' (t)=-(l/2)«A(t-D_x /c)«sin{2 ττ f 。 D_x /c} …（ Q x ' (t)=(l/2)«A(t- D_x /c) 'COS^TT f 。 D_x /c} …（） I _y ' (t)=-(l/2)'A(t-D_y /c)«sin{2 ττ f 。 D_y /c} ー（6) Q v ' (t)=(l/2)«A(t- D_y /c) ·οοβ{2 f 。 D_y /c} … ）となる。なお、デジタル直交検波では、後述するように、所定のサンプリング点のデジタルデータを取り出すことにより上記同相成分 I _x ' (t), Ι,. ' (t)および直交成分 Q _x ' (t)， Q v ' (t)を得ている。

遅延回路では、 P— X間の伝播時間と P— Y間の伝播時間の差異を相殺するように遅延を行なう力ヽら、

I _x (t)=-(l/2)'A(t- D_x /c-{D_y /c- D_x /c})'sin{27r f 。 D_x /c}

=-(l/2)'A(t-D_y /c).sin{2 ττ f 。 D_x /c} (8) Q x (t)=(l/2) «A(t-D x /c-{D v I - D_x /c} )-cos{2 r D_x /c}

=(1/2) -A(t- D_y /c)-cos{2 7Γ f 。 D_x I、 …（ I v (t)=-(l/2)-A(t- D_y /c) 'sin{27r f ₀ D_y /c} -(10) Q v (t) = (l/2)-A(t-D_y /c)«cos{2 π f 。 D_y /c} ー（11) となる。上記 (t) と . (t) を比較すると、振幅項は同一時相となっている。し力、し、位相は合っていない。また、上記 Q x (t) と Q _y (t) を比較すると、振幅項は同一時相となっている力位相は合っていない。すなわち、参照信号 cos{2 ττ f 。 t}, sin{2 π f 。 t}を用いて直交検波を行なつてから遅延させた場合、整相加算が行なわれない問題点がある。

これに対し、チャネル Xの直交検波時の参照信号を、

r _ix=cos{27T f 。（t-{D_y /c- D _x /c}) —(12) r_qy=sin{2;r f 。（t-{D_y /c- D_x /c}) 〜（13) とすれば、

I x "(t)=-(l/2)»A(t-D_y /c)«sin{2 ττ f 。 D: /c} ■(14) Q_x "(t)=(l/2)'A(t- D_y /c)'cos{2 ττ D: /c} ■(15) となる。すなわち、デジタルデータを取り入れるサンプリング ·クロックの位相をチャネル毎に変える力、、又は、デジタル直交検波のサンプリング点をチャネル毎に変えれば、同一位相となり、整相加算が可能となる。

しかし、この場合は、複数の位相のサンプリング ·クロック力く必要となったり、デジ夕ル直交検波部の構成が複雑になる問題点がある。

また、デジタル直交検波では、少なくともキヤリア周波数の 4倍のサンプリング点が必要であるため、一定のサンプリングレート f s とすると、 f _s /4m (m=l, 2, 3， ···）で示されるキャリア周波数にのみ制限される問題点がある。一方、キヤリア周波数に対応してサンプリングレートを可変にすれば上記制限はなくなるが、その場合には、デジタル直交検波部の構成が複雑になる問題点がある。

(発明の開示）

そこで、この発明の第 1の目的は、複数の位相のサンプリング ·クロックを必要としないで複数のチヤネルの整相加算を可能とするマルチチャネルデジタル受信方法および装置および超音波診断装置を提供することにある。

また、この発明の第 2の目的は、一定のサンプリングレートでも上記制限を少なくすることが出来るマルチチヤネルデジ夕ル受信方法および装置および超音波診断装置を提供することにある。

第 1の観点では、この発明は、 1つの信号源から異なる伝達経路を通って複数のチヤネルにそれぞれ到達した各アナ口グ受信信号をデジタルデータに変換し、チヤネル間の伝播時間の差を相殺するように各デジ夕ルデータを遅延させ、各デジ夕ルデータをデジ夕ル直交検波してチヤネル同相成分とチヤネル直交成分とを取り出し、各チャネル同相成分を加算して合成同相成分を取得し、各チャネル直交成分を加算して合成直交成分を取得することを特徴とするマルチチャネルデジタル受信方法を提供する。

第 2の観点では、この発明は、 1つの信号源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ受信してアナ口グ受信信号を出力する複数チヤネルの受信手段と、前記各ァナ口グ受信信号をデジタルデータに変換する複数チャネルの A Z D変換手段と、所定の遅延時間だけ各デジタルデータを遅延させる複数チャネルの遅延手段と、遅延した各デジタルデータをデジ夕ル直交検波してチャネル同相成分とチヤネル直交成分とを取り出すデジ夕ル直交検波手段と、各チヤネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チヤネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチャネルデジ夕ル受信装置を提供する。

第 3の観点では、この発明は、 1つの信号源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ受信してアナ口グ受信信号を出力する複数チヤネルの受信手段と、前記各ァナ口グ受信信号をデジタルデータに変換する複数チャネルの A / D変換手段と、デジタルデータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔 Δ Tごとにデジタルデータをサンプリングして前記メモリに書き込む書込制御手段と、ある目的時刻 t o 力、ら前記サンプリング間隔 Δ Τの整数倍の時間 T_m だけずれた時刻 t _m の近傍にサンプリング時刻を持つ 2つ以上のデジタルデータを前記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより読み出した 2つ以上のデジタルデータを用いた補間演算により前記サンプリング間隔 Δ Tより小さい時間て kだけ前記時刻 t _m からずれた時刻 t _k における補間デジタルデータを算出する補間演算手段と、前記捕間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、目的時間 t。に応じて前記補間デジタルデータまたは前記符号を反転したデジタルデータまたは " 0 " を選択する切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャネル同相成分またはチャネル直交成分として出力する口一パスフィルタ手段と、各チヤネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チャネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したマルチチャネルデジタル受信装置を提供する。

第 4の観点では、この発明は、上記マルチチャネルデジタル受信装置をデジ夕ルビームフォーマとして具備した超音波診断装置を提供する。

上記第 1の観点によるマルチチヤネルデジ夕ル受信方法では、各チヤネルで得たデジタルデータを、直交検波を行なってから遅延させるのではなく、遅延させてから直交検波を行なうようにした。

このため、各チャネルの振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられるようになる。従って、複数の位相のサンプリング ·クロックを必要としないで、複数のチヤネルの整相加算が可能となる。

上記第 2の観点によるマルチチャネルデジ夕ル受信装置では、遅延手段により各チャネルで得たデジタルデータをそれぞれ遅延させ、遅延後の各デジタルデー夕をデジ夕ル直交検波手段でデジタル直交検波し、得られた各チャネルの同相成分と直交成分をそれぞれ同相成分加算手段と直交成分加算手段で加算し、合成同相成分と合成直交成分を取得する。

このため、各チャネルの振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられるようになる。従って、複数の位相のサンプリング ·クロックを必、要としないで、複数のチヤネルの整相加算が可能となる。

なお、上記遅延手段を、デジタルデータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔 Δ Tごとにデジタルデータをサンプリングして前記メモリに書き込む書込制御手段と、ある目的時刻 t。から前記サンプリング間隔 Δ Τの整数倍の時間 T„, だけずれた時刻 t _m の近傍にサンプリング時刻を持つ 2つ以上のデジタルデ一タを前記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより読み出した 2つ以上のデジタルデータを用いた補間演算により前記サンプリング間隔 Δ Tより小さい時間て _k だけ前記時刻 t m からずれた時刻 t _k における捕間デジタルデータを算出する捕間演算手段とにより構成するのが好ましい。

この場合、サンプリング間隔 Δ Τが一定でも、補間演算手段を用いることでサンプリング間隔厶 Tより小さい時間て _k の遅延を実現できる。

上記第 3の観点によるマルチチャネルデジタル受信装置では、メモリと書込制御手段と読出制御手段とによってサンプリング間隔△ Tの整数倍の時間だけデジタルデータを遅延させ、補間演算手段によって前記サンプリング間隔 Δ Τより小さい時間だけ遅延させる補間演算を行い、全体として遅延時間を（T_m 十て _k ) とする構成とした。

このため、サンプリング間隔 Δ Τが一定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺しうる遅延時間を全体として得られるようになる。

また、実際にサンプリングしたデジタルデータとデジタルデータの間に、デジ夕ル直交検波に必要なデジタルデータが在つた場合には、そのデジ夕ルデー夕を補間演算手段によって算出する構成とした。すなわち、捕間演算手段を遅延と捕間の両方に使用する構成とした。

このため、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照周波数の制限を少なくすることが出来る。

上記第 4の観点による超音波診断装置では、上記マルチチャネルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマとして具備したため、複数の位相のサンプリング •クロックを必要としな L、で複数のチヤネルの整相加算が可能となる。

(図面の簡単な説明）

図 1はこの発明の一実施例の超音波診断装置のプロック図である。

図 2は図 1の第 1チヤネル遅延回路の詳細プロック図である。

図 3は図 1の第 1チヤネル直交検波回路の詳細プロック図である。

図 4はデジ夕ルデー夕のサンプリングの説明図である。

図 5は遅延と補間の説明図である。

図 6はデジタル直交検波の説明図である。

図 7は種々の参照波の周波数に対するデジタル直交検波の説明図である。図 8は従来の超音波診断装置の一例の説明図である。

図 9は従来の問題点の説明図である。

(発明を実施するための最良の形態）

以下、図に示す実施例によりこの発明をさらに詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定されるものではない。

図 1は、この発明の一実施例の超音波診断装置 1のプロック図である。

この超音波診断装置 1では、超音波ェコ一信号を受信したプローブ 2の各チヤネルから出力されるアナログ受信信号を AZD変換器 31〜3 Xによりデジタルデータ D l〜Dxに変換する。次に、各デジタルデータ Dl〜Dxを遅延回路 4 1〜4 Xにより遅延し、デジタルデータ d l ~d Xとする。次に、各デジタルデ —夕 d 1〜 d Xを直交検波回路 61〜6xにより直交検波してチヤネル同相成分 I 1〜I Xおよびチャネル直交成分 Ql〜Qxを取り出す。次に、チャネル同相成分 I 1〜 I Xを加算回路 7 Iで加算して合成同相成分 Iを取得すると共に、チャネル直交成分 Q 1〜 Q Xを加算回路 7 Qで加算して合成直交成分 Qを取得する。そして、これら合成同相成分 Iおよび合成直交成分 Qから D S Cでドプラ画像やカラーフローマッピング画像を生成し、表示装置 9で表示する。

制御回路 5は、チヤネル間の整相のための遅延とデジタル直交検波の捕間演算 (後述）の両方を考慮して遅延時間（後述）および補正係数（後述）を決定し、制御信号により、前記遅延回路 41〜4 Xおよび直交検波回路 61〜6 Xに設定する。

図 2は、第 1チャネル遅延回路 41のプロック図である。

メモリ 12は、サンプリング間隔厶 Tで書込ァドレスを書込制御手段 13から与えられ、第 1チャネルデジタルデータ D1を記憶する。図 4に、第 1チャネルデジタルデータ D1を翁で示す。二点鎖線は第 1チャネル受信信号である。サンプリング間隔厶 Tは例えば 100 n sである。

サンプリング間隔 ΔΤの整数倍の時間を T_mlとし、サンプリング間隔 ΔΤより小さい時間をて _klとし、全体の遅延時間を（T_ml+て _kl) としたい場合、読出制御手段 14は、現サンプリング時刻よりも（T_ml— ΔΤ) だけ前のサンプリング時刻における第 1チャネルデジタルデータ D 1を読み出すような読出ァドレスをメモリ 12に与える。従って、メモリ 12から読み出される第 1チャネルデジ夕ルデータ dlは、現サンプリング時刻よりも（T_ml— ΔΤ) だけ前のサンプリング時刻における第 1チャネルデジタルデータである。

他のチヤネルの遅延回路についても同様の構成である。図 3は、第 1チャネル直交検波回路 61のブロック図である。

データレジス夕 15は、第 1チャネルデジタルデータ d lを保持するから、現サンプリング時刻よりも（T_ml— ΔΤ) だけ前のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、データレジスタ 15は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保持していたデジタルデータをデータレジスタ 16にシフ卜する。

そこで、デ一夕レジスタ 16は、現サンプリング時刻よりも（T_ml) だけ前のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、データレジスタ 1 6は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保持していたデジタルデ一夕をデータレジスタ 17にシフトする。

そこで、データレジスタ 17は、現サンプリング時刻よりも（T_ml +厶 T) だけ前のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、データレジス夕 17は、新たなデジタルデータを保持する前に、それまで保持していたデジタルデータをデータレジスタ 18にシフ卜する。

そこで、データレジスタ 18は、現サンプリング時刻よりも（T_ml + 2AT) だけ前のサンプリング時刻におけるデジ夕ルデ一夕を保持する。

係数レジスタ 19， 21， 23， 25には、混合スプライン捕間の補間係数が制御信号により与えられ保持されている。

乗算器 20, 22， 24， 26は、各データレジスタ 15， 16, 17， 18 に保持したデジタルデータと係数レジスタ 19， 21, 23, 25に保持した混合スプライン捕間の補間係数とをそれぞれ乗算し、得られた積を加算器 27に出力する。

加算器 27は各積を加算するが、この和は、現サンプリング時刻よりも（T_ml) だけ前のサンプリング時刻と（T_ml + AT) だけ前のサンプリング時刻の間の仮想サンプリング時刻における補間デジタルデータである。係数レジスタ 19, 2 1， 23, 25に保持させる混合スプライン捕間の補間係数を適切に選択することにより、前記仮想サンプリング時刻を、現サンプリング時刻よりも（Τ_ηι1十て _kl) だけ前の時刻に設定できる。

図 5に、各データレジスタ 15， 16, 17， 18に保持した 4つのデジタルデータ（會）から補間デジタルデータ El (□) を算出する概念を示す。

前記補間デジタルデータ E 1は、乗算器 512およびマルチプレクサ 513に入力される。

前記乗算器 512は、補間デジタルデータ E1に "—1" を乗算し、符号を反転した補間デジタルデータ一 E 1をマルチプレクサ 513へ出力する。

前記マルチプレクサ 513は、制御信号に基づいて、前記捕間デジタルデータ E1または符号を反転した補間デジタルデーター E1または "0" を選択し、マルチプレクサ 515へ出力する。

前記マルチプレクサ 515は、制御信号に基づいて、前記マルチプレクサ 51 3で選択された前記補間デジタルデー夕 E 1または符号を反転した補間デジ夕ルデータ一 E1または "0" をローパスフィルタ 516またはローパスフィルタ 5 17の一方へ出力する。

前記口一パスフィルタ 516は、ベースバンドを取り出して、第 1チャネル同相成分 I 1として出力する。

また、前記ローパスフィルタ 517は、ベースバンドを取り出して、第 1チヤネル直交成分 Q 1として出力する。

ここで、デジタル直交検波の原理を説明する。

まず、アナログ直交検波を考える。

受信信号 B(t)が次式で表わせるとする。

R(t)=A(t).sin{2 π f ₀ t+ (t)} ー（16) この受信信号 R(t)を参照信号 cos{2 π f 。 t}および sin{2 π f 。 t}を用いて直交検波して同相成分 I (t)と直交成分 Q (t)を求めると、

I(t)=A(t)'sin{2 π f 。 t+0 (t)} 'COS{2TT f 。 t}

= (l/2)'A(t).[sin{2'2^- f ₀ t+ (t)}+sin{ (t)}]

口一パスフィルタを通せば、

I(t)=(l/2)'A(t).sin{0(t)} —(17) 同様に、

…(： L8) となる。 0 次に、受信信号 R(t)をサンプリングレート =4 f 。で量子化した場合、サンプリング番号を n (= 0， 1， 2， ···）として、量子化受信信号 R_q (n /f s ) は、

R_q (n / f s )=A(n/f _s ) -sin{2^ f 。 n/ f _s + φ(η/ f _s )}

=A(n/ f s ) 'sin{27r f 。 n/4 f 。 + ø (n/ f _s )} =A(n/ f s ) 'sin{2^(n/4)+0(n/ f _s )}

と表せる。

ここで、 (n/4) に着目すると、 n/4=0,l，2，…のとき、すなわち、 n=0，4,8， … のとき、

R_q (n / f s )=A(n/ f _s ) 'sin{ 0 (n/ f _s )} 〜（19) となり、上記 (17) 式の同相成分 I (t)を表わす。

また、 n/4=l/2，3/2,5/2,…のとき、すなわち、 n =2, 6, 10,…のとき、

R_q (n / f s )=-A(n/ f _s ) 'sin{ <6 (n/ f _s )} (20) となり、符号を反転すれば、上記 (17) 式の同相成分 I(t)を表わす。

さらに、 n/4=l/4, 5/4, 9/4,…のとき、すなわち、 n=l,5,9, …のとき、 R_q (n / f s )=A(n/ f _s ) 'Cos{ φ(η/ f _s )} 〜（21) となり、上記（18) 式の直交成分 Q(t)を表わす。

また、 n/4=3/4,7/4,ll/4, …のとき、すなわち、 n =3, 7, 11,…のとき、 R_q (n /f s )=-A(n/ f _s ) 'cos{ (n/ f _s )} (22) となり、符号を反転すれば、上記 (18) 式の直交成分 Q(t)を表わす。

そして、受信信号 B(t)の帯域幅に対してサンプリングレート f s が十分大きいならば、

n/f s =(n+l)/f s

とみなせるから、図 6に示すように、サンプリング番号に応じてデジタルデータを振分ければ、同相成分 Iと直交成分 Qを得られる。

図 7は、種々の参照波に対する同相成分 Iと直交成分 Qのサンプリング点の説明図である。

サンプリングレート f s が一定でも、捕間を行うことにより種々の参照波周波数に対応できることが判る。以上の超音波診断装置 1によれば、各チャネルで得たデジタルデータを遅延させてから直交検波を行なうようにしたため、複数の位相のサンプリング，クロックを必要とせずに、複数のチヤネルの整相加算が可能となる。

また、補間演算によつてサンプリング間隔 Δ Tより小さい時間だけ遅延させるから、サンプリング間隔厶 Tが一定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺しうる遅延時間を得られるようになる。従って、複数の位相のサンプリング，クロックを必要とせず、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。

さらに、実際にサンプリングしたデジタルデータとデジタルデータの間にデジ夕ル直交検波に必要なデジ夕ルデー夕力在つた場合には、そのデジ夕ルデー夕を補間演算手段によって算出するため、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照波の周波数の制限が少なくなり、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。

なお、上記実施例のように混合スプライン補間を用いれば、補間点の前後 4点のデータのみで捕間が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適である _c 但し、 Bスプライン補間や，雲型定規スプライン補間等を用いてもよい。

また、補間係数をローテ一シヨンさせることで、サンプリングした全てのデジタルデータを利用するようにしてもよい。

この発明のマルチチャネルデジ夕ル受信方法および装置および超音波診断装置によれば、高周波のままデジタル遅延し、その後でデジタル直交検波を行うため、複数の位相のサンプリング ·クロックを必要とせず、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。

また、捕間演算により直交検波信号を得ているので、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照波の周波数の制限が少なくなり、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。

Claims

2 請求の範囲

1. 1つの信号源から異なる伝達経路を通つて複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナ口グ受信信号をデジ夕ルデータに変換し、チヤネル間の伝播時間の差を相殺するように各デジタルデータを遅延させ、各デジタルデータをデジ夕ル直交検波してチヤネル同相成分とチヤネル直交成分とを取り出し、各チヤネル同相成分を加算して合成同相成分を取得し、各チヤネル直交成分を加算して合成直交成分を取得することを特徵とするマルチチャネルデジタル受信方法。

2. 1つの信号源から異なる伝達経路を通つて到達した信号をそれぞれ受信してアナ口グ受信信号を出力する複数チャネルの受信手段と、前記各アナ口グ受信信号をデジ夕ルデ一夕に変換する複数チャネルの A / D変換手段と、所定の遅延時間だけ各デジタルデータを遅延させる複数チヤネルの遅延手段と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交検波してチヤネル同相成分とチヤネル直交成分とを取り出すデジ夕ル直交検波手段と、各チヤネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チヤネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチャネルデジ夕

3. 1つの信号源から異なる伝達経路を通つて到達した信号をそれぞれ受信してアナ口グ受信信号を出力する複数チヤネルの受信手段と、前記各アナ口グ受信信号をデジ夕ルデータに変換する複数チャネルの A ZD変換手段と、デジ夕ルデータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔 Δ Τごとにデジタルデ一夕をサンプリングして前記メモリに書き込む書込制御手段と、ある目的時刻 t。から前記サンプリング間隔 Δ Τの整数倍の時間 T_m だけずれた時刻 t _m の近傍にサンプリング時刻を持つ 2つ以上のデジ夕ルデー夕を前記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより読み出した 2つ以上のデジタルデータを用いた補間演算により前記サンプリング間隔 Δ Τより小さい時間て _k だけ前記時刻 t _m からずれた時刻 t _k における補間デジタルデータを算出する補間演算手段と、前記補間デ 3 ジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、目的時間 t。に応じて前記補間デジタルデータまたは前記符号を反転したデジタルデータまたは " 0 " を選択する切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャネル同相成分またはチヤネル直交成分として出力するローパスフィルタ手段と、各チャネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チヤネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチヤネルデジタル受信装置。

4. 請求項 2または請求項 3のマルチチャネルデジ夕ル受信装置をデジタルビ一ムフォーマとして具備したことを特徴とする超音波診断装置。