JP3329575B2 - マルチチャンネルデジタル受信装置および超音波診断装置 - Google Patents
マルチチャンネルデジタル受信装置および超音波診断装置Info
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Description
タル受信方法および装置および超音波診断装置に関し、
さらに詳しくは、1つの信号源から異なる伝達経路を通
って複数のチャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信
信号からデジタル処理により同相成分および直交成分を
取得するマルチチャネルデジタル受信方法および装置お
よび超音波診断装置に関する。
ブロック図である。この超音波診断装置101では、超
音波エコー信号を受信したプローブ2の各チャネルから
出力されるアナログ受信信号をA/D変換器31〜3x
によりデジタルデータD1〜Dxに変換する。次に、各
デジタルデータD1〜Dxを第1チャネル直交検波回路
1061〜106xにより直交検波してチャネル同相成
分I1’〜Ix’およびチャネル直交成分Q1’〜Q
x’を取り出す。次に、各チャネルの超音波エコーの伝
播時間の差異を相殺するように遅延回路41i〜4xq
により遅延する。次に、遅延したチャネル同相成分I1
〜Ixを加算回路7Iで加算して合成同相成分Iを取得
すると共に、遅延したチャネル直交成分Q1〜Qxを加
算回路7Qで加算して合成直交成分Qを取得する。そし
て、これら合成同相成分Iおよび合成直交成分QからD
SC(Digital Scan Converter)でドプラ画像やカラー
フローマッピング画像を生成し、表示装置9で表示して
いる。
−184568号に記載の「デジタル位相装置」があ
る。但し、これには、直交検波に関係した技術の開示は
全くなされていない。
ら照射された超音波連続波が点Pで反射され、その反射
した超音波エコーがチャネルXおよびチャネルYで受信
される状態の説明図である。点Pにおける超音波エコー
が、 Rp(t)=A(t)・sin{2πf0t} …(1) で表されるとする。また、音速をcとし、チャネルXへ
の伝達距離をDxとし、チャネルYへの伝達距離をDy
とする。このとき、チャネルXの受信信号は、 Rx(t)=A(t-Dx/c)・sin{2πf0t-Dx/c} …(2) である。また、チャネルXの受信信号は、 Ry(t)=A(t-Dy/c)・sin{2πf0t-Dy/c} …(3) である。
t}を用いて直交検波を行なうと、直交検波回路の出力
は、 Ix'(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c)・sin{2πf0Dx/c} …(4) Qx'(t)=(1/2)・A(t-Dx/c)・cos{2πf0Dx/c} …(5) Iy'(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(6) Qy'(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(7) となる。なお、デジタル直交検波では、後述するよう
に、所定のサンプリング点のデジタルデータを取り出す
ことにより上記同相成分Ix'(t),Iy'(t)および直交成分
Qx'(t),Qy'(t)を得ている。
Y間の伝播時間の差異を相殺するように遅延を行なうか
ら、 Ix(t)=-(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・sin{2πf0Dx/c} =-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dx/c} …(8) Qx(t)=(1/2)・A(t-Dx/c-{Dy/c-Dx/c})・cos{2πf0Dx/c} =(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dx/c} …(9) Iy(t)=Iy(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(10) Qy(t)=Qy(t)=(1/2)・A(t-Dy/c)・cos{2πf0Dy/c} …(11) となる。上記Ix(t)とIy(t)を比較すると、振幅項は同一
時相となっている。しかし、位相は合っていない。ま
た、上記Qx(t)とQy(t)を比較すると、振幅項は同一時相
となっているが、位相は合っていない。すなわち、参照
信号cos{2πf0t},sin{2πf0t}を用いて直交検波を行な
ってから遅延させた場合、整相加算が行なわれない問題
点がある。
照信号を、 rix=cos{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(12) rqy=sin{2πf0(t-{Dy/c-Dx/c}) …(13) とすれば、 Ix"(t)=-(1/2)・A(t-Dy/c)・sin{2πf0Dy/c} …(14) Qx"(t)=(1/2)・A(t-Dy/c})・cos{2πf0Dy/c} …(15) となる。すなわち、デジタルデータを取り入れるサンプ
リング・クロックの位相をチャネル毎に変えるか、又
は、デジタル直交検波のサンプリング点をチャネル毎に
変えれば、同一位相となり、整相加算が可能となる。し
かし、この場合は、複数の位相のサンプリング・クロッ
クが必要となったり、デジタル直交検波部の構成が複雑
になる問題点がある。
キャリア周波数の4倍のサンプリング点が必要であるた
め、一定のサンプリングレートfs とすると、fs /4
m(m=1,2,3,…)で示されるキャリア周波数に
のみ制限される問題点がある。一方、キャリア周波数に
対応してサンプリングレートを可変にすれば上記制限は
なくなるが、その場合には、デジタル直交検波部の構成
が複雑になる問題点がある。
位相のサンプリング・クロックを必要としないで複数の
チャネルの整相加算を可能とするマルチチャネルデジタ
ル受信方法および装置および超音波診断装置を提供する
ことにある。また、この発明の第2の目的は、一定のサ
ンプリングレートでも上記制限を少なくすることが出来
るマルチチャネルデジタル受信方法および装置および超
音波診断装置を提供することにある。
明は、1つの信号源から異なる伝達経路を通って複数の
チャネルにそれぞれ到達した各アナログ受信信号をデジ
タルデータに変換し、チャネル間の伝播時間の差を相殺
するように各デジタルデータを遅延させ、各デジタルデ
ータをデジタル直交検波してチャネル同相成分とチャネ
ル直交成分とを取り出し、各チャネル同相成分を加算し
て合成同相成分を取得し、各チャネル直交成分を加算し
て合成直交成分を取得することを特徴とするマルチチャ
ネルデジタル受信方法を提供する。
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのA/D変換手段と、所定の遅延
時間だけ各デジタルデータを遅延させる複数チャネルの
遅延手段と、遅延した各デジタルデータをデジタル直交
検波してチャネル同相成分とチャネル直交成分とを取り
出すデジタル直交検波手段と、各チャネル同相成分を加
算して合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各
チャネル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直
交成分加算手段とを具備したことを特徴とするマルチチ
ャネルデジタル受信装置を提供する。
源から異なる伝達経路を通って到達した信号をそれぞれ
受信してアナログ受信信号を出力する複数チャネルの受
信手段と、前記各アナログ受信信号をデジタルデータに
変換する複数チャネルのA/D変換手段と、デジタルデ
ータを記憶するメモリと、所定のサンプリング間隔ΔT
ごとにデジタルデータをサンプリングして前記メモリに
書き込む書込制御手段と、ある目的時刻to から前記サ
ンプリング間隔ΔTの整数倍の時間Tm だけずれた時刻
tm の近傍にサンプリング時刻を持つ2つ以上のデジタ
ルデータを前記メモリより読み出す読出制御手段と、前
記メモリより読み出した2つ以上のデジタルデータを用
いた補間演算により前記サンプリング間隔ΔTより小さ
い時間τk だけ前記時刻tm からずれた時刻tk におけ
る補間デジタルデータを算出する補間演算手段と、前記
補間デジタルデータの符号を反転する符号反転手段と、
目的時間to に応じて前記補間デジタルデータまたは前
記符号を反転したデジタルデータまたは“0”を選択す
る切換選択手段と、ベースバンドのみを取り出してチャ
ネル同相成分またはチャネル直交成分として出力するロ
ーパスフィルタ手段と、各チャネル同相成分を加算して
合成同相成分を取得する同相成分加算手段と、各チャネ
ル直交成分を加算して合成直交成分を取得する直交成分
加算手段とを具備したマルチチャネルデジタル受信装置
を提供する。
チャネルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマと
して具備した超音波診断装置を提供する。
受信方法では、各チャネルで得たデジタルデータを、直
交検波を行なってから遅延させるのではなく、遅延させ
てから直交検波を行なうようにした。このため、各チャ
ネルの振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられる
ようになる。従って、複数の位相のサンプリング・クロ
ックを必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。
タル受信装置では、遅延手段により各チャネルで得たデ
ジタルデータをそれぞれ遅延させ、遅延後の各デジタル
データをデジタル直交検波手段でデジタル直交検波し、
得られた各チャネルの同相成分と直交成分をそれぞれ同
相成分加算手段と直交成分加算手段で加算し、合成同相
成分と合成直交成分を取得する。このため、各チャネル
の振幅項の時相だけでなく、位相も一致させられるよう
になる。従って、複数の位相のサンプリング・クロック
を必要としないで、複数のチャネルの整相加算が可能と
なる。なお、上記遅延手段を、デジタルデータを記憶す
るメモリと、所定のサンプリング間隔ΔTごとにデジタ
ルデータをサンプリングして前記メモリに書き込む書込
制御手段と、ある目的時刻to から前記サンプリング間
隔ΔTの整数倍の時間Tm だけずれた時刻tm の近傍に
サンプリング時刻を持つ2つ以上のデジタルデータを前
記メモリより読み出す読出制御手段と、前記メモリより
読み出した2つ以上のデジタルデータを用いた補間演算
により前記サンプリング間隔ΔTより小さい時間τk だ
け前記時刻tm からずれた時刻tk における補間デジタ
ルデータを算出する補間演算手段とにより構成するのが
好ましい。この場合、サンプリング間隔ΔTが一定で
も、補間演算手段を用いることでサンプリング間隔ΔT
より小さい時間τk の遅延を実現できる。
タル受信装置では、メモリと書込制御手段と読出制御手
段とによってサンプリング間隔ΔTの整数倍の時間だけ
デジタルデータを遅延させ、補間演算手段によって前記
サンプリング間隔ΔTより小さい時間だけ遅延させる補
間演算を行い、全体として遅延時間を(Tm +τk )と
する構成とした。このため、サンプリング間隔ΔTが一
定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺しうる遅延時
間を全体として得られるようになる。また、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間に、
デジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合
には、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出
する構成とした。すなわち、補間演算手段を遅延と補間
の両方に使用する構成とした。このため、一定のサンプ
リングレートでも、とりうる参照周波数の制限を少なく
することが出来る。
は、上記マルチチャネルデジタル受信装置をデジタルビ
ームフォーマとして具備したため、複数の位相のサンプ
リング・クロックを必要としないで複数のチャネルの整
相加算が可能となる。
に詳細に説明する。なお、これによりこの発明が限定さ
れるものではない。図1は、この発明の一実施例の超音
波診断装置1のブロック図である。この超音波診断装置
1では、超音波エコー信号を受信したプローブ2の各チ
ャネルから出力されるアナログ受信信号をA/D変換器
31〜3xによりデジタルデータD1〜Dxに変換す
る。次に、各デジタルデータD1〜Dxを遅延回路41
〜4xにより遅延し、デジタルデータd1〜dxとす
る。次に、各デジタルデータd1〜dxを直交検波回路
61〜6xにより直交検波してチャネル同相成分I1〜
Ixおよびチャネル直交成分Q1〜Qxを取り出す。次
に、チャネル同相成分I1〜Ixを加算回路7Iで加算
して合成同相成分Iを取得すると共に、チャネル直交成
分Q1〜Qxを加算回路7Qで加算して合成直交成分Q
を取得する。そして、これら合成同相成分Iおよび合成
直交成分QからDSCでドプラ画像やカラーフローマッ
ピング画像を生成し、表示装置9で表示する。制御回路
5は、チャネル間の整相のための遅延とデジタル直交検
波の補間演算(後述)の両方を考慮して遅延時間(後
述)および補正係数(後述)を決定し、制御信号によ
り、前記遅延回路41〜4xおよび直交検波回路61〜
6xに設定する。
ック図である。メモリ12は、サンプリング間隔ΔTで
書込アドレスを書込制御手段13から与えられ、第1チ
ャネルデジタルデータD1を記憶する。図4に、第1チ
ャネルデジタルデータD1を●で示す。二点鎖線は第1
チャネル受信信号である。サンプリング間隔ΔTは例え
ば100nsである。
m1とし、サンプリング間隔ΔTより小さい時間をτk1と
し、全体の遅延時間を(Tm1+τk1)としたい場合、読
出制御手段14は、現サンプリング時刻よりも(Tm1−
ΔT)だけ前のサンプリング時刻における第1チャネル
デジタルデータD1を読み出すような読出アドレスをメ
モリ12に与える。従って、メモリ12から読み出され
る第1チャネルデジタルデータd1は、現サンプリング
時刻よりも(Tm1−ΔT)だけ前のサンプリング時刻に
おける第1チャネルデジタルデータである。他のチャネ
ルの遅延回路についても同様の構成である。
ブロック図である。データレジスタ15は、第1チャネ
ルデジタルデータd1を保持するから、現サンプリング
時刻よりも(Tm1−ΔT)だけ前のサンプリング時刻に
おけるデジタルデータを保持する。また、データレジス
タ15は、新たなデジタルデータを保持する前に、それ
まで保持していたデジタルデータをデータレジスタ16
にシフトする。そこで、データレジスタ16は、現サン
プリング時刻よりも(Tm1)だけ前のサンプリング時刻
におけるデジタルデータを保持する。また、データレジ
スタ16は、新たなデジタルデータを保持する前に、そ
れまで保持していたデジタルデータをデータレジスタ1
7にシフトする。そこで、データレジスタ17は、現サ
ンプリング時刻よりも(Tm1+ΔT)だけ前のサンプリ
ング時刻におけるデジタルデータを保持する。また、デ
ータレジスタ17は、新たなデジタルデータを保持する
前に、それまで保持していたデジタルデータをデータレ
ジスタ18にシフトする。そこで、データレジスタ18
は、現サンプリング時刻よりも(Tm1+2ΔT)だけ前
のサンプリング時刻におけるデジタルデータを保持す
る。
は、混合スプライン補間の補間係数が制御信号により与
えられ保持されている。乗算器20,22,24,26
は、各データレジスタ15,16,17,18に保持し
たデジタルデータと係数レジスタ19,21,23,2
5に保持した混合スプライン補間の補間係数とをそれぞ
れ乗算し、得られた積を加算器27に出力する。加算器
27は各積を加算するが、この和は、現サンプリング時
刻よりも(Tm1)だけ前のサンプリング時刻と(Tm1+
ΔT)だけ前のサンプリング時刻の間の仮想サンプリン
グ時刻における補間デジタルデータである。係数レジス
タ19,21,23,25に保持させる混合スプライン
補間の補間係数を適切に選択することにより、前記仮想
サンプリング時刻を、現サンプリング時刻よりも(Tm1
+τk1)だけ前の時刻に設定できる。図5に、各データ
レジスタ15,16,17,18に保持した4つのデジ
タルデータ(●)から補間デジタルデータE1(□)を
算出する概念を示す。
12およびマルチプレクサ513に入力される。前記乗
算器512は、補間デジタルデータE1に“−1”を乗
算し、符号を反転した補間デジタルデータ−E1をマル
チプレクサ513へ出力する。前記マルチプレクサ51
3は、制御信号に基づいて、前記補間デジタルデータE
1または符号を反転した補間デジタルデータ−E1また
は“0”を選択し、マルチプレクサ515へ出力する。
前記マルチプレクサ515は、制御信号に基づいて、前
記マルチプレクサ513で選択された前記補間デジタル
データE1または符号を反転した補間デジタルデータ−
E1または“0”をローパスフィルタ516またはロー
パスフィルタ517の一方へ出力する。前記ローパスフ
ィルタ516は、ベースバンドを取り出して、第1チャ
ネル同相成分I1として出力する。また、前記ローパス
フィルタ517は、ベースバンドを取り出して、第1チ
ャネル直交成分Q1として出力する。
る。まず、アナログ直交検波を考える。受信信号R(t)が
次式で表わせるとする。 R(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)} …(16) この受信信号R(t)を参照信号cos{2πf0t}およびsin{2π
f0t}を用いて直交検波して同相成分I(t)と直交成分Q(t)
を求めると、 I(t)=A(t)・sin{2πf0t+φ(t)}・cos{2πf0t} =(1/2)・A(t)・[sin{2・2πf0t+φ(t)}+sin{φ(t)}] ローパスフィルタを通せば、 I(t)=(1/2)・A(t)・sin{φ(t)} …(17) 同様に、 Q(t)=(1/2)・A(t)・cos{φ(t)} …(18) となる。
fs=4f0で量子化した場合、サンプリング番号をn(=
0,1,2,…)として、量子化受信信号Rq(n/fs)は、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{2πf0n/fs+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2πf0n/4f0+φ(n/fs)} =A(n/fs)・sin{2π(n/4)+φ(n/fs)} と表せる。ここで、(n/4)に着目すると、n/4=0,1,2,…
のとき、すなわち、n=0,4,8,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(19) となり、上記(17)式の同相成分I(t)を表わす。また、
n/4=1/2,3/2,5/2,…のとき、すなわち、n=2,6,10,…の
とき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・sin{φ(n/fs)} …(20) となり、符号を反転すれば、上記(17)式の同相成分I
(t)を表わす。さらに、n/4=1/4,5/4,9/4,…のとき、す
なわち、n=1,5,9,…のとき、 Rq(n/fs)=A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(21) となり、上記(18)式の直交成分Q(t)を表わす。また、
n/4=3/4,7/4,11/4,…のとき、すなわち、n=3,7,11,…
のとき、 Rq(n/fs)=-A(n/fs)・cos{φ(n/fs)} …(22) となり、符号を反転すれば、上記(18)式の直交成分Q
(t)を表わす。そして、受信信号R(t)の帯域幅に対して
サンプリングレートfsが十分大きいならば、 n/fs=(n+1)/fs とみなせるから、図6に示すように、サンプリング番号
に応じてデジタルデータを振分ければ、同相成分Iと直
交成分Qを得られる。
と直交成分Qのサンプリング点の説明図である。サンプ
リングレートfsが一定でも、補間を行うことにより種々
の参照波周波数に対応できることが判る。
ネルで得たデジタルデータを遅延させてから直交検波を
行なうようにしたため、複数の位相のサンプリング・ク
ロックを必要とせずに、複数のチャネルの整相加算が可
能となる。また、補間演算によってサンプリング間隔Δ
Tより小さい時間だけ遅延させるから、サンプリング間
隔ΔTが一定でも、チャネル間の伝播時間の差を相殺し
うる遅延時間を得られるようになる。従って、複数の位
相のサンプリング・クロックを必要とせず、制御が簡単
になる。また、安定性が高くなる。さらに、実際にサン
プリングしたデジタルデータとデジタルデータの間にデ
ジタル直交検波に必要なデジタルデータが在った場合に
は、そのデジタルデータを補間演算手段によって算出す
るため、一定のサンプリングレートでも、とりうる参照
波の周波数の制限が少なくなり、制御が簡単になる。ま
た、安定性が高くなる。
補間を用いれば、補間点の前後4点のデータのみで補間
が可能であるため、リアルタイムシステムとして好適で
ある。但し、Bスプライン補間や,雲型定規スプライン
補間等を用いてもよい。また、補間係数をローテーショ
ンさせることで、サンプリングした全てのデジタルデー
タを利用するようにしてもよい。
方法および装置および超音波診断装置によれば、高周波
のままデジタル遅延し、その後でデジタル直交検波を行
うため、複数の位相のサンプリング・クロックを必要と
せず、制御が簡単になる。また、安定性が高くなる。ま
た、補間演算により直交検波信号を得ているので、一定
のサンプリングレートでも、とりうる参照波の周波数の
制限が少なくなり、制御が簡単になる。また、安定性が
高くなる。
ク図である。
である。
ク図である。
る。
波の説明図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 1つの信号源から異なる伝達経路を通っ
て到達した信号をそれぞれ受信してアナログ受信信号を
出力する複数チャネルの受信手段と、前記各アナログ受
信信号をデジタルデータに変換する複数チャネルのA/
D変換手段と、デジタルデータを記憶するメモリと、所
定のサンプリング間隔ΔTごとにデジタルデータをサン
プリングして前記メモリに書き込む書込制御手段と、あ
る目的時刻to から前記サンプリング間隔ΔTの整数倍
の時間Tmだけずれた時刻tmの近傍にサンプリング時刻
を持つ2つ以上のデジタルデータを前記メモリより読み
出す読出制御手段と、前記メモリより読み出した2つ以
上のデジタルデータを用いた補間演算により前記サンプ
リング間隔ΔTより小さい時間τkだけ前記時刻tm か
らずれた時刻tk における補間デジタルデータを算出す
る補間演算手段と、前記補間デジタルデータの符号を反
転する符号反転手段と、目的時間toに応じて前記補間
デジタルデータまたは前記符号を反転したデジタルデー
タまたは“0”を選択する切換選択手段と、ベースバン
ドのみを取り出してチャネル同相成分またはチャネル直
交成分として出力するローパスフィルタ手段と、各チャ
ネル同相成分を加算して合成同相成分を取得する同相成
分加算手段と、各チャネル直交成分を加算して合成直交
成分を取得する直交成分加算手段とを具備したことを特
徴とするマルチチャネルデジタル受信装置。 - 【請求項2】 前記補間演算手段が行う補間演算は混合
スプライン補間であることを特徴とする請求項1記載の
マルチチャネルデジタル受信装置。 - 【請求項3】 請求項1または請求項2のマルチチャネ
ルデジタル受信装置をデジタルビームフォーマとして具
備したことを特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP09827494A JP3329575B2 (ja) | 1994-05-12 | 1994-05-12 | マルチチャンネルデジタル受信装置および超音波診断装置 |
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