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TWI770771B - 功率因數校正轉換器及其控制方法 - Google Patents

功率因數校正轉換器及其控制方法 Download PDF

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TWI770771B TW110101850A TW110101850A TWI770771B TW I770771 B TWI770771 B TW I770771B TW 110101850 A TW110101850 A TW 110101850A TW 110101850 A TW110101850 A TW 110101850A TW I770771 B TWI770771 B TW I770771B
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Abstract

本案提供一種功率因數校正轉換器及其控制方法，功率因數校正轉換器包含第一橋臂、電感、第二橋臂及控制單元。第一橋臂包含相互串聯連接的第一開關及第二開關，其中第一開關與第二開關之間具有第一節點。電感的兩端分別耦接於第一節點及交流電源的第一端。第二橋臂包含相互串聯連接的第三開關及第四開關，其中第三開關與第四開關之間具有第二節點，第二節點耦接於交流電源的第二端。控制單元控制第二節點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus) 2，Vbus為功率因數校正轉換器的輸出電壓。

Description

功率因數校正轉換器及其控制方法
本案涉及一種功率因數校正轉換器及其控制方法，尤指一種圖騰柱功率因數校正轉換器及其控制方法。
對於現有Boost PFC (Power Factor Correction，功率因數校正) 變換器而言，由於其整流橋二極體損耗較大，故功率密度難以提高。相較之下，圖騰柱PFC變換器不具有整流橋，故其效率較高，隨著功率器件的發展，圖騰柱PFC變換器受到越來越多關注。
然而，相較於Boost PFC變換器，圖騰柱PFC的後級隔離變換器的原副邊地工作電壓較高。由於變換器的原副邊間的間隔距離是由原副邊地工作電壓所決定，故較高的原副邊地工作電壓將導致圖騰柱PFC變換器的後級變換器的原副邊地須間隔更長的距離，進而使得原副邊之間所需的隔離通信光耦體積較大，成本較高。
因此，如何發展一種可改善上述現有技術的功率因數校正轉換器及其控制方法，實為目前迫切的需求。
本案的目的在於提供一種功率因數校正轉換器及其控制方法，其是控制慢橋臂中點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，從而降低功率因數校正轉換器的後級變換器的原副邊地的工作電壓，並進而縮短後級變換器的原副邊地之間的間隔距離。借此，可減少原副邊之間的隔離通信光耦體積，並降低成本。
為達上述目的，本案提供一種功率因數校正轉換器，包含第一橋臂、電感、第二橋臂及控制單元。第一橋臂包含相互串聯連接的第一開關及第二開關，其中第一開關與第二開關之間具有第一節點。電感的兩端分別耦接於第一節點及交流電源的第一端。第二橋臂包含相互串聯連接的第三開關及第四開關，其中第三開關與第四開關之間具有第二節點，第二節點耦接於交流電源的第二端。控制單元控制第二節點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus) 2，Vbus為功率因數校正轉換器的輸出電壓。
為達上述目的，本案提供一種控制方法，適用於功率因數校正轉換器，功率因數校正轉換器包含第一橋臂、第二橋臂及電感，第一橋臂包含相互串聯連接的第一開關及第二開關，第一開關與第二開關之間具有第一節點；電感的兩端分別耦接於第一節點及交流電源的第一端；第二橋臂包含相互串聯連接的第三開關及第四開關，第三開關與該第四開關之間具有第二節點，第二節點耦接於交流電源的第二端。該控制方法包含：控制第二節點上的高電平電位在每一工頻開關週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus) 2，Vbus為功率因數校正轉換器的輸出電壓。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案之範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非架構於限制本案。
第1圖為功率因數校正轉換器連接後級隔離變換器的原副邊地之間的工作電壓測量拓撲示意圖，如第1圖所示，功率因數校正轉換器1通過匯流排電容C連接後級隔離變換器2。其中，後級隔離變換器2的原副邊地之間的工作電壓要求短路原邊N線，PE線以及副邊地線Sec-GND進行測試（短路路徑以箭頭示意）。第2圖中給出了後級隔離變換器2的原副邊地之間的電壓的示意圖，其中，原副邊地之間的工作電壓等於原副邊地之間的電壓VPS的有效值，即等於Vbus/(√2)，一般匯流排電容C上的Vbus為400V左右，因此可以計算得到原副邊地之間的工作電壓為283V左右。在醫療應用中，通常需要滿足IEC-60601安規，根據 IEC 60601-1爬電距離和空氣距離要求，當原副邊地之間的工作電壓大於250V時，後級隔離變換器2的原副邊地之間的通信光耦需要閃開12mm的爬電距離，而不能採用常規的8mm的光耦。這樣導致後級隔離變換器2的原副邊隔離器件體積較大，價格較貴。
經過分析，後級隔離變換器2的原副邊地之間的電壓與功率因數校正轉換器1的慢橋臂中點電壓之間具有對應關係。為了降低後級隔離變換器2的原副邊地之間的工作電壓，可以降低功率因數校正轉換器1的慢橋臂中點電壓的有效值。具體的，通過控制功率因數校正轉換器1的慢橋臂中點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，即可降低功率因數校正轉換器1的慢橋臂中點電壓的有效值，從而降低後級隔離變換器2的原副邊地之間的工作電壓，例如使得工作電壓小於250V。
第3圖為本案優選實施例的功率因數校正轉換器的電路結構示意圖。如第3圖所示，功率因數校正轉換器1包含第一橋臂11、電感L1、第二橋臂12及控制單元13，且功率因數校正轉換器1優選為圖騰型功率因數校正轉換器。第一橋臂11 (即快橋臂) 包含相互串聯連接的第一開關Q1及第二開關Q2，其中第一開關Q1與第二開關Q2連接於第一節點。電感L1的兩端分別耦接於第一節點及交流電源VAC的第一端。第二橋臂12 (即慢橋臂) 包含相互串聯連接的第三開關Q3及第四開關Q4，其中第三開關Q3與第四開關Q4連接於第二節點HB，第二節點HB耦接於交流電源VAC的第二端。第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4可為例如但不限於IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型電晶體)、MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效電晶體)、GaN功率元件或SiC功率元件。控制單元13控制第二節點HB上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus) 2，Vbus為功率因數校正轉換器1的輸出電壓。在一些實施例中，例如功率因數校正轉換器1的輸出電壓Vbus可以為400V，本案不以此為限。須注意的是，由於功率因數校正轉換器1的後級變換器的原副邊地之間的電壓可等效於第二節點HB上的電壓，故圖式中並未示出後級變換器，本案是著重於通過降低第二節點HB上的高電位電壓占比而縮短後級變換器的原副邊地之間的間隔距離。由前述可知，本案是控制第二節點HB上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於閾值，從而降低第二節點HB上的電壓有效值，並進而降低原副邊地之間的工作電壓，縮短後級變換器的原副邊地之間的間隔距離。借此，可減少原副邊之間的隔離通信光耦體積，並降低成本。
於一些實施例中，控制單元13可為數位控制器或類比晶片控制器，控制單元13可用以進行各種檢測、進行各種控制運算以及提供開關驅動信號，如第3圖所示，舉例而言，控制單元13可提供驅動信號予各個開關的驅動器，以分別對應控制第一開關Q1、第二開關Q2、第三開關Q3及第四開關Q4的作動。另外，控制單元13可進行輸入電壓檢測、過零點檢測、極限頻率檢測、電感電流檢測及/或輸出電壓檢測。使用者可視需求增減控制單元13的功能，且控制單元13的功能亦不以所列為限。
功率因數校正轉換器1中的工作波形如第4圖所示，其中Vin代表功率因數校正轉換器1自交流電源VAC所接收的輸入電壓，Iin代表功率因數校正轉換器1的輸入電流，V Q3及V Q4分別代表第三開關Q3及第四開關Q4的驅動信號，V HB代表第二節點HB上的電位。第三開關Q3在交流電源VAC的負半周導通，第四開關Q4在交流電源VAC的正半周導通。輸入電壓Vin自負極性變為正極性時具有第一過零點P1，在第一過零點P1前的第一時間段T1內，輸入電流Iin為零，而在第一過零點P1後的第二時間段T2內，輸入電流Iin亦為零。在第一時間段T1以及第二時間段T2內，第三開關Q3以及第四開關均關斷。輸入電壓Vin自正極性變為負極性時具有第二過零點P2，在第二過零點P2前的第三時間段T3內，輸入電流Iin為零，而在第二過零點P2後的第四時間段T4內，輸入電流Iin亦為零。在第三時間段T3以及第四時間段T4內，第三開關Q3以及第四開關均關斷。在一些實施例中，第一時間段T1、第二時間段T2、第三時間段T3及第四時間段T4的時長範圍可為例如但不限於0.7~1.8ms。
如第4圖中所示，第二節點HB上的高電平電位的占比約為0.5左右。為了降低後級隔離變換器的原副邊地之間的工作電壓，控制第二節點HB上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於閾值，降低第二節點HB上的高電平電壓占比，即可降低後級隔離變換器原副邊地之間的工作電壓。以下是示例說明各種可能的控制方法。
於一些實施例中，如第5圖所示，控制單元13控制第四開關Q4在第一時間段T1開始時導通預設時長，由於第二節點HB上的電位V HB將隨著第四開關Q4導通而降低，故可藉此降低第二節點HB上的高電平電位的占比。其中預設時長短于第一時間段T1。其中，第四開關Q4導通的預設時長是很短的一個時間，一個短的驅動脈衝將第二節點HB上的電位拉低即可。在一些實施例中，預設時長例如可以為10us~50us，本案對此不做限制。於一些實施例中，如第6圖所示，控制單元13還控制第四開關Q4在第二時間段T2內處於導通狀態，以降低第二節點HB上的高電平電位的占比。
於一些實施例中，如第7圖所示，控制單元13增加第四時間段T4的時長，由於第二節點HB上的電位V HB在第四時間段T4結束時方才上升至高電平，故控制單元13可通過控制第四時間段T4增加，即延後第三開關Q3的開通時間而降低第二節點HB上的高電平電位的占比。
除前述的控制方法外，於一些實施例中，如第8圖所示，可通過將電阻R D並聯連接於第四開關Q4的兩端而降低第二節點HB上的高電平電位的占比。具體而言，通過將電阻R D並聯連接於第四開關Q4的兩端，可在第三開關Q3關斷後加速第二節點HB上的放電速度 (即加快第二節點HB上的電位V HB自高電平變為低電平的轉變速度)，因而降低第二節點HB上的高電平電位的占比。
綜上所述，本案提供一種功率因數校正轉換器及其控制方法，其是控制慢橋臂中點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於閾值，從而降低功率因數校正轉換器的後級變換器的原副邊地工作電壓，並進而縮短後級變換器的原副邊地之間的間隔距離。借此，可減少原副邊之間的隔離通信光耦體積，並降低成本。
須注意，上述僅是為說明本案而提出之較佳實施例，本案不限於所述之實施例，本案之範圍由如附專利申請範圍決定。且本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附專利申請範圍所欲保護者。
1：功率因數校正轉換器 2：後級隔離變換器 VPS：後級隔離變換器的原副邊地之間的電壓 Sec-GND：副邊地線 Pri-GND：原邊地線 11：第一橋臂 Q1：第一開關 Q2：第二開關 L1：電感 12：第二橋臂 Q3：第三開關 Q4：第四開關 HB：第二節點 13：控制單元 VAC：交流電源 Vbus：輸出電壓 Vin：輸入電壓 Iin：輸入電流 V Q3：第三開關的驅動信號 V Q4：第四開關的驅動信號 V HB：第二節點上的電位 P1：第一過零點 T1：第一時間段 T2：第二時間段 P2：第二過零點 T3：第三時間段 T4：第四時間段 R D：電阻 R L：負載
第1圖為功率因數校正轉換器連接的後級隔離變換器的原副邊地之間的工作電壓測量示意圖。
第2圖為第1圖中的後級隔離變換器的原副邊地之間的工作電壓的示意圖。
第3圖為本案優選實施例的功率因數校正轉換器的電路結構示意圖。
第4圖為本案優選實施例的功率因數校正轉換器的正常工作波形示意圖。
第5圖、第6圖及第7圖分別為本案的功率因數校正轉換器在受本案多種優選實施例的控制方法控制時的工作波形示意圖。
第8圖示出本案的功率因數校正轉換器的電路結構變化例的示意圖。
1：功率因數校正轉換器 11：第一橋臂 Q1：第一開關 Q2：第二開關 L1：電感 12：第二橋臂 Q3：第三開關 Q4：第四開關 HB：第二節點 13：控制單元 VAC：交流電源 Vbus：輸出電壓 R L：負載

Claims (19)

  1. 一種功率因數校正轉換器，包含： 第一橋臂，包含相互串聯連接的第一開關及第二開關，其中該第一開關與該第二開關之間具有第一節點； 電感，其中該電感的兩端分別耦接於該第一節點及交流電源的第一端； 第二橋臂，包含相互串聯連接的第三開關及第四開關，其中該第三開關與該第四開關之間具有第二節點，該第二節點耦接於該交流電源的第二端；以及 控制單元，控制該第二節點上的高電平電位在每一工頻週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus)2，Vbus為該功率因數校正轉換器的輸出電壓。
  2. 如請求項1所述的功率因數校正轉換器，其中該功率因數校正轉換器自該交流電源接收輸入電壓，該輸入電壓自負極性變為正極性時具有第一過零點，在分別於該第一過零點前後的第一時間段及第二時間段內，該功率因數校正轉換器的輸入電流為零。
  3. 如請求項2所述的功率因數校正轉換器，其中該控制單元控制該第四開關在該第一時間段開始時導通預設時長，以降低該第二節點上的高電平電位的占比，其中該預設時長短於該第一時間段。
  4. 如請求項3所述的功率因數校正轉換器，其中該控制單元控制該第四開關在該第二時間段內處於導通狀態，以降低該第二節點上的高電平電位的占比。
  5. 如請求項2所述的功率因數校正轉換器，其中該第一時間段及該第二時間段的範圍為0.7-1.8ms。
  6. 如請求項1所述的功率因數校正轉換器，其中該功率因數校正轉換器自該交流電源接收輸入電壓，該輸入電壓自正極性變為負極性時具有第二過零點，在分別於該第二過零點前後的第三時間段及第四時間段內，該功率因數校正轉換器的輸入電流為零。
  7. 如請求項6所述的功率因數校正轉換器，其中該控制單元通過控制該第四時間段增加而降低該第二節點上的高電平電位的占比。
  8. 如請求項6所述的功率因數校正轉換器，其中該第三時間段及該第四時間段的範圍為0.7-1.8ms。
  9. 如請求項1所述的功率因數校正轉換器，還包含電阻，其中該電阻並聯連接於該第四開關的兩端，且該電阻架構於降低該第二節點上的高電平電位的占比。
  10. 如請求項1所述的功率因數校正轉換器，其中該第一開關、該第二開關、該第三開關及該第四開關為IGBT、MOSFET、GaN功率元件或SiC功率元件。
  11. 如請求項1所述的功率因數校正轉換器，其中該功率因數校正轉換器的該輸出電壓為400V。
  12. 一種控制方法，適用於功率因數校正轉換器，其中該功率因數校正轉換器包含第一橋臂、第二橋臂及電感，該第一橋臂包含相互串聯連接的第一開關及第二開關，該第一開關與該第二開關之間具有第一節點；該電感的兩端分別耦接於該第一節點及交流電源的第一端；該第二橋臂包含相互串聯連接的第三開關及第四開關，該第三開關與該第四開關之間具有第二節點，該第二節點耦接於該交流電源的第二端，該控制方法包含： 控制該第二節點上的高電平電位在每一工頻開關週期內的占比小於一閾值，其中該閾值等於(250/Vbus)2，Vbus為該功率因數校正轉換器的輸出電壓。
  13. 如請求項12所述的控制方法，其中該功率因數校正轉換器自該交流電源接收輸入電壓，該輸入電壓自負極性變為正極性時具有第一過零點，在分別於該第一過零點前後的第一時間段及第二時間段內，該功率因數校正轉換器的輸入電流為零。
  14. 如請求項13所述的控制方法，還包含子步驟：控制該第四開關在該第一時間段開始時導通預設時長，以降低該第二節點上的高電平電位的占比，其中該預設時長短於該第一時間段。
  15. 如請求項14所述的控制方法，還包含子步驟：控制該第四開關在該第二時間段內處於導通狀態，以降低該第二節點上的高電平電位的占比。
  16. 如請求項12所述的控制方法，其中該功率因數校正轉換器自該交流電源接收輸入電壓，該輸入電壓自正極性變為負極性時具有第二過零點，在分別於該第二過零點前後的第三時間段及第四時間段內，該功率因數校正轉換器的輸入電流為零。
  17. 如請求項16所述的控制方法，還包含子步驟：控制該第四時間段增加，以降低該第二節點上的高電平電位的占比。
  18. 如請求項12所述的控制方法，其中該功率因數校正轉換器的該輸出電壓為400V。
  19. 如請求項12所述的控制方法，還包含設置一電阻並聯連接於該第四開關的兩端。
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