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KR20140031795A - 자기 공명 신호들의 송신을 위한 어레인지먼트 - Google Patents

자기 공명 신호들의 송신을 위한 어레인지먼트 Download PDF

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Publication number
KR20140031795A
KR20140031795A KR1020130103231A KR20130103231A KR20140031795A KR 20140031795 A KR20140031795 A KR 20140031795A KR 1020130103231 A KR1020130103231 A KR 1020130103231A KR 20130103231 A KR20130103231 A KR 20130103231A KR 20140031795 A KR20140031795 A KR 20140031795A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
magnetic resonance
resonance signal
analog
signal
transmission
Prior art date
Application number
KR1020130103231A
Other languages
English (en)
Inventor
얀 볼렌베크
랄프 오펠트
마르쿠스 베스터
Original Assignee
지멘스 악티엔게젤샤프트
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 지멘스 악티엔게젤샤프트 filed Critical 지멘스 악티엔게젤샤프트
Publication of KR20140031795A publication Critical patent/KR20140031795A/ko

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Abstract

본 발명은 로컬 코일들의 도움으로 수신되는 자기 공명 신호들의 송신을 위한 어레인지먼트에 관한 것이다. 상기 자기 공명 신호는 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 공급되고, 상기 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 의해 디지털화되며, 상기 자기 공명 신호는 상기 아날로그/디지털 컨버터에 공급되기 전에 진폭이 압축되고, 그 다음으로 저역-통과 필터링되거나 또는 대역-통과 필터링되고, 상기 아날로그/디지털 컨버터에 의해 디지털화 후에 신장된다(expanded). 상기 아날로그/디지털 컨버터(ADC)의 샘플링 레이트 n보다 인자 2n 만큼 더 높은 클록 레이트가 디지털 신장기를 위해 이용된다. 특히 전이 범위 내의 필터 송신 함수를 보상하기 위한 디지털 이퀄라이징 필터(EQU)가 또한 이용될 수 있다.
또한 청구되는 것은, 대응하는 전자 데이터 매체뿐만 아니라 대응하는 자기 공명 신호 송신 설비, 코일 어레인지먼트 및 검출 회로, 대응하는 컴퓨터 프로그램 물건이다.

Description

자기 공명 신호들의 송신을 위한 어레인지먼트 {ARRANGEMENT FOR THE TRANSMISSION OF MAGNETIC RESONANCE SIGNALS}
본 발명은 로컬 코일들의 도움으로 수신되는 자기 공명 신호들의 송신을 위한 어레인지먼트에 관한 것이다.
현대의 자기 공명 유닛들은 환자들 상에 위치되는 로컬 코일들을 통해 복수의 자기 공명 신호들(MR 신호들)을 동시에 수신한다. 이들 로컬 코일들은 이른바 로컬 코일 어레이의 부분이다. 수신된 자기 공명 신호들은 전치증폭되고, 자기 공명 유닛의 중앙 구역으로부터 전도되고, 차폐된 수신기에 공급되어, 이미지 프로세싱을 위해 상기 차폐된 수신기에서 이용된다.
자기 공명 신호들은 높은 신호 다이내믹 범위(dynamic range)를 가지며, 이 중 일부는 150 dBHz보다 높게 커버한다. 신호 대 잡음비의 어떠한 인지가능한 악화(perceptible deterioration) 없이 이러한 신호들을 프로세싱할 수 있기 위해, 신호를 프로세싱하기 위해 이용되는 컴포넌트들은 상기 신호 다이내믹보다 훨씬 더 확장되는 이용가능한 다이내믹 범위를 가져야 한다.
DE 101 48 442 C2는 자기 공명 신호들을 위한 송신 방법을 개시하고, 상기 송신 방법의 이용은 수신 경로의 아날로그/디지털 컨버전을 위해 매우 감소된 다이내믹 요건들을 초래한다. 상기 방법은, 수신 신호 진폭이 컨버전 전에 이른바 압축기(compressor)에 의해 압축된다는 사실에 기초한다. 신호 진폭은 컨버전 후에 다시 신장된다(expand). 전체적인 시스템의 선형 송신 함수가 초래된다.
아날로그 진폭 압축기의 이용은 신호 대역폭을 위해 진폭 다이내믹을 트레이드한다. 압축된 신호는 크게 신장된 신호 스펙트럼을 갖는다. 충분히 정확한 신호 신장을 달성할 수 있기 위해, 압축기 출력 신호는, 출력 신호를 신장하기 위해 가능한 한 적은 왜곡으로, 이른바 신장기(expander)에 공급되어야 한다. 스펙트럼 클립핑은 신장 동안 에러들을, 그러므로 신장된 출력 스펙트럼 내에 바람직하지 않은 영향들을 생성한다. 이는 고조파 컴포넌트들 및 상호변조 프로덕트들(intermodulation products) 양측 모두에 영향을 미친다.
그러므로, 다음의 문제점들이 초래된다:
a) 압축기 출력 신호의 고조파 컴포넌트들의 필터링은, 신장된 신호 내 고조파 컴포넌트들의 형성을 초래한다. 신장이 이산 시간에서 (예를 들어, 디지털 방식으로) 발생하는 경우, 샘플링의 제 1 나이키스트(Nyquist) 대역 내의 백폴딩(backfolding)으로 인해 고조파 컴포넌트들이 나타난다.
도 1b는 x-축 상에 도시된 MHz 단위의 주파수 및 y-축 상에 도시된 데시벨 밀리와트 단위의 파워 레벨과 함께, 나이키스트 존들 또는 대역들 1 내지 3의 예를 도시한다.
b) 압축기 출력 신호의 대역 제한(상호변조 프로덕트들의 필터링)은 신장된 신호 내 상호변조 프로덕트들의 형성을 초래한다.
이들 영향들은 아날로그/디지털 컨버터 또는 A/D 컨버터(ADC)의 아날로그 입력 대역폭이 충분히 클 것을 요구한다. 따라서 샘플링 레이트가 매칭되지 않는 경우, 이는 샘플링 동안 엘리어스 대역(alias band)들로부터의 잡음 기여들의 인터폴딩(interfolding)으로 인해, 이용가능한 다이내믹에서의 현저한 감소를 초래한다.
그러나, 구조 또는 송신에 관한 이유들, 예를 들어 디지털 데이터의 라디오 송신을 위한 대역폭 요건, 파워 요건, 컴포넌트 가용성 등 때문에, 샘플링 레이트는 임의적으로 선택될 수 없다. 라디오 송신이 압축기와 ADC 사이에 삽입되는 경우, 대역폭 요건은 실제 제한들을 넘어 전송될 채널들의 수에 따라 증가한다.
ADC에 의해 프로세싱될 다이내믹을 감소시키기 위해, 가변 또는 스위칭가능 증폭이 ADC 전에 삽입될 수 있다. 이는, 각각의 경우에서 최대 가능한 신호에 따라 증폭이 미리선택되어야 한다는 단점을 갖는다. 큰 신호들이 예상되는 경우, 증폭은 감소되고, ADC의 양자화 잡음은 환자로부터의 열적 잡음과 비교하여 포어그라운드(foreground)로 움직인다.
본 발명의 목적은 송신 방법 및 상기 송신 방법에 대응하는 설비들을 생성하는 것이며, 상술된 문제점들은 상기 송신 방법 및 상기 송신 방법에 대응하는 설비들에 의해 극복될 수 있다.
상기 목적은 독립 청구항들에 따른 방법 및 장치를 이용하여 달성된다. 본 발명의 유리한 실시예들은 종속 청구항들의 청구대상이거나, 또는 뒤따르는 설명 그리고 예시적인 실시예들로부터 나타날 것이다.
본 발명의 일 양상은 자기 공명 신호를 위한 송신 방법이며, 자기 공명 신호는 아날로그/디지털 컨버터(ADC)로 공급되고, 상기 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 의해 디지털화되며, 아날로그 자기 공명 신호는 아날로그/디지털 컨버터에 공급되기 전에 진폭이 압축되고, 디지털화 후에 아날로그/디지털-컨버터에 의해 신장된다. 본 발명은, 자기 공명 신호가, 압축 후에 적어도 하나의 주파수 범위 내에서 필터링되는 것을 제공한다. 저역-통과 필터 또는 대역-통과 필터가 바람직하게 이용된다.
신장된 신호의 스펙트럼 순도(purity) 및 선형성에 관한 요건들을 만족시키는 동시에, 압축된 신호의 스펙트럼 대역폭이 상당히 감소될 수 있다(예를 들어, 50 ㎒로부터 5 ㎒로). 이는 잡음 인터폴딩의 부재(absence)로 인해 시스템의 다이내믹 범위를 확대한다.
본 발명의 대책의 목적은, 압축기 출력 신호의 대역폭을 가능한 한 좁게 제한하는 것이다. 아날로그 진폭 압축 및 후속 대역 제한의 조합은 작은 비트 깊이를 갖는 ADC들의 이용을 허용한다.
아날로그/디지털 컨버터의 샘플링 레이트와 비교하여 클록 레이트는 샘플링 후 그리고 신장 전에 증가된다. ADC의 샘플링 레이트보다 인자 2n 만큼 더 높은 데이터 레이트 또는 클록 레이트는 바람직하게 디지털 신장기를 위해 이용된다(n=1, 2, 3, ...). 그러므로, 도입부에서 언급된 고조파 컴포넌트들은 기저대역 내에 유지되고, 결과적으로 필터링될 수 있다.
특히 전이 범위 내의 필터 송신 함수를 보상하기 위한 디지털 이퀄라이징 필터가 또한 이용될 수 있다.
본 발명의 일 전개에서, 대역-통과 필터링된 잡음 신호가 아날로그/디지털 컨버터에 또한 공급되는 것에 대한 제공이 이루어진다. 이러한 이른바 디더링(dithering) 신호는, 심지어 높은 압축기 입력 신호 레벨들을 갖는 샘플링 LSB들의 잡음-타입 변조(그러므로, 감소된 압축기 증폭)를 초래한다.
본 발명의 일 전개에서, 신장은 룩-업 테이블에 의해 발생한다. 이는 예를 들어 단지 진폭 확장을 포함하거나 또는 위상 정정을 또한 포함할 수 있다.
본 발명의 일 전개에서, 압축된 자기 공명 신호는 신장 전에 유선 방식으로 전송된다.
본 발명의 일 전개에서, 압축된 자기 공명 신호는 신장 전에 적어도 부분적으로 무선 방식으로 전송된다.
그러므로 이러한 송신 방법은 무선 송신을 이용하여 다중채널 시스템들에서 이용될 수 있는데, 그 이유는 무선 송신은 매우 감소된 대역폭을 요구하기 때문이다.
본 발명의 추가의 양상은, 자기 공명 신호를 검출하기 위한 코일, 코일의 다운스트림에 배치된 자기 공명 신호의 진폭을 압축하기 위한 압축기, 및 압축기의 다운스트림에 배치된 아날로그/디지털 컨버터, 및 압축된 자기 공명 신호를 아날로그/디지털 컨버터의 다운스트림에 배치된 송신 링크로 입력하기 위한 입력 엘리먼트를 갖는 코일 어레인지먼트이다. 압축기의 다운스트림에 배치되는 것은, 압축된 자기 공명 신호의 적어도 하나의 주파수 범위를 필터링하기 위한 필터이다. 이러한 필터를 위해 저역-통과 필터 또는 대역-통과 필터가 바람직하게 이용된다.
본 발명의 추가의 양상은, 신장기, 및 신장기의 업스트림에 배치된 송신 링크로부터 자기 공명 신호를 출력하기 위한 출력 엘리먼트를 갖는, 자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로이며, 클록 레이트를 증가시키기 위한 유닛이 신장기의 업스트림에 배치되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 추가의 양상은, 본 명세서에 기술된 송신 방법을 실행하기에 적합하도록 구성되는, 이러한 코일 어레인지먼트 및 이러한 검출 회로를 갖는 자기 공명 신호 송신 설비이다. 이러한 자기 공명 신호 송신 설비는 무선 송신을 이용하여 다중채널 시스템들에서 이용될 수 있는데, 그 이유는 무선 송신은 매우 감소된 대역폭을 요구하기 때문이다.
상기 방법과 관련하여 예시된 실시예들 및 이점들은 유사한 방식으로, 코일 어레인지먼트 및 검출 회로에 그리고 자기 공명 신호 송신 설비에 적용된다.
본 발명의 추가의 이점들, 세부사항들 및 전개들은 도면들과 관련하여 뒤따르는 예시적인 실시예들의 설명으로부터 나타날 것이다. 아래 예시된 예들은 본 발명의 어떠한 제한도 형성하지 않는다.
도 1은 대역 제한이 없는 압신기(compander) 시스템을 도시하고,
도 1b는 도입부에 기술된 바와 같은, 압축기 출력 신호의 나이키스트 존들 1 내지 3의 예를 도시하고,
도 2는 저역-통과 필터링 및 나이키스트 샘플링을 갖는 압신기 시스템을 도시하고,
도 3은 저역-통과 필터링의 영향들을 도시하고,
도 4는 저역-통과 필터링 및 나이키스트 샘플링을 갖는 압신기 시스템을 도시하고,
도 5는 대역-통과 샘플링을 갖는 압신기 시스템을 도시하고,
도 6은 아날로그, 무선 신호 송신을 갖는 압신기 시스템을 도시하며,
도 7은 디지털, 무선 신호 송신을 갖는 압신기 시스템을 도시한다.
압신기 시스템의 실시예의 엘리먼트들은 도 4에 따라 도시된다. 이들은 직렬로 배치된 다음의 것들을 포함한다: 전단부(front end)(F), 압축기(C), 저역-통과 필터(LPF), 아날로그/디지털 컨버터(ADC), 주파수 응답 정정을 위한 이른바 이퀄라이저(EQU), 업-샘플링(데이터 레이트 컨버전) 및 보간을 위한 유닛(SAM), 룩-업 테이블(LT) 및 데시메이션(decimation)을 위한 유닛(DEC).
고조파 컴포넌트들은 일반적으로 신호 신장 동안 발생하고, 이산 시간에서의 샘플링 동안 제 1 나이키스트 샘플링 존 내로 폴딩된다. 파괴적인(disruptive) 인터폴딩은 신장기의 클록 레이트의 함수이다. 데이터 또는 클록 레이트는, 예를 들어 업-샘플링 및 보간을 위한 유닛(SAM)에 의해, 샘플링 후에 그러나 신장 전에 증가될 수 있다. 그러므로, 고조파 컴포넌트들은 기저대역 내에 유지되고 후속 데시메이션 전에 필터링될 수 있다.
이러한 프로시저는, A/D 컨버터(ADC)가 로컬 코일 내에 배치되는 경우에 유리하다. 샘플링 레이트는 낮게 설정될 수 있다. 높은 클록 레이트에서 신장은 (예를 들어, 무선 데이터 송신 후에) 로컬 코일 외측 시스템 측 상에서 발생한다. 따라서, 로컬 코일 내 파워 소비가 최소화될 수 있다.
도 2를 참조하면, 필터링, 예를 들어 필터 송신 함수가 통과 범위로부터 차단 범위로 변화하는, 주파수 범위 내 압축된 신호의 저역-통과 필터링 또는 대역-통과 필터링 동안의 신장으로 인해, 파괴적인 상호변조 프로덕트들이 초래된다. 상호변조 프로덕트들의 소거(elimination)는 발생하지 않거나 또는 단지 만족스럽지 못한 정도까지만 발생하는데, 그 이유는 압축기 출력 신호의 대응하는 스펙트럼 컴포넌트들이 감쇠 또는 제거되었기 때문이다. 도 2는 나이키스트 존들 1 내지 3의 예들을 도시한다. 이러한 영향은 필터 주파수 응답 보상으로 상쇄될 수 있다.
도 3에서, 점선들은 보상이 없는 경우의 결과적인 스펙트럼을 도시하고, 실선들은 보상이 있는 경우의 결과적인 스펙트럼을 도시한다.
평활한 주파수 응답으로부터의 임의의 편차, 이른바 필터 송신 함수 내 리플(ripple)은, 예를 들어 SAW(표면 탄성파(Surface Acoustic Wave)) 필터들을 이용함으로써 보상될 수 있다. 보상은 도 4에 도시된 바와 같은 디지털 범위 내에서 이퀄라이저 또는 이퀄라이징 필터에 의해 발생할 수 있다. 보상은 이용될 수 있는 데시메이션 필터의 임의의 주파수 응답을 고려할 수 있다. 데시메이션 필터가 디지털 방식으로 구현되기 때문에, 관련 보상(이퀄라이징)이 재현가능하다. 여기서 신호 진폭 및 신호 위상 양측 모두가 보상 동안 고려될 수 있다. 보상은, 필터 감쇠, 예를 들어 25 ㏈가 달성되는 주파수까지 발생한다. 위상은 단지 위상 선형성에 관해서만 보상되어야 하며, 이는 일정한 그룹 지연을 초래한다.
이들 대책의 목적은, 압축기 출력 신호의 대역폭을 가능한 한 좁게 제한하는 것이다. 아날로그 진폭 압축 및 후속 대역 제한의 조합은 작은 비트 깊이를 갖는 ADC들의 이용을 허용한다. 따라서, 현재 12 비트 ADC는 3 테슬라 MR 신호를 샘플링하는데 적절하다.
그에 반해, 18 비트 ADC는 압축기 없이 그리고 스위칭가능 증폭 없이 전체 다이내믹을 샘플링하기 위해 요구될 것이다.
압축기가 점점 변조됨에 따라, 그의 증폭은 압축의 이용 후에 연속적으로 감소된다. 이는 또한, ADC 입력에서의 잡음 출력을 감소시킨다. 이는, 신호 위에 놓이는 잡음 전압이, 샘플링 동안 작은 LSB 스테이지들을 변조하기 위해 높은 신호 레벨들로 충분하지 않다는 것을 의미한다. 이는 출력 신호 내 바람직하지 않은 결정론적 스테이지들 내 다이내믹 범위를 통한 통과 동안 초래되고, 양자화 에러는 더 이상 확률론적이지 않다, 다시 말해 확률 밀도 및 스펙트럼 파워 밀도에 관하여 더 이상 균일하게 분배되지 않는다.
도 7에 도시된 바와 같이, 대역-통과 필터에 의해 대역-통과 필터링되고, "디더링(dithering)"으로 지칭되는 잡음 신호는 ADC 입력에 공급된다. 잡음 대역의 스펙트럼 위치는, 상기 스펙트럼 위치가, 샘플링 후에라도 원해지는 수신 신호의 스펙트럼과 오버랩하지 않도록 선택된다.
도 6은 MR 수신 신호의 아날로그, 무선 송신을 위한 어레인지먼트를 도시한다. 로컬 코일 엘리먼트에 부가하여, 모바일 부분(로컬 코일)은, 증폭기, 믹서 및 필터를 포함하는 아날로그 전단부(F), 예를 들어 3 테슬라에 대해 3.2 ㎒의, 중간 주파수 플레인 내 신호를 프로세싱하는 아날로그 진폭 압축기(C), 저역-통과 필터(LPF), 및 무선으로 전송가능한 라디오 신호를 위한 전송 엘리먼트를 포함한다. 전송 엘리먼트는 압축된, 저역-통과 필터링된 중간 주파수 신호를 송신기(TX)의 고주파 반송파로 변조하기 위해 변조기(M)를 이용하고, 이러한 반송파를 전송 안테나를 통해 방출한다.
그 다음으로, 가능한 진폭 또는 단일 측파대(sideband) 변조뿐만 아니라, 주파수 변조가 특히 흥미있는데, 그 이유는 증가하는 신호 대 잡음비 이득(S/N)이, 증가하는 변조 인덱스
Figure pat00001
를 이용하여 달성되기 때문이다. 여기서
Figure pat00002
는 이른바 주파수 편차, 다시 말해 반송파 주파수로부터 최대 상향 또는 하양 차이이며,
Figure pat00003
는 변조 주파수, 예를 들어 3.2 ㎒ 중간 주파수 위치이다. 그 다음으로, J.R. Carson에 의해 공식화된 관계에 따라, 주파수-변조된 신호의 점유된 대역폭은
Figure pat00004
이다.
여기서, 변조 신호, 다시 말해 압축기의 출력 신호의 최대 주파수가 대역-통과 필터링 또는 저역-통과 필터링에 의해 제한될 수 있다면 유리하다는 것이 확인될 수 있다. 예를 들어,
Figure pat00005
라고 한다. 그러므로, 3.2 ㎒ 중간 주파수 주위에서 대역폭은
Figure pat00006
로 제한된다.
Figure pat00007
편차는
Figure pat00008
의 변조 인덱스 및
Figure pat00009
의 점유된 대역폭을 제공할 것이다. 압축기 출력 신호가 대역-제한되지 않은 경우, 자신들의 스펙트럼 서브-파워들이 무시가능한(negligible) 값들로 떨어지는 많은 홀수 고조파들만은 포함되어야 할 것이다. 첫 번째 10개의 고조파들의 포함(inclusion)만이,
Figure pat00010
를 의미할 것이다. 그 다음으로,
Figure pat00011
의 점유된 대역폭이 동일한 변조 인덱스에 대해, 즉 동일한 S/N 이득에 대해 초래되어, 매우 높은 반송파 주파수를 요구하고, 그리고 특히 주파수-분할 다중화 방법을 위해 매력적이지 못한 다중채널 시스템들을 만들 것이다.
시스템 측 상에서, 변조된 고주파 신호는 수신기(RX)의 입력에 접속된 수신 안테나에 의해 수신되고, 검출 회로 내에서 복조된다. 수신 신호는 나이키스트 샘플링된다. 제 1 룩-업 테이블, 예를 들어, LT1은 주파수 변조기(M) 및 주파수 복조기(DM)의 임의의 비-선형성을 보상하기 위해 이용될 수 있다. 뒤따르는 이퀄라이징 필터(EQU)는 코일-측 신호 프로세싱(아날로그 저역-통과 필터)의 주파수 응답을 보상한다.
제 2 룩-업 테이블, 예를 들어 LT2로서 구현된 디지털 진폭 신장기는 결과적인 고조파 컴포넌트들의 인터폴딩을 방지하기 위해 80 MS/s의 상승된 클록 레이트에서 동작한다. 2개의 룩-업 테이블들은 또한, 공통 룩-업 테이블로 조합될 수 있다. 데시메이션 스테이지(DEC) 후에, 데이터는 추가의 프로세싱을 위해 10 MS/s에서 이용가능하다.
도 7은 MR 수신 신호의 디지털, 무선 송신을 위한 어레인지먼트의 개략도를 도시한다. 로컬 코일 엘리먼트에 부가하여, 모바일 부분(로컬 코일)은 아날로그 전단부(F)(증폭기, 필터), 예를 들어 3 T에 대해 123.2 ㎒의, 고주파 플레인 내 신호를 프로세싱할 수 있는 아날로그 진폭 압축기(C), 대역-통과 필터(BPF), 디더(dither) 잡음 발생기로 또한 지칭되는 잡음 신호 발생기(DNG), A/D 컨버터(ADC), 데이터 레이트 데시메이션 스테이지(DEC), 및 (고주파) 전송 엘리먼트(TX)를 포함한다.
대역-통과 필터는, 통과 주파수 대역이, 뒤따르는 샘플링의 하나의 나이키스트 존에만 걸치도록(span) 디멘셔닝된다. 20 MS/s에서의 샘플링 시, 3 테슬라 MR 수신 신호는 123.3 ㎒에서 나이키스트 존 넘버 13 내에 있다. 120 내지 130 ㎒의 이러한 주파수 대역 내에 있지 않은, 잡음과 같은 스펙트럼 신호 컴포넌트들은, 샘플링에 의해 기저대역 내로 폴딩되고, 예를 들어, 적어도 -30 ㏈만큼 억제되어야 한다.
디더링 신호로 또한 지칭되는, 스펙트럼적으로 대역-제한된 잡음 신호는 압축기와 ADC 사이의 인터페이스 내로 공급된다. 이러한 신호는, 심지어 높은 압축기 입력 신호 레벨들(그러므로 감소된 압축기 증폭)을 갖는 샘플링 LSB들의 잡음-타입 변조를 초래한다. 잡음 신호(123.2 ㎒에서의 3 테슬라 수신 신호)의 스펙트럼 위치는, 샘플링 후에 5 ㎒ 내지 10 ㎒ 내의 기저대역 내에 놓이도록 선택되어야 한다. 그 다음으로, 잡음 신호는 뒤따르는 데시메이션 필터에 의해 억제되고, 수신 신호의 어떠한 장애도 초래하지 않는다, 즉 신호 대 잡음비에 있어서 손실이 없다. 따라서, 이러한 범위가 ADC의 아날로그 입력 대역폭 내에 있는 한, 잡음 대역은 대역들 FS * [n + (1/4 ... 3/4)] 중 하나 내에 놓인다. 잡음 대역들은, 디멘셔닝 규칙에 따른 샘플링을 위해 2개의 인접한 나이키스트 대역들을 적어도 부분적으로 커버할 수 있다. 따라서, 대역-통과 필터는 잡음 발생기(DNG) 뒤에서 최대 폭으로 설계될 수 있다. 필요한 잡음 전압은 가능한 최소 잡음 파워 밀도로 발생된다. 이는, 잠재적인 혼란(disruption)이 최소화되게 한다. 25 ㎒ 내지 35 ㎒의 범위가 가능하다. 샘플링(대역-통과 언더샘플링) 후에, 수신 신호는 3.2 ㎒로 떨어진다. 신호는 이제, 0 내지 5 ㎒로 스펙트럼적으로 제한되고, 그 다음으로 10 MS/s 데이터 레이트들로 데시메이팅될 수 있다. 데시메이션 필터의 저역-통과 제한 효과는 잡음 신호가 수신 신호로부터 분리되게 한다.
120 Mb/s의 데이터 스트림은 12 비트들의 ADC 비트 깊이를 이용하여 초래된다. 뒤따르는 고주파 송신기는 디지털 데이터를 고주파 반송파로 변조하고, 이를 안테나를 통해 방출한다. 시스템 측 상에서, 변조된 고주파 신호는 수신 안테나 및 수신기(RX)에 의해 수신되고, 검출 회로 내에서 또는 수신기의 복조기 내에서 복조된다. 뒤따르는 이퀄라이징 필터는 아날로그 대역-통과 필터에 의한 그리고 디지털 데시메이션 필터에 의한 코일-측 신호 프로세싱의 주파수 응답을 보상한다. 룩-업 테이블(LT)로서 구현된 디지털 진폭 신장기는 결과적인 고조파 컴포넌트들의 인터폴딩을 방지하기 위해 80 MS/s의 상승된 클록 레이트로 동작한다. 데시메이션 스테이지 후에, 데이터는 추가의 프로세싱을 위해 10 MS/s에서 이용가능하다.

Claims (17)

  1. 자기 공명 신호를 위한 송신 방법으로서,
    상기 자기 공명 신호는 아날로그 형태로 아날로그/디지털 컨버터(ADC)로 공급되고, 상기 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 의해 디지털화되며,
    상기 자기 공명 신호는 상기 아날로그/디지털 컨버터에 공급되기 전에 진폭이 압축되고, 디지털화 후에 상기 아날로그/디지털 컨버터에 의해 신장되며(expanded),
    상기 압축된 자기 공명 신호의 적어도 하나의 주파수 범위는 상기 아날로그/디지털 컨버터에 공급되기 전에 필터링되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링은 대역-통과 필터 또는 저역-통과 필터에 의해 수행되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    샘플링 후의 그리고 신장 전의 클록 레이트는 상기 아날로그/디지털 컨버터의 샘플링 레이트보다 더 높은,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    신장 동안의 클록 레이트는, 상기 아날로그/디지털 컨버터의 샘플링 레이트 n보다 인자 2n 만큼 더 높으며,
    여기서 n은 홀-넘버 자연수 정수(whole-number natural integer)인,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    대역-통과 필터링된 잡음 신호는 또한 상기 아날로그/디지털 컨버터(ADC)에 공급되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    디지털 이퀄라이저 필터(EQU)가 신장 전에 이용되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
    신장은 룩-업 테이블(LT, LT1, LT2)에 의해 수행되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 압축된 자기 공명 신호는 신장 전에 유선 방식으로 전송되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 압축된 자기 공명 신호는 신장 전에 적어도 부분적으로 무선 방식으로 전송되는,
    자기 공명 신호를 위한 송신 방법.
  10. 코일 어레인지먼트로서,
    자기 공명 신호를 검출하기 위한 코일을 갖고,
    상기 코일의 다운스트림에 배치된 상기 자기 공명 신호의 진폭을 압축하기 위한 압축기(C), 및 상기 압축기의 다운스트림에 배치된 아날로그/디지털 컨버터(ADC), 및 상기 압축된 자기 공명 신호를 상기 아날로그/디지털 컨버터의 다운스트림에 배치된 송신 링크 내로 입력하기 위한 입력 엘리먼트를 가지며,
    상기 압축된 자기 공명 신호의 적어도 하나의 주파수 범위를 필터링하기 위한 필터는 상기 압축기(C)의 다운스트림에 배치되는,
    코일 어레인지먼트.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 입력 엘리먼트(E)는, 무선으로 전송가능한 라디오 신호를 위한 전송 엘리먼트(TX)로서 구성되는,
    코일 어레인지먼트.
  12. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 필터는 대역-통과 필터(BPF) 또는 저역-통과 필터(LPF)로서 구성되는,
    코일 어레인지먼트.
  13. 자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로로서,
    신장기(expander) 및 상기 신장기의 업스트림에 배치된 송신 링크로부터 상기 자기 공명 신호를 출력하기 위한 출력 엘리먼트를 가지며,
    클록 레이트를 증가시키기 위한 유닛(SAM)은 상기 신장기의 업스트림에 배치되는,
    자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 엘리먼트는 무선으로 전송가능한 라디오 신호를 위한 수신 엘리먼트(RX)로서 구성되는,
    자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로.
  15. 제 13 항 또는 제 14 항에 있어서,
    상기 신장기는 룩-업 테이블(LT, LT1, LT2)로서 구성되는,
    자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로.
  16. 제 14 항 또는 제 15 항에 있어서,
    이퀄라이징 필터(EQU)는 상기 클록 레이트를 증가시키기 위한 유닛(SAM)의 업스트림에 배치되는,
    자기 공명 신호를 검출하기 위한 검출 회로.
  17. 자기 공명 신호 송신 설비로서,
    제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 따른 송신 방법을 실행하기에 적합하도록 구성되는, 제 10 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 따른 코일 어레인지먼트 및 제 13 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 따른 검출 회로를 갖는,
    자기 공명 신호 송신 설비.
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