JPS58117740A - ノイズリダクシヨン装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、アナログ信号をデジタル信号に変換して伝送
あるいは記録再生し、得られたデジタル信号を元のアナ
ログ信号に変換する信号伝送系に適用されるノイズリダ
クション装置に関スる。

このようなノイズリダクション装置が適用される信号伝
送系の一例として、たとえばＰＣＭ伝送回路系は、一般
に第１図のように構成されている。

この第１図において、入力端子１には、たとえば映像信
号やオーディオ信号等のアナログ信号が供給され、この
アナログ入力信号は、デジタル変換時の不要な周波数成
分を除去するためのアンチェリアシングフィルタ回路で
あるローパスフィルタ２に送られる。このローパスフィ
ルタ２からの帯域制限されたアナログ信号は、サンプル
ホールド回路３に送られて、一定サンプリング間隔毎の
アナログ値に変換され、いわゆる標本化が行なわれる。

この標本化されたアナログ値信号は、アナログ−デジタ
ル変換器（Ａ−１）変換器）４で量子化および符号化が
施されて、いわゆるＰＣＭ（Ｐｕ１ｓｅ　Ｃｏｄｅ　Ｍ
ｏｄｕｌａｔｉｏｎ　）信号となる。コノＰＣＭ信号は
、信号伝送媒体（記録再生媒体も含む。）５を介して伝
送され、受信側（あるいは再生出力側）のデジタル−ア
ナログ変換器（Ｄ−Ａ変換器）６で時分割された状態の
アナログ値信号に変換される。この信号は、ローパスフ
ィルタ７を介すことによりサンプリングクロック成分が
除去され、時間的に連続したアナログ信号となって出力
端子８に送られる。

このようなＰＣＭ伝送回路系にお（、Ｎて、Ａ−Ｄ変換
器４内での量子化の際には、時間軸上では間欠的である
が、連続的な振幅値をもつアナログ信号を、有限の離散
的な振幅値に対応させるため、最大で量子化幅分の誤差
が必然的に生じ、ＧＮわゆる量子化雑音が発生する。こ
の量子化雑音の聴感上の悪影響を防止し、スペクトラム
の入力信号依存性を少なくする目的て、ディサ（Ｄｉｔ
ｈｅｒ）と称される雑音をディザ発生器９から入力端子
１のアナログ入力信号に加えている。

ところで、信号伝送媒体５の単位時間あたりの伝送ヒツ
ト数（ビットレート）には限度があり、たとえばテープ
レコーダの磁気記録媒体であるテープの走行速度を低下
させて長時間化を図る場合に、上記ビットレートの低下
は不可避なものとなり、一定の周波数特性を得ようとす
れば、ダイナミックレンジの低下が回避できない。この
ダイナミックレンジは、一般にＡ−Ｄ変換器４における
量子化の際の分割数に対応するが、この量子化を非直線
的に行なうこと（非直線量子化）により、見かけ上のダ
イナミックレンジを拡大させることが知られている。こ
れは、アナログ振幅値が大きいときの量子化幅を広くと
ることにより、直線量子化に比べて大きい振幅の入力信
号のＡ−Ｄ変換を可能とするものである。したがって、
この非直線量子化は、アナログ信号に対してダイオ−ト
リミック等の非直線素子による振幅値の圧縮を行なうこ
とと等価であり、伝送される信号内では、波形自体が歪
んだものとなっている。また、低Ｇく周波数（たとえば
２０Ｈｚ以下）の入力信号が入った場合には、信号音は
ほとんど感知されず、量子化雑音のレベル変動だけが聞
こえるという欠点がある。さらに、前述したディザを注
入する場合には、雑音と信号との混変調が発生すること
がある。

そこで本件出願人は、上記のようなＰＣＭ伝送回路系の
前後に、アナログ信号に対して信号圧縮および伸張動作
を行なわせる回路をそれぞれ配設することにより、上記
量子化雑音のレベル変動や混変調雑音等の悪影響を発生
することなく、ダイナミックレンジの拡大を実現するよ
うなノイズリダクション装置を既に提案した。

本発明は、このような先行技術をさらに改善し、デジタ
ル信号伝送系のビット数を増大させることなくダイナミ
ックレンジをさらに拡大して優れたノイズ低減効果を実
現し得るようなノイズリダクション装置を提供するもの
である０ すなわち、本発明に係るノイズリダクション装置の特徴
は、入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して
出力するデジタル信号伝送系と、アナログ入力信号の高
域周波数成分を増強するとともに、該入力レベルに応じ
て利得を制御することにより入力信号をレベル圧縮して
出力し、上記デジタル信号伝送系の入力端子に供給する
エンコーダ回路き、上記デジタル信号伝送系からの出力
を、高域周波数成分を減衰させるとともζこ、レベルに
応じて利得制御することによりレベル伸張するデコーダ
回路と、ナイキスト周波数ｆＳの１／２の周波数成分を
基本波として持つｆｓ／２信号を発生するｆｓ／２信号
発生器とを具備し、上記デジタル信号伝送系のアナログ
−デジタル変換処理前の以下、本発明に係る好ましい実
施例について、図面を参照しながら説明する。

第２図は本発明の一実施例を示すブロック回路図である
。この第２図において、入力端子１１には伝送あるいは
記録を行なうべきアナログ入力信号が供給されており、
このアナログ入力信号はエンコーダ回Ｎ！ｒ１２に送ら
れてレベル圧縮および高域増強が行なわれる。このエン
コーダ回′Ｎｒ１２における圧縮動作は、入力される信
号のレベルに応じて利得が変化することにより行なわれ
るものであり、出力される波形自体には歪が発生しない
。

すなわち、アナログ信号伝送路中には、制御信号に応じ
て利得が変化する可変利得回路、たとえばＶ　ＣＡ　（
Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　Ａｍｐ、　、
電圧制御型増幅器）２１を挿入接続し、このＶＣＡ２１
のたとえば出力信号のレベルをレベル検出器２２で検出
し、上記レベルに応じた直流制御電圧Ｖｃに変換してＶ
ＣＡ２１の制御入力端子に供給している。

このレベル検出器２２は、主として整流平滑を行なって
、交流信号を直流制御電圧に変換するものであり、交流
信号レベルが立上るときのアタックタイムや立下るとき
のリカバリタイムを決定する所定の時定数を有している
。また、レベル検出器２２への入力信号としては、ＶＣ
Ａ２１の出力信号のみならず、■ＣＡ２１の入力信号−
や、入力と出力との和あるいは差の信号を用いることも
できる。このような信号レベル圧縮動作時の入出力特性
の一例を第３図の実線に示す。この第３図では、入力レ
ベルがたとえば−４０ｄＢまでは圧縮率（コンプレンジ
ョンレシオ）が一定値（たとえば２）となるようなレベ
ル圧縮を行なっており、入出力特性はログリニア（対数
直線的）な関係を満足している。そして、第１のディザ
発生器１８からのディザ信号は、たとえばエンコーダ回
路１２の入力側で注入し、このディザ信号のレベルとし
て、上記入出力特性曲線の折曲点Ａよりも低い入力レベ
ル、たとえば−６０〜−３ＱｄＢとすることが好ましい
。エンコーダ回路１２中のプリエンファシス回路２３は
、信号の高域周波数成分をたとえば１ＱｄＢ程度増強す
る高域増強動作を行なう。

次に、このようにレベル圧縮および高域増強がなされた
アナログ信号は、デジタル信号伝送系であるＰＣＭ伝送
回路系１０の入力端子１に送られる。このＰＣＭ伝送回
路系１０は、前記第１図と同様に、入力されたアナログ
信号をＰＣＭデジタル信号に変換し、伝送媒体（あるい
は記録媒体でもよい。）５を介して上記ＰＣＭデジタル
信号を伝送し、伝送されたＰＣＭデジタル信号をアナロ
グ信号に変換して出力するような回路系である。

このＰＣＭ信号伝送系１０の基本的な回路構成としては
、入力されるアナログ信号に対して、デジタル伝送に必
要な周波数帯以外の成分を除去して折り返し雑音の発生
を防止するためのアンチェリアシングフィルタ回路であ
るローパスフィルタ２と、アナログ信号のいわゆる標本
化を行なうためのサンプルホールド回路３と、サンプリ
ングされた値（一般にアナログ値）を量子化し、符号化
してＰＣＭデジタル信号に変換するアナログ−デジタル
変換器（Ａ−Ｄ変換器）４とを伝送媒体５の入力側に設
け、伝送媒体５の出力側には、伝送されたＰＣＭデジタ
ル信号をたとえばサンプリングされた振幅値信号に変換
するデジタル−アナログ変換器（Ｄ−Ａ変換器）６と、
この振幅値信号からサンプリングクロック周波数成分を
除去するためのスプリアス除去用ローパスフィルタ７と
を設けている。このローパスフィルタ１からのアナログ
信号は、ＰＣＭ伝送回路系１０の出力端子８に送られる
。

ここで、ＰＣＭ伝送回路系１０のアンチェリアシング用
ローパスフィルタ２とサンプルホールド回路３との間に
は加算器１６が挿入接続されており、ｆＳ　／２信号発
生器１７からの周波数ｆｓ／２（ｆＳはナイキスト周波
数）の信号と、ローパスフィルタ２からのアナログ信号
とが加算されて、サンプルホールド回路３に送られる。

この周波数ｆｓ／２の信号をアナログ信号に加算するこ
とにより、量子化幅を見かけ上小さくして、デジタル伝
送ピント数を見かけ上増加させる効果が得られる。

すなわち、上記サンプルホールド回路３およびＡ−Ｄ変
換器４の動作は、第４図に示すように行なわれ、入力ア
ナログ信号Ｓが時間軸上の各サンプリング時点ｔ、　、
　ｔｚ　、・・・でサンプルされたときのレベル値が、
量子化幅Ｅｏで量子化されることにより、第４図の波形
Ｑで示されるような信号に変換される。この第４図にお
いては、アナログ信号Ｓのサンプリングレベル値が配置
される量子化幅ｇｏの中央値を量子化レベル値としてお
り、この量子化レベル値はｎＥｏ＋Ｅｏ／２　（ｎは自
然数）となる。ここで、上記周波数ｆＳ／２の信号を入
力アナログ信号Ｓに加算し、このｆＳ／２信号の両ピー
クにて離散化が行なわれるとするとき、入力信号は各サ
ンプルポイントについて交互にｆｓ／２信号の振幅分の
レベル変化が生じる。いま、このｆｓ／２信号の振幅（
ピークトウピーク値、以下Ｐ−Ｐ値という。）が上記量
子化幅Ｅｏの１／２である時に、上記入力アナログ信号
のレベルがそれぞれｎＥｏ　−Ｅ　ｏ　／　２　（これ
をレベルＬａ　とする。）、ｎＥ。

（これをレベルＬｂとする。）、および、ｎＥｏ　＋ｇ
ｏ／２（これをレベルＬｃとする。）の近傍にある場合
について考えると、上記ｆＳ／２信号によりこれらの入
力アナログ信号が振られて、時間的に隣り合ったサンプ
ルタイミング’ｍｌ　、　ｔａ２　等におレベルよりＥ
ｏ／４だけ下降する。この場合、上記レベルＬａ、ある
いはＬｃ近傍の入力アナログ信号は、ｆｓ７２信号によ
る±Ｅ０／４の振れにかかわらず、（ｎ−１）ｇｏとｎ
ｇｏとの間、あるいはｎＥＯと（ｎ＋１）Ｅｏとの間に
それぞれ配置され、量子化レベルはそれぞれｒＩ　Ｅ　
Ｏ−Ｅ　’　／２　、あるいはｎＢｏ＋Ｅｏ／２として
表わされる。これに対して、上記レベルＬｂ近傍の入力
アナログ信号は、隣り合ったサンプルタイミングｔｂｌ
　、　ｔｂ２のうちの一方１ｂｔでｎ域にそれぞれ配さ
れ、各サンプルポイント毎に交互にｎＥｏ＋Ｅｏ／２と
ｎＥｏ−ＥＯ／２の値をとる。コのようなレベルＬｂ近
傍のアナログ入力を量子化したときの波形のスペクトル
を計算すると、＋・・・・・・　　　　　　　　　　　
　　・・・・・・・・・■（ただし、ω８＝２πｆｓ） が得られる。この０式からも明らかなように、ｆｓ７２
以下の周波数帯域内には、Ｌｂの直流値と、非常にレベ
ルの低いノイズが存在する。このノイズの大きさは、量
子化幅Ｅｏ分よりも極めて小さイ。したがって、上記ｎ
　Ｅ　ｏ　＋　ｇ　ｏ／２の他に、Ｌｂ（＝ｎＥｏ）の
値が伝送可能となる。このｎは任意の整数値（ただし、
ｎＥｏが伝送最大レベル以内の条件で）をとり得るため
、デジタル伝送ピント数が見かけ上１ビット分だけ増加
することになる。

次に、このような現象が、入力アナログ信号の周波数お
よび振幅に対してどのような関係を持つかを考察する。

上記１ビット分のビット数増加がなされるためには、入
力アナログ信号の時間的に隣り合うサンプルポイント間
のレベル変化量がＢｏ／２ｐ内となることが必要である
。これは、上記ｆ　ｓ　／２信号によるＥＯ／２のレベ
ル変動があるときに、上記レベルＬａ　（あるいはＬｃ
　）近傍の入力アナログ信号と、上記レベルＬｂ近傍の
入力アナログ信号とが互いに区別されるために必要とさ
れることである。

いま、入力アナログ信号の最大波高値をＡ（Ｐ−Ｐ値は
２Ａ）、角周波数をω０（＝２πｆＯ）とするとき、上
記デジタル伝送ビット数Ｎが１ビット分だけ増加するた
めの条件は、 と表わせる。なお、この０式中のＡは、フルビットで１
／２（＝０．５）の値をとるように、いわゆる正規化さ
れている。第６図は、この０式をグラフ化して、有効角
度範囲を斜線で示したものである。

この第６図中の有効角度範囲の境界値θＯは、と表わせ
、角度θが、０〜θ０．π−θ０〜π＋θｏ１および２
π−θ０〜２πの領域では、入力アナログ信号の傾斜が
急すぎて、上記ｆｓ／２信号は有効に作用しない。した
がって、有効動作率は、となる。第７図はこの有効動作
率を考慮したＳＮ比改善率を示すグラフであり、上記Ｎ
が８ビントにおける上記波高値Ａが−６ｄＢの場合、−
２６ｄＢの場合、および−４６ｄＢの場合の入力信号周
波数ｆ、の変化に応じた値をそれぞれ曲線Ａ　＋＋Ｂ１
およびＣに示している。

次に、上記注入するｆｓ／２信号の振幅は、有効度の点
から、上記量子化幅ｇｏの（ｍ−１／２）倍の大きさく
ここで、ｍ＝＝１．２，３．・・・）が適当である。こ
の値からずれると、第７図のＳＮ比の最大改善率が６ｄ
Ｂよりも小さくなってくる。上記第２図の例では、８ビ
ツトデジタル伝送系に対応するものとして、ｆｓ／２信
号発生器１７から−３０〜−６ＯｄＢのｆｓ／２信号を
加算器１６に送っている。この場合のｆｓ／２信号の大
きさは、必要最小限に抑える方がシスチムニアリティを
最大にとることができるから、上記サンプリングタイミ
ングにｆｓ／２信号のピークを配置するのが好ましい。

たとえば、第８図は信号に対する歪の割合を測定した周
波数特性グラフであり、図中破線がｆｓ／２信号無しの
場合、図中実線がｆｓ／２信号を加えた場合のそれぞれ
一例を示している。この第８図からも明らかなように、
周波数低域においての量子化歪改善効果が顕著である。

さらに、このようなｆｓ／２信号と共に、通常のディザ
ノイズを、第２のディザ発生器１９から加算器１６に加
えることにより、量子化ノイズをランダムノイズに変え
ることができる。この時の第２のディザノイズは、ｆｓ
／２信号よりも小さなレベル、たとえば−４０〜−６Ｏ
ｄＢ　とすればよい。

このようにして、見かけ上最大ｌビット分のビット数増
加がなされて、ＰＣＭ伝送回路系１０を介して伝送され
、Ｄ−Ａ変換器６、ローパスフィルタ７を介して出力端
子８から取り出されたアナログ信号は、前述したエンコ
ーダ回路１２に対して逆の特性（第３図破線参照。）を
有するデコーダ回路１３に送られる。このデコーダ回路
１３は、ディエンファシス回路３３および可変利得増幅
器であるＶＣＡ３１とレベル検出器３２とを有し、ディ
エンファシス回路３３で高域減衰を行なうとともに、Ｖ
ＣＡ３１とレベル検出器３２とを用いて入力レベルに応
じて利得を制御することにより、入力信号のレベルを伸
張して出力する。

以上のような構成を有するノイズリダクション装置によ
れば、特に、低域周波数成分における量子化歪を低減す
ると共にいわゆるノイズモジュレーションを低減する上
で極めて優れた効果を有している。すなわち、たとえば
ＰＣＭ伝送回路系等のデジタル信号伝送系において発生
する量子化歪は、入カスベクトルに対して一定の相関関
係を有し、上記ｆｓ／２信号の加算によって、低域周波
数の量子化歪の大幅な改善が図れる。これは、ノイズリ
ダクション装置のアナログエンコーダやデコーダにおけ
るプリエンファシス回路２３やディエンファシス回路３
３により高域高レベル信号のＳＮ比が改善されることと
対応して、ｆＳ／２信号加算によって低域の量子化歪の
改善が図れるため、アナログノイズリダクションシステ
ムで問題トなるノイズモジュレーションの低減も同時に
可能となり、全体として優れたノイズ低減効果が期待で
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図はデジタル信号伝送系の一例としてのＰＣＭ伝送
回路系の基本構成を示すブロック回路図、第２図は本発
明の一実施例としてのノイズリダクション装置を示すブ
ロック回路図、第３図はエンコーダ回路の圧縮動作を示
す入出力特性グラフ、第４図は入力アナログ信号の量子
化を説明するためのグラフ、第５図はｆｓ／２信号加算
動作を説明するためのグラフ、第６図はｆｓ／２信号加
算時の入力アナログ信号の有効動作範囲を示すグラフ、
第７図はノイズ低減効果を示す周波数特性グラフ、第８
図は童子化歪低減効果を示す周波数特性グラフである。 １０・・・・・・・・・・・・・・・ＰＣＭ伝送回路系
１１　・・・・・・・・・・・・・・・入力端子１２・
・・・・・・・・・・・・・・エンコーダ回路１３・・
・・・・・・・・・・・・・デコーダ回路１４・・・・
・・・・・・・・・・・出力端子１６・・・・・・・・
・・・・・・・加算器１１・・・・・・・・・・・・・
・・ｆｓ／２信号発生器１８．１９・・・・・・ディザ
発生器 ２１　．３１・−、、ＶＣＡ ２２，３２・・・・・・レベル検出器 ２３・・・・・・・・・・・・・・・プリエンファシス
回路３３・・・・・・・・・・・・・・・ディエンファ
シス回路特許出願人　ソニー株式会社 代理人　弁理士　小　池　　　晃 同　　　　１）　村　　榮　　−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換して伝送
   した後、再びアナログ信号に変換して出力するデジタル
   信号伝送系と、アナログ入力信号のレベルに応じて利得
   を制御することにより入力信号をレベル圧縮して出力し
   、上記デジタル信号伝送系の入力端子に供給するエンコ
   ーダ回路と、上記デジタル信号伝送系からの出力を、レ
   ベルに応じて利得制御することによりレベル伸張するデ
   コーダ回路と、ナイキスト周波数ｆ、の１／２の周波数
   成分を基本波として持つｆｓ／２信号を発生するｆｓ／
   ２信号発生器とを具備し、上記デジタル信号伝送系のア
   ナログ−デジタル変換処理前のアナログ信号に上記ｆｓ
   ／２信号発生器からのｆｓ／２信号を加算することを特
   徴とするノイズリダクション装置。