KR20100051529A - 참조 신호 전송 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에 참조 신호를 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법에 관한 것이다.

Description

참조 신호 전송 방법{METHOD FOR TRANSMITTING A REFERENCE SIGNAL}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 SC-FDMA, MC-FDMA 및 OFDMA 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법에 관한 것이다.

WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 무선 접속(radio access) 기술을 기반으로 하는 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 무선 통신 시스템은 전세계에서 광범위하게 전개되고 있다. WCDMA의 첫번째 진화 단계로 정의할 수 있는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)는 중기적인(mid-term) 미래에서 높은 경쟁력을 가지는 무선 접속 기술을 3GPP에 제공한다.

장기적인 미래에서 높은 경쟁력을 제공하기 위한 것으로서 E-UMTS가 있다. E-UMTS는 기존의 WCDMA UMTS에서 진화한 시스템으로 3GPP에서 표준화 작업을 진행하고 있다. E-UMTS는 LTE(Long Term Evolution) 시스템이라 불리기도 한다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.

E-UMTS는 크게 단말(User Equipment; UE)과 기지국, 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway; AG)로 구성된다. 통상적으로 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시 송신할 수 있다. LTE 시스템에서는 다양한 서비스를 하향 전송하기 위해 직교주파수 분할 다중화 방식(Orthogonal frequency divisional multiplexing; OFDM)과 다중안테나(Multi-input Multi-out; MIMO)를 사용하고 있다.

OFDM은 고속 데이터 하향링크 접속 시스템을 대표한다. OFDM의 이점은 할당된 전체 스펙트럼이 모든 기지국에 의해 사용될 수 있는 높은 스펙트럼 효율성이다. OFDM 변조에서 전송 대역은 주파수 영역에서 복수의 직교하는 부반송파로 나누어지고, 시간 영역에서 복수의 심볼로 나누어진다. OFDM은 전송 대역을 복수의 부반송파로 분할하므로 부반송파 당 대역폭은 감소하고 반송파당 변조 시간은 증가한다. 상기 복수의 부반송파가 병렬로 전송되므로, 특정 부반송파의 디지털 데이터 또는 심볼 전송률은 단일 반송파보다 낮아진다.

다중안테나(Multiple input mulple output; MIMO) 시스템은 복수의 송수신 안테나를 사용하는 통신 시스템이다. MIMO 시스템은 송수신 안테나의 수가 증가함에 따라 추가적인 주파수 대역폭의 증가없이 채널 용량을 선형적으로 증가시킬 수 있다. MIMO 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼을 이용하여 전송 신뢰도를 높일 수 있는 공간 다이버시티(spatial diversity) 방식과, 복수의 송신 안테나를 사용하여 각 안테나가 동시에 별개의 데이터 스트림을 전송하여 전송 레이트를 증가 시키는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing) 방식이 있다.

MIMO 기술은 송신단에서 채널 정보를 알고 있는지 여부에 따라 크게 개-루프(open-loop) MIMO 기술과 폐-루프(closed-loop) MIMO 기술로 분류될 수 있다. 상기 개-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있지 않다. 상기 개-루프 MIMO 기술의 예로는 PARC(per antenna rate conrol), PCBRC(per common basis rate control), BLAST, STTC, 랜덤 빔포밍(random beamforming) 등이 있다. 반면, 상기 폐-루프 MIMO 기술에서 송신단은 채널 정보를 알고 있다. 폐-루프 MIMO 시스템의 성능은 상기 채널 정보를 얼마나 정확하게 알고 있느냐에 따라 좌우된다. 상기 폐-루프 MIMO 기술의 예로는 PSRC(per stream rate control), TxAA 등이 있다.

채널 정보란 복수의 송신 안테나 및 복수의 수신 안테나 간의 무선 채널 정보(예, 감쇄, 위상 편이 또는 시간지연 등)를 의미한다. MIMO 시스템에서는, 복수의 송수신 안테나 조합에 의한 다양한 스트림 경로가 존재하고, 다중 경로 시간 딜레이로 인해 채널 상태가 시간에 따라 시간/주파수 영역에서 불규칙하게 변하는 페이딩 특성을 갖는다. 따라서, 송신단은 채널 추정을 통하여 채널 정보를 산출한다. 채널 추정이란 왜곡된 전송 신호를 복원하기 위해 필요한 채널 정보를 추정하는 것이다. 예를 들어, 채널 추정은 반송파의 크기 및 기준 위상을 추정하는 것을 말한다. 즉, 채널 추정은 무선구간 또는 무선채널의 주파수 응답을 추정하는 것이다.

채널 추정 방법으로는, 2차원 채널 추정기를 사용하여 몇 개 기지국의 참조 신호(Referrence Signal; RS)를 바탕으로 기준값을 추정하는 방법이 있다. 이때, RS란 반송파 위상 동기화 및 기지국 정보 획득 등에 도움이 되도록 하기 위해, 실 제로 데이터를 가지지는 않지만 높은 출력을 갖는 심볼을 말한다. 송신측 및 수신측은 이와 같은 RS를 이용하여 채널 추정을 수행할 수 있다. RS에 의한 채널 추정은 송수신측에서 공통적으로 알고 있는 심볼을 통해서 채널을 추정하고, 그 추정치를 이용하여 데이터를 복원하는 것이다. RS는 파일롯이라고도 지칭된다.

MIMO 시스템은 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템과 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템을 지원한다. 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템에서 순방향 링크 송신과 역방향 링크 송신은 동일 주파수 영역 상에 있으므로, 가역 원리(reciprocity principle)에 의해 역방향 링크 채널로부터 순방향 링크 채널에 대해 추정을 할 수 있다.

통신 시스템이 발전하면서 매번 통신 기법에 대해서 새로운 시스템을 정의하기 보다는 기존 시스템의 성능을 개선시켜서 최소의 비용으로 목표를 달성하는 방법을 채용한다. 특히 통신시스템의 경우에는 단순히 단말이나 기지국의 RF 인터페이스 뿐만 아니라 모든 기반 시설에 영향을 줄 수 있으므로, 이의 변경을 최소화하는 방안이 상업적으로 의미를 갖게 되고, 이러한 환경에서 새로운 버전의 통신 시스템은 기존 시스템의 특징을 유지해야 하는 제약을 가지게 된다. 특히 주요 요구사항은 기존 시스템의 성능을 떨어뜨리지 않고 새로운 시스템의 기능을 제공하는 것이며 이러한 상황은 현재 LTE/LTE-A의 관계에서 발생하고 있다. 이러한 상황은 IEEE 802.16m이나 그 외 통신 시스템에서도 레거시 시스템 (legacy system)의 동작을 보장해 줘야 한다는 조건이 있을 때 마찬가지로 발생한다. 성능 개선의 기본은 변조 오더 (order)를 증가시키거나 안테나 수를 늘리거나 간섭으로 인한 영향을 줄이거나 하는 등의 기법들이 필요하게 되는데, 이 경우 더 많은 참조 신호 (Reference Signal; RS)가 필요하게 된다. 즉, 더 많은 채널 정보를 파악해서 각각의 신호 성분을 구분해 낼 수 있는 장치가 마련되어야 더 많은 정보를 전달할 수 있다. 현재, LTE Rel-8은 최대 4개의 다중안테나를 지원하도록 되어 있다. 반면, LTE-A는 최대 8개의 다중안테나를 지원하는 것을 목표로 하고 있다. 하지만 보통의 OFDM 기반 통신 시스템은 특정 위치에 참조 신호를 삽입하고 그 위치에서 채널 추정을 수행한다. 그리고 그외의 나머지 부반송파들은 데이터나 제어 채널용으로 사 용된다. 이러한 상황에서 향후 시스템 개선을 위한 작업을 할 경우, 플렉서빌러티 (flexibility)가 이미 존재하지 않으므로 추가 참조 신호를 삽입할 수 없다.

하지만 참조 신호를 삽입하기 위하여 특정 자원을 예약(reserved)할 수 있다면 이를 참조 신호를 위한 자원으로 활용할 수 있다. 일 예로, 레거시 단말 입장에서 기지국으로부터 할당받지 않은 상태로 보일 수 있는 특정 자원이 존재한다면 이를 참조 신호를 위한 자원으로 활용할 수 있다. 이러한 가능성이 있는 자원으로는 단말마다 사용용도가 달라질 수 있는 채널을 고려할 수 있다. 예를 들어, 자원할당채널, ACK/NACK 응답채널, 트래픽 채널들은 기지국에서 어떠한 모양으로 보내더라도 기존 레거시 단말에 영향을 주지 않는다. 하지만 이러한 채널들 안에서 어떤 식으로 참조 신호 자원으로 유용할 수 있는지에 대해서는 실제 채널의 구조에 따라서 다른 모양을 갖는다.

본 발명은 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 다중 안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 효율적으로 전송/수신하는 방법 및 그의 시그널링 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나의 개수를 확장하는 경우에 참조 신호를 효율적으로 전송/수신하는 방법 및 그의 시그널링 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 다중안테나의 개수를 확장하는 경우에 역지원성(backward compatibility)을 가지면서 참조 신호를 전송/수신하는 방법 및 그의 시그널링 방법을 제공하는 것이다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들 로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 제1 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에 참조 신호를 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법이 제공된다.

본 발명의 제2 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계; 상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에서 참조 신호를 추출하는 단계; 및 상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법이 제공된다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 제어 채널은 상기 제어 영역 중에서 제1 안테나 그룹에 대한 참조 신호가 할당되고 남는 자원을 이용하여 구성되고, 상기 제어 채널에는 제2 안테나 그룹에 대한 참조 신호가 할당될 수 있다. 상기 제1 안테나 그룹은 여덟 개의 안테나 중에서 제1 내지 제4 안테나를 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹은 상기 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 포함할 수 있다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 제어 영역 내에서 일정한 패턴을 갖도록 상기 제어 채널에 할당될 수 있다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 참조 신호는 서브프레임의 배수 또는 서브프레임 의 복수의 배수에 해당하는 주기 마다 전송/수신될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 전송/수신되는 시작 시점은 콤포넌트 반송파 별로 서로 다른 오프셋이 적용될 수 있다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 참조 신호는 제5 내지 제8 안테나에 대한 참조 신호를 포함하고, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 제어 채널은 PDCCH (Physical Downlink Control CHannel)를 포함한다. 이 경우, 상기 PDCCH는 CCE (Control Channel Element) 단위로 구성된다. 또한, 상기 제어 채널은 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel)를 포함한다. 이 경우, 상기 PHICH는 3개의 REG (Resource Element Group) 단위로 구성된다.

제1 및 제2 양상에서, 상기 참조 신호는 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI (Channel state Information) 측정을 위한 CRI-RS, 또는 각 사용자에게 할당되는 데이터 채널에 대한 복조 용도로 사용되는 DM-RS (DeModulation Reference Signal) 일 수 있다.

본 발명의 제3 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 상기 서브프레임의 제어 영역 포맷에 관한 정보를 시그널링하는 단계; 및 상기 제어 영역 내에 상기 제어 영역의 포맷과 연관하여 소정 패턴으로 참조 신호를 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법이 제공된다.

본 발명의 제4 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계; 상기 서브프레임의 제어 영역포맷을 확인하는 단계; 상기 제어 영역으로부터 상기 제어 영역 포맷과 연관되어 소정의 패턴으로 할당된 참조 신호를 추출하는 단계; 및 상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법이 제공된다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 제어 영역 포맷을 지시하는 설정 정보를 전송/수신하는 단계를 더 포함할 수 있다. 또한, 상기 참조 신호의 패턴과 관련된 정보를 전송/수신하는 단계를 더 포함할 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 제어 영역 포맷은 PCFICH (Physical Control Format Indicator CHannel)을 통해 확인될 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 제어 영역 포맷은 상기 참조 신호가 할당되는 특정 서브프레임에 대하여 일정하게 고정될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 할 당되는 특정 서브프레임 내의 제어 영역의 크기는 3 OFDM 심볼로 고정될 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 제어 영역 포맷은 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel)를 구성하기 위한 파라미터로부터 확인될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 설정되는 특정 서브프레임 내에서 PHICH의 기간 (duration)은 3 OFDM 심볼로 고정될 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에 할당될 수 있다. 이 경우, 상기 제어 채널은 상기 제어 영역 중에서 제1 내지 제4 안테나에 대한 참조 신호가 할당되고 남은 자원을 이용하여 구성되고, 상기 제어 채널에는 제5 내지 제8 안테나에 대한 참조 신호 중에서 적어도 하나가 할당될 수 있다.

여기에서, 상기 제5 내지 제8 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한. 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 제어 채널은 PDCCH (Physical Downlink Control CHannel) 또는 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel)일 수 있다.

제3 및 제4 양상에서, 상기 참조 신호는 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 위한 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI (Channel state Information) 측정을 위한 CRI-RS, 또는 각 사용자에게 할당되는 데이터 채널에 대한 복조 용도로 사용되는 DM-RS (DeModulation Reference Signal) 일 수 있다.

본 발명의 제5 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 복수의 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel) 그룹을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 하나 이상의 특정 PHICH 그룹에 참조 신호를 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법이 제공된다. 상기 단계는 상기 참조 신호가 할당된 PHICH 자원을 식별하기 위한 정보를 전송하는 단계를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 제6 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서, 참조 신호가 할당된 PHICH 자원을 식별하기 위한 정보를 수신하는 단계; 복수의 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel) 그룹을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계; 상기 제어 정보에 기초하여 하나 이상의 특정 PHICH 그룹으로부터 참조 신호를 추출하는 단계; 및 상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법이 제공된다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 하나 이상의 특정 PHICH 그룹은 시스템 대역 내에서 균등하게 분포되도록 선택될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 하나 이상의 특정 PHICH 그룹은 PHICH 그룹의 물 리 인덱스 또는 PHICH 그룹을 이루는 REG의 물리 인덱스를 등간격으로 선택함으로써 결정될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 특정 PHICH 그룹의 자원 중에서 일부를 이용하여 할당될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 참조 신호는 연속된 PHICH 그룹 또는 연속된 REG를 이용하여 할당될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 참조 신호는 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 위한 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI-RS (Channel State Information Reference Signal) 또는 DM-RS (DeModulation Reference Signal)일 수 있다. 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제5 및 제6 양상에서, 상기 참조 신호는 서브프레임의 배수 또는 서브프레임의 복수의 배수에 해당하는 주기 마다 전송/수신될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 전송/수신되는 시작 시점은 콤포넌트 반송파 별로 서로 다른 오프셋이 적용 될 수 있다.

본 발명의 제7 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 복수의 CCE (Control Channel Element)로 이루어진 PDCCH 검색 공간을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 상기 PDCCH 검색 공간 내에 참조 신호를 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법이 제공된다.

본 발명의 제8 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서, 복수의 CCE (Control Channel Element)로 이루어진 PDCCH 검색 공간을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계; 상기 PDCCH 검색 공간에서 참조 신호가 할당된 특정 CCE를 확인하는 단계; 상기 특정 CCE로부터 참조 신호를 추출하는 단계; 및 상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법이 제공된다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 소정 개수의 CCE로 구성되는 CCE 집합 내에 할당될 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 PDCCH 검색 공간 내에서 셀 내의 모든 단말에 대해 검색이 허용되는 단말-공통 (UE-common) 검색 공간에 할당될 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 단말-공통 검색 공간 중에서 소정 목적을 위해 예약된 CCE를 제외한 나머지 공간 내에 할당될 수 있다. 이 경우, 상기 소정 목적을 위해 예약된 CCE는 RACH (Random Access CHannel)와 연관되 어 있을 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 제1 안테나 그룹에 대한 참조 신호는 제1 단말-공통 검색 공간에 할당되고, 제2 안테나 그룹에 대한 참조 신호는 제2 단말-공통 검색 공간에 할당될 수 있다. 이 경우, 제1 안테나 그룹은 여덟 개의 안테나 중에서 제1 내지 제4 안테나를 포함하고, 제1 안테나 그룹은 상기 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 포함할 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 상기 PDCCH 검색 공간 내에서 특정 단말에 대해서만 검색이 허용되는 단말-특정 (UE-specific) 검색 공간에 할당될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호는 상기 단말-특정 검색 공간의 첫 번째 또는 마지막 CCE 및 상기 CCE에 연속된 하나 이상의 CCE에 할당될 수 있다. 또한, 상기 참조 신호는 상기 단말-특정 검색 공간에 등간격으로 위치한 복수의 CCE에 할당될 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 위한 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI-RS (Channel State Information Reference Signal) 또는 DM-RS (DeModulation Reference Signal)일 수 있다. 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제7 및 제8 양상에서, 상기 참조 신호는 서브프레임의 배수 또는 서브프레임의 복수의 배수에 해당하는 주기 마다 전송/수신될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 전송/수신되는 시작 시점은 콤포넌트 반송파 별로 서로 다른 오프셋이 적용될 수 있다.

본 발명의 제9 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계; 상기 데이터 영역 내에 매핑된 데이터 채널에 참조 신호를 소정 패턴으로 할당하는 단계; 및 상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법이 제공된다.

본 발명의 제10 양상으로, 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서, 제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계; 상기 데이터 영역 내의 데이터 채널에 소정의 패턴으로 할당된 참조 신호를 추출하는 단계; 및 상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법이 제공된다.

제9 및 제10 양상에서, 참조 신호가 할당되는 소정의 패턴은 후술하는 A-1 내지 A-8 패턴, B-1 내지 B-4 패턴, C-1 내지 C-16 패턴, D-1 내지 D-4 패턴, E-1 내지 E-1 패턴 및 P-1 내지 P-8 패턴 중에서 어느 하나가 적용될 수 있다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 데이터 채널은 상기 제어 영역 중에서 제1 안테 나 그룹에 대한 참조 신호가 할당되고 남는 자원을 이용하여 구성되고 상기 데이터 채널에는 제2 안테나 그룹에 대한 참조 신호가 할당될 수 있다. 상기 제1 안테나 그룹은 여덟 개의 안테나 중에서 제1 내지 제4 안테나를 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹은 상기 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 포함할 수 있다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 참조 신호는 서브프레임의 배수 또는 서브프레임의 복수의 배수에 해당하는 주기 마다 전송/수신될 수 있다. 이 경우, 상기 참조 신호가 전송/수신되는 시작 시점은 콤포넌트 반송파 별로 서로 다른 오프셋이 적용될 수 있다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 참조 신호는 제5 내지 제8 안테나에 대한 참조 신호를 포함하고, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화될 수 있다. 또한, 상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM, FDM 및 CDM의 하이브리드 형태로 다중화될 수 있다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 데이터 채널은 PDSCH (Physical Downlink Shared CHannel)를 포함한다.

제9 및 제10 양상에서, 상기 참조 신호는 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI (Channel state Information) 측정을 위한 CRI-RS, 또는 각 사용자에게 할당되는 데이터 채널에 대한 복조 용도로 사용되는 DM-RS (DeModulation Reference Signal) 일 수 있다.

본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

첫째, 다중 안테나를 갖는 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 효율적으로 전송/수신하고 그에 대한 시그널링을 수행할 수 있다.

둘째, 다중 안테나의 개수를 확장하는 경우에 참조 신호를 효율적으로 전송/수신하고 그에 대한 시그널링을 수행할 수 있다.

셋째, 다중 안테나의 개수를 확장하는 경우에 역지원성을 가지면서 참조 신호를 전송/수신하고 그에 대한 시그널링을 수행할 수 있다.

넷째, 서로 다른 능력을 갖는 단말들이 공존하는 환경에서 참조 신호를 효율적으로 전송/수신하고 그에 대한 시그널링을 수행할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

첨부된 도면을 참조하여 설명되는 본 발명의 바람직한 실시예들에 의해 본 발명의 구성, 작용 및 다른 특징들이 용이하게 이해될 수 있을 것이다. 이하에서 설명되는 실시예들은 본 발명의 기술적 특징이 무선 통신 시스템에 적용된 예들이 다. 바람직하게, 상기 무선 통신 시스템은 SC-FDMA 방식, MC-FDMA 및 OFDMA 방식 중에서 적어도 하나를 지원할 수 있다. 이하, 각종 채널을 통해 추가 참조 신호를 할당하는 방법에 대해 예시한다. 본 명세서는 3GPP LTE의 채널을 기본으로 설명하지만, 본 명세서의 예시는 IEEE 802.16(또는 이의 리비전 버전)의 제어 채널이나 다른 시스템의 제어 채널을 활용한 참조 신호 자원할당 방법에도 적용될 수 있다.

본 명세서에서 사용되는 약어는 다음과 같다.

RE: 자원요소 (Resource element)

REG: 자원요소 그룹 (Resource element group)

CCE: 제어 채널 요소 (Control channel element)

CDD: 순환 딜레이 다이버시티 (Cyclic delay diversity)

RS: 참조 신호 (Reference signal)

CRS: 셀 특정 참조 신호 (Cell specific reference signal) 또는 셀 공통 참조 신호 (Cell common reference signal)

CSI-RS: 채널 측정용 참조 신호 (Channel state information reference signal)

DM-RS: 데이터 채널 복조용 참조 신호 (Demodulation reference signal)

MIMO: 다중-입력 다중-출력 (Multi-input multi-output)

PBCH: 물리 방송 채널 (Physical broadcast channel)

PCFICH: 물리 제어 포맷 지시자 채널 (Physical control format indicator channel)

PDCCH: 물리 하향링크 제어 채널 (Physical downlink control channel)

PDSCH: 물리 하향링크 공유 채널 (Physical downlink shared channel)

PHICH: 물리 H-ARQ 지시자 채널 (Physical hybrid-ARQ indicator channel)

PMCH: 물리 멀티캐스트 채널 (Physical multicast channel)

PRACH: 물리 랜덤 억세스 채널 (Physical random access channel)

PUCCH: 물리 상향링크 제어 채널 (Physical uplink control channel)

PUSCH: 물리 상향링크 공유 채널 (Physical uplink shared channel)

도 1은 3GPP LTE에서 사용되는 라디오 프레임의 구조를 나타낸다.

도 1을 참조하면, 라디오 프레임은 10ms (327200·Ts)의 길이를 가지며 10개의 균등한 크기의 서브프레임으로 구성되어 있다. 각각의 서브프레임은 1ms의 길이를 가지며 2개의 슬롯으로 구성되어 있다. 각각의 슬롯은 0.5ms (15360·Ts)의 길이를 가진다. 여기에서, Ts는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8 (약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (resource block)을 포함한다. 데이터가 전송되는 단위시간인 TTI(Transmission Time Interval)는 하나 이상의 서브프레임 단위로 정해질 수 있다. 상술한 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸다.

도 2를 참조하면, 하향링크 슬롯은 시간 영역에서

OFDM 심볼을 포함하고 주파수 영역에서

자원블록을 포함한다. 각각의 자원블록이

부반송파를 포함하므로 하향링크 슬롯은 주파수 영역에서

×

부반송파를 포함한다. 도 2는 하향링크 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하고 자원블록이 12 부반송파를 포함하는 것으로 예시하고 있지만 이로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 하향링크 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 개수는 순환전치(Cyclic Prefix; CP)의 길이에 따라 변형될 수 있다. 자원 그리드 상의 각 요소를 자원요소(resource element)라 하고, 하나의 OFDM 심볼 인덱스 및 하나의 부반송파 인덱스로 지시된다. 하나의 자원블록은

×

자원요소로 구성되어 있다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록의 수 (

)은 셀에서 설정되는 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

도 3은 하향링크 라디오 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 하향링크 라디오 프레임은 균등한 길이를 가지는 10개의 서브프레임을 포함한다. 각각의 서브프레임은 L1/L2 제어 영역 (Layer 1/Layer 2 control region)과 데이터 영역(data region)을 포함한다. 이하의 설명에서 특별히 다르게 언급하지 않는 한, L1/L2 제어 영역을 간단히 제어 영역으로 지칭하도록 한다. 제어 영역은 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼로부터 시작되며 하나 이상의 OFDM 심볼을 포함한다. 제어 영역의 크기는 서브프레임 별로 독립적으로 설정될 수 있다. 제어 영역은 L1/L2 제어 신호를 전송하는데 사용된다. 이를 위해, 제어 영역에는 PCFICH, PHICH, PDCCH 등과 같은 제어 채널이 할당된다. 한편, 데이터 영역은 하향링크 트래픽을 전송하는데 사용된다. 데이터 영역에는 PDSCH가 할당된다.

도 4는 하향링크 서브프레임에 할당되는 제어 채널을 나타낸다.

도 4를 참조하면, 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼로 구성되어 있다. 서브프레임 중에서 PCFICH에 의해 설정되는 제어 영역을 위한 OFDM 심볼 수에 따라 처음 1~3개의 OFDM 심볼은 제어 영역으로 사용되고 나머지 13~11개의 OFDM 심볼은 데이터 영역으로 사용된다. 도면에서 R1~R4는 안테나 0~3에 대한 RS를 나타낸다. RS는 제어 영역 및 데이터 영역과 상관없이 서브프레임 내에 일정한 패턴으로 고정된다. 제어 채널은 제어 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당되고, 트래픽 채널도 데이터 영역 중에서 RS가 할당되지 않은 자원에 할당된다. 제어 영역에 할당되는 제어 채널로는 PCFICH, PHICH, PDCCH 등이 있다.

PCFICH는 물리 제어 포맷 지시자 채널로서 매 서브프레임 마다 PDCCH에 사용되는 OFDM 심볼의 개수를 단말에게 알려준다. PCFICH는 첫 번째 OFDM 심볼에 위치하며 PHICH 및 PDCCH에 우선하여 설정된다. PCFICH는 4개의 REG로 구성되고, 각각의 REG는 셀 ID에 기초하여 제어 영역 내에 분산된다. 하나의 REG는 4개의 RE로 구성된다. REG의 구조는 도 5를 참조하여 뒤에서 보다 자세히 설명한다. PCFICH는 1~3의 값을 지시하며 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying)로 변조된다.

표 1은 셀 ID에 따른 PCFICH의 자원 매핑 관계를 예시한다.

PHICH는 물리 H-ARQ 지시자 채널로서 상향 전송에 대한 H-ARQ ACK/NACK을 나르는데 사용된다. PHICH는 3개의 REG로 구성되고, 셀 특정 (cell-specific)하게 스크램블링 된다. PHICH의 자원 매핑은 도 6을 참조하여 뒤에서 자세히 설명한다. ACK/NACK은 1 비트로 지시되며, SF (spreading factor) = 4로 확산되고 3번 반복된다. 복수의 PHICH가 동일한 자원에 매핑될 수 있다. PHICH는 BPSK (Binary phase shift keying)로 변조된다.

PDCCH는 물리 하향링크 제어 채널로서 서브프레임의 처음 n OFDM 심볼에 할당된다. 여기에서, n은 1 이상의 정수로서 PCFICH에 의해 지시된다. PDCCH는 CCE 단위로 할당되고, 하나의 CCE는 9개의 REG를 포함한다. PDCCH는 전송 채널인 PCH (Paging channel) 및 DL-SCH (Downlink-shared channel)의 자원할당과 관련된 정보, 상향링크 스케줄링 그랜트, H-ARQ 정보 등을 알려준다. PCH (Paging channel) 및 DL-SCH (Downlink-shared channel)는 PDSCH를 통해 전송된다. 따라서, 기지국과 단말은 일반적으로 특정한 제어신호 또는 특정한 서비스 데이터를 제외하고는 PDSCH를 통해서 데이터를 각각 송신 및 수신한다. PDSCH의 데이터가 어떤 단말 (하나 또는 복수의 단말)에게 전송되는 것이며, 상기 단말들이 어떻게 PDSCH 데이터를 수신하고 디코딩을 해야하는지에 대한 정보 등은 PDCCH에 포함되어 전송된다. 예를 들어, 특정 PDCCH가 "A"라는 RNTI(Radio Network Temporary Identity)로 CRC 마스킹(masking)되어 있고, "B"라는 무선자원(예를 들면, 주파수 위치) 및 "C"라는 전송형식정보(예를 들면, 전송 블록 사이즈, 변조 방식, 코딩 정보 등)를 이용해 전송되는 데이터에 관한 정보가 특정 서브프레임을 통해 전송된다고 가정한다. 이렇게 되면, 해당 셀에 있는 하나 이상의 단말들은 자신이 가지고 있는 RNTI 정보를 이용하여 PDCCH를 모니터링하고, "A" RNTI를 가지고 있는 하나 이상의 단말이 있다면, 상기 단말들은 PDCCH를 수신하고, 수신한 PDCCH의 정보를 통해 "B"와 "C"에 의해 지시되는 PDSCH를 수신한다.

도 5(a)(b)는 제어 채널을 구성하는데 사용되는 자원 단위를 나타낸다.

도 5(a)는 송신 안테나의 개수가 1 또는 2개인 경우를 나타내고, 5(b)는 송신 안테나의 개수가 4개인 경우를 나타낸다. 송신 안테나의 개수에 따라 RS 패턴만 상이할 뿐 제어 채널과 관련된 자원 단위의 설정 방법은 동일하다. 도 5(a)(b)를 참조하면, 제어 채널을 위한 자원 단위는 REG이다. REG는 RS를 제외한 상태에서 이웃한 4개의 자원요소로 구성된다. REG는 도면에 굵은 선으로 도시되었다. PCFICH 및 PHICH는 각각 4개의 REG 및 3개의 REG를 포함한다. PDCCH는 CCE 단위로 구성되며, 하나의 CCE는 9개의 REG를 포함한다. 도면은 CCE를 구성하는 REG가 서로 이웃하고 있는 것으로 예시하였지만, CCE를 구성하는 9개의 REG로 분산될 수 있다.

도 6은 제어 영역 내에서 PHICH가 할당되는 예를 나타낸다.

PHICH의 할당은 PCFICH에 의해 영향을 받는다. PCFICH는 표 1과 같이 셀 ID에 따라 시작 위치는 달라지지만, 첫 번째 OFDM 심볼의 전체 부반송파를 4등분한 균등 간격에 4개 REG를 사용하여 전송된다. PCFICH가 할당되고 남은 REG에 대해 PHICH가 정의된다. PHICH 기간 (duration)에 의해 설정된 하나 이상의 OFDM 심볼들에 대하여, 각 OFDM 심볼들 상에서 RS 및 PCFICH(첫 번째 OFDM 심볼)을 제외하고 남은 REG들을 3등분하여 특정 시작 위치에서 연속으로 PHICH 그룹이 할당된다.

도 6을 참조하면, 주파수 영역에서 3개의 PHICH 할당 구간으로 나뉘어져 있고, 각각의 할당 구간에는 PHICH 그룹이 연속적으로 할당된 것을 볼 수 있다. 도면에서 동일한 숫자는 동일한 PHICH 그룹에 속하는 것을 나타낸다. 각각의 PHICH 그룹은 서로 이격된 세 개의 REG로 구성된다. PHICH 기간은 제어 영역의 최대 크기에 의해 제한되며, PHICH 기간은 1~3 OFDM 심볼에 해당한다. 복수의 OFDM 심볼이 PHICH에 사용되는 경우, 시간 다이버시티를 위해 동일한 PHICH 그룹에 속한 REG는 서로 다른 OFDM 심볼을 사용하여 전송된다. 또한, PHICH가 다중안테나를 통해 전송되는 경우, 공간 다이버시티를 위해 동일한 PHICH 그룹에 속한 REG는 서로 다른 안테나 셋을 통해 전송되고, 각각의 안테나 셋은 두 개의 안테나를 포함한다.

도 7(a)(b)는 다중 대역 무선 주파수 기반 신호 송수신 방법을 예시한다.

도 7(a)(b)를 참조하면, 송신단 및 수신단에서 하나의 MAC 계층은 다중 반송파를 효율적으로 사용하기 위해 여러 개의 반송파를 관리할 수 있다. 이때, 다중 반송파를 효과적으로 송수신하기 위해, 송신단 및 수신단은 모두 다중 반송파를 송수신할 수 있음을 가정한다. 이때, 하나의 MAC 계층에서 관리되는 주파수 반송파(FC: Frequency Carrier)들은 서로 인접할 필요가 없기 때문에 자원 관리 측면에서 유연하다. 즉, 인접 반송파 집합(Contiguous Aggregation) 또는 불인접 반송파 집합(Non-contiguous Aggregation) 모두 가능하다.

PHY0, PHY1, .. PHY n-2, PHY n-1은 다중 대역을 나타내며, 각각의 대역은 미리 정해진 주파수 정책에 따라 특정 서비스를 위해 할당된 주파수 할당 대역(FA) 크기를 가질 수 있다. 예를 들어, PHY0 (RF carrier 0)은 일반 FM 라디오 방송을 위해 할당된 주파수 대역의 크기를 가질 수 있고, PHY1 (RF carrier 1)은 휴대 전화 통신을 위해 할당된 주파수 대역 크기를 가질 수 있다.

이와 같이 각각의 주파수 대역은 각각의 주파수 대역 특성에 따라 서로 다른 주파수 대역 크기를 가질 수 있으나, 이하의 설명에서는 설명의 편의상 각 주파수 할당 대역(FA)은 A [MHz] 크기를 가지는 것을 가정한다. 또한, 각각의 주파수 할당 대역은 기저 대역 신호를 각 주파수 대역에서 이용하기 위한 반송파 주파수로 대표될 수 있는바, 이하에서 각 주파수 할당 대역을 "반송파 주파수 대역" 또는 혼동이 없는 경우 각 반송파 주파수 대역을 대표하는 단순히 "반송파"로 지칭하기로 한다. 또한, 최근 3GPP LTE-A에서와 같이 상술한 반송파를 다중 반송파 방식에서 이용되는 부반송파(subcarrier)와 구분하기 위해 "콤포넌트 반송파(component carrier)"로 지칭할 수 있다. 이러한 측면에서 상술한 "다중 대역" 방식은 "다중 반송파" 방식 또는 "반송파 집합(carrier aggregation)" 방식으로 지칭될 수 있다.

도 7(a)와 같이 다중 대역을 통해 신호를 전송하고, 도 7(b)와 같이 다중 대역을 통해 신호를 수신하기 위해서, 송/수신기는 모두 다중 대역으로 신호를 송수신하기 위한 RF 모듈을 포함하는 것이 요구된다. 또한, 도 7(a)(b)에서 "MAC"은 DL 및 UL에 상관없이 기지국에 의해 그 구성 방법이 결정된다. 간단히 말하면, "다중 대역" 방식은 하나의 MAC 엔터티(Entity) (이하, 혼동이 없는 경우 간단히 "MAC"으로 지칭한다)가 복수의 무선 주파수 반송파(RF carrier: Radio Frequency)를 관리/운영함으로써 신호를 송/수신하는 기술을 말한다. 또한, 하나의 MAC에서 관리되는 RF 캐리어는 서로 인접(contiguous) 할 필요가 없다. 따라서, "다중 대역" 방식은 자원 관리를 보다 유연(flexible)하게 할 수 있다.

도 8은 다중 반송파 시스템에서 주파수를 할당하는 방법을 예시한다.

도 8을 참조하면, FA 0~7은 각각 RF 0~7에 의해 관리될 수 있다. 도 8은 FA 0, FA 2, FA 3, FA 6 및 FA 7은 이미 기존 특정 통신 서비스에 이미 각각 할당되어 있는 것으로 가정한다. 이 경우, 가용한 RF 1(FA 1), RF 4(FA 4) 및 RF 5(FA 5)는 하나의 MAC (MAC #5)에 의해 효과적으로 관리될 수 있다. 여기서, 하나의 MAC을 구성하는 RF 반송파들은 상술한 바와 같이 서로 인접하지 않는 경우도 가능하므로, 주파수 자원을 보다 효과적으로 관리할 수가 있다.

도 9는 다중 대역 지원 방식에 있어서 하나의 기지국과 복수의 단말 사이의 통신이 이루어지는 시나리오를 예시한다. 편의상 하향링크를 기준으로 예시하였다.

도 9를 참조하면, 단말 0, 1 및 2에 관한 신호는 다중화되는 것으로 가정한다. 기지국 0은 RF 0, RF 1의 반송파에 의해 관리되는 주파수 대역을 통해 신호를 전송할 수 있다. 또한, 단말 0은 RF 0만을 수신할 수 있는 성능을 가지며, 단말 1은 RF 0 및 RF 1을 모두 수신할 수 있으며, 단말 2는 RF 0, RF 1 및 RF 2를 모두 수신할 수 있다고 가정한다. 이 경우, 기지국 0은 단말 0에 관한 신호를 RF 0에만 다중화하고, 단말 1 및 2에 관한 신호는 RF 0 및 RF 1에 다중화한다. 한편, 기지국이 RF 0와 RF 1만을 전송하므로 단말 2는 RF 2를 통해서는 신호를 수신할 수 없다.

본 발명의 일 실시예는 송신 안테나가 개수가 기존의 N개인 시스템에서 M(>N)개로 확장된 경우에 RS를 하향 전송하는 방법에 관한 것이다. RS는 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI(Channel State Information) 측정을 위한 CSI-RS, 각 사용자에게 할당되는 데이터 채널에 대한 복조용도로 사용되는 DM-RS(DeModulation Reference Signal) 일 수 있다. LTE Rel-8은 하향 전송하는 안테나의 개수를 4(=N)개로 가정하고 있다. 따라서, LTE Rel-8 단말도 4개의 안테나까지 인식할 수 있다. 반면, LTE-A에서는 하향 전송에 사용하는 안테나의 개수를 8(=M)개로 확장할 것으로 고려하고 있다. 후술하는 본 발명의 일 실시예는 LTE-A를 이용하여 예시하지만, M>N인 조건을 만족하는 어떤 MIMO 기술을 사용하는 시스템에도 동일한 원리로 적용될 수 있다는 점에 유의해야 한다.

위와 같은 환경에서, LTE-A를 지원하는 기지국의 셀 내에는 기존 4(=N)개의 송신 안테나만을 인식할 수 있는 LTE Rel-8 단말과 8(=M)개의 안테나까지 인식할 수 있는 LTE-A 단말이 공존하게 된다. 이 경우, 기존 N개의 안테나를 지원하기 위한 참조 신호 외에, 추가로 4(=M-N)개 안테나를 지원하기 위한 참조 신호를 전송하여야 한다. 이때, 기존 4개의 안테나만을 인식하는 LTE Rel-8 단말에게 추가적인 시그널링 없이 8개의 안테나를 인식하는 LTE-A 단말이 추가되는 환경에서, 효율적으로 데이터 및 참조 신호를 전송하는 것이 필요하다. 하향링크에 8개의 송신 안테나(안테나 번호 0~7번)를 위한 MIMO 방법을 지원하기 위해서는 8개의 송신 안테나에 대한 채널 정보를 측정 및 추정할 필요가 있으며, 동시에 현재의 3GPP LTE Rel-8과 역지원성 (backward compatibility)을 유지할 수 있는 방법이 요구된다. 또한, LTE-A와 같이 단일 및 다중 반송파 상황의 반송파 집합을 고려하는 시스템 하에서 각 콤포넌트 반송파 별로 하향링크에 8개의 송신 안테나(안테나 번호 0~7번)를 위한 MIMO 방법을 지원하기 위해서는 각 콤포넌트 반송파 별로 8개의 송신 안테나에 대한 채널 정보를 측정할 필요가 있다.

따라서, 본 발명의 실시예는 이러한 요구조건을 만족시킬 수 있는 8개 송신 안테나를 지원하기 위한 참조 신호 전송 방법을 제시한다. 좀 더 상세하게는 채널 의존성 스케줄링 (channel dependent scheduling)을 위해 CRS 및/또는 CSI-RS를 전송하여 8개의 송신 안테나가 경험하는 채널 측정을 수행하는 방법을 제시한다. 제시된 방법은 DM-RS를 전송하는데에도 동일하게 사용될 있다.

LTE Rel-8은 폐루프(closed loop) 랭크(rank) 1 전송 모드일 때 안테나 포트 5를 사용하기로 정의하고 있다. 따라서, 현재의 LTE Rel-8과 동일한 방식으로 안테나 포트 번호를 정의하면, 새롭게 고려되는 4개 안테나(즉, 4~7번의 안테나)는 안테나 포트 번호=6~9 (R6~R9)로 고려될 수 있다. 안테나 포트 번호로 고려된 R6~R9는 다른 정의로서 안테나 포트가 아닌 MIMO 전송 시의 랭크 (rank) 또는 레이어에 대한 정의로 사용될 수 있다. 아래에 제시된 상세한 설명에서도 안테나 포트 번호는 랭크 수 또는 레이어 수로 정의될 수 있다.

한편, LTE Rel-8은 RS를 전송할 때 최대 오버헤드를 15% 미만으로 유지시키기 위하여 하나의 자원블록에 포함되는 RS 개수를 표 2와 같이 정의하였다.

안테나 포트	0	1	2	3
# of RS	8	8	4	4

표 2를 참조하면, LTE Rel-8은 안테나 포트 0-4에 대한 RS 개수를 8, 8, 4, 4개로 정의하였다. 안테나 포트 2와 3을 위한 RS 개수가 각각 4개이므로, LTE-A 시스템에서 안테나 포트 6~9를 추가로 지원할 경우, 추가되는 안테나 포트 6~9를 위한 RS 개수를 각각 4개 이내로 제한하는 것을 고려할 수 있다. RS 개수가 많을수록 정확한 채널 추정이 가능하지만, 안테나 4개가 지원되는 LTE Rel-8 환경에서 안테나 포트 2-3의 RS가 4개로 제한되어 있으므로, 추가되는 안테나에 대해서도 동일한 제한을 두는 것이 바람직할 수 있기 때문이다.

이하, 도면을 참조하여 안테나 포트 6~9를 위한 RS (R6~R9)전송 방법에 대해 구체적으로 예시하도록 한다. 편의상, R6~R9를 추가 RS라고 지칭한다. 본 명세서에서, RS는 CRS, CSI-RS 또는 DM-RS 일 수 있다.

구체예 1: PDCCH를 이용한 RS의 전송

PDCCH의 경우에는 채널 ID와 단말 ID가 서로 연관되어 설계된다. 즉, 정해진 PDCCH의 크기 (LTE Rel-8은 0~3 OFDM 심볼)에 따라 한 단말이 하나의 라디오 프레임에서 검색해야 되는 위치는 정해져 있다. 검색해야 하는 PDCCH 후보들의 세트는 검색 공간 (search space)으로 정의된다. 집합 레벨 (aggregation level)

인 검색 공간

는 PDCCH 후보들의 세트로 정의된다. 검색 공간

에서 PDCCH 후보에 해당하는 CCEs는 하기 식과 같이 정의된다.

여기에서,

는 뒤에서 정의되고,

이고

이다.

은 주어진 검색 공간 내에서 모니터 해야 하는 PDCCH 후보의 수이다.

단말은 집합 레벨 4 및 8에서 하나의 공통 검색 공간을 모니터 해야 하고, 집합 레벨 1, 2, 4 및 8에서 단말-특정 검색 공간을 모니터 해야 한다. 공통 및 단말-특정 검색 공간은 오버랩될 수 있다.

표 3은 단말이 모니터 해야 하는 검색 공간의 예를 나타낸다.

공통 검색 공간에 대하여,

는 집합 레벨 L=4 및 L=8에 대하여 0으로 세팅된다. 집합 레벨

에서의 단말-특정 공간

에 대하여,

는 다음과 같다.

여기에서,

이고,

이며,

이다.

상술한 바와 같이, 단말이 검색해야 되는 공간은 두 가지로 구분되어 있다. 하나는 모든 단말이 검색해야 하는 공통 검색 공간이고 다른 하나는 단말-특정 공간이다. 따라서, RS 자원으로 PDCCH의 자원인 CCE를 사용하는 경우에 두 공간을 모두 고려할 수 있다.

1. 공통 검색 공간을 사용하는 경우: 공통 검색 공간에서 CCE를 사용하는 경우는 모든 단말이 검색하는 공간 중에서 일부를 사용하는 것과 같다. 하지만, 집합 레벨의 정의에 따라서 예를 들어 L=4인 경우를 사용한다면 해당 CCE들을 모두 사용하는 것이 좋다. 왜냐하면 나머지 CCE는 다른 용도로 활용할 수가 없으므로 4개의 CCE를 그냥 사용하는 것이 적절한 선택이다. 이 때, RACH 응답 채널 (response channel)과 겹치지 않는 공통 검색 공간 인덱스를 사용하는 것이 좋다. 레거시 단말이 RACH를 사용하여 신호를 전송하는 경우에 이미 해당 PDCCH의 공통 검색 공간 인덱스가 고정되어 버리므로 이를 피하여 할당해줘야 한다. 따라서 RACH 또는 특정 응답 (response)이 공통 검색 공간을 통해서 내려오는 경우에 레거시 단말이 응답을 기다려야 하는 위치에 다른 RS가 전송되지 않도록 충돌을 조절해줘야 한다. 따라서 공통 검색 공간에서 RS 자원을 할당하는 경우, 특정 자원을 고정하는 경우, 또는 특정 패턴 (어떤 주기를 지정하거나 특정 주기 동안[5,10,20,40ms 등])에 사 용할 공통 검색 공간을 정의해 놓고 이의 인덱스를 사용하는 경우 등으로 구분해서 설정할 수 있다. 상기 공통 검색 공간 상에서 RS 전송을 위한 CCE들을 할당하는 경우 공통 검색 공간의 CCE 자원이 부족해 지는 현상을 해결하기 위하여 LTE-A 단말 전용의 공통 검색 공간의 CCE 열상의 범위를 기존 CCE 인덱스 #0부터 #15까지의 16개보다 큰 N개의 CCE들, 즉 CCE 인덱스 #0부터 #(N-1)까지 설정하고 이 범위의 CCE 인덱스들 중 CCE 인덱스 #0부터 #15까지는 LTE Rel-8과 LTE-A 단말들이 공통으로 수신할 정보 또는 LTE-A 단말들이 공통으로 수신할 정보 또는 LTE Rel-8 단말들이 공통으로 수신할 정보를 담은 PDCCH들이 전송되고 CCE 인덱스 #16부터 CCE 인덱스 #(N-1)까지의 CCE들은 LTE-A 단말들이 수신해야 할 RS 용으로 사용되는 PDCCH들 (또는 CCE들) 및 LTE-A 단말들이 공통으로 수신해야 할 PDCCH들이 전송되도록 할 수 있다. 이 경우 LTE-A 단말들은 CCE 인덱스 #N부터 단말-특정 검색 공간으로 인식하고 블라인드 디코딩을 수행하고 LTE Rel-8 단말들은 CCE 인덱스 #16부터 단말-특정 검색 공간으로 인식하고 블라인드 디코딩을 수행하는데 LTE 단말들을 지원하기 위하여 LTE 단말들로 전송될 PDCCH는 기지국 스케줄러가 CCE 인덱스 #16부터 CCE 인덱스 #(N-1)까지 할당하지 않을 수 있다. 이때 설정하는 N의 값은 CCE 1개 단위의 임의의 값으로 설정할 수도 있고 CCE 집합 레벨을 고려하여 2 또는 4 또는 8의 배수의 값으로서 지정할 수도 있다.

2. 단말-특정 검색 공간을 사용하는 경우: 이 경우에는 단말이 사용하는 PDCCH의 위치가 매 서브프레임 마다 달라지므로 집합 레벨에 따라 특정 개수의 CCE들을 통째로 RS로 사용하되, 사용하는 CCE의 위치는 매 서브프레임 마다 다르게 설 정하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 상술한 바와 같이, 각 단말이 검색할 PDCCH의 위치는 Y_k로 지정되어 서브프레임 인덱스 k에 따라 바뀌게 되므로 CCE의 할당은 특정 단말 ID에 해당하는 값으로 설정하는 것이 바람직하다. 그리고 그 안에서 사용할 CCE의 개수는 집합 레벨의 가능한 값들 중 하나의 배수로 정의할 수 있다. 즉 RS의 개수가 많이 필요하지 않은 경우는 사용하는 CCE의 개수를 1로 설정하고 특정 단말 ID를 지정함으로써 CCE를 할당할 수 있다. 많은 RS 자원이 필요한 경우에는 1보다 큰 집합 레벨의 가능한 값들 중 하나의 배수로 사용되는 CCE의 개수 값을 설정함으로써 사용가능하다. 이 때 사용되는 CCE의 실제 위치는 해당 검색 공간의 첫 번째 혹은 마지막 CCE와 연속된 CCE를 사용하거나 혹은 해당 검색 공간 내에서 등간격으로 뽑아서 사용할 수 있다. 실제 RS 자원을 할당할 때 특정 ID에 해당하는 CCE들을 선택하는 것 이외에 하나 이상의 다중 ID와 집합 레벨을 이용해서 지정할 수 있다. 예를 들어, 집합 레벨이 정해지지 않았다면, 집합 레벨과 단말 조합의 배열로 CCE 예약 (reservation)이 가능하고, 집합 레벨이 정해져있다면 단말 ID 조합만으로도 CCE 예약이 가능하다. 이와 같이 여러 단말 ID를 사용하여 예약하는 것은 특정 단말이 겪게되는 검색 공간의 감소를 분산시킴으로써 실제 단말에게 ID를 할당하는 경우 이의 개수가 줄어드는 것을 방지하고 모든 단말 ID를 쓸 수 있게 하는 장점을 가진다.

위와같이 검색 공간 기반으로 CCE를 할당하는 경우 단말이 불필요하게 블라인드 디코딩하는 회수를 늘리게 하지 않기 위해서 사용하는 CCE(들)는 단말-특정 검색공간의 마지막에 위치하도록 하거나 또는 단말 검색 공간의 시작점인 CCE 인덱 스#16부터 위치하도록 할 수 있고 공통 검색 공간에 위치하는 경우 해당 검색공간의 마지막에 위치하도록 하거나 또는 단말 검색 공간의 시작점인 CCE 인덱스#0부터 위치하도록 할 수 있다. 예를 들어, 공통 검색 공간의 경우 L=4인 CCE를 RS 자원으로 전용한다면 CCE를 사용해야 하는데 바람직한 공간은 논리 CCE 인덱스 12~15번 (0베이스)을 사용하면 적절하다. 하지만, CCE 중에 RS 자원으로 할당하는 방법을 검색 공간의 맨 뒤 것을 사용할 필요는 없다. 특히 단말-특정인 경우에는 한 단말 CCE는 다른 단말의 CCE 검색 공간과 겹치게 되고, 그 시작위치가 랜덤하게 설정되므로 특정 CCE의 위치를 RS 자원으로 할당한다고 해서 이득이 존재하지 않는다. 즉, 상기 방안과 달리 단말-특정 검색 공간 경우 맨 처음과 맨 끝이 아닌 다른 CCE 인덱스 위치를 임의로 설정할 수 있다.

LTE Rel-8에서 PDCCH의 CCE는 블록 인터리버를 이용하여 전 대역 또는 부분적인 주파수 대역으로 확산된다. CCE가 전 대역으로 확산되는 경우로는 세 가지 경우를 생각할 수 있다. 첫째, 각 콤포넌트 반송파 내에서의 전 대역으로 CCE를 할당할 수 있다. 둘째, 전체 콤포넌트 반송파들을 포함한 전 대역으로 CCE를 할당할 수 있다. 셋째, 일부 콤포넌트 반송파들 간으로의 확산을 통해 CCE를 할당할 수 있다. CCE가 부분적인 주파수 대역으로 확산되는 경우로는 각 콤포넌트 반송파 내에서의 부분적인 대역으로의 할당을 고려할 수 있다. 여기서 정의된 전 대역 또는 부분적인 주파수 대역의 채널 상태를 측정하기 위해 특정 CCE를 각 콤포넌트 반송파에서 예약(reserved)하여 4~7번까지의 안테나를 위한 RS로 사용함으로써 레거시 LTE Rel-8과 역지원성 (backward compatibility)을 유지하면서 동시에 8개의 송신 안테 나의 채널 상태 측정을 수행할 수 있다.

또한, 일부 콤포넌트 반송파에서는 PDCCH를 위해 할당된 영역 내의 모든 CCE 또는 모든 REG를 RS를 위해 사용하는 것도 가능하다. 각각의 콤포넌트 반송파에서 PHICH 자원이 균등하게 3 등분된 시스템 대역의 각 영역에 할당된다는 점을 고려할 때, 특정 콤포넌트 반송파의 PHICH를 이용하여 RS를 상기 특정 콤포넌트 반송파의 전 대역으로 보낼 수 있다.

도 10은 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다. 도 10은 CCE를 전 대역을 확산하여 할당하는 첫 번째 방법에 관한 구현 예이다.

도 10을 참조하면, 각 콤포넌트 반송파에서 미리 4~7번 안테나를 위한 RS를 위한 CCE를 예약해 놓는다. LTE-A를 위해 예약된 CCE와 LTE Rel-8을 위한 CCE를 각 콤포넌트 반송파 별로 정의된 블록 인터리버로 처리함으로써 각각의 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당할 수 있다.

도 11은 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다. 도 11은 CCE를 전 대역을 확산하여 할당하는 두 번째 방법에 관한 구현 예이다.

도 11을 참조하면, 콤포넌트 반송파들의 상위에서 미리 4~7번 안테나를 위한 RS를 위한 CCE를 예약해 놓고 이를 전 대역으로 확산시킨다. 그 후, LTE-A를 위해 예약된 CCE와 LTE Rel-8을 위한 CCE를 각 콤포넌트 반송파 별로 정의된 블록 인터리버로 처리함으로써 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당할 수 있다.

도 12-13은 CCE에 4~7번 안테나를 위한 RS의 할당 예를 나타낸다.

CCE가 RS를 위해 예약된 경우, 예약된 CCE를 모두 활용하지 않고 일부만 사 용하여 RS를 전송할 수 있다. 만약, 간섭 억제가 필요한 경우 (예, CoMP 또는 인터-셀 간섭), 연속된 CCE들이 RS 자원으로 할당될 수 있으며 해당 CCE 자원 위에서는 여러 부반송파에 걸치는 CDM을 통해 RS 시퀀스의 구성이 가능하다. 도 12 및 13은 CCE에 대해서 RS를 CDM과 FDM으로 전송하는 방법에 대한 예를 나타낸다. 도 12는 CCE를 할당하는 경우 시퀀스를 1개 이상의 REG에 스프레딩 해서 전송하는 경우를 나타낸다. 도 13은 CCE의 부반송파를 각각의 RS 자원으로 활용하는 경우를 나타낸다. 다중화 방식과 무관하게, 각 RS 자원으로 사용되는 부반송파들은 동일한 레이어/코드워드/랭크/안테나 등을 위한 RS로 활용될 수 있으며 중복이 가능하다. 도면에서는 편의상 PHICH를 구성하는 REG가 연속된 것으로 표시되었으나, 각각의 REG는 시스템 대역 내에 분산되어 할당될 수 있다.

다중 반송파가 고려된 상황에서는 각 콤포넌트 반송파 별로 그리고 송신 안테나에 따른 하향링크의 채널 상태에 관한 정보의 송신 주기를 서브프레임 단위로 조정할 수 있다. 따라서, 4~7번 안테나를 위한 RS의 송신 주기는 N(>=1)[ms]의 배수일 수 있다. 일 예로, RS의 송신 주기는 1ms의 배수, 2ms의 배수, 5ms의 배수, 10ms의 배수, 20ms의 배수 등이 될 수 있다.

도 14는 콤포넌트 반송파들 간에 TDM (Time divison multiplexing) 방식으로 RS를 할당하는 예를 나타낸다.

도 14를 참조하면, PDCCH의 예약된 CCE를 통해 전송되는 4~7번 안테나를 위한 RS는 콤포넌트 반송파 별로 매 서브프레임 단위 또는 그 이상의 서브프레임 단위로 전송된다. 한편, 각 콤포넌트 반송파 간에는 서로 다른 타입 오프셋이 적용된 다. 타임 오프셋은 OFDM 심볼 단위 또는 서브프레임 단위로 주어질 수 있다. 바람직하게, 타임 오프셋은 서브프레임 단위로 주어질 수 있다. 즉, 각각의 콤포넌트 반송파 내에서는 추가 RS가 고정된 주기를 갖고 전송되며, 콤포넌트 반송파 간에는 타임 오프셋을 이용하여 TDM 방식으로 전송된다. 이 경우, 콤포넌트 반송파의 개수에 비례하여 RS 오버헤드가 선형적으로 증가하는 것을 막을 수 있다.

4~7번 안테나를 위한 RS를 추가적으로 각 콤포넌트 반송파에 할당 시 서브프레임 간의 호핑을 고려할 수 있다. 서브프레임 인덱스 또는 콤포넌트 반송파 인덱스 별로 서로 다른 대역으로의 호핑을 수행함으로써 한 서브프레임에서 부분적인 주파수 대역의 채널 상태만을 측정할 수 있는 것으로부터 일정 주기 하에서 전 대역의 주파수 대역의 채널에 대한 채널 품질 측정을 수행할 수 있다.

도 15는 콤포넌트 반송파들 간에 FDM (Frequency divison multiplexing) 방식으로 RS를 할당하는 예를 나타낸다.

도 15를 참조하면, 콤포넌트 반송파 별로 다중화가 가능하도록 하기 위해 4~7번 안테나를 위한 RS를 콤포넌트 반송파들 간에 FDM 형태로 서로 다른 주파수 위치에 할당할 수 있다. 각 콤포넌트 반송파 별로 서로 구별되는 CCE 인덱스를 할당함으로써 콤포넌트 반송파들 간에 FDM 형태로 할당할 수 있다. 또한 서브프레임 인덱스 또는 슬롯 별로 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하기 위해 예약된 CCE 인덱스를 서로 다르게 함으로써 또 다른 형태로 FDM 방식의 다중화를 수행할 수 있다.

할당될 수 있는 예약된 CCE가 한정되어 있을 경우, 콤포넌트 반송파 별로 오버헤드를 조정하여 특정 콤포넌트 반송파에는 보다 더 많은 CCE를 할당하여 RS의 밀도를 높이고 특정 콤포넌트 반송파에는 RS의 밀도를 낮추어 보낼 수 있다. 추가적으로 일정 수준으로 낮은 RS 밀도를 유지시키도록 각각의 콤포넌트 반송파에 예약된 CCE를 할당하고 특정 콤포넌트 반송파에 TDM 또는 FDM, 또는 각 서브프레임의 인덱스에 따라서 PDCCH 내에서 OFDM 심볼 및 부반송파의 위치가 바뀔 수 있도록 하이브리드 TDM 및 FDM의 형태로 추가적으로 예약된 CCE를 할당할 수 있다. 도 14 및 15에서와 같이 일정한 주기로 각 콤포넌트 반송파에 RS들이 배치되는 경우, 높은 밀도 또는 시스템에 의해 미리 정해진 밀도로 할당되는 RS가 나타나는 위치 이외의 위치에는 추가적으로 시스템에 의한 시그널링을 통해서 좀 더 낮거나 좀 더 높은 밀도를 가지도록 추가 RS들이 삽입될 수 있다. 이 경우 시간-영역에서의 채널 변화인 도플러 효과에 의한 시스템의 성능 열화를 줄일 수 있는 장점이 있다. 또한 각 안테나가 사용하는 RS 자원은 서로 간에 스와핑(swapping) 될 수 있으며 이의 패턴은 서브프레임 또는 슬롯에 의존적인 형태를 취할 수 있다.

도 16은 콤포넌트 반송파들 간에 동일한 시간 및 주파수 위치에 CDM (Code division multiplexing) 방식으로 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 16을 참조하면, 콤포넌트 반송파 별로 콤포넌트 반송파 대역 내에서의 동일한 시간과 부반송파 위치에 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하고 콤포넌트 반송파 인덱스에 따라 서로 다른 시퀀스를 사용한다. CDM으로 RS 시퀀스가 겹치는 자원의 위치는 전체 대역에 걸쳐 이루어질 수 있다. 또한, CDM으로 RS 시퀀스가 겹치는 자원의 위치는 일부 단위(예, RB 또는 REG 단위 등) 별로 이루어짐으로써 코히어런스 (coherence) BW에서의 채널 추정 단위를 제시할 수 있다. 이 경우에는 수신 데이터 의 대역폭이 작을 경우 넓은 대역의 채널을 모두 추정해야 하는 단점을 줄일 수 있는 특징을 갖는다. 이때의 시퀀스 형태는 안테나들을 구분할 수 있는 기본 시퀀스와 전체 대역을 구성하는 셀-특정 (cell-specific) 시퀀스로 구분되어서 전체 RS 시퀀스를 구성할 수 있다. 여기서 콤포넌트 반송파들이 인접한 형태로의 구성을 가질 때, 콤포넌트 반송파들간에 동일한 시퀀스를 사용하여 단순 반복할 경우에는 PAPR/CM이 커질 수 있는 단점이 있다. 그러나, CDM 방법을 적용하는 경우에는 PAPR이 커지는 문제를 극복할 수 있다. 본 실시예에 사용될 수 있는 시퀀스는 직교 시퀀스 또는 상호-상관 (cross-correlation) 값이 낮은 시퀀스를 포함한다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 이러한 시퀀스는 PN (Pseudo random Noise) 시퀀스, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 계열의 Zadoff-Chu 시퀀스, GCL (Generalized Chirp-Like) 시퀀스 등을 포함할 수 있다.

일 예로, 4~7번 안테나의 RS를 안테나 별로 콤포넌트 반송파의 인덱스와 무관하게 동일한 OFDM 심볼 및 부반송파 위치에 할당하되, 각 콤포넌트 반송파 별로 RS에 서로 다른 시퀀스를 적용함으로써 낮은 PAPR/CM 특성을 가질 수 있다. 다른 예로, 4~7번 안테나의 RS를 안테나 별로 콤포넌트 반송파의 인덱스와 무관하게 동일한 OFDM 심볼 및 부반송파 위치에 할당하되, 어떤 콤포넌트 부반송파의 RS에 대해서는 CAZAC 시퀀스를 할당하고 다른 콤포넌트 부반송파의 RS에 대해서는 CAZAC 시퀀스의 서로 다른 순환 쉬프트를 할당할 수 있다. 이와 같이, 각 콤포넌트 반송파 별로 RS의 시퀀스를 다르게 함으로써 낮은 PAPR/CM 특성을 가질 수 있다. 또한, 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 경우에 대해 각 안테나 별로 각 콤포넌트 반송 파에 동일한 시퀀스를 사용함으로써 반복에 의해 PAPR/CM이 커지는 문제를 해결하기 위한 방법으로 특정 콤포넌트 반송파가 전송하는 서브프레임 또는 위에서 언급한 4~7번 안테나를 위한 RS에 대해서 위상 변조를 수행 (즉 콤포넌트 반송파 별 또는 RS 부분에 대해서 -1 또는 +1의 변조)함으로써 PAPR/CM이 커지는 문제를 해결할 수 있다.

하나의 실시예로 아래와 같은 경우를 고려할 수 있다.

N=3이고, 변조되는 p(n)이 바이너리인 경우 p(0)=1, p(1)=1, p(2)=-1 일 수 있다. N=4이고, 변조되는 p(n)이 바이너리인 경우 p(0)=1, p(1)=1, p(2)=1, p(3)=-1 일 수 있다. N=5이고, 변조되는 p(n)이 바이너리인 경우 p(0)=1, p(1)=1, p(2)=1, p(3)=-1, p(4)=1 일 수 있다. 여기에서, N은 콤포넌트 반송파의 수를 의미하고, p(n)은 특정 콤포넌트 반송파가 전송하는 서브프레임 또는 4~7번 안테나를 위한 RS에 적용하는 위상 변조를 의미한다.

다음으로 각 콤포넌트 내에서 RS의 다중화 수행 방법을 예시한다.

도 17은 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7 안테나를 위한 RS를 FDM 방식으로 다중화하는 방법을 예시한다.

도 17을 참조하면, 안테나간 직교성을 위해 위해 4~7번 안테나를 위한 RS를 서브프레임 내에서 서로 다른 CCE에 할당함으로써 FDM 방식으로 RS를 할당할 수 있다. 도 17은 안테나 포트간의 FDM 다중화를 보다 쉽게 설명하기 위해 4~7번 안테나를 위한 RS를 편재된 (localized) 형태로 표현하였다. 그러나, 이는 예시로서, 서로 다른 안테나에 대한 RS는 일정 대역 내에서 분산된 (distributed 또는 staggered) 형태로 할당될 수 있다. 또한, PDCCH를 구성하는 OFDM 심볼의 수를 3개로 가정하였지만, PDCCH가 2 이하 또는 4 이상의 OFDM 심볼로 구성되는 경우에도 동일한 개념을 적용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 FDM 방식으로 할당할 수 있다.

도 18은 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7 안테나를 위한 RS를 FDM 방식으로 다중화하는 다른 방법을 예시한다.

도 18을 참조하면, 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 서로 다른 CCE에 할당함으로써 FDM 방식으로 RS를 할당하되, 서로 다른 안테나들간에 스와핑 (swapping)을 수행할 수 있다. 도 18은 안테나 포트 6~9번 간의 스와핑을 보다 쉽게 설명하기 위해, <안테나 포트 6번과 7번>, <안테나 포트 8번과 9번>으로 페어링 (paring)하여 할당하였지만 본 개념은 안테나 포트 6~9번에 대해 어떤 형태의 페어링에 의한 스와핑 케이스도 가능할 수 있다. 또한, 연속되어 있는 자원 단위에 같은 안테나를 위한 심볼을 연속으로 구성하는 방법을 고려할 수 있다. 일 예로, 도 18에서 R6,R7,R8,R9에 대해서 R6이 처음 네개를 모두 사용하고 R7이 그 다음 네개를 모두 사용하며, R8과 R9도 마찬가지로 연속된 부반송파를 차지하는 형태를 가질 수 있다. 이때 R6,R7,R8,R9의 RS 블록들은 서로 간에 인터레이스된(interlaced) 형태를 가질 수 있다.

도 19는 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7 안테나를 위한 RS를 CDM 방식으로 다중화하는 방법을 예시한다.

도 19를 참조하면, PDCCH에 할당되는 4~7번 안테나를 위한 RS는 안테나와 무관하게 동일한 CCE에 할당되지만, 안테나간 직교성을 위해 서로 다른 시퀀스를 사 용함으로써 CDM 방식으로 다중화될 수 있다. 본 실시예에 사용될 수 있는 시퀀스는 직교 시퀀스 또는 상호-상관 (cross-correlation) 값이 낮은 시퀀스를 포함한다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 이러한 시퀀스는 PN (Pseudo random Noise) 시퀀스, CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 계열의 Zadoff-Chu 시퀀스, GCL (Generalized Chirp-Like) 시퀀스 등을 포함할 수 있다.

일 예로, 각 콤포넌트 반송파내에서 안테나 별로 4~7번 안테나의 RS에 대해 동일한 OFDM 심볼 및 부반송파를 할당하되, 서로 다른 직교 시퀀스를 사용할 수 있다. 다른 일 예로, 4~7번 안테나를 위한 RS에 대해 CAZAC 시퀀스를 사용하되, 각 안테나 별로 서로 다른 순환 쉬프트를 갖는 CAZAC 시퀀스를 사용함으로써 각 안테나의 RS 사이에 직교 특성을 가지도록 할 수 있다.

도 20은 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 TDM 방식으로 다중화하는 방법을 예시한다.

도 20을 참조하면, 동일한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 서브프레임 마다 동일한 CCE에 할당하게 하고 서로 다른 안테나들간에 TDM을 수행할 수 있다. 도면에서는 <R6 및 R8>과 <R7 및 R9>를 서로 다른 서브프레임에 TDM 방식으로 다중화하고, 동일 서브프레임 내에 할당된 RS에 대해서는 안테나 별로 FDM 방식으로 다중화하고 있다. 이는 설명의 편의를 위한 예시로서 본 발명은 이로 제한되지 않는다. 일 예로, 하나의 서브프레임 내에 할당되는 안테나 별 RS의 개수는 1 또는 3일 수 있고, 동일 서브프레임에 함께 할당되는 RS의 안테나 포트 번호도 다양하게 조합될 수 있다.

도 21은 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 TDM 방식으로 다중화하는 다른 방법을 예시한다.

도 21을 참조하면, 동일한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 서브프레임 별로 서로 다른 CCE를 할당함으로써 서로 다른 안테나들간에 TDM을 수행할 수 있다. 이와 같이 함으로써, 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS는 TDM 방식 및 FDM 방식을 함께 사용하여 다중화된 형태를 갖는다.

도 20 및 21에서 제시된 방법은 서브프레임들 간에 TDM을 이용하는 방법을 제시하였지만, 이는 설명의 편의를 위한 것으로서 본 발명은 이로 제한되지 않는다. 일 예로, 한 서브프레임 내에서 PDCCH가 가질 수 있는 OFDM 심볼 내에서 TDM의 형태로 4~7번 안테나를 위한 RS를 다중화하는 것도 가능하다. 또한, RS가 전송되는 한 주기에 하나의 안테나를 위한 RS 만을 전송하는 TDM 형태도 가능하다.

4~7번 안테나를 위한 RS를 다중화 하는 방법을 추가로 고려할 수 있다. 일 예로, 첫 번째 서브프레임에는 4, 5번 안테나를 위해 미리 예약된 CCE를 할당하고, 두 번째 서브프레임에는 6, 7번 안테나를 위해 미리 예약된 CCE를 할당할 수 있으며, 매 서브프레임 단위로 4번 안테나에서 8번 안테나까지를 번갈아 가며 할당할 수 있다. 또한, 콤포넌트 반송파 별로 오프셋을 주어 콤포넌트 반송파들 간에 서로 다른 안테나 할당이 가능하도록 설계할 수 있다. 예를 들면, 첫 번째 콤포넌트 반송파에서는 4, 5, 6, 7번 안테나 순으로 서브프레임을 번갈아 가며 할당하고, 두 번째 콤포넌트 반송파에서는 5, 6, 7, 4번 안테나 순으로, 세 번째 콤포넌트 반송파에서는 6, 7, 4, 5번 안테나 순으로, 네 번째 콤포넌트 반송파에서는 7, 4, 5, 6 번 안테나 순으로 서브프레임을 번갈아 가며 할당할 수 있다.

구체예 2: PHICH 를 이용한 RS 의 전송

전 대역 또는 부분적인 주파수 대역의 채널 상태를 측정하기 위해 특정 PHICH를 각 콤포넌트 반송파에서 예약(reserved)하여 4~7번까지의 안테나를 위한 CRS에 사용함으로써 레거시 LTE Rel-8과 역지원성 (backward compatibility)을 유지하면서 동시에 8개의 송신 안테나의 채널 상태 측정을 수행할 수 있다.

LTE Rel-8에서 PHICH 자원은 인덱스 쌍인

에 의해 결정되고,

는 PHICH 그룹 번호이고

는 PHICH 그룹 내에서의 직교 시퀀스 인덱스를 나타낸다. PHICH 그룹은 ACK/NACK을 보내는 전송단위로서 서로 이격된 3개의 REG로 구성된다. LTE Rel-8의 프레임 구조 타입 1에서, PHICH 그룹의 개수는 모든 서브프레임에서 일정하며 하기 수학식으로 결정된다.

여기에서,

는 상위 계층에 의해 지시되고,

은 서브프레임 내 자원블록의 개수를 나타낸다.

Ng의 값에 따라서 PHICH 그룹의 개수는 전체 자원블록 개수의 1/4 ~ 1/48까지 설정이 가능하다. 각 단말이 사용하는 PHICH 그룹의 인덱스는 해당 단말이 수신한 할당정보가 포함된 자원의 인덱스 값과 상향링크의 RS의 조합으로 지칭된다.

특정의 동일한 자원을 통해 할당정보를 수신하더라도 기지국에서는 자원의 구분을 하기 위해서 임의 RS를 지정함으로써 사용되는 PHICH의 자원을 구분해 줄 수 있다. 그러한 관계는 하기 수학식과 같이 정의되어 있다.

여기에서,

는 DMRS (demodulation reference signal)를 위한 순환 쉬프트에 매핑되고,

는 PHICH 변조를 위한 확산 인자 사이즈이며,

는 상향링크 자원 할당에서 가장 작은 PRB 인덱스를 나타내고,

는 PHICH 그룹의 개수이며,

는 다음과 같다.

따라서, 특정 PHICH 자원을 RS 자원으로 전용하기 위해서는 기지국에서는 특정 PHICH 그룹이 사용되지 않도록 할당정보가 가는 위치와 RS를 지칭함으로써 해당 자원이 단말에 의해 사용되지 않도록 조절해 줄 수 있다. 좀더 구체적으로 설명하면, PHICH 그룹 인덱스 할당에 관한 수학식 4에서

과

가 기 설정된 가운데

과

는 기지국 스케줄러가 임의로 지정할 수 있는 자유도가 있다. 따라서, 기지국 스케쥴러는 RS 용으로 사용되는 PHICH 그룹 인덱스들이 지정되 지 않도록

값을 조절하는 목적으로

과

을 임의로 설정할 수 있다. 따라서 기존 레거시 단말의 경우에는 해당 사항을 전혀 파악할 수 없고 동작에 아무런 지장을 받지 않으므로 호환성이 유지된다. 반면 새로운 기능을 갖는 단말의 경우에는 이를 파악해야 한다. 따라서 기지국에서는 RS 자원으로 할당된 PHICH 자원에 대해서 인디케이션을 수행해야 한다. 이를 위해서 기지국은 해당 PHICH 정보를 알려주기 위해서 브로드캐스트 정보 (즉, 시스템 정보)를 통해 어떠한 PHICH 그룹들이 RS 자원으로 예약되었는지 알려줄 수 있다. 예를 들어 다음과 같은 구조로 브로드캐스팅해 줄 수 있다.

1. RS로 사용될 PHICH 그룹의 인덱스들을 직접 알려준다. 이 경우는 RS로 사용된 PHICH 자원의 인덱스를 직접 수열로 알려주는 것이다. 일 예로, 해당 인덱스의 나열을 알려줄 수 있다. 다른 예로, RS를 위해 예약된 인덱스의 시작 위치(즉, 오프셋)와 RS로 사용되는 인덱스들이 나타나는 주기(period)를 이용하여 알려줄 수 있다. 또 다른 예로, RS를 위해 예약된 인덱스의 시작 위치와 다음 번 위치들이 나타나는 값에 대한 델타 오프셋을 이용하여 알려줄 수 있다. 또 다른 예로, RS를 위해 예약된 인덱스를 단순히 비트맵을 통해서 일일이 알려줄 수 있다.

2. RS로 사용될 PHICH 그룹을 간접적으로 알려준다. 이 경우는 기지국과 단말이 상호간에 미리 정해진 PHICH 그룹 세트를 RS로 인식하는 것이다. 이 경우에는 무선 인터페이스 규격 상에 RS로 사용될 수 있는 PHICH 그룹들 인덱스 값이 정의되고 (정의 형태는 1번과 같은 구조를 가질 수 있슴), 기지국에서는 해당 PHICH 그룹 들이 사용됨을 알려주는 형식을 갖는다. 예를 들어, LTE-A 시스템에서 해당 PHICH그룹의 세트를 RS로 활용하는 경우에 이를 알리는 비트를 정의할 수 있다. 또한, PHICH 그룹의 세트를 여러가지로 정의했다면 사용하고자하는 그룹의 세트에 해당하는 인덱스를 알려주는 구조를 갖는다. PHICH 그룹의 세트를 RS를 위해 활용하지 않는 경우에는 널 세트에 대한 인덱스를 정의하여 알려줄 수 있다. PHICH 그룹의 세트에 대한 인덱스를 정의할 때, 해당 세트에 대한 정의는 PHICH 포맷에 따라서 다른 구조를 가질 수도 있고 같은 구조를 가질 수도 있다.

어느 방법이나 알려주는 단위는 일정한 주기(1 TTI, 10 TTI, 또는 40 TTI 단위 등)로 PHICH 그룹이 RS로 사용되는지 아닌지를 알려주는 것이 용이하다. 실제로 위와 관련된 설정 (configuration)이 브로드캐스트 채널 (BCCH)을 통해 전송된다면, PHICH에 관한 설정을 알려주는 주기는 BCCH와 동일한 길이를 갖게 된다. 이러한 경우, 초기 접근을 수행하는 단말의 경우 (예: 전원-온, 핸드오버 등), RS와 관련된 PHICH에 관한 이러한 정보를 알 수가 없기 때문에 셀에 새로이 진입하는 경우 해당 셀의 RS 설정을 사용할 수 없는 상태에 들어갈 수 있다. 따라서 PDCCH나 PHICH에서의 신호 생성은 단말이 RS 설정을 확실히 알 수 있는 시점에서부터 적용되도록 해야 한다. 즉 초기 접근시에 단말이 RS 정보를 알수가 없는 경우 단순히 레거시 전송 모드로만 신호를 생성하여 전송하고, 단말이 RS 정보를 알아낸 경우에는 PHICH와 PDCCH, PUSCH에서의 신호 전송은 추가 파일럿을 이용할 수 있는 TxD, 프리코딩, MIMO 모드등을 활용할 수 있다. 또한, 특정 이벤트의 지시가 없을 경우 계속 같은 설정을 사용하도록 할 수 있다. 이와 같이 알려주는데 있어서 사용할 수 있는 PHICH 그룹의 수는 할당정보로 사용하는 제어채널을 모든 단말에게 사용가능하게 만들기 위하여 RS 숫자에 제한을 받게 된다. 예를 들어, RS로 사용할 수 있는 인덱스 수가 8이라면 중간에 PHICH 그룹을 골라내서 RS로 전용할 수 있는 최대 개수는 8로 제한을 받게 된다. 하지만 특정 할당정보를 위한 물리자원을 사용안하게 제한하는 경우 최대 사용할 수 있는 개수는 늘어날 수 있다.

LTE Rel-8에서 PHICH들이 사용하는 물리 부반송파 자원들은 해당 셀에서 사용하는 PCFICH와 레거시 RS에 따라 달라진다. 즉, 자원할당의 순서는 먼저 RS를 정의하고 해당 파일럿을 제외하고 나머지 자원을 통해서 REG를 정의한다. 그리고 이 REG를 기본 단위로 각 제어채널을 할당한다. PCFICH가 가장 먼저 할당되며, 4개의 REG가 첫 번째 OFDM 심볼에서 하기 식으로 정의되는 위치에 할당된다.

여기에서,

와

는 앞에서 설명한 바와 같고, k는 다음과 같다.

여기에서,

는 물리 계층 셀 ID를 나타낸다.

상기 식으로부터 알 수 있듯이, PCFICH는 셀 ID에 따라 시작위치는 달라지지 만, 첫 번째 OFDM 심볼의 전체 부반송파를 4등분한 균등 간격에 4개의 REG를 사용하여 전송된다. 그리고 남는 REG에 대해서 PHICH를 정의하는데, PHICH 기간 (duration)에 의해 설정된 하나 이상의 OFDM 심볼들에 대하여 각각의 OFDM 심볼들 상에서 RS 및 PCFICH (첫번째 OFDM 심볼)를 제외하고 남은 REG들을 3등분하여 특정 시작위치에서 연속으로 PHICH 그룹이 할당된다. 따라서, 이러한 구조에서 PHICH로 사용하는 자원이 전체 대역에 골고루 뿌려지지 않는 경우 RS는 전체 대역에 골고루 흩뿌려지지 않을 수 있다. 따라서, RS를 전체 대역에 골고루 분산시키기 위해서는 PHICH 그룹의 개수를 늘리는 방안이 좋다. 즉, PHICH를 RS 자원으로 활용하기 위해서는 PHICH 그룹 수를 결정할 때, Ng=1 또는 2정도로 크게 잡는 것이 합당한 구조이다. 이때 PCFICH와 레거시 RS의 위치를 고려해서 선택된 PHICH 그룹의 REG들이 시스템 대역에 등간격으로 배치되도록 선택하는 것이 좋다. RS용으로 사용할 PHICH 그룹 인덱스를 선택하는 방법으로 PHICH 논리 인덱스 상에서 등간격으로 뽑는 방법을 생각할 수 있다. 이와 다른 방법으로서 PHICH를 물리 자원 상에서 보다 균등하게 선택하는 방안으로 PHICH의 논리 인덱스를 등간격으로 뽑는 것보다 물리 REG 인덱스를 등간격으로 선택하는 것이 바람직 할 수 있다. 본 제안 방식을 고려하여 앞서의 PHICH 그룹을 RS 자원으로 활용할 때 사용하는 자원 인덱스는 PHICH 논리 인덱스일 수도 있으나 REG의 물리 인덱스로 표현하여 적용할 수 있다. 이 경우 PHICH로 사용할 수 있는 자원은 RS로 사용되는 REG의 인덱스와 겹치는 PHICH 논리 인덱스가 자동으로 결정된다.

LTE-A의 추가 RS를 위해 예약된 PHICH는 블록 인터리버를 이용하여 전 대역 또는 부분적인 주파수 대역으로 확산될 수 있다. PHICH가 전 대역으로 확산되는 경우로는 세 가지 경우를 생각할 수 있다. 첫째, 각 콤포넌트 반송파 내에서의 전 대역으로 PHICH를 할당할 수 있다. 둘째, 전체 콤포넌트 반송파들을 포함한 전 대역으로 PHICH를 할당할 수 있다. 셋째, 일부 콤포넌트 반송파들 간으로의 확산을 통해 PHICH를 할당할 수 있다. PHICH가 부분적인 주파수 대역으로 확산되는 경우로는 각 콤포넌트 반송파 내에서의 부분적인 대역으로의 할당을 고려할 수 있다. 여기서 정의된 전 대역 또는 부분적인 주파수 대역의 채널 상태를 측정하기 위해 특정 PHICH를 각 콤포넌트 반송파에서 예약(reserved)하여 4~7번까지의 안테나를 위한 RS로 사용함으로써 레거시 LTE Rel-8과 역지원성 (backward compatibility)을 유지하면서 동시에 8개의 송신 안테나의 채널 상태 측정을 수행할 수 있다.

도 22는 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다. 도 22는 PHICH를 전 대역을 확산하여 할당하는 첫 번째 방법에 관한 구현 예이다.

도 22를 참조하면, 각 콤포넌트 반송파에서 미리 4~7번 안테나를 위한 RS를 위한 PHICH를 예약해 놓는다. LTE-A를 위해 예약된 PHICH와 LTE Rel-8을 위한 PHICH를 각 콤포넌트 반송파 별로 정의된 블록 인터리버로 처리함으로써 각각의 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당할 수 있다.

도 23은 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다. 도 23은 PHICH를 전 대역을 확산하여 할당하는 두 번째 방법에 관한 구현 예이다.

도 23을 참조하면, 콤포넌트 반송파들의 상위에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 위한 PHICH를 예약해 놓고 이를 전 대역으로 확산시킨다. 그 후, LTE-A를 위해 예 약된 PHICH와 LTE Rel-8을 위한 PHICH를 각 콤포넌트 반송파 별로 정의된 블록 인터리버로 처리함으로써 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당할 수 있다.

도 24-25는 PHICH에 4~7번 안테나를 위한 RS의 할당 예를 나타낸다.

PHICH가 RS를 위해 예약된 경우, 예약된 PHICH를 모두 활용하지 않고 일부만 사용하여 RS를 전송할 수 있다. 만약, 간섭 억제가 필요한 경우 (예, CoMP 또는 인터-셀 간섭), 연속된 PHICH들이 RS 자원으로 할당될 수 있으며 해당 PHICH 자원 위에서는 여러 부반송파에 걸치는 CDM을 통해 RS 시퀀스의 구성이 가능하다. 도 24 및 25는 PHICH에 대해서 RS를 CDM과 FDM으로 전송하는 방법에 대한 예를 나타낸다. 도 24는 PHICH에 RS를 할당하는 경우 시퀀스를 1개 이상의 REG에 스프레딩 해서 전송하는 경우를 나타낸다. 도 25는 PHICH의 부반송파를 각각의 RS 자원으로 활용하는 경우를 나타낸다. 다중화 방식과 무관하게, 각 RS 자원으로 사용되는 부반송파들은 동일한 레이어/코드워드/안테나 등을 위한 RS로 활용될 수 있으며 중복이 가능하다. 도면에서는 편의상 PHICH를 구성하는 REG가 연속된 것으로 표시되었으나, 각각의 REG는 시스템 대역 내에 분산되어 할당된다.

도 26은 PHICH를 통해 4~7번 안테나의 RS를 전송하는 예를 나타낸다.

도 26을 참조하면, PHICH와 관련하여 시스템 대역은 3 부분으로 나눠진다. 각 부분은 PHICH 자원 할당 영역을 나타내고, 각 부분에는 동일한 PHICH 그룹에 속하는 3개의 REG 중에서 하나가 할당된다. 도면에서 동일한 숫자는 동일한 PHICH 그룹에 속하는 REG를 나타낸다. 4~7번 안테나를 위한 RS는 PHICH 그룹들 중에서 예약된 하나의 PHICH 그룹에 할당된다. PHICH 그룹을 구성하는 REG가 3개의 PHICH 자원 할당 영역으로 분산되는 것과 마찬가지고, 추가 RS가 할당되는 PHICH 그룹 자원도 3개의 PHICH 자원 할당 영역으로 분산된다.

도 27은 PHICH를 통해 4~7번 안테나의 RS를 전송하는 다른 예를 나타낸다.

도 27을 참조하면, 기본적인 사항은 도 26에서 설명한 것과 동일하므로, 자세한 사항은 도 26 및 앞에서 설명한 내용을 참조한다. 도 27은 PHICH의 기간이 복수의 OFDM 심볼을 포함하는 경우에 시간 측면에서 RS의 전송을 추가로 도시한다. PHICH 기간은 제어 영역의 최대 크기에 의해 제한되며, PHICH 기간은 1~3 OFDM 심볼에 해당한다. 복수의 OFDM 심볼이 PHICH에 사용되는 경우, 송신 다이버시티를 위해 동일한 PHICH 그룹에 속한 REG는 서로 다른 OFDM 심볼을 통해 전송된다. 마찬가지로, PHICH에 할당된 RS도 REG 단위로 서로 다른 OFDM 심볼을 통해 전송된다.

도 26 및 27에서, PHICH의 구성, RS 할당, 각 안테나간의 RS 다중화, 다중 반송파인 경우의 RS 할당 등에 대해서는 앞에서 자세히 설명하였으므로 생략한다. 또한, 도 26은 설명의 편의를 위해 한 가지 경우에 대해서만 도시하였으나, PDCCH와 관련하여 설명한 내용이 유사하게 적용될 수 있다. 즉, PDCCH와 관련하여 예시한 도 14 내지 도 21의 내용은 PHICH에 동일 또는 유사하게 적용될 수 있다.

구체예 3: 안테나 4~7의 RS 에 대한 시그널링

송신 안테나의 개수가 4개에서 M (M>4)개로 확장되는 경우에 RS에 관련된 시그널링 방법에 대해 구체적으로 설명하도록 한다. 편의상, M=8인 경우를 가정하지만, 이는 예시로서 본 발명이 이로 제한되는 것은 아니다.

도 28은 안테나 4~7의 RS에 대해 시그널링을 수행하는 흐름도를 나타낸다.

도 28을 참조하면, 단말은 수신된 서브프레임 내의 L1/L2 제어 영역에 대한 포맷을 판단한다 (S2810). 제어 영역 포맷은 묵시적 시그널링 (implicit signaling) 또는 명시적 시그널링 (explict signaling)을 통해 수행될 수 있다. 일 예로, 제어 영역 포맷은 특정 서브프레임에 대해 미리 정해질 수 있다. 또한, 제어 영역 포맷은 브로드캐스팅 채널을 통해 지시될 수 있다. 또한, 제어 영역 포맷은 PCFICH를 통해 지시될 수 있다. 또한, 제어 영역 포맷은 PHICH와 관련된 정보를 통해 간접적으로 지시될 수 있다. 제어 영역 포맷이 확인되면, 단말은 제어 영역 포맷에 기초하여 4~7번 안테나에 대한 RS 패턴을 결정한다 (S2820). 4~7번 안테나에 대한 RS 패턴은 제어 영역 포맷에 따라 미리결정되거나 반-미리결정될 수 있다 (predetermined or semi-predetermined). 따라서, 필요하다면, 단말은 추가 정보를 이용하여 4~7번 안테나에 대한 RS 패턴을 결정한다. 추가 정보는 제어 영역 포맷에 관한 정보와 함께 시그널링되거나 별도로 시그널링될 수 있다. RS 패턴이 결정되면, 단말은 수신된 서브프레임의 제어 영역으로부터 4~7번 안테나에 대한 RS 패턴을 추출한 뒤 (S2830), 추출된 RS를 이용하여 4~7번 안테나로부터의 전송 채널에 대한 추정을 한다 (S2840). 그 후, 단말은 4~7번 안테나에 대한 채널 추정 결과를 기지국으로 전송한다 (S2850). 이로 제한되는 것은 아니지만, 채널 추정 결과는 채널 품질 정보 (Channel Quality Indicator; CQI) 또는 CSI (Channel State Information)를 포함한다.

도 28의 흐름도는 4~7번 안테나를 위한 RS에 초점을 맞추어 예시되었다. 단말은 실제로 0~3번 안테나를 위한 RS도 함께 수신하여 채널 추정을 수행한다. 0~3 번 안테나를 위한 RS와 4~7번 안테나를 위한 RS는 채널 추정 시에 별도로 이용되지만, 경우에 따라서는 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 서로 결합하여 사용될 수 있다. 또한, 도 28은 단말 입장에서 기재되었지만, 이는 설명의 편의를 위한 것으로서, 대응되는 과정이 기지국에서 동일하게 수행된다. 이하, 4~7번 안테나의 RS와 관련하여 시그널링 하는 것에 대하여 보다 구체적으로 예시하도록 한다.

A. 4~7번 안테나를 위한 RS를 알아내는 방법

8개의 송신 안테나를 이용하여 MIMO 기술을 사용하는 LTE-A 시스템에서 4~7번 안테나를 위한 RS는 모든 서브프레임에 전송될 필요는 없다. 따라서, 단말은 4~7번 안테나를 위한 RS가 존재하는 서브프레임의 위치를 알 필요가 있다. 특별히 다르게 언급하지 않는 한, 이하에서 추가 RS는 4~7번 안테나를 위한 RS를 의미한다. 추가 RS가 존재하는 서브프레임이 스태틱(static) 할 경우에는 추가 RS가 라디오 프레임의 특정 (M번째) 서브프레임에 고정적으로 할당되므로 시그널링이 필요 없다. 추가 RS가 서브프레임에 스태택하게 할당되더라도 긴 N(>>1) 라디오 프레임 주기를 가지고 M번째 서브프레임에서 L번째 서브프레임으로 RS가 존재하는 서브프레임의 위치가 바뀐다면, 이러한 변경 정보는 시스템 정보(system information)를 통해 전송되어야 할 것이다. 추가 RS가 존재하는 서브프레임이 세미-스태틱 할 경우에 추가 RS는 시스템 정보를 통해서 일정한 N(N>1) 라디오 프레임 주기를 가지고 M번째 서브프레임에 할당될 수 있고, 이러한 서브프레임의 위치를 유지하는 주기를 설정 (configuration) 정보를 통해 알려줄 수 있다. 추가 RS가 존재하는 서브프레임을 다이나믹하게 할당하는 경우 매 라디오 프레임 마다 서브프레임의 위치를 시 스템 정보를 통해 알려 줄 수 있다. 시스템 정보를 통해 RS가 존재하는 서브프레임의 위치는 라디오 프레임에 대한 비트 맵을 이용해 알려주거나, 서브프레임의 위치와 주기에 대해 이진 정보를 이용해 알려줄 수 있다.

단말이 추가 RS가 전송되는 서브프레임의 위치를 아는 경우에도 추가 RS가 존재하는 보다 구체적인 위치 정보가 필요하다. 추가 RS의 위치는 Rel-8과 호환되어야 하므로 PCFICH 값에 의존적이게 된다. 따라서, PCFICH 값을 확인해야 하는지 여부에 따라 접근 방법이 달라질 수 있다.

A-1) PCFICH와 독립적으로 RS를 알 수 있는 방법

LTE-A 기지국에서 MIMO 기술 (예, 공간 다중화 (Spatial 다중화; SM), 송신 다이버시티 (Transmit diversity; TxD), 프리코딩, 빔포밍, 등)을 위해 추가 RS를 전송하는 경우, LTE Rel-8에 대해 역지원성 (backward compatibility)을 보장하기 위해, LTE Rel-8에서 제어 자원으로 사용할 수 있는 최대 양인 시간 축으로 Nc(Rel-8에서 3)개의 OFDM 심볼을 제어 자원으로 고정 사용할 것을 제안한다. 이 경우, PHICH나 PCFICH를 보지 않고도 RS를 읽을 수 있게 된다. 다만, 필요한 제어 자원이 Nc개의 OFDM 심볼 보다 작은 경우 하향링크 무선 자원이 낭비될 수 있다.

다른 방법으로, 현재 LTE Rel-8은 BCH를 통해 PHICH가 차지하는 OFDM 심볼에 관한 길이 정보를 단말에게 알려주도록 되어 있다. 따라서, 8개의 송신 안테나를 사용하여 MIMO 기술을 지원하는 경우, LTE-A 기지국은 BCH를 통해 추가 RS가 존재하는 서브프레임에서 PHICH가 차지하는 OFDM 심볼에 관한 길이 정보를 3으로 설정하도록 한다. LTE Rel-8에서 PCFICH의 최대 값은 3으로 제한되므로, 단말은 BCH에 PHICH와 관련된 OFDM 심볼 길이가 3으로 설정되어 있는 경우, PCFICH 정보를 보지 않고도 PCFICH가 3이라는 것을 알 수 있다. 따라서, 추가로 PCFICH에 실린 제어 정보를 보지 않고도 추가 RS를 고정된 OFDM 심볼 및 부반송파 위치에서 읽을 수 있게 된다. 또는, 제어 정보가 RB 의존적(dependant)으로 FDM 형태로 추가 할당될 경우에는 LTE-A 기지국은 BCH에서 알려주게 되어 있는 PHICH가 차지하는 OFDM 심볼 길이에 대한 정보에 옵션을 추가하고, 그 옵션에 대한 정보를 BCH에 있는 PHICH 정보 비트를 이용하여 알려주도록 할 수 있다.

또 다른 방법으로, 서브프레임 마다 또는 일정한 주기로 RS를 전송하는 경우 선행 서브프레임에서 알려진 PCFICH 값과 일정한 관계를 가지도록 한다. 즉 이전 Ns 서브프레임에서 사용된 PCFICH 값에 대해 0, +1, -1, +2, -2 등의 관계식을 미리 설정할 수 있다. 이러한 관계식은 브로드캐스트 정보로 전달됨이 적절하다. 예를 들어 +1을 설정하도록 하는 방법을 설명한다. 이때 최대 PCFICH 값 내에서 +1을 증가시키는 방법으로 설정되어야 할 것이다. 이와 같이 함으로써, 현재 서브프레임의 PCFICH에 대한 정보를 디코딩하지 않고 선행 서브프레임의 PCFICH 값에 따라 미리 결정되어 있는 또는 단말과 기지국이 서로 알고 있는 OFDM 심볼과 부반송파 위치에서 RS를 읽을 수 있게 된다.

또 다른 방법으로, 4~7번 안테나를 위한 RS를 고정된 OFDM 심볼과 부반송파 위치에 할당하는 방법을 제시한다.

각 OFDM 심볼 별로 추가 RS를 스케줄링 대역폭 전체에 분산 할당 (distributed allocation)의 형태 (일 예로, 동일한 스페이싱을 가지도록 N개의 OFDM 심볼에 할당하는 방법, 랜덤 분산 할당(randomly distributed allocation)과 같이 할당하는 방법)로 물리적인 할당 단위에 할당하는 방법을 고려할 수 있다. 이와 같은 방법은 LTE Rel-8에 역지원성을 보장하기 위해서는 LTE Rel-8의 제어 정보 할당 단위인 CCE와의 다중화에 있어서 LTE Rel-8 시스템의 성능저하를 가져오지 않아야 한다. CCE와의 다중화가 LTE Rel-8 시스템의 성능을 저하시킬 경우, PCFICH에 따라 독립적으로 RS를 알 수 있는 방법으로서 고려된 이 방법은 LTE-A만을 위한 방법으로 활용할 수 있을 것이다.

A-2) PCFICH를 디코딩한 후에 RS를 알 수 있는 방법

LTE-A 단말은 최대 4개 안테나를 사용하는 방법까지만을 이용하여 PCFICH에 대한 정보를 얻는다. 즉, LTE-A 단말은 LTE Rel-8 시스템에서 사용되는 RS 만을 이용하여 PCFICH를 디코딩하고, PCFICH로부터 얻은 정보에 기초하여 미리 설정되어 있는 RS를 고정된 OFDM 심볼 및 부반송파 위치에서 읽을 수 있게 된다.

B. PCFICH 또는 PHICH 값에 따라 RS 패턴을 정하는 방법

PCFICH/PHICH_len 값에 따라 특정 OFDM 심볼과 부반송파 위치에 추가 RS에 대한 패턴을 정하는 방법을 설명한다. 여기에서, PHICH_len은 BCH에서 알려주는 PHICH가 차지하는 OFDM 심볼 수이다. 이하, PCFICH/PHICH_len=1, PCFICH/PHICH_len=2, PCFICH/PHICH_len=3인 경우에 대하여 추가 RS 위치를 미리 정해 놓는 방법을 제시한다. PCFICH가 8개의 송신 안테나를 사용하여 전송되는 경우에 PCFICH를 디코딩하기 위하여 추가 RS를 통한 채널 추정이 먼저 요구되는 상황이 발생할 수 있다. 이를 방지하기 위하여 PCFICH 전송은 기본적으로 4개 또는 2개의 참조 신호 (LTE Rel-8에서 4Tx 전송을 위해 정의되어 있는 4개 안테나 포트의 RS를 의미함)를 사용하는 2Tx 또는 4Tx TxD 방식으로 이뤄질 수 있다. 즉, PCFICH 전송은 2개 또는 4개의 물리 안테나를 사용하여 LTE Rel-8에 정의된 TxD 방식으로 수행될 수 있다. 또한, PCFICH 전송은 8개의 물리 안테나를 2개 또는 4개 단위로 묶어 동일 데이터 및 참조 신호를 전송하는 안테나 가상화 (안테나 virtualization) 방식을 사용함으로써 2개 또는 4개의 가상 안테나 포트를 통해 이뤄질 수 있다. 또한, LTE Rel-8 단말들에 대한 역지원성을 고려하여 PDCCH 전체에서 상기에서 정의한 방식들과 같이 LTE Rel-8에서 기 지정한 4개 안테나 포트의 RS를 이용하여 LTE Rel-8에서 정의한 TxD 방식을 적용할 수 있다.

또한, PDCCH의 CCE에 추가 RS를 할당한다고 가정할 경우, 추가 RS를 위해 PCFICH=1에 대해서는 특정 CCE 세트 인덱스를 할당하고, PCFICH=2에 대해서는 PCFICH=1에서와 다른 CCE 세트 인덱스를 할당하며, PCFICH=3일 경우에는 PCFICH=1, PCFICH=2에서와 다른 CCE 세트 인덱스를 할당하도록 함으로써 RS 위치를 미리 정해 놓을 수 있다. 여기에서, CCE 세트 인덱스는 논리적 인덱스 또는 물리적 인덱스일 수 있다. 구체적으로, PCFICH=1에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번, PCFICH=2에 대해서는 CCE 세트 인덱스 M번, PCFICH=3에 대해서는 CCE 세트 인덱스 N번 등과 같이 PCFICH 값에 따라 RS가 서로 다른 OFDM 심볼과 부반송파의 자원에 할당되는 방식을 사용할 수 있다. 또한, PCFICH 값이 증가함에 따라 RS의 밀도(밀도)를 변동시키면서 할당하는 방법을 고려할 수 있다. 즉, PCFICH 값이 증가됨에 따라 RS를 할당하기 위한 CCE의 세트 인덱스 수를 증가 또는 감소시킴으로써 RS 밀도를 높이거나 줄 일 수 있다. 구체적으로, PCFICH=1에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번을 할당하고, PCFICH=2에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번과 M번을 할당하며, PCFICH=3에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번, M번 및 N번의 CCE를 할당하는 것이다. 이와 같이, PCFICH 값이 증가함에 따라 이전의 CCE 세트 인덱스에 덧붙여 새로운 CCE 세트 인덱스를 추가로 할당할 수 있다. 다른 방법으로, PCFICH=1일 때, CCE 세트 인덱스 L번을 할당하고, PCFICH=2일 때, CCE 세트 인덱스 M번과 M+1번을 할당하며, PCFICH=3일 때, 세트 인덱스 N번, N+1번, N+2번을 할당하는 방식 또한 사용할 수 있다.

위에서 제시된 실시 예는 PCFICH 값에 따라 RS 패턴을 정하는 방법에 대한 예시이다. 아래의 예시는 위와 동일한 방법으로 BCH에서 알려주는 PHICH가 차지하는 OFDM 심볼 수(PHICH_len)에 대한 값에 따라 RS 패턴을 정하는 방법에 대한 예시이다. PDCCH의 CCE에 추가 RS를 할당한다고 가정할 경우, 추가 RS를 위해 PHICH_len=1에 대해서는 특정 CCE 세트 인덱스를 할당하고, PCFICH_len=2에 대해서는 RS를 위해 PCFICH_len=1에서와 다른 CCE 세트 인덱스를 할당하며, PCFICH_len=3일 경우에는 PCFICH_len=1, PCFICH_len=2에서와 다른 CCE 세트 인덱스를 할당하도록 RS에 대한 위치를 미리 정해 놓을 수 있다. 구체적으로, PCFICH_len=1에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번, PCFICH_len=2에 대해서는 CCE 세트 인덱스 M번, PCFICH_len=3에 대해서는 CCE 세트 인덱스 N번 등과 같이 PCFICH 값에 따라 RS가 서로 다른 OFDM 심볼과 부반송파의 자원에 할당되는 방식을 사용할 수 있다. 또한, PCFICH 값이 증가함에 따라 RS의 밀도(밀도)를 변동시키면서 할당하는 방법을 고려할 수 있다. 즉, PCFICH 값이 증가됨에 따라 RS를 할당하기 위한 CCE의 세트 인덱 스 수를 증가 또는 감소시킴으로써 RS 밀도를 높이거나 줄일 수 있다. 구체적으로, PCFICH_len=1에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번을 할당하고, PCFICH_len=2에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번과 M번을 할당하며, PCFICH_len=3에 대해서는 CCE 세트 인덱스 L번, M번 및 N번의 CCE를 할당하는 것이다. 이와 같이, PCFICH_len 값이 증가함에 따라 이전의 CCE 세트 인덱스에 덧붙여 새로운 CCE 세트 인덱스를 추가로 할당할 수 있다. 다른 방법으로, PCFICH_len=1일 때, CCE 세트 인덱스 L번을 할당하고, PCFICH_len=2일 때, CCE 세트 인덱스 M번과 M+1번을 할당하며, PCFICH_len=3일 때, 세트 인덱스 N번, N+1번, N+2번을 할당하는 방식 또한 사용할 수 있다.

RS로 활용될 수 있는 CCE의 수는 시스템 BW에 따라 일정한 비율을 유지하도록 하여 시스템을 단순하게 할 수 있다. 일 예로, 각 시스템의 BW에 비례하여 CCE의 수를 증가시킬 수 있다. 구체적으로, 시스템 BW가 5MHz인 경우에 CCE의 수를 N개, 10MHz인 경우에 CCE의 수를 2×N개, 20MHz인 경우에 CCE의 수를 4×N개 사용하여 RS를 할당할 수 있다. 이는 예시로서, 시스템 BW에 따른 CCE의 수가 이로 제한되는 것은 아니다. 다른 방법으로, 시스템 BW 별로 고정된 CCE의 수를 사용하는 방법을 고려할 수 있다. 구체적으로, 시스템 BW가 5MHz인 경우에 CCE의 수를 N개, 10MHz인 경우에 CCE의 수를 M개, 20MHz인 경우에 CCE의 수를 L개 사용하여 RS를 할당할 수 있다.

또한, 사용할 수 있는 RS 패턴을 여러 개(multiple) 정의하는 것을 고려할 수 있다. 즉, 위의 방식을 사용하여 CCE 인덱스가 미리 설정된 여러 개의 RS 패턴을 정의하고, 그 중에서 어느 하나의 RS 패턴을 사용하는 것을 고려할 수 있다. 여 러 개의 RS 패턴을 정의함으로써 셀 또는 섹터 간에 RS가 충돌하는 것을 예방할 수 있다. 이로 제한되는 것은 아니지만, 다음과 같은 예를 고려할 수 있다.

패턴 1-1	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=L; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=L+1; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=L+2
패턴 1-2	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=M; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=M+1; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=M+2
패턴 1-3	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=N; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=N+1; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=N+2

패턴 2-1	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=L; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=M; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=N
패턴 2-2	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=L+1; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=M+1; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=N+1
패턴 2-3	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=L+2; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=M+2; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=N+2

패턴 3-1	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=L; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=M; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=N
패턴 3-2	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=P; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=Q, PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=R
패턴 3-3	PCFICH=1=>CCE 세트 인덱스=S; PCFICH=2=>CCE 세트 인덱스=T; 및 PCFICH=3=>CCE 세트 인덱스=U

C. 4~7번 안테나를 위한 RS를 각각의 채널에 활용하는 방법

C-1) PCFICH 정보를 디코딩하지 않아도 되는 경우

LTE-A 시스템은 8개 안테나 포트의 RS를 모두 사용하는 TxD, MIMO 프리코딩, SM, 빔포밍 등을 하향링크 제어 채널 (예, LTE Rel-8의 PHICH, PCFICH, PDCCH)에 적용할 수 있다. 이를 위해, 0~3번 안테나에 대해서는 LTE Rel-8의 RS를 사용하여 채널 추정 및 CQI를 측정하고, 4~7번 안테나에 대해서는 LTE-A에서 CCE 기반으로 새롭게 설계된 RS를 이용하여 채널 추정 및 CQI를 측정함으로써 8개 안테나 포트의 RS를 모두 사용할 수 있다. 또한, RS에 의한 채널 추정 및 채널 측정된 정보를 이용하고 추가된 RS를 함께 고려하여 채널 추정을 함으로써, 8개의 안테나 포트의 RS를 이용하는 TxD, MIMO 프리코딩, SM 방법을 데이터 채널(예, LTE Rel-8의 PDSCH)에 활용할 수 있다. 이때 시간 축으로 모자라는 채널 추정 정확도나 시-변화 성질 (time-varying property)을 만족시키기 위해서 데이터에 다중화/인베딩(embedding)된 전용 (dedicated) RS를 추가로 사용하여 MIMO 기법을 적용할 수 있다. 위에서 제시된 제어 채널에서와 유사하게 0~3번 안테나에 대해서는 LTE Rel-8에서 사용하는 RS를 사용하여 채널 추정 및 CQI를 측정하고, 4~7번 안테나에 대해서는 LTE-A에서 설계된 추가 RS (즉, 제어 채널에 할당된 RS 또는 데이터 채널에 할당된 RS)를 이용하여 채널 추정 및 CQI를 측정함으로써 8개의 안테나 포트의 RS을 사용하는 TxD, MIMO 프리코딩, SM 또는 빔포밍 방법을 하향링크 데이터 채널에 사용할 수 있다.

이러한 제어 채널 및 데이터 채널에 복수 개의 안테나를 사용하는 MIMO 기술을 적용하는 방법에 있어서는 매 서브프레임 별로 제어 채널과 데이터 채널에 대해 동일한 MIMO 방법을 사용하는 것을 제안한다. 예를 들면, 제어 채널과 데이터 채널에 8TxD를 사용할 수 있다. 또는 제어 채널과 데이터 채널에 프리코딩 기술을 사용할 수 있다. 또한 매 서브프레임 별로 서브프레임 내에서 제어 채널과 데이터 채널에 대해서 서로 다른 MIMO 기술을 적용하는 방법도 제시한다. 일 예로, 제어 채널 (예, PHICH, PCFICH, PDCCH)에 대해서는 8TxD, 데이터 채널 (예, PDSCH)에 대해서는 TxD, SM, 프리코딩 및 빔포밍 중에서 하나를 사용할 수 있다. 또한, 제어 채널의 타입에 따라서 서로 다른 MIMO 기술을 적용하는 방법을 고려할 수 있다. 또한, LTE Rel-8/9의 단말은 4Tx 내에서 MIMO 기법을 제어 채널/데이터 채널에 활용하지만, 같은 서브프레임에서 Rel-10 또는 그 이후의 단말은 8Tx를 이용한 MIMO기법을 사용하는 것과 같이 혼용된 구조를 고려할 수 있다.

C-2) PCFICH 정보를 디코딩 해야 하는 경우

LTE-A는 RS 위치가 시간축 및 주파수축 상에서 PCFICH 정보 또는 제어 채널 (예, PHICH, PCFICH, PDCCH 등)에 대해서 독립적으로 고정되어 있지 않을 경우, LTE Rel-8에서 사용하는 2개 또는 4개 안테나 포트의 RS를 사용하여 2개 또는 4개의 물리 안테나를 사용하거나, 8개의 물리 안테나를 각각 4개 또는 2개 단위로 묶어 안테나 가상화 방법을 적용하여 기존 LTE rel-8의 2Tx 또는 4Tx 송신 안테나 다이버시티, MIMO 프리코딩, SM 또는 빔포밍 방법을 하향링크의 제어 채널 (예, LTE Rel-8의 PHICH, PCFICH, PDCCH)에 적용한다. 나머지 PDSCH는 8개의 안테나 포트의 RS 전체 또는 일부를 이용하는 TxD 또는 프리코딩 또는 일련의 빔포밍을 사용하여 하향링크 전송을 하는 방법을 제안한다 LTE-A 시스템의 수신단은 제어 채널 (예, PHICH, PCFICH, PDCCH)이 8개의 송신 안테나를 이용하여 전송되었는지에 대한 정보를 알 수 없으므로 LTE Rel-8에서 사용하는 각각의 안테나 포트에 대응하는 RS를 이용하여 제어 채널 (예, PHICH, PCFICH, PDCCH)의 디코딩을 먼저 수행한다. 이러한 제어 채널 정보의 수신 후에 시간과 주파수축 상에 할당된 4~7번 물리 안테나 또는 안테나 포트들을 지원하기 위한 RS에 대한 위치 정보를 획득한다. RS의 위치 정보를 획득하고, RS를 통해 채널 추정 및 채널 측정 정보를 사용함으로써 8개의 안테나 포트의 RS를 이용하여 TxD, MIMO 프리코딩, SM 또는 빔포밍 방법을 사용하여 데이터 채널 (예, LTE Rel-8의 PDSCH)을 디코딩할 수 있다.

또한 PCFICH는 LTE Rel-8에서 사용되는 2개 또는 4개의 안테나 포트의 RS를 사용하여 2개 또는 4개의 물리 안테나를 사용하거나 8개의 물리 안테나를 각각 4개 또는 2개 단위로 묶어 안테나 가상화 방법을 적용하여 기존 LTE Rel-8의 2Tx 또는 4Tx 송신 안테나 다이버시티 방식을 적용하여 TxD 방식으로 전송하고, 나머지 PDCCH 및 PDSCH는 8개의 송신 안테나를 이용한 TxD를 사용하여 하향링크 전송하는 방법을 제안한다. 이때 각 단말은 PCFICH에 대한 정보를 LTE Rel-8에서 사용되는 각 안테나 포트에 대응하는 RS를 통해서 채널 추정하여 획득한다. PCFICH에 대한 정보를 획득한 후에 시간축 및 주파수축 상에서 할당된 4~7번까지의 물리 안테나 또는 안테나 포트들을 지원하기 위한 RS에 대한 위치 정보를 획득한다. 그 이후 4~7번까지의 안테나를 지원하기 위한 RS를 통해서 4~7까지의 안테나 별 채널을 추정하고, 이러한 채널 추정 값을 이용하여 나머지 8개 안테나 포트의 RS(LTE Rel-8에서 기 지정한 4개 안테나 포트들의 공통 RS + LTE-A에서 추가한 4~7번 안테나를 위해 제안된 CCE 기반 RS)를 이용하여 TxD를 사용하는 PDCCH 및 PDSCH의 수신신호 또는 경우에 따라 해당 RS들을 사용하여 프리코딩 또는 일련의 빔포밍을 사용해 전송된 PDSCH의 수신신호에 적용함으로써 제어 채널 (예, PDCCH) 및 데이터 채널 (예, PDSCH)에 대한 정보를 단말이 획득한다.

이러한 제어 채널 및 데이터 채널에 복수 개의 안테나를 사용하는 MIMO 기술을 적용하는 방법에 있어서 매 서브프레임 별로 각각의 제어 채널 및 데이터 채널에 대해 동일한 MIMO 방법을 사용하는 것을 제안한다. 예를 들면, 제어 채널과 데이터 채널에 4개의 안테나를 사용하는 TxD를 사용할 수 있다. 또는 제어 채널과 데이터 채널에 동일한 프리코딩 기술을 사용할 수 있다. 또한 매 서브프레임 별로 서브프레임 내에서 제어 채널과 데이터 채널에 대해서 서로 다른 MIMO 기법을 적용하는 것을 제시한다. 즉, 제어 채널 (예, PHICH, PCFICH, PDCCH)에는 4개의 안테나를 사용하는 TxD, 데이터 채널에는 8개의 송신 안테나를 사용하는 TxD, 프리코딩, SM 및 빔포밍 중에서 하나를 적용할 수 있다. 그리고 제어 채널의 타입에 따라 서로 다른 MIMO 기술을 적용하는 방법 또한 고려될 수 있다.

구체예 4: 트래픽 자원을 이용한 RS 전송

트래픽 자원의 경우에 기지국에서 RS로 사용할 자원을 할당하는 방법은 매우 용이하게 구현될 수 있다. 하지만, 기존 레거시 단말 (예, LTE Rel-8 단말)이 사용하는 트래픽 자원은 그 구조를 변경할 수 없다. 이와 달리 새로운 단말 (예, LTE-A단말)이 사용하는 트래픽 채널의 경우 그 구조를 사전에 정하여 전송할 수 있다. 예를 들어, PDSCH의 구조를 현재와 같이 정의한다면, 일련의 편재된/분산된 (localized/distributed) RB (가상 RB 또는 물리 RB 모두 가능)를 사전에 미리 정해놓고 RS 구조를 해당 RB 내에서 새롭게 정의할 수 있다. 하지만 현재의 편재된/분산된 RB들은 그 구조가 이미 존재하는 레거시 RS에 기반하였기 때문에 전체 대역에 골고루 분산되어 있는 구조를 가지고 있지 않다. 따라서 이를 감안하여 LTE-A 용의 RB를 정의하는데 기존의 편재된/분산된 RB들을 미리 할당하고 해당 RB들 내에서, 새로운 할당 구조를 정의할 수 있다. 반송파 대역 내에서 전체에 골고루 퍼져있는 RB들을 골라 세트를 만들고 이들 안에서 최대한 골고루 RS들이 배치되도록 RS 부반송파들을 정의하고 (1개 이상의 OFDM 심볼들에 걸쳐서 정의될 수 있슴) 나머지들을 분산된 또는 편재된 형태로 다시 정의할 수 있다.

하향링크에서 다중 반송파를 고려할 경우 하향링크의 특정 콤포넌트 반송파는 LTE-A 온리 (only) 반송파로만 할당될 수 있다. 따라서 각 콤포넌트 반송파 별로 매 서브프레임 또는 특정 주기의 서브프레임 기간 동안 데이터 전송을 위해 할당되는 고정된 위치의 N(≥1)개의 OFDM 심볼들을 추가적으로 이용하여 4~7번 안테나 포트를 위한 RS를 할당한다. 이러한 방법을 사용할 경우 4~7번 안테나 포트에 대한 다중화 방법으로는 CDM, FDM 형태로 수행하는 것이 가능하다. CDM 방법으로는 예를 들면 CAZAC 시퀀스를 할당하고 CAZAC 시퀀스의 서로 다른 순환 쉬프트를 RS 시퀀스로서 할당함으로써 각 안테나별 직교 특성을 가지도록 할 수 있다. FDM 방법으로는 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하기 위해 4의 배수로 구성되는 RPF를 적용할 수 있다. 예를 들어, (freq._index mod 4)=0인 경우에 4번 안테나를 위한 RS, (freq._index mod 4)=1인 경우에 5번 안테나를 위한 RS, (freq._index mod 4)=1인 경우에 6번 안테나를 위한 RS, (freq._index mod 4)=1인 경우에 7번 안테나를 위한 RS를 할당할 수 있다. 이와 유사한 구성으로 동일 시간에 대해 서로 다른 콤포넌트 반송파에 서로 다른 안테나를 위한 RS를 할당한다.

또한, 콤포넌트 반송파들간 RS의 다중화 방법은 CDM, TDM 그리고 FDM 형태의 방법이 가능하고 FDM과 CDM의 하이브리드 형태의 다중화 방법도 가능하다. FDM 방법으로는 RPF를 이용하여 총 콤포넌트 반송파의 수에 의존한 형태가 될 수 있다. 예를 들면, 하향링크에서 사용할 수 있는 DL 콤포넌트 반송파가 2개일 경우 2칸 간격으로 전 대역 또는 스케줄링 하고자 하는 대역에 RS를 할당함으로써 콤포넌트 반송파들 간의 다중화를 수행할 수 있다. 하나의 실시예로서 콤포넌트 반송파들 간과 안테나들 간의 RS 다중화 방법을 고려해 볼 때 콤포넌트 반송파들 간에는 CDM으로 다중화를 수행하고 안테나들 간에는 FDM으로 다중화를 수행할 수 있다. 또한, 안테나들 간에는 CDM으로 콤포넌트 반송파들 간에는 FDM으로 다중화를 수행할 수 있다.

이하, 도 29 내지 45를 참조하여 PDSCH에서 OFDM 심볼을 추가적으로 이용하여 RS를 할당하는 경우에 대하여 구체적으로 예시한다. LTE Rel-8의 경우, 서브프레임은 제어 영역 및 데이터 영역으로 구성되고, PDSCH는 데이터 영역에서 안테나 포트 0~3에 대한 참조 신호를 제외한 나머지 영역에 설정된다. LTE Rel-8이 폐루프(closed loop) 랭크(rank) 1 전송 모드로 동작하는 경우, PDSCH는 데이터 영역에서 안테나 포트 5에 대한 참조 신호를 제외한 나머지 영역에 설정된다. 서브프레임에 관한 자세한 구조는 도 2 내지 4를 참조할 수 있다. 도면에서 굵은 선으로 표시된 박스는 자원 블록을 나타내고, 각각의 칸은 하나의 OFDM 심볼 및 하나의 부반송파로 정의되는 자원요소(RE)를 나타낸다. 자원 블록은 7 OFDM 심볼×12 부반송파로 이루어진 것으로 예시하였다. 서브프레임에서 참조 신호가 할당되는 RE는 OFDM 심볼 인덱스 및 부반송파 인덱스의 조합으로 지시될 수 있다 (l,k)_S. 여기에서, l은 OFDM 심볼 인덱스로서 왼쪽에서 오른쪽으로 증가한다. k는 부반송파 인덱스로서 아래쪽에서 위쪽으로 증가한다. 하첨자 S는 슬롯 인덱스로서 1 또는 2이다. 자원 블록 내에서 l은 0~6 또는 0~5이고 k는 0~12이다.

표 7 및 8은 서브프레임 내에 기존의 안테나 포트 0~3에 대한 참조 신호가 할당되는 패턴을 나타낸다. 표 7 및 8은 각각 정상 CP가 사용되는 경우와 확장 CP가 사용되는 경우를 나타낸다.

	슬롯 1			슬롯 2
	l=0	l=1	l=4	l=0	l=1	l=4
k=9	R1	R3	R0	R1	R2	R0
k=6	R0	R2	R1	R0	R3	R1
k=3	R1	R3	R0	R1	R2	R0
k=0	R0	R2	R1	R0	R3	R1

	슬롯 1			슬롯 2
	l=0	l=1	l=3	l=0	l=1	l=3
k=9	R1	R3	R0	R1	R2	R0
k=6	R0	R2	R1	R0	R3	R1
k=3	R1	R3	R0	R1	R2	R0
k=0	R0	R2	R1	R0	R3	R1

표 9 및 10은 서브프레임 내에 기존의 안테나 포트 5에 대한 참조 신호가 할당되는 패턴을 나타낸다. 표 9 및 10은 각각 정상 CP가 사용되는 경우와 확장 CP가 사용되는 경우를 나타낸다.

	슬롯 1		슬롯 2
	l=3	l=6	l=2	l=5
k=10	-	R5	-	R5
k=8	R5	-	R5	-
k=6	-	R5	-	R5
k=4	R5	-	R5	-
k=2	-	R5	-	R5
k=0	R5	-	R5	-

	슬롯 1		슬롯 2
	l=4		l=1	l=4
k=11			R5
k=9	R5			R5
k=8			R5
k=6	R5			R5
k=5			R5
k=3	R5			R5
k=2			R5
k=0	R5			R5

도 29 내지 32는 네 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 안테나 포트 6~9 (R6~R9)를 위한 RS를 할당하는 경우를 예시한다. 도면에서 왼쪽 부분은 정상 CP (normal CP)가 사용된 경우를 나타내고 오른쪽 부분은 확장 CP (extended CP)가 사용된 경우를 나타낸다. 상기 도면은 제어 영역이 서브프레임의 처음 1개 또는 2개의 OFDM 심볼로 구성되는 경우를 가정한다.

A-1 내지 A-4 패턴은 확장된 안테나 포트에 대해서 주파수축으로 4칸 간격을 유지하도록 설계되었다. A-1 및 A-3 패턴은 추가적인 4개의 OFDM 심볼 각각에 확장되는 각 안테나 포트를 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. A-2 및 A-4 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 2개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다.

A-5 내지 A-8 패턴은 확장된 안테나 포트에 대한 RS가 LTE Rel-8의 RS와 동일한 오버헤드를 가지도록 설계된 경우를 나타낸다. 각각의 확장된 안테나 포트에 대한 RS는 주파수 축으로 3칸 간격을 유지하도록 설계된다. A-5 패턴은 추가적인 4개의 OFDM 심볼 각각에 확장되는 각 안테나 포트를 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. A-6 및 A-7 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 4개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. A-8 패턴은 시간 축 및 주파수 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 2개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다.

A-1 내지 A-8 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다.

A-1 내지 A-8 패턴에 따른 R6~R9의 RS 위치는 다음과 같다. 편의상 정상 CP에 관한 RS의 위치만 나타내었다. 확장 CP인 경우는 정상 CP인 경우와 동일한 RS 오버헤드와 패턴을 가지며, 서브프레임 내의 OFDM 심볼 수가 달라짐에 따라 RS가 할당되는 OFDM 심볼의 위치만 달라진다.

A-1 패턴 (도 29)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,4)1,(2,8)1}; R7 (l,k)S={(5,2)1,(5,6)1,(5,10)1} R8 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(6,2)2,(6,6)2,(6,10)2}

A-2 패턴 (도 29)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,8)1,(3,4)2}; R7 (l,k)S={(5,2)1,(5,10)1,(6,6)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(3,0)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(5,6)1,(6,2)2,(6,10)2}

A-3 패턴 (도 30)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,4)1,(2,8)1}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(5,4)1,(5,8)1} R8 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(6,0)2,(6,4)2,(6,8)2}

A-4 패턴 (도 30)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,8)1,(3,4)2}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(5,8)1,(6,4)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(3,0)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(5,4)1,(6,0)2,(6,8)2}

A-5 패턴 (도 31)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,3)1,(2,6)1,(2,9)1}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(5,3)1,(5,6)1,(5,9)1} R8 (l,k)S={(3,0)2,(3,3)2,(3,6)2,(3,9)2}; R9 (l,k)S={(6,0)2,(6,3)2,(6,6)2,(6,9)2}

A-6 패턴 (도 31)

R6 (l,k)S={(2,9)1,(5,6)1,(3,3)2,(6,0)2}; R7 (l,k)S={(2,6)1,(5,3)1,(3,0)2,(6,9)2} R8 (l,k)S={(2,3)1,(5,0)1,(3,9)2,(6,6)2}; R9 (l,k)S={(2,0)1,(5,9)1,(3,6)2,(6,3)2}

A-7 패턴 (도 32)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(5,3)1,(3,6)2,(6,9)2}; R7 (l,k)S={(2,9)1,(5,0)1,(3,3)2,(6,6)2} R8 (l,k)S={(2,6)1,(5,9)1,(3,0)2,(6,3)2}; R9 (l,k)S={(2,3)1,(5,6)1,(3,9)2,(6,0)2}

A-8 패턴 (도 32)

R6 (l,k)S={(2,3)1,(2,9)1,(3,0)2,(3,6)2}; R7 (l,k)S={(5,3)1,(5,9)1,(6,0)2,(6,6)2} R8 (l,k)S={(2,0)1,(2,6)1,(3,3)2,(3,9)2}; R9 (l,k)S={(5,0)1,(5,6)1,(6,3)2,(6,9)2}

도 33 및 34는 세 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 안테나 포트 6~9 (R6~R9)를 위한 RS를 할당하는 경우를 예시한다. 도면에서 왼쪽 부분은 정상 CP (normal CP)가 사용된 케이스를 나타내고 오른쪽 부분은 확장 CP (extended CP)가 사용된 경우를 나타낸다.

B-1 내지 B-4 패턴은 확장된 안테나 포트에 대해서 주파수축으로 3칸 간격 내지 3의 배수 간격을 유지하도록 설계되었다. B-1 내지 B-4 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 3개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. 특히, B-1 및 B-2 패턴은 제어 영역이 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼로 구성되는 경우를 나타낸다. 이 경우, 서브프레임에서 세 번째 OFDM 심볼이 제어 영역의 자원으로 사용되므로, 확장된 안테나 포트에 대한 RS는 서브프레임의 처음 6번째 OFDM 심볼부터 할당될 수 있다. 제어 영역이 서브프레임에서 처음 2개 이하의 OFDM 심볼로 구성되는 경우, B-1 내지 B-4 패턴이 모두 적용될 수 있다.

B-1 내지 B-4 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다.

B-1 내지 B-4 패턴에 따른 R6~R9의 RS 위치는 다음과 같다. 편의상 정상 CP에 관한 RS의 위치만 나타내었다. 확장 CP인 경우는 정상 CP인 경우와 동일한 RS 오버헤드와 패턴을 가지며, 서브프레임 내의 OFDM 심볼 수가 달라짐에 따라 RS가 할당되는 OFDM 심볼의 위치만 달라진다.

B-1 패턴 (도 32)

R6 (l,k)S={(5,9)1,(3,6)2,(6,3)2}; R7 (l,k)S={(5,6)1,(3,3)2,(6,0)2} R8 (l,k)S={(5,3)1,(3,0)2,(6,9)2}; R9 (l,k)S={(5,0)1,(3,9)2,(6,6)2}

B-2 패턴 (도 32)

R6 (l,k)S={(5,3)1,(3,6)2,(6,9)2}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(3,3)2,(6,6)2} R8 (l,k)S={(5,9)1,(3,0)2,(6,3)2}; R9 (l,k)S={(5,6)1,(3,9)2,(6,0)2}

B-3 패턴 (도 33)

R6 (l,k)S={(2,9)1,(5,6)1,(3,3)2}; R7 (l,k)S={(2,6)1,(5,3)1,(3,0)2} R8 (l,k)S={(2,3)1,(5,0)1,(3,9)2}; R9 (l,k)S={(2,0)1,(5,9)1,(3,6)2}

B-4 패턴 (도 33)

R6 (l,k)S={(2,3)1,(5,6)1,(3,9)2}; R7 (l,k)S={(2,0)1,(5,3)1,(3,6)2} R8 (l,k)S={(2,9)1,(5,0)1,(3,3)2}; R9 (l,k)S={(2,6)1,(5,9)1,(3,3)2}

도 35 내지 42는 두 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 안테나 포트 6~9 (R6~R9)를 위한 RS를 할당하는 경우를 예시한다. 도면에서 왼쪽 부분은 정상 CP (normal CP)가 사용된 케이스를 나타내고 오른쪽 부분은 확장 CP (extended CP)가 사용된 경우를 나타낸다.

C-1 내지 C-16 패턴은 확장된 안테나 포트에 대해서 주파수축으로 4칸 간격을 유지하도록 설계되었다. C-1, C-3, C-5, C-7 및 C-9 패턴은 추가적인 2개의 OFDM 심볼 각각에 확장되는 각 안테나 포트를 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. C-2, C-4, C-6, C-8 및 C-10 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 2개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. C-11 내지 C-16 패턴은 확장된 안테나 포트에 대한 RS가 LTE Rel-8의 RS와 동일한 오버헤드를 가지도록 설계된 경우를 나타낸다. 특히, C-1 내지 C-6 패턴은 제어 영역이 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼로 구성되는 경우를 나타낸다. 이 경우, 서브프레임에서 세 번째 OFDM 심볼이 제어 영역의 자원으로 사용되므로, 확장된 안테나 포트에 대한 RS는 서브프레임의 처음 6번째 OFDM 심볼부터 할당될 수 있다. 제어 영역이 서브프레임에서 처음 2개 이하의 OFDM 심볼로 구성되는 경우, C-1 내지 C-16 패턴이 모두 적용될 수 있다.

C-1 내지 C-16 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다.

C-1 내지 C-16 패턴에 따른 R6~R9의 RS 위치는 다음과 같다. 편의상 정상 CP에 관한 RS의 위치만 나타내었다. 확장 CP인 경우는 정상 CP인 경우와 동일한 RS 오버헤드와 패턴을 가지며, 서브프레임 내의 OFDM 심볼 수가 달라짐에 따라 RS가 할당되는 OFDM 심볼의 위치만 달라진다.

C-1 패턴 (도 35)

R6 (l,k)S={(5,0)1,(5,4)1,(5,8)1}; R7 (l,k)S={(5,1)1,(5,5)1,(5,9)1} R8 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(3,1)2,(3,5)2,(3,9)2}

C-2 패턴 (도 35)

R6 (l,k)S={(5,0)1,(5,8)1,(3,4)2}; R7 (l,k)S={(5,1)1,(5,9)1,(3,5)2} R8 (l,k)S={(5,4)1,(3,0)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(5,5)1,(3,1)2,(3,9)2}

C-3 패턴 (도 36)

R6 (l,k)S={(5,0)1,(5,4)1,(5,8)1}; R7 (l,k)S={(5,1)1,(5,5)1,(5,9)1} R8 (l,k)S={(6,0)2,(6,4)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(6,1)2,(6,5)2,(6,9)2}

C-4 패턴 (도 36)

R6 (l,k)S={(5,0)1,(5,8)1,(6,4)2}; R7 (l,k)S={(5,1)1,(5,9)1,(6,5)2} R8 (l,k)S={(5,4)1,(6,0)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(5,5)1,(6,1)2,(6,9)2}

C-5 패턴 (도 37)

R6 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}; R7 (l,k)S={(3,1)2,(3,5)2,(3,9)2} R8 (l,k)S={(6,0)2,(6,4)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(6,1)2,(6,5)2,(6,9)2}

C-6 패턴 (도 37)

R6 (l,k)S={(3,0)2,(3,8)2,(6,4)2}; R7 (l,k)S={(3,1)2,(3,9)2,(6,5)2} R8 (l,k)S={(3,4)2,(6,0)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(3,5)2,(6,1)2,(6,9)2}

C-7 패턴 (도 38)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,4)1,(2,8)1}; R7 (l,k)S={(2,1)1,(2,5)1,(2,9)1} R8 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(3,1)2,(3,5)2,(3,9)2}

C-8 패턴 (도 38)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,8)1,(3,4)2}; R7 (l,k)S={(2,1)1,(2,9)1,(3,5)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(3,0)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(2,5)1,(3,1)2,(3,9)2}

C-9 패턴 (도 39)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,4)1,(2,8)1}; R7 (l,k)S={(2,1)1,(2,5)1,(2,9)1} R8 (l,k)S={(6,0)2,(6,4)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(6,1)2,(6,5)2,(6,9)2}

C-10 패턴 (도 39)

R6 (l,k)S={(2,0)1,(2,8)1,(6,4)2}; R7 (l,k)S={(2,1)1,(2,9)1,(6,5)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(6,0)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(2,5)1,(6,1)2,(6,9)2}

C-11 패턴 (도 40)

R6 (l,k)S={(2,2)1,(2,8)1,(3,0)2,(3,6)2}; R7 (l,k)S={(2,3)1,(2,9)1,(3,1)2,(3,7)2} R8 (l,k)S={(2,0)1,(2,6)1,(3,2)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(2,1)1,(2,7)1,(3,3)2,(3,9)2}

C-12 패턴 (도 40)

R6 (l,k)S={(2,3)1,(2,9)1,(3,0)2,(3,6)2}; R7 (l,k)S={(2,0)1,(2,6)1,(3,3)2,(3,9)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(2,10)1,(3,1)2,(3,7)2}; R9 (l,k)S={(2,1)1,(2,7)1,(3,4)2,(3,10)2}

C-13 패턴 (도 41)

R6 (l,k)S={(2,3)1,(2,9)1,(3,1)2,(3,7)2}; R7 (l,k)S={(2,0)1,(2,6)1,(3,4)2,(3,10)2} R8 (l,k)S={(2,4)1,(2,10)1,(3,2)2,(3,8)2}; R9 (l,k)S={(2,1)1,(2,7)1,(3,5)2,(3,11)2}

C-14 패턴 (도 41)

R6 (l,k)S={(5,2)1,(5,8)1,(6,0)2,(6,6)2}; R7 (l,k)S={(5,3)1,(5,9)1,(6,1)2,(6,7)2} R8 (l,k)S={(5,0)1,(5,6)1,(6,2)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(5,1)1,(5,7)1,(6,3)2,(6,9)2}

C-15 패턴 (도 42)

R6 (l,k)S={(5,3)1,(5,9)1,(6,0)2,(6,6)2}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(5,6)1,(6,3)2,(6,9)2} R8 (l,k)S={(5,4)1,(5,10)1,(6,1)2,(6,7)2}; R9 (l,k)S={(5,1)1,(5,7)1,(6,4)2,(6,10)2}

C-16 패턴 (도 42)

R6 (l,k)S={(5,3)1,(5,9)1,(6,1)2,(6,7)2}; R7 (l,k)S={(5,0)1,(5,6)1,(6,4)2,(6,10)2} R8 (l,k)S={(5,4)1,(5,10)1,(6,2)2,(6,8)2}; R9 (l,k)S={(5,1)1,(5,7)1,(6,5)2,(6,11)2}

도 43 및 44는 한 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 안테나 포트 6~9 (R6~R9)를 위한 RS를 할당하는 경우를 예시한다. 도면에서 왼쪽 부분은 정상 CP (normal CP)가 사용된 케이스를 나타내고 오른쪽 부분은 확장 CP (extended CP)가 사용된 경우를 나타낸다.

D-1 내지 D-4 패턴은 확장된 안테나 포트에 대해서 주파수축으로 4칸 간격을 유지하도록 설계되었다. 특히, D-1 내지 D-3 패턴은 제어 영역이 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼로 구성되는 경우를 나타낸다. 이 경우, 서브프레임에서 세 번째 OFDM 심볼이 제어 영역의 자원으로 사용되므로, 확장된 안테나 포트에 대한 RS는 서브프레임의 처음 6번째 OFDM 심볼부터 할당될 수 있다. 제어 영역이 서브프레임에서 처음 2개 이하의 OFDM 심볼로 구성되는 경우, D-1 내지 D-4 패턴이 모두 적용될 수 있다.

D-1 내지 D-4 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다. 특히, D-1 패턴은 제어 영역이 서브프레임의 처음 3개의 OFDM 심볼로 구성되는 경우를 나타낸다. 이 경우, 서브프레임에서 세 번째 OFDM 심볼이 제어 영역의 자원으로 사용되므로, 확장된 안테나 포트에 대한 RS는 서브프레임의 처음 6번째 OFDM 심볼부터 할당될 수 있다. 제어 영역이 서브프레임에서 처음 2개 이하의 OFDM 심볼로 구성되는 경우, D-1 내지 D-4 패턴이 모두 적용될 수 있다.

D-1 내지 D-4 패턴에 따른 R6~R9의 RS 위치는 다음과 같다. 편의상 정상 CP에 관한 RS의 위치만 나타내었다. 확장 CP인 경우는 정상 CP인 경우와 동일한 RS 오버헤드와 패턴을 가지며, 서브프레임 내의 OFDM 심볼 수가 달라짐에 따라 RS가 할당되는 OFDM 심볼의 위치만 달라진다.

D-1 패턴 (도 43)

R6 (l,k)S={(5,3)1,(5,7)1,(5,11)1}; R7 (l,k)S={(5,2)1,(5,6)1,(5,10)1} R8 (l,k)S={(5,1)1,(5,5)1,(5,9)1}; R9 (l,k)S={(5,0)1,(5,4)1,(5,8)1}

D-2 패턴 (도 43)

R6 (l,k)S={(3,3)2,(3,7)2,(3,11)2}; R7 (l,k)S={(3,2)2,(3,6)2,(3,10)2} R8 (l,k)S={(3,1)2,(3,5)2,(3,9)2}; R9 (l,k)S={(3,0)2,(3,4)2,(3,8)2}

D-3 패턴 (도 44)

R6 (l,k)S={(6,3)2,(6,7)2,(6,11)2}; R7 (l,k)S={(6,2)2,(6,6)2,(6,10)2} R8 (l,k)S={(6,1)2,(6,5)2,(6,9)2}; R9 (l,k)S={(6,0)2,(6,4)2,(6,8)2}

D-4 패턴 (도 44)

R6 (l,k)S={(2,3)1,(2,7)1,(2,11)1}; R7 (l,k)S={(2,2)1,(2,6)1,(2,10)1} R8 (l,k)S={(2,1)1,(2,5)1,(2,9)1}; R9 (l,k)S={(2,0)1,(2,4)1,(2,8)1}

도 45는 기존의 RS가 할당된 OFDM 심볼을 이용하여 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)를 위한 RS를 할당하는 경우를 예시한다.

E-1 및 E-2 패턴은 확장된 안테나 포트에 대해서 주파수축으로 4칸 간격을 유지하도록 설계되었고, 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 3개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다.

E-1 및 E-2 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다.

E-1 및 E-2 패턴에 따른 R6~R9의 RS 위치는 다음과 같다. 확장 CP인 경우는 정상 CP인 경우와 동일한 RS 오버헤드와 패턴을 가지며, 서브프레임 내의 OFDM 심볼 수가 달라짐에 따라 RS가 할당되는 OFDM 심볼의 위치만 달라진다.

E-1 패턴 (도 45)

R6 (l,k)S={(3,9)1,(6,5)1,(2,1)2}; R7 (l,k)S={(6,9)1,(2,5)2,(5,1)2} R8 (l,k)S={(3,1)1,(2,9)2,(5,5)2}; R9 (l,k)S={(3,5)1,(6,1)1,(5,9)2}

E-2 패턴 (도 45)

R6 (l,k)S={(3,1)1,(6,5)1,(2,9)2}; R7 (l,k)S={(6,1)1,(2,5)2,(5,9)2} R8 (l,k)S={(3,9)1,(2,1)2,(5,5)2}; R9 (l,k)S={(3,5)1,(6,9)1,(5,1)2}

본 발명의 실시예에 따른 A~E 패턴은 확장된 네 개의 안테나에 대한 RS를 FDM 및 TDM 형태로 다중화하는 경우를 예시하고 있다. 그러나, 앞에서 예시한 RS 패턴은 예시적인 것으로서, 안테나 포트 6~9를 위한 RS를 할당하는 자원의 서브셋을 CDM의 형태로 다중화하는 것도 가능하다. 일 예로, A-1 패턴을 참조하면, 안테나 포트 6번과 안테나 포트 8번의 RS를 위해 총 6개의 RE가 사용되는 것을 볼 수 있다 (각각 3개). 이 경우, 안테나 포트 6 및 8을 위해 각각 6개의 RS를 상기 6개의 RE에 중복하여 할당하고, 안테나 포트 별로 서로 다른 코드 또는 시퀀스를 할당함으로써 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 또한, 확장된 안테나에 대한 RS가 할당되는 전체 RE를 모두 이용하여 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 일 예로, A-1 패턴을 참조하면, 안테나 포트 6~9의 RS를 위해 총 12개의 RE가 사용되는 것을 볼 수 있다 (각각 3개). 이 경우, 각 안테나 포트를 위한 12개의 RS를 상기 12개의 RE에 중복하여 할당하고, 안테나 포트 별로 서로 다른 코드 또는 시퀀스를 할당함으로써 확장된 4개의 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 방식으로 다중화하는 것은 A~E 패턴에 모두 적용될 수 있다.

구체예 4는 독립적으로 4~7번 안테나에 대한 RS를 전송하는데 활용될 수 있으며, 구체예 1에서 언급된 RS의 전송 방안에 대해 추가적으로 이용될 수 있다.

일 예로, 4~7번 안테나에 대한 RS를 전송하기 위하여 안테나들 간에 구체예 1의 방법과 구체예 4의 방법을 함께 사용하는 것을 고려할 수 있다. 예를 들면, 4, 5번 안테나를 위한 RS의 경우는 PDCCH에 예약된 CCE를 할당하고, 6, 7번 안테나를 위한 RS의 경우는 하향링크 데이터 채널 중 추가적인 OFDM 심볼 또는 주파수 영역에서의 일정 RB를 이용하여 RS를 전송하는 방법을 고려할 수 있다. 이와 유사한 형태로, 특정 안테나의 RS에 대해서는 PDCCH의 예약된 CCE를 할당하고 나머지 안테나의 RS에 대해서는 구체예 4에 따른 LTE Rel-8의 하향링크 데이터 채널 중 OFDM 심볼 또는 주파수 영역에서 일정 RB에 할당할 수 있는 방법이 있다.

다른 예로, 4~7번 안테나를 위한 RS가 서브프레임별로 특정 서브프레임에는 구체예 1에서 제시된 것과 같이 PDCCH가 할당된 영역에 할당되고, RS를 전송하는 일정한 주기 후에는 하향링크 데이터 채널 중 OFDM 심볼 또는 주파수 영역에서의 일정 RB 또는 LTE-A를 위해 유일하게 사용되는 서브프레임에 안테나들간 FDM, TDM, CDM의 형태로 할당할 수 있는 방법을 고려할 수 있다.

구체예 5: 안테나 포트 5의 RS 패턴을 4~7번 안테나를 위한 RS 자원으로 재사용

클래식 (Classical) 빔포밍을 위한 RS 패턴이 4~7번 안테나에 RS를 적용되는 경우, 안테나 포트 5가 클래식 빔포밍을 위해 사용되지 않는다는 것을 전제로 LTE Rel-8에 정의된 안테나 포트 5의 RS 패턴 또는 안테나 포트 5가 사용하는 심볼을 그대로 LTE-A의 4~7번 안테나를 위한 RS를 위해 재사용하는 방법을 제안한다. 동일한 밀도를 가지고 4~7번 안테나 간에 TDM, FDM, CDM 방법으로 다중화 할 수 있다. 또한, 구체예 5의 방법은 4~7번 안테나에 RS를 적용하는 방법으로서 구체예 5에서와 동일하게 구체예 1에 대한 추가적인 방법으로 고려될 수 있으며 또한 RS를 채널 측정을 위한 CSI-RS 및 데이터 복조용 DM-RS 용도로도 사용할 것을 제안한다.

일 예로, 4~7번 안테나에 대한 RS를 전송하기 위하여 안테나들 간에 구체예 1의 방법과 구체예 5의 방법을 함께 사용하는 것을 고려할 수 있다. 예를 들면. 4, 5번 안테나를 위한 RS의 경우는 PDCCH에 예약된 CCE를 할당하고, 6, 7번 안테나를 위한 RS의 경우는 안테나 포트 5의 RS 패턴을 그대로 6, 7번 안테나를 위해 재사용할 수 있으며, 또는 안테나 포트 5가 사용하는 OFDM 심볼이 6, 7번 안테나를 위해 재사용될 수 있다. 이와 유사한 형태로, 특정 안테나의 RS에 대해서는 PDCCH의 예약된 CCE를 할당하고 나머지 안테나의 RS에는 구체예 5의 방법을 사용할 수 있다.

다른 예로, 4~7번 안테나를 위한 RS가 서브프레임별로 특정 서브프레임에는 구체예 1에서 제시된 것과 같이 PDCCH가 할당된 영역에 할당되고, RS를 전송하는 일정한 주기 후에는 하향링크 데이터 채널 중 안테나 포트 5의 RS 패턴을 그대로 4~7번 안테나를 위한 RS에 재사용하거나, 안테나 포트 5가 사용하는 OFDM 심볼을 재사용할 수 있다. 서브프레임에서 4~7번 안테나를 위한 RS는 안테나들간 FDM, TDM, CDM의 형태로 할당될 수 있다.

도 46은 서브프레임 내에 안테나 포트 5를 위한 RS가 할당되는 패턴을 나타낸다. LTE Rel-8은 폐루프(closed loop) 랭크(rank) 1 전송 모드일 때 안테나 포트 5를 사용하는 것으로 정의하고 있다. 도면에서 굵은 선으로 표시된 박스는 자원 블록을 나타내고, 각각의 칸은 하나의 OFDM 심볼 및 하나의 부반송파로 정의되는 자원요소를 나타낸다. 안테나 포트 5를 위한 RS의 할당 패턴에 대해서는 표 9 및 10을 함께 참조할 수 있다.

이하, 도 47 내지 52를 참조하여 확장된 안테나 포트에 대한 RS를 기존의 안테나 포트 5의 RS 패턴을 재사용해서 할당하는 경우를 구체적으로 예시한다. LTE Rel-8에서 정의된 안테나 포트 5가 차지하는 자원요소들을 재사용함으로써, LTE Rel-8로부터 진화된 새로운 시스템 (LTE-A)은 확장된 안테나 구조를 갖더라도 LTE Rel-8에 대한 역지원성 (backward compatibility)을 유지할 수 있다.

P-1 내지 P-8 패턴은 확장된 안테나 포트에 대한 RS가 주파수 축으로 4칸 간격을 유지하도록 설계되었다. P-1 내지 P-4 패턴은 정상 CP를 사용한 경우를 예시한다. 구체적으로, P-1 패턴은 하나의 OFDM 심볼 각각에 확장되는 각 안테나 포트를 위한 RS들이 할당되는 경우이다. P-2 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 2개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트을 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다. P-3 및 P-4 패턴은 P-1 패턴과 P-2 패턴이 혼합된 형태이다. 한편, P-5 내지 P-8 패턴은 확장 CP를 사용한 경우를 예시한다. P-5 내지 P-8 패턴은 시간 축으로의 채널 변화를 반영하기 위해 3개의 OFDM 심볼에 걸쳐서 각 안테나 포트를 위한 RS들이 할당되는 경우를 나타낸다.

P-1 내지 P-8 패턴에서 확장된 안테나 포트 6~9 (R6~R9)는 서로 위치가 바뀔 수 있다. 또한, 확장된 안테나 포트에 대한 RS에는 기존의 안테나 포트 5에 적용되는 v_shift(v_shift=cell_id mod 3), 셀 간 RS들의 간섭을 감소시키기 위해 사용하는 주파수 축 상에서의 위치이동을 동일하게 적용할 수 있다.

P-1 패턴 (도 47)

R6 (l,k)S={(3,0)1,(3,4)1,(3,8)1}; R7 (l,k)S={(2,0)2,(2,4)2,(2,8)2} R8 (l,k)S={(6,2)1,(6,6)1,(6,10)1}; R9 (l,k)S={(5,2)2,(5,6)2,(5,10)2}

P-2 패턴 (도 48)

R6 (l,k)S={(3,0)1,(3,8)1,(2,4)2}; R7 (l,k)S={(3,4)1,(2,0)2,(2,8)2} R8 (l,k)S={(6,2)1,(6,10)1,(5,6)2}; R9 (l,k)S={(6,6)1,(5,2)2,(5,10)2}

P-3 패턴 (도 48)

R6 (l,k)S={(3,0)1,(3,4)1,(3,8)1}; R7 (l,k)S={(2,0)2,(2,4)2,(2,8)2} R8 (l,k)S={(6,2)1,(6,10)1,(5,6)2}; R9 (l,k)S={(6,6)1,(5,2)2,(5,10)2}

P-4 패턴 (도 48)

R6 (l,k)S={(3,0)1,(3,8)1,(2,4)2}; R7 (l,k)S={(6,2)1,(6,6)1,(6,10)1} R8 (l,k)S={(3,4)1,(2,0)2,(2,8)2}; R9 (l,k)S={(5,2)2,(5,6)2,(5,10)2}

P-5-1 패턴 (도 49)

R6 (l,k)S={(4,9)1,(1,5)2,(4,0)2}; R7 (l,k)S={(4,6)1,(1,2)2,(4,9)2} R8 (l,k)S={(4,3)1,(1,11)2,(4,6)2}; R9 (l,k)S={(4,0)1,(1,8)2,(4,3)2}

P-5-2 패턴 (도 49)

R6 (l,k)S={(4,9)1,(1,2)2,(4,6)2}; R7 (l,k)S={(4,6)1,(1,11)2,(4,3)2} R8 (l,k)S={(4,3)1,(1,8)2,(4,0)2}; R9 (l,k)S={(4,0)1,(1,5)2,(4,9)2}

P-5-3 패턴 (도 49)

R6 (l,k)S={(4,9)1,(1,8)2,(4,0)2}; R7 (l,k)S={(4,6)1,(1,5)2,(4,9)2} R8 (l,k)S={(4,3)1,(1,2)2,(4,6)2}; R9 (l,k)S={(4,0)1,(1,11)2,(4,3)2}

P-6-1 패턴 (도 50)

R6 (l,k)S={(4,0)1,(1,8)2,(4,3)2}; R7 (l,k)S={(4,9)1,(1,5)2,(4,0)2} R8 (l,k)S={(4,6)1,(1,2)2,(4,9)2}; R9 (l,k)S={(4,3)1,(1,11)2,(4,6)2}

P-6-2 패턴 (도 50)

R6 (l,k)S={(4,0)1,(1,5)2,(4,9)2}; R7 (l,k)S={(4,9)1,(1,2)2,(4,6)2} R8 (l,k)S={(4,6)1,(1,11)2,(4,3)2}; R9 (l,k)S={(4,3)1,(1,8)2,(4,0)2}

P-6-3 패턴 (도 50)

R6 (l,k)S={(4,0)1,(1,11)2,(4,3)2}; R7 (l,k)S={(4,9)1,(1,8)2,(4,0)2} R8 (l,k)S={(4,6)1,(1,5)2,(4,9)2}; R9 (l,k)S={(4,3)1,(1,2)2,(4,6)2}

P-7-1 패턴 (도 51)

R6 (l,k)S={(4,3)1,(1,11)2,(4,6)2}; R7 (l,k)S={(4,0)1,(1,8)2,(4,3)2} R8 (l,k)S={(4,9)1,(1,5)2,(4,0)2}; R9 (l,k)S={(4,6)1,(1,2)2,(4,9)2}

P-7-2 패턴 (도 51)

R6 (l,k)S={(4,3)1,(1,8)2,(4,0)2}; R7 (l,k)S={(4,0)1,(1,5)2,(4,9)2} R8 (l,k)S={(4,9)1,(1,2)2,(4,6)2}; R9 (l,k)S={(4,6)1,(1,11)2,(4,3)2}

P-7-3 패턴 (도 51)

R6 (l,k)S={(4,3)1,(1,2)2,(4,6)2}; R7 (l,k)S={(4,0)1,(1,11)2,(4,3)2} R8 (l,k)S={(4,9)1,(1,8)2,(4,0)2}; R9 (l,k)S={(4,6)1,(1,5)2,(4,9)2}

P-8-1 패턴 (도 52)

R6 (l,k)S={(4,6)1,(1,2)2,(4,9)2}; R7 (l,k)S={(4,3)1,(1,11)2,(4,6)2} R8 (l,k)S={(4,0)1,(1,8)2,(4,3)2}; R9 (l,k)S={(4,9)1,(1,5)2,(4,0)2}

P-8-2 패턴 (도 52)

R6 (l,k)S={(4,6)1,(1,11)2,(4,3)2}; R7 (l,k)S={(4,3)1,(1,8)2,(4,0)2} R8 (l,k)S={(4,0)1,(1,5)2,(4,9)2}; R9 (l,k)S={(4,9)1,(1,2)2,(4,6)2}

P-8-3 패턴 (도 52)

R6 (l,k)S={(4,6)1,(1,5)2,(4,9)2}; R7 (l,k)S={(4,3)1,(1,2)2,(4,6)2} R8 (l,k)S={(4,0)1,(1,11)2,(4,3)2}; R9 (l,k)S={(4,9)1,(1,5)2,(4,0)2}

본 발명의 실시예에 따른 P-1 내지 P-8 패턴은 확장된 네 개의 안테나에 대한 RS를 FDM 및 TDM 형태로 다중화하는 경우를 예시하고 있다. 그러나, 앞에서 예시한 RS 패턴은 예시적인 것으로서, 안테나 포트 6~9를 위한 RS를 할당하는 자원의 서브셋을 CDM의 형태로 다중화하는 것도 가능하다. 일 예로, A-1 패턴을 참조하면, 안테나 포트 6번과 안테나 포트 8번의 RS를 위해 총 6개의 RE가 사용되는 것을 볼 수 있다 (각각 3개). 이 경우, 상기 6개의 RE에 안테나 포트 6 및 8을 위해 각각 6개의 RS를 상기 6개의 RE에 중복하여 할당하고, 안테나 포트 별로 서로 다른 코드 또는 시퀀스를 할당함으로써 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 또한, 확장된 안테나에 대한 RS가 할당되는 전체 RE를 모두 이용하여 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 일 예로, A-1 패턴을 참조하면, 안테나 포트 6~9의 RS를 위해 총 12개의 RE가 사용되는 것을 볼 수 있다 (각각 3개). 이 경우, 각 안테나 포트를 위한 12개의 RS를 상기 12개의 RE에 중복하여 할당하고, 안테나 포트 별로 서로 다른 코드 또는 시퀀스를 할당함으로써 확장된 4개의 안테나에 대한 RS를 CDM 형태로 다중화할 수 있다. 확장된 안테나에 대한 RS를 CDM 방식으로 다중화하는 것은 P-1 내지 P-8 패턴에 모두 적용될 수 있다.

본 발명에서 제시한 각 콤포넌트 반송파에서 또는 전체 콤포넌트 반송파에서 주파수 의존성 (frequency dependant) 스케줄링을 하기 위해 스케줄링 BW내에서 4~7번 안테나에 대한 RS의 할당 방안들을 적용할 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 문서에서 본 발명의 실시예들은 주로 단말과 기지국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말'은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명은 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 본 발명은 SC-FDMA, MC-FDMA 및 OFDMA 중에서 적어도 하나를 지원하는 무선 통신 시스템에 적용될 수 있다. 구체적으로, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 무선 통신 시스템에서 참조 신호를 전송하는 방법에 적용될 수 있다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.

도 1은 3GPP LTE에서 사용되는 라디오 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 나타낸다.

도 3은 하향링크 라디오 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4는 하향링크 서브프레임에 할당되는 제어 채널을 나타낸다.

도 5는 제어 채널에 할당되는 자원 단위를 나타낸다.

도 6은 제어 영역 내에서 PHICH가 할당되는 예를 나타낸다.도 7은

도 7(a)(b)는 다중 대역 무선 주파수 기반 신호 송수신 방법을 예시한다.

도 8은 다중 반송파 시스템에서 주파수를 할당하는 방법을 예시한다.

도 9는 다중 대역 지원 방식에 있어서 하나의 기지국과 복수의 단말 사이의 통신이 이루어지는 시나리오를 예시한다.

도 10은 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다.

도 11은 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다.

도 12-13은 CCE에 4~7번 안테나를 위한 RS의 할당 예를 나타낸다.

도 14는 콤포넌트 반송파들 간에 4~7번 안테나를 위한 RS를 TDM, FDM 또는 CDM 방식으로 할당하는 방법을 예시한다.

도 17-21은 한 콤포넌트 반송파 내에서 4~7번 안테나를 위한 RS를 TDM, FDM 또는 CDM 방식으로 다중화하는 방법을 예시한다.

도 22는 콤포넌트 반송파 내에서 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다.

도 23은 전체 콤포넌트 반송파에 RS를 확산하여 할당하는 방법을 예시한다.

도 24-25는 PHICH에 4~7번 안테나를 위한 RS의 할당 예를 나타낸다.

도 26-27은 PHICH를 통해 4~7번 안테나의 RS를 전송하는 예를 나타낸다.

도 28은 안테나 4~7의 RS에 대해 시그널링을 수행하는 흐름도를 나타낸다.

도 29-32는 PDSCH에서 네 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 33-34는 PDSCH에서 세 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 35-42는 PDSCH에서 두 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 43-44는 PDSCH에서 한 개의 OFDM 심볼을 추가로 이용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 45는 PDSCH에서 기존의 0~3번 안테나FMF 위한 RS가 할당된 OFDM 심볼을 이용하여 추가로 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

도 46은 서브프레임 내에서 안테나 포트 5를 위한 RS의 패턴을 나타낸다.

도 47-52는 안테나 포트 5의 RS 패턴을 재사용하여 4~7번 안테나를 위한 RS를 할당하는 방법을 예시한다.

Claims (15)

1. 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 전송 방법에 있어서,

   제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 생성하는 단계;

   상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에 참조 신호를 할당하는 단계; 및

   상기 서브프레임을 전송하는 단계를 포함하는 참조 신호 전송 방법.
2. 제1항에 있어서,

   상기 제어 채널은 상기 제어 영역 중에서 제1 안테나 그룹에 대한 참조 신호가 할당되고 남는 자원을 이용하여 구성되고, 상기 제어 채널에는 제2 안테나 그룹에 대한 참조 신호가 할당되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
3. 제2항에 있어서,

   상기 제1 안테나 그룹은 여덟 개의 안테나 중에서 제1 내지 제4 안테나를 포함하고, 상기 제2 안테나 그룹은 상기 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
4. 제1항에 있어서,

   상기 참조 신호는 상기 제어 영역 내에서 일정한 패턴을 갖도록 상기 제어 채널에 할당되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
5. 제1항에 있어서,

   상기 참조 신호는 서브프레임의 배수 또는 서브프레임의 복수의 배수에 해당하는 주기 마다 전송되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
6. 제5항에 있어서,

   상기 참조 신호가 전송되는 시작 시점은 콤포넌트 반송파 별로 서로 다른 오프셋이 적용되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
7. 제1항에 있어서,

   상기 참조 신호는 제5 내지 제8 안테나에 대한 참조 신호를 포함하고, 각각의 안테나에 대한 참조 신호는 TDM (Time Division Multiplexing), FDM (Frequency Division Multiplexing) 및 CDM (Code Division Multiplexing) 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화되어 있는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
8. 제1항에 있어서,

   상기 참조 신호는 복수의 콤포넌트 반송파 간에 TDM , FDM 및 CDM 중에서 적어도 하나를 이용하여 다중화되어 있는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
9. 제1항에 있어서,

   상기 제어 채널은 PDCCH (Physical Downlink Control CHannel)인 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
10. 제9항에 있어서,

    상기 PDCCH는 CCE (Control Channel Element) 단위로 구성되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
11. 제1항에 있어서,

    상기 제어 채널은 PHICH (Physical Hybrid-ARQ Indicator CHannel)인 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
12. 제11항에 있어서,

    상기 PHICH는 3개의 REG (Resource Element Group) 단위로 구성되는 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
13. 제1항에 있어서,

    상기 참조 신호는 여덟 개의 안테나 중에서 제5 내지 제8 안테나를 위한 CRS (Cell-specific Reference Signal), CSI-RS (Channel State Information Reference Signal) 또는 DM-RS (DeModulation Reference Signal)인 것을 특징으로 하는 참조 신호 전송 방법.
14. 무선 통신 시스템에서의 참조 신호 처리 방법에 있어서,

    제어 영역 및 데이터 영역을 포함하는 서브프레임을 수신하는 단계;

    상기 제어 영역 내에 매핑된 제어 채널에서 참조 신호를 추출하는 단계; 및

    상기 참조 신호를 이용하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 참조 신호 처리 방법.
15. 제14항에 있어서,

    상기 제어 채널은 PDCCH 또는 PHICH인 것을 특징으로 하는 참조 신호 처리 방법.

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