KR20100034712A

KR20100034712A - 발광 소자 구동 제어 회로

Info

Publication number: KR20100034712A
Application number: KR1020090089964A
Authority: KR
Inventors: 도모아끼 니시
Original assignee: 산요덴키가부시키가이샤; 산요 세미컨덕터 컴퍼니 리미티드
Priority date: 2008-09-24
Filing date: 2009-09-23
Publication date: 2010-04-01
Anticipated expiration: 2029-09-23
Also published as: CN101686592B; US8390212B2; JP2010080524A; TWI416994B; TW201014468A; US20100079082A1; KR101096896B1; CN101686592A

Abstract

본 발명은 서브하모닉 발진을 억제할 수 있는 발광 소자 구동 제어 회로를 제공한다.

발광 소자 구동 제어 회로는, 발광 소자 및 인덕터와 직렬로 접속되고, 발광 소자의 구동 전류의 증감을 제어하는 트랜지스터를 제어 신호에 기초하여 온/오프하는 제어 회로와, 구동 전류의 최대치를 검출하는 최대치 검출 회로와, 최대치 검출 회로의 검출 결과에 기초하여, 구동 전류가 최대치보다 작은 경우는, 구동 전류를 전원 전압의 레벨에 따른 속도로 증가시키기 위해 트랜지스터를 온시키고, 구동 전류가 최대치로 되면, 구동 전류를 발광 소자의 순방향 전압의 레벨에 따른 속도로 감소시키기 위해 트랜지스터를 소정 기간 오프시키는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로를 구비한다.

LED 구동 제어 회로, LED, NMOS 트랜지스터, 인덕터, 다이오드

Description

발광 소자 구동 제어 회로{LIGHT-EMITTING ELEMENT DRIVE CONTROLLING CIRCUIT}

본 발명은 발광 소자 구동 제어 회로에 관한 것이다.

최근 다양한 전자 기기에 사용되는 LED(Light Emitting Diode : 발광 소자)를 효율적으로 구동하기 위해, 스위칭 제어 방식의 LED 구동 제어 회로가 사용되는 일이 있다(예를 들어, 특허 문헌 1 참조).

도 4는, 조명용의 백색 LED의 구동을 제어하기 위한 LED 구동 제어 회로의 일례이다. LED 구동 제어 회로(100)는, NMOS 트랜지스터(300)를 스위칭함으로써 백색 LED(310 내지 319)[이하, LED(310 내지 319)]의 구동 전류(Is)를 제어하는 회로이다. LED 구동 제어 회로(100)는 펄스 생성 회로(200), 콤퍼레이터(210), 기준 전압 회로(220), 및 SR 플립플롭(230)을 포함하여 구성된다.

펄스 생성 회로(200)는, 소정의 주기 TA로 출력 신호(Vp)를 하이 레벨(이하, H 레벨)의 펄스 상태로 변화시키는 회로이다.

콤퍼레이터(210)는, 구동 전류(Is)가 소정의 전류치(I1)에 도달하였는지 여부를 검출하기 위한 회로이다. 구체적으로는, 콤퍼레이터(210)는, 검출 저항(310) 의 일단부에 발생하고, 구동 전류(Is)의 전류치에 따른 검출 전압(Vs)과 기준 전압 회로(220)의 기준 전압(Vref)을 비교한다. 그리고, 검출 전압(Vs)이 기준 전압(Vref)보다 높아지면, 구동 전류(Is)가 소정의 전류치(I1)에 도달하였다고 해서, 콤퍼레이터(210)는, 출력 신호(Vc)를 로우 레벨(이하, L 레벨)로부터 H 레벨로 변화시킨다.

SR 플립플롭(230)은, 펄스 생성 회로(200)로부터의 출력 신호(Vp)가 H 레벨로 되면 Q 출력을 H 레벨로 하고, NMOS 트랜지스터(300)를 온(ON)한다. 한편, SR 플립플롭(230)은, 콤퍼레이터(210)의 출력 신호(Vc)가 H 레벨로 되면 Q 출력을 L 레벨로 하고, NMOS 트랜지스터(300)를 오프(OFF)한다.

여기서, 도 5가 나타내는 타이밍 차트의 상측을 참조하면서, 구동 전류(Is)의 변화에 대해 설명한다. 우선, 시각 T0에 출력 신호(Vp)가 H 레벨로 되면, SR 플립플롭(230)의 Q 출력은 H 레벨로 되기 때문에, NMOS 트랜지스터(300)는 온된다. 그 결과, 구동 전류(Is)는, 인덕터(320)의 인덕턴스(L) 및 전원 전압(VDD)의 레벨에 따른 속도로 증가한다. 또한, 구동 전류(Is)는 온된 NMOS 트랜지스터(300)를 통해 검출 저항(310)에 공급되기 때문에, 검출 전압(Vs)도 구동 전류(Is)의 증가에 따라서 상승한다. 그리고, 시각 T1에 구동 전류(Is)의 전류치가 소정의 전류치(I1)로 되면, 즉, 검출 전압(Vs)이 기준 전압(Vref)으로 되면, 콤퍼레이터(210)의 출력 신호(Vc)는 H 레벨로 되기 때문에, SR 플립플롭(230)의 Q 출력은 L 레벨로 된다. 이 결과, NMOS 트랜지스터(300)는 오프되고, 인덕터(320)에 축적된 에너지는 LED(310 내지 319), 인덕터(320), 및 다이오드(330)의 루프를 통해 방출된다. 또한, 인덕터(320)에 축적된 에너지는 인덕턴스(L)와 LED(310 내지 319) 및 다이오드(330)의 순방향 전압의 레벨에 따른 속도의 구동 전류(Is)로 방출된다. 이와 같이, 소정의 전류치(I1)는 구동 전류(Is)의 최대치로 되고, LED 구동 제어 회로(100)는, 구동 전류(Is)가 최대치를 초과하지 않도록 NMOS 트랜지스터(300)를 제어한다. 또한, 시각 T1에 있어서 구동 전류(Is)가 감소하기 때문에, 콤퍼레이터(210)의 출력 신호(Vc)는 L 레벨로 변화된다.

시각 T0으로부터 출력 신호(Vp)의 1주기 후의 시각 T3으로 되면, 펄스 생성 회로(200)의 출력 신호(Vp)는 H 레벨로 되기 때문에, NMOS 트랜지스터(300)는 온되고, 구동 전류(Is)는 시각 T0의 경우와 마찬가지로 상승한다. 이와 같이, 시각 T3 이후는, 시각 T0 내지 시각 T3에 있어서의 변화가 반복된다. 또한, 구동 전류(Is)는 주기 TA로 변화되기 때문에, 구동 전류(Is)의 평균치는 소정의 값으로 되고, LED(310 내지 319)는 정전류로 구동되게 된다. 또한, 예를 들어 전원 전압(VDD)이 높아져 구동 전류(Is)의 증가 속도가 상승한 경우, NMOS 트랜지스터(300)의 온 기간은 짧아지지만, NMOS 트랜지스터(300)가 온되는 주기는 변화되지 않는다. 즉, LED 구동 제어 회로(100)는, NMOS 트랜지스터(300)를 주기 TA로 온할 때에, 온하는 펄스 폭을 변화시키는 펄스 폭 변조 방식의 스위칭 회로이다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 제2006-230133호 공보

전술한 바와 같이, LED 구동 제어 회로(100)는, LED(310 내지 319)가 정전류로 구동되도록, NMOS 트랜지스터(300)를 주기 TA로 스위칭하고 있다. 이 결과, 구동 전류(Is)의 주기도 스위칭의 주기와 마찬가지로 주기 TA로 된다.

그러나, 도 5의 타이밍 차트의 하측에 나타낸 바와 같이, 예를 들어 전원 전압(VDD) 등의 과도적인 변동에 의해, 시각 T0 이전에 주기 TA로 변화되는 구동 전류(Is)가 저하되면, 시각 T0 이후에 있어서 전원 전압(VDD)이 원하는 레벨로부터 변화되지 않는 경우라도, 구동 전류(Is)의 주기는 주기 TA로 되지 않는다. 구체적으로는, 시각 T0에 NMOS 트랜지스터(300)가 온되면, 실선으로 나타낸 실제의 구동 전류(Is)는, 점선으로 나타낸 주기 TA의 구동 전류(Is)의 증가 속도와 동등한 속도, 즉 인덕터(320)의 인덕턴스(L) 및 전원 전압(VDD)의 레벨에 따른 속도로 증가한다. 그 결과, 전술한 시각 T1보다 느린 시각 T2에 있어서, 실제의 구동 전류(Is)는 전류치(I1)에 도달하게 된다. 그리고, 시각 T2에 NMOS 트랜지스터(300)가 오프하면, 실제의 구동 전류(Is)는, 주기 TA의 구동 전류(Is)의 감소 속도와 동등한 속도, 즉 인덕턴스(L)와 LED(310 내지 319) 및 다이오드(330)의 순방향 전압의 레벨에 따른 속도로 감소한다. 출력 신호(Vp)가 H 레벨로 되는 시각 T3으로 되면, NMOS 트랜지스터(300)는 온되기 때문에, 실제의 구동 전류(Is)는 증가한다. 시각 T3에 있어서의 실제의 구동 전류(Is)의 전류치는, 주기 TA의 구동 전류(Is)의 전류치보다도 크기 때문에, 실제의 구동 전류(Is)는 시각 T5보다도 빠른 시각 T4에 전류치(I1)에 도달하게 된다. 시각 T4에 있어서 NMOS 트랜지스터(300)는 오프되면, 실제의 구동 전류(Is)는 시각 T3으로부터 출력 신호(Vp)의 1주기 후의 시각 T6으로 될 때까지 감소한다. 시각 T6에 있어서의 실제의 구동 전류(Is)의 전류치는, 주기 TA의 구동 전류(Is)의 전류치보다도 크게 저하되어 있다. 따라서, 시각 T6에 NMOS 트랜지스터(300)가 온된 경우라도, 실제의 구동 전류(Is)는, 시각 T6으로부터 출력 신호(Vp)의 1주기 후의 시각 T7까지 전류치(I1)에 도달하지 않고, 시각 T7로부터 출력 신호(Vp)의 1주기 후의 기간 내의 시각 T8에 전류치(I1)에 도달한다.

이와 같이, NMOS 트랜지스터(300)의 스위칭 주기 TA와, 구동 전류(Is)의 증가 속도 및 저하 속도와, 구동 전류(Is)의 최대치를 검출하기 위한 전류치(I1)가 일정해도, 실제의 구동 전류(Is)의 주기가 주기 TA로 되지 않는 경우가 있다. 즉, 전술한 바와 같이 NMOS 트랜지스터(300)를 주기 TA로 온하고, 구동 전류(Is)의 최대치를 검출함으로써 구동 전류(Is)를 제어하는 경우에는, 주기 TA보다도 긴 주기로 발진하는 서브하모닉 발진이 발생하는 일이 있다.

본 발명은 상기 과제를 감안하여 이루어진 것이며, 서브하모닉 발진을 억제하는 것이 가능한 발광 소자 구동 제어 회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명의 하나의 측면에 관한 발광 소자 구동 제어 회로는, 발광 소자 및 인덕터와 직렬로 접속되고, 상기 발광 소자의 구동 전류의 증감을 제어하는 트랜지스터를 제어 신호에 기초하여 온/오프하는 제어 회로와, 상기 구동 전류의 최대치를 검출하는 최대치 검출 회로와, 상기 최대치 검출 회로의 검출 결과에 기초하여, 상기 구동 전류가 상기 최대치보다 작은 경우는, 상기 구동 전류를 전원 전압의 레벨에 따른 속도로 증가시키기 위해 상기 트랜지스터를 온시키고, 상기 구동 전류가 상기 최대치로 되면, 상기 구동 전류를 상기 발광 소자의 순방향 전압의 레벨에 따른 속도로 감소시키기 위해 상기 트랜지스터를 소정 기간 오프시키는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 서브하모닉 발진을 억제 가능한 발광 소자 구동 제어 회로를 제공할 수 있다.

본 명세서 및 첨부 도면의 기재의 기재에 의해, 적어도 이하의 사항이 명확해진다.

도 1은, 본 발명의 일 실시 형태인 LED 구동 제어 회로(10)의 구성을 나타내는 도면이다. LED 구동 제어 회로(10)는, 예를 들어 조명용의 백색 LED(20 내지 29)[이하, LED(20 내지 29)]가 원하는 정전류로 구동되는 NMOS 트랜지스터(30)의 스위칭을 제어하는 회로이다.

LED(20 내지 29)는, 직렬로 접속된 10개의 백색 LED이며, LED(20)의 애노드가 전원 전압(VDD)에 접속되고, LED(29)의 캐소드가 인덕터(31)의 일단부에 접속되어 있다. 또한, 본 실시 형태에 있어서의 LED(20 내지 29)의 각각의 순방향 전압은, 예를 들어 3V인 것으로 한다. 또한, 본 실시 형태의 전원 전압(VDD)은, 10개 의 LED(20 내지 29)를 구동할 수 있도록, 충분히 높은 레벨인 것으로 한다.

NMOS 트랜지스터(30)는 인덕터(31) 및 다이오드(32)와 함께, LED(20 내지 29)를 구동하기 위한 구동 전류(Is)의 증감을 제어한다. 구체적으로는, NMOS 트랜지스터(30)가 온되면, 구동 전류(Is)는, 인덕터(31)의 인덕턴스(L)와 전원 전압(VDD)에 따른 속도로 증가한다. 인덕터(31)의 양단부 전압은, 전원 전압(VDD)과, LED(20 내지 29)의 각각 순방향 전압의 합의 30V와의 차에 따라서 변화되기 때문에, 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)=dIs/dt는 (VDD-30)/L에 따라서 변화되게 된다. 즉, 본 실시 형태에 있어서의 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)는, 전원 전압(VDD)의 레벨의 상승에 따라서 증가한다. 또한, NMOS 트랜지스터(30)가 온되면, 인덕터(31)에는 구동 전류(Is)의 전류치에 따른 에너지가 축적된다. 따라서, NMOS 트랜지스터(30)가 오프되면, 인덕터(31)에 축적된 에너지가, LED(20 내지 29), 인덕터(31), 다이오드(32)의 루프를 통해 방출된다. 이 경우에 구동 전류(Is)는, 인덕턴스(L)와 LED(20 내지 29) 및 다이오드(32)의 순방향 전압의 합에 따른 속도로 감소한다. 여기서, 다이오드(32)의 순방향 전압을 예를 들어 1V로 하면, 인덕터(31)의 양단부 전압은, LED(20 내지 29)의 순방향 전압의 합인 30V와, 전술한 1V와의 합으로 31V로 된다. 즉, NMOS 트랜지스터(30)가 오프되었을 때의 구동 전류(Is)의 감소 속도(S2)=dIs/dt는 31/L에 따라서 변화되게 된다. 또한, 본 실시 형태에 있어서의 인덕터(31)의 인덕턴스(L)의 값은 일정하기 때문에, 구동 전류(Is)의 감소 속도(S2)는, 전원 전압(VDD)의 레벨에 의하지 않고 일정해진다.

검출 저항(33)은, NMOS 트랜지스터(30)가 온되었을 때의 구동 전류(Is)의 전 류치를 검출하기 위한 저항이며, NMOS 트랜지스터(30)의 소스와 접지(GND) 사이에 설치되어 있다. 또한, 본 실시 형태에서는, 검출 저항(33)의 일단부에 구동 전류(Is)의 전류치에 따라서 발생하는 전압을 검출 전압(Vs)으로 한다. 따라서, 검출 전압(Vs)의 증가 속도는, 전술한 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)와 동등해진다. 또한, NMOS 트랜지스터(30)가 오프되면, 구동 전류(Is)는 검출 저항(33)에 흐르지 않게 되기 때문에, 검출 전압(Vs)은 접지(GND) 레벨로 된다.

여기서, LED 구동 제어 회로(10)를 구성하는 회로의 개요에 대해 설명한다. LED 구동 제어 회로(10)는, 필터(40), 콤퍼레이터(41), 원 샷 펄스 회로(42), AND 회로(43), 및 버퍼 회로(44)를 포함하여 구성된다. 또한, 본 실시 형태의 LED 구동 제어 회로(10)는 집적화되어 있는 것으로 한다. 또한, 필터(40), 콤퍼레이터(41)가 본 발명의 최대치 검출 회로에 상당하고, AND 회로(43), 버퍼 회로(44)가 본 발명의 제어 회로로 한다.

필터(40)는, 검출 저항(33)의 일단부에 발생하는 검출 전압(Vs)의 노이즈를 억제하고, 출력 전압(Vf)으로서 출력하는 회로이다. 본 실시 형태의 인덕터(31)에는 기생 용량(도시하지 않음)이 존재하기 때문에, NMOS 트랜지스터(30)가 온되면, 인덕터(31)의 기생 용량에 충전된 전하가 NMOS 트랜지스터(30)를 통해 검출 저항(33)에 방전된다. 이로 인해, 검출 저항(33)에는 기생 용량의 용량치에 따른 서지 전류가 과도적으로 흐르고, 검출 저항(33)에는 서지 전압이 노이즈로서 발생한다. 본 실시 형태의 필터(40)는, 서지 전압을 억제하고, 증가 속도(S1)로 변화되는 검출 전압(Vs)이 출력 전압(Vf)으로서 출력되는 시정수가 설정된 저역 통과 필 터인 것으로 한다.

콤퍼레이터(41)는, 구동 전류(Is)가 소정의 전류치(I1)에 도달하였는지 여부를 검출하기 위한 회로이다. 구체적으로는, 콤퍼레이터(41)는, 필터(40)로부터의 출력 전압(Vf)과, 예를 들어 마이크로컴퓨터(도시하지 않음)로부터의 기준 전압(Vref)을 비교한다. 그리고, 출력 전압(Vf)이 기준 전압(Vref)보다 높아지면, 구동 전류(Is)가 소정의 전류치(I1)에 도달하였다고 해서, 콤퍼레이터(41)의 출력 신호(Vc)를 H 레벨로부터 L 레벨로 변화시킨다.

원 샷 펄스 회로(42)는, 콤퍼레이터(41)의 출력 신호(Vc)가 L 레벨로 되면, 저항(50)의 저항치 및 콘덴서(51)의 용량치에 따른 소정의 기간 Tx만 출력 신호(Vp)(제어 신호)를 L 레벨로 변화시키는 회로이다. 즉, 원 샷 펄스 회로(42)는, 출력 신호(Vc)가 L 레벨로 되면, 소정의 기간 Tx만 L 레벨의 펄스를 생성한다.

AND 회로(43)는, 예를 들어 마이크로컴퓨터(도시하지 않음)로부터 출력되는 인에이블 신호(ENB)가 H 레벨인 경우, NMOS 트랜지스터(30)를 스위칭시키기 위해, 출력 신호(Vp)에 기초하여 출력을 변화시키고, 인에이블 신호(ENB)가 L 레벨인 경우, NMOS 트랜지스터의 스위칭을 정지시키기 위한 신호를 출력하는 회로이다. 구체적으로는, 인에이블 신호(ENB)가 H 레벨인 경우, 출력 신호(Vp)가 AND 회로(43)의 출력으로서 출력되고, 인에이블 신호가 L 레벨인 경우, L 레벨의 신호가 출력된다.

버퍼 회로(44)는, AND 회로(43)로부터의 출력에 기초하여, NMOS 트랜지스터(30)를 직접 구동하는 회로이다. 구체적으로는, AND 회로(43)로부터의 출력이 H 레벨인 경우, NMOS 트랜지스터(30)를 온하기 위해 H 레벨의 구동 신호(Vdr)를 출력한다. 한편, AND 회로(43)로부터의 출력이 L 레벨인 경우, NMOS 트랜지스터(30)를 온하기 위해 L 레벨의 구동 신호(Vdr)를 출력한다.

여기서, LED(20 내지 29)가 정전류로 구동되어 있을 때의 LED 구동 제어 회로(10)의 동작의 일례를, 도 2에 나타낸 타이밍 차트를 참조하면서 설명한다. 또한, 여기서는, 시각 T0에 원 샷 펄스 회로(42)의 펄스의 생성이 종료되고, 출력 신호(Vp)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화되는 것으로 한다. 또한, 이하, 마이크로컴퓨터(도시하지 않음)로부터 출력되는 인에이블 신호(ENB)는 H 레벨인 것으로 하고, 전원 전압(VDD)은 33V인 것으로 한다. 따라서, NMOS 트랜지스터(30)가 온될 때에 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)=dIs/dt는, (33-30)/L=3/L에 따라서 변화된다. 한편, NMOS 트랜지스터(30)가 오프될 때의 구동 전류(Is)의 감소 속도(S2)=dIs/dt는, 전술한 바와 같이 31/L에 따라서 변화된다. 이로 인해, 본 실시 형태에 있어서는, 구동 전류(Is)의 감소 속도(S2)는 증가 속도(S1)보다도 빨라진다.

우선, 시각 T0에, 원 샷 펄스 회로(42)가 출력 신호(Vp)를 H 레벨로 변화시키면, AND 회로(43)의 출력은 H 레벨로 변화되기 때문에, 결과적으로 구동 신호(Vdr)도 H 레벨로 된다. 이로 인해, NMOS 트랜지스터(30)는 온된다. NMOS 트랜지스터(30)가 온되면, 인덕터(31)의 기생 용량의 영향에 의해, 구동 전류(Is)에는 서지 전류가 중첩된다. 그 결과, 검출 저항(33)의 일단부의 검출 전압(Vs)에는, 서지 전압이 노이즈로서 발생한다. 전술한 바와 같이 필터(40)는, 검출 전압(Vs)에 있어서의 서지 전압을 억제하면서, 검출 전압(Vs)의 증가 속도(S1)와 동일한 속 도로 출력 전압(Vf)을 증가시킨다. 그리고, 구동 전류(Is)가 증가하여 시각 T1에 전류치(I1)에 도달하면, 즉 필터(40)의 출력 전압(Vf)이 기준 전압(Vref)으로 되면, 콤퍼레이터(41)는 출력 신호(Vc)를 L 레벨로 변화시킨다. 출력 신호(Vc)가 L 레벨로 되면, 원 샷 펄스 회로(42)는 출력 신호(Vp)를 L 레벨로 변화시키기 때문에, AND 회로(43)의 출력은 L 레벨로 되고, 버퍼 회로(44)의 구동 신호(Vdr)도 L 레벨로 된다. 그 결과, 시각 T1에 있어서, NMOS 트랜지스터(30)는 오프되게 된다. NMOS 트랜지스터(30)가 오프되면, 인덕터(31)는, 구동 전류(Is)에 의해 축적된 에너지를 LED(20 내지 29), 인덕터(31), 다이오드(32)의 루프를 통해 방출하기 때문에, 구동 전류(Is)는 감소 속도(S2)로 감소한다. 또한, 시각 T1에 있어서 검출 저항(33)을 흐르는 전류는 제로로 되고, 검출 전압(Vs)은 접지(GND) 레벨로 된다. 원 샷 펄스 회로(42)는, 시각 T1로부터 소정의 기간 Tx가 경과한 시각 T2로 되면 펄스의 생성을 정지하기 때문에, 출력 신호(Vp)는 H 레벨로 된다. AND 회로(43)의 출력은, H 레벨의 출력 신호(Vp)에 기초하여 H 레벨로 되기 때문에, 버퍼 회로(44)의 구동 신호(Vdr)도 H 레벨로 된다. 이로 인해, 시각 T2에서는, NMOS 트랜지스터(30)는 온되고, 구동 전류(Is)는 증가 속도(S1)로 증가하게 된다. 시각 T2 이후는, 시각 T0 내지 시각 T2까지의 동작이 반복된다.

전술한 바와 같이, NMOS 트랜지스터(30)가 오프되어 구동 전류(Is)가 감소하는 기간 Tx 및 감소 속도(S2)는 일정하다. 따라서, 기간 Tx만 감소 속도(S2)로 감소하였을 때의 구동 전류(Is)의 변화량(△IA)도 일정해진다. 또한, 전원 전압(VDD)의 레벨이 일정한 경우, 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)는 일정하기 때문 에, 증가 속도(S1)로 구동 전류(Is)를 △IA만큼 변화시키는 기간도 일정해진다. 따라서, 본 실시 형태의 LED 구동 제어 회로(10)는, 증가 속도(S1), 감소 속도(S2), 및 기간 Tx에 기초하는 소정의 주기로 구동 전류(Is)를 변화시키는 것이 가능하다. 또한, 본 실시 형태에서는, 전원 전압(VDD)이 33V일 때, 증가 속도(S1)로 구동 전류(Is)를 △IA만큼 변화시키는 기간을 기간 Ty, 구동 전류(Is)의 주기를 주기 Tz로 한다. 이와 같이, 구동 전류(Is)는 소정의 주기 Tz로 변화되기 때문에, 구동 전류(Is)의 평균치는 소정의 값으로 되고, LED(20 내지 29)는 정전류로 구동되게 된다.

여기서, 예를 들어 전원 전압(VDD)이 과도적으로 변동하고, 주기 Tz로 변화되는 구동 전류(Is)의 전류치가 변화된 경우의 LED 구동 제어 회로(10)의 동작의 일례를, 도 3에 나타낸 타이밍 차트를 참조하면서 설명한다. 또한, 여기서는, 시각 T10에 원 샷 펄스 회로(42)의 펄스의 생성이 종료되고, 출력 신호(Vp)가 L 레벨로부터 H 레벨로 변화되는 것으로 한다. 또한, 도 3의 상단에 있어서 파선으로 나타내는 파형은, 주기 Tz로 변화되는 구동 전류(Is1)이고, 실선으로 나타내는 파형은, 예를 들어 전원 전압(VDD)의 과도적인 변동에 의해, 시각 T10보다 전에, 구동 전류(Is1)보다 전류치가 저하된 구동 전류(Is2)인 것으로 한다. 또한, 시각 T10 이후에 있어서, 전원 전압(VDD)은 33V로 일정한 것으로 한다. 즉, 시각 T10 이후에서는, 구동 전류(Is1, Is2)의 증가 속도(S1), 감소 속도(S2)는 변화되지 않는 것으로 한다.

시각 T10에, 원 샷 펄스 회로(42)가 출력 신호(Vp)를 H 레벨로 변화시키면 구동 신호(Vdr)도 H 레벨로 되기 때문에, NMOS 트랜지스터(30)는 온된다. 그 결과, 서지 전류가 중첩된 구동 전류(Is2)가 검출 저항(33)에 흐른다. 그리고, 필터(40)는 검출 전압(Vs)의 서지 전압을 억제하고, 출력 전압(Vf)을 증가 속도(S1)로 증가시킨다. 시각 T10에 있어서의 구동 전류(Is2)의 전류치는, 전원 전압(VDD)의 과도적인 변동이 없는 경우의 구동 전류(Is1)와 비교하면 작다. 따라서, 구동 전류(Is1)가 전류치(I1)에 도달하는 시각 T11보다도 느린 시각 T12에, 구동 전류(Is2)는 전류치(I1)로 된다. 구동 전류(Is2)가 전류치(I1)가 되면, 콤퍼레이터(41)는 출력 신호(Vc)를 L 레벨로 변화시키기 위해, 원 샷 펄스 회로(42)는, NMOS 트랜지스터(30)를 오프하기 위해 소정의 기간 Tx만 출력 신호(Vp)를 L 레벨로 한다. 따라서, 시각 T12로부터 기간 Tx 경과한 시각 T13까지 구동 전류(Is2)는 감소 속도(S2)로 감소하게 된다. 또한, 시각 T12로부터 시각 T13까지의 구동 전류(Is2)의 감소량은, 감소 속도(S2) 및 기간 Tx가 일정하기 때문에, 전술한 변화량(△IA)과 동등하다. 시각 T13에서는, 원 샷 펄스 회로(42)는 펄스의 생성을 정지하고, 출력 신호(Vp)를 H 레벨로 변화시킨다. 따라서, NMOS 트랜지스터(30)는 온되고, 증가 속도(S1)로 구동 전류(Is2)의 증가가 개시된다. 구동 전류(Is2)가 다시 전류치(I1)에 도달할 때까지의 기간은, 전술한 변화량(△IA)과 증가 속도(S1)에 따라서 결정된다. 시각 T10 이후에 있어서는, 전원 전압(VDD)은 일정한 것으로 하고 있기 때문에, 구동 전류(Is2)가 다시 전류치(I1)에 도달할 때까지의 기간은, 전술한 기간 Ty로 된다. 그리고, 시각 T13으로부터 기간 Ty 경과 후의 시각 T14가 되면, 구동 전류(Is2)는 전류치(I1)가 되기 때문에, 원 샷 펄스 회로(42)는 출력 신호(Vp)를 L 레벨로 변화시킨다. 또한, 시각 T14로부터 기간 Tx 경과하는 시각 T15까지의 LED 구동 제어 회로(10)의 동작은, 시각 T12 내지 시각 T13까지의 동작과 동일하다. 또한, 시각 T15 이후는 시각 T13 내지 시각 T15까지의 동작이 반복된다. 따라서, 예를 들어 전원 전압(VDD)이 과도적으로 변동되고, 구동 전류(Is1)보다도 전류치가 낮은 구동 전류(Is2)가 발생한 경우라도, LED 구동 제어 회로(10)는, 구동 전류(Is2)를 주기 Tz로 계속해서 변화시키는 것이 가능하다. 또한, 예를 들어 시각 T10보다 전에 구동 전류(12)가 구동 전류(11)보다 증가한 경우라도, 구동 전류(Is2)의 변화량(△IA) 및 구동 전류(Is2)의 증가 속도(S1)는 일정하기 때문에, LED 구동 제어 회로(10)는, 구동 전류(Is2)를 주기 Tz로 계속해서 변화시키는 것이 가능하다.

이상에 설명한 구성으로 이루어지는 본 실시 형태의 LED 구동 제어 회로(10)에서는, 콤퍼레이터(41)는, 구동 전류(Is)가 소정의 최대치인 전류치(I1)에 도달하는 것을 검출한다. 그리고 원 샷 펄스 회로(42)는, 콤퍼레이터(41)의 출력 신호(Vp)에 기초하여, 구동 전류(Is)가 전류치(I1)보다 작은 경우는 NMOS 트랜지스터(30)를 온하기 위해 H 레벨의 출력 신호(Vp)를 출력한다. 또한, 구동 전류(Is)가 전류치(I1)로 되면, NMOS 트랜지스터(30)를 오프하기 위해 L 레벨의 출력 신호(Vp)를 기간 Tx만 출력한다. NMOS 트랜지스터(30)가 오프되었을 때의 구동 전류(Is)의 감소 속도(S2) 및 기간 Tx는 일정하기 때문에, 구동 전류(Is)의 변화량(△IA)은 일정해진다. 또한, 전원 전압(VDD)의 레벨이 일정한 경우, 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)는 일정하기 때문에, 증가 속도(S1)로 구동 전류(Is)를 △ IA만큼 변화시키는 기간도 일정해진다. 이로 인해, 본 실시 형태의 LED 구동 제어 회로(10)는, 구동 전류(Is)를 일정한 주기 Tz로 변화시킬 수 있어, 서브하모닉 발진을 억제할 수 있다. 또한, 일반적으로, LED 등의 부하의 구동 전류의 최대치를 검출하고, 구동 전류의 증감을 트랜지스터의 스위칭으로 제어하는 회로에 있어서는, 서브하모닉 발진을 억제하기 위해, 구동 전류의 최대치에 소정의 경사를 부여하는 슬로프 보상이 실행되는 일이 있다. 본 실시 형태에서는, 서브하모닉 발진을 억제하기 위해, 전술한 바와 같은 슬로프를 보상하는 회로를 사용할 필요는 없기 때문에, LED 구동 제어 회로(10)의 구성이 복잡화되는 것을 방지할 수 있다.

또한, 본 실시 형태에서는, 출력 신호(Vp)를 기간 Tx만 L 레벨로 하기 때문에, 원 샷 펄스 회로(42)를 사용하고 있다. 이로 인해, 콤퍼레이터(41)가, 구동 전류(Is)가 전류(I1)에 도달한 것을 검출하면, 확실하게 기간 Tx만 출력 신호(Vp)를 L 레벨로 하는 것이 가능하다. 즉, 본 실시 형태에서는, 구동 전류(Is)가 전류치(I1)에 도달할 때마다, 구동 전류(Is)의 전류량을 △IA만큼 확실하게 감소시킬 수 있다. 따라서, 구동 전류(Is)의 증가 속도(S1)가 일정한 경우에는 구동 전류(Is)의 주기를 일정하게 할 수 있다.

또한, 본 실시 형태에서는, 검출 전압(Vs)이 필터(40)에서 처리되고, 출력 전압(Vf)으로서 콤퍼레이터(41)에 출력되고 있다. 필터(40)가 없는 구성에서는, 서지 전압이 크면, 검출 전압(Vs)이 기준 전압(Vref)의 레벨을 초과하고, 구동 전류(Is)가 최대치에 도달하고 있지 않는 경우라도 출력 신호(Vc)가 L 레벨로 되는 오동작이 일어나는 일이 있다. 본 실시 형태는, 구동 전류(Is)의 최대치를 검출할 때에, 검출 전압(Vs)의 서지 전압에 의한 노이즈를 필터(40)에서 억제하고 있기 때문에, 오동작을 방지하는 것이 가능해진다.

또한, 상기 실시예는 본 발명의 이해를 용이하게 하기 위한 것이며, 본 발명을 한정하여 해석하기 위한 것은 아니다. 본 발명은 그 취지를 일탈하지 않고, 변경, 개량될 수 있는 동시에, 본 발명에는 그 등가물도 포함된다.

본 실시 형태에서는, 구동 전류(Is)의 증감을 제어하기 위해 NMOS 트랜지스터(30)를 사용하였지만, 예를 들어 NPN 트랜지스터를 사용해도 된다.

또한, 본 실시 형태에서는, LED(29)의 캐소드와 NMOS 트랜지스터(30)의 드레인과의 사이에 인덕터(31)를 설치하였지만, 전원 전압(VDD)과 LED(20)의 애노드 사이에 인덕터를 설치하는 것으로 해도 된다.

또한, 본 실시 형태에서는, NMOS 트랜지스터(30)가 오프되었을 때에 구동 전류(Is)를 회생하기 위한 다이오드(32)를 설치하였지만 이것에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, 다이오드(32) 대신에, NMOS 트랜지스터(30)와 상보적으로 온/오프하는 스위치 회로를 넣어도 본 실시 형태와 같은 효과를 얻을 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시 형태인 LED 구동 제어 회로(10)의 구성을 나타내는 도면.

도 2는 LED 구동 제어 회로(10)의 동작의 일례를 설명하기 위한 타이밍 차트.

도 3은 LED 구동 제어 회로(10)의 동작의 일례를 설명하기 위한 타이밍 차트.

도 4는 LED 구동 제어 회로(100)의 구성을 나타내는 도면.

도 5는 LED 구동 제어 회로(100)의 동작의 일례를 설명하기 위한 타이밍 차트.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

10 : LED 구동 제어 회로

20 내지 29 : LED

30 : NMOS 트랜지스터

31 : 인덕터

32 : 다이오드

33 : 검출 저항

40 : 필터

41 : 콤퍼레이터

42 : 원 샷 펄스 회로

43 : AND 회로

44 : 버퍼 회로

50 : 저항

51 : 콘덴서

Claims

직렬로 접속된 발광 소자 및 인덕터에 대해 직렬로 접속되고, 상기 발광 소자의 구동 전류의 증감을 제어하는 트랜지스터를, 입력되는 제어 신호에 기초하여 온/오프하는 제어 회로와,

상기 구동 전류의 최대치를 검출하는 최대치 검출 회로와,

상기 최대치 검출 회로의 검출 결과에 기초하여, 상기 구동 전류가 상기 최대치보다 작은 경우는, 상기 구동 전류를 전원 전압의 레벨에 따른 속도로 증가시키기 위해 상기 트랜지스터를 온시키고, 상기 구동 전류가 상기 최대치로 되면, 상기 구동 전류를 상기 발광 소자의 순방향 전압의 레벨에 따른 속도로 감소시키기 위해 상기 트랜지스터를 소정 기간 오프시키는 상기 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 발광 소자 구동 제어 회로.
제1항에 있어서,

상기 제어 회로는,

상기 제어 신호가 한쪽의 논리 레벨로 되면 상기 트랜지스터를 온하고, 상기 제어 신호가 다른 쪽의 논리 레벨로 되면 상기 트랜지스터를 오프하고,

상기 제어 신호 생성 회로는,

상기 최대치 검출 회로의 상기 검출 결과에 기초하여, 상기 구동 전류가 상기 최대치보다 작은 경우는 한쪽의 논리 레벨의 상기 제어 신호를 출력하고, 상기 구동 전류가 상기 최대치로 되면 상기 제어 신호를 상기 소정 기간 다른 쪽의 논리 레벨로 변화시키는 것을 특징으로 하는 발광 소자 구동 제어 회로.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 최대치 검출 회로는,

상기 구동 전류의 전류치에 따른 검출 전압을 일단부에 생성하는 저항의 상기 검출 전압에 있어서의 노이즈를 억제하는 필터와,

상기 노이즈가 억제된 상기 검출 전압과 상기 최대치에 따른 기준 전압과의 비교 결과를 상기 최대치 검출 회로의 상기 검출 결과로서 출력하는 비교 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 소자 구동 제어 회로.