KR20060051258A

KR20060051258A - 예열가능 전극들을 갖는 방전 램프를 위한 펌프 회로를갖는 전자 안정기

Info

Publication number: KR20060051258A
Application number: KR1020050085282A
Authority: KR
Inventors: 베른트 루돌프
Original assignee: 파텐트-트로이한트-게젤샤프트 퓌어 엘렉트리쉐 글뤼람펜 엠베하
Priority date: 2004-09-13
Filing date: 2005-09-13
Publication date: 2006-05-19
Also published as: CA2518768A1; DE502005002087D1; TW200618676A; US7193375B2; CN1750731A; CN1750731B; ATE379953T1; EP1635620A1; US20060055339A1; EP1635620B1; KR101171686B1; DE102004044180A1

Abstract

본 발명은 예열가능한 전극들을 갖는 방전 램프(LA1, LA2)용 전자 안정기에 관한 것인바, 상기 전자 안정기는 역률을 개선하기 위한 펌프 회로(D5/D7, D6/D8)를 갖는다. 이러한 배치에서, 예열 트랜스(TR2)의 도움으로 연속 작동과 비교할 때보다 상승된 컨버터 주파수로 예열이 수행된다.

Description

예열가능 전극들을 갖는 방전 램프를 위한 펌프 회로를 갖는 전자 안정기{ELECTRONIC BALLAST HAVING A PUMP CIRCUIT FOR A DISCHARGE LAMP HAVING PREHEATABLE ELECTRODES}

도 1a 및 1b는 본 발명에 따른 제 1 예시적 실시예에 대한 회로 다이어그램을 도시한다. 공간의 제약으로 회로 다이어그램이 도 1a 및 도 1b로 나뉜다. 따라서, 도 1에 관한 설명은 각각의 하위 도면인 도 1a 또는 1b에 대한 설명으로 이해된다.

도 2a 및 2b는 본 발명에 따른 제 2 예시적 실시예에 대한 회로 다이어그램이다. 공간의 제약으로, 회로 다이어그램이 도 2a 및 2b로 나뉜다. 따라서, 도 2에 관한 설명은 각각의 하위 도면인 도 2a 또는 2b에 대한 설명으로 이해된다.

도 3은 제 2 예시적 실시예의 정량적 도시를 위한 실제 측정 곡선을 도시한다.

도 4는 제 2 예시적 실시예의 정량적 도시를 위한 실제 측정 곡선을 도시한다.

본 발명은 예열가능한 전극들을 갖는 작동 램프용으로 고안된 전자 안정기에 관한 것이다.

상기 램프들 및 안정기들은 그 자체로 장기간 공지되어 왔다. 상기 램프가 재시동되는 경우 예열 시간을 명시하기 위하여 이른바 PTC 소자(명백한 정 온도 계수를 갖는 저항기)의 전기 제품군에서 사용된다. PTC 소자는 예열 중 전류에 의하여 가열되고 그 전기 저항을 증가시킴으로써 예열을 종료시킨다.

컨버터, 특히 그 제어기에 사용되는 스위칭 트랜지스터의 제어는 한편으로는 이른바 자기-여기 컨버터인 경우 피드백에 의하여 수행될 수 있다. 다른 한편으로는, 순차적 제어 시스템에 의하여 외부적으로 컨버터를 제어하는 것, 특히 예를 들어 연속적인 작동에 있어서 램프 전류를 제어하기 위하여 컨버터의 작동 주파수에 영향을 미치는 것이 공지된다.

대체로, 안정기는 ac 전압 공급 시스템에서의 작동을 위해 고안된다. 정류기는 컨버터를 공급하는데 사용되는 중간 회로 dc 전압을 발생시키는데 사용되는데, 상기 컨버터는 차례로 램프 작동을 위한 시스템 주파수에 비하여 높은 주파수의 공급 파워를 발생시킨다.

상기 안정기들의 중요한 특성은 파워가 ac 전압 공급 시스템으로부터 추출되는 방식이다. 정류기가 중간 회로 저장 커패시터를 충전하는 경우, 순간 시스템 전압이 커패시터 전압 이상일 때 임의의 추가적인 수단 없이도 중간 회로 저장 커패시터에서 돌발적인 충전 프로세스가 발생한다. 이는 선전류 하모닉스(line current harmonics)를 발생시키며 양호하지 못한 역률(power factor)을 야기한다.

역률을 개선하기 위한, 즉 선전류 하모닉스를 감소시키기 위한 여러 가능성이 있다. 전자 안정기의 대응 특정이 부분적으로 규정, 예를 들어 IEC1000-3-2에 의하여 커버된다. 정류 시스템으로부터 중간 회로 저장 커패시터(또는, 보다 일반적으로 주 에너지 저장소)를 충전시키기 위한 컨버터에 부가하여, 이른바 펌프 회로들이 고려된다. 상기 펌프 회로는 비교적 낮은 수준의 회로 비용을 필요로 한다.

파워 정류기가 적어도 하나의 전자 펌프 스위치를 통하여 중간 회로 저장 커패시터에 결합되는 것은 펌프 회로에 있어 고유한 것이다. 이는 파워 정류기와 전자 펌프 스위치 사이에 펌프 노드(pump node)를 야기한다. 상기 펌프 노드는 펌프 네트워크를 통하여 컨버터 출력에 결합된다. 펌프 네트워크는, 램프를 컨버터 출력에 결합시키기 위한 매칭 네트워크에 동시에 할당될 수 있는 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 펌프 회로의 원리는 컨버터 주파수의 반 주기 동안 펌프 노드를 통해 정류된 시스템 전압으로부터 에너지를 추출하고, 펌프 네트워크에 이를 버퍼링(buffer)하는데 있다. 후속 반 주기에서는, 버퍼링된 에너지가 전가 펌프 스위치를 통해 중간 회로 저장 커패시터에 공급된다.

결과적으로, 에너지는 컨버터 주파수에 맞추어서 정류된 공급 전압으로부터 추출된다. 대체로, 전자 안정기는 컨버터 주파수 및 그 이상의 영역에서 선전류의 스펙트랄 컴포넌트(spectral component)를 억제하는 필터 회로를 포함한다. 펌프 회로 또는 회로들은 선전류 하모닉스가 상기 언급된 규정들 또는 다른 요구사항들 을 충족하도록 설계될 수 있다.

펌프 회로와 관련하여, 선행 기술, 특히 동일 출원인의 출원 DE 103 03 276.2호 및 DE 103 03 277.0 및 그들의 인용문들이 참조될 수 있다.

본 발명은 램프 전극들의 예열과 관련하여 개선되며 펌프 회로를 갖는 전자 안정기의 기술적 문제점에 기초한다.

본 발명은 예열가능한 전극들을 갖는 방전 램프용 전자 안정기에 관한 것인데, 상기 안정기는

- ac 전압 공급 터미널;

- 상기 공급 터미널에 접속되는 정류기;

- 상기 정류기에 의하여 정류되는 상기 공급 터미널의 공급 파워로부터 상기 방전 램프용 보다 높은 고주파수 공급 파워를 발생시키는 컨버터;

- 상기 ac 전압 공급 터미널로부터 에너지를 추출함으로써 상기 안정기의 역률을 개선하기 위한 펌프 회로를 가지며,

상기 안정기는 예열 트랜스(transformer)를 포함하는데, 상기 예열 트랜스는, 상기 램프가 점화되기 전에 예열 단계 중에 2차측 상에서 상기 예열 트랜스에 접속되는 상기 예열가능 전극들에 예열 파워를 공급하도록 설계되며, 상기 안정기는, 상기 예열 트랜스의 1차측에 파워를 공급하기 위하여, 예열 중에 상기 안정기의 개방 회로 공진 주파수와 비교하여 증가된 주파수로 상기 컨버터를 작동시키도록 설계되는 것을 특징으로 하며, 또한 본 발명은 램프를 작동시키는 대응 방법에 관한 것이기도 하다.

본 발명의 바람직한 개선예에는 종속항들에서 구체화되며, 이하에서 보다 상세하게 설명된다. 본 명세서는 항상 본 발명의 방법 카테고리 및 물건 카테고리 모두와 관련된다. 본 발명자는 펌프 회로가 바람직한 역률 개선을 위한 가능성을 계속하여 제시한다 기본적인 착안으로부터 발명을 시작하였는데, 이는 그 펌프 회로가 단순하고 효율적이기 때문이다.

본 발명자는 예열 단계를 한정하기 위한 PTC 소자 대신 순차적 제어 시스템이 사용되는 해결책을 모색해 왔다. 여기서 발생하는 주된 문제점은 가열 프로세스 중에 PTC 소자에 의하여 발산되는 에너지가 제거된다는 점이다. 펌프 회로로부터 펌핑되는 에너지는 따라서 예열 중 다른 방식으로 발산되어야 한다. 펌프 회로의 펌핑 작용은 일반적으로 전극들을 예열하기 위하여 요구되는 것 이상의 에너지를 펌핑함이 관찰되어 왔다. 이 경우, 컴포넌트, 특히 중간 회로 저장 커패시터가 허용가능하지 않은 값까지 증가하는 전압을 통한 과부하를 경험할 수 있다.

그러나 이는 펌프 회로의 펌핑 작용을 감소시킴으로써, 구체적으로 주파수를 증가시켜서 특히 단순하고 효과적인 방식으로 방지될 수 있다. 따라서, 본 발명은, 예열 중 개방 회로 공진 주파수에 비하여 실질적으로 보다 높은 컨버터 주파수가 사용되는 것을 제공한다.

단순화된 방식으로 표현되었지만, 주파수로 유효 펌핑 작용을 감소시키는 것은, 램프를 포함하는 공진 회로의 공진 특성이 용량성 펌핑(capacitive pumping) 및 유도성 펌핑(inductive pumping)의 주파수 의존성을 과대보상(overcompensate) 하는 주파수 의존성을 가진다는 점과 관련된다. 대략, 유효 펌핑 파워는, 용량성 펌프 회로의 경우 주파수 제곱의 역수에 대략 비례하여 감소되고, 용량성 펌프 회로의 경우에는 주파수에 대략 반비례하여 감소된다.

특히, 예열중 사용된 주파수는 개방 회로 공진 주파수 보다 1.3배 높을 수 있으며, 1.4, 1.5, 1.6, 1.7, 1.8, 1.9배 높은 주파수, 또는 대략 2배 또는 그 이상 높은 주파수가 바람직할 수 있으며, 작동시와 비교할 때 펌프 작용이 상당히 감소한다. 이 경우, 개방 회로 공진 주파수는 램프가 접속되지 않은 램프 회로의 공진 주파수인데, 이는 램프 인덕터의 인덕턴스 및 공진기 커패시터의 커패시턴스로부터 일반적으로 공지된 방식으로 얻어진다.

마지막으로, 본 발명은 예열용으로 충분히 강한 전류를 발생시킬 수 있는 예열 트랜스를 제공한다. 그렇지 않다면, 램프 인덕터의 인덕터 효과 때문에, 전류가 바람직하게도 상대적으로 높은 예열 주파수에서 너무 작아질 것이며, 이는 전류(에너지가 아닌)와 관련하여 충분한 예열 효과를 획득할 수 없게 만든다는 위험성이 존재하게 된다. 따라서, 본 발명에 따라 예열 주파수가 증가시키는 것은 초기에는 충분히 강력한 예열 전류의 발생을 방해하는 것이다. 그러나 이러한 문제는 상기 언급된 예열 트랜스에 의하여 제거될 수 있다.

따라서, 펌프 회로를 갖는 전자 안정기로 예열하고 PTC 엘리먼트가 없으며 높은 컨버터 주파수가 사용되는 예열의 경우에 있어서, 컨버터로부터 생성되는 예열 에너지는 최대 각각의 램프 전극의 최대 허용가능 에너지에 있게 된다. 예를 들어, 상기 예열 에너지는 IEC81 또는 IEC901에 따라 에너지-제어 예열에 따라 각 램프 전극에 할당될 수 있다.

또한, 예열 트랜스는 전극들에 대하여 dc 아이솔레이션(dc isolation)을 제공하는데, 이는 마찬가지로 많은 경우에 있어서 유리하다.

전반적으로, 예를 들어 상대적으로 짧은 시스템 유지기 후 여전히 뜨겁고 높은 저항을 가져서, 램프 전극이 불충분하게 예열되며 따라서 해로운 냉각이 개시되는, 자주 사용되는 PTC 소자의 단점이 방지될 수 있다. 또한, PTC 소자는, 한편으로는 안정기의 효율을 악화시키며 다른 한편으로는 폐열(waste heat), 컴포넌트의 내구성 및 용접점과 관련된 심각한 문제점과 관련되는, 종종 바람직하지 않은 추가적인 가열을 야기하는 손실(loss)을 나타낸다. 또한, 보다 현대적인 램프(예를 들어, T5 디자인)의 경우, 무엇보다도 PTC 소자로는 직접적으로 더이상 구현가능하지 않은 실질적은 전압 로드가 발생한다. 마지막으로, 예열중 펌프 회로를 스위칭-오프(switching off)하는 것은 부적절하며, 따라서 대응적으로 설계되는 스위치들, 특히 스트레스-프루프 드라이버 회로(stress proof driver circuit)(하이 사이드 드라이버; high side driver)가 필요하다.

다른 한편으로는, 본 발명의 범위 내에서 예열 트랜스를 스위칭-오프하기 위한 스위치를 제공하는 것이 바람직하다. 그에 의하여 예열 후 예열 회로로부터 아무리 작은 에너지라도 추출되는 것을 방지할 수 있다. 이는, 램프 온도와 관련하여 특히 중요한 요건들이 있는 경우 램프를 작동시키는 것을 목적으로 하는 경우, 따라서 예를 들어 연속 작동중 작은 잔류 가열 전류에 의하여 임의의 추가적인 열 발생을 억제(컷-오프; cut off)하는 것을 목적으로 하는 경우에는, 언제든지 중요 하다.

이것이 그다지 중대하지 않은 경우, 또는 연속 작동에 있어서 잔류 가열 전류를 억제하는 또다른 방안이 있는 경우, 임의의 경우에 있어 예열 트랜스의 1차 권선으로 존재하는 램프 인덕터를 사용하는 것이 바람직하며, 다시 말해 램프 인덕터에 매우 적은 회로 비용만을 초래하는 몇몇 추가적인 권선을 제공하는 것이 바람직하다. 연속 작동에 있어서 잔류 가열 전류를 적어도 감소시키기 위한 하나의 방안은, 예를 들어 커패시터를 예열 회로로, 다시 말해 예열 트랜스의 2차측상에 스위칭하는데 있다. 본 발명에 따라 증가된 예열 주파수의 경우, 상기 커패시터는 상대적으로 낮은 임피던스를 가지며 따라서 크게 간섭하지 않는다; 그러나, 그 임피던스는 주파수 감소에 의하여 정상 작동에 있어서는 증가한다. 또한, 이러한 커패시터는 다른 장점들, 특히 dc 전류 블로킹(dc current blocking)을 갖는다. 이는, 예를 들어 직류 전류를 도전시키는 램프 전극들의 성능이 이용되는 경우, 필라멘트 파손의 검출(본 발명의 범위 내에서 상세하게 논의되지는 않음)과 관련하여 중요할 수 있다. 여기서, 예열 회로 내에서 병렬인 2차 권선은 간섭할 수 있지만, 커패시터에 의하여 직류 전류의 측면에서 절연될 것이다.

여러 이유로 본 발명의 범위에서 덜 바람직한 추가적인 방안은 예열 주파수의 경우, 특히 예열 회로 그 자체의 경우 공진을 이용하는데 있다. 그러나 연속 작동에서 컨버터에 의하여 만들어지는 전압 특성이 규칙적인 사인 곡선이 아니며 따라서 하모닉스가 많게 되는 경우, 그 하모닉스에 의한 공진의 여기(excitation)에 의하여 연속 작동에서 문제점들이 발생할 수 있다.

본 발명에 따른 안정기의 경우, 램프의 연속 작동중 원하는 특정 값으로 컨버터 주파수를 변동시키는 램프 전류 또는 램프 파워 제어기를 제공하는 것이 바람직하다. 이는, 컨버터 주파수를, 램프를 포함하는 램프 공진 회로의 공진 주파수에 보다 근사하게 또는 그 공진 주파수로부터 제거함으로써 궁극적으로 수행될 수 있다.

또한, 본 발명의 바람직한 실시예는 안정기의 컨버터 주파수를 통해 램프 공진 회로의 시동 전압을 설정하는데 사용되는 전압 제어 회로를 제공한다. 이 전압 제어 회로는 유리한데, 이는 램프 공진 회로의 특성 때문에 공진 여기를 통해 시동하는 경우 상대적으로 정확한 주파수 설정이 요구되기 때문이다. 이제 제어 회로는 주파수를 램프 공진 회로의 공진 특성에 매칭시키거나 또는 "그 주파수를 후속적으로 이동"시킬 수 있으며, 특히 주파수를 변동시킴으로써 시동 전압을 제한하여 작동하는 경우에 그러하다.

이미 언급된 램프 전류 또는 파워용 제어 회로는 전압 제어 회로에 양자가 컨버터의 작동 주파수를 제어하기 위하여 동일한 제어 입력에 액서스하는 범위에서 결합될 수 있다. 이 경우, 회로가, 상당한 램프 전류가 흐르자 마자, 즉 램프가 시동되자 마자 전류 또는 파워 제어 회로(즉, 연속-작동 제어 회로)로서 기능하는 반면 다른 경우에는 전압 규정이 우선하는 것이 바람직할 수 있다.

또한, 상기 언급된 연속-작동 회로와 전압 제어 회로의 결합은, 램프 전압, 그로부터 유도되는 전위 또는 그와 상관 관계에 있는 다른 변수를 연속-작동 제어 회로의 스위칭 트랜지스터 또는 제어 증폭기의 입력에 인가시키기 위하여 고안될 수 있다. 물론, 상관 변수(correlating variable) 또는 램프 전압의 일시적인 컴포넌트만을 사용하는 것으로 충분할 수 있다. 이 목적은 램프가 스위칭-온(switching on)되고 그 작동 전압에 이르기 전까지 예열 및 시동중 연속-작동 제어 회로를 비활성화시키는 것이다. 예열 및 시동 작동은 따라서 방해 없이 계속될 수 있으며, 연속-작동 제어 회로는 단지 연속 작동에 있어서만 사용된다.

또한, 실제 예열 프로세스 후에, 즉 램프 전극들이 요구된 온도에 도달한 후에 상대적으로 신속하게 점화로 넘어가는 것이 바람직하다. 구체적으로, 주파수 강하가 예열 주파수에서의 너무 느린 시동을 야기하는 경우에는 펌프 회로의 과도한 펌핑 작용에 의하여 이 전이 단계에서도 처음에 언급했던 컴포넌트의 과부하가 발생할 수 있다. 최대 10ms, 바람직하게는 8, 6, 4, 2 또는 1ms 이하의 전이 시간이 검증되었다. 그러나, 100ms 크기 차수의 시간 간격을 사용하는 것이 통상적이다.

본 발명은 장치의 카테고리 및 방법의 카테고리에 대하여 이미 언급한 바와 같이 중요하여 다른 조합에 있어서 본 발명에 본질적일 수 있는 개별적 특징들 및 예시적인 실시예들을 참조하여 보다 상세하게 이하에서 설명된다.

도 1은 제 1 예시적 실시예를 도시한다. 시스템 전압이 접속될 2개의 터미널(KL1-1, KL1-2)이 좌측에 도시된다. 2개의 커패시터(C1, C2) 및 Fl1으로 지시된 2개의 결합된 코일들로 구성되는 필터가 다이오드(D1-D4)로 구성된 풀 브리지 정류기(full bridge rectifier)에 시스템 전압 터미널을 접속시킨다. 펌프 회로는 다이오드(D5-D8)을 포함하는 2개의 펌프 브랜치들을 갖는데, 상기 다이오드들을 통해 정류된 공급 전압이 도면의 오른쪽 끝에 도시된 중간 회로 저장 커패시터(C6)에 인가된다.

중간 회로 저장 커패시터(C6)는 2개의 스위칭 트랜지스터들(V1, V2)로 구성되는 하프 브리지(half bridge)로 구성되는 컨버터에 제공된다. 페이즈 오포지션(phase opposition)에서 적절히 클로킹(clock)됨으로써, 하프-브리지 트랜지스터(V1, V2)들은 그들의 센터 탭(center tap)에서 정류기 출력의 2개의 전위 사이를 진동하는 ac 전압을 발생시킨다. 이러한 ac 전압은 램프 인덕터를 경유하여 공급 브랜치들에 접속되며, 이 경우에는, 2개의 커플링 커패시터(C15, C16)를 통하여 이하에서 보다 상세하게 설명될 측정 트랜스(TR1) 및 2개의 방전 램프(LA1, LA2)의 직렬 회로에 접속된다.

도 1은 전류가 램프들(LA1, LA2)에서 방전 플라즈마를 통해 흐를 수 있음을 도시할 뿐만 아니라, 예열 전류가 상부 램프(LA1)의 상부 전극, 하부 램프(LA2)의 하부 전극, 상부 램프(LA1) 및 하부 램프(LA2)의 2개의 상호접속 전극들, 그리고 가열 트랜스(TR2)의 각각의 2차 권선을 통해 흐를 수 있음을 도시한다.

선전류 하모닉스와 관한 관련 규정, 예를 들어 IEC 1000-3-2를 충족시키기 위하여, 2개의 펌프 브랜치들을 갖는 펌프 회로가 이용되는데, 이는 상대적으로 적은 회로 비용을 야기한다. 원리상, 정류기가 전자 펌프 스위치(D6/D8 또는 D5/D7)를 경유하여 주 에너지 저장소인 중간 회로 저장 커패시터(C6)에 결합된다. 다이오드들(D5, D7) 및 다이오드들(D6, D8) 사이에 있는 펌프 노드들은 펌프 네트워크를 경유하여 이하에서 보다 상세하게 설명될 인버터 또는 컨버터의 출력에 결합된 다. 따라서, 인버터 주파수의 반주기 동안, 에너지가 펌프 노드들을 통하여 시스템 전압으로부터 추출되고 펌프 네트워크에서 버퍼링된다. 다음의 반주기에서, 버퍼링된 에너지가 전자 펌프 스위치, 여기서는 다이오드들(D8, D7)을 경유하여 중간 회로 저장 커패시터(C6)에 공급된다. 이로써 에너지가 인버터 주파수를 갖는 시간에 시스템으로부터 추출된다. 앞서 언급된 필터 엘리먼트들은 대체로 보다 높은 스펙트랄 컴포넌트들을 억제하며, 따라서 선전류가 궁극적으로 유사 사인 곡선(quasi-sinusoidal) 방식으로 소비된다.

펌프 회로의 세부 사항은 본 발명에 있어서 중요하지 않다. 본 명세서에서는 선행 기술이 참조되는데, 특히 동일 출원인의 출원 DE 103 03 276.2 및 DE 103 03 277.0호가 참조된다. 중요한 점은 펌프 브랜치들이 인버터의 각 주기로 회로에 에너지를 펌핑할 수 있지만, 이를 반송할 수 없다는 점이다.

이미 언급된 램프 인덕터(LD1)에 부가하여, 램프 공진 회로가 공진 커패시터(C5, C9)를 갖는다.

램프 공진 회로는 우선적으로 공진에 가까이 여기함으로써 전압을 상승시키는데 사용된다. 점화 후, 램프 공진 회로는 이차적으로 인버터의 출력 임피던스를 방전 램프를 작동시키는데 적절한 임피던스로 변환시키는 매칭 네트워크로서 작용한다.

또는, 램프 공진 회로는 또한 펌프 네트워크로서 작용한다. 이미 언급된 펌프 노드들에서의 전압이 순간 시스템 전압 보다 낮은 경우, 펌프 네트워크는 시스템으로부터 에너지를 추출한다. 반대의 경우, 추출된 에너지가 중간 회로 저장 커 패시터(C6)로 출력된다. 추가적인 펌핑 작용이 커패시터(C8)로부터 진행된다. 커패시터(C8)는 하프-브리지 트랜지스터들(V1, V2) 상에서 스위칭 부하를 수용하기 위한 이른바 트라퍼조이달 커패시터(trapezoidal capacitor)로서 작용한다. 제 2 펌프 브랜치를 위한 펌프 네트워크는 펌프 인덕터(L1) 및 펌프 커패시터(C10)의 직렬 회로를 포함한다.

MOSFET으로 설계되는 하프-브리지 트랜지스터들(V1, V2)은 그들의 게이트들에서 드라이버 집적 회로(integrated driver circuit), 예를 들어 국제 정류 형식(international rectifier type) IR2153에 의하여 구동된다. 이러한 IC는 또한 "하이" 하프-브리지 트랜지스터(V1)를 구동하기 위한 하이 사이드 드라이버를 포함한다. 다이오드(D9) 및 커패시터(C4)가 이 경우 제공된다.

하프-브리지 트랜지스터들(V1, V2)을 위한 드라이버 회로 이외에, IC는 터미널들(2, 3)(RT 및 CT)을 통해 설정될 수 있는 주파수를 갖는 오실레이터를 포함한다. RT 및 CT에 따른 주파수는 하프 브리지의 가장 작은 작동 주파수에 대응된다. 주파수-결정 저항(R12)이 터미널(2, 3) 사이에 접속된다. 주파수 결정 커패시터(C12)가 터미널(3)과 기준 전위로서의 하부 공급 브랜치 사이에 접속되며, 바이폴라 트랜지스터(T3)의 에미터-콜렉터 경로가 직렬로 접속된다. 다이오드(D15)는, 커패시터(C12)를 충전 및 방전시킬 수 있도록 에미터-콜렉터 경로와 병렬로 접속된다. 하프-브리지 주파수는 바이폴라 트랜지스터(T3)의 베이스 터미널과 기준 전위 사이의 전압에 의하여 설정될 수 있으며, 이로써 제어 루프(control)를 위한 조정 변수(manipulated variable)를 형성한다. 바이폴라 트랜지스터(T3)의 베이스 터미 널은 도 1의 우측에 도시된 회로 부분에 의하여 구동된다. 바이폴라 트랜지스터 및 IC, 그리고 관련 권선이 제어기를 형성한다.

IC 및 관련 권선의 기능은, 드라이버 회로를 통해 컨버터 트랜지스터들의 구동을 가능하게 하는 임의의 바람직한 전압-제어형 또는 전류-제어형 오실레이터 회로에 의하여 구현될 수 있다. 또는, 설명된 인버터가 도 1의 밑부분에 도시된 순차적 제어 시스템(AS)에 의하여 제어된다.

예시적인 실시예에서, 보다 정확하게 하기 위하여, 제어기는 램프 전류를 제어된 변수로서, 구체적으로 방전 전류로서 획득한다. 방전 전류는 측정 트랜트(TR1)을 통해 획득된다. 적용될 수 있는 추가적인 공지 램프 전류 측정은 측정 분로(measuring shunt) 상에서 획득되는 컴포넌트 또는 2개의 커플링 커패시터(C15, C16) 중 하나를 통해 수행될 수 있었다. 풀-브리지 정류기(GL)는 전류를 정류하고 이를 저-저항(low-resistance) 측정 분로(R21D)를 통해 기준 전위로 유도한다. R21D에서의 전압 강하는, 저항(R21) 및 커패시터(C21)로 이루어진 평균화를 위한 저역통과 필터(lowpass filter)를 경유하여 작동 증폭기(U2-A)의 형태인 비-반전(non-inverting) 측정 증폭기의 입력에 진입된다. 이러한 측정 증폭기는 공지된 방법으로 저항들(R23-R25)에 의하여 접속되며 출력 신호를 다이오드(D23)를 경유하여 설명된 제어기 입력(조정 변수 노드)으로 통과시킨다. 이는 앞서 연속-작동 제어 회로로서 지칭된 전류 제어 루프를 닫는다. 이 경우, 다이오드(D23)는, 타이 포인트(tie point)(LD1-D24)에서의 전위가 충분히 높은 경우에 측정 증폭기(U2-A)의 출력을 전압 분할기(voltage divider)(D24, C20, R20, D16, R11)으로부터 분리 시킨다. 본 발명에 따라, 이 경우 회로 배치는, 방전 전류 없이 다이오드(D23)의 애노드에서의 전압이 다이오드(D11)를 통해 순차 제어 시스템(AS)의 출력(VCO)에 의하여 한정되는 값으로 가정되도록, 즉 순차 제어 시스템(AS)이 시동 주파수를 결정하도록 설계된다.

따라서, 순차 제어 시스템(AS)은 출력(VCO)을 통해 개방 회로 공진 주파수의 2배 이상인 주파수를 규정한다.

따라서, 인버터는 예열 주파수에서 작동되며 대응적으로 예열 트랜스(TR2)의 1차 권선에 적용된다. 결과적으로, 대응 예열 전류는 2차 권선들(B, C, D)로 흐른다.

이러한 배치에서, 커패시터(C3)는 1차 권선(A)의 우측 터미널을 위한 기준 전위로서 중간 회로 저장 커패시터(C6)에 걸린 전압들 사이의 평균 전압을 설정하는 기능을 한다.

순차 제어 시스템(AS)에 의하여 정해진 예열 시간 후에, 순차 제어 시스템(AS)은 대략 1ms 이내에 점화 모드로 들어가며 램프 공진 회로에서 공진 증폭에 의하여 필요한 시동 전압을 발생시킨다. 예열 회로들은, 예열 후에, 예열 트랜스(TR2)의 1차 권선(A)과 직렬 관계에 있으며 순차 제어 시스템(AS)의 출력(PH)을 통해 제어될 수 있는 스위치(V3)에 의하여 간단히 스위칭-오프될 수 있다. 이로써, 예열 회로에서의 임의의 추가적인 에너지 발산은 전극들에 의한 램프들(LR1, LR2)로의 불필요한 열 공급과 같이 억제된다.

예열에 후속하는, 하프-브리지 트랜지스터들(V1, V2) 및 램프 공진 회로 (LD1, C5, C9)를 위한 시동 단계가 높은 부하를 만들기 때문에, 과도히 높은 시동 전압을 회피하기 위하여 보호 회로가 제공된다. 그러나 이러한 보호 회로는 동시적으로 시동 전압을 적절한 값으로 설정하기 위한 전압 제어 회로를 형성한다. 이러한 목적은 램프 인덕터(LD1)의 램프측 터미널에서 억제 다이오드(D24)에 의하여 충족된다. 또한, 억제 다이오드 대신에 제너 다이오드 또는 금속 산화물 배리스터(varistor)를 사용하는 것 역시 가능하다. 따라서 포함되는 것은 임계 스위치(threshold switch)이다. 그러나 고전압 영역에 있는 임계 스위치는 생략될 수 있으며, 적절한 임계 스위치가 저전압 영역, 즉 평가 영역에 제공될 수 있다. 이는 본 명세서에서 설명되지 않지만, 당업자에게 자명하다.

커패시터(C20) 및 저항(R20)을 갖는 직렬 회로를 통해, 램프 전압이 제공되어 2개의 다이오드들(D16) 사이의 특정 임계값으로부터 시작한다. 좌측 다이오드의 애노드는 제 2 제어 입력을 구성한다. 저항(R20) 값은 제어 루프에서의 개입(intervention)의 영향의 레벨에 영향을 미치는데, 이는 이하에서 개설된다.

억제 다이오드(D24)에 의해 태핑(tap)된 램프 전압은 램프 공진 회로에서 진동하는 반응 에너지 및 시동 전압의 측정을 형성한다. 이 전압이 억제 다이오드(D24)의 임계값을 초과하는 경우에는, 하프-브리지 주파수가 상승되고, 공진 회로에서 진동하는 반응 에너지가 감소되고, 다른 한편으로는 램프 전압이 감소된다.

억제 다이오드(D24)의 통상적인 임계값은 예를 들어 250V이다. 전압 제어 회로는 이 전압 이상에서 제어를 행한다.

점화 후, 다이오드(D23)의 애노드의 전위를 바이폴라 트랜지스터(T3)의 작동 범위에 있는 값으로 상승시키고, 이로써 연속-작동 제어 회로의 제어 루프를 닫는(램프 전류를 위해) 램프 전류가 흐른다.

다른 한편으로는, 램프 전압이 억제 다이오드(D24)의 임계값 이상인 경우, 제어 증폭기(U2-A)의 양 입력에서의 전압이 우측 다이오드(D16)를 통해 상승되는데, 이는 상기 입력에서 저항들(R22, R23) 사이의 탭(tap)을 구동한다. 이로써, 속-작동 제어 회로는, 시동이 시도될 때 작동되지 않을 수 있다. 예를 들어, 개괄된 예시적인 실시예에서, 램프 전류의 제어, 즉 연속-작동 제어 회로는 1ms 차수 정도의 시간 상수로 작동한다. 한편으로는, 이러한 설정으로 실질적으로 보다 빠른 컨버터 주파수가 적절하게 필터링되며, 다른 한편으로는 제어는, 저장 커패시터(C6)에 걸린 중간 회로 전압의 100 Hz 조절(modulation)(정류된 시스템 전압에 의하여 피할 수 없음) 보다 대략 빠른 차수이다. 그러나 불량한 상황, 특히 노후화된 램프에서, 신뢰성있는 시동을 위해서는 1ms를 초과하는 폭발(burst)이 요구될 수 있다. 따라서, 전류 제어를 스위칭-오프하는 것이 유리하다.

컴포넌트들(D24, C20, R20, D16)을 통해 제어 증폭기(U2-A)의 비반전 입력에 높은 램프 전압의 (음) 컴포넌트를 적용함으로써, 이미 설명된 전압 제어 회로가 계속 작동하도록 연속-작동 제어 회로가 블로킹(block)된다.

도 2는 제 1 예시적 실시예와 관련된 설명이 대체로 유효한 제 2 예시적 실시예를 도시한다. 동일한 참조 기호는 동일하거나 대응되는 부분을 지칭한다.

상이한 점은 다음과 같다: 단순화를 위하여, 도 1에서의 램프 인덕터(LD1) 및 예열 트랜스(TR2)가 결합된다. 따라서, 램프 인덕터(LD1)는 예열 트랜스의 1차 권선(A)에 대응된다. 그러나 그 기능은 변하지 않지만, 더이상 스위칭-오프될 수 없으며, 다시 말해 도 1에서의 스위치(V3) 및 대응 제어 출력(PH)이 존재하지 않는다. 1차 권선 및 램프 인덕터의 일치화에 의하여, 구체적으로 예열 회로가 2차측에서만 스위칭-오프되는 것이 가능할 것이며, 이는 참가 전압(participating voltage) 및 드라이버 회로에 대한 대응 효과 때문에 복잡할 것이다. 그대신, 개별 예열 회로 각각이 커패시터(C7, C11, C13)를 각각 포함한다. 상기 커패시터는 이미 앞서 개관된 바와 같이 예열 중보다 연속 작동에서 보다 높은 임피던스를 형성하는 기능을 갖는다. 또한, 필라멘트 파손 검출(여기서는 설명되지 않음)을 위한 커패시터(C7, C11, C13)는, dc 전도성 때문에, 전극들과 병렬로 배치되는 2차 권선들(B, C, D)에도 불구하고 dc 단선(disconnection)이라는 장점을 갖는다. 또한, 이러한 기능은 도 1의 예시적 실시예의 경우 구현될 수 있는데, 이 경우 커패시터 대신 다이오드를 사용하는 것이 가능할 것이다.

제 1 예시적 실시예는 예열 회로의 완전한 단선이라는 장점을 가지며, 따라서 효율과 관련하여 열 인가에 민감한 특히 효율적으로 최적화된 램프에 특히 적절하다. 도 2의 제 2 예시적 실시예는, 단지 3개의 커패시터(그러나 경우에 따라 임의적임) 및 램프 인덕터 상의 추가적인 3개의 권선들만이 요구되기 때문에 특히 단순하고 비용 효율적이다.

본 발명은 제 1 예시적 실시예(도 1)와 관련하여 몇몇 정량적 데이터로 설명될 수 있다. 이 예에서 2개의 36W 튜브형 형광 램프가 작동되는데, 펌프 효과를 결정하는 엘리먼트들은 다음과 같다:

LD1 = 1 mH

L1 = 1.8 mH

C5 = 10 nF

C9 = 14 nF

C10 = 220 nF

C15 = C16 = 100 nF

연속 작동에 있어서 작동 주파수로 실제 진동하는 램프 전류가

여기서, 램프 전류는 50Hz에서 230V 공급 전압의 주어진 조건에서 대략 335mA의 평균제곱근(root-mean square) 값을 갖는다. 채널 C, 즉 연속 흑선(black line)은 대략 47.3 kHz의 최소값과 대략 61.5의 최대값 사이에서 진동하는 작동 주파수를 도시한다. 진동은 작동 주파수를 통한 램프 전류 제어로부터 기인한다. 램프 전류에서의 잔여 진동은 특히 제어기의 시간 상수에 의하여 야기된다.

개방 회로 공진 주파수(LD1 및 C9에 의해 결정됨)는 42.6 kHz이고 시동 주파수(700V의 개방 회로 전압으로 주어짐)는 대략 48 kHz이다.

도 4는, 음영으로 표시되는 채널 B를 이용하여, 시동 프로세스 부근에서의 중간 회로 전압(U_C6)의 특성을 도시한다. 여기서 예열 주파수는 98.5 kHz이며, 다시 말해 개방 회로 공진 주파수의 2배 이상이다.

중간 회로 전압(U_C6)

채널 C에서 나타나는 램프 전류로부터 검출될 수 있는, 다이어그램의 중간에 서의 시동 후에, 그리고 이 크기 이하로 유지되기 전에 시스템 전압의 최대값(peak value)(약 325V)를 초과하지 않음이 잘 알려져 있다. 도 4의 채널 C에서의 램프 전류는 도 3의 채널 3에 대응된다.

본 발명에 의하여 예열가능한 전극들을 갖는 작동 램프용으로 고안된 전자 안정기가 제공되는바, 이러한 본원 발명에 따른 전자 안정기에 의하여 램프 전극들의 예열과 관련하여 개선되며 펌프 회로를 갖는 전자 안정기의 기술적 문제점이 해결된다. X

Claims

예열가능 전극들을 갖는 적어도 하나의 방전 램프(LA1, LA2)를 위한 전자 안정기로서, 상기 안정기는:

- ac 전압 공급 터미널(KL1-1, KL1-2);

- 상기 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)에 접속되는 정류기(D1-D4);

- 상기 정류기(D1-D4)에 의하여 정류되는 상기 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)의 공급 파워로부터 상기 방전 램프(LA1, LA2)를 위한 보다 높은 주파수의 공급 전력을 발생시키기 위한 컨버터(V1, V2); 및

- 상기 ac 전압 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)로부터 에너지를 추출함으로써 상기 안정기의 역률(power factor)을 개선시키기 위한 적어도 하나의 펌프 회로(D5/D7, D6/D8)를 가지며,

상기 안정기는 예열 트랜스(TR2)를 포함하는데, 상기 예열 트랜스(TR2)는, 상기 램프(LA1, LA2)가 점화되기 전에 예열 단계 중에 2차측(B, C, D) 상에서 상기 예열 트랜스(TR2)에 접속되는 상기 예열가능 전극들에 예열 파워를 공급하도록 설계되며,

상기 안정기는, 상기 예열 트랜스(TR2)의 1차측(A)에 파워를 공급하기 위하여, 예열 중에 상기 안정기의 개방 회로 공진 주파수와 비교하여 증가된 주파수로 상기 컨버터(V1, V2)를 작동시키도록 설계되는, 전자 안정기.
제 1 항에 있어서, 상기 예열 트랜스(TR2)를 스위칭-오프(switching off)하기 위한 스위치(V3)가 직렬로 상기 예열 트랜스(TR2)에 제공되는, 전자 안정기.
제 1 항에 있어서, 상기 예열 트랜스(TR2)의 상기 1차 권선(A)은 상기 안정기의 램프 인덕터(LD1)로 형성되는, 전자 안정기.
제 2 항 또는 제 3 항에 있어서, 커패시터(C7, C11, C13)는 상기 예열 트랜스의 상기 2차측(B, C, D)과 상기 예열가능 전극들 중 하나 사이에 접속되는, 전자 안정기.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 안정기는, 상기 컨버터(V1, V2)의 작동 주파수를 통해 연속 작동 중 상기 램프 파워 또는 램프 전류를 제어하기 위하여 연속-작동 제어 회로(continous-operated control circuit)(TR1, GL, R21-R25, R21D, U2-A, D23, T3, C4, D9, RT, CT, R12, C12, D15)를 갖는, 전자 안정기.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 안정기는, 상기 컨버터(V1, V2)의 작동 주파수를 통해 상기 방전 램프(LA1, LA2)의 점화 후 램프 공진 회로(LD1, C5, C9)의 시동 전압을 설정하기 위하여 전압 제어 회로(D24, C20, R20, D16, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15)를 갖는, 전자 안정기.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 컨버터(V1, V2)의 작동을 제어하기 위한 순차 제어 시스템(AS)은, 상기 연속-작동 주파수에 비하여 상승된 컨버터 주파수를 갖는 상기 예열 단계로부터 상기 방전 램프(LA1, LA2)의 점화로의 전이에 최대 10ms가 소요되도록 설계되는, 전자 안정기.
ac 전압 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)을 갖는 전자 안정기의 도움으로 예열가능한 전극들을 갖는 방전 램프(LA1, LA2)를 작동시키는 방법으로서, 상기 방법은

- 상기 ac 전압 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)에 존재하는 ac 전압을 정류하는 단계; 및

- 컨버터(V1, V2)의 도움으로 정류된 상기 ac 전압 공급 파워로부터 상기 방전 램프(LA1, LA2)용의 보다 높은 주파수의 공급 파워를 발생시키는 단계를 가지며,

적어도 하나의 펌프 회로(D5/D7, D6/D8)가 상기 ac 전압 공급 터미널(KL1-1, KL1-2)로부터 에너지를 추출함으로써 상기 안정기의 역률을 개선시키는데 사용되며, 상기 방전 램프(LA1, LA2)의 점화 전 예열 단계 중에 상기 예열가능 전극들에는 예열 트랜스(TR2)의 2차 권선들(B, C, D)의 도움으로 예열 파워가 공급되며, 상기 컨버터(V1, V2)는, 상기 예열 트랜스(TR2)의 1차측(A)을 공급하기 위하여 상기 안정기의 개방 회로 공진 주파수에 비하여 상승된 주파수로 작동되는, 방전 램프 작동 방법.