EP1635620B1

EP1635620B1 - Elektronisches Vorschaltgerät mit Pumpschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden

Info

Publication number: EP1635620B1
Application number: EP05017529A
Authority: EP
Inventors: Bernd Rudolph
Original assignee: Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Current assignee: Osram GmbH
Priority date: 2004-09-13
Filing date: 2005-08-11
Publication date: 2007-11-28
Anticipated expiration: 2025-08-11
Also published as: EP1635620A1; DE502005002087D1; DE102004044180A1; CA2518768A1; US7193375B2; KR101171686B1; CN1750731B; KR20060051258A; US20060055339A1; TW200618676A; ATE379953T1; CN1750731A

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät, das für den Betrieb von Lampen mit vorheizbaren Elektroden ausgelegt ist.

Stand der Technik

Solche Lampen und Vorschaltgeräte sind an sich seit langem bekannt. In einer Gruppe von Geräten wird ein sog. PTC-Element (ein Widerstand mit ausgeprägtem positiven Temperaturkoeffizienten) zur Festlegung einer Vorheizzeit beim Neustart einer solchen Lampe eingesetzt. Das PTC-Element erwärmt sich während des Vorheizens durch einen Strom und beendet den Vorheizvorgang durch Erhöhung seines elektrischen Widerstandes.
Die Steuerung der Wandler, insbesondere des oder der darin verwendeten Schalttransistoren, kann einerseits durch eine Rückkopplung erfolgen, wobei man von einem sog. selbsterregten Wandler spricht. Andererseits ist es auch bekannt, Wandler extern durch eine Ablaufsteuerung zu steuern und dabei insbesondere Einfluss auf die Betriebsfrequenz des Wandlers zu nehmen, beispielsweise zur Lampenstromregelung im Dauerbetrieb.
In der Regel sind die Vorschaltgeräte zum Betrieb an einem Wechselspannungs-Versorgungsnetz ausgelegt. Ein Gleichrichter dient zur Erzeugung einer Zwischenkreis-Gleichspannung, mit der ein Wandler versorgt wird, der wiederum eine gegenüber der Netzfrequenz höherfrequente Versorgungsleistung zum Betrieb der Lampe erzeugt.
Eine wichtige Eigenschaft solcher Vorschaltgeräte ist die Art der Leistungsentnahme aus dem Wechselspannungs-Versorgungsnetz. Wenn der Gleichrichter einen Zwischenkreis-Speicherkondensator lädt, so kommt es ohne weitere Maßnahmen zu stoßartigen Ladungsvorgängen des Zwischenkreisspeicherkondensator, wenn die momentane Netzspannung über der Kondensatorspannung liegt. Damit werden Netzstromoberschwingungen erzeugt und ein schlechter Leistungsfaktor verursacht.
Es gibt verschiedene Möglichkeiten zur Verbesserung des Leistungsfaktors, d. h. zur Reduktion von Netzstromoberschwingungen. Zum Teil sind die entsprechenden Eigenschaften von elektronischen Vorschaltgeräten auch durch Vorschriften geregelt, z. B. die IEC1000-3-2. Neben eigenen Wandlern zum Aufladen des Zwischenkreis-Speicherkondensators (oder allgemeiner Hauptenergiespeichers) aus der gleichgerichteten Netzspannung kommen auch sog. Pumpschaltungen in Betracht. Letztere benötigen einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand.
Die Topologie einer Pumpschaltung beinhaltet, dass der Netzgleichrichter über mindestens einen elektronischen Pumpschalter mit dem ZwischenkreisSpeicherkondensator gekoppelt ist. Dadurch entsteht zwischen dem Netzgleichrichter und dem elektronischen Pumpschalter ein Pumpknoten. Dieser ist über ein Pumpnetzwerk mit dem Wandlerausgang gekoppelt. Das Pumpnetzwerk kann Bauteile enthalten, die zugleich einem Anpassnetzwerk zur Ankopplung der Lampe an den Wandlerausgang zugeordnet werden können. Das Prinzip der Pumpschaltung besteht darin, während einer Halbperiode der Wandlerfrequenz über den Pumpknoten Energie aus der gleichgerichteten Netzspannung zu entnehmen und im Pumpnetzwerk zwischenzuspeichern. In der darauffolgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den elektronischen Pumpschalter dem ZwischenkreisSpeicherkondensator zugeführt.
Der gleichgerichteten Versorgungsspannung wird demnach im Takt der Wandlerfrequenz Energie entnommen. Allgemein enthält das elektronische Vorschaltgerät Filterschaltungen, die Spektralanteile des Netzstroms im Bereich der Wandlerfrequenz und darüber unterdrücken. Der oder die Pumpschaltungen können so ausgelegt sein, dass die Netzstromoberschwingungen die erwähnten Vorschriften oder andere Anforderungen einhalten.
In der Schrift US 5,994,848 (Janczak ) ist eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Kompaktleuchtstofflampe beschrieben. Diese Schaltungsanordnung umfasst eine einfache Pumpschaltung, die zum Erreichen eines hohen Leistungsfaktors einen großvolumigen Rückkoppelkondensator benötigt, was bei der Integration der Schaltungsanordnung in einer Lampe stört. Deshalb wird ein kleiner Rückkoppelkondensator eingesetzt und ein niedrigerer Leistungsfaktors in Kauf genommen. Der Wert des Rückkoppelkondensators wird gerade so weit reduziert, dass der Triac eines vorgeschalteten Dimmers nicht verlischt.
Im Übrigen wird, was Pumpschaltungen angeht, auf den Stand der Technik, und zwar insbesondere die Anmeldungen DE 103 03 276.2 und DE 103 03 277.0 derselben Anmelderin und dortigen Zitate verwiesen.

Darstellung der Erfindung

Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein im Hinblick auf die Vorheizung von Lampenelektroden verbessertes elektronisches Vorschaltgerät mit einer Pumpschaltung anzugeben.
Die Erfindung richtet sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist:

einen Wechselspannungsversorgungsanschluss,
einen an dem Versorgungsanschluss angeschlossenen Gleichrichter,
einen Wandler zur Erzeugung einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe aus der durch den Gleichrichter gleichgerichteten Versorgungsleistung des Versorgungsanschlusses,
einer Pumpschaltung zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss,

Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben und werden im Folgenden näher erläutert. Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie als auch auf die Vorrichtungskategorie der Erfindung. Der Erfinder ist von der Grundüberlegung ausgegangen, dass eine Pumpschaltung nach wie vor eine attraktive weil einfache und wirkungsvolle Möglichkeit zur Leistungsfaktorkorrektur darstellt.
Er hat ferner eine Lösung gesucht, bei der anstelle eines PTC-Elements eine Ablaufsteuerung für die Definition der Vorheizphase verwendet wird. Dabei ergibt sich als Hauptproblem, dass die Energiedissipation durch das PTC-Element im Rahmen des Erwärmungsvorgangs ausfällt. Die durch die Pumpschaltung gepumpte Energie muss also während des Vorheizens anderweitig dissipiert werden. Es ist beobachtet worden, dass die Pumpwirkung der Pumpschaltung i. a. mehr Energie pumpen kann, als für die Vorheizung der Elektroden benötigt wird. Dabei kann es zu einer Überlastung von Bauteilen, insbesondere des Zwischenkreis-Speicherkondensators, durch Anstieg der Spannung auf unzulässige Werte kommen.
Dies kann allerdings dadurch verhindert werden, dass die Pumpwirkung der Pumpschaltung reduziert wird, und zwar in besonders einfacher und effizienter Weise durch eine Frequenzerhöhung. Die Erfindung sieht also vor, dass während des Vorheizens im Vergleich zu der Leerlaufresonanzfrequenz eine deutlich höhere Wandlerfrequenz verwendet wird.
Die Absenkung der effektiven Pumpwirkung mit der Frequenz hängt, vereinfacht ausgedrückt, damit zusammen, dass das Resonanzverhalten des die Lampe enthaltenden Resonanzkreises eine die Frequenzabhängigkeit des kapazitiven Pumpens und induktiven Pumpens überkompensierende Frequenzabhängigkeit hat. Näherungsweise sinkt die effektive Pumpleistung bei kapazitiven Pumpschaltungen etwa proportional zum Kehrwert des Frequenzquadrats und bei induktiven Pumpschaltungen etwa umgekehrt proportional zur Frequenz.
Insbesondere kann die während des Vorheizens verwendete Frequenz über dem 1,3-fachen der Leerlaufresonanzfrequenz liegen, wobei Frequenzen über dem 1,4-fachen, 1,5-fachen, 1,6-fachen, 1,7-fachen, 1,8-fachen, 1,9-fachen oder etwa bei oder über dem 2-fachen zunehmend bevorzugt sind, damit die Pumpwirkung gegenüber dem Betrieb signifikant reduziert ist. Die Leerlaufresonanzfrequenz ist dabei die üblicherweise so bezeichnete Resonanzfrequenz des Lampenkreises ohne angeschlossene Lampe, die sich in der allgemein bekannten Weise im Wesentlichen aus der Lampendrosselinduktivität und der Kapazität des Resonanzkondensators ergibt.
Schließlich sieht die Erfindung einen Vorheiztransformator vor, mit dem ein für das Vorheizen ausreichend großer Strom erzeugt werden kann. Durch die Drosselwirkung der Lampendrossel besteht ansonsten die Gefahr, dass der Strom bei den bevorzugten relativ hohen Vorheizfrequenzen zu klein wird und sich damit im Hinblick auf den Strom (nicht die Energie) keine ausreichende Vorheizwirkung erzielen lässt. Die erfindungsgemäße Erhöhung der Vorheizfrequenz läuft also zunächst der Erzeugung ausreichend großer Vorheizströme entgegen. Dieses Problem lässt sich jedoch durch den erwähnten Vorheiztransformator beheben.
Insgesamt kann damit erreicht werden, dass beim Vorheizen mit einem elektronischen Vorschaltgerät mit einer Pumpschaltung und ohne PTC-Element eine so hohe Wandlerfrequenz verwendet wird, dass die von dem Wandler erzeugte Vorheizenergie höchstens bei der maximal zulässigen Vorheizenergie der jeweiligen Lampenelektroden liegt. Solche Vorheizenergien lassen sich beispielsweise entsprechend der energiegesteuerten Vorheizung nach IEC81 bzw. IEC901 jeder Lampenelektrode zuordnen.
Ferner bietet der Vorheiztransformator eine Potentialtrennung zu den Elektroden, was in vielen Fällen ebenfalls von Vorteil ist.
Vermieden werden können vor allem die Nachteile der häufig verwendeten PTC-Elemente, die nach relativ kurzen Netzpausen beispielsweise noch heiß und hochohmig sind, so dass dann keine ausreichende Vorheizung der Lampenelektroden und somit ein schädlicher Kaltstart erfolgt. Ferner zeigen PTC-Elemente Verluste, die zum einen den Wirkungsgrad des Vorschaltgeräts verschlechtern und zum anderen zu einer häufig unerwünschten zusätzlichen Erwärmung mit entsprechend größeren Problemen bezüglich der Abwärme und der Dauerhaftigkeit der Bauteile und Lötstellen führen. Ferner kommt es bei moderneren Lampen (beispielsweise T5-Bautyp) vor allem bei Reihenschaltungen zu erheblichen Spannungsbelastungen, die mit PTC-Elementen ebenfalls nicht mehr ohne weiteres realisierbar sind. Schließlich erübrigt sich die Abschaltung der Pumpschaltung während des Vorheizens und damit die Notwendigkeit entsprechend ausgelegter Schalter und insbesondere von spannungsfesten Treiberschaltungen ("High Side Driver").
Andererseits ist es im Rahmen dieser Erfindung bevorzugt, einen Schalter zum Abschalten des Vorheiztransformators vorzusehen. Damit kann nach dem Vorheizen jede weitere, auch noch so geringe Energieentnahme durch den Vorheizkreis vermieden werden. Dies ist vor allem dann wesentlich, wenn Lampen betrieben werden sollen, bei denen besonders kritische Anforderungen bezüglich der Lampentemperatur bestehen und damit jedweder zusätzlicher Wärmeeintrag, etwa durch einen kleinen Restheizstrom während des Dauerbetriebs, unterbunden werden soll ("Cut Off"). Wenn dies nicht so entscheidend ist oder eine andere Möglichkeit zum Unterbinden von Restheizströmen im Dauerbetrieb existiert, ist es bevorzugt, die ohnehin vorhandene Lampendrossel als Primärwicklung des Vorheiztransformators zu verwenden, also die Lampendrossel mit einigen zusätzlichen Wicklungen zu versehen, die mit sehr geringem Kostenaufwand möglich sind. Eine Möglichkeit, Restheizströme im Dauerbetrieb wenigstens zu verringern, besteht beispielsweise darin, in den Vorheizkreis, also auf der Sekundärseite des Vorheiztransformators, einen Kondensator zu schalten. Bei den erfindungsgemäß erhöhten Vorheizfrequenzen hat dieser eine relativ niedrige Impedanz und stört damit nicht sehr; seine Impedanz erhöht sich jedoch im Normalbetrieb durch die Frequenzabsenkung. Ein solcher Kondensator hat auch andere Vorteile, nämlich die Gleichstromsperrung. Dies kann beispielsweise in Zusammenhang mit einer im Rahmen dieser Erfindung nicht im einzelnen diskutierten Wendelbrucherkennung, bei der die Gleichstromleitfähigkeit der Lampenelektroden verwendet wird, von Bedeutung sein. Hier können die parallel liegenden Sekundärwicklungen in den Vorheizkreisen stören, würden aber durch den Kondensator gleichstrommäßig abgetrennt.
Eine weitere Möglichkeit, die jedoch im Rahmen dieser Erfindung aus verschiedenen Gründen weniger bevorzugt ist, besteht darin, insbesondere im Vorheizkreis selbst eine Resonanz bei der Vorheizfrequenz auszunutzen. Es können jedoch Probleme durch Anregung der Resonanz durch Oberschwingungen im Dauerbetrieb auftreten, wobei auch zu beachten ist, dass die von dem Wandler im Dauerbetrieb erzeugten Spannungsverläufe regelmäßig nicht sinusförmig und damit oberwellenreich sind.
Vorzugsweise ist bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät eine Lampenstrom- oder Lampenleistungsregelung vorgesehen, die im Lampendauerbetrieb die Wandlerfrequenz so verändert, dass ein bestimmter Sollwert eingehalten wird. Dies erfolgt letztlich über eine Annäherung oder Entfernung der Wandlerfrequenz von der Resonanzfrequenz des die Lampe enthaltenden Lampenresonanzkreises.
Ferner sieht eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung eine Spannungsregelschaltung vor, die dazu dient, die Zündspannung des Lampenresonanzkreises über die Frequenz des Wandlers des Vorschaltgeräts einzustellen. Diese Spannungsregelschaltung ist von Vorteil, weil bei einer Zündung über eine Resonanzanregung infolge der Güte des Lampenresonanzkreises eine relativ genaue Frequenzeinstellung erforderlich ist. Die Regelschaltung kann nun die Frequenz dem Resonanzverhalten des Lampenresonanzkreises anpassen bzw. "nachfahren" und dabei insbesondere über eine Begrenzung der Zündspannung durch Frequenzveränderung arbeiten.
Die zuvor erwähnte Lampenstrom- bzw. Leistungsregelschaltung kann mit der Spannungsregelschaltung insoweit kombiniert werden, als beide auf den selben Steuereingang für die Steuerung der Betriebsfrequenz des Wandlers zugreifen. Dabei kann vorzugsweise vorgesehen sein, dass die Schaltung als Strom- bzw. Leistungsregelschaltung (also Dauerbetriebs-Regelschaltung) funktioniert, sobald nennenswerte Lampenströme fließen, die Lampe also gezündet hat, und im anderen Fall die Spannungsregelung "Vorrang hat".
Die erwähnte Kombination von Dauerbetriebsschaltung und Spannungsregelschaltung kann ferner dazu ausgelegt sein, die Lampenspannung, ein davon abgeleitetes Potential oder eine andere damit korrelierende Größe an einen Eingang des Regelverstärkers oder Schalttransistors der Dauerbetriebsregelschaltung anzulegen. Es kann natürlich auch genügen, lediglich einen zeitlichen Anteil der Lampenspannung oder der korrelierenden Größe zu verwenden. Dies hat den Sinn, die Dauerbetriebsregelschaltung während des Vorheizens und Startens zu deaktivieren, bis die Lampe durchgezündet und ihre Brennspannung erreicht hat. Damit können die Vorheiz- und Zündvorgänge ungestört ablaufen und wird die Dauerbetriebsregelschaltung lediglich im Dauerbetrieb eingesetzt.
Ferner ist bevorzugt, nach dem eigentlichen Vorheizvorgang, also nach Erreichen der notwendigen Temperatur der Lampenelektroden, relativ schnell zur Zündung vorzuschreiten. Wenn nämlich der dann anstehende Frequenzabfall bei der Vorheizfrequenz beginnend zu langsam erfolgt, kann es selbst in dieser Übergangsphase zu der eingangs erwähnten Überlastung von Bauelementen durch die zu große Pumpwirkung der Pumpschaltung kommen. Bewährt haben sich hier Übergangszeiten von höchstens 10 ms, vorzugsweise unter 8, 6, 4, 2 bzw. 1 ms. Konventionellerweise werden hier eher Zeitspannen in der Größenordnung von 100 ms verwendet.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei die einzelnen Merkmale, wie bereits erwähnt, sowohl für die Vorrichtungskategorie als auch die Verfahrenskategorie Bedeutung haben und im Übrigen auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können.

Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)

Figur 1a-b: zeigt ein Schaltdiagramm eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist das Schaltdiagramm auf die Figuren 1a und 1b aufgeteilt. Im folgenden werden Bezugnahmen auf die Figur 1 als Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 1a oder 1b verstanden.
Figur 2a-b: zeigt ein Schaltdiagramm eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist das Schaltdiagramm auf die Figuren 2a und 2b aufgeteilt. Im folgenden werden Bezugnahmen auf die Figur 2 als Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 2a oder 2b verstanden.
Figur 3: zeigt tatsächliche Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.
Figur 4: zeigt tatsächliche Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung

Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel. Links sind zwei Anschlüsse KL1-1 und KL1-2 eingezeichnet, an denen eine Netzspannung angeschlossen werden soll. Ein Filter aus zwei Kondensatoren C1 und C2 und zwei mit F11 bezeichneten gekoppelten Spulen verbindet die Netzspannungsanschlüsse mit einem Vollbrückengleichrichter aus den Dioden D1 - D4. Eine Pumpschaltung weist zwei Pumpzweige auf, zu denen Dioden D5 - D8 zu rechnen sind, über die die gleichgerichtete Versorgungsspannung an einen Zwischenkreisspeicherkondensator C6 gelegt wird, der in der Figur ganz rechts eingezeichnet ist.
Der Zwischenkreiskondensator C6 speist den hier als Halbbrücke aus zwei Schalttransistoren V1 und V2 aufgebauten Wandler. Die Halbbrückentransistoren V1 und V2 erzeugen durch entsprechend gegenphasige Taktung an ihrem Mittenabgriff ein Wechselpotential, dass zwischen den beiden Potentialen des Gleichrichterausgangs oszilliert. Dieses Wechselpotential wird über eine Lampendrossel LD1 und, im vorliegenden Fall, eine Serienschaltung zweier Entladungslampen LA1 und LA2 und einen im Folgenden noch näher erläuterten Messtransformator TR1 über zwei Koppelkondensatoren C15, C16 an die Versorgungsäste angeschlossen.
Figur 1 zeigt, dass nicht nur ein Strom durch das Entladungsplasma in den Lampen LA1 und LA2, sondern auch ein Vorheizstrom durch die obere Elektrode der oberen Lampe LA1, die untere Elektrode der unteren Lampe LA2, die beiden zusammengeschalteten Elektroden der Lampe LA1 und der Lampe LA2 und eine jeweilige Sekundärwicklung eines Heiztransformators TR2 fließen kann.
Zur Einhaltung einschlägiger Vorschriften bzgl. Netzstromoberschwingungen, beispielsweise IEC 1000-3-2, wird hier eine Pumpschaltung mit zwei Pumpzweigen verwendet, die einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand bereitet. Im Prinzip wird der Gleichrichter dabei über einen elektronischen Pumpschalter D6/D8 bzw. D5/D7 mit dem Hauptenergiespeicher, dem Zwischenkreis-Speicherkondensator C6, gekoppelt. Die zwischen den Dioden D5 und D7 einerseits und D6 und D8 andererseits liegenden Pumpknoten sind über ein Pumpnetzwerk mit dem Ausgang eines noch näher erläuterten Wandlers bzw. Wechselrichters gekoppelt. Dadurch wird während einer Halbperiode der Wechselrichterfrequenz über die Pumpknoten Energie aus der Netzspannung entnommen und in einem Pumpnetzwerk zwischengespeichert. In der darauf folgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den elektronischen Pumpschalter, hier die Dioden D8 und D7, dem Zwischenkreisspeicherkondensator C6 zugeführt. Damit wird im Takt der Wechselrichterfrequenz Energie aus dem Netz entnommen. Die erwähnten Filterelemente unterdrücken weitgehend höhere Spektralanteile, so dass letztlich eine quasi sinusförmige Netzstromaufnahme erfolgt.
Die Einzelheiten der Pumpschaltung sind für die vorliegende Erfindung nicht von Belang. Hier wird auf den Stand der Technik und insbesondere die Anmeldungen DE 103 03 276.2 und DE 103 03 277.0 derselben Anmelderin verwiesen. Wesentlich ist, dass die Pumpzweige mit jeder Periode des Wechselrichters Energie in die Schaltung pumpen, jedoch nicht zurückführen können.
Der Lampenresonanzkreis weist neben der bereits erwähnten Lampendrossel LD1 Resonanzkondensatoren C5 und C9 auf.
Der Lampenresonanzkreis dient zum ersten zur Spannungsüberhöhung durch eine resonanznahe Anregung. Nach der Zündung wirkt der Lampenresonanzkreis zum zweiten als Anpassnetzwerk, das die Ausgangsimpedanz des Wechselrichters in eine zum Betrieb der Entladungslampen passende Impedanz transformiert.
Im Übrigen wirkt der Lampenresonanzkreis auch als Pumpnetzwerk. Ist das Potential an den bereits erwähnten Pumpknoten niedriger als die momentane Netzspannung, so bezieht das Pumpnetzwerk Energie aus dem Netz. Im umgekehrten Fall wird die aufgenommene Energie an den Zwischenkreiskondensator C6 abgegeben. Eine weitere Pumpwirkung geht von dem Kondensator C8 aus. Der Kondensator C8 wirkt als sog. Trapezkondensator zur Schaltentlastung der Halbbrückentransistoren V1 und V2. Das Pumpnetzwerk für den zweiten Pumpzweig besteht aus einer Serienschaltung einer Pumpdrossel L1 und eines Pumpkondensators C10.
Die Halbbrückentransistoren V1 und V2, die als MOSFET ausgeführt sind, werden an ihren Gates durch einen integrierten Treiberschaltkreis, beispielsweise vom Typ International Rectifier IR2153, angesteuert. Dieser IC enthält auch einen Highside Treiber zur Ansteuerung des "hochliegenden" Halbbrückentransistors V1. In diesem Zusammenhang sind die Diode D9 und der Kondensator C4 vorgesehen.
Außer den Treiberschaltungen für die Halbbrückentransistoren V1 und V2 enthält der lC einen Oszillator, dessen Frequenz über die Anschlüsse 2 und 3 (RT und CT) eingestellt werden kann. Die Frequenz gemäß RT und CT entspricht der niedrigsten Betriebsfrequenz der Halbbrücke. Zwischen die Anschlüsse 2 und 3 ist ein frequenzbestimmender Widerstand R12 geschaltet. Zwischen den Anschluss 3 und den als Bezugspotential dienenden unteren Versorgungsast ist ein frequenzbestimmender Kondensator C12 und seriell dazu die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors T3 geschaltet. Parallel zu der Emitter-Kollektor-Strecke ist eine Diode D15 geschaltet, um C12 laden und entladen zu können. Durch eine Spannung zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors T3 und dem Bezugspotential kann die Halbbrückenfrequenz eingestellt werden und bildet somit eine Stellgröße für einen Regelkreis. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T3 wird von weiter rechts in Figur 1 eingezeichneten Schaltungsteilen angesteuert. Der Bipolartransistor und der lC sowie die dazugehörige Beschaltung bilden somit einen Regler.
Die Funktionen des IC und der zugehörigen Beschaltung können auch durch eine beliebige spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung realisiert werden, die über Treiberschaltungen die Ansteuerung von Wandlertransistoren bewerkstelligen. Im Übrigen wird der beschriebene Wechselrichter von einer Ablaufsteuerung AS gesteuert, die in Figur 1 unten eingezeichnet ist.
Im Ausführungsbeispiel erfasst der Regler als Regelgröße den Lampenstrom, und zwar genauer gesagt den Entladungsstrom. Dieser wird über einen Messtransformator TR1 erfasst. Eine weitere bekannte und auch anwendbare Lampenstrommessung könnte über einen der beiden Koppelkondensatoren C15, C16 bzw. einen auf einem Messwiderstand erfassten Anteil daraus erfolgen. Ein Vollbrückengleichrichter GL richtet den Strom gleich und führt ihn über einen niederohmigen Messwiderstand R21 D auf das Bezugspotential. Über einen Tiefpass aus dem Widerstand R21 und dem Kondensator C21, der zur Mittelwertbildung dient, wird der Spannungsabfall an R21 D in den Eingang eines nicht-invertierenden Messverstärkers in Form eines Operationsverstärkers U2-A gegeben. Dieser ist in bekannter Weise durch die Widerstände R23 - R25 beschaltet und gibt sein Ausgangssignal über die Diode D23 an den bereits beschriebenen Reglereingang (Stellgrößenknoten). Damit ist der Stromregelkreis geschlossen, der zuvor als Dauerbetriebsregelschaltung bezeichnet wurde. Die Diode D23 entkoppelt dabei den Ausgang des Messverstärkers U2-A vom Spannungsteiler D24, C20, R20, D16, R11, wenn das Potential am Verbindungspunkt LD1 - D24 hoch genug ist. Erfindungsgemäß ist die Schaltungsanordnung dabei so ausgelegt, dass ohne Entladungsstrom das Potential an der Anode der Diode D23 einen durch den Ausgang VCO der Ablaufsteuerung AS über eine Diode D11 definierten Wert annimmt, die Ablaufsteuerung AS also die Startfrequenz bestimmt.
Die Ablaufsteuerung AS gibt über den Ausgang VCO also einen Frequenzwert vor, der über der doppelten Leerlaufresonanzfrequenz liegt.
Der Wechselrichter wird also mit einer vorgegebenen Vorheizfrequenz betrieben und die Primärwicklung A des Vorheiztransformators TR2 entsprechend beaufschlagt. Folglich fließen in den Sekundärwicklungen B, C und D entsprechende Vorheizströme.
Der Kondensator C3 dient dabei zur Einstellung eines Mittelwertpotentials zwischen den Potentialen an dem Zwischenkreis-Speicherkondensator C6 als Bezugspotential für den rechten Anschluss der Primärwicklung A.
Nach einer durch die Ablaufsteuerung AS vorgegebenen Vorheizzeit geht die Ablaufsteuerung AS innerhalb von ca. 1 ms in den Zündmodus über und erzeugt durch Resonanzüberhöhung im Lampenresonanzkreis die notwendige Zündspannung. Durch den über den Ausgang PH der Ablaufsteuerung AS steuerbaren Schalter V3, der in Serie zu der-Primärwicklung A des Vorheiztransformators TR2 liegt, lassen sich die Vorheizkreise nach dem Vorheizen einfach abschalten. Damit ist jede weitere Energiedissipation in den Vorheizkreisen und ein unnötiger Wärmeeintrag in die Lampen LR1 und LR2 durch die Elektroden unterbunden.
Da die sich an die Vorheizung anschließende Zündphase für die Halbbrückenschatter V1 und V2 und den Lampenresonanzkreis (LD1, C5, C9) eine hohe Belastung darstellt, ist hier eine Schutzschaltung zur Vermeidung zu hoher Zündspannungen vorgesehen. Diese Schutzschaltung bildet gleichzeitig aber auch eine Spannungsregelschaltung zur Einstellung der Zündspannung auf einen geeigneten Wert. Dazu dient eine Suppressordiode D24 am lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel LD1. Statt einer Suppressordiode könnte hier auch ein Metalloxidvaristor oder eine Zenerdiode verwendet werden. Es geht also um einen Schwellenwertschalter. Der hier im Hochspannungsbereich liegende Schwellenwertschalter kann im Übrigen auch weggelassen werden und eine entsprechende Schwellenwertschaltung im Niedervoltbereich, also im Bereich der Auswertung, vorgesehen sein. Dies ist hier nicht gezeichnet, dem Fachmann aber ohne weiteres klar.
Über eine Serienschaltung mit einem Kondensator C20 und einen Widerstand R20 wird die Lampenspannung ab einem bestimmten Schwellenwert zwischen zwei Dioden D16 gegeben. Die Anode der linken Diode stellt einen zweiten Reglereingang dar. Der Wert des Widerstands R20 beeinflusst die Stärke der Wirkung des im Folgenden geschilderten Eingriffs auf den Regelkreis.
Die über die Suppressordiode D24 abgegriffene Lampenspannung bildet ein Maß für die im Lampenresonanzkreis schwingende Blindenergie und für die Zündspannung. Überschreitet diese Spannung den Schwellenwert der Suppressordiode D24, so wird die Halbbrückenfrequenz erhöht und damit die im Resonanzkreis schwingende Blindenergie reduziert und andererseits die Lampenspannung verringert.
Ein typischer Wert für den Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegt bei z. B. 250 V. Die Spannungsregelschaltung regelt dann oberhalb dieser Spannung.
Nach der Zündung fließt ein Lampenstrom, der das Potential an der Anode der Diode D23 auf einen Wert hebt, der im Arbeitsbereich des Bipolartransistors T3 liegt und damit den Regelkreis der Dauerbetriebs-Regelschaltung (für den Lampenstrom) schließt.
Andererseits wird im Falle einer über dem Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegenden Lampenspannung über die rechte Diode D16, die einen Abgriff zwischen den Widerständen R22 und R32 am positiven Eingang des Regelverstärkers U2-A ansteuert, das Potential an diesem Eingang angehoben. Damit kann die Dauerbetriebs-Regelschaltung außer Funktion gesetzt werden, wenn ein Zündversuch erfolgt. Dies ist von Interesse, um keine Störungen während des Zündens zuzulassen. Beispielsweise arbeitet in dem geschilderten Ausführungsbeispiel die Lampenstromregelung, also Dauerbetriebs-Regelschaltung, mit einer Zeitkonstanten in der Größenordung von 1 ms. Mit dieser Einstellung werden einerseits die deutlich schnelleren Wandlerfrequenzen ausreichend gefiltert, andererseits ist die Regelung damit noch etwa eine Größenordnung schneller als die durch die gleichgerichtete Netzspannung unvermeidliche 100-Hz-Modulation der Zwischenkreisspannung an dem Speicherkondensator C6. Unter schlechten Bedingungen, insbesondere bei älteren Lampen, kann jedoch ein 1 ms überschreitender Zündburst nötig sein, um eine sichere Zündung zu erreichen. Dann ist also eine Ausschaltung der Stromregelung vorteilhaft.
Durch das Anlegen eines (negativen) Anteils der hohen Lampenspannung über die Bauteile D24, C20, R20, D16 an den nicht invertierenden Eingang des Regelverstärkers U2-A wird dabei die Dauerbetriebs-Regelschaltung blockiert, so dass die bereits beschriebene Spannungsregelschaltung in Funktion bleibt.
Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel, für das weitgehend die Erläuterungen zum ersten Ausführungsbeispiel gelten. Es sind für identische oder entsprechende Teile die gleichen Bezugszeichen eingetragen.
Die Unterschiede sind wie folgt: Zur Vereinfachung sind hier die Lampendrossel LD1 und der Vorheiztransformator TR2 aus Figur 1 zusammengezogen. Der Lampendrossel LD1 entspricht also die Primärwicklung A des Vorheiztransformators. Dessen Funktion bleibt im Übrigen unverändert, jedoch ist er nicht mehr abschaltbar, es fehlt also der Schalter V3 und der entsprechende Steuerausgang PH aus Figur 1. Infolge der Vereinheitlichung der Primärwicklung und der Lampendrossel könnten die Vorheizkreise nämlich nur noch sekundärseitig abgeschaltet werden, was wegen der beteiligten Potenziale und der entsprechenden Auswirkungen auf die notwendigen Treiberschaltungen aufwendig wäre. Stattdessen enthalten die einzelnen Vorheizkreise jeweils einen Kondensator C7, C11 bzw. C13. Dieser hat die bereits früher geschilderte Funktion, im Dauerbetrieb eine höhere Impedanz als während des Vorheizens zu bilden. Ferner haben die Kondensatoren C7, C11 und C13 für eine hier nicht gezeichnete Wendelbrucherkennung über die Gleichstromleitfähigkeit den Vorteil der Gleichstromtrennung trotz parallel zu den Elektroden liegender Sekundärwicklungen B, C und D. Übrigens lässt sich diese letztgenannte Funktion auch bei dem Ausführungsbeispiel aus Figur 1 realisieren, wobei dann statt der Kondensatoren auch Dioden verwendet werden könnten.
Das erste Ausführungsbeispiel hat den Vorteil eines vollständigen Abschaltens der Vorheizkreise und eignet sich damit insbesondere für besonders effizienzoptimierte Lampen, die hinsichtlich ihrer Effizienz empfindlich gegen Wärmeeintrag sind. Das zweite Ausführungsbeispiel aus Figur 2 ist, weil faktisch nur drei Kondensatoren (die im Übrigen ohnehin optional sind) und drei Zusatzwicklungen auf der Lampendrossel notwendig sind, besonders einfach und preisgünstig.
Anhand des ersten Ausführungsbeispiels (Figur 1) soll die Erfindung mit einigen quantitativen Angaben veranschaulicht werden. Bei diesem Beispiel werden zwei 36 W Stableuchtstofflampen betrieben, wobei die die Pumpwirkung bestimmenden Elemente wie folgt dimensioniert sind: $LD 1 = 1 mH$
$L 1 = 1, 8 mH$
$C 5 = 10 nF$
$C 9 = 14 nF$
$C 10 = 220 nF$
$C 15 = C 16 = 100 nF$
Figur 3 zeigt mit der schraffiert ausgefüllten Fläche (Kanal 3) den tatsächlich mit der Betriebsfrequenz oszillierenden Lampenstrom im Dauerbetrieb. Der Lampenstrom hat dabei einen Effektivwert von etwa 335 mA bei Nennbedingungen von 230 V Versorgungsspannung bei 50 Hz. Kanal C, also die schwarz durchgezogene Linie, zeigt die zwischen einem Minimalwert von etwa 47,3 kHz und einem Maximalwert von etwa 61,5 kHz schwankende Betriebsfrequenz. Die Schwankungen rühren von der Lampenstromregelung über die Betriebsfrequenz her. Die verbleibenden Schwankungen des Lampenstromes sind u. a. durch die Zeitkonstante der Regelung bedingt.
Die Leerlaufresonanzfrequenz (bestimmt durch LD1 und C9) liegt bei 42,6 kHz und die Zündfrequenz (bei einer Leerlaufspannung von 700 V) bei etwa 48 kHz.
Figur 4 zeigt mit dem schraffiert dargestellten Kanal B den Verlauf der Zwischenkreisspannung U_C6 in der Umgebung eines Zündvorgangs. Die Vorheizfrequenz beträgt hier 98,5 kHz, also mehr als das Doppelte der Leerlaufresonanzfrequenz.
Es ist gut zu erkennen, dass die Zwischenkreisspannung U_C6 erst nach der an dem in Kanal C dargestellten Lampenstrom erkennbaren Zündung in der Mitte des Diagramms den Scheitelwert der Netzspannung (ca. 325 V) überschreitet und zuvor unterhalb dieser Amplitude bleibt. Der Lampenstrom in Kanal C der Figur 4 entspricht dem Kanal 3 in Figur 3.

Claims

Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist:
- einen Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2),

- einen an dem Versorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) angeschlossenen Gleichrichter (D1-D4),

- einen Wandler (V1, V2) zur Erzeugung einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1, LA2) aus der durch den Gleichrichter (D1-D4) gleichgerichteten Versorgungsleistung des Versorgungsanschlusses (KL1-1, KL1-2),

- mindestens eine Pumpschaltung (D5/D7, D6/D8) zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2),
dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät einen Vorheiztransformator (TR2) enthält, der dazu ausgelegt ist, während einer Vorheizphase vor einer Zündung der Lampe (LA1, LA2) die sekundärseitig (B, C, D) an ihm angeschlossenen vorheizbaren Elektroden mit einer Vorheizleistung zu versorgen,
wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, während des Vorheizens den Wandler (V1, V2) mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des Vorschaltgeräts erhöhten Frequenz zu betreiben, um die Primärseite (A) des Vorheiztransformators (TR2) zu versorgen.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem seriell zu dem Vorheiztransformator (TR2) ein Schalter (V3) zum Abschalten des Vorheiztransformators (TR2) vorgesehen ist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei der die Primärwicklung (A) des Vorheiztransformators durch eine Lampendrossel (LD1) des Vorschaltgeräts gebildet ist.
Vorschaltgerät nach Anspruch 2 oder 3, bei dem zwischen die Sekundärseite (B, C, D) des Vorheiztransformators und eine der vorheizbaren Elektroden ein Kondensator (C7, C11, C13) geschaltet ist.
Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR1, GL, R21-R25, R21D, C21, U2-A, D23, T3, C4, D9, RT, CT, R12, C12, D15) zur Regelung des Lampenstroms oder der Lampenleistung im Lampendauerbetrieb über die Betriebsfrequenz des Wandlers (V1, V2).
Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Spannungsregelschaltung (D24, C20, R20, D16, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15) zum Einstellen der Zündspannung eines Lampenresonanzkreises (LD1, C5, C9) beim Zünden der Entladungslampe (LA1, LA2) über die Betriebsfrequenz des Wandlers (V1, V2).
Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem eine Ablaufsteuerung (AS) zur Steuerung des Betriebs des Wandlers (V1, V2) dazu ausgelegt ist, den Übergang von der Vorheizphase mit der gegenüber der Dauerbetriebsfrequenz erhöhten Wandlerfrequenz zur Zündung der Entladungslampe (LA1, LA2) in höchstens 10 ms ablaufen zu lassen.
Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden mit Hilfe eines elektronischen Vorschaltgeräts mit einem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2), welches Verfahren die Schritte aufweist:
- Gleichrichten einer an dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) anliegenden Wechselspannung,

- Erzeugen einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1, LA2) aus der gleichgerichteten Wechselspannungsversorgungsleistung mit Hilfe eines Wandlers (V1, V2),
wobei mindestens eine Pumpschaltung (D5/D7, D6/D8) zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) verwendet wird,
dadurch gekennzeichnet, dass während einer Vorheizphase vor einer Zündung der Lampe (LA1, LA2) die vorheizbaren Elektroden mit Hilfe von Sekundärwicklungen (B, C, D) eines Vorheiztransformators (TR2) mit einer Vorheizleistung versorgt werden, wobei der Wandler (V1, V2) während des Vorheizens mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des Vorschaltgeräts erhöhten Frequenz betrieben wird, um die Primärseite (A) des Vorheiztransformators (TR2) zu versorgen.