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KR102324451B1 - 전력 트랜지스터의 능동 추적 스위칭 속도 제어 - Google Patents

전력 트랜지스터의 능동 추적 스위칭 속도 제어 Download PDF

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Publication number
KR102324451B1
KR102324451B1 KR1020210095227A KR20210095227A KR102324451B1 KR 102324451 B1 KR102324451 B1 KR 102324451B1 KR 1020210095227 A KR1020210095227 A KR 1020210095227A KR 20210095227 A KR20210095227 A KR 20210095227A KR 102324451 B1 KR102324451 B1 KR 102324451B1
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KR
South Korea
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current
transistor
turn
boost
switching
Prior art date
Application number
KR1020210095227A
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Inventor
마크-마티아스 바크란
다니엘 돔스
제밍 리
로버트 마이어
프란츠-요셉 니데르노스트하이데
Original Assignee
인피니언 테크놀로지스 아게
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인피니언 테크놀로지스 아게 filed Critical 인피니언 테크놀로지스 아게
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Abstract

트랜지스터를 구동하는 방법은, 트랜지스터의 게이트 단자에서의 게이트 전압을 제어하기 위해 복수의 턴-오프 스위칭 이벤트 동안 오프-전류를 생성하는 단계 ― 오프-전류를 생성하는 단계는, 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 1 부분을 싱크시켜 게이트 전압의 제 1 부분을 방전시키는 단계와, 부스트 구간 동안 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 2 부분을 싱크시켜 게이트 전압의 제 2 부분을 방전시키는 단계를 포함함 ― 와, 트랜지스터가 오프 상태로 전이되는 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 발진을 나타내는 트랜지스터 파라미터를 측정하는 단계와, 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 오프-전류의 제 1 부분을 활성화하는 단계와, 측정된 트랜지스터 파라미터에 기초하여 부스트 구간의 길이를 조정하는 것을 포함하는, 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 오프-전류의 제 2 부분을 활성화하는 단계를 포함한다.

Description

전력 트랜지스터의 능동 추적 스위칭 속도 제어{ACTIVELY TRACKING SWITCHING SPEED CONTROL OF A POWER TRANSISTOR}
전기 에너지의 변환 및 전기 모터 또는 전기 기계의 구동과 같은, 자동차, 소비자 및 산업 애플리케이션에서의 현대 디바이스의 많은 기능은 전력 반도체 디바이스에 의존한다. 예를 들어, 몇 가지 예를 들자면, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor: IGBT), 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor: MOSFET) 및 다이오드는, 전원 및 전력 변환기의 스위치를 포함하지만 이에 한정되지 않는 다양한 애플리케이션에 사용되어 왔다.
전력 반도체 디바이스는 통상적으로 디바이스의 2개의 부하 단자 구조들 사이의 부하 전류 경로를 따라 부하 전류를 전도하도록 구성된 반도체 구조를 포함한다. 또한, 부하 전류 경로는 때때로 게이트 전극으로 지칭되는 제어 전극에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 예컨대 드라이버 유닛으로부터 대응하는 제어 신호를 수신할 때, 제어 전극은 전력 반도체 디바이스를 전도 상태와 차단 상태 중 하나로 설정할 수 있다.
전력 트랜지스터는 부하 전류를 구동하는 데 사용될 수 있는 전력 반도체 디바이스이다. 전력 트랜지스터를 온 및 오프로 스위칭하기 위한 턴-온 프로세스 및 턴-오프 프로세스가 존재한다. 턴-온 프로세스 동안, 게이트 드라이버 집적 회로(IC)는 게이트를 충전하기 위해 전력 트랜지스터의 게이트에 게이트 전류를 제공(소싱(source))하는데 사용된다. 반대로, 턴-오프 프로세스 동안, 게이트 드라이버 IC는 게이트를 방전시켜 게이트 전압을 낮추기 위해 전력 트랜지스터의 게이트로부터 게이트 전류를 인출(싱크(sink))하는데 사용된다.
전력 트랜지스터의 전도 동작으로부터 차단 동작으로의 전이(소위 스위칭 프로세스) 동안, 전력 트랜지스터 상의 차단 전압과 전력 트랜지스터를 통한 전류 흐름 둘 모두가 짧은 시간 동안 동시에 존재한다. 이는 불가피한 스위칭 손실로 이어진다. 매우 효율적인 스위칭 및 훨씬 더 높은 스위칭 주파수를 위해, 전력 트랜지스터의 스위칭 손실을 감소시키는 것이 필요하다.
전력 트랜지스터의 스위칭 거동은 제어 전극에서의 제어에 의해 설정된다. 간단한 제어는 2개의 전압 레벨 및 직렬 저항기를 갖는 전압 제어형 컴포넌트를 사용하여 수행된다. 이는 전력 트랜지스터의 모든 동작 포인트 벡터에 걸쳐 일정한, 균일한 제어 거동을 초래한다. 이들 동작 포인트 벡터는 다음과 같은 파라미터들, 즉, VDC, iD, 전력 트랜지스터의 접합 온도, 및 게이트에 인가된 게이트 드라이버 전압에 의존한다. 그러나, 전력 트랜지스터가 동작되는 큰 동작 범위로 인해, 특히 탄화 규소(SiC) 트랜지스터에 대해, 이는 넓은 동작 범위에 대해(즉, 동작 포인트 벡터의 넓은 범위에 대해) 최적으로 거동하지 않는 제어를 초래한다. 이러한 거동이 제기하는 트레이드-오프들 중 하나는, 특히 단극성 컴포넌트들의 빠른 스위칭 시에 발진하는 경향과 동일한 컴포넌트를 천천히 스위칭할 때의 높은 에너지 손실 사이의 트레이드-오프이다. 발진하는 경향에 더하여, 너무 빠른 스위칭으로 인한 전력 트랜지스터의 전기 과부하의 위험이 또한 존재한다. 전기 과부하의 경우, 제조자의 기술 설명으로부터 명확한 스위칭 속도 제한이 정의될 수 있다. 큰 동작 범위로 인해, 이러한 제한은 목적들의 충돌의 최적 포인트에 도달하기 위해 간단한 제어로 모든 동작 포인트 벡터에 대해 최적으로 활용될 수 없다.
발진(oscillation)은 전자기 호환성 또는 전자기 간섭의 관점에서 바람직하지 않은 것으로 간주된다. 그러나, 명확한 스위칭 속도 제한을 설정하는 것은 쉽지 않다. 이러한 스위칭 속도 제한 값은 항상 납땜 환경에 의존한다. 또한, 발진 경향과 관련하여, "간단한 제어"는 스위칭 프로세스가 각각의 동작 포인트 벡터에 대해 최적으로 설정될 수 없다는 것을 의미한다.
SiC 트랜지스터를 포함하는 현대의 전력 전자 스위치의 스위칭 프로세스를 최적화하기 위해, 2-단계 또는 다단계 스위칭 속도를 갖는 제어 디바이스가 종종 사용된다. 이러한 더 복잡한 제어는 위에서 언급된 목적들의 충돌을 개선할 수 있다.
각각의 스위칭 속도의 지속시간 또는 시간 부분의 필요한 설정은 동작 포인트 벡터에 강하게 의존한다. 이러한 의존성의 결과로서, 전력 트랜지스터의 각각의 동작 포인트 벡터에 대해 제어 디바이스에 의해 구현되는 스위칭 단계의 대응하는 지속시간 또는 시간 부분을 설정하는 제어 또는 조정이 사용되어야 한다. 따라서, 전력 트랜지스터의 각각의 동작 포인트에 대한 스위칭 단계의 지속시간 또는 시간 부분의 조정을 가능하게 하는 개선된 디바이스가 바람직할 수 있다.
실시예들은 전력 회로에서 스위칭 상태들 사이에서 트랜지스터를 구동하도록 구성된 게이트 드라이버 시스템을 더 제공한다. 게이트 드라이버 시스템은, 트랜지스터의 게이트 단자에 결합되고, 스위칭 상태들 사이에서 트랜지스터를 구동하기 위해 게이트 단자에서의 게이트 전압을 제어하도록 구성된 게이트 드라이버 회로 ― 게이트 드라이버 회로는 트랜지스터를 턴 오프하기 위한 복수의 턴-오프 스위칭 이벤트 동안 오프-전류(off-current)를 생성하도록 구성되고, 게이트 드라이버 회로는 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 1 부분을 싱크(sink)시켜 게이트 전압의 제 1 부분을 방전시키도록 구성된 제 1 드라이버를 포함하고, 게이트 드라이버 회로는 부스트 구간(boost interval) 동안 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 2 부분을 싱크시켜 게이트 전압의 제 2 부분을 방전시키도록 구성된 제 2 드라이버를 포함함 ― 와, 트랜지스터가 오프 상태로 전이되는 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 발진을 나타내는 트랜지스터 파라미터를 측정하도록 구성된 측정 회로와, 오프-전류의 제 1 부분을 싱크하도록 제 1 드라이버를 제어하고 오프-전류의 제 2 부분을 싱크하도록 제 2 드라이버를 제어하도록 구성된 제어기 ― 제어기는 또한, 드레인 전류의 시간 도함수를 수신하고 측정된 트랜지스터 파라미터에 기초하여 부스트 구간의 길이를 조정하도록 구성됨 ― 를 포함한다.
실시예들은 전력 회로에서 스위칭 상태들 사이에서 트랜지스터를 구동하는 방법을 제공한다. 방법은, 트랜지스터의 게이트 단자에서의 게이트 전압을 제어하기 위해 복수의 턴-오프 스위칭 이벤트 동안 오프-전류를 생성하는 단계 ― 오프-전류를 생성하는 단계는, 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 1 부분을 싱크시켜 게이트 전압의 제 1 부분을 방전시키는 단계와, 부스트 구간 동안 게이트 단자로부터 오프-전류의 제 2 부분을 싱크시켜 게이트 전압의 제 2 부분을 방전시키는 단계를 포함함 ― 와, 트랜지스터가 오프 상태로 전이되는 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 발진을 나타내는 트랜지스터 파라미터를 측정하는 단계와, 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 오프-전류의 제 1 부분을 활성화하는 단계와, 측정된 트랜지스터 파라미터에 기초하여 부스트 구간의 길이를 조정하는 것을 포함하는, 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 오프-전류의 제 2 부분을 활성화하는 단계를 포함한다.
본 명세서에서 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 설명된다.
도 1은 하나 이상의 실시예에 따른 슬루 레이트 제어(slew-rate control: SRC)를 갖는 게이트 드라이버 시스템의 개략적 블록도이다.
도 2a는 하나 이상의 실시예에 따른 측정 회로를 갖는 게이트 드라이버 시스템의 개략도이다.
도 2b는 하나 이상의 실시예에 따른 다른 측정 회로를 갖는 게이트 드라이버 시스템의 개략도이다.
도 2c는 하나 이상의 실시예에 따른 다른 측정 회로를 갖는 게이트 드라이버 시스템의 개략도이다.
도 2d는 하나 이상의 실시예에 따른 전력 트랜지스터의 턴-오프 동안 다단계 게이트 드라이버의 드라이버들에 의해 생성된 제어 전압의 파형도이다.
도 3a는 측정된 동작 포인트 벡터에 기초하여 스위칭 가속 지속시간을 조정하지 않고 전력 트랜지스터의 턴-오프를 위해 고속 스위칭을 사용하는 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)의 정규화된 파형을 도시한다.
도 3b는 측정된 동작 포인트 벡터에 기초하여 스위칭 가속 지속시간을 조정하지 않고 전력 트랜지스터의 턴-오프를 위해 저속 스위칭을 사용하는 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)의 정규화된 파형을 도시한다.
도 4는 턴-오프 스위칭 이벤트에 관한 것으로, 하나 이상의 실시예에 따른 고속 스위칭 및 조정된 가속 지속시간(TB)을 사용하는 전력 트랜지스터의 드레인-소스 전압(VDS), 드레인 전류(iD), 및 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)의 정규화된 파형을 도시한다.
도 5a는 하나 이상의 실시예에 따른 턴-오프 부스트 시간(TB)을 조정하는 방법에 대한 흐름도이다.
도 5b는 하나 이상의 실시예에 따른 턴-오프 부스트 시간(TB)을 조정하는 수정된 방법에 대한 흐름도이다.
이하에서는, 예시적인 실시예의 보다 철저한 설명을 제공하기 위해 세부사항이 제시된다. 그러나, 실시예는 이들 특정 세부사항 없이 실시될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 다른 경우에, 잘 알려진 구조 및 디바이스는 실시예를 불명료하게 하는 것을 회피하기 위해 상세하게 도시되기 보다는 블록도 형태로 또는 개략도로 도시된다. 또한, 이하에 설명되는 서로 다른 실시예의 특징들은 달리 구체적으로 언급되지 않는 한 서로 조합될 수 있다.
또한, 동등한 또는 유사한 요소, 또는 동등한 또는 유사한 기능을 갖는 요소는 이하의 설명에서 동등한 또는 유사한 참조 번호로 표시된다. 도면에서 동일하거나 기능적으로 동등한 요소에는 동일한 참조 번호가 부여되므로, 동일한 참조 번호를 갖는 요소에 대한 반복된 설명은 생략될 수 있다. 따라서, 동일하거나 유사한 참조 번호를 갖는 요소에 대해 제공된 설명은 상호 교환가능하다.
이와 관련하여, "상단(top)", "하단(bottom)", "아래(below)", "위(above)", "전방(front)", "뒤(behind)", "후방(back), "선두(leading)", "트레일링(trailing)" 등과 같은 방향성 용어는 설명되는 도면의 배향을 참조하여 사용될 수 있다. 실시예의 부분들은 다수의 상이한 배향으로 위치될 수 있기 때문에, 방향성 용어는 예시의 목적을 위해 사용된다. 다른 실시예가 이용될 수 있고, 청구범위에 의해 정의된 범위를 벗어나지 않으면서 구조적 또는 논리적 변경이 이루어질 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 다음의 상세한 설명은 제한적인 의미로 간주되지 않아야 한다. 청구범위에서 사용되는 방향성 용어는, 특정 배향으로 제한되지 않으면서 하나의 요소의 다른 요소 또는 특징에 대한 공간 또는 위치 관계를 정의하는 것을 도울 수 있다.
요소가 다른 요소에 "접속된" 또는 "결합된" 것으로 지칭될 때, 이것은 다른 요소에 직접 접속 또는 결합될 수 있거나 중간 요소가 존재할 수도 있다는 것이 이해될 것이다. 대조적으로, 요소가 다른 요소에 "직접 접속" 또는 "직접 결합"되는 것으로 지칭될 때, 중간 요소는 존재하지 않는다. 요소들 사이의 관계를 설명하기 위해 사용되는 다른 단어들은 유사한 방식으로 해석되어야 한다(예컨대, "사이에" 대 "사이에 직접", "인접한" 대 " 직접 인접한" 등).
본 명세서에 설명되거나 도면에 도시된 실시예에서, 임의의 직접 전기 접속 또는 결합, 즉, 추가의 중간 요소가 없는 임의의 접속 또는 결합은 또한, 예를 들어 특정 종류의 신호를 전송하거나 특정 종류의 정보를 전송하기 위한 접속 또는 결합의 일반적인 목적이 본질적으로 유지되는 한, 간접 접속 또는 결합, 즉, 하나 이상의 추가의 중간 요소와의 접속 또는 결합에 의해 구현될 수 있으며, 또는 그 반대도 마찬가지이다. 서로 다른 실시예로부터의 특징들이 조합되어 추가의 실시예를 형성할 수 있다. 예를 들어, 실시예들 중 하나에 대해 설명된 변형 또는 수정은 달리 언급되지 않는 한 다른 실시예에 또한 적용가능할 수 있다.
"실질적으로" 및 "대략"이라는 용어는 본 명세서에 설명된 실시예의 측면으로부터 벗어남이 없이 산업에서 수용 가능한 것으로 간주되는 작은 제조 공차(예컨대, 5% 이내)를 고려하기 위해 본 명세서에 사용될 수 있다. 예를 들어, 대략적 저항값을 갖는 저항기는 실제로 그 대략적 저항값의 5% 이내의 저항을 가질 수 있다.
본 개시에서, "제 1", "제 2" 등과 같은 서수를 포함하는 표현은 다양한 요소를 수식할 수 있다. 그러나, 이러한 요소는 위와 같은 표현에 의해 제한되지 않는다. 예를 들어, 위와 같은 표현은 요소들의 순서 및/또는 중요도를 제한하지 않는다. 위와 같은 표현은 단지 한 요소를 다른 요소들과 구별하기 위한 목적으로 사용된다. 예를 들어, 제 1 박스와 제 2 박스는 둘 다 박스이지만 상이한 박스를 나타낸다. 추가 예로서, 제 1 요소는 제 2 요소로 지칭될 수 있고, 유사하게, 제 2 요소는 본 개시의 범위를 벗어나지 않으면서 제 1 요소로도 지칭될 수 있다.
본 개시의 하나 이상의 측면은, 방법/알고리즘을 수행하도록 프로세서에 지시하기 위한 방법/알고리즘을 구현하는 프로그램이 기록된 비일시적 컴퓨터 판독가능 기록 매체로서 구현될 수 있다. 따라서, 비일시적 컴퓨터 판독가능 기록 매체는, 각각의 방법/알고리즘이 수행되도록 프로그램가능 컴퓨터 시스템과 협력하는(또는 협력할 수 있는), 저장된 전자적으로 판독가능한 제어 신호를 가질 수 있다. 비일시적 컴퓨터 판독가능 기록 매체는, 예를 들어, CD-ROM, DVD, 블루레이 디스크, RAM, ROM, PROM, EPROM, EEPROM, FLASH 메모리, 또는 전자 메모리 디바이스일 수 있다.
본 개시의 요소들 각각은 컴포넌트들 또는 이들의 조합들 중 임의의 것의 기능들을 수행하도록 프로세서를 제어하는 메모리 상의 전용 하드웨어 또는 소프트웨어 프로그램을 구현함으로써 구성될 수 있다. 임의의 컴포넌트는 하드 디스크 또는 반도체 메모리 디바이스와 같은 기록 매체로부터 소프트웨어 프로그램을 판독하고 실행하는 중앙 처리 장치(CPU) 또는 다른 프로세서로서 구현될 수 있다. 예를 들어, 명령어는, 하나 이상의 CPU, 디지털 신호 프로세서(DSP), 범용 마이크로프로세서, 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그래밍가능 로직 어레이(FPGA) 또는 프로그래밍가능 로직 제어기(PLC), 또는 다른 등가의 집적 또는 이산 로직 회로와 같은 하나 이상의 프로세서에 의해 구현될 수 있다.
따라서, 본 명세서에서 사용될 때 "프로세서"라는 용어는 전술한 구조들 중 임의의 것 또는 본 명세서에 설명된 기술의 구현에 적합한 임의의 다른 구조를 지칭한다. 하드웨어를 포함하는 제어기는 또한 본 개시의 기술들 중 하나 이상을 수행할 수 있다. 하나 이상의 프로세서를 포함하는 제어기는 수신, 분석 및 제어 기능을 수행하는 전기 신호 및 디지털 알고리즘을 사용할 수 있으며, 이는 교정 기능을 추가로 포함할 수 있다. 이러한 하드웨어, 소프트웨어, 및 펌웨어는 본 개시에 설명된 다양한 기술을 지원하기 위해 동일한 디바이스 내에서 또는 분리된 디바이스들 내에서 구현될 수 있다.
신호 처리 회로 및/또는 신호 조절 회로는 원시 측정 데이터의 형태로 하나 이상의 컴포넌트로부터 하나 이상의 신호(즉, 측정 신호)를 수신할 수 있고, 측정 신호로부터 추가 정보를 도출할 수 있다. 본 명세서에서 사용될 때, 신호 조절(signal conditioning)은 신호가 추가 처리를 위해 다음 단계의 요건을 충족시키는 방식으로 아날로그 신호를 조작하는 것을 지칭한다. 신호 조절은 (예컨대, 아날로그-디지털 변환기를 통해) 아날로그로부터 디지털로 변환하는 것, 증폭, 필터링, 변환, 바이어싱, 범위 매칭, 격리, 및 조절 이후의 처리에 적합한 신호를 만드는 데 필요한 임의의 다른 프로세스를 포함할 수 있다.
전기 에너지의 변환 및 전기 모터 또는 전기 기계의 구동과 같은, 자동차, 소비자 및 산업 애플리케이션에서의 현대 디바이스의 많은 기능은 전력 반도체 디바이스에 의존한다. 예를 들어, 몇 가지 예를 들자면, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT), 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 및 다이오드는, 전원, 전력 모듈 및 전력 변환기의 스위치를 포함하지만 이에 한정되지 않는 다양한 애플리케이션에 사용되어 왔다.
전력 반도체 디바이스는 일반적으로 디바이스의 2개의 부하 단자 구조 또는 부하 전극(예컨대, 소스/에미터 및 드레인/컬렉터) 사이의 부하 전류 경로를 따라 부하 전류를 전도하도록 구성된 반도체 구조를 포함한다. 또한, 부하 전류 경로는 때때로 게이트 전극으로 지칭되는 제어 전극에 의해 제어될 수 있다. 예를 들어, 예컨대 드라이버 유닛으로부터 대응하는 제어 신호를 수신할 때, 제어 전극은 전력 반도체 디바이스를 전도 상태 또는 차단 상태 중 하나로 설정할 수 있다. 제어 신호는 제어된 값을 갖는 전압 신호 또는 전류 신호에 의해 이루어질 수 있다.
전력 스위치 또는 트랜지스터 스위치로도 지칭되는 전력 트랜지스터는 부하 전류를 구동하는 데 사용될 수 있는 전력 반도체 디바이스이다. 예를 들어, IGBT는 자신의 게이트 단자를 활성화 및 비활성화함으로써 턴 "온" 또는 "오프"된다. 게이트 및 에미터 양단에 양의 입력 전압 신호를 인가하는 것은 디바이스를 "온" 상태로 유지할 것이지만, 입력 게이트 신호를 제로 또는 약간 음이 되게 하는 것은 디바이스를 턴 "오프"되게 할 것이다. 전력 트랜지스터를 온 및 오프로 스위칭하기 위한 턴-온 프로세스 및 턴-오프 프로세스가 존재한다.
턴-온 프로세스 동안, 게이트 드라이버 집적 회로(IC)는 디바이스를 턴 온하기에 충분한 전압으로 게이트를 충전하기 위해 전력 트랜지스터의 게이트에 게이트 전류(즉, 온 전류)를 제공(소싱)하기 위해 사용될 수 있다. 특히, 전류 Io+는 턴 온 과도기(turn on transient) 동안 전력 트랜지스터의 게이트를 상승(즉, 충전)시키는 데 사용되는 게이트 드라이버 출력 전류이다. 따라서, 이는 전력 트랜지스터를 턴 온하는 데 사용된다.
반대로, 턴-오프 프로세스 동안, 게이트 드라이버 IC는 디바이스를 턴 오프할 정도로 충분히 게이트 전압을 방전시키기 위해 전력 트랜지스터의 게이트로부터 게이트 전류(즉, 오프 전류)를 인출(싱크)하는 데 사용된다. 전류 Io-는 턴 오프 과도기 동안 전력 트랜지스터의 게이트를 방전시키는 데 사용되는 게이트 드라이버 출력 전류이다. 따라서, 이는 전력 트랜지스터를 턴 오프하는데 사용된다.
전압 펄스는 펄스 폭 변조(PWM) 방식에 따라 제어 신호로서 게이트 드라이버 IC로부터 출력될 수 있다. 따라서, 제어 신호는 전력 트랜지스터를 제어하기 위한 PWM 사이클 동안 온 전압 레벨과 오프 전압 레벨 사이에서 스위칭될 수 있다. 이것은 차례로 게이트 전압을 충전 및 방전시켜 전력 트랜지스터를 각각 턴 온 및 턴 오프한다.
특히, 전력 트랜지스터의 게이트는 용량성 부하이고, 턴 온 전류(즉, 게이트 소스 전류) 및 턴 오프 전류(예컨대, 게이트 싱크 전류)는 스위칭 이벤트가 개시될 때 초기 전류로서 지정된다. 턴 오프 이벤트 동안, 어떤 작은 시간(PWM 기간에 비해 작음) 이후에 게이트 전류는 감소하며, 게이트가 대략 0V에 도달할 때 제로 값에 도달한다. 턴 온 이벤트 동안, 어떤 작은 시간(PWM 기간에 비해 작은) 이후에 게이트 전류는 감소하며, 게이트가 하이 사이드 공급 레벨(high side supply level)에 도달할 때 제로 값에 도달한다.
트랜지스터는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 및 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)(예컨대, Si MOSFET 또는 SiC MOSFET)를 포함할 수 있다. MOSFET는 IGBT를 대체할 수 있고, 그 반대도 가능하다는 것이 이해될 것이다. 이 맥락에서, IGBT를 MOSFET로 대체할 때, MOSFET의 드레인은 IGBT의 콜렉터를 대체할 수 있고, MOSFET의 소스는 IGBT의 에미터를 대체할 수 있으며, MOSFET의 드레인-소스 전압(VDS)은 본 명세서에 설명된 예들 중 임의의 하나의 예에서 IGBT의 콜렉터-에미터 전압(VCE)을 대체할 수 있다. 따라서, 임의의 IGBT 모듈은 MOSFET 모듈로 대체될 수 있고, 그 반대도 가능하다.
본 명세서에 설명된 특정 실시예는 전력 변환기 또는 전원 내에서 사용될 수 있는 전력 반도체 디바이스에 관한 것이지만, 이에 제한되지 않는다. 따라서, 실시예에서, 전력 반도체 디바이스는 부하에 공급될 및/또는 각각 전원에 의해 제공되는 부하 전류를 전달하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 반도체 디바이스는 모놀리식 집적 다이오드 셀 및/또는 모놀리식 집적 트랜지스터 셀과 같은 하나 이상의 전력 반도체 셀을 포함할 수 있다. 이러한 다이오드 셀 및/또는 이러한 트랜지스터 셀은 전력 반도체 모듈에 통합될 수 있다.
하프-브리지(half-bridge)를 형성하도록 적절하게 접속되는 트랜지스터를 포함하는 전력 반도체 디바이스는 전력 전자 분야에서 일반적으로 사용된다. 예를 들어, 하프-브리지는 전기 모터 또는 스위치 모드 전원을 구동하기 위해 사용될 수 있다.
예를 들어, 다상 인버터는 다상 부하(예컨대, 3상 모터)를 공급함으로써 다상 전력을 제공하도록 구성된다. 예를 들어, 3상 전력은 서로 위상이 120도 벗어난 3개의 대칭 사인파를 수반한다. 대칭 3상 전원 시스템에서, 3개의 도선 각각은 공통 기준에 대해 동일한 주파수 및 전압 진폭의 교류(AC)를 운반하지만 주기의 1/3의 위상차를 갖는다. 위상차로 인해, 임의의 도선 상의 전압은 다른 도선들 중 하나 이후의 사이클의 1/3 및 나머지 도선 이전의 사이클의 1/3에서 피크에 도달한다. 이러한 위상 지연은 평형 선형 부하에 일정한 전력 전달을 제공한다. 이는 또한 전기 모터에서 회전 자기장을 생성하는 것을 가능하게 한다.
평형 및 선형 부하에 전력을 공급하는(feeding) 3상 시스템에서, 3개의 도선의 순시 전류의 합은 0이다. 다시 말해서, 각각의 도선에서의 전류는 다른 두 도선에서의 전류들의 합과 동일한 크기를 갖지만, 반대 부호를 갖는다. 임의의 상 도선에서의 전류에 대한 복귀 경로는 다른 2개의 상 도선이다. 순시 전류는 전류 공간 벡터를 초래한다.
3상 인버터는 3개의 상 각각에 하나씩 3개의 인버터 레그(legs)를 포함하고, 각각의 인버터 레그는 서로 병렬로 직류(DC) 전압원에 접속된다. 각각의 인버터 레그는, 예를 들어, DC를 AC로 변환하기 위해 하프-브리지 구성으로 배열된 한 쌍의 전력 트랜지스터를 포함한다. 즉, 각각의 인버터 레그는, 상 부하를 구동하기 위해 서로 상보적으로 스위치 온 및 오프되는 직렬로 접속된 2개의 상보형 트랜지스터(즉, 하이-사이드 트랜지스터 및 로우-사이드 트랜지스터)를 포함한다.
도 1은 하나 이상의 실시예에 따른 슬루-레이트 제어(slew-rate control: SRC)를 갖는 게이트 드라이버 시스템(100)의 개략적 블록도이다. 게이트 드라이버 시스템(100)은 전력 트랜지스터(10), 제어 회로, 및 턴-온 및 턴-오프 동안 전력 트랜지스터(10)의 SRC에 대한 방식을 구현하는 게이트 드라이버 회로를 포함한다. 특히, 상이한 스위칭 속도, 및 그에 따른 상이한 슬루-레이트가 전력 트랜지스터(10)의 턴-온 및 턴-오프 둘 모두에 대해(즉, 스위칭 전이 동안) 구현될 수 있다.
게이트 드라이버 시스템(100)은 제어기(12), 평가 유닛(14), 다단계 게이트 드라이버(16), 트랜지스터(10) 및 피드백 회로(18)를 포함한다. 제어기(12)는 트랜지스터(10)의 스위칭 상태를 제어하기 위한 제어 신호(13)를 생성하는 마이크로제어기일 수 있다. 예를 들어, 제어 신호(13)는 스위치-온 및 스위치-오프 커맨드를 평가 유닛(14)에 제공하는 펄스-폭 변조(PWM) 제어 신호일 수 있다. 대안적으로, 제어 신호(13)는 하나의 스위치-온 제어 신호 및 하나의 스위치-오프 제어 신호를 포함하는 2개의 별개의 제어 신호들 중 하나를 나타낼 수 있다.
3개 이상의 레벨의 멀티레벨 제어 신호는 스위치-온 또는 스위치-오프의 상이한 레벨(예컨대, 속도 단계 또는 속도 레벨)이 구현되는 것을 허용할 수 있다. 예를 들어, 4개의 가능한 레벨(예컨대, 전압 레벨)을 갖는 멀티레벨 제어 신호는 2개의 상이한 턴-오프 스위칭 속도 단계 및 2개의 상이한 턴-온 스위칭 속도 단계를 표시할 수 있다. 유사하게, 턴-온 및 턴-오프 제어를 위해 2개의 별개의 제어 신호가 사용되면, 각각은, 각 레벨이 상이한 스위칭 속도 단계에 대응하는 멀티레벨 제어 신호로서 구현될 수 있다. 예를 들어, 2개의 가능한 레벨을 갖는 멀티레벨 스위치-오프 커맨드는 2개의 상이한 턴-오프 스위칭 속도 단계를 표시하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 2개의 상이한 턴-오프 스위칭 속도 단계 중 하나가 제어 신호(13)에 따라 활성화될 수 있다. 또한, 턴-온 및 턴-오프 둘 다를 위해 3개 이상의 속도 단계가 사용될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
평가 유닛(14)은 제어 신호(13)를 수신하고 이에 기초하여 다단계 게이트 드라이버(16)를 제어하도록 구성된다. 일 예에서, 평가 유닛(14)은 FPGA일 수 있다. 특히, 평가 유닛(14)은 제어 신호(13)에 기초하여 턴-온 및/또는 턴-오프를 위한 하나 이상의 스위칭 속도 단계를 활성화 또는 비활성화할 수 있다. 또한, 평가 유닛(14)은 피드백 정보(즉, di/dt)를 추가로 수신하고, 턴-오프 스위칭 속도 단계들 중 하나 이상의 단계의 지속시간 또는 시간 부분을 추가로 제어한다. 따라서, 평가 유닛(14)은 제어 신호(13)에 기초하여 타이밍 또는 하나 이상의 턴-오프 스위칭 속도 단계를 제어한다.
턴-온 스위칭 단계는 전력 트랜지스터(10)의 제어 단자(즉, 게이트 단자)에 온 전류 (즉, 전류 Io+)를 제공한다. 하나 이상의 턴-온 스위칭 속도 단계는 활성화되어 온 전류를 조정하고, 따라서 전력 트랜지스터(10)의 턴-온 스위칭 속도 및 슬루 레이트를 조정할 수 있다. 여기서, 슬루 레이트는 전력 트랜지스터의 드레인-소스 전압(VDS)의 기울기이다.
예를 들어, 턴-온을 위한 슬루 레이트 제어는 2개의 주요 구간들, 즉, 부스트-온 구간과 턴-온 구간으로 분할될 수 있다. 상이한 정전류가 각각의 구간에 대해 유지된다. 유사하게, 슬루 레이트 제어 기술은 부스트-오프 구간 및 턴-오프 구간을 사용한다. 부스트-온 구간 및 부스트-오프 구간은 일반적으로 부스트 구간으로 지칭될 수 있는 반면, 턴-온 구간 및 턴-오프 구간은 일반적으로 스위칭 상태 구간으로 지칭된다.
부스트-온 전류는 게이트 전압이 트랜지스터(10)를 턴 온하기에 충분하도록 전력 트랜지스터의 게이트 단자를 로딩한다. 대안적으로, 부스트-온 전류는, 게이트 전압이 트랜지스터를 턴 온하는 데 필요한 게이트 임계 전압에 근접하지만 여전히 게이트 임계 전압 미만이도록 전력 트랜지스터의 게이트 단자를 로딩하는 프리부스트-온 전류(preboost-on current)일 수 있다. 이것은 부스트-온 구간 동안 게이트 전류 진폭(즉, 부스트 레벨)을 적용함으로써 실현된다. 따라서, 게이트 단자는 부스트를 위한 턴-온 전압으로 충전되거나 또는 프리부스트를 위한 프리-턴-온 전압(pre-turn-on voltage)으로 선충전된다.
턴-온 전류 레벨은 제 2 구간(즉, 턴-온 구간) 동안 적용될 수 있다. 턴-온 전류의 진폭은 종종 부스트-온 전류 진폭보다 더 낮지만, 트랜지스터를 턴-온하고/하거나 트랜지스터를 턴-온 상태로 유지시키기에 충분하다. 가속 턴-온 스위칭을 위한 부스트-온 전류가 사용되는지 여부는 제어 신호(13)에 의해 표시될 수 있다.
대조적으로, 턴-오프 스위칭 단계는 전력 트랜지스터(10)의 제어 단자(즉, 게이트 단자)로부터 오프 전류(예컨대, 전류 Io-)를 싱크한다. 하나 이상의 턴-오프 스위칭 속도 단계는 오프 전류 및 게이트 전압을 조정하기 위해 활성화될 수 있고, 따라서, 전력 트랜지스터의 턴-오프 스위칭 속도 및 슬루 레이트를 조정한다.
특히, 부스트-오프 전류는 게이트 전압이 트랜지스터(10)를 턴-오프하기에 충분하도록 게이트 단자를 방전시킬 수 있다. 대안적으로, 부스트-오프 전류는, 게이트 전압이 게이트 임계 전압에 근접하지만 여전히 게이트 임계 전압 미만이어서 트랜지스터가 여전히 온이도록 전력 트랜지스터의 게이터 단자를 방전시키는 프리부스트-오프 전류일 수 있다. 그 후, 트랜지스터를 턴-오프하기 위해 턴-오프 구간 동안 턴-오프 전류 레벨이 적용된다. 턴-오프 전류의 진폭은 종종 부스트-오프 전류 진폭보다 더 낮지만, 트랜지스터를 턴 오프하고/하거나 트랜지스터를 턴 오프 상태로 유지시키기에 충분하다. 가속 턴-오프 스위칭을 위한 부스트-오프 전류가 사용되는지 여부는 제어 신호(13)에 의해 표시될 수 있다.
전력 트랜지스터의 턴-오프 프로세스는 종종 더 긴 턴-오프 전파 지연 시간에 의해 지배된다. 전파 지연은 하프-브리지 구성에서 데드 타임(dead time)의 길이를 지배한다. 어떠한 에너지도 전력 전자 변환기의 부하로 전달되지 않기 때문에, 데드 타임을 가능한 한 많이 감소시키는 것이 목표이다. 전력 트랜지스터의 최적의 성능을 달성하기 위해, 전력 트랜지스터(10)의 동작 포인트 벡터에 따라, 턴-오프 프로세스, 특히 부스트-오프 지속시간(TB) 또는 그 시간 컴포넌트의 개별적이고 자동화된 조절이 요구된다. 부스트-오프 지속시간(TB)은 가속 지속시간, 부스트 지속시간, 부스트 시간, 또는 부스트 구간으로서 지칭될 수 있다.
평가 유닛(14)은 제어 신호(13)에 기초하여 부스트 단계에 대해 부스트-오프 전류가 사용되는지 여부 및 어느 턴-오프 스위칭 단계가 활성화되어야 하는지를 결정하도록 구성된다. 또한, 피드백 정보(즉, di/dt)는 트랜지스터(10)의 실시간 동작 포인트 벡터를 나타낸다. 평가 유닛(14)은 피드백 정보(즉, di/dt)를 사용하여, 부스트 단계에 대한, 따라서 활성화된 턴-오프 스위칭 단계에 대한 지속시간 또는 시간 부분(TB)을 결정한다. 또한, 2개 이상의 턴-오프 스위칭 단계가 사용될 수 있다. 2개 이상의 턴-오프 단계는 동기식으로 활성화 및 비활성화되거나, 동기식으로 활성화되고 비동기식으로 비활성화되거나, 비동기식으로 활성화 및 비활성화될 수 있다. 예를 들어, 2개의 턴-오프 단계는 동시에 활성화되고 상이한 비활성화 시간에 기초하여 순차적으로 비활성화될 수 있다. 또한, 각각의 턴-오프 단계는 동일한 지속시간 동안 또는 상이한 지속시간 동안 활성화될 수 있다.
다단계 게이트 드라이버(16)는 트랜지스터(10)의 턴-온 및 턴-오프를 위한 다수의 제어 단계를 포함한다. 위에서 설명된 바와 같이, 상이한 턴-온 및 턴-오프 스위칭 단계는 트랜지스터(10)가 얼마나 빨리 턴 온 및 턴 오프되는지를 제어하는 데 사용될 수 있다. 따라서, 각각의 스위칭 단계는 스위칭 이벤트 동안(즉, 턴-온 또는 턴-오프 과도기 동안) 트랜지스터(10)의 슬루 레이트를 조정하는 상이한 스위칭 속도에 대응한다.
피드백 회로(18)는, 트랜지스터(10)의 스위칭 전류(즉, 부하 전류)의 시간 도함수를 도출하기 위해 전력 트랜지스터(10)의 특성을 측정하도록 구성된다. 따라서, 피드백 회로(18)는 피드백 정보(즉, di/dt)를 측정하며, 여기서 스위칭 전류는 드레인 전류(ID)이다. 따라서, 스위칭 전류의 시간 도함수는 또한 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)로서 지칭될 수 있다. 아래에서 설명될 바와 같이, 스위칭 전류의 시간 도함수는, 부하 경로에 포함되고 전력 트랜지스터(10)에 직렬로 결합된 부유 인덕턴스 양단의 전압을 측정하는 것으로부터 도출될 수 있다.
도 2a는 하나 이상의 실시예에 따른 측정 회로를 포함하는 게이트 드라이버 시스템(100A)의 개략도이다. 도 2b는 하나 이상의 실시예에 따른 다른 유형의 측정 회로를 포함하는 게이트 드라이버 시스템(100B)의 개략도이다. 도 2c는 하나 이상의 실시예에 따른 다른 유형의 측정 회로를 포함하는 게이트 드라이버 시스템(100C)의 개략도이다. 도 2d는 하나 이상의 실시예에 따른 전력 트랜지스터(10)의 턴-오프 동안 다단계 게이트 드라이버(16)의 드라이버들에 의해 생성된 제어 전압의 파형도이다.
본 예의 다단계 게이트 드라이버(16)는, 턴-오프를 위한 2-단계 제어의 예를 사용하여 도시된다. 2개의 턴-오프 단계는 2개의 개별적으로 제어가능한 직렬 저항기(R1 및 R3)에 의해 구현된다. 유사하게, 2개의 턴-온 단계는 2개의 개별적으로 제어가능한 직렬 저항기(R1 및 R2)에 의해 구현된다.
일반적으로, 게이트 드라이버 시스템(100)은 스위칭 전류의 시간 도함수(diD/dt)를 측정하고, 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 트리거 임계값(예컨대, 오버슈트 임계값)과 비교하여 비교 결과를 결정한다. 비교 결과에 기초하여, 게이트 드라이버 시스템(100)은 가속 턴-오프 단계가 활성화되는 가속 턴-오프 단계의 시간 부분 또는 지속시간(TB)을 조정함으로써, 각각의 스위칭 속도를 조정한다.
다단계 게이트 드라이버(16)는 전력 트랜지스터(10)의 턴-온 및 턴-오프를 제어하도록 구성된 기본 드라이버(primary driver)(16a)를 포함한다. 다단계 게이트 드라이버(16)는 트랜지스터(10)의 턴-온 시간을 가속 또는 부스트하도록 구성된 스위치-온 드라이버(16b)를 더 포함한다. 따라서, 스위치-온 드라이버(16b)는 기본 드라이버(15a)보다 빠른 스위칭 속도를 구현함으로써 기본 드라이버(16a)의 턴-온 기능을 보완한다. 다단계 게이트 드라이버(16)는 트랜지스터(10)의 턴-오프 시간을 가속 또는 부스트하도록 구성된 스위치-오프 드라이버(16c)를 더 포함한다. 따라서, 스위치-오프 드라이버(16c)는 기본 드라이버(15a)보다 빠른 스위칭 속도를 구현함으로써 기본 드라이버(16a)의 턴-오프 기능을 보완한다.
트랜지스터(10)의 스위칭 상태를 변경하기 위한 제어 신호(13)는 평가 유닛(14)에 의해 처리된다. 평가 유닛(14)은 다단계 게이트 드라이버(16)의 게이트 드라이버 단계들을 제어하는 고속 FPGA 또는 다른 게이트 드라이버 제어기일 수 있다. 평가 유닛(14)은 각각의 드라이버들(16a, 16b, 16c) 중 하나를 제어하는 드라이버 제어 신호(15a, 15b, 15c)를 생성한다. 따라서, 드라이버(16a, 16b, 16c)에 의해 구동된 트랜지스터(10)에 대한 기능적 턴-온 및 턴-오프는 이들 제어 신호(15a, 15b, 및 16C)에 따라 활성화 및 비활성화될 수 있다. 드라이버들(16a, 16b, 및 16c) 각각은 전력 트랜지스터(10)에서 게이트 전류의 흐름을 제어하기 위해 그들 각각의 드라이버 제어 신호(15a, 15b, 15c)에 기초하여 낮은(음의) 제어 전압 또는 높은(양의) 제어 전압을 생성하도록 구성된다.
기본 드라이버(16a)는 매우 큰 직렬 저항기(R1)에 전기적으로 결합되고 트랜지스터(10)의 느린 스위칭을 제어한다. 이러한 직렬 저항기(R1)는 적어도 스위칭 프로세스가 계획된 동작 범위의 모든 동작 포인트 벡터에서 목적들의 충돌을 만족시킬 정도로 크게 선택되어야 한다. 따라서, 높은 값을 갖는 직렬 저항기(R1)는, 스위칭 프로세스가 모든 동작 포인트 벡터에 대한 발진 기준/표준을 충족하는 것을 보장해야 한다. 발진 기준/표준은, 트랜지스터(10)의 드레인-소스 전압(VDS), 트랜지스터(11)의 드레인 전류(iD), 및/또는 트랜지스터(12)의 드레인 전류의 시간 도함수(diD/dt)가 발진을 갖지 않거나, 실질적으로 발진을 갖지 않거나, 또는 트랜지스터(10)의 VDS에 대한 과전압 또는 오버슈트 임계값을 초과하지 않는 공차 한계 내에 있는 발진을 갖는 것을 의미할 수 있다. 예를 들어, 발진 기준/표준은 발진 진폭(피크 대 피크)의 90% 감소를 초래할 수 있다.
턴-온 드라이버(16b)는 방향성 다이오드(D1) 및 직렬 저항기(R2)에 전기적으로 결합되고, 트랜지스터(10)의 더 빠른 턴-온 스위칭을 제어한다. 방향성 다이오드(D1)는 전류가 게이트 또는 트랜지스터(10)로 흐르는 것을 허용하지만 반대 방향의 전류를 차단한다. 여기서, 직렬 저항기(R2)의 저항값은 턴-온 드라이버(16b)에 의해 제공된 스위칭 속도에 따라 선택될 수 있다. 일반적으로, 직렬 저항기(R2)는 더 높은 게이트 전류(Io+)가 트랜지스터(10)의 게이트로 흐를 수 있게 하여, 가속 게이트 충전 및 더 짧은 턴-온 시간을 초래한다.
턴-오프 드라이버(16c)는 방향성 다이오드(D2) 및 직렬 저항기(R3)에 전기적으로 결합되고, 트랜지스터(10)의 더 빠른 턴-오프 스위칭을 제어한다. 방향성 다이오드(D2)는 게이트 또는 트랜지스터(10)로부터 전류가 싱크되는 것을 허용하지만 반대 방향의 전류를 차단한다. 여기서, 직렬 저항기(R3)의 저항값은 턴-오프 드라이버(16b)에 의해 제공된 스위칭 속도에 따라 선택될 수 있다. 일반적으로, 직렬 저항기(R3)는 트랜지스터(10)의 게이트로부터 더 높은 게이트 전류(Io-)가 인출될 수 있게 하여, 가속 게이트 방전 및 더 짧은 턴-오프 시간을 초래한다.
목적들의 충돌을 최적화하기 위해, 스위치-오프 드라이버(16c)는 스위치-온 프로세스 동안 잠시 스위치 온된다. 스위치 온되는 동안, 스위치-오프 드라이버(16c)는 그 출력에서 부스트 펄스(즉, 낮은(음의) 제어 전압의 펄스)를 생성한다. 이것은 스위칭이 더 낮은 저항에 의해 가속되기 때문에 스위치-오프 프로세스의 가속을 초래한다. 특히, 평가 유닛(14)은 기본 드라이버(16a) 및 턴-오프 드라이버(16c)에 대한 제어 신호들(15a 및 15c)을 통해 낮은(음의) 제어 전압으로 스위칭한다. 2개의 드라이버(15a 및 15c)가 낮은(음의) 제어 전압을 생성하는 결과로서, 기본 드라이버(16a) 및 턴-오프 드라이버(16c) 둘 모두는 트랜지스터(10)로부터 게이트 전류를 싱크(sink)하여 트랜지스터(10)를 턴 오프한다. 턴-온 드라이버(16b)는 턴-온 부스트를 위해서만 사용되기 때문에, 그 제어 전압은 이미 낮은 레벨에 있고 턴-온 드라이버(16b)는 턴-오프 프로세스에 참여하지 않는다. 기본 드라이버(16a)는 제어 신호(13)가 턴-온 스위칭 이벤트를 개시할 때까지 게이트 전류를 싱크하기 위해 이러한 낮은(음의) 전압 레벨을 유지하고/하거나 트랜지스터(10)를 오프 상태로 유지한다.
부스트 지속시간(TB)은 평가 유닛(14)에 의해 결정된다. 스위칭 가속의 부스트 지속 기간(TB)이 경과하면, 평가 유닛(14)은 제어 신호(15c)를 통해 턴-오프 드라이버(16c)를 높은(양의) 제어 전압으로 스위칭하여, 제어된 부스트 지속시간(TB)에 따라 부스트 펄스를 종료한다. 일단 턴-오프 드라이버(16c)에서의 제어 전압이 양으로 스위칭되면, 방향성 다이오드(D3)가 역방향-바이어싱되어 턴-오프 드라이버(16c)로의 추가의 전류 흐름(싱크)을 방지하므로, 턴-오프 드라이버(16c)는 더 이상 턴-오프 스위칭 프로세스에 참여하지 않는다. 즉, 턴-오프 스위칭 프로세스는, 일단 턴-오프 드라이버(16c)가 비활성화되면 기본 드라이버(16)의 제어 속도로 제동된다. 평가 유닛(14)이 트랜지스터(10)의 동작 포인트 벡터에 따라 가속의 부스트 지속시간(TB)을 정확하게 설정했다면, 발진 기준을 충족시키는(즉, 발진을 갖지 않거나, 실질적으로 발진을 갖지 않거나, 또는 트랜지스터(10)의 VDS에 대한 과전압 또는 오버슈트 임계값을 초과하지 않는 공차 한계 내에 있는 발진을 갖는) 고속 스위칭 프로세스가 달성될 수 있다. 한편, 평가 유닛(14)에 의해 스위칭 전류에서의 발진이 검출되면, 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에서 발진 기준이 충족되도록, 평가 유닛(14)은 가속 지속시간(TB)을 조절할 수 있다.
따라서, 턴-오프 스위칭 프로세스 후에, 평가 유닛(14)은 발진 기준에 대해 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 평가한다. 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 획득하기 위해, 피드백 회로(18)의 일부로서 구현되는 비교기(19)는 전압 강하(VΔ)를 측정한다. 도 2a에서, 비교기(19)는 그 부하 경로를 따라 트랜지스터(10)와 직렬로 결합되는 부유 인덕턴스(L) 양단의 전압 강하(VΔ)를 측정한다. 특히, 부유 인덕턴스(L)는 소스 단자와 같은 트랜지스터(10)의 부하 경로 단자에 결합된다. 부유 인덕턴스(L)는, 예를 들어, 부유 인덕터로서 작용하는 와이어(예컨대, 본드 와이어 또는 인쇄 회로 기판 도체 라인)일 수 있다.
비교기(19)는 부유 인덕턴스(L) 양단에서 측정된 2개의 전압 값을 수신하고, 부유 인덕터(L) 양단의 순시 전압차 또는 전압 강하(VΔ)를 나타내는 비교기 출력 신호를 생성한다. 평가 유닛(14)은 부유 인덕턴스(L) 양단의 순시 전압 강하(VΔ)를 수신하고, 순시 전압 강하 및 부유 인덕턴스(L)의 알려진 미리 저장된 값에 기초하여 순시 전류 변화율(diD/dt)(초당 암페어)을 계산한다. 따라서, 도 1에 도시된 피드백 회로(18)는 부유 인덕턴스(L), 비교기(19), 및 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 결정하기 위해 사용되는 평가 유닛(14)의 일부(즉, 처리 회로)를 포함한다.
그런 다음, 평가 유닛(14)은 발진 기준에 대해 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 평가한다. 그러나, 애플리케이션의 클록 주파수에 따라, 이는 시간-임계적이지 않을 수 있다. 예를 들어, 전력 트랜지스터(10)의 40kHz의 높은 스위칭 주파수로, 평가는 25μs 내에서 더 낮은 클록 주파수로(이용가능한 시간은 그에 따라 증가함) 수행되어야 한다. 평가에 기초하여, 평가 유닛(14)은 스위칭 가속의 지속시간(TB)(즉, 턴-오프 드라이버(16c)가 활성화되는 시간의 양 또는 턴-오프 드라이버(16)가 음극에서 음의 제어 전압을 생성한 후 음극에서 양의 제어 전압으로 다시 스위칭할 때까지의 시간의 양)을 조정한다.
스위칭 가속의 지속시간(TB)의 이러한 조정은, 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)가 발진 기준을 충족시키면 현재 지속시간 설정을 유지하는 것 또는 시간 도함수 스위치 전류(diD/dt)가 발진 기준을 충족시키지 않거나 초과하면 지속시간 설정을 조정하는 것(예컨대, 감소시킴)을 포함한다. 또한, 평가 유닛(14)은 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)가 발진 기준을 충족시키면 지속시간을 증가시킴으로써 지속시간 설정을 조정할 수 있다. 이러한 방식으로, 발진 기준이 충족되면 지속시간 설정을 점진적으로 증가시키고 발진 기준이 충족되지 않으면 지속시간 설정을 점진적으로 감소시킴으로써, 실시간으로 취해진 동작 포인트 벡터의 측정에 기초하여 지속시간 설정에 대한 상한이 발견될 수 있다.
도 2b에서, 피드백 회로(18)는 트랜지스터(10)에 병렬로 결합된 커패시터(C)및 직렬 저항기(R) 회로를 포함한다. 여기서, 피드백 회로(18)의 일부로서 구현되는 비교기(19)는 저항기(R) 양단의 전압 강하(VΔ)를 측정한다. 그런 다음, 전압 강하(VΔ)는 전술한 것과 유사한 방식으로 평가 유닛(14)에 의해 사용된다.
도 2c에서, 피드백 회로(18)는 저항기(R1 및 R2)를 포함하는 분압기를 포함한다. 분압기는 트랜지스터(10)에 병렬로 결합된다. 여기서, 피드백 회로(18)의 일부로서 구현되는 비교기(19)는 저항기(R2) 양단의 전압 강하(VΔ)를 측정한다. 전압 강하(VΔ)는 그 후 위에서 설명된 것과 유사한 방식으로 평가 유닛(14)에 의해 사용된다.
도 3a는 측정된 동작 포인트 벡터에 기초하여 스위칭 가속 지속시간을 조정하지 않고 전력 트랜지스터(10)의 턴-오프를 위해 고속 스위칭을 사용하는 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)의 정규화된 파형을 도시한다. 여기서, 스위칭 프로세스는 낮은 스위칭 손실을 갖는 순수-오믹 스위칭을 사용한다. 따라서, 스위칭 프로세스는 빠르고 전력 트랜지스터(10)의 전기적 능력을 최적으로 사용하지만, 큰 발진으로 이어진다.
도 3b는 측정된 동작 포인트 벡터에 기초하여 스위칭 가속 지속시간을 조정하지 않고 전력 트랜지스터(10)의 턴-오프를 위해 저속 스위칭을 사용하는 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)의 정규화된 파형을 도시한다. 여기서, 스위칭 프로세스는 작은 발진을 갖는 순수-오믹 스위칭이지만 더 높은 스위칭 손실을 갖는다.
따라서, 도 3a 및 도 3b는 발진에 관한 목적들의 기본적인 충돌을 도시한다. 이러한 목적들의 충돌은 스위칭 전류의 시간 도함수(diD/dt)의 평가에 기초하여 조정되는 조절된 가속 지속시간 또는 부스트 지속시간(TB)을 갖는 턴-오프 부스트 절차를 사용하여 2-단계 게이트 드라이버 제어를 최적화함으로써 개선된다. 이러한 턴-오프 스위칭 기술을 사용하면, 낮은 스위칭 손실을 가지면서 미리 결정된 발진 기준을 충족시키는 고속 스위칭 프로세스가 달성될 수 있다.
도 4는 턴-오프 스위칭 이벤트에 관한 것으로, 하나 이상의 실시예에 따른 고속 스위칭 및 조정된 가속 지속시간(TB)을 사용하는 전력 트랜지스터(10)의 드레인-소스 전압(VDS), 드레인 전류(iD), 및 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)의 정규화된 파형을 도시한다. 특히, 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)는 턴-오프 드라이버(16c)에 의해 구현된 가속 지속시간(TB)을 조정하기 위해 평가 유닛(14)에 의해 임계 한계와 비교하여 평가된다. 알 수 있는 바와 같이, 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)의 기울기는 도 3a에 도시된 기울기와 매우 유사하게 가파르며, 이는 전력 트랜지스터(10)의 빠른 턴-오프 스위칭을 나타낸다. 동시에, 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD) 모두의 발진이 최소화된다. 임계 한계는 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)에 의해 초과되면 수용할 수 없는 발진의 발생을 초래하는 경계이다. 따라서, 임계 한계는 평가를 위한 발진 기준을 설정한다.
따라서, 도 4는 동작 포인트 벡터에 따라 스위칭 가속도의 지속시간(TB)을 설정하는 이점을 도시하는 것으로 추정될 수 있다. 최적이 아닌 부스트 지속시간(TB)은 증가된 발진 또는 상당히 더 느린 스위칭 속도를 초래한다.
평가 유닛(14)은 턴-오프 드라이버(16c)의 부스트 펄스 이후(예컨대, 직후)(즉, 부스트 시간(TB) 이후) 다음 부스트 펄스 이전에 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 평가하도록 구성된다. 예를 들어, 평가 유닛(14)은 부스트 펄스의 부스트 시간(TB)의 종료를 검출하고 그에 응답하여 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)의 평가를 개시할 수 있다. 추적 방법은 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 위에서 논의된 충돌하는 타겟 값들의 임계 한계와 비교하여 평가한다. 평가 유닛(14)은 평가 결과를 사용하여 트랜지스터(10)의 다음 턴-오프 스위칭 이벤트에 대응하는 다음 부스트 펄스에 대한 부스트 시간(TB)을 조정한다. 이렇게 함으로써, 평가 유닛(14)은 전력 트랜지스터(10)의 드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD) 모두의 발진을 감소시키는 것을 목표로 한다.
도 5a는 하나 이상의 실시예에 따른 턴-오프 부스트 시간(TB)을 조정하는 방법(500A)에 대한 흐름도이다. 도 5b는 하나 이상의 실시예에 따른 턴-오프 부스트 시간(TB)을 조정하는 수정된 방법(500B)에 대한 흐름도이다. 부스트 시간(TB)을 증가시키는 것은 또한 발진 경향을 증가시킨다. 반대로, 부스트 시간(TB)을 감소시키는 것은 발진 경향을 감소시킨다.
드레인-소스 전압(VDS) 및 드레인 전류(iD)에서의 발진 또는 링잉-효과(ringing-effect)가 존재하면, 발진은 통상적으로 부스트 단계가 끝난 후 그리고 드레인 전류(iD)가 제로가 된 후에 시작된다는 것이 주목된다. 따라서, 부스트 펄스의 종료는 존재할 수 있는 임의의 발진을 검출 및/또는 측정하기 위한 모니터링 단계를 트리거하기 위해 평가 유닛(14)에 의해 사용될 수 있다. 발진 기준을 충족시키지 않는 발진을 검출하면, 평가 유닛(14)에 의한 추가 동작이 취해질 수 있다.
동작 505에서, 평가 유닛(14)은 부스트 펄스의 부스트 시간(TB)이 경과되었음을 검출한다. 부스트 시간(TB)의 종료를 검출하면, 평가 유닛(14)은 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 측정하고 평가한다(동작 510). 특히, 동작 510에서, 평가 유닛(14)은 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 측정하고 이를 미리 결정된 임계 한계와 비교한다. 이 측정 및 비교 동작은 도 2d에 도시된 바와 같이 미리 결정된 모니터링 기간에 걸쳐 수행된다. 미리 결정된 모니터링 기간은 부스트 펄스 이후이고, 발진이 존재한다면 발진을 검출할 정도로 충분히 긴 지속시간을 갖는다. 모니터링 기간의 종료 시에, 발진이 검출되지 않으면, 평가 유닛(14)은 "발진 없음" 결정에 도달할 수 있다. 따라서, 미리 결정된 모니터링 기간은 발진이 발생했는지 여부를 평가 유닛(14)이 결정하기 위한 수용가능한 마진을 제공한다.
미리 결정된 모니터링 기간 동안, 평가 유닛(14)은 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)를 미리 결정된 임계 한계와 비교한다. 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)가 미리 결정된 임계 한계(Y)를 초과하면, 다음 턴-오프 스위칭 동작을 위한 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)은 제 1 미리 결정된 양의 제 1 조정 시간만큼 감소된다(동작 515). 예를 들어, 부스트 시간(TB)은 이 예에서 5ns만큼 감소된다. 한편, 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)가 미리 결정된 임계 한계(N)를 초과하지 않으면, 다음 턴-오프 스위칭 동작을 위한 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)은 제 2 미리 결정된 양의 제 2 조정 시간만큼 증가된다(동작 520). 예를 들어, 부스트 시간(TB)은 이 예에서 5ns만큼 증가된다. 제 1 미리 결정된 양과 제 2 미리 결정된 양은 동일하거나 상이한 양일 수 있다는 것이 이해될 것이다. 또한, 감소된 것만큼 더 높은 조정 시간이 가능하다. 동작(515 또는 520) 후에, 평가 유닛(14)은 다음 부스트 펄스를 대기하고, 방법은 반복된다. 따라서, 부스트 시간(TB)은 각각의 부스트 펄스 이후에 조절될 수 있고, 실시간 동작 포인트 벡터에 따라 동적으로 조정될 수 있다.
그러나, 설정은 항상 이전에 발생한 스위칭 프로세스에 기초하기 때문에, 스위칭 가속의 설정 지속시간은 반드시 이상적인 값은 아니다. 설정 지속시간은 부스트 시간(TB)의 설정점 주위의 공차 대역 내에서 훨씬 더 많이 변동한다. 따라서, 이러한 설정점은 충돌하는 타겟 값들의 기준이 결과적인 공차 대역 내에서 충족되도록 설정되어야 한다.
이 방법의 특성은 설정점 및 그에 따른 동작 포인트 벡터의 모든 변화를 따라갈 수 있는 능력이다. 그렇지 않다면, 파라미터의 높은 변화율 및 따라서 타겟 값의 높은 변화율은 타겟 값 충돌의 기준이 초과되게 할 수 있다.
애플리케이션의 동작 조건의 높은 변화율 또는 낮은 클록 주파수로 인한 스위칭 가속의 지속시간에 대한 낮은 갱신 속도로 인해 설정점의 추적가능성이 달성되지 않으면, 방법(500A)의 수정이 사용될 수 있다. 특히, 수정된 방법(500B)에서는 추가적인 동작들(525, 530, 및 535)이 동작들(510 및 520) 사이에 포함될 수 있다. 이 수정은 드레인 전류(iD)의 높은 기본 주파수(즉, 파라미터 스위칭 전류의 높은 변화율)의 예를 사용하여 설명된다.
방법(500A)이 스위칭 전류(iD)의 파라미터 변화를 추적할 수 없는 경우, 이 파라미터에 대해 최적의 스위칭 조건이 보장될 수 없다. 추적가능성을 보장하기 위한 시나리오에서 충분히 느리게 변하는 다른 파라미터들에 대해서는, 그럼에도 불구하고 스위칭 가속의 설정된 부스트 시간(TB)의 조절이 달성될 수 있다.
동작들(525, 530, 535)은 느리게 변하는 파라미터에 대해 부스트 시간(TB)에 대한 최적의 설정이 여전히 보장되게 한다. 통상의 구현과는 대조적으로, 임계 한계를 초과하지 않으면(동작 510(N)), 방법은 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)을 직접 증가시키지 않는 동작 525로 진행한다. 대신에, 동작 525에서는, 카운터 값(K)이 값 K+1로 1만큼 증가된다(K=K+1). 동작 530에서는, 증가된 카운터 값이 카운터 임계값(X)(예컨대, X = 100)과 비교된다. 증가된 카운터 값이 카운터 임계값을 초과하지 않으면(X(N)), 프로세스는 동작 505로 리턴하여 다음 부스트 펄스를 대기한다. 한편, 증가된 카운터 값이 카운터 임계값을 초과하면(X(Y)), 동작 535에서 카운터 값은 제로로 재설정되고(K=0), 다음 턴-오프 스위칭 동작을 위한 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)은 제 2 미리 결정된 양의 제 2 조정 시간만큼 증가된다(동작 520).
그 결과, 스위칭 동작마다 단지 하나의 카운터가 증가된다. 카운터가 애플리케이션에 대해 설정될 수 있는 한계에 도달하면, 가속의 부스트 시간(TB)은 다음 스위칭 동작을 위해 증가된다. 임의의 스위칭 동작에서 발진의 한계 값이 초과되면, 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)은 다음 스위칭 동작을 위해 동작 515에 의해 즉시 감소되고 카운터 값은 동작 540에서 0으로 재설정된다. 이는 빠르게 변하는 파라미터들의 최저 발생 값에 대한 최적의 스위칭 가속을 초래한다. 수정된 방법은 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)에 대한 느리게 변하는 파라미터들의 영향을 성공적으로 보상한다. 또한, 카운터 임계값(X)은 완전히 구성가능하다는 것이 이해될 것이다.
방법들(500A 및 500B)의 이점들 중 하나는 동작 포인트 벡터의 어떠한 사전 지식도 요구되지 않는다는 것이다. DC 링크 전압, 온도, 또는 스위칭 전류와 같은 변수들은 측정될 필요가 없다. 시간 도함수 스위칭 전류(diD/dt)만이 옴(Ohm)의 법칙(diD/dt = VΔ/L)에 기초하여 측정된다. 따라서, 스위칭 가속의 부스트 시간(TB)의 동작 포인트 벡터 의존성에 대한 상세한 설명 또는 목록을 생성할 필요가 없다. 이는 애플리케이션에서 개발 노력 및 필요한 하드웨어 구현을 절약한다.
또한, 부스트 시간(TB)에 대한 타겟 값의 개별화(discretization)는 소정의 한계 내에서 원하는 만큼 미세하게 설정될 수 있어서, 각각의 동작 포인트 벡터에 대해 요구되는 스위칭 가속의 지속시간과 설정된 지속시간 사이에 최적의 매칭이 존재한다. 이는 달성될 수 있는 최저 스위칭 손실에 대해 타겟 값 기준이 충족되는 것을 보장한다. 또한, 항상 존재하는 파라미터 변동은 항상 각각의 상황에 맞게 조정되기 때문에 어떠한 문제도 야기하지 않는다는 것이 중요하다.
위의 관점에서, 방법들(500A 및 500B)은 SiC MOSFET의 발진 경향과 스위칭 손실 사이의 타겟 값 충돌의 상쇄의 간단한 구현을 가능하게 한다. 이는 SiC MOSFET의 2-단계 또는 다단계 제어의 가능한 실현에 적용될 수 있다.
다양한 실시예가 개시되었지만, 당업자에게는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 본 명세서에 개시된 개념들의 이점들 중 일부를 달성할 다양한 변경 및 수정이 이루어질 수 있다는 것이 명백할 것이다. 예를 들어, SiC MOSFET가 일반적으로 너무 빠르게 스위칭하여 발진이 SiC MOSFET에 대한 반복적 문제라는 것이 주목되지만, 실시예는 발진 문제를 겪는 빠른 스위칭 속도를 갖는 임의의 전력 반도체에 적용가능할 수 있다. 다른 실시예들이 이용될 수 있고 본 발명의 범위를 벗어나지 않으면서 구조적 또는 논리적 변경이 이루어질 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 명시적으로 언급되지 않더라도 특정 도면을 참조하여 설명된 특징들은 다른 도면들의 특징들과 조합될 수 있다는 것이 언급되어야 한다. 일반적 발명의 개념에 대한 이러한 수정은 첨부된 청구범위 및 그 법적 균등물에 의해 커버되도록 의도된다.
또한, 이하의 청구범위는 상세한 설명에 포함되며, 각각의 청구항은 별개의 예시적 실시예로서 독립적인 것일 수 있다. 각각의 청구항이 별개의 예시적 실시예로서 독립적인 것일 수 있지만, 청구범위에서 종속항이 하나 이상의 다른 청구항과의 특정 조합을 언급하더라도, 다른 예시적 실시예는 또한 그 종속항과 각각의 다른 종속항 또는 독립항의 요지의 조합을 포함할 수 있다는 점에 유의해야 한다. 본 명세서에서 특정 조합이 의도되지 않는 것으로 언급되지 않는 한 이러한 조합이 제안된다. 또한, 특정 청구항이 임의의 다른 독립항에 직접적으로 종속되지 않더라도 이 청구항의 특징들을 그 독립 청구항에 포함시키는 것도 의도된다.
또한, 명세서 또는 청구범위에 개시된 방법들은 이 방법들의 각각의 동작을 수행하기 위한 수단을 갖는 디바이스에 의해 구현될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 예를 들어, 본 개시에 설명된 기술은, 컴퓨팅 시스템, 집적 회로, 및 비일시적 컴퓨터 판독가능 기록 매체 상의 컴퓨터 프로그램의 임의의 조합을 포함하는, 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 또는 이들의 임의의 조합으로 적어도 부분적으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 설명된 기술의 다양한 측면은, 하나 이상의 마이크로프로세서, DSP, ASIC, 또는 임의의 다른 등가의 집적 또는 이산 로직 회로뿐만 아니라 이러한 컴포넌트들의 임의의 조합을 포함하는 하나 이상의 프로세서 내에서 구현될 수 있다.
또한, 명세서 또는 청구범위에 개시된 다수의 동작 또는 기능의 개시가 특정 순서 내에 있는 것으로 해석되어서는 안된다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 다수의 동작 또는 기능의 개시는, 이러한 동작 또는 기능이 기술적인 이유로 상호 교환 불가능하지 않는 한, 이들을 특정 순서로 제한하지 않을 것이다. 또한, 일부 실시예에서, 단일 동작은 다수의 하위 동작을 포함할 수 있거나 또는 다수의 하위 동작으로 분할될 수 있다. 이러한 하위 동작들은 명시적으로 배제되지 않는 한 포함될 수 있고, 이러한 단일 동작의 개시의 일부일 수 있다.

Claims (28)

  1. 전력 회로에서 스위칭 상태들 사이에서 트랜지스터를 구동하도록 구성된 게이트 드라이버 시스템(gate driver system)으로서,
    상기 트랜지스터의 게이트 단자에 결합되고, 상기 스위칭 상태들 사이에서 상기 트랜지스터를 구동하기 위해 상기 게이트 단자에서의 게이트 전압을 제어하도록 구성된 게이트 드라이버 회로 ― 상기 게이트 드라이버 회로는 상기 트랜지스터를 턴 오프하기 위한 복수의 턴-오프 스위칭 이벤트 동안 오프-전류(off-current)를 생성하도록 구성되고, 상기 게이트 드라이버 회로는 상기 게이트 단자로부터 상기 오프-전류의 제 1 부분을 싱크(sink)시켜 상기 게이트 전압의 제 1 부분을 방전시키도록 구성된 제 1 드라이버를 포함하고, 상기 게이트 드라이버 회로는 부스트 구간(boost interval) 동안 상기 게이트 단자로부터 상기 오프-전류의 제 2 부분을 싱크시켜 상기 게이트 전압의 제 2 부분을 방전시키도록 구성된 제 2 드라이버를 포함함 ― 와,
    상기 트랜지스터가 오프 상태로 전이되는 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 발진을 나타내는 트랜지스터 파라미터를 측정하도록 구성된 측정 회로와,
    상기 오프-전류의 제 1 부분을 싱크하도록 상기 제 1 드라이버를 제어하고 상기 오프-전류의 제 2 부분을 싱크하도록 상기 제 2 드라이버를 제어하도록 구성된 제어기 ― 상기 제어기는 또한, 상기 측정된 트랜지스터 파라미터를 수신하고 상기 측정된 트랜지스터 파라미터에 기초하여 상기 부스트 구간의 길이를 조정하도록 구성됨 ― 를 포함하는
    게이트 드라이버 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 드라이버는, 상기 부스트 구간의 길이 동안 상기 부스트 구간의 시작 시에 상기 오프-전류의 제 2 부분의 흐름을 활성화하고 상기 부스트 구간의 종료 시에 상기 오프-전류의 제 2 부분의 흐름을 비활성화하여 상기 오프-전류의 제 2 부분의 흐름을 중단시키도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜지스터 파라미터는 상기 트랜지스터의 드레인 전류의 시간 도함수인,
    게이트 드라이버 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 드레인 전류의 시간 도함수를 임계값과 비교하여 비교 결과를 생성하고, 상기 비교 결과에 기초하여 상기 부스트 구간의 길이를 조정하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트 동안, 상기 제어기는 상기 드레인 전류의 시간 도함수를 상기 임계값과 비교하여 상기 비교 결과를 생성하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 부스트 구간에 후속하는 미리 결정된 모니터링 구간 동안, 상기 제어기는 상기 드레인 전류의 시간 도함수를 상기 임계값과 비교하여 상기 비교 결과를 생성하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 부스트 구간의 종료를 검출하고, 상기 부스트 구간의 종료 시에 상기 미리 결정된 모니터링 구간을 시작하도록 구성되고,
    상기 비교 결과는 상기 미리 결정된 모니터링 구간 동안 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과했는지 여부를 나타내는,
    게이트 드라이버 시스템.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 부스트 구간의 종료 시에 상기 드레인 전류의 시간 도함수와 상기 임계값의 비교를 개시하고, 상기 부스트 구간에 후속하는 미리 결정된 모니터링 구간 동안 상기 비교를 모니터링하도록 구성되고,
    상기 비교 결과는 상기 미리 결정된 모니터링 구간 동안의 임의의 지점에서 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내는,
    게이트 드라이버 시스템.
  9. 제 4 항에 있어서,
    상기 비교 결과는 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내고,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는 제 1 조건에서, 상기 제어기는 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 감소시키도록 구성되고,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하지 않는 제 2 조건에서, 상기 제어기는 상기 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 증가시키도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  10. 제 4 항에 있어서,
    상기 비교 결과는 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내고,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는 제 1 조건에서, 상기 제어기는 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 감소시키고 카운터 값을 제로로 재설정하도록 구성되고,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하지 않는 제 2 조건에서, 상기 제어기는 상기 카운터 값을 증가시키고 상기 카운터 값을 미리 결정된 카운터 임계값과 비교하도록 구성되고,
    상기 제 2 조건이 충족되고 상기 카운터 값이 상기 미리 결정된 카운터 임계값을 초과하는 제 3 조건에서, 상기 제어기는 상기 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 증가시키고 상기 카운터 값을 제로로 재설정하도록 구성되며,
    상기 제 2 조건이 충족되고 상기 카운터 값이 상기 미리 결정된 카운터 임계값을 초과하지 않는 제 4 조건에서, 상기 제어기는 상기 후속 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 부스트 구간의 길이를 현재 값으로 유지하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  11. 제 3 항에 있어서,
    상기 측정 회로는,
    상기 트랜지스터에 직렬로 결합되고 상기 드레인 전류가 흐르는 부유 인덕턴스(stray inductance) 양단의 전압차를 측정하도록 구성된 비교기와,
    상기 측정된 전압차를 상기 드레인 전류의 시간 도함수로 변환하도록 구성된 처리 회로를 포함하는,
    게이트 드라이버 시스템.
  12. 제 3 항에 있어서,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수는 상기 트랜지스터에 의해 구동되는 부하에 기초하여 변하는 상기 트랜지스터의 동작 포인트 벡터(operation point vector)에 대응하는,
    게이트 드라이버 시스템.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 측정 회로는,
    저항기와 직렬로 결합된 커패시터를 포함하는 RC 회로 ― 상기 RC 회로는 상기 트랜지스터에 병렬로 결합됨 ― 와,
    상기 저항기 양단의 전압차를 측정하도록 구성된 비교기와,
    상기 측정된 전압차를 상기 트랜지스터 파라미터로 변환하도록 구성된 처리 회로를 포함하는,
    게이트 드라이버 시스템.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 측정 회로는,
    복수의 저항기를 포함하는 분압기(voltage divider) ― 상기 분압기는 상기 트랜지스터에 병렬로 결합됨 ― 와,
    상기 복수의 저항기의 일부의 양단의 전압차를 측정하도록 구성된 비교기와,
    상기 측정된 전압차를 상기 트랜지스터 파라미터로 변환하도록 구성된 처리 회로를 포함하는,
    게이트 드라이버 시스템.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 오프-전류의 제 2 부분은 상기 오프-전류의 제 1 부분을 보충하는 부스트 오프 전류(boost off current)인,
    게이트 드라이버 시스템.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 오프-전류의 제 2 부분은 상기 오프-전류의 제 1 부분보다 큰,
    게이트 드라이버 시스템.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 드라이버는 턴-온 스위칭 이벤트까지 상기 트랜지스터를 상기 오프 상태로 유지하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  18. 제 1 항에 있어서,
    상기 부스트 구간은 상기 트랜지스터가 온 상태로부터 상기 오프 상태로 전이되는 것에 의해 야기되는 상기 게이트 전압의 과도 구간(transient interval)의 일부 동안 발생하는,
    게이트 드라이버 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 드라이버는 상기 트랜지스터를 턴-온하기 위한 복수의 턴-온 스위칭 이벤트 동안 상기 게이트 단자에 온-전류를 제공하도록 구성되는,
    게이트 드라이버 시스템.
  20. 제 1 항에 있어서,
    상기 오프-전류의 제 1 부분이 흐르는, 상기 게이트 단자와 상기 제 1 드라이버 사이에 결합된 제 1 전류 경로와,
    상기 오프-전류의 제 2 부분이 흐르는, 상기 게이트 단자와 상기 제 2 드라이버 사이에서 상기 제 1 전류 경로에 병렬로 결합된 제 2 전류 경로를 더 포함하는
    게이트 드라이버 시스템.
  21. 제 1 항에 있어서,
    상기 트랜지스터는 탄화 규소(silicon carbide: SiC) 전력 트랜지스터인,
    게이트 드라이버 시스템.
  22. 전력 회로에서 스위칭 상태들 사이에서 트랜지스터를 구동하는 방법으로서,
    상기 트랜지스터의 게이트 단자에서의 게이트 전압을 제어하기 위해 복수의 턴-오프 스위칭 이벤트 동안 오프-전류를 생성하는 단계 ― 상기 오프-전류를 생성하는 단계는, 상기 게이트 단자로부터 상기 오프-전류의 제 1 부분을 싱크시켜 상기 게이트 전압의 제 1 부분을 방전시키는 단계와, 부스트 구간 동안 상기 게이트 단자로부터 상기 오프-전류의 제 2 부분을 싱크시켜 상기 게이트 전압의 제 2 부분을 방전시키는 단계를 포함함 ― 와,
    상기 트랜지스터가 오프 상태로 전이되는 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 트랜지스터의 드레인-소스 전압의 발진을 나타내는 트랜지스터 파라미터를 측정하는 단계와,
    제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 오프-전류의 제 1 부분을 활성화하는 단계와,
    상기 측정된 트랜지스터 파라미터에 기초하여 상기 부스트 구간의 길이를 조정하는 것을 포함하는, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 오프-전류의 제 2 부분을 활성화하는 단계를 포함하는
    방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 오프-전류의 제 2 부분의 흐름은 상기 부스트 구간의 시작 시에 초기화되고, 상기 부스트 구간의 종료 시에 비활성화되어 상기 오프-전류의 제 2 부분 흐름을 중단시키는,
    방법.
  24. 제 22 항에 있어서,
    상기 트랜지스터 파라미터는 상기 트랜지스터의 드레인 전류의 시간 도함수인,
    방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수를 임계값과 비교하여 비교 결과를 생성하는 단계와,
    상기 비교 결과에 기초하여 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 조정하는 단계를 더 포함하되, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트는 상기 제 1 턴-오프 스위칭 이벤트에 후속하는 것인,
    방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 비교 결과는 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내고,
    상기 방법은,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는 제 1 조건에서, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 감소시키는 단계와,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하지 않는 제 2 조건에서, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 증가시키는 단계를 더 포함하는,
    방법.
  27. 제 25 항에 있어서,
    상기 비교 결과는 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내고,
    상기 방법은,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는 제 1 조건에서, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 감소시키고 카운터 값을 제로로 재설정하는 단계와,
    상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하지 않는 제 2 조건에서, 상기 카운터 값을 증가시키고 상기 카운터 값을 미리 결정된 카운터 임계값과 비교하는 단계와,
    상기 제 2 조건이 충족되고 상기 카운터 값이 상기 미리 결정된 카운터 임계값을 초과하는 제 3 조건에서, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대한 상기 부스트 구간의 길이를 증가시키고 상기 카운터 값을 제로로 재설정하는 단계와,
    상기 제 2 조건이 충족되고 상기 카운터 값이 상기 미리 결정된 카운터 임계값을 초과하지 않는 제 4 조건에서, 상기 제 2 턴-오프 스위칭 이벤트에 대해 상기 부스트 구간의 길이를 현재 값으로 유지하는 단계를 포함하는,
    방법.
  28. 제 25 항에 있어서,
    상기 부스트 구간의 종료 시에 상기 드레인 전류의 시간 도함수와 상기 임계값의 비교를 개시하는 단계와,
    상기 부스트 구간에 후속하는 미리 결정된 모니터링 구간 동안 상기 비교를 모니터링하는 단계를 더 포함하되, 상기 비교 결과는 상기 미리 결정된 모니터링 구간 동안의 임의의 지점에서 상기 드레인 전류의 시간 도함수가 상기 임계값을 초과하는지 여부를 나타내는,
    방법.
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2022092971A (ja) * 2020-12-11 2022-06-23 富士電機株式会社 駆動装置、半導体装置、および駆動方法
US20240243737A1 (en) * 2023-01-13 2024-07-18 GM Global Technology Operations LLC Gate driving with phased slew rate control and overcurrent protection

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002119044A (ja) * 2000-10-12 2002-04-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体素子のゲート駆動回路
JP2017135589A (ja) * 2016-01-28 2017-08-03 国立大学法人 東京大学 ゲート駆動装置
JP2018038174A (ja) * 2016-08-31 2018-03-08 富士電機株式会社 ゲート駆動装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3132648B2 (ja) * 1996-09-20 2001-02-05 富士電機株式会社 電力変換器におけるゲート駆動回路
US6121789A (en) * 1998-09-04 2000-09-19 Winbond Electronics Corporation Output buffer with control circuitry
GB2417149A (en) * 2004-08-12 2006-02-15 Bombardier Transp Gmbh Digital adaptive control of IGBT or MOS gate charging current in a converter for a railway traction motor
US8031496B2 (en) * 2007-11-07 2011-10-04 Panasonic Corporation Driving circuit for power switching device, driving method thereof, and switching power supply apparatus
US9112498B2 (en) * 2011-11-01 2015-08-18 Dialog Semiconductor Inc. Dynamic MOSFET gate drivers
DE102013219167B4 (de) * 2013-04-26 2017-03-02 Conti Temic Microelectronic Gmbh Zwei Verfahren, Vorrichtung und Verwendung davon, jeweils zum Einschalten oder Abschalten eines elektronischen Bauelements
US10461732B1 (en) * 2018-06-18 2019-10-29 Infineon Technologies Austria Ag System and method of driving a power switch in combination with regulated DI/DT and/or DV/DT
US10707767B2 (en) * 2018-12-04 2020-07-07 Infineon Technologies Austria Ag Two-level switch driver for preventing avalanche breakdown for a synchronous rectification switch in a power converter operating in a low-power burst mode

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002119044A (ja) * 2000-10-12 2002-04-19 Fuji Electric Co Ltd 電力用半導体素子のゲート駆動回路
JP2017135589A (ja) * 2016-01-28 2017-08-03 国立大学法人 東京大学 ゲート駆動装置
JP2018038174A (ja) * 2016-08-31 2018-03-08 富士電機株式会社 ゲート駆動装置

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