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KR102081620B1 - 트랜시버 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법 - Google Patents

트랜시버 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법 Download PDF

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KR102081620B1
KR102081620B1 KR1020187004255A KR20187004255A KR102081620B1 KR 102081620 B1 KR102081620 B1 KR 102081620B1 KR 1020187004255 A KR1020187004255 A KR 1020187004255A KR 20187004255 A KR20187004255 A KR 20187004255A KR 102081620 B1 KR102081620 B1 KR 102081620B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
digital
transceiver
interference cancellation
self
Prior art date
Application number
KR1020187004255A
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English (en)
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KR20180030120A (ko
Inventor
라메즈 아스카르
벤자민 슈베르트
빌헬름 커스겐
Original Assignee
프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베.
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Filing date
Publication date
Application filed by 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베. filed Critical 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베.
Publication of KR20180030120A publication Critical patent/KR20180030120A/ko
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Abstract

트랜시버(1000)는 무선 송신 채널을 인터페이싱하도록 구성되고, 전송 신호(202)를 수신하기 위한 인터페이스(110) 및 수신 신호(106)를 제공하기 위한 인터페이스를 포함하는 안테나 장치(100)를 포함한다. 트랜시버는 메인 송신기(200), 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300'''), 보조 송신기(400), 무선 주파수 간섭 제거 스테이지(500), 메인 수신기(600), 피드백 수신기(700) 및 디지털 신호 동작들을 수행하도록 구성되는 프로세서(800; 800')를 포함한다. 트랜시버(1000)는 무선 주파수 도메인 및 디지털 도메인에서 수신 신호에 대한 간섭 제거를 수행하도록 구성된다.

Description

트랜시버 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법
본 발명은 송신 채널에 무선으로 액세스하기 위한 트랜시버, 이러한 트랜시버를 포함하는 시스템, 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명은 추가로 기민한 풀-듀플렉스(full-duplex) 무선 트랜시버에 관한 것이다.
발행된 문헌 중 일부에서 설명된 바와 같이 풀-듀플렉스 무선 통신 방식 또는 대역 내 풀-듀플렉스는 현재 배치된 하프-듀플렉스(half-duplex) 무선 통신 시스템들의 대체물로서 학계 및 산업계에서 최근 상당한 주목을 받아 왔다. 풀-듀플렉스 시스템들은 제한된 스펙트럼 자원들을 보다 효율적으로 이용하기 위해, 활용된 주파수 대역의 완전한 재사용을 목표로 한다. 예를 들어, 포인트 투 포인트 시나리오에서, 2개의 풀-듀플렉스 노드들은 동일한 주파수 대역을 통해 어떠한 시간 불연속 없이 통신할 것이다. 이것은, 풀-듀플렉스 무선 통신 시스템이 작동하는 것으로 가정된 방법이며, 따라서 이는 자기 자신의 송신 신호에 의해 자체 간섭할 것이고, 이는 문헌에서 자체-간섭 신호로 지칭된다. 무선 통신 연구자들 사이에서, 자체-간섭 제거가 풀-듀플렉스 방식에 대한 핵심 인에이블 방법이라는 광범위한 의견 일치가 존재한다. 자체-간섭 제거의 실현은 많은 기술들 및 트랜시버 아키텍처들에서의 문헌에서 발견되었다. 그럼에도 불구하고, 제안된 기술들 및 트랜시버 아키텍처 변경의 다양성은 자체-간섭 제거 요건들의 엄청난 요구를 완전히 충족시킬 수 없었다.
2개의 실험적 테스트베드가 거의 완벽한 자체-간섭 제거 레벨을 나타냈지만[1,2], 이들은 실세계 구현에 대해 비실용적이었고, 오직 개념을 증명하기 위한 학술 목적으로만 기능한다. 적절한 자체-간섭 제거 메커니즘을 갖는 완전 동작 풀-듀플렉스 트랜시버 아키텍처의 결핍이 본 특허 출원에 동기를 부여한다. 지금까지 달성된 연구 중 어느 것도 풀-듀플렉스 무선 트랜시버의 실용적인 개념을 제안하지 않았다. 본 문헌의 나머지 전반에 걸쳐 설명될 발명은 미래의 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버의 아키텍처 및 그 위에서 실행되어야 하는 연속적인 자체-간섭 제거 알고리즘을 구체화한다. 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버의 몇몇 대안들은 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘에 의해 가능하게 되는 다수의 실시예들 내에서 커버될 것이다.
풀-듀플렉스 주제에 관한 발행된 문헌에서 많은 기술들이 논의되어 왔다. 추가적으로, 일부 트랜시버 솔루션들은 특허 출원들 [3,4]에서 제안되었다. 이러한 모든 기술들은 풀-듀플렉스 시스템들을 가능하게 하는 것에 대한 필수적인 단계로서 자체-간섭을 제거하려고 시도하였다. 이러한 모든 기술들이 자체-간섭을 제거한다는 공통의 목적을 공유한다는 사실에도 불구하고, 이들은 실제로는 많은 상이한 방식들로 실현되어 왔다. 그러나, 대부분의 발행된 연구에서 자체-간섭 제거의 전체적으로 견고한 메커니즘을 구성하기 위해 몇몇 기술들의 연접이 사용되었다. 무선 주파수(RF) 도메인 자체-간섭 제거는 임의의 풀-듀플렉스 시스템에서 필수적이다. 추가적으로, 디지털 간섭은 자체-간섭을 더 억제하기 위해 대부분의 자체-간섭 제거 메커니즘에서 구현되었다. 최신 기술에서 커버된 자체-간섭 제거 기술들을 카테고리화한 트리 차트가 도 9에 도시되어 있다. 제거 기술들은 2개의 메인 카테고리들, 즉 RF 도메인에서의 제거 및 디지털화된 샘플들에 적용되는 디지털 제거로 분할될 수 있다. RF 제거 기술들은 자체-간섭 신호를 감쇠시킴으로써 수동적으로 또는 자체-간섭 제거 신호를 RF 간섭 신호에 추가함으로써 능동적으로 수행되었다(도 9의 트리 도면에서 지칭된 것과 같은 신호 주입 접근법들).
RF 감쇠 제거 기술들은 문헌 [5,6,7]에서 연구되었다. 이러한 기술들은 기본적으로 안테나들의 물리적 분리, 듀얼 편파 또는 RF 흡수 재료들과 같은 일부 다른 방법들의 조합으로 안테나들의 방향에 의존한다. 이러한 기술들은 시선(LoS; line-of-sight)에 대해 우수한 수동적 제거 결과들을 실험적으로 나타낸 한편, 나머지 다중 경로 무선 채널 성분들 대해서는 취약하였다. 그러나 이러한 제거 기술의 주요 단점은 풀-듀플렉스 노드의 업링크 및 다운링크가 동일한 공간 도메인을 점유하지 않는다는 점이다. 그 대신, 이들은 2개의 상이한 위치로 지향된다. 이는, 통신 노드들 둘 모두가 풀-듀플렉스 모드에서 동작하고 있는 포인트-투-포인트 시나리오들에서 이러한 기술이 적용가능하게 않게 한다.
신호-주입 자체-간섭 제거는 자체-간섭 신호가 생성되는 방식에 기초하여 다양한 접근법들을 갖는다. 예를 들어 [8,9] 및 [10]의 연구는 안테나 세트의 조건부 배치에 기초한 자체-간섭 제거 기술을 제안하였다. 이러한 제거 기술은 각각 수신 안테나로부터 거리 d 및 (d + λ/2)만큼 이격된 2개의 송신 안테나들을 요구한다. 이러한 방식으로 2개의 송신 안테나들은 수신 안테나 위치에서의 중첩에 의해 널(null)을 야기한다. 이러한 메커니즘은 많은 실제적 및 성능 제한들을 겪는다. 이러한 제한들 중 하나는, 안테나들 사이의 배치 교정이며, 이는 제2 송신 안테나로부터 수신 안테나에 영향을 미치고 있는 신호가 정확히 180°도 위상 시프트되는 것을 보장하기 위해 매우 정확해야 한다. 교정 프로세스가 물리적으로 가능하다는 가정 하에서도, 이러한 기술은 중심 주파수에서 자체-간섭 신호의 억제를 제공한다. 주파수가 중심 주파수로부터 멀리 드리프트되는 경우, 억제 값이 크게 감소된다. 실험에 의해 예상되고 증명된 바와 같이, 이러한 제거 기술은 오직 협대역 시스템들에 대해서만 잘 작동한다.
[11]에서의 추가적인 연구는 [8]에서의 자체-간섭 제거의 전술한 단점을 극복하고 추가적으로 요구되는 안테나들의 수를 감소시키는 것을 시도하였다. [11]의 저자들은 풀-듀플렉스 시스템 설계에 RF 밸룬(Balun)인 엘리먼트를 도입하였다. RF 밸룬을 풀-듀플렉스 트랜시버 본체에 통합함으로써 자체-간섭 신호의 네거티브 버전이 생성되었다. 잡음 제거 칩의 보조로, 요구되는 감쇠 및 지연은 제거 신호에 적용되었다. RF 밸룬 구현의 결과들은, 특히 자체-간섭 제거 대역폭을 확장할 때, 안테나 배치를 갖는 더 이전의 연구보다 훨씬 더 양호하다. 그러나, 이러한 접근법은 디지털 자체-간섭 제거의 연속적인 스테이지에서도 자체-간섭 제거 요건들에 여전히 미치지 못한다. 또한, 이러한 접근법은 잡음 제거 칩이 제거 신호에 도입하는 추가적인 비선형성 및 누설 및 주파수 비평탄도와 같은 RF 밸룬 불완전성들과 같은 실제적인 제한들을 갖는다.
라이스 대학(Rice University)의 과학자들에 의해 완전히 상이한 제거 기술이 제안되었다 [7,12,13]. 이러한 기술은 문헌에서, 풀-듀플렉스 트랜시버가 추가적인 송신 체인을 요구하는 메커니즘 때문에, 여기서 보조 송신 체인 접근법을 사용한 신호 주입으로 카테고리화된 능동적 제거 기술인 것을 특징으로 한다. 보조 송신 체인 자체-간섭 제거 접근법은, 다중 경로 자체-간섭 무선 채널이 자체-간섭 제거 신호의 파형에서 고려되는 몇몇 정교한 디지털 신호 프로세싱 알고리즘들을 구현하고 테스트하기 위해 디지털 영역에 적절한 공간을 제공한다 [14 , 15]. 이러한 제거 기술이 자체-간섭 무선 채널을 다중 경로 일반 모델에 포함시킴으로써 확립된 유연성에도 불구하고, 이러한 기술은 자체-간섭 제거 메커니즘에 대해 약간의 해로운 결과들을 초래한다. 이러한 결과들 중 일부는 문헌에서 더 앞서 연구되었다. 실제로, 이들 중 일부는 능동 제거 메커니즘의 병목현상을 특징으로 한다. 로컬 오실레이터의 위상 잡음은, 송신 체인들 둘 모두에 대해 동일한 로컬 오실레이터가 사용되더라도 보조 송신 체인 제거 접근법의 성능을 제한하는 이러한 효과들 중 하나이다 [16,17]. 일반적으로 하프-듀플렉스 시스템들에서 무시되는 다른 효과는 송신기-생성 잡음이다 [18]. 통상적으로, 종래의 하프-듀플렉스 시스템에서, 수신기는 통신의 다른 측에서 원격으로 위치한다. 풀-듀플렉스 시스템에서 자체-간섭의 경우와 대조적으로, 자체-간섭의 수신기는 풀-듀플렉스 노드에 위치된다. 따라서, 송신기 잡음 레벨은 하프-듀플렉스 시스템들의 경우와 마찬가지로 수신기의 잡음 플로어 아래에 있지 않을 것이다.
최근 스탠포드 대학(Stanford university)의 연구자들로부터의 일부 확장가능한 연구는 풀-듀플렉스 통신 시스템들에서 유망한 결과들을 나타냈다 [1,2,19]. 이러한 결과들은 일부 시나리오들에서 풀-듀플렉스 시스템들이 하프-듀플렉스 시스템들의 2배인 스펙트럼 효율을 달성할 잠재력을 가졌음을 나타냈다. 이러한 제거 기술은 몇몇 지연들을 제공하기 위해 상이한 길이를 갖는 다수의 경로들을 갖는 인쇄 회로 기판(PCB)에 기초한다. 이러한 다수의 경로들은 조절가능한 감쇠기들로 지원된다. 전체 설계는 서큘레이터 누설 및 안테나 미스매치 반영을 모방하기 위해 사용된다. 디지털 자체-간섭 제거의 스테이지를 연접하는 이러한 기술은 수신기 잡음 플로어에 대한 자체-간섭을 거의 억제할 수 있다. 풀-듀플렉스 노드 주위에 비교적 가까운 장애물들을 갖거나 풀-듀플렉스 디바이스 내부에 수용되는 콤팩트한 트랜시버 설계를 갖는 것과 같은 범용 무선 하드웨어에서는 많은 다른 고려사항들이 고려되어야 한다. 추가적으로, RF 서큘레이터 제한으로 인해 시스템이 MIMO 구성으로 커지면서 트랜시버의 복잡한 구조가 요구되고 많은 수의 PCB 보드들이 요구된다 [2].
디지털 자체-간섭 제거는 잔여 자체-간섭을 추가로 더 억제하기 위해 사용될 수 있다. 디지털 제거 접근법의 다양화는 송신기-생성 잡음 제한 팩터가 발견된 이후에 등장하였다. 추가적인 수신 체인을 보조하는 솔루션은 문헌 [18]에 소개되었다. 보조 수신 체인은 디지털 도메인에서 자체-간섭 신호를 억제하기 위해 사용되는 자체-간섭 신호를 하향 변환하고 디지털화하기 위해 이용되었다. 이러한 기술은 송신기-생성 잡음과 디지털 제거 신호를 믹싱함으로써 디지털 기저대역 샘플들에 의존하는 순수한 디지털 수신기보다 우위에 있다.
임의의 양방향 무선 트랜시버에서, 송신 체인은 통신 링크의 다른 노드에 무선으로 송신되는 RF 신호를 생성한다. 한편, 동일한 노드는 원하는 원격 신호를 수신하기 위해 무선 통신 링크의 다른 측을 청취해야 한다. 활성 송신 신호는 원격 신호의 수신을 방해할 것이고, 트랜시버가 활성으로 송신하고 있는 경우 트랜시버가 수신하는 것을 방지할 것이다. 이러한 문제는 2개의 이웃하는 주파수 대역들 또는 상이한 시간 슬롯들 중 어느 하나를 활용하는 듀플렉싱 방식들 중 하나에 의해 지금까지 해결되었다. 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 또는 시간 도메인 듀플렉싱(TDD)과 같은 이러한 종래의 방식들은 제한된 주파수-시간 자원들을 낭비하고, 따라서 시스템이 시간 자원들을 연속적으로 그리고 동일한 주파수 대역을 통해 활용하게 하는 아이디어가 최근에 제안되었다 [20]. 이러한 무선 듀플렉싱 방식은, 양방향 타입의 통신의 일반적인 용어와 혼동되지 않도록 풀-듀플렉스 또는 대역 내 풀-듀플렉스로 지칭된다. 대역 내 풀-듀플렉스에서, 통신 노드들은 동일한 주파수 대역을 통해 송신 및 수신하며, 물론 필요한 경우 항상 동시에 활성이다. 이러한 듀플렉싱 방식은 지금까지 주파수 시간 자원들의 최상의 활용 방식을 제공하도록 제안되었지만, 실제로 실현되기는 용이하지 않다.
실제로, 풀-듀플렉스 트랜시버 내의 송신 체인은 원격 통신 노드에 의해 수신될 것으로 가정되는 RF 송신 신호를 생성한다. 이러한 송신 신호가 RF 듀플렉싱 필터들에 의해 억제될 FDD 트랜시버들과는 달리, 이러한 신호는 트랜시버 자체에 의해 완전히 수신되고 로컬 트랜시버에서의 수신을 방해한다. 이러한 간섭 신호는 자체-간섭 신호로 지칭되며, 이는 실제적으로 풀-듀플렉스 방식을 실현하기 위해 해결해야 할 주요 장애물이다. 원하는 수신 신호는 무선 매체의 긴 이동 거리로 인해 크게 감쇠되는 반면, 자체-간섭은 로컬로 생성되고, 따라서 원격 신호보다 실제로 덜 감쇠된다. 따라서, 자체-간섭 신호는 이의 압도적인 크기로 인해 트랜시버가 원격의 원하는 신호를 수신하는 것을 방지한다.
따라서, 자체-간섭 신호는 원격의 원하는 신호를 수신할 수 있도록 충분히 억제되어야 한다. 요구되는 억제의 양은 높고, 이는, 특히 콤팩트한 트랜시버 규격이 유지되어야 하는 경우 간단한 제거 기술에 의해 억제되는 것이 가능하지 않을 수 있다. 현재 배치된 FDD 무선 트랜시버들이 겪고 있는 다른 기술적인 문제는 대역 외(out-of-band) 방출들이다. 이러한 방출들은 바람직하지 않으며, 노드 타입, 사용자 단말 또는 기지국에 따라 수신하는 하나의 업링크를 통한 송신 주파수 대역으로부터 다운링크 또는 주위의 다른 곳으로 흐른다. 이는 대역 외 방출들에 대한 높은 감쇠 팩터들을 충족시키기 위해 다이플렉서 필터들의 설계 제약들을 강조한다. 추가적으로, 이는, 업링크와 다운링크 주파수 대역들 사이에 듀플렉싱 갭을 배치할 필요성을 부과한다.
따라서, 무선 통신들의 향상이 필요하다.
본 발명의 목적은 무선 자원들의 이용 증가 및/또는 무선 통신이 가능하게 되는 송신 범위의 증가를 허용하는 개념을 제공하는 것이다.
이러한 목적은 독립항에 따라 트랜시버, 트랜시버를 포함하는 시스템 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키는 방법에 의해 달성된다.
본 발명은, 아날로그 또는 무선 주파수(RF) 도메인 및 디지털 도메인에서 자체-간섭 제거를 순차적으로 수행함으로써 자체-간섭 억제 또는 제거가 달성되어 낮은 또는 심지어 소거될만큼 낮은 간섭 레벨들을 허용할 수 있다는 것을 발견한 것에 기초한다. 낮은 자체-간섭 레벨들은 주파수 및 시간 효율과 같은 무선 자원들을 높은 레벨로 이용하도록 허용할 수 있는데, 이는, 적은 양의 주파수 및/또는 시간 갭들이 제공되거나 또는 심지어 전혀 제공될 필요가 없기 때문이다. 즉, 트랜시버의 대역 내 풀-듀플렉스 동작이 달성될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 자체-간섭을 감소시키거나 제거함으로써, 수신된 무선 신호들은 큰 거리에 걸쳐 수신된 무선 신호의 이동으로 인해 매우 낮은 크기를 포함하는 경우에도 디코딩될 수 있다. 따라서, 자체-간섭 레벨을 감소시킴으로써, 수신된 무선 신호가 수신기 측에서 로컬 신호와 간섭됨이 없이 디코딩될 수 있기 때문에, 통신 범위가 증가될 수 있다.
본 발명의 일 실시예는 무선 송신 채널을 인터페이싱하도록 구성되는 안테나 장치 및 전송 신호를 수신하기 위한 인터페이스와 수신 신호를 제공하기 위한 인터페이스를 포함하는 트랜시버를 제공한다. 트랜시버는, 안테나 장치에 접속되고 디지털 송신 신호에 기초하여 전송 신호를 생성하도록 구성되는 메인 송신기를 포함한다. 트랜시버는 전송 신호로부터 제1 간섭 제거 신호를 생성하도록 구성되는 아날로그 도메인 필터를 포함한다. 트랜시버는 디지털 보조 신호에 기초하여 제2 간섭 제거 신호를 생성하도록 구성되는 보조 송신기를 포함한다. 트랜시버는 예비 강화 신호를 획득하기 위해 제1 간섭 제거 신호 및 제2 간섭 제거 신호를 사용하여 수신 신호에 대해 간섭 제거를 수행하는 무선 주파수 간섭 제거 스테이지를 더 포함한다. 트랜시버의 메인 수신기는 예비 강화 신호를 수신하고 디지털 수신 신호를 제공하도록 구성된다. 트랜시버의 피드백 수신기는 제1 동작 모드에서 예비 강화 신호에 기초하여 그리고 제2 동작 모드에서 전송 신호에 기초하여 피드백 신호를 제공하도록 구성된다. 트랜시버는 피드백 신호를 수신하고, 입력 정보 신호에 기초하여 디지털 송신 신호를 제공하고, 입력 정보 신호에 기초하여 보조 디지털 신호를 제공하도록 구성되는 프로세서를 포함한다. 프로세서는 디지털 수신 신호에 기초하여 디지털 보조 신호를 사전-등화하도록 구성되는 선형 사전-등화기를 포함한다. 프로세서는 입력 신호에 기초하여 그리고 디지털 수신 신호에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호를 결정하도록 구성되는 디지털 자체-간섭 제거기를 더 포함한다. 프로세서는 강화 수신 신호를 획득하기 위해 디지털 간섭 제거 신호를 사용하여 디지털 수신 신호에 대해 디지털 간섭 제거를 수행하도록 구성되는 디지털 간섭 제거 스테이지를 더 포함한다. 프로세서는 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드에서 피드백 수신기로부터 수신된 피드백 신호의 평가에 기초하여 아날로그 도메인 필터를 파라미터화하고, 디지털 수신 신호에 기초하여 선형 사전-등화기를 파라미터화하도록 구성된다. 무선 주파수 도메인 및 디지털 도메인에서 자체-간섭 제거를 수행함으로써, 자체-간섭 레벨은 더 낮거나 소거될만큼 낮게 획득될 수 있다.
추가적인 실시예들은 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법을 제공한다. 방법은 안테나 장치와 무선 송신 채널을 인터페이싱하는 단계 및 메인 송신기를 사용하여 디지털 송신 신호에 기초하여 전송 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 방법은 아날로그 도메인 필터를 사용하여 전송 신호로부터 제1 간섭 제거 신호를 생성하는 단계 및 보조 송신기를 사용하여 디지털 보조 신호에 기초하여 제2 간섭 제거 신호를 생성하는 단계를 포함한다. 방법은 예비 강화 신호를 획득하기 위해 제1 간섭 제거 신호 및 제2 간섭 제거 신호를 사용하여 수신 신호에 대해, 간섭 제거 스테이지를 사용하여 무선 주파수 간섭 제거를 수행하는 단계를 포함한다. 방법은 예비 강화 신호를 수신하는 단계 및 메인 수신기를 사용하여 디지털 수신 신호를 제공하는 단계를 포함한다. 피드백 신호는 제1 동작 모드에서 피드백 트랜시버를 사용한 예비 강화 신호에 기초하여 그리고 피드백 트랜시버의 제2 동작 모드에서 전송 신호에 기초하여 제공된다. 방법은 프로세서를 사용하여, 피드백 신호를 수신하고, 입력 정보 신호에 기초하여 디지털 송신 신호를 제공하고, 입력 정보 신호에 기초하여 보조 디지털 신호를 제공하는 단계를 포함한다. 디지털 보조 신호는 선형 사전-등화기를 사용한 디지털 수신 신호에 기초하여 사전-등화된다. 디지털 간섭 제거 신호는 입력 신호에 기초하여 그리고 프로세서의 디지털 자체-간섭 제거기를 사용하여 디지털 수신 신호에 기초하여 결정된다. 디지털 간섭 제거 신호는 강화 수신 신호를 획득하기 위해, 디지털 간섭 제거 신호를 사용하고 프로세서의 디지털 간섭 제거 스테이지를 사용하여 디지털 수신 신호에 대해 수행된다. 아날로그 도메인 필터는, 프로세서를 사용하여, 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드에서 피드백 수신기로부터 수신된 피드백 신호의 평가에 기초하여 파라미터화되고, 디지털 수신 신호에 기초하여 선형 사전-등화기를 파라미터화한다.
추가적인 실시예들은 트랜시버를 포함하는 시스템 및 컴퓨터 프로그램에 관한 것이다.
추가적인 실시예들은 종속항들의 요지이다.
후속적으로, 본 발명의 선호되는 실시예들은 첨부된 도면들에 대해 설명된다.
도 1은 일 실시예에 따른 트랜시버의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 2는 추가적인 실시예에 따른 트랜시버의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 3은 일 실시예에 따라 도 2에 예시된 트랜시버의 상세한 블록도를 도시한다.
도 4는 추가적인 실시예에 따른 수정된 트랜시버의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 5는 일 실시예에 따른 추가적인 트랜시버의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 6은 일 실시예에 따른 통신 시스템의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 7은 일 실시예에 따라 RF 도메인 및 디지털 도메인에서 자체-간섭을 순차적으로 감소 또는 제거하기 위한 방법의 개략적인 흐름도를 도시한다.
도 8은 본 명세서에 설명된 실시예들에 기초하여 감소될 수 있는 주파수 갭을 예시하는 개략도를 도시한다.
도 9는 종래 기술에 따른 자체-간섭 제거 기술들을 카테고리화하는 트리 차트를 도시한다.
동일한 또는 동등한 엘리먼트들 또는 동일한 또는 동등한 기능을 갖는 엘리먼트들은, 하기 설명에서, 상이한 도면들에서 발생하는 경우에도 동일한 또는 동등한 참조 부호들로 표시된다.
하기 설명에서, 본 발명의 실시예들에 대한 더 철저한 설명을 제공하기 위해 다수의 세부 사항들이 상술된다. 그러나, 이러한 특정 세부사항들 없이도 본 발명의 실시예들이 실시될 수 있음은 본 기술분야의 당업자들에게 자명할 것이다. 다른 예들에서, 본 발명의 실시예들을 모호하게 하는 것을 회피하기 위해, 널리 공지된 구조들 및 디바이스들은 상세히 설명되기보다는 블록도 형태로 도시된다. 또한, 이하 설명되는 상이한 실시예들의 특징들은 구체적으로 달리 언급되지 않으면 서로 결합될 수 있다.
이하의 설명에서, 트랜시버의 자체-간섭 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소 또는 억제하기 위한 개념들이 참조될 것이다. 트랜시버는 적어도 하나의 다른 수신기 및/또는 전송기와 함께 송신 및 수신하도록 구성되는 장치로서 이해될 수 있다.
자체-간섭은 제2 신호에 대해 트랜시버에 의해 또는 트랜시버로부터 프로세싱되거나, 생성되거나 또는 수신된 제1 신호의 간섭 효과로서 이해될 수 있다. 예를 들어, 트랜시버는 제2 신호, 예를 들어 수신 신호를 수신 또는 프로세싱하는 동안 제1 신호를 생성 또는 전송(신호를 전송)하도록 구성될 수 있다. 안테나 장치 또는 회로들의 신호들 둘 모두의 (예를 들어, RF 효과들로 인한) 중첩은 전송 신호의 일부 및 수신 신호의 일부를 포함하는 결과적인 신호를 도출할 수 있다. 수신 신호와 비교되는 경우 로컬 신호가 더 높은 신호 전력으로 나타날 수 있기 때문에 수신은 방해되거나 방지될 수 있다.
이하의 설명에서, 사전-등화 및 사전-왜곡이 참조될 것이다. 예를 들어, 상향 변환, 하향 변환, 감쇠 또는 지연으로 인한 트랜시버의 선형 및 비선형 왜곡들 또는 속성들은 일반적으로(모두 함께) 또는 독립적으로 고려될 수 있다. 더 양호한 이해를 위해, 이하의 설명은 신호의 선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 사전 보상하기 위해 신호를 수정하도록 구성되는 사전-등화기들을 지칭할 것이다. 사전-왜곡기는 추후의 신호의 비선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 보상하기 위해 신호를 사전-왜곡하는 것으로 지칭될 것이다. 설명이 순차적으로 배열된 사전-등화기 및 사전-왜곡기를 언급할 수 있지만, 동작들 둘 모두, 즉 사전-등화 및 사전-왜곡은 공통 기능에 의해 공통으로 적용될 수 있다. 즉, 사전-등화기는 선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성될 수 있고, 선택적으로, 비선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성될 수 있다. 사전-왜곡기는 비선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성될 수 있고, 선택적으로, 선형 왜곡들을 적어도 부분적으로 보상하도록 구성될 수 있다.
이하에서 설명되는 세부사항들 중 일부는 트랜시버가 다른 통신 노드들과 정보를 교환하기 위한 동작을 시작하기 전, 즉 통신하기 전의 컴포넌트들의 적응을 언급할 수 있다.
본 명세서에 설명된 트랜시버들은 무선 주파수 도메인에서 자체-간섭을 먼저 획득하고 디지털 도메인에서 나머지 자체-간섭을 감소시키거나 제거하기 위한 파라미터들의 후속 적응을 활용할 수 있다. 이는, RF 도메인에서 자체-간섭을 적어도 부분적으로 감소시키도록 RF 컴포넌트들을 적응시키고 RF 도메인에서 제거되지 않은 나머지 자체-간섭에 기초하여 디지털 신호들을 결정하는 것을 포함할 수 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 트랜시버(1000)의 개략적인 블록도를 도시한다. 트랜시버(1000)는 안테나 장치(100)를 포함한다. 안테나 장치(100)는 무선 송신 채널을 인터페이싱하도록 구성된다. 안테나 장치(100)는 인터페이스(110) 및 안테나 엘리먼트(120)를 포함한다. 인터페이스(110)는 예를 들어, 안테나 엘리먼트(120)의 커넥터일 수 있다. 트랜시버(1000)는 무선 전송 신호(102)를 무선으로 전송하고 무선 수신 신호(104)를 무선 수신하도록 구성될 수 있다. 무선 수신 신호(104)는 예를 들어, 적어도 제1 및 제2 간섭 제거 신호를 적응 또는 결정한 후에 수신될 수 있다.
트랜시버(1000)는 메인 송신기(200)를 포함한다. 메인 송신기는 디지털 송신 신호(802)를 수신하고 디지털 송신 신호(802)에 기초하여 전송 신호(202)를 생성하도록 구성될 수 있다. 전송 신호(202)를 생성하는 것은, 예를 들어, 디지털-아날로그 변환에 기초하여 그리고/또는 디지털 송신 신호(802)의 상향 변환에 기초하여, 디지털 송신 신호(802)를 아날로그 신호로 변환하는 것을 포함할 수 있다 안테나 장치(100)는 인터페이스(110)에서 전송 신호(202)를 수신하고 전송 신호(202)에 기초하여 무선 전송 신호(102)를 전송하도록 구성될 수 있다. 안테나 장치(100)는 무선 수신 신호(104)를 수신하고 인터페이스(110)에서 수신 신호(106)를 제공하도록 추가로 구성될 수 있다.
트랜시버(1000)는 전송 신호(202)로부터, 즉 전송 신호(202)에 기초하여 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하도록 구성되는 아날로그 도메인 필터(ADF)(300)를 포함한다. 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하는 것은, 예를 들어 전송 신호(202)의 감쇠, 반전 및/또는 지연 또는 위상 시프트를 포함할 수 있다. 아날로그 도메인 필터(300)를 사용하여 전송 신호(202)로부터 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하는 것은 전송 신호(202)를 아날로그 도메인 필터(300)에 제공하는 것, 및 피드백 수신기(700)로부터 수신된 피드백 신호(702)에서 예비 강화 신호(502)에서 또는 그에 대해 결정된 전송 신호(202)의 간섭에 기초하여 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)의 파라미터를 적응시키는 것을 각각 포함할 수 있다.
트랜시버(1000)는 디지털 보조 신호(804)에 기초하여 제2 간섭 제거 신호(402)를 생성하도록 구성되는 보조 송신기(400)를 포함한다. 보다 상세히 후술될 바와 같이, 디지털 신호 프로세서(DSP)와 같은 프로세서(800)는 디지털 송신 신호(802) 및 디지털 보조 신호(804)를 제공하도록 구성될 수 있다. 대안적으로, 프로세서(800)는 예를 들어, 중앙 프로세싱 유닛(CPU), 필드 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA) 및/또는 그래픽 프로세싱 유닛(GPU)을 포함하도록 구현될 수 있다.
신호들 둘 모두, 즉, 디지털 송신 신호(802) 및 디지털 보조 신호(804)는 무선 송신 채널을 통해 송신될 정보를 포함하는 입력 정보 신호(806)에 기초하여 제공될 수 있다. 보조 송신기(400)는 메인 송신기(200)의 기능 또는 구조와 유사하거나 동일한 구조 및/또는 기능을 포함할 수 있다. 따라서, 제2 간섭 제거 신호(402)는 적어도 간접적으로 전송 신호(202)와 관련되거나, 또는 전송 신호(202)를 송신함으로써 초래되는 간섭 또는 왜곡에 관한 정보를 제공하도록 전송 신호(202)와 상관될 수 있다.
트랜시버(1000)는 아날로그 간섭 제거 스테이지(AIRS)로 또한 지칭될 수 있는 무선 주파수 간섭 제거 스테이지(500)를 포함한다. 무선 주파수 간섭 제거 스테이지(500)는 예비 강화 신호(502)를 획득하기 위해 제1 간섭 제거 신호(302)를 사용하여 그리고 제2 간섭 제거 신호(402)에 기초하여 수신 신호(106)에 대해 간섭 제거를 수행하도록 구성된다. 예를 들어, RF 간섭 제거 스테이지(500)는 신호들을 결합/중첩하도록 구성될 수 있다. 무선 주파수 간섭 제거 스테이지는 수신 신호(106)를 수신하기 위한 안테나 장치(100), 제1 간섭 제거 신호(302)를 수신하기 위한 아날로그 도메인 필터(300) 및 제2 간섭 제거 신호(402)를 수신하기 위한 보조 송신기(400)에 접속될 수 있다. 선택적으로, 다른 컴포넌트들, 예를 들어 신호들을 필터링하기 위한 필터들이 구조들 사이에 배열될 수 있다.
간략화하면, 메인 송신기(200)는 제1 송신 체인의 적어도 일부일 수 있고, 보조 송신기(400)는 제2 송신 체인의 적어도 일부일 수 있다. 제2 송신 체인은 제1 송신 체인의 자체-간섭 효과들을 적어도 부분적으로 보상하기 위해 사용될 수 있다.
무선 주파수 간섭 제거 스테이지(500)는 무선 주파수(RF) 도메인, 즉 아날로그 신호 및/또는 무선 송신 채널과 관련된, 즉 기저대역 주파수 범위와 상이한 주파수(범위)를 포함하는 신호를 특징으로 하는 도메인에서 동작하도록 구성될 수 있다.
트랜시버(1000)는 예비 강화 신호(502)를 수신하고 예비 강화 신호(502)에 기초하여 디지털 수신 신호(602)를 제공하도록 구성되는 메인 수신기(600)를 포함한다. 디지털 수신 신호(602)를 제공하는 것은 예를 들어 예비 강화 신호(502)의 아날로그-디지털 변환 및/또는 하향 변환을 포함할 수 있다. 하향 변환은 고주파수 또는 RF 주파수 신호를 기저대역 신호로 전송하는 것으로 이해될 수 있으며, 상향 변환은 상보적 동작으로 이해될 수 있다.
메인 수신기는 다른 통신 노드로부터 수신된 신호를 수신하고 프로세싱하도록 구성될 수 있다.
트랜시버(1000)는 제1 동작 모드에서 동작하는 경우 예비 강화 신호(502)에 기초하여 및 제2 동작 모드에서 동작하는 경우 전송 신호(202)에 기초하여 피드백 신호(702)를 제공하도록 구성되는 피드백 수신기(700)를 포함한다. 예를 들어, 피드백 수신기(700)는 복수의 신호들을 수신하고 동작 모드에 기초하여 이들 중 하나를 프로세싱하도록 구성될 수 있다. 이는, 그 동안 다른 신호들을 프로세싱하지 않는 것을 포함할 수 있다. 간략화하면, RF 멀티플렉서(710)는 복수의 또는 다수의 신호들을 수신하고, 다른 신호들을 포워딩하지 않으면서 신호 중 하나를 포워딩하도록 구성될 수 있다.
기본적으로, 피드백 수신기(700)의 기능은 적어도 메인 수신기(600)의 기능과 유사할 수 있으며, 피드백 수신기(700)는 피드백 수신기(700)의 동작 모드에 기초하여 상이한 신호들을 수신하고 프로세싱하도록 구성될 수 있다. 메인 수신기(600)는 제1 수신 체인의 적어도 일부일 수 있고, 피드백 수신기(700)는 제2 수신 체인의 적어도 일부일 수 있다.
트랜시버(1000)는 프로세서(800), 예를 들어 디지털 신호 프로세서(DSP)를 포함한다. 프로세서(800)는 피드백 신호(702) 및 디지털 수신 신호(602)를 수신하도록 구성될 수 있다. 프로세서(800)는 입력 정보 신호(806)에 기초하여 디지털 송신 신호(802)를 제공하고, 입력 정보 신호(806)에 기초하여 보조 디지털 신호(804)를 제공하도록 추가로 구성된다. 간략화하면, 프로세서(800)는 입력 정보 신호(입력 신호)(806)를 수신하여 그에 기초하여 신호들을 제공하고(송신기 기능), 무선 신호(104)를 수신하고 그에 기초하여 출력 신호(808)를 제공하도록(수신기 기능) 구성될 수 있다.
이하에서, 수신된 무선 수신 신호(104)에 기초하여 출력 신호(808)를 제공하는 것을 참조하는 세부사항들이 설명될 것이고, 출력 신호(808)는 입력 정보 신호(806)를 프로세싱 및/또는 송신함으로써 초래되는 적은 양의 간섭을 포함한다. 적은 양의 자체-간섭은 동시에 무선 전송 신호(102)를 송신하고, 즉, 소위 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서 송신하면서, 적어도 부분적으로 중첩하는 주파수 범위들 및/또는 시간 슬롯들에서 무선 수신 신호(104)를 수신하는 것을 허용할 수 있다. 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서의 동작에 대해 참조될 것이지만, 트랜시버(1000)는 시분할 듀플렉스(TDD) 및/또는 주파수 분할 듀플렉스(FDD)에서 동작하도록 추가적으로 구성될 수 있다. 감소된 또는 낮은 레벨의 자체-간섭은 예를 들어, 전송 채널과 수신 채널 사이의 주파수 갭들을 감소시키거나 제거하는 경우 및/또는 채널들 둘 모두 사이의 시간 갭들을 감소시키거나 제거하는 경우, TDD 및/또는 FDD 동작 모드에서 동작의 향상을 허용할 수 있다.
프로세서(800)는 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 보조 신호(804)를 사전-등화하도록 구성되는 선형 사전-등화기(사전-등화 유닛 PEU)(810)를 포함한다. 간략화하면, RF 도메인에서 자체-간섭을 적어도 부분적으로 감소시키거나 제거함으로써, 디지털 수신 신호(602)는 잔여 자체-간섭을 포함할 수 있다. 프로세서(800)는 잔여 자체-간섭에 대한 측정치를 결정하도록 구성될 수 있고, 제2 간섭 제거 신호를 사전-보상 또는 사전-수정하기 위해 보조 송신 신호(804)를 사전-등화시킬 수 있다. 예를 들어, 프로세서(800)는 디지털 수신 신호(602)와 입력 정보 신호(806) 사이의 상관의 측정치를 결정하도록 구성될 수 있다. 상관의 측정치는 디지털 수신 신호(602)에 영향을 미치는 입력 정보 신호(806)(또는 이의 유도된 신호들)의 레벨을 표시할 수 있다. 상관의 측정치는, 보조 정보 신호(804)를 획득하기 위해 입력 정보 신호(806) 또는 이의 유도된 신호를 사전-등화하는 파라미터들에 전송될 수 있다.
프로세서(800)는 입력 정보 신호(806)(이의 유도된 신호를 포함함)에 기초하여 그리고 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 구성되는 디지털 자체-간섭 제거기(DSIC)(820)를 포함한다. 프로세서(800)는 신호 간섭을 특성화하는 파라미터들을 결정하고, 신호 간섭을 감소시키기 위해 예를 들어, 감쇠, 다른 신호들과의 중첩 등의 신호 동작들을 결정하도록 구성될 수 있다.
프로세서(800)는 강화 수신 신호(832)를 획득하기 위해 디지털 간섭 제거 신호(822)를 사용하여 디지털 수신 신호(602)에 대해 디지털 간섭 제거를 수행하도록 구성되는 디지털 간섭 제거 스테이지(DIRS)를 포함한다. 강화 수신 신호(832)는 추가로 프로세싱될 수 있거나 출력 신호(808)로서 프로세서(800)에 의해 출력될 수 있다.
프로세서(800)는 더 상세히 후술될 바와 같이 제1 동작 모드 및 제2 동작 모드에서 피드백 수신기(700)로부터 수신된 피드백 신호(702)의 평가에 기초하여 아날로그 도메인 필터(300)를 파라미터화하도록 구성된다. 프로세서는 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 선형 사전-등화기(810)를 파라미터화하도록 추가로 구성된다. 프로세서(800)는 아날로그 도메인 필터(300)의 적어도 하나의 파라미터를 조절하기 위해 아날로그 도메인 필터(300)에 제어 신호(803)를 송신하도록 구성될 수 있다.
트랜시버(1000)는 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버로 지칭될 수 있다. 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버는 트랜시버(1000)를 사용하는 경우 (대역 내) 풀-듀플렉스 무선 통신 방식을 가능하게 하도록 구성될 수 있다. 또한, 트랜시버(1000)는 주파수 분할 듀플렉스 및/또는 시분할 듀플렉스 방식과 같은 종래의 듀플렉싱 방식들을 지원하는 것 또는 심지어 강화시키는 것을 유지하도록 구성될 수 있다. 풀-듀플렉스 무선 통신 방식은 통신 방식에 의해 야기된 어떠한 불연속도 없이 통신 노드들이 동일한 주파수 대역을 통해 및 동시에 통신하도록 허용할 수 있다. 대역 내 풀-듀플렉스 무선 통신 방식은 업링크 대역 및 다운링크 대역의 부분적 또는 완전한 중첩에 기인한 RF 필터 완화를 허용할 수 있다. 추가적으로 그리고 후술될 바와 같이, 트랜시버(1000)는 주파수 범위 또는 큰 주파수 범위에 걸친 기민한 튜닝가능성을 포함할 수 있는데, 즉, 통신 주파수는 큰 주파수 범위에 걸쳐 동작하도록 적응될 수 있다. FDD 및/또는 TDD에서 사용되는 필터들의 엄격한 감쇠 요건들은 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버의 자체-간섭 제거 기능의 보조로 상당히 완화될 수 있다. 또한, FDD 방식에서의 듀플렉싱 갭은 도 8에 대해 설명될 바와 같이 완화될 수 있다. 추가적으로, 트랜시버(1000)는 장래의 통신 네트워크들의 가능한 이질성에 도달하거나 이를 이용하기 위해 다양한 주파수 대역들을 지원하도록 고안될 수 있다.
도 2는 일 실시예에 따른 트랜시버(2000)의 개략적인 블록도를 도시한다. 트랜시버(1000)에 비해, 트랜시버(2000)는 수신 신호(106)에 대한 전송 신호(202)의 간섭 영향을 감쇠하도록 구성되는 수동 감쇠 엘리먼트(900)를 포함한다. 수동 감쇠 엘리먼트(900)는 필수적으로 수신 신호(106)를 감쇠되지 않은 또는 낮은 레벨로 감쇠된 레벨로 남겨두도록 구성될 수 있다. 수동 감쇠 부재(900)는 메인 송신기(200)와 메인 수신기(600) 사이에 배열될 수 있다. 감쇠 엘리먼트(900)는, 예를 들어, 안테나 장치(100)와 메인 송신기(200)를 상호접속시키고 안테나 장치(100)와 메인 수신기(600)를 상호접속시키도록 구성되는 무선 주파수 서큘레이터를 포함할 수 있다. 수동 자체-간섭 감쇠(수동 감쇠 엘리먼트(900))는 자체-간섭을 감쇠시키기 위해 하나 이상의 신호 라인들 사이에 배열된 재료들 및/또는 거리를 감쇠시키는 것을 포함할 수 있다.
트랜시버(1000)에 비해, 트랜시버(2000)는 트랜시버(1000)의 아날로그 간섭 제거 스테이지(400)의 기능을 또한 구현하는 수정된 아날로그 도메인 필터(300')를 포함할 수 있다. 예를 들어, 아날로그 도메인 필터(300')는 간섭 제거 스테이지(500)의 기능을 구현하기 위해 하나 이상의 신호 가산기들 또는 요약 노드들을 포함할 수 있다.
피드백 수신기(700)는 아날로그 도메인 필터(300')(또는 대안적으로 아날로그 간섭 제거 스테이지(500))로부터 생성 또는 수신된 예비 강화 신호(502)를 수신하도록 구성되는 멀티플렉서(710)를 포함한다. 멀티플렉서(710)는 전송 신호(202)를 수신하도록 추가로 구성된다. 멀티플렉서(710)는 제1 동작 모드에 있는 경우 멀티플렉서(710)의 출력(712)에 예비 강화 신호를 제공하고, 제2 동작 모드에 있는 경우 출력(712)에 전송 신호(202)를 제공하도록 구성된다. 피드백 수신기(700) 및 멀티플렉서(710)는 제 3 동작 모드를 포함할 수 있다. 피드백 수신기(700), 멀티플렉서(710)는 각각 보조 송신기(하이브리드 억제기)(400)에 접속될 수 있으며, 보조 전송 신호(402)를 수신하도록 구성될 수 있다. 제3 동작 모드에서, 멀티플렉서(710)는, 피드백 수신기(700)가 제3 동작 모드에서 제2 간섭 제거 신호(402)에 기초하여 피드백 신호(702)를 제공하도록, 출력(712)에서 제2 간섭 제거 신호(402)를 제공하도록 구성될 수 있다. 제3 동작 모드에 있는 피드백 수신기(700)는 프로세서(800)가 피드백 신호(702)에 기초하여 디지털 송신 신호(802)를 사전-등화시키도록 허용할 수 있다.
프로세서(800)는 디지털 간섭 제거 신호(822)에 관한 측정치가 결정적이라고 결정하도록 구성될 수 있다. 프로세서(800)는, 측정치가 임계값 이상인 경우, 즉, 디지털 간섭 제거 신호가 필수적인 결정요인인 경우, 입력 신호(806)에 기초하여 그리고 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 제어하도록 추가로 구성될 수 있다. 프로세서(800)는, 측정치가 임계값 미만인 경우, 피드백 신호(702)에 기초하여 그리고 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 제어하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 프로세서(800)는 입력 정보 신호(806)와 디지털 수신 신호(602)의 상관에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)에 관한 측정치가 결정적이라고 결정하도록 구성될 수 있다. 디지털 제거 신호가 결정적이라면, 상관의 측정치는 결정을 위해 사용될 수 있다.
블록들(2002)은 신호 노드들로서 이해될 수 있는데, 즉, 블록(2002)에 진입하는 신호는 상이한 다른 블록들, 예를 들어, 710, 310 및 900에 의해 수신될 수 있다. 블록들(2002)은 신호 라인들을 상호접속시키는 도트(dot)들로서 이해될 수 있다.
즉, 도 2는 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버의 필수적 컴포넌트들, 즉 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버의 주요 컴포넌트들 및 이들 사이의 상호접속성의 블록도를 도시한다. 트랜시버(2000)는 2개의 송신 체인들, 2개의 수신 체인들, 기저대역 디지털 신호 프로세싱 유닛(프로세서(800)), 및 자체-간섭 제거 목적으로 주요하게 전용될 수 있는 무선 주파수 도메인의 일부 다른 컴포넌트들을 포함한다. 이러한 컴포넌트들은 아래에서 보다 상세히 설명될 것이며, 여기서 할당 및 일반 기능은 각각의 컴포넌트에 대해 특정될 것이다.
2개의 송신 체인들 중 하나는, 통상적으로 구현될 수 있고 임의의 하프-듀플렉스 무선 트랜시버에 존재할 수 있는 메인 송신기이다. 메인 송신 체인은 디지털 신호 프로세싱 유닛(프로세서)(800)에 의해 공급될 수 있는 기저대역 신호(디지털 송신 신호)(802)를 취한다. 신호는 정규의 송신 목적으로 RF 도메인으로 상향 변환될 수 있다. 제2 송신 체인, 즉 보조 송신기 또는 하이브리드 억제기(400)는 추가적으로 송신 체인의 기능을 구현할 수 있고, 제1 송신 체인과 유사한 구조를 가질 수 있다. 제2 송신 체인은 송신 목적으로 트랜시버 구조에 배치되지 않을 수 있다. 제2 송신 체인은 오히려, 특히 트랜시버가 풀-듀플렉스 모드로 동작하는 경우, 자체-간섭 억제 목적으로 전용될 수 있다. 기저대역 디지털 신호, 즉 디지털 보조 신호(804)는 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)에 의해 하이브리드 억제기(400)에 공급될 수 있다. 그 다음, 하이브리드 억제기는 디지털 신호를 상향 변환하고 이를 RF 도메인에서 트랜시버에 주입할 수 있다. 간략화하면, 제2 간섭 제거 신호(402)는 수신 신호(106)에 주입될 수 있는데, 즉 신호들 둘 모두를 결합할 수 있다. 이는, 대역 외 방출들을 제거하기 위해 하이브리드 억제기가 사용될 수 있는 필터 완화 및 주파수 갭 완화의 경우와 같은 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버의 RF 도메인에서 원하지 않는 신호를 제거할 때 탁월한 유연성을 하이브리드 억제기에 제공한다.
실시예들에 따른 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버는 또한 2개의 수신 체인들을 포함할 수 있으며, 제1 수신 체인은 통상적으로 구현될 수 있고 고전적인 트랜시버 구조들로서 수신을 위해 활용될 수 있는 메인 수신기(600)일 수 있다. 제2 수신 체인은 피드백 수신기 또는 피드백 선형화 및 교정 및 역 하이브리드 제거기 블록(700)으로 지칭될 수 있다. 이러한 수신 체인은 전달된 RF 신호를 RF 멀티플렉싱 엘리먼트(RF 멀티플렉서(710))로부터 디지털 도메인으로 하향 변환할 수 있다. 이러한 하향 변환된 신호(피드백 신호(702))는 디지털 신호 프로세싱 블록(800)에 전달될 수 있다. 피드백 수신 체인은 다수의 목적으로 트랜시버 구조에 배치 또는 배열될 수 있다. 피드백 수신기(700)의 제1 용도는 선형화 및 교정일 수 있으며, 여기서 피드백 수신기(700)는 송신 체인들 중 하나로부터의 RF 출력 신호를 하향 변환할 수 있다. 어떤 신호가 하향 변환되는지는 RF 멀티플렉서(710)의 구성, 즉 어떤 신호가 나머지 피드백 수신기에 공급되는지에 의존할 수 있다. 이러한 하향 변환된 디지털 샘플들은 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)에 의해 활용되어 1차 송신 체인(메인 송신기)(200) 및 하이브리드 억제기(400) 둘 모두에 대한 비선형 모델들 및 교정 파라미터들을 계산할 수 있다.
제2 용도는 자체-간섭 신호 제거기일 수 있으며, 여기서 자체-간섭 신호(제2 간섭 제거 신호(402))는 피드백 수신 체인(700)에 의해 디지털 도메인에서 제거될 RF 도메인으로부터 하향 변환될 수 있다. 소위 제거 모드 동안, 하향 변환된 디지털 샘플들은 예를 들어 디지털 자체-간섭 제거에 의해 디지털 자체-간섭 제거가 구현될 수 있는 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)에 전달될 수 있다. 피드백 수신기(700)의 물리적 실현(구현)은 통상적인 수신기(메인 수신기)(600)의 구현과 유사할 수 있다. 그러나 지원되는 대역폭과 같은 일부 규격에 대해 상이할 수 있다.
디지털 신호 프로세싱 유닛(800)은 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버(2000)에서 키-인에이블러(key-enabler)로 지칭될 수 있거나 심지어 가장 중요한 컴포넌트로 언급될 수 있다. 이 유닛은 데이터 입력, 즉 입력 정보 신호(806)로 표시되는 디지털 송신 샘플 스트림을 수신한다. 프로세서(800)는 데이터 출력, 즉 출력 신호(808)로서 표시된 수신된 샘플 디지털 데이터 스트림을 전달할 수 있다. 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)과 나머지 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버 컴포넌트들 사이의 상호접속성은 도 2의 블록도에 예시되어 있으며, 데이터 흐름 방향들은 화살표들의 방향으로 표시되어 있다. 프로세서(800)는 추정, 계산, 사전-등화, 사전-왜곡 및 자체-간섭 제거를 포함하는 모든 디지털 신호 프로세싱을 구현하도록 구성될 수 있다.
파일럿 신호들은 송신 체인들을 통해 송신될 수 있고, 송신된 디지털 데이터 샘플들 및 수집된 정보의 지식에 기초하여 수신 체인들 둘 모두 또는 하나를 통해 다시 한번 수집될 수 있으며, 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)은 요구되거나 원하는 파라미터들의 추정된 값들을 획득할 수 있다. 추정된 값들은 디지털 필터들을 구성하기 위해 및/또는 아날로그 도메인 필터(300 또는 300')와 같은 일부 RF 컴포넌트들을 구성하기 위해 추후에 활용되도록 디지털 신호 프로세싱 유닛(800) 또는 외부 저장 장치에 저장될 수 있다. 디지털 신호 프로세싱 유닛은 예를 들어 하이브리드 억제기(400)에 디지털 데이터 샘플들을 제공할 수 있다. 이러한 샘플들은 디지털 신호 프로세싱 유닛에 의해 사전-왜곡 및/또는 사전-등화될 수 있다. 사전-왜곡 및/또는 사전-등화는 예를 들어 파라미터 포착 유닛을 사용하여, 추정된 파라미터에 기초하여 디지털 신호 프로세싱 유닛(800) 내부의 구성된 디지털 모델에 의해 수행될 수 있다. 사전-왜곡 및/또는 사전-등화는 유사한 방식으로 1차 디지털 데이터 스트림(디지털 송신 신호)에 적용될 수 있다. 추정된 파라미터들은 또한 RF 필터링 블록(300 또는 300')과 같은 일부 RF 디지털 구성가능 컴포넌트들의 값들을 구성하기 위해 사용될 수 있다. 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)은 또한 피드백 수신기(700)에 의해 전달된 상관된 하향 변환된 신호를 활용함으로써 및/또는 오직 디지털 모델을 구축하기 위한 디지털 기저대역의 지식 및 추정된 파라미터들을 활용함으로써 디지털 잔여 자체-간섭 제거를 담당할 수 있다.
다른 트랜시버 컴포넌트들 또는 나머지는 무선 주파수 도메인에 위치될 수 있다. 수동 자체-간섭 감쇠 엘리먼트(900)는, 원하는 송신 방향에서 송신 신호 전력의 어떠한 상당한 감소도 도입시키지 않고 통상적 수신기(600)로의 송신 신호(202)의 누설을 감쇠시키는 임의의 방법 또는 RF 컴포넌트를 포함할 수 있다. RF-여과 블록(300 또는 300')은 1차 송신 RF 신호의 일부를 활용할 수 있고, 예를 들어 자체-간섭 억제 목적으로 아날로그 간섭 제거 스테이지(500)에 의해 통상적 수신기(600)의 RF 도메인에 이를 주입할 수 있다. 이러한 RF 신호는 자체-간섭 신호와 제거 신호 사이의 매칭 팩터를 증가시킬 수 있는 RF 네트워크에 의해 수정될 수 있다. 이는 추가적으로 제거 신호 진폭을 반전시킬 수 있다.
도 3은 일 실시예에 따른 트랜시버(2000)의 상세한 블록도를 예시한다. 프로세서(800)는 제1 성분 및 제2 성분에 기초하여 디지털 송신 신호(802)를 제공하도록 구성되며, 제1 성분은 소위 I-샘플들로서 이해될 수 있고, 제2 성분은 소위 Q-샘플들로 지칭될 수 있는데, 즉 신호의 실수부 및 허수부는 개별적으로 제공 및 프로세싱될 수 있다.
메인 송신기(200)는 디지털 제1 부분을 이의 아날로그 버전으로 변환하도록 구성되는 제1 디지털-아날로그 변환기(DAC)(210)를 포함할 수 있다. 메인 송신기(200)는 디지털 송신 신호(802)의 디지털 제2 성분의 아날로그 버전을 제공하도록 구성되는 제2 디지털-아날로그 변환기(220)를 포함할 수 있다. 제1 및 제2 필터(230 및 240), 예를 들어 저역 통과 필터는 DAC들의 신호들을 필터링하도록 구성될 수 있다. 상향 변환기(250)는 필터링된 아날로그 부분들을 결합하고 RF-주파수를 포함하는 결합된 신호(252)를 제공하도록 구성될 수 있다. 가변 감쇠기(260) 및 전력 증폭기(PA)는 전송 신호(202)를 획득하도록 배열될 수 있다. 예를 들어, 보조 송신기(400)는 보조 송신 신호(804)의 제1 및 제2 부분을 수신하기 위한 DAC들(410 및 420)을 포함한다. 보조 송신기(400)는 저역 또는 기저대역 필터들(430 또는 440) 및 상향 변환기(450)를 포함할 수 있고, 메인 송신기(200)에 대해 설명된 바와 같이 가변 감쇠기(460) 및 전력 증폭기(470)를 포함할 수 있다. 상향 변환기(250) 및 상향 변환기(450)는 메인 송신기(200) 및 보조 송신기(400)의 동작 주파수 또는 변환 주파수를 결정하도록 구성되는 로컬 오실레이터(280)에 접속될 수 있다.
간략화하면, 아날로그 도메인 필터(300)는 신호 반전에 기초하여, 감쇠에 기초하여 및/또는 위상 조작에 기초하여 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하도록 구성될 수 있다. 위상 조작은 신호의 지연(광대역) 또는 위상 시프트(협대역)를 포함할 수 있다. 프로세서는 감쇠 또는 위상 조작의 파라미터를 적응시키도록 구성될 수 있다.
메인 수신기(600)는 필터(610), 예를 들어 예비 강화 신호(502)를 수신하고 필터링하기 위한 대역 통과 필터를 포함할 수 있다. 메인 수신기(600)는 자동 이득 제어기(AGC)(620) 및/또는 저잡음 증폭(LNA) 스테이지(630)를 포함할 수 있고; 하나 이상의 LNA들을 포함할 수 있다. 가변 감쇠기(640)는 증폭된 신호를 감쇠시키도록 구성될 수 있다. 메인 수신기(600)는 필터링된, 증폭된 및/또는 감쇠된 예비 강화 신호(502)를 하향 변환하고, 하향 변환된 신호의 제1 부분(652) 및 제2 부분(654)을 획득하도록 구성되는 하향 변환기(650)를 포함할 수 있다. 제1 및 제2 부분은 I-샘플들 및 Q-샘플들을 표현할 수 있다. 메인 수신기(600)는 신호들(652 및 654)을 필터링하도록 구성되는 저역 통과 필터들(660 및 670)을 포함할 수 있다. 메인 수신기(600)는 필터링된 신호들(652 및 654)의 디지털 표현을 제공하도록 구성되는 아날로그-디지털 변환기들(ADC)(680 및 690)을 포함할 수 있다. 하향 변환기(650)의 동작 또는 변환 주파수는 오실레이터(695)에 의해 영향을 받거나 제어될 수 있다.
유사한 방식으로, 피드백 수신기(700)는 가변 감쇠기(720), 대역통과 필터(730), 저잡음 증폭기(740), 가변 감쇠기(750), 하향 변환기(760), 저역 통과 필터(770) 및 아날로그-디지털 변환기(780)를 포함할 수 있다. 하향 변환기(760)의 동작 또는 변환 주파수는 로컬 오실레이터(795)에 의해 영향을 받거나 제어될 수 있다. 송신기들(200 및 400) 및 수신기들(600 및 700)은 단지 예로서 예시된다. 각각의 송신기 및 각각의 수신기는 상이하게 구현되거나 구성될 수 있다. 오실레이터들(280, 695 및 795)은 동일하거나 상이한 주파수들로 동작할 수 있다. 하향 변환기(760)는 실수부 및 허수부를 포함하는 신호를 제공하도록 구성될 수 있는데, 즉, 피드백 신호(702)는 I-샘플들 및 Q-샘플들을 포함할 수 있다. 하향 변환기(760)는 하향 변환기(650)에 비해 더 낮은 하향 변환 주파수로 동작할 수 있다. 간략화하면, 하향 변환기(650)는 I-샘플들 및 Q- 샘플들을 개별적으로 프로세싱하도록 구성될 수 있으며, 따라서 더 높은(예를 들어, 2배) 주파수로 동작할 수 있다.
간략화하면, 메인 수신기(600)는 제1 출력에서 하향 변환된 신호의 제1 부분을 제공하고 제2 출력에서 하향 변환된 신호의 제2 부분을 제공하도록 구성되는 제1 하향 변환기(650)를 포함할 수 있으며, 제1 부분은 예비 강화 신호의 허수(Q) 부분을 포함하고, 제2 부분은 예비 강화 신호(502)의 실수(I) 부분을 포함하거나 그 반대일 수 있다. 피드백 수신기(700)는 허수부 및 실수부를 포함하는 하향 변환된 신호(762)를 제공하도록 구성되는 하향 변환기(760)를 포함할 수 있다. 프로세서(800)는 피드백 신호(702)의 허수부(807) 및 실수부(809)를 획득하기 위한 디지털 하향 변환기(805)를 포함할 수 있다.
아날로그-도메인 필터(300')는 신호 인버터(310), 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320) 및 벡터 변조기(330)를 포함할 수 있다. 신호 인버터(310) 및 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)는 수신된 신호에 대한 위상 시프트 또는 지연을 반전, 감쇠 및 구현하도록 구성될 수 있다. 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)는 신호 인버터(310)로부터 수신된 반전된 전송 신호(202)를 감쇠 및 위상 시프트 또는 지연하도록 구성될 수 있다. 선택적으로, 신호 인버터(310) 및 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)의 순서는 스위칭될 수 있는데, 즉, 신호 인버터는 감쇠된 및 위상 시프트된 또는 지연된 신호를 반전하도록 구성될 수 있다. 벡터 변조기(330)는 전송 신호(202)를 수정하도록 구성될 수 있다.
아날로그 간섭 제거 스테이지(500)는 적어도 하나의 결합기(510 및/또는 520)를 포함할 수 있으며, 보조 송신 신호(402)와 벡터 변조기(330)의 출력 및 반전되고 감쇠된 및 위상 시프트된 또는 지연된 신호 및 수신 신호(106)를 결합하여 예비 강화 신호(502)를 획득하도록 구성될 수 있다.
프로세서(800)는 피드백 신호(702)(인덱스 fb)를 수신하도록 구성되는 파라미터 포착 유닛(PAU)(815)을 포함할 수 있다. 인덱스 "prm"은 1차(메인) 송신기(200)와 관련된 엘리먼트들에 관련된다. 인덱스 "aux"는 보조 송신기(400)와 관련된 엘리먼트들에 관련된다. 파라미터 포착 유닛(810)은 신호들(807 및 809)을 수신하고 이에 기초하여 디지털 송신 신호(802)를 사전-등화 및/또는 사전-왜곡하기 위한 하나 이상의 파라미터들을 결정하도록 구성될 수 있다. 프로세서(800)는 디지털 송신 신호(802)를 사전-왜곡하도록 구성되는 디지털 사전-왜곡기(DPD)(825)를 포함할 수 있다. 파라미터 포착 유닛(815)은 사전-등화 유닛(810) 및/또는 디지털 사전-왜곡기(825)를 제어 또는 조절하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 파라미터 포착 유닛은 예를 들어, 피드백 신호(702)가 전송 신호(202)에 기초하여 획득되는 경우 (신호들(807 및 809)에 각각 기초하여) 피드백 신호(702)에 기초하여 결정된 선형 및/또는 비선형 왜곡들을 결정할 수 있다. 이는, 메인 송신기(200)에 의해 획득된 왜곡들을 결정하고 그러한 왜곡들을 사전-등화 및/또는 사전-왜곡하도록 허용할 수 있다.
프로세서(800)는 사전-등화기(810) 및 사전-왜곡기(825)에 대해 설명된 바와 같이 보조 송신 신호(804)를 사전-왜곡하도록 구성되는 사전-등화기(835) 및/또는 디지털 사전-왜곡기(845)를 포함할 수 있다. 따라서, 프로세서(800)는 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 또는 피드백 신호(702)에 기초하여 디지털 송신 신호(202)를 사전-등화하도록 구성되는 선형 사전-등화기(835)를 포함할 수 있다.
파라미터 포착 유닛(815)은 PEU(835) 및/또는 DPD(845)를 제어 또는 조절하도록 구성될 수 있다. 간략화하면, 입력 정보 신호(806)는 메인 송신기(200) 및 보조 송신기(400)에 대해 독립적으로 사전-등화 및/또는 사전-왜곡될 수 있다. 프로세서(800)는 제어 신호(803)에 기초하여 아날로그 도메인 필터(300 또는 300')의 엘리먼트들(320 및/또는 330)을 교정 및 제어하도록 구성되는 제어 및 교정 유닛(CCU)(850)을 포함할 수 있다. CCU(850)는 파라미터 포착 유닛(815)에 기초하여 제어될 수 있다. 즉, CCU(850) 블록은, 다중 경로 성분 억제 특성에 의해 자체-간섭 제거 신호를 강화하는 방식으로 벡터 변조기 RF 출력 신호를 수정하는 2개의 아날로그 기저대역 신호들(I 및 Q 스트림들)(즉, 제어 신호(803))를 생성하는 2개의 DAC들을 포함할 수 있다. PAUfb(815)로부터 CCU(850)로 전달된 추정치들은 무선 자체-간섭 무선 채널을 갖거나 갖지 않는 메인 송신기 체인(200)의 선형 추정들일 수 있다. 이는, RF 멀티플렉싱 엘리먼트(710)에 의해 지원되는 피드백 선형화 및 교정 체인(700)에 의해 수행될 수 있다.
즉, 프로세서(800)는 피드백 신호(702)에 기초하여 선형 사전-등화기(810)를 파라미터화하도록 구성될 수 있다. 프로세서는 피드백 신호에 기초하여 디지털 송신 신호(802), 디지털 보조 신호(804)를 각각 사전-왜곡하도록 구성되는 비선형 사전-왜곡기(825 및/또는 845)를 포함한다. 본 명세서에 설명된 트랜시버들은 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서 동작하도록 구성될 수 있지만, 대안적으로 또는 추가적으로 FDD 모드 및/또는 TDD 모드에서 동작하도록 구성될 수 있다. 실시예들에 따르면, 트랜시버들은 상이한 시간 간격들로 풀-듀플렉스 및 FDD 및/또는 TDD 동작 사이를 스위칭하도록 구성될 수 있다.
프로세서(800)는 디지털 수신 신호(602)를 수신하고, 예를 들어 입력 정보 신호(806)와 디지털 수신 신호(602) 사이의 상관을 결정함으로써 디지털 수신 신호(602)에 기초한 파라미터들을 결정하도록 구성되는 추가적인 파라미터 포착 유닛(860)을 포함할 수 있다. 파라미터 포착 유닛(860)은 사전-등화 유닛(835)에 영향을 미치거나 제어하도록 구성될 수 있다. 파라미터 포착 유닛(860)은 디지털 자체-간섭 제거 블록(820)을 제어하여 상이한 디지털 간섭 제거 신호들(822)을 획득하도록 구성될 수 있으며, 이는 더 상세히 후술될 것이다.
예를 들어, 프로세서(800)는, 피드백 수신기가 제1 동작 모드에서 동작하도록, 즉, 예비 강화 신호(502)를 수신하도록, 예를 들어, 제1 시간 간격 동안, 디지털 송신 신호(802)를 메인 송신기(200)에 제공하고 피드백 수신기(700)를 제어하도록 구성될 수 있다. 제1 시간 간격 동안, 프로세서(800)는 선형 사전-등화기(810)의 파라미터를 결정하고 피드백 신호(702)에 기초하여 아날로그 도메인 필터(300 또는 300')를 파라미터화하도록 구성될 수 있다. 제2 시간 간격 동안, 프로세서는, 피드백 수신기가 제2 동작 모드에서 동작하도록, 즉 전송 신호(202)를 수신하도록, 디지털 보조 신호(804)를 보조 송신기(400)에 제공하고 피드백 수신기(700)를 제어하도록 구성될 수 있다. 간략화하면, 프로세서(800)는 피드백 신호(702)에 기초하여 아날로그 도메인 필터(300 또는 300')를 파라미터화하도록 구성될 수 있다.
즉, 도 3은 전체 성상도 대안에 따른 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버 실시예를 예시하는 구현예를 도시한다.
메인 송신기(200) 및 하이브리드 억제기(400)는 다이렉트 상향 변환 송신 체인 구조에 의해 실현된다. 1차 송신기 체인은 디지털 도메인으로부터 시작하여 무선 주파수 도메인에서 끝나는 이러한 순서로, 디지털-아날로그 변환기들(210 및 220, 410 및 420) 각각, 기저대역 필터들(230 및 240, 430 및 440) 각각, 상향 변환 믹서(250, 450) 각각, 공유된 로컬 오실레이터(280)를 포함하고, 공유된 오실레이터는 1차 송신기(200) 및 보조 송신기(400), 가변 감쇠기들(260, 460) 각각 및 전력 증폭기들(270, 470) 각각에 접속된 오실레이터(280)에 관한 것이다.
하이브리드 억제기 체인(400)은 메인 송신기(200)와 유사한 구조를 가질 수 있고, 또한 별개로 공급될 수 있는 동일한 로컬 오실레이터(280)를 공유한다.
통상적 수신기(600)는 다이렉트-하향-변환 수신 체인 구조에 의해 실현된다. 통상적 수신기 체인(600)은 무선 주파수 도메인으로부터 시작하여 디지털 도메인에서 끝나는 이러한 순서로, 조절가능 RF 필터(610), 자동 이득 제어기(620), 저잡음 증폭기(630), 가변 감쇠기(640), 하향 변환 믹서(650), 로컬 오실레이터(695), 기저대역 필터들(660 및 670) 및 아날로그-디지털 변환기들(680 및 690)을 포함한다. 피드백 선형화 및 교정 및 역 하이브리드 제거기(피드백 수신기)(700)는 RF 멀티플렉서(710), 가변 감쇠기(720), 조절가능한 RF 필터(730), 저잡음 증폭기(740), 가변 감쇠기(750), 하향 변환 믹서(760), 로컬 오실레이터(795), 기저대역 필터(770) 및 아날로그-디지털 변환기(780)에 의해 실현된다. 가변 감쇠기(720 및 750)의 기능은 하나의 가변 감쇠기를 사용하여 요약될 수 있다. RF 멀티플렉서(710)가 피드백 수신기(700)의 일부로서 설명되었지만, RF 멀티플렉서(710)는 독립적인 블록일 수 있다.
RF-여과 블록(300 또는 300')은 2개의 병렬적 RF 링크들에 의해 실현될 수 있으며, 제1 링크의 신호는 적절한 RF 컴포넌트(신호 인버터(310))에 의해 반전될 수 있고, 지연 및 감쇠 컴포넌트들, 즉 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)에 의해 프로세싱될 수 있다. 컴포넌트들은 디지털로 구성가능할 수 있다. 제2 RF 링크의 신호(송신 신호(202))는 DSP 블록에 의해 제어되는 벡터 변조기(330)에 의해 프로세싱될 수 있다.
수동 자체-간섭 감쇠 블록(900)은 예시된 실시예에 따른 RF 서큘레이터에 의해 실현된다. 단일 안테나(100)가 트랜시버 프론트 엔드에 접속될 수 있다. 디지털 신호 프로세싱 유닛(800)은 복수의 내부 DSP 블록들에 의해 실현된다. 1차 송신 신호는 선형 사전-등화 유닛(835) 및 비선형 디지털 사전-왜곡 유닛(825)을 통해 유도된다.
1차 송신 신호와 유사하게, 하이브리드 억제기 송신 신호는 선형 사전-등화 유닛(810) 및 비선형 디지털 사전-왜곡 유닛(845)을 통해 디지털 도메인에서 유도된다. 사전-등화 유닛(PEU) 및 디지털 사전-왜곡 유닛들(DPD)은 (통상적인, 서브 인덱스 계수) 파라미터 포착 유닛(860)으로부터 이들의 요구되는 파라미터들을 수신하고, 피드백 파라미터 포착 유닛(815)은 추후에 설명되는 제거 절차에 기초한다.
제어 및 교정 유닛(CCU)(850)은 RF 여과(300 또는 300'), 이의 프로그래머블 컴포넌트들을 각각 구성할 수 있으며, 벡터 변조기(330)에 이의 제어 신호들을 제공할 수 있다. CCU(850)는 피드백 파라미터 포착 유닛(815)으로부터 이의 요구되는 파라미터들을 수신할 수 있다. 디지털 자체-간섭 제거기(820)는 통상적인 파라미터 포착 유닛(860)로부터 이의 파라미터들을 포착할 수 있다. 디지털 기저대역 샘플들을 사용하는 동안, 디지털 자체-간섭 제거기(820)는 잔여 자체-간섭을 디지털로 제거할 수 있다.
도 4는 추가적인 실시예에 따른 트랜시버(3000)의 개략적인 블록도를 도시한다. 도 3에 예시된 트랜시버(2000)에 비해, 트랜시버(3000)는 도 3에 예시된 벡터 변조기 없이 구현되는 아날로그 디지털 필터(300”)를 포함할 수 있다. 안테나 장치(100)는 전송 신호(202)를 무선 송신 채널에 송신하도록 구성되는 제1 안테나 엘리먼트(120a)를 포함한다. 안테나 장치(100)는 무선 송신 채널로부터 수신 신호를 수신하고 수신 신호(106)를 제공하도록 구성되는 제2 안테나 엘리먼트(120b)를 포함한다. 안테나 엘리먼트들(120a 및 120b) 사이의 거리는 수동 자체-간섭 감쇠(900)의 구현을 허용한다. 제1 안테나 엘리먼트(120a) 및 제2 안테나 엘리먼트(120b)는 수평 및 수직과 같이 서로 상이한 편파 또는 그 반대(교차 편파)를 포함할 수 있다. 서로 상이한 편파는 추가적인 수동 자체-간섭 감쇠를 허용할 수 있다. RF 흡수 재료들 또는 임의의 다른 차단 물체들이 안테나 엘리먼트들(120a 및 120b) 사이에 배치될 수 있고, 수동 자체-간섭 감쇠를 허용할 수 있다.
즉, 도 4는 2개의 전용 송신 및 수신 안테나들을 갖는 실시예에 따른 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버를 예시한다. RF-여과(300”) 및 수동 자체-간섭 감쇠(900)의 실현은 트랜시버(2000)의 실현과 상이할 수 있다. RF-필터링은 신호 반전(310) 및 프로그래머블 지연 및 감쇠 네트워크(320)를 구비한 하나의 다이렉트 RF-링크에 의해 구현될 수 있다. 즉, RF-여과(300”)는 벡터 변조기(330)를 포함하는 제2 RF 링크 없이 실현될 수 있다. 추가적으로, 수동 자체-간섭 감쇠(900)는 물리적 분리와 같은 안테나 관련 기술들을 통해 실현될 수 있고, 송신 안테나(120a) 및 수신 안테나(120b)에 대해 상이한 편파를 이용하는 것, 즉 물리적 분리를 이용할 수 있다. 실시예는 송신 및 수신을 위한 2개의 전용 안테나들을 활용하며, 또한 도 3에 대해 설명된 바와 같이 RF 순환 접속을 통해 하나의 송신/수신 안테나를 활용함으로써 실현될 수도 있다.
도 5는 일 실시예에 따른 트랜시버(4000)의 개략적인 블록도를 도시한다. 도 3에 예시된 트랜시버(2000)에 비해, 아날로그 도메인 필터(300”)는 신호 변환기(310) 및 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)를 포함하지 않으면서 벡터 변조기(330)를 포함할 수 있다. 프로세서(800')는 프로세서(800)에 비해 수정될 수 있다. 프로세서(800')는 디지털 사전-등화 유닛(835) 없이 그리고 디지털 사전-왜곡기(845) 없이 구현될 수 있다. 즉, 도 5는 디지털 신호 프로세싱이 단순화된 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버를 도시한다. 디지털 신호 프로세싱 블록 엘리먼트들은 하이브리드 억제기(400)에 대한 선형 사전-등화기(810) 및 1차 송신기(200)에 대한 비선형 사전-왜곡기(825)로 축소될 수 있다. RF 필터(300''')는 이러한 실시예에서 벡터 변조기(330)를 구비한 하나의 RF 링크에 의해 실현될 수 있다. 대안적으로, 이는 또한 아날로그 도메인 필터(300, 300'또는 300')에 대해, 즉 2개의 RF 링크들 또는 지연 및 감쇠 네트워크를 갖는 하나의 RF 링크를 포함하여 설명된 바와 같이 실현될 수 있다.
프로세서(800 또는 800')는 피드백 트랜시버(700) 또는 메인 트랜시버(600)의 하향 변환 주파수를 조절하도록 구성될 수 있다. 프로세서(800 또는 800')는 대안적으로 또는 추가적으로, 송신 및/또는 전송에 사용되는 트랜시버의 주파수 대역을 조절하기 위해 메인 송신기(200) 또는 보조 송신기(400)의 상향 변환 주파수를 조절하도록 구성될 수 있다. 하향 변환 주파수 및/또는 상향 변환 주파수를 조절함으로써, 각각의 트랜시버에 의해 활용되는 주파수 대역이 조절될 수 있다. 따라서, 트랜시버는 활용되는 주파수 대역을 변화시키는 관점에서 기민할 수 있다.
간략화하면, 상술한 실시예들은 교정 스테이지 동안 무선 주파수 자체-간섭 제거 및 디지털 자체-간섭 제거를 조절하고, 트랜시버와 추가적인 트랜시버 사이의 활성 송신 단계 동안 대역 내 풀-듀플렉스 모드로 동작하도록 구성되는 프로세서를 포함할 수 있다.
도 6은 트랜시버(6004)와 무선 통신하도록 구성되는 시스템(6100)을 포함하는 통신 시스템(6000)의 개략적인 블록도를 도시한다. 시스템(6100)은 트랜시버(1000)를 포함하며, 트랜시버(1000)는 데이터 소스(6002)에 접속된다. 데이터 소스(6002)는 예를 들어 데이터 저장 장치, 센서(예를 들어, 마이크로폰) 또는 프로세서일 수 있다. 예를 들어, 시스템(6100)은 모바일 통신 디바이스(모바일 컴퓨터 또는 모바일 폰), 무선 통신 컴퓨터와 같은 고정식 무선 통신 디바이스, 인프라구조와 관련된 모바일 디바이스와 같은 이동식 통신 디바이스 및 휴대용 통신 디바이스 중 하나일 수 있다.
도 7은 RF 도메인 및 디지털 도메인에서 자체-간섭을 순차적으로 감소 또는 제거하기 위한 방법(7000)의 개략적인 흐름도를 예시한다. 방법(7000)은 선택적인 교정 스테이지(7010)를 포함할 수 있으며, 그 동안 디지털 사전-왜곡기의 파라미터들이 포착될 수 있다. 멀티플렉싱 엘리먼트(710)의 지원으로, 메인 디지털 송신기(200)를 통해 송신되고 교정 및 피드백 체인, 즉 피드백 수신기(700)를 통해 수신된 미리 결정된 트레이닝 신호에 의해, 1차 디지털 사전-왜곡기(825), 이의 파라미터들의 추정이 각각 수행될 수 있다. 예를 들어, RF 신호(202)는 피드백 수신기(700)에 진입하기 위해 메인 송신기(200)에서 전력 증폭기 스테이지(270) 후에 라우팅될 수 있다. 이는, 보조 송신기(400)를 통해 송신될 수 있는 트레이닝 신호를 제외하고, 유사하게 보조 사전-왜곡기(845)의 파라미터들을 포착하기 위해 수행될 수 있다. 예를 들어, 다항식 모델 [21] 또는 볼테라(Volterra) 모델 [22]과 같은 임의의 비선형 모델이 DPD들에 대해 채택될 수 있다.
비선형 거동의 존재와 심각성에 기초하여, DPD들의 활용이 결정될 수 있다. 1차 사전-왜곡기(825)는 모든 것들 중 가장 먼저 활성화될 가능성이 높은 것으로 고려될 수 있는 한편, 메인 송신기(200)로부터 요구되는 송신 전력은 보조 송신기로부터의 전력보다 높을 수 있다.
단계(7020)에서, 풀-듀플렉스 모드가 활성화될 수 있다. 이것은 트랜시버의 동작 모드를 포함할 수 있다. 단계(7030)에서, 예를 들어 RF-서큘레이터와 같은 수동 자체-간섭 엘리먼트(900)를 사용하여 수동 자체-간섭 감쇠가 수행된다. 단계(7040)에서, RF-여과(300)의 파라미터들은 예를 들어 프로세서(800)를 사용하여 추정될 수 있다.
결정(7050)에 기초하여, 단계(7040)에서 결정된 파라미터가 수동 RF 감쇠에 영향(관련)을 미칠 수 있는 경우 단계(7030)가 재수행될 수 있다. 이는 수동 감쇠 엘리먼트(900)의 동작을 포함할 수 있다. 간략화하면, 수동 자체-간섭 감쇠의 적어도 하나 파라미터가 적응될 수 있다.
수동 감쇠에 관한 어떠한 파라미터들도 없는 경우, 단계(7060)가 수행될 수 있으며, 그 동안 아날로그 도메인 필터는 예를 들어 프로세서(800)에 의해 제어되도록 구성된다.
결정(7070) 동안, 프로세서는 RF-도메인에서 충분한 자체-간섭 억제가 존재하는지 여부를 평가할 수 있다. 프로세서는 트랜시버가 동작하도록 의도된 주파수 범위 또는 통신 표준을 고려하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, RF 도메인 필터링이 적어도 10 dB, 적어도 20 dB 또는 적어도 40 dB의 자체-간섭 억제를 허용하는 경우, 충분한 자체-간섭 억제가 획득될 수 있다. 예를 들어, LTE와 같은 모바일 통신 표준은, 더 적은 양의 전력이 송신될 수 있는 WiFi-표준에 대해 요구되는 또는 의도되는 자체-간섭 억제에 비해, RF-도메인에서 자체-간섭의 억제가 더 높을 수 있도록, 더 많은 양의 전력을 송신하도록 허용할 수 있다. 충분한 자체-간섭 억제를 위한 기준은 디지털 수신 신호(602)에 비해 입력 정보 신호(806)의 SNR일 수 있다.
RF-도메인에서 충분한 자체-간섭 억제가 달성되는 경우, 예를 들어 프로세서(800)를 사용하여 단계(7080)가 수행될 수 있고, 그 동안, 잔여 자체-간섭의 특성들이 디지털 도메인에서 평가된다. 잔여 자체-간섭은 자체-간섭 신호(822)와 동일할 수 있고 결정적인지 또는 그렇지 않은지에 대해 평가될 수 있다. 디지털 잔여 자체-간섭 신호(822)가 결정적인 경우, 소위 단독 디지털 자체-간섭 제거(7100)가 수행될 수 있는데. 즉, 디지털 자체-간섭 신호(822)와 결합된 아날로그 도메인 필터(300 또는 300')는 충분한 자체-간섭 억제를 허용하는 것으로 고려될 수 있다. 간략화하면, 디지털 간섭 제거 신호(822)는 입력 신호에 기초하여 그리고 자체-간섭 특성이 필수적인 결정요인인 경우 디지털 수신 신호에 기초하여 결정될 수 있다. 디지털 간섭 제거 신호(822)는 피드백 신호(702)에 기초하여 그리고 자체-간섭 특성이 필수적인 결정요인이 아닌 경우 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 결정될 수 있다.
하위 방법들(7300 및 7500)은 다음에서 설명된다. 하위 방법들(7300 및 7500) 둘 모두는 선택적이다. 따라서, 결정들(7070 및 7090)은 또한 선택적이다. 예를 들어, 하위 방법(7300)이 구현되지 않는 경우, 결정(7070)은 미결정(존재하지 않음)으로 남을 수 있다. 하위 방법(7500)이 구현되지 않는 경우, 결정(7090)은 미결정(존재하지 않음)일 수 있다.
하위 방법(7300)은 파라미터 추정 단계를 포함한다. 파라미터 포착 유닛(860)은 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 파라미터들을 결정할 수 있고, 디지털 수신 신호(602)는 제3 동작 모드에 기초하여, 즉 보조 송신 신호(402)에 기초하여 획득된다. 단계(7320)에서, 하이브리드 자체-간섭 억제기(400)가 활성화될 수 있다.
충분한 자체-간섭 억제가 RF-도메인에서 달성되면, 결정(7330)은 재평가를 포함할 수 있다. 결정(7330)은 결정(7070)과 동일할 수 있다. "예"로 결정된 결정(7330)은 단계(7080)로 이어질 수 있다. 아니오인 결정은 전송 신호(202), 및 그에 따른 무선 전송 신호(102)의 1차 송신 전력이 감소되는 단계(7340)로 이어질 수 있다.
하위 방법(7500)은, 결정(7090)이 아니오로 결정되는 경우 수행될 수 있다. 단계(7510)에서, 피드백 수신기(700)가 활성화될 수 있다. 단계(7520)에서, 디지털 자체-간섭 제거 신호는 피드백 수신기(700)에 의해 생성될 수 있다. 예를 들어, 피드백 수신기(700)는 제3 동작 모드에서 동작될 수 있다. 대안적으로, 피드백 수신기는 제1 또는 제2 동작 모드에서 동작될 수 있다. 단계(7100)에 비해, 트랜시버의 통신들 동안 피드백 수신기(700)의 동작은 보다 높은 전력 소비를 유도할 수 있지만, 고도의 자체-간섭 억제를 허용할 수 있다. 단계(7100) 및 단계(7520) 둘 모두는 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서 트랜시버의 동작 시작을 포함하는 단계(7110)를 도출할 수 있다.
즉, 대역 내 풀-듀플렉스 방식에서 자체-간섭 신호는 상대적으로 매우 강할 수 있고, 이는, 자체-간섭 신호가 충분히 억제되지 않으면 원격의 원하는 신호(수신 신호)의 수신을 방해할 수 있다. 자체-간섭 신호의 압도적인 특성으로 인해, 이러한 신호의 억제는 실제로는 하나의 단일 단계 내에서 실현되지는 않는다. 따라서, 실시예들에 따른 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버는 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘에 의해 자체-간섭을 제거할 수 있다. 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘은 자체-간섭을 제거하기 위해 연접된 스테이지들을 통해 자체-간섭 신호를 억제할 수 있다. 방법(7000)은 자체-간섭 신호를 제거하기 위한 실시예들에 따라 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버에 의해 부분적으로 또는 완전히 실행될 수 있다. 트랜시버는 풀-듀플렉스 모드에서 동작하기 시작할 수 있다. 흐름도에 도시된 바와 같이, 트랜시버가 호출하는 제1 자체-간섭 제거 메커니즘은 수동 자체-간섭 감쇠이다. 자체-간섭 신호가 RF 도메인에서 수동적으로 감쇠된 직후에, 트랜시버는 다음 스테이지에 요구되는 모든 파라미터들을 추정할 수 있다. 트랜시버는 수동 억제 스테이지의 감쇠 성능을 증가시키기 위해 수동 감쇠 블록에 설정될 수 있는 임의의 파라미터가 존재하는지 여부를 추후에 체크할 수 있다. 이 경우, 트랜시버는 추정 단계로 되돌아갈 수 있다.
연속적인 자체-간섭의 다음 단계는, RF-여과 블록에 속하는 하드웨어를 구성하기 위해 추정된 파라미터들이 활용되는 경우이다. 이러한 스테이지는 블록(RF-여과 파라미터 구성)에서의 방법에 도시되어 있다. 다음 결정 블록(7090)은 RF 도메인에서의 잔여 자체-간섭을 측정하고, 그에 따라 자체-간섭 억제가 충분하거나 더욱 추가로 억제될 필요가 있는지 여부를 결정한다. 이전 스테이지에 기초하여, 수신기는 다음과 같은 방식 중 하나로 계속된다: 제1 방식은, 트랜시버가 디지털 도메인으로 진행하고 본원에 설명된 일부 추가적인 억제 메커니즘들을 수행하는 것이다.
트랜시버의 제2 방식은 RF 도메인의 자체-간섭을 추가로 억제하고, 그 다음 디지털 도메인에서 자체-간섭을 억제하는 제1 방식에서 마찬가지로 디지털 도메인으로 진행하는 것이다. 이는 자체-간섭을 추가로 억제하기 위해 수행될 수 있다. RF 도메인에서의 추가적인 억제는 하이브리드 억제기(보조 송신기)를 활용함으로써 수행될 수 있으며, 여기서 알고리즘은 하이브리드 억제기(파라미터 포착 유닛(860))에 대한 모든 요구되는 파라미터들을 수집할 수 있는 추정 스테이지를 제안할 수 있다. 추정된 파라미터들은, 하이브리드 억제기 송신 체인이 제공되기 전에 디지털 샘플들을 사전-왜곡 및/또는 사전-등화하는 디지털 기능을 구성하기 위해 디지털 신호 프로세싱 유닛에 의해 이용될 수 있다. 그 다음, 하이브리드 억제기는 자체-간섭을 억제하기 위해 트랜시버의 RF 도메인에서 신호를 주입할 수 있다. 이 스테이지에서, 트랜시버는 RF-도메인에서 충분한 자체-간섭 억제를 달성하도록 가정될 수 있거나 적어도 이용가능한 트랜시버 자원들 및 송신 신호 특성들을 고려하여 최대 달성가능한 억압에 도달할 수 있다. 예를 들어, 최악 경우의 시나리오를 고려하는 경우, 알고리즘은 어떠한 이유로, RF 자체-간섭이 충분히 억제되지 않을 수 있고 (RF 도메인에서) 더 이상 억제될 수 없음을 고려할 수 있다.
그 다음, 알고리즘은 제1 송신 전력을 감소시킬 수 있다(단계(7340) 참조). 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘의 마지막 스테이지는 디지털 잔여 자체-간섭 제거일 수 있다. 디지털 도메인에서, 잔여 자체-간섭은 디지털 신호 프로세싱 유닛, 즉 프로세서(800 또는 800')에 의해 측정되고 특성화될 수 있다. 따라서, 결정(7090)은 잔여 자체-간섭 신호의 특성들에 기초하여 (현재까지) 수행될 수 있다. 단독 디지털 접근법 또는 피드백 디지털 제거 중 어느 하나가 사용될 수 있다. 잔여 자체-간섭 신호가 순전히 또는 결정적으로(본질적으로) 결정적인 신호인 경우, 단독 디지털 방식만이 다음과 같이 사용될 수 있다. 잔여 자체-간섭 신호가 비-결정적 교란들에 의해 상당히(본질적으로) 오염되는 두 번째 경우, 피드백 디지털 제거는 연속적인 자체-간섭 제거에 의해 사용될 수 있다. 단독 디지털 접근법에서, 기저대역 샘플들 및 디지털 필터들은 자체-간섭 신호를 억제하기 위해 디지털 신호 프로세싱 유닛에서 활용될 수 있다. 피드백 디지털 접근법에서, 피드백 수신기(700)는 자체-간섭 신호를 RF 도메인으로부터 하향 변환시킬 수 있고, 이러한 신호는 자체-간섭을 디지털로 억제하기 위해 일부 다른 디지털 필터들과 함께 이용될 수 있다.
기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버는, 큰 주파수 범위에 걸쳐 튜닝가능하고, 업링크 및 다운링크 주파수 대역들이 완전히 중첩되고 종래의 TDD 방식과는 달리 링크들 둘 모두가 항상 활성인 경우와 같은 대역 내 풀-듀플렉스인 가장 바람직하고 극단적인 듀플렉싱 방식을 포함하는 접속된 노드들 사이에서 임의의 종류의 유연한 듀플렉싱을 실현할 수 있다.
도 2의 블록도에 도시된 기민한 풀-듀플렉스 무선 트랜시버의 전체 아키텍처는 종래의 무선 트랜시버에 추가로 5개의 보조 컴포넌트들, 즉 하이브리드 억제기, RF-여과, 수동 자체-간섭 감쇠, RF 멀티플렉싱 엘리먼트, 및 피드백 선형화 및 교정 및 역 하이브리드 제거기가 자체-간섭 제거 메커니즘의 키-인에이블링 하드웨어로서 아키텍처에 도입된다.
연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘은 많은 상이한 위치들에서 다수의 연접된 스테이지들 내에서 자체-간섭 신호를 제거하고, 이에 대한 알고리즘은 도 7의 흐름도에 예시되어 있다.
대역 외 방출들을 억제함으로써 주파수 분할 듀플렉싱(FDD) 방식에서의 향상은 RF 설계 제약들을 완화하고 업링크 및 다운링크 대역들 사이의 주파수 듀플렉싱 갭을 완화하는 것을 도출한다.
본 발명의 트랜시버는 현재 배치된 무선 트랜시버들의 넓은 범위를 대체할 수 있고 이들의 듀플렉싱 성능을 향상시킬 수 있다. 듀플렉싱 또는 FFD의 종래의 주파수 분할 방식은 일반적으로 송신 할당 주파수 대역으로부터 수신 주파수 대역으로의 신호 누설을 억제하기 위해 높은 트랜시버 표준들을 요구한다. 이는, 이러한 2개의 듀플렉싱 대역들 사이에 남아야 하는 주파수 듀플렉싱 갭에 추가로 높은 대역 외 감쇠를 달성하기 위해 무선 트랜시버의 설계 제약들을 강조한다. 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버는 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘에 의해 이러한 대역 외 방출들을 제거하고, 그에 따라 트랜시버 설계 제약들, 특히 RF 필터들을 완화하고, 낭비되는 주파수 듀플렉싱 갭을 완전히 또는 부분적으로 완화하는 것을 허용한다. 이것은 종래의 FDD 듀플렉싱 방식에 대한 향상들에 관한 것이었지만, 제안된 대역 내 풀-듀플렉스 무선 통신 방식은 또한 이러한 신규한 트랜시버를 활용함으로써 가능해진다. 실행되도록 제안된 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘을 갖춘 제안된 트랜시버 아키텍처는 활성화 메커니즘을 구비한 콤팩트한 무선 트랜시버 아키텍처를 제공함으로써 대역 내 풀-듀플렉스 방식을 보편적으로 채택하는 것을 가능하게 할 것이다. 또한, 트랜시버는 광범위한 통신 주파수들로 트랜시버를 튜닝하는 것을 허용함으로써 전통적인 무선 트랜시버들에 전례없는 기민성을 도입한다.
도 8은 주파수 갭(3)만큼 주파수 도메인에서 서로 이격된 제1 주파수 대역(1) 및 제2 주파수 대역(2)을 예시하는 개략도를 도시한다. 예를 들어, FDD 방식에서, 주파수 대역(1)은 업링크 채널로서 사용될 수 있고, 여기서 주파수 대역(2)는 다운링크 채널로서 사용될 수 있거나 그 반대일 수 있다. 주파수 갭(3)은 채널들 둘 모두를 분리하는데 사용될 수 있다. 본 명세서에 개시된 교시들에 기초하여, 주파수 갭은 제로로 감소될 수 있다. 실시예들에 따르면, 주파수 대역들(1 및 2)은 동시에 액세스되는 동안 부분적으로(강화된 FDD 모드) 또는 완전히(대역 내 풀-듀플렉스 모드) 중첩될 수 있다.
전술한 트랜시버들은 송신 스펙트럼 범위들과 수신 스펙트럼 범위들(업링크 및 다운링크) 사이의 주파수 갭을 현저하게 감소시키는 것을 허용할 수 있다. 감소는 변조된 대역폭보다 작은 레벨까지 확장될 수 있다. 예를 들어, LTE(Long Term Evolution)를 고려하는 경우 변조된(사용된) 대역폭은 대략 20 MHz일 수 있다. 업링크와 다운링크 사이의 주파수 갭은 100 MHz보다 클 수 있고 다른 목적들로 사용될 수 있다. 소위 디지털 할당을 고려하는 경우, 변조된 대역폭들은 대략 10 MHz일 수 있으며, 업링크 또는 다운링크에 대해 사용될 수 있다. 업링크 및 다운링크에 사용되는 주파수 대역들 사이의 주파수 갭은 대략 12 MHz일 수 있다. 주파수 갭은 변조된 대역폭의 주파수 범위에 비해 상당히 감소될 수 있는데, 즉, 100 % 이하, 70 %, 50 % 미만, 10 % 미만 또는 심지어 0 %까지 감소될 수 있다. 변조된 대역폭은 업링크 및/또는 다운링크의 주파수 범위를 지칭할 수 있다. 감소는 이웃 대역(업링크 또는 다운링크)에서 관련된 왜곡들을 삽입하지 않고 수행될 수 있다. 절대 값들에서 디지털 할당을 고려하는 경우, 주파수 갭은 최대 8.4MHz, 최대 6MHz, 최대 1.2MHz 또는 심지어 0MHz까지 감소될 수 있다. 이는, 업링크 및 다운링크의 스펙트럼 범위들을 분리하기 위한 요구 또는 요건을 제거하는 것을 허용할 수 있다. 분리는, 예를 들어, 소위 다이플렉스-필터를 사용하여 수행될 수 있다. 다이플렉스-필터는 또한 듀플렉스-필터로 지칭될 수 있으며, 신호의 상이한 파장들을 제1 및 제2 파장 범위로 분리시키는 것을 허용할 수 있다. 본원에 설명된 실시예들은, 트랜시버들이 강화된 FDD 모드에서 동작하도록 구성되게 허용하고, 트랜시버들은 수신된 무선 수신 신호의 파장들을 분리(분할)하기 위한 다이플렉스-필터 또는 듀플렉스-필터를 포함하지 않는다.
본 명세서에 설명된 실시예들을 사용한 업링크 및 다운링크의 대역 외 방출들의 억제는 이러한 목적을 위해 및/또는 주파수 갭(3)을 감소시키기 위해 구성되는 필터들을 배열하지 않게 할 수 있다.
실선들(82a 및 82b)은 공지된 개념들, 즉 주파수 대역들(1 및 2)의 분리에 따라 다이플렉스-필터에 대한 필터 요건을 표시할 수 있다. 자체-간섭 제거에 기초하여, 파선(84a) 및 파선/점선(84b)에 의해 표시된 바와 같이, 필터들에 대한 요건들은 완화될 수 있다. 따라서, 다이플렉스-필터들이 배열되는 경우, 평탄화된 필터 에지들을 포함할 수 있다. 이는 더 단순한 필터들을 허용할 수 있다. 대안적으로, 필터들 중 하나 또는 둘 모두는 배열되지 않을 수 있다. 선택적으로 또는 추가적으로, 주파수 갭(3)은 상술한 바와 같이 감소될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 주파수 대역들(1 및 2)은 대역 내 풀-듀플렉스 동작을 활용하기 위해 부분적으로 또는 완전히 중첩될 수 있다.
최신의 최첨단 기술들과는 달리 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘과 결합된 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버 아키텍처는 풀-듀플렉스 무선 송신 방식을 가능하게 하기 위한 실용적이고 콤팩트한 솔루션을 제공한다. 실시예들은 복수의 자체-간섭 억제 기술을 연접시킴으로써 연속적인 (RF 도메인 및 디지털 도메인) 제거 메커니즘을 제공한다. 결론적으로, 본 발명은 자체-간섭을 충분히 제거할 수 있는 완전히 동작 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버이며, 최첨단 기술들은 자체-간섭을 원하는 레벨까지 억제할 수 없다.
트랜시버의 기민한 부분은, 주파수 범위(예를 들어, 100 Hz 6 GHz)에 걸쳐 튜닝되고, 동일한 아키텍처에 걸쳐 2개의 송신 방식, 풀-듀플렉스 방식 및 주파수 분할 듀플렉스(FDD)와 같은 종래의 하프-듀플렉스 시스템들을 지원하는 능력이다. FDD 듀플렉싱 방식의 지원은 RF 도메인에서 송신기(200)로부터 수신기(600)로의 누출을 억제함으로써 성능을 향상시키는 자체-간섭 제거 방법의 이점을 갖는다.
디지털 하향 변환기(DDC)(805)는 수퍼헤테로다인 수신기 아키텍처의 디지털 구현일 수 있다. 피드백 수신기(700)의 LO 신호가 중간 주파수(IF) 주위의 신호만을 하향 변환할 수 있기 때문에, DDC는, 수신된 신호를 디지털로 기저대역으로 하향 변환할 수 있다. DDC(805)는 I/Q 불균형, DC 오프셋 및 로컬 오실레이터(LO) 피드스루(feedthrough)와 같은 다이렉트 하향 변환 도입 장애에 대처하기 위해 사용될 수 있다. 여기서 DDC(805)는 송신 체인들에 대한 I/Q 불균형과 같은 PEU들에 대해 요구되는 일부 파라미터들에 대한 보다 정확한 추정을 제공하기 위해 트랜시버 구조에서 활용될 수 있다.
선형 모델들을 처리할 수 있는 PEU들(810 및/또는 835)과 달리, DPD들(825 및/또는 845)은 비선형 모델들을 처리할 수 있다. 모든 DPD들은 선택적이며, 트랜시버 컴포넌트들의 비선형 거동은 비선형 거동을 정정(선형화)하는 DPD들을 가질 필요성을 결정한다. 이러한 비선형 거동은 일반적으로, 270, 470 및/또는 630과 같이 전력 증폭기들이 최상위에 있는 활성 컴포넌트들에 의해 생성되는 송신 전력이 증가함에 따라 나타나기 시작한다.
보조 사전-등화기(PEUaux)(810)는 하이브리드 억제기(400)의 기능을 가능하게 하는 필수적 엘리먼트로 간주될 수 있다. 하이브리드 억제기(400)는 PEUaux(810)가 자신의의 정확한 최신의 파라미터들을 포착하지 않으면 동작할 수 없을 것이다. 파라미터들의 포착은 도 7의 연속적인 자체-간섭 제거 메커니즘의 흐름도에 도시된 바와 같이, 하이브리드 자체-간섭 억제기의 활성화 전에 추정 단계 내에서 수행된다.
예를 들어, PEUaux(810)에 요구되는 파라미터들을 획득하기 위해 파일럿 기반 추정 절차가 활용될 수 있다. 파일럿 신호는 우선 메인 송신기(200)를 거쳐 통상적인 수신기(600)를 통해 수신되고, 그 다음, 파일럿 신호는 보조 송신기(400)를 거쳐 통상적인 수신기(600)를 통해 수신될 수 있으며, 2개의 추정들의 순서는 변경될 수 있다. 이러한 수신된 파일럿은 전술한 체인들 둘 모두의 선형 추정치를 획득하기 위해 PAUord(860)에 의해 활용된다. PAUord(860)는 추후에, 더 앞서 수행된 추정들에 의존하는 선형 사전-등화 모델을 구성한다. 이러한 구성된 모델은 PAUord(860)에 의해 PEUaux(810)에 전달된다. 1차 사전-등화기 PEUprm(835)은 이의 보조 대응부(810)와 병렬로 사용될 수 있다. 실제 구현의 대부분에서 PEUaux의 단순한 선형 모델은 일부 하드웨어 장애들로 인해 자체-간섭 신호 파형을 완전히 복제하지는 못할 것이다. 1차 (835) 및 보조(810) 사전-등화기들에는 PAUfb(815) 유닛에 의해 수행되는 일부 여분의 추정들이 제공될 수 있고, 이는 I/Q 불균형 파라미터들과 같은 억제 성능들을 개선시킬 수 있다. 이러한 경우, 보조 예비-등화기 PEUaux(810)의 모델은 1차 예비-등화기(835) 모델로 확장되고 그에 병렬적일 수 있다.
벡터 변조기(330)는, 자체-간섭 신호를 이의 다중 경로 성분 형태로 억제할 수 있는데, 이는 실제적으로 1차 송신기(200) 생성 신호가 도 3에서와 같이 RF 계산기의 경우 통상적인 수신기(600) 안테나 상에 충돌하기 전에 무선 채널을 통과할 때 통상적으로 발견되며, 하나의 단일 안테나가 송신 및 수신을 위해 사용되기 때문에 안테나는 동일한 안테나일 수 있다.
RF 도메인에서의 자체-간섭 신호의 억제는 통상적인 수신기(600) 프론트-엔드를 포화시키는 것을 회피하기 위해 반드시 특정 값에 도달하거나 초과해야 한다. 따라서, RF 자체-간섭 억제량은 1차 송신 신호의 송신 전력 및 통상적인 수신기의 컴포넌트들, 즉, 가장 가능하게는 LNA(630)를 포화시키거나 원격 디바이스로부터의 원하는 수신 신호를 압도하지 않고 통상적인 수신기(600)가 제공할 수 있는 최대 전력에 기초한다. 압도는 억제 이후 RF 도메인에서의 잔여 자체-간섭 신호로서 이해될 수 있고, 적어도 원하는 수신 신호와 동일한 정도일 수 있다. 따라서, 보다 많은 송신 전력이 요구되거나 또는 자체-간섭 무선 채널, 즉 가장 가능하게는 무선 부분의 선택도가 증가될 때, 자체-간섭 제거 신호에 대한 다중 경로 억제 능력을 갖는 것이 바람직하며, 따라서 더 많은 RF 억제가 요구된다.
PAUfb(815)에 의해 더 앞서 수행될 것으로 가정되는 추정들은, 벡터 변조기(310)를 통과하는 RF 자체-간섭 제거 신호를 수정하는 2개의 I 및 Q 기저대역 스트림들(제어 신호들)을 구성하기 위해 CCU(850)에 전달된다.
도 3의 무선 주파수(RF)-서큘레이터(900)는 수동 자체-간섭 감쇠 기술을 실현하기 위한 하나의 방식일 수 있다. 이것은, RF-서큘레이터가 활용되지 않는 도 4에서와 같이 송신(120a) 및 수신(120b)을 위한 2개의 전용 안테나들을 갖는 것 대신에, 안테나들의 수를 송신 및 수신을 위한 하나의 단일 안테나(120)까지 감소시키는 것을 도울 수 있는 상대적으로 콤팩트한 디바이스이다 . 그러나 RF-서큘레이터가 제공하는 수동 억제는 일부 기술적인 이유들로 인해 제한될 수 있다. 예를 들어, 실제로 서큘레이터는 자체-간섭 신호를 대략 20 dB만큼 억제할 수 있다. 따라서, 2개의 안테나 구성은 물리적 분리, 교차 편차 및/또는 송신 안테나(120a)와 수신 안테나(120b) 사이에 RF 흡수 재료들을 배치하는 것과 같은 다른 수동 자체-간섭 기술들을 활용한다. 모바일 네트워크 기지국들에서와 같이 오버-치수화된(over-dimensioned) 트랜시버를 갖는 것이 문제가 아닌 경우, 2개의 안테나 구성이 적절할 수 있다. 보다 구체적으로, 무선 트랜시버의 크기가 설계 제약들 중 하나가 아닌 경우, 및 더 중요하게는, 2개의 안테나 구성이 RF-서큘레이터를 갖는 단일 안테나의 구성보다 더 높은 수동 자체-간섭 억제를 제공할 경우 2개의 안테나 구성이 추천될 수 있다. 이는, 트랜시버 크기가 중요한 수동 자체-간섭 감쇠에 대한 타당한 구현 방법으로의 RF-서큘레이터를 도출한다.
벡터 변조기(330) 이점에 관하여, 벡터 변조기는 RF-여과(300) 구현 기술들 중 하나이며, 이는 단일 RF 링크를 통해 자체-간섭 무선 채널의 다중경로 거동을 핸들링할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, RF 도메인에서 1차 송신기(200)와 통상적인 수신기(600) 사이를 접속시키는 벡터 변조기(330)를 구비한 단일 RF 링크는 다중 경로 형태의 자체-간섭 신호를 억제할 수 있는데, 이는 채널 추정치가 2개의 디지털-아날로그 변환기(DAC)들에 의해 CCU(850)로부터 제공되기 때문이다.
한편, 신호 인버터(310) 및 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)에 의한 수동 자체-간섭 감쇠에 대한 다른 구현 방법은, 전술한 네트워크(320)의 병렬적 링크들의 수가 하나의 단일 링크를 초과하지 않으면, 동일한 작업, 자체-간섭 무선 채널의 다중 경로 컴포넌트들을 억제하는 것을 수행할 수 없다. 그러나, 더 나중의 구현 방법, 즉, 신호 인버터(310) 및 그에 후속하는 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)는, 다수의 병렬적 RF 링크들이 네트워크(320) 구조에서 고려되기 때문에, 자체-간섭 신호를 수반하는 다중 경로 채널 컴포넌트들 및 비결정적 교란들을 핸들링할 수 있다. 비결정적 교란들을 핸들링하는 것은 벡터 변조기에 비해 이러한 구현 방법의 장점인 한편, 벡터 변조기는 여전히 더 콤팩트하고 실용적인 솔루션이지만 비결정적 교란들에 대한 것은 아니다. 마지막으로, 도 3에서 도시된 것과 같이 둘 모두의 조합이 또한 옵션이다. 이러한 조합은, 신호 인버터(310) 및 그에 후속하는 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)가 단독으로 구현되는 경우에 비해, 가변 위상/지연 및 감쇠 네트워크(320)에서 요구되는 병렬적 링크들의 수를 감소시키도록 허용할 수 있다.
주파수 범위에 걸친 튜닝가능성(tunability)은 실시예에 따른 기민한 풀-듀플렉스 트랜시버가 제공하는 2차(선택적) 특징들 중 하나이다. 예를 들어, 소프트웨어 정의 무선(SDR) 칩은 예를 들어, 70 MHz 내지 6 GHz의 주파수 범위에 걸쳐 로컬 오실레이터(LO)(795, 280 및/또는 695)의 튜닝가능성을 가능하게 할 수 있다. 이것은, 트랜시버가 다수의 주파수들에 걸쳐, 물론 활용된 하드웨어가 허용하는 정의된 범위 내에서 동작하도록 허용할 수 있고, 광범위하고 튜닝가능한 주파수 범위, 즉 풀-듀플렉스 및 종래의 FDD 및 시분할 듀플렉싱(TDD)인 1차 목표 범위에 걸쳐 그 다수의 무선 송신 방식들에 의해 지원되도록 허용할 수 있다. 추가적으로, 업링크 및 다운링크 이웃 대역들 사이의 듀플렉싱 갭을 감소시키고, 대역 외 감쇠 값 및 급격한 롤-오프 팩터에 관한 RF 필터 설계 요건들을 완화시키는 관점에서 종래의 FDD 방식에 비해 개선된 사항이 있다.
짧은 버전에서는 어떠한 최첨단 재료들도 풀-듀플렉스 트랜시버의 튜닝가능 기능을 도입하지 않았다. 또한, 최첨단 기술은 FDD 및 TDD와 같은 종래의 송신 방식의 지원을 유지하거나 강화하는 것을 논의하지 않는다. 결론적으로, 트랜시버의 기민성 특징은, 선택된 대역에서 풀-듀플렉스 방식을 지원하기 위한 광범위한 주파수 범위에 걸친 튜닝가능성 및 종래의 듀플렉싱 방식의 지원을 유지하거나 심지어 이들을 강화하는 것에 의해 요약될 수 있다.
전술한 기능성 중 일부는 트랜시버들(1000, 2000, 3000 및 4000)의 활성 송신 단계 동안 사전-등화, 사전-왜곡, 아날로그 자체-간섭 제거 및/또는 디지털 자체-간섭 제거의 파라미터들을 적응시키기에 적절할 수 있고, 트랜시버 자체에 의해 초래되는 자체-간섭을 억제 및/또는 제거하기 위해 보조 송신기(400)가 사용될 수 있는 동안 피드백 수신기(700)는 활성화해제될 수 있는데, 즉, 추가적인 트랜시버로부터 신호를 수신하기 위해 메인 수신기(600)가 사용될 수 있다.
일부 양상들은 장치의 상황에서 설명되었지만, 이러한 양상들은 또한 대응하는 방법의 설명을 표현하는 것이 명백하며, 여기서 블록 또는 디바이스는 방법 단계 또는 방법 단계의 특징에 대응한다. 유사하게, 방법의 상황에서 설명되는 양상들은 또한 대응하는 장치의 블록 또는 아이템 또는 특징의 설명을 표현한다.
특정한 구현 요건들에 따라, 본 발명의 실시예들은 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 구현은, 각각의 방법이 수행되도록 프로그래밍가능 컴퓨터 시스템과 협력하는(또는 협력할 수 있는), 전자적으로 판독가능한 제어 신호들을 저장하는 디지털 저장 매체, 예를 들어, 플로피 디스크, DVD, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 FLASH 메모리를 사용하여 수행될 수 있다.
본 발명에 따른 일부 실시예들은, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나가 수행되도록 프로그래밍가능 컴퓨터 시스템과 협력할 수 있는, 전자적으로 판독가능한 제어 신호들을 갖는 데이터 캐리어를 포함한다.
일반적으로, 본 발명의 실시예들은 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램 물건으로서 구현될 수 있고, 프로그램 코드는, 컴퓨터 프로그램 물건이 컴퓨터 상에서 실행되는 경우 본 방법들 중 하나를 수행하도록 동작한다. 프로그램 코드는 예를 들어, 머신-판독가능 캐리어 상에 저장될 수 있다.
다른 실시예들은, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하기 위한, 머신 판독가능 캐리어 상에 저장되는 컴퓨터 프로그램을 포함한다.
따라서, 달리 말하면, 본 발명의 방법의 일 실시예는, 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행되는 경우, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램이다.
따라서, 창작적 방법들의 추가적인 실시예는, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 포함되고 기록되는 데이터 캐리어(예를 들어, 디지털 저장 매체 또는 컴퓨터 판독가능 매체)이다.
따라서, 창작적 방법의 추가적인 실시예는, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 표현하는 신호들의 시퀀스 또는 데이터 스트림이다. 예를 들어, 신호들의 시퀀스 또는 데이터 스트림은, 예를 들어, 인터넷을 통해, 데이터 통신 접속을 통해 전송되도록 구성될 수 있다.
추가적인 실시예는, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하도록 구성 또는 적응되는 프로세싱 수단, 예를 들어, 컴퓨터 또는 프로그래밍가능 로직 디바이스를 포함한다.
추가적인 실시예는, 본원에서 설명되는 방법들 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램이 설치된 컴퓨터를 포함한다.
일부 실시예들에서, 프로그래밍가능 로직 디바이스(예를 들어, 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이)는 본원에서 설명되는 방법들의 기능들 중 일부 또는 전부를 수행하기 위해 사용될 수 있다. 일부 실시예들에서, 필드 프로그래밍가능 게이트 어레이는, 본원에서 정의되는 방법들 중 하나를 수행하기 위해 마이크로프로세서와 협력할 수 있다. 일반적으로, 방법들은 임의의 하드웨어 장치에 의해 바람직하게 수행된다.
앞서 설명된 실시예들은, 본 발명의 원리들에 대해 단지 예시적이다. 본원에서 설명되는 배열들 및 세부사항들의 변형들 및 변화들이 당업자들에게 자명할 것이 이해된다. 따라서, 본 발명은 후속 특허 청구항들의 범주에 의해서만 제한되며, 본원의 실시예들의 서술 및 설명의 방식으로 제시되는 특정 세부사항들에 의해서는 제한되지 않도록 의도된다.
[참조문헌들]
[1] D. Baharadia, E. McMilin, and S. Katti, "Full duplex radios," in Proceedings of the ACM SIGCOMM 2013 conference on SIGCOMM, ser. SIGCOMM '13. New York, NY, USA: ACM, 2013, pp. 375-386.
[2] D. Bharadia and S. Katti, "Full duplex mimo radios," in 11th USENIX Symposium on Networked Systems Design and Implementation (NSDI l4). Seattle, WA: USENIX Association, Apr. 2014, pp.359-372. [Online]. Available: https://www.usenix.orglconference/nsdi14/technical-sessions/bharadia
[3] O. Sarca, "Single channel full duplex wireless communication," Patent US 2014/00101423 A1, Jan 9,2014.
[4] O. Sarca, "Single channel full duplex wireless communication with enhanced baseband processing," Patent WO 20141097 267 A1, Jun 26, 2014.
[5] E. Everett, M. Duarte, C. Dick, and A. Sabharwal, "Empowering full-duplex wireless communication by exploiting directional diversity," in Signals, Systems and Computers (ASILOMAR), 2011 Conference Record of the Forty Fifth Asilomar Conference on, Nov 201 1, pp. 2002--2006.
[6] E. Everett, A. Sahai, and A. Sabharwal, "Passive self-interference suppression for full-duplex infrastructure nodes," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol. PP, no. 99. pp. 1--15, 2014.
[7] A. Sahai, G. Patel, and A. Sabharwal, "Pushing the limits of full-duplex: Design and real-time implementation," Rice University, Technical report, July 2011.
[8] J. l. Choi, M. Jain, K. Srinivasan, P. Levis, and S. Katti, "Achieving single channel, full duplex wireless communication," in Proceedings of the sixteenth annual international conference on Mobile computing and networking, ser. MobiCom '10. New York, NY, USA: ACM, 2010, pp. 1-12.
[9] J. Mayank, C. Jung, S. Kannan, L. Philip, K. Sachin, and 5. Siddharth, "single channel full duplex wireless communications, " Patent WO 2012/106263 A1, Aug 9, 2012.
[10] M. A. Khojastepour K. Sundaresan, S. Rangarajan, X. Zhang, and S. Barghi, "The case for antenna cancellation for scalable full-duplex wireless communications," in Proceedings of the '10th ACM Workshop on Hot Topics in Networks, ser. HotNets-X. New York, NY USA: ACM, 2011, pp. 17:1-17:6.
[11] M. Jain, J. l. Choi, T. Kim, D. Bharadia, S. Seth, K. Srinivasan, P. Levis, S. Katti, and P. Sinha, "Practical, real-time, full duplex wireless," in Proceedings of the 17th annual international conference on Mobile computing and networking, ser. MobiCom '11. New York, NY USA: ACM, 2011, pp. 301-312.
[12] M. Duarte and A. Sabharwal, "Full-duplex wireless communications using off-the-shelf radios: Feasibility and first results," in Signals, Systems and Computers (ASILOMAR), 2010 Conference Record of the Forty Fourth Asilomar Conference on, 2010, pp. 1558-1562.
[13] M. Duarte, C. Dick, and A. Sabharwal, "Experiment-driven characterization of full-duplex wireless systems, " Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol. 1 1, no. 12, pp. 4296--4307, December 2012.
[14] R. Askar, N. Zarifeh, B. Schubert, W. Keusgen, and T. Kaiser, "l/Q imbalance calibration for higher self-interference cancellation levels in full-duplex wireless transceivers," in 5G for ubiquitous Connectivity (5GU), 2014 1st International Conference on, Nov 2014, pp. 92--97.
[15] R. Askal T. Kaiser, B. Schubert, T. Haustein, and W. Keusgen, "Active self-interference cancellation mechanism for full-duplex wireless transceivers," in Cognitive Radio Oriented Wireless Networks and Communications (CROWNCOM), 2014 9th International Conference on, June 2014, pp. 539-544.
[16] A. Sahai, G. Patel, C. Dick, and A. Sabharwal, "On the impact of phase noise on active cancellation in wireless full-duplex" Vehicular Technology, IEEE Transactions on, vol.62, no. 9, pp. 4494--4510, Nov 2013.
[17] V. Syrjala, M. Valkama, L. Anttila, T. Riihonen, and D. Korpi, "Analysis of oscillator phase-noise effects on self-interference cancellation in full-duplex ofdm radio transceivers," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol. 13, no. 6, pp. 2977-2990, June 2014.
[18] Y. Hua, Y. Ma, P. Liang, and A. Cirik, "Breaking the barrier of transmission noise in full-duplex radio," in Military Communications Conference, MILCOM 2013 - 2013 IEEE, Nov 2013, pp. 1558-1 563.
[19] D. Bharadia, K. R. Joshi, and 5. Katti, "Full duplex backscatter" in Proceedings of the Twelfth ACM Workshop on HotTopics in Networks, ser. HotNets-Xll. New York, NY, USA: ACM, 2013, pp. 4:1-4:7.
[20] B. Radunovic, D. Gunawardena, P. Key, and V. B. G. D. Alexandre Proutiere, Nikhil Singh, "Rethinking indoor wireless: Low powe4 low frequency, full-duplex," Microsoft Research, Technical report MSR-TR-2009-148, 2009.
[21] Kim, J. & Konstantinou, K., "Digital predistortion of wideband signals based on power amplifier model with memory”, Electronics Letters, 2001, 37, 1417-1418.
[22] Zhu, A. & Brazil, T., "An Overview of Volterra Series Based Behavioral Modeling of RF/Microwave Power Amplifiers”, Wireless and Microwave Technology Conference, 2006. WAMICON '06. IEEE Annual, 2006, 1-5.

Claims (32)

  1. 트랜시버로서,
    무선 송신 채널을 인터페이싱하도록 구성되고, 전송 신호(202)를 수신하기 위한 인터페이스(110) 및 수신 신호(106)를 제공하기 위한 인터페이스를 포함하는 안테나 장치(100);
    상기 안테나 장치(100)에 접속되고 디지털 송신 신호(802)에 기초하여 상기 전송 신호(202)를 생성하도록 구성되는 메인 송신기(200);
    상기 전송 신호(202)로부터 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하도록 구성되는 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''');
    디지털 보조 신호(804)에 기초하여 제2 간섭 제거 신호(402)를 생성하도록 구성되는 보조 송신기(400);
    예비 강화 신호(502)를 획득하기 위해 상기 제1 간섭 제거 신호(302) 및 상기 제2 간섭 제거 신호(402)를 사용하여 상기 수신 신호(106)에 대해 간섭 제거를 수행하기 위한 무선 주파수 간섭 제거 스테이지(500);
    상기 예비 강화 신호(502)를 수신하고 디지털 수신 신호(602)를 제공하도록 구성되는 메인 수신기(600);
    제1 동작 모드에서 상기 예비 강화 신호(502)에 기초하여 그리고 제2 동작 모드에서 상기 전송 신호(202)에 기초하여 피드백 신호(702)를 제공하도록 구성되는 피드백 수신기(700); 및
    상기 디지털 수신 신호(602)를 수신하고, 상기 피드백 신호(702)를 수신하고, 입력 정보 신호(806)에 기초하여 상기 디지털 송신 신호(802)를 제공하고, 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 상기 디지털 보조 신호(804)를 제공하도록 구성되는 프로세서(800; 800')를 포함하고,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 보조 신호(804)를 사전-등화하도록 구성되는 선형 사전-등화기(810)를 포함하고;
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 구성되는 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 포함하고;
    상기 프로세서(800; 800')는 강화 수신 신호(808)를 획득하기 위해 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 사용하여 상기 디지털 수신 신호(602)에 대해 디지털 간섭 제거를 수행하도록 구성되는 디지털 간섭 제거 스테이지(830)를 포함하고;
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 제1 동작 모드 및 상기 제2 동작 모드에서 상기 피드백 수신기(700)로부터 수신된 상기 피드백 신호(702)의 평가에 기초하여 상기 아날로그 도메인 필터 (300; 300'; 300''; 300''')를 파라미터화하고, 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 선형 사전-등화기(810)를 파라미터화하도록 구성되는,
    트랜시버.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 수신기(700)는 멀티플렉서(710)를 포함하고, 상기 멀티플렉서는, 상기 예비 강화 신호(502) 및 상기 전송 신호(202)를 수신하고, 상기 제1 동작 모드인 경우 상기 멀티플렉서(710)의 출력(712)에 상기 예비 강화 신호(502)를 제공하고 상기 제2 동작 모드인 경우 상기 출력(712)에 상기 전송 신호(202)를 제공하도록 구성되는,
    트랜시버.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)에 관한 측정치가 결정적이라고 결정하도록 구성되고, 상기 측정치가 임계값보다 크거나 상기 임계값과 동일한 경우 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 상기 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 제어하고, 상기 측정치가 임계값 미만인 경우 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하도록 상기 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 제어하도록 구성되는,
    트랜시버.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 입력 정보 신호(806)와 상기 디지털 수신 신호(602)의 상관에 기초하여 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)에 관한 측정치가 결정적이라고 결정하도록 구성되는,
    트랜시버.
  5. 제1항에 있어서,
    제1 시간 간격 동안, 상기 프로세서(800; 800')는, 상기 메인 송신기(200)에 상기 디지털 송신 신호(802)를 제공하고, 상기 피드백 수신기(700)가 상기 제1 동작 모드에서 동작하도록 상기 피드백 수신기(700)를 제어하도록 구성되고, 상기 프로세서(800; 800')는 상기 선형 사전-등화기(810)의 파라미터를 결정하고 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')를 파라미터화하도록 구성되고;
    제2 시간 간격 동안, 상기 프로세서(800; 800')는, 상기 보조 송신기(400)에 상기 디지털 보조 신호(804)를 제공하고, 상기 피드백 수신기(700)가 상기 제2 동작 모드에서 동작하도록 상기 피드백 수신기(700)를 제어하도록 구성되고, 상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 디지털 송신 신호(802)를 사전-등화하도록 구성되는 추가적인 선형 사전-등화기(835)를 포함하는,
    트랜시버.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')를 파라미터화하도록 구성되는,
    트랜시버.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 수신기(700)는 제3 동작 모드에서 상기 제2 간섭 제거 신호(402)에 기초하여 상기 피드백 신호(702)를 제공하도록 구성되고, 상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 디지털 송신 신호(802)를 사전-등화하도록 구성되는,
    트랜시버.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 수신기(700)는 상기 예비 강화 신호(502) 및 상기 전송 신호(202)를 수신하고, 상기 피드백 수신기의 상기 제1 동작 모드 동안 상기 전송 신호(202)를 제공하지 않으면서 상기 예비 강화 신호(502)를 제공하고, 상기 피드백 수신기의 상기 제2 동작 모드 동안 상기 예비 강화 신호(502)를 제공하지 않으면서 상기 전송 신호(202)를 제공하도록 구성되는 무선 주파수 멀티플렉서(710)를 포함하는,
    트랜시버.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 또는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 디지털 보조 신호(804)를 사전-등화하도록 구성되는 추가적인 선형 사전-등화기(835)를 포함하는,
    트랜시버.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')의 파라미터를 결정하기 위해 상기 피드백 수신기(700)를 사용하고, 상기 트랜시버(1000; 2000; 3000; 4000)와 추가적인 트랜시버(6004) 사이의 활성 송신 단계 동안 상기 피드백 수신기(700)를 활성화해제하도록 구성되는,
    트랜시버.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')는 신호 반전에 기초하여, 감쇠에 기초하여 그리고 위상 조작에 기초하여 상기 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하도록 구성되고, 상기 프로세서(800; 800')는 상기 감쇠 또는 상기 위상 조작의 파라미터를 적응시키도록 구성되는,
    트랜시버.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')는 수신 신호를 감쇠시키도록 구성되는 감쇠 네트워크(320) 및 상기 위상 조작을 획득하기 위해 수신 신호를 지연시키도록 구성되는 지연 네트워크(320) 또는 상기 위상 조작을 획득하기 위해 수신 신호를 위상 시프팅하기 위한 위상 시프터를 포함하는,
    트랜시버.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 메인 수신기(600) 또는 상기 피드백 수신기(700)의 하향 변환 주파수를 조절하거나, 송신 및/또는 수신에 사용되는 트랜시버의 주파수 대역을 조절하기 위해 상기 메인 송신기(200) 또는 상기 보조 송신기(400)의 상향 변환 주파수를 조절하도록 구성되는,
    트랜시버.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 안테나 장치(100)는 상기 전송 신호(202)를 상기 무선 송신 채널에 송신하고 상기 무선 송신 채널로부터 상기 수신 신호(106)를 수신하기 위한 안테나 엘리먼트(120)를 포함하거나, 또는 상기 안테나 장치(100)는 상기 전송 신호(202)를 상기 무선 송신 채널에 송신하도록 구성되는 제1 안테나 엘리먼트(120a)를 포함하고 상기 무선 송신 채널로부터 상기 수신 신호(106)를 수신하도록 구성되는 제2 안테나 엘리먼트(120b)를 포함하는,
    트랜시버.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 안테나 장치(100)는 상기 전송 신호(202)를 제1 편파로 상기 무선 송신 채널에 송신하도록 구성되는 상기 제1 안테나 엘리먼트(120a)를 포함하고, 상기 무선 송신 채널로부터 상기 수신 신호(106)를 제2 편파로 수신하도록 구성되는 상기 제2 안테나 엘리먼트(120b)를 포함하고, 상기 제1 및 제2 편파들은 서로 상이한,
    트랜시버.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 선형 사전-등화기(810)를 파라미터화하도록 추가로 구성되는,
    트랜시버.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 상기 디지털 송신 신호(802) 또는 상기 디지털 보조 신호(804)를 사전-왜곡하도록 구성되는 비선형 사전-왜곡기(825; 845)를 포함하는,
    트랜시버.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 피드백 수신기(700)의 하향 변환기(760)는 상기 메인 트랜시버의 하향 변환기(650)에 비해 더 낮은 하향 변환 주파수에서 동작하도록 구성되는,
    트랜시버.
  19. 제1항에 있어서,
    상기 메인 수신기(600)는 제1 출력에서 제1 하향 변환된 신호의 제1 부분(654)을 제공하고 제2 출력에서 상기 제1 하향 변환된 신호의 제2 부분(652)을 제공하도록 구성되는 제1 디지털 하향 변환기(650)를 포함하고, 상기 제1 부분(654)은 상기 수신 신호(106)의 허수(Q) 부분을 포함하고, 상기 제2 부분(652)은 상기 수신 신호(106)의 실수(I) 부분을 포함하고, 상기 피드백 수신기(700)는 허수부 및 실수부를 포함하는 제2 하향 변환된 신호(762)를 제공하도록 구성되는 제2 하향 변환기(760)를 포함하고, 상기 프로세서(800; 800')는 상기 피드백 신호(702)의 허수부(Q)를 획득하고 상기 피드백 신호(702)의 실수부(I)를 획득하기 위한 디지털 하향 변환기(805)를 포함하는,
    트랜시버.
  20. 제1항에 있어서,
    상기 메인 송신기(200)와 상기 메인 수신기(600) 사이에 배열되는 수동 감쇠 엘리먼트(900)를 더 포함하고, 상기 감쇠 엘리먼트(900)는 상기 수신 신호(106)에 대한 상기 전송 신호(202)의 간섭 영향을 감소시키도록 구성되는,
    트랜시버.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 감쇠 엘리먼트(900)는, 상기 안테나 장치(100)와 상기 메인 송신기(200)를 상호접속시키고 상기 안테나 장치(100)와 상기 메인 수신기(600)를 상호접속시키도록 구성되는 무선 주파수 서큘레이터를 포함하는,
    트랜시버.
  22. 제1항에 있어서,
    상기 트랜시버는 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서 동작하도록 구성되는,
    트랜시버.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 트랜시버는 제3 시간 간격 동안 대역 내 풀-듀플렉스 모드에서 동작하고, 무선 주파수 자체-간섭 제거 및 디지털 자체-간섭 제거를 수행하는 동안 주파수 분할 듀플렉스 모드에서 또는 무선 주파수 자체-간섭 제거 및 디지털 자체-간섭 제거를 수행하는 동안 시간 듀플렉스 모드에서 제4 시간 간격 동안 동작하도록 구성되는,
    트랜시버.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 트랜시버는 상기 제4 시간 간격 동안 상기 주파수 분할 듀플렉스 모드에서 동작하도록 구성되고, 송신 스펙트럼 범위와 수신 스펙트럼 범위 사이의 주파수 갭은 변조된 대역폭의 주파수 범위보다 작거나 그와 동일한,
    트랜시버.
  25. 제22항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')는 교정 스테이지 동안 무선 주파수 자체-간섭 제거 및 디지털 자체-간섭 제거를 조절하고, 상기 트랜시버와 추가적인 트랜시버 사이의 활성 송신 단계 동안 대역 내 풀-듀플렉스 모드로 동작하도록 구성되는,
    트랜시버.
  26. 제1항에 있어서,
    상기 트랜시버는 상기 안테나 장치(100)에 의해 송신되는 무선 전송 신호(102) 및 상기 안테나 장치(110)에 의해 수신되는 수신된 무선 신호(104)의 파장들을 분리시키기 위한 어떠한 다이플렉서-필터 또는 듀플렉스 필터도 포함하지 않는,
    트랜시버.
  27. 시스템(6100)으로서,
    제1항에 따른 트랜시버(1000; 2000; 3000; 4000); 및
    상기 입력 정보 신호(806)를 제공하기 위한 데이터 소스(6002)를 포함하는,
    시스템.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 시스템(6100)은 모바일 통신 디바이스, 고정식 무선 통신 디바이스, 이동식 통신 디바이스 및 휴대용 통신 디바이스 중 하나인,
    시스템.
  29. 송신기의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법으로서,
    송신 무선 채널을 안테나 장치(100)와 인터페이싱시키는 단계;
    메인 송신기(200)를 사용하여 디지털 송신 신호(802)에 기초하여 전송 신호(202)를 생성하는 단계;
    아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')를 사용하여 상기 전송 신호(202)로부터 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하는 단계;
    보조 송신기(400)를 사용하여 디지털 보조 신호(804)에 기초하여 제2 간섭 제거 신호(402)를 생성하는 단계;
    간섭 제거 스테이지를 사용하여, 예비 강화 신호(502)를 획득하기 위해 상기 제1 간섭 제거 신호(302) 및 상기 제2 간섭 제거 신호(402)를 사용하여 수신 신호(106)에 대해 무선 주파수 간섭 제거를 수행하는 단계;
    메인 송신기(600)를 사용하여 상기 예비 강화 신호(502)를 수신하고 디지털 수신 신호(602)를 제공하는 단계;
    피드백 수신기(700)를 사용하여, 제1 동작 모드에서 상기 예비 강화 신호(502)에 기초하여 그리고 제2 동작 모드에서 상기 전송 신호(202)에 기초하여 피드백 신호(702)를 제공하는 단계;
    프로세서(800; 800')를 사용하여, 상기 피드백 신호(702)를 수신하고, 입력 정보 신호(806)에 기초하여 상기 디지털 송신 신호(802)를 제공하고, 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 상기 디지털 보조 신호(804)를 제공하는 단계; 및
    선형 사전-등화기를 사용하여 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 보조 신호(804)를 사전-등화하는 단계;
    상기 프로세서(800; 800')의 디지털 자체-간섭 제거기(820)를 사용하여 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하는 단계;
    강화 수신 신호(808)를 획득하기 위해, 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 사용하고 상기 프로세서(800; 800')의 디지털 간섭 제거 스테이지(830)를 사용하여 상기 디지털 수신 신호(602)에 대해 디지털 간섭 제거를 수행하는 단계;
    상기 프로세서(800; 800')를 사용하여 상기 제1 동작 모드 및 상기 제2 동작 모드에서 상기 피드백 수신기(700)로부터 수신된 상기 피드백 신호(702)의 평가에 기초하여 상기 아날로그 도메인 필터 (300; 300'; 300''; 300''')를 파라미터화하고, 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 선형 사전-등화기를 파라미터화하는 단계를 포함하는,
    방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')를 사용하여 상기 전송 신호(202)로부터 상기 제1 간섭 제거 신호(302)를 생성하는 단계는 상기 전송 신호(202)를 상기 아날로그 도메인 필터(300; 300'; 300''; 300''')에 제공하는 단계 및 일시적 강화 신호에서 결정된 상기 전송 신호(202)의 간섭에 기초하여 감쇠 네트워크의 파라미터를 적응시키는 단계를 포함하는,
    방법.
  31. 제29항에 있어서,
    상기 프로세서(800; 800')를 사용하여 상기 자체-간섭이 필수적인 결정요인인지 여부를 평가하는 단계(7090); 및
    상기 자체-간섭 특성이 필수적인 결정요인일 때 상기 입력 정보 신호(806)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하는 단계(7100) 또는 상기 자체-간섭 특성이 필수적인 결정요인이 아닌 경우 상기 피드백 신호(702)에 기초하여 그리고 상기 디지털 수신 신호(602)에 기초하여 상기 디지털 간섭 제거 신호(822)를 결정하는 단계(7520)를 더 포함하는,
    방법.
  32. 컴퓨터 프로그램이 저장된 컴퓨터 판독 가능 저장 매체로서,
    상기 컴퓨터 프로그램은, 컴퓨터 상에서 실행될 때 제29항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는,
    컴퓨터 판독 가능 저장 매체.
KR1020187004255A 2015-07-15 2015-07-15 트랜시버 및 트랜시버의 자체-간섭을 감소시키기 위한 방법 KR102081620B1 (ko)

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Families Citing this family (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9763104B2 (en) 2012-05-13 2017-09-12 Amir Keyvan Khandani Distributed collaborative signaling in full duplex wireless transceivers
US10177896B2 (en) * 2013-05-13 2019-01-08 Amir Keyvan Khandani Methods for training of full-duplex wireless systems
US9860052B2 (en) * 2015-07-30 2018-01-02 National Instruments Corporation Digital predistortion for full-duplex radio
US10432250B2 (en) * 2016-09-13 2019-10-01 Electronics And Telecommunications Research Institute Method for cancelling self-interference of in-band full-duplex multiple-input multiple-output wireless communication
US10305706B2 (en) * 2017-03-01 2019-05-28 Capacicom Ltd. Synchronized interference suppression in frequency domain
EP3635889A1 (en) 2017-06-06 2020-04-15 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Radio frequency communication and jamming device and method for physically secured friendly radio frequency communication and for jamming hostile radio frequency communication
EP3646490A1 (en) 2017-06-26 2020-05-06 Fraunhofer Gesellschaft zur Förderung der Angewand Apparatus and method for use in a characterization of a wireless communication component/system/network, system for characterizing a wireless communication component/system/network and wireless communication component and method for characterizing a wireless communication component using a determination of perturbation
WO2019002225A1 (en) 2017-06-26 2019-01-03 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. APPARATUS AND METHOD FOR USE IN CHARACTERIZING A WIRELESS COMMUNICATION COMPONENT / SYSTEM / NETWORK, AND MEASURING SYSTEM EMPLOYED TO CHARACTERIZE A SUB-TEST ENTITY THAT CAN BE USED TO COMPENSATE FOR CHANGES IN A MEASURING ENVIRONMENT BEFORE THAT THEY DO NOT AFFECT A MEASUREMENT OF THE ENTITY UNDER TEST
CN109274399B (zh) * 2017-07-17 2020-03-06 瑞昱半导体股份有限公司 无线通信装置
CN107231168B (zh) * 2017-08-11 2019-10-01 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） 一种自干扰信号的消除装置及消除方法
FR3071687A1 (fr) * 2017-09-27 2019-03-29 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Dispositif et procede de reduction du signal d'auto-interference dans un systeme de communication bidirectionnel simultane
JP7378414B2 (ja) * 2018-03-19 2023-11-13 ピヴォタル コムウェア インコーポレイテッド 物理的障壁を通じた無線信号の通信
CN111527706A (zh) * 2018-03-30 2020-08-11 英特尔Ip公司 具有共用天线的智能运输系统(its)无线电台在同一频率带中的同时操作
WO2020078551A1 (en) 2018-10-17 2020-04-23 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Punctured information for flexible/full duplex communication
US10903866B1 (en) * 2018-12-18 2021-01-26 ZaiNar, Inc. System for generating accurate reference signals for time-of-arrival based time synchronization
WO2020133164A1 (zh) * 2018-12-28 2020-07-02 Oppo广东移动通信有限公司 无线通信方法、终端设备和网络设备
US10522897B1 (en) 2019-02-05 2019-12-31 Pivotal Commware, Inc. Thermal compensation for a holographic beam forming antenna
US10468767B1 (en) 2019-02-20 2019-11-05 Pivotal Commware, Inc. Switchable patch antenna
US10797739B1 (en) * 2019-03-11 2020-10-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Nonlinear self-interference cancellation with sampling rate mismatch
US10985951B2 (en) 2019-03-15 2021-04-20 The Research Foundation for the State University Integrating Volterra series model and deep neural networks to equalize nonlinear power amplifiers
US11431367B2 (en) * 2019-06-28 2022-08-30 Indian Institute Of Technology, Bombay System for cancelling interference in a full-duplex wireline communication link
US10944541B2 (en) * 2019-08-30 2021-03-09 Intel Corporation LO frequency generation using resonator
WO2021062758A1 (zh) * 2019-09-30 2021-04-08 华为技术有限公司 用于多输入多输出mimo通信的装置及系统
US11375362B2 (en) * 2019-10-17 2022-06-28 Qualcomm Incorporated Indicating user equipment capability for a communication feature with both frequency range and duplex mode differentiation
EP4091252A1 (en) * 2020-01-15 2022-11-23 Qualcomm Incorporated Duplex-mode remediation for self interference
EP4107864A1 (en) * 2020-02-19 2022-12-28 CommScope Technologies LLC Systems and methods for digital interference cancellation
USD950176S1 (en) * 2020-02-27 2022-04-26 Lg Electronics Inc. Nozzle for vacuum cleaner
CN113411092A (zh) * 2020-02-29 2021-09-17 华为技术有限公司 一种反射通信信号功率确定方法、装置及通信系统
US11502708B2 (en) * 2020-04-15 2022-11-15 Qualcomm Incorporated Digital pre-distorter training
US11770473B2 (en) * 2020-05-01 2023-09-26 Qualcomm Incorporated Avoid and react to sudden possibility of damage to receiver in self-interference measurement
TWI753437B (zh) * 2020-05-22 2022-01-21 四零四科技股份有限公司 接收裝置和動態調整接收信號之衰減值之方法
JP2023527384A (ja) 2020-05-27 2023-06-28 ピヴォタル コムウェア インコーポレイテッド ５ｇワイヤレスネットワーク用ｒｆ信号リピータデバイスの管理方法
US20220029774A1 (en) * 2020-07-27 2022-01-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Self-interference cancellation in frequency division duplexing system
US11026055B1 (en) 2020-08-03 2021-06-01 Pivotal Commware, Inc. Wireless communication network management for user devices based on real time mapping
US11695445B2 (en) * 2020-08-06 2023-07-04 Samsung Electronics Co., Ltd. Equalizer assisted polynomial based linearity enhancement and self-interference canceler
US11245430B1 (en) * 2020-08-14 2022-02-08 Apple Inc. Wireless transmitters having self-interference cancellation circuitry
WO2022056024A1 (en) 2020-09-08 2022-03-17 Pivotal Commware, Inc. Installation and activation of rf communication devices for wireless networks
US11456901B2 (en) 2020-09-25 2022-09-27 Cypress Semiconductor Corporation Transmit spur detection and mitigation for wireless communications devices
US11424900B2 (en) 2020-10-07 2022-08-23 Apple Inc. Leakage and noise cancelling for double balanced duplexers
US11726166B2 (en) * 2020-11-18 2023-08-15 Kabushiki Kaislia Toshiba Dual polar full duplex radar transceiver
KR20220103322A (ko) * 2021-01-15 2022-07-22 삼성전자주식회사 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법 및 장치
US11843955B2 (en) 2021-01-15 2023-12-12 Pivotal Commware, Inc. Installation of repeaters for a millimeter wave communications network
CA3209376A1 (en) 2021-01-26 2022-08-04 Eric James Black Smart repeater systems
CN112910493B (zh) * 2021-02-01 2023-03-24 维沃移动通信有限公司 天线系统及电子设备
CN114944846B (zh) * 2021-02-10 2023-12-12 海能达通信股份有限公司 一种射频收发装置、方法和电子设备
CA3224854A1 (en) 2021-07-07 2023-01-12 Pivotal Commware, Inc. Multipath repeater systems
US11563455B1 (en) * 2021-12-14 2023-01-24 Psemi Corporation Power spectral density power detector
CN116346151A (zh) * 2021-12-15 2023-06-27 中兴通讯股份有限公司 通信收发器、信号收发方法、电子设备及存储介质
TWI801126B (zh) * 2022-02-09 2023-05-01 瑞昱半導體股份有限公司 通訊裝置以及用於補償通訊裝置的頻率響應失真的方法
US11937199B2 (en) 2022-04-18 2024-03-19 Pivotal Commware, Inc. Time-division-duplex repeaters with global navigation satellite system timing recovery
US20230379205A1 (en) * 2022-05-18 2023-11-23 Steven Earl Wimbrow System, method, apparatus, and computer program product for providing adaptive wireless noise cancellation
WO2024074852A1 (en) * 2022-10-07 2024-04-11 Argo Semiconductors SA Analog front end for massive multiple input, multiple output (mmimo) communication systems
WO2024154953A1 (ko) * 2023-01-20 2024-07-25 삼성전자 주식회사 트랜시버의 전기적인 특성을 제어하는 장치 및 방법
CN117240382B (zh) * 2023-08-29 2024-07-26 中国人民解放军国防科技大学 一种主动抗饱和频谱感知接收系统及方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130155913A1 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Redline Communications Inc. Single channel full duplex wireless communication

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6473133B1 (en) * 1999-05-14 2002-10-29 Harris Corporation Broadcast transmission system with correction for distortion caused by amplifying and signal conditioning components at a different rate
US7173966B2 (en) * 2001-08-31 2007-02-06 Broadband Physics, Inc. Compensation for non-linear distortion in a modem receiver
JP4832087B2 (ja) * 2005-01-26 2011-12-07 パナソニック株式会社 無線基地局装置及び端末装置
KR20070012093A (ko) * 2005-07-22 2007-01-25 엘지전자 주식회사 이동통신 단말기의 단일톤 둔감도 개선 장치 및 그 방법
JP4242397B2 (ja) * 2006-05-29 2009-03-25 国立大学法人東京工業大学 無線通信装置及び無線通信方法
US8290100B2 (en) * 2006-08-08 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Interference detection and mitigation
CN101529729A (zh) * 2006-10-17 2009-09-09 交互数字技术公司 具有用于移除由发射机生成的噪声的混合型自适应干扰消除器的收发信机
JP5142542B2 (ja) * 2007-02-02 2013-02-13 株式会社東芝 歪み補償装置
US7916672B2 (en) * 2008-01-22 2011-03-29 Texas Instruments Incorporated RF processor having internal calibration mode
US8306480B2 (en) * 2008-01-22 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for transmission interference cancellation in full duplex transceiver
CN101420246B (zh) * 2008-11-21 2013-09-11 华为技术有限公司 一种收发信机抵消发射干扰的方法、设备及收发信机
US9887728B2 (en) 2011-02-03 2018-02-06 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Single channel full duplex wireless communications
WO2012176311A1 (ja) 2011-06-23 2012-12-27 富士通株式会社 処理装置および管理ボード
JP5658127B2 (ja) * 2011-11-18 2015-01-21 日本電信電話株式会社 無線通信装置、無線通信方法及び無線通信プログラム
JP5907795B2 (ja) * 2011-12-19 2016-04-26 三菱電機株式会社 送受信モジュール
CN103200140B (zh) * 2012-01-06 2016-05-11 微思泰（北京）信息技术有限公司 一种基于预均衡的干扰消除系统及方法
US8890619B2 (en) * 2012-08-02 2014-11-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) PIM compensation in a receiver
WO2014097267A1 (en) 2012-12-21 2014-06-26 Redline Communications Inc. Single channel full duplex wireless communication with enhanced baseband processing
KR101488159B1 (ko) * 2013-05-06 2015-02-02 삼성탈레스 주식회사 중계 기능을 겸비한 이동 단말 및 그 중계 방법
CN103297069B (zh) * 2013-05-08 2015-05-20 北京工业大学 一种全双工无线电射频干扰删除装置与方法
CN104168234B (zh) * 2013-05-16 2018-04-10 中兴通讯股份有限公司 一种无线通讯系统的信号抵消方法及装置
US9054795B2 (en) * 2013-08-14 2015-06-09 Kumu Networks, Inc. Systems and methods for phase noise mitigation
EP3155726B1 (en) * 2014-06-10 2018-03-14 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Active cancellation of transmitter leakage in a radio receiver

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130155913A1 (en) 2011-12-14 2013-06-20 Redline Communications Inc. Single channel full duplex wireless communication

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
R. Askar. et. al., "l/Q imbalance calibration for higher self-interference cancellation levels in full-duplex wireless transceivers," 1st Int. Conf. on 5G for Ubiquitous Connectivity, 2014

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017008851A1 (en) 2017-01-19
CN108028673B (zh) 2020-03-10
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KR20180030120A (ko) 2018-03-21
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JP6487109B2 (ja) 2019-03-20
US10291384B2 (en) 2019-05-14
JP2018524941A (ja) 2018-08-30
US20180131502A1 (en) 2018-05-10

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Kaiser et al. General Principles and Basic Algorithms for Full‐duplex Transmission
Ahmed et al. Interference at colocated base stations: A review
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Askar et al. Full-Duplex

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