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KR101387279B1 - 전력변환장치 - Google Patents

전력변환장치 Download PDF

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KR101387279B1
KR101387279B1 KR1020117030844A KR20117030844A KR101387279B1 KR 101387279 B1 KR101387279 B1 KR 101387279B1 KR 1020117030844 A KR1020117030844 A KR 1020117030844A KR 20117030844 A KR20117030844 A KR 20117030844A KR 101387279 B1 KR101387279 B1 KR 101387279B1
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voltage
switching
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voltage drop
output
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모리미쯔 세끼모또
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다이킨 고교 가부시키가이샤
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Publication date
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Abstract

전력변환장치에 있어서, 역 도통이 가능한 복수의 스위칭소자(Sp, Sn)를 가진 전력변환부(4)(예를 들어 인버터회로)와, 전력변환부(4)의 출력전압에 따라 각 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 시간을 정하여 각 스위칭소자(Sp, Sn)를 스위칭하는 제어부(10)를 배치한다. 그리고 제어부(10)에 의해, 전력변환부(4)에 동기 정류를 수행시킴과 동시에, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하에 따라, 상기 온 시간을 보정한다.

Description

전력변환장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은, 복수의 스위칭소자를 가진 전력변환부를 구비한 전력변환장치에 관한 것이다.
종래, 복수의 스위칭소자를 갖는 인버터회로와, 이 스위칭소자의 구동을 제어하는 스위칭제어부를 구비한 전력변환장치가 알려져 있다. 이와 같은 전력변환장치는, 예를 들어 모터의 회전수나 토크를 제어할 필요가 있는 가전제품 기기나 산업기기 등에 널리 이용되고 있다.
그런데 상기 전력변환장치에서는, 일반적으로 스위칭소자에 대하여 역병렬로 환류 다이오드가 접속되어 있다. 이들 스위칭소자나 환류 다이오드로 전류가 흐를 때의 온 전압 강하에 의해, 실제의 출력전압은 전압지령에 대하여 오차가 발생한다. 그 결과, 출력전류나 토크에 왜곡이 발생하게 된다.
이에 대하여, 예를 들어 특허문헌 1과 같이 디바이스의 온 전압 강하를 고려하여 인버터의 전압지령을 결정하는 방법 등이 생각되고 있다. 여기서, 이 특허문헌 1에서는, 인버터회로 내에서 직렬로 접속되는 한 쌍의 스위칭소자가 동시에 온 되지 않도록 설정되는 데드타임(dead time)의 영향도 고려하여 상기 온 전압 강하를 보상하도록 하였다.
[선행기술문헌]
[특허문헌]
특허문헌 1 : 일본 특허공개 2004-64948호 공보
그런데, 전술한 바와 같이 일반적인 인버터회로에서는, 각 스위칭소자에 대하여 역병렬로 환류 다이오드가 접속되므로, 이들 디바이스로 전류가 흐르는 타이밍이나 전류량은, 듀티비나 전류의 극성, 디바이스의 특성 등에 따라 변화한다. 따라서 온 전압 강하의 보상을 정밀도 좋게 수행하기 위해서는, 이들 여러 조건을 고려하여 각 디바이스에서 온 전압 강하를 구할 필요가 있어, 제어가 매우 복잡해져 버린다.
본 발명은 이러한 점에 감안하여 이루어진 것으로, 그 목적으로 하는 바는, 복수의 스위칭소자를 가진 전력변환부를 구비한 전력변환장치에 있어서, 디바이스의 온 전압 강하를 출력전압 등에 대하여 보상할 시에 정밀도 좋게 또 용이하게 보상할 수 있는 구성을 얻는 데 있다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 제 1 발명은, 역 도통이 가능한 복수의 스위칭소자(Sp, Sn)를 가진 전력변환부(4)와, 상기 전력변환부(4)의 출력전압에 따라 각 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 시간을 정하여 각 스위칭소자(Sp, Sn)를 스위칭하는 제어부(10)를 구비하며, 상기 제어부(10)는, 상기 전력변환부(4)에 동기 정류를 실행시킴과 동시에, 상기 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하에 따라 상기 온 시간을 보정하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 스위칭소자(Sp, Sn)로 역방향 전류를 흐르게 할 수 있으므로, 인버터회로(4) 내에서 발생하는 디바이스의 온 전압 강하는, 이 스위칭소자(Sp, Sn)에서 발생하는 온 전압 강하만이 된다. 따라서 인버터회로(4) 내의 온 전압 강하를 용이하게 구할 수 있으며, 출력전압 등에 대하여 온 전압 강하의 보상을 용이하게 수행할 수 있다. 그리고 온 시간이, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하가 고려되어 보정되므로, 인버터회로(4)의 출력전압은 온 전압 강하분의 오차를 저감할 수 있다. 따라서 인버터회로(4)의 출력전압에 대하여 상기 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분을 보상하여, 원하는 전압을 출력하는 것이 가능해진다.
또 제 2 발명은, 제 1 발명의 전력변환장치에 있어서, 상기 스위칭소자(Sp, Sn)는 유니폴라 소자로 이루어지는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 역 도통이 가능한 스위칭소자(Sp, Sn)를 용이하게 구성하는 것이 가능해진다.
또한 제 3 발명은, 제 1 또는 제 2 발명의 전력변환장치에 있어서, 각각의 스위칭소자(Sp, Sn)는 와이드밴드갭 반도체에 의해 형성되는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서는, 와이드밴드갭 반도체로 이루어지는 스위칭소자의 내부에 기생 다이오드가 형성되는 경우라도, 다이오드의 턴온 전압(turn-on voltage)은 Si으로 이루어지는 스위칭소자 내 기생 다이오드의 턴온 전압에 비해 커진다. 이에 따라, Si으로 이루어지는 스위칭소자로 전력변환장치를 구성한 경우에 비해, 스위칭소자(Sp, Sn)로만 흐르게 할 수 있는 전류의 범위가 확대된다.
또 제 4 발명은, 제 1에서 제 3 발명의 전력변환장치 중 어느 하나에 있어서, 상기 제어부(10)는, 상기 전력변환부(4)의 출력전류와, 이 출력전류에 따른 상기 온 전압 강하를 대응시킨 테이블에 기초하여, 상기 보정을 실행하는 것을 특징으로 한다.
이 구성에서 온 전압 강하는, 스위칭소자(Sp, Sn)로 흐르는 전류의 크기에 따라 보정량을 설정하는 것이 가능해진다.
제 1 발명에 의하면, 온 전압 강하분의 오차를 저감할 수 있으므로, 출력전압 등에 대한 온 전압 강하의 보상을 정밀도 좋게 또 용이하게 수행하는 것이 가능해진다.
또 제 2 발명에 의하면, 상기 발명의 구성을 용이하게 실현하여, 온 전압 강하의 보상을 정밀도 좋게 또 용이하게 수행하는 것이 가능해진다.
또한 제 3 발명에 의하면, 스위칭소자(Sp, Sn)로만 흐르게 할 수 있는 전류의 범위가 확대되므로, 보상할 수 있는 출력전류의 범위가 확대된다.
또 제 4 발명에 의하면, 온 전압 강하가 스위칭소자(Sp, Sn)로 흐르는 전류의 크기에 의존하는 경우에 출력전압의 보정을 정밀도 좋게 수행하는 것이 가능해진다.
도 1은 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 전력변환장치의 개략구성을 나타내는 도.
도 2는 인버터회로 내의 1조의 상하 암의 동작을 나타내는 도.
도 3은 전압지령에 대한 온 신호의 파형 및 출력전압의 파형을 나타내는 타이밍도.
도 4는 Si-MOSFET의 기생 다이오드와 SiC-MOSFET의 기생 다이오드와의 턴온 전압 차를 모식적으로 나타내는 도.
이하, 본 발명의 실시형태를 도면에 기초하여 상세하게 설명한다. 그리고 이하의 바람직한 실시형태의 설명은 본질적으로 예시에 지나지 않으며, 본 발명, 그 적용물 또는 그 용도의 제한을 의도하는 것은 아니다.
<<제 1 실시형태>>
-전력변환장치의 전체 구성-
도 1에 본 발명의 제 1 실시형태에 관한 전력변환장치(1)를 나타낸다. 이 전력변환장치(1)는 컨버터회로(2)와 콘덴서회로(3)와 인버터회로(4)를 구비한다. 그리고 상기 전력변환장치(1)는, 예를 들어 공기조화장치의 냉매회로에 배치된 압축기의 전동기(5)(이하, 모터라고도 함)를 구동시키기 위하여 이용된다. 여기서 공기조화장치의 냉매회로는 특별히 도시하지 않으나, 압축기와 응축기와 팽창기구와 증발기가 폐회로를 구성하도록 접속되어 이루어지며, 냉매가 순환하여 증기압축식 냉동사이클을 수행하도록 구성된다. 이 냉매회로에 의해, 냉방운전에서는 증발기에서 냉각된 공기가 실내로 공급되며, 난방운전에서는 응축기에서 가열된 공기가 실내로 공급된다.
상기 컨버터회로(2)는 복수의 다이오드(2a)를 구비하며, 상용전원(6)으로부터 출력되는 교류전력을 정류하도록 구성된다. 특별히 도시하지 않으나 상기 컨버터회로(2)는, 복수(예를 들어 3상교류이면 6개)의 다이오드(2a)가 브리지 형상으로 접속되어 정류회로를 구성한다. 그리고 본 실시형태에서는 상기 컨버터회로(2)를 복수의 다이오드(2a)에 의해 구성하나, 이에 한정되는 것은 아니며, 스위칭소자에 의해 구성하고 교류전력을 직류전력으로 정류하도록 이 스위칭소자를 제어해도 된다.
상기 콘덴서회로(3)는, 상기 컨버터회로(2)의 출력측에 병렬로 접속되는 콘덴서(3a)를 구비한다. 이 콘덴서회로(3)를 설치함으로써, 상기 컨버터회로(2)에서 정류된 전압을 평활화할 수 있다. 이로써, 상기 인버터회로(4)측으로 직류전력을 안정되게 공급할 수 있다.
상기 인버터회로(4)는 상기 컨버터회로(2)에 대하여 상기 콘덴서회로(3)와 함께 병렬로 접속된다. 이 인버터회로(4)는, 복수(예를 들어 3상 교류이면 6개)의 스위칭소자(S)가 브리지결선 되어 이루어진다. 즉, 특별히 도시하지 않으나, 상기 인버터회로(4)는 2개의 스위칭소자(S, S)를 서로 직렬 접속하여 이루어지는 3개의 스위칭 레그가 병렬로 접속된다. 인버터회로(4)는, 이들 스위칭소자(S)의 온/오프 동작에 의해 직류전압을 교류전압으로 변환하여 모터(5)로 공급한다.
상기 스위칭소자(S)는 MOSFET나 JFET 등의 유니폴라 소자이며, SiC나 GaN 등의 와이드밴드갭 반도체로 이루어진다. 또 상기 스위칭소자(S)는 역방향으로도 도통 가능하게 구성된다.
여기서, 본 실시형태에서는 상기 각 스위칭소자(S)에 대하여 다이오드(D)가 역병렬로 접속되며, 이 스위칭소자(S)와 다이오드(D)에 의해 스위칭부(4a)가 구성된다. 또 본 실시형태에서는, 상기 다이오드(D)는 이 스위칭소자(S)를 구성하는 칩 내에 형성되는 기생 다이오드에 의해 구성된다.
또 상기 전력변환장치(1)는 스위칭 제어부(11)와 인버터 제어부(15)를 구비한다. 스위칭 제어부(11)는, 상기 인버터 회로(4)의 각 스위칭소자(S)에 대하여 소정의 타이밍으로 온 신호(Gp, Gn)(게이트 구동신호)를 출력한다. 또한 인버터 제어부(15)는, 이 스위칭 제어부(11)에 대하여 전압지령(Vo*)(지령신호)을 출력한다. 즉, 상기 인버터회로(4)의 각 스위칭소자(S)는, 인버터 제어부(15)로부터 출력되는 전압지령(Vo*)에 기초하여 온/오프 동작을 수행하도록 구성된다. 그리고 이 전압지령은, 도 3에 나타내는 바와 같이, 캐리어주기의 단위시간(T)에 대하여 소정의 출력기간(Ton)으로 온 되는 신호 파형을 갖는다(도 3의 경우, 특별히 도시하지 않으나, 캐리어주기의 단위시간(T)당 평균전압은 V*가 된다. 이하, 이 V*를 단지 전압지령(Vo*)의 평균전압이라 부른다).
상기 스위칭 제어부(11)와 인버터 제어부(15)는 제어부(10)를 구성한다. 이 제어부(10)는 본 발명의 제어부 일부이다.
상기 스위칭 제어부(11)는, 상기 인버터 제어부(15)로부터 출력되는 전압지령(Vo*)에 기초하여, 각 스위칭소자(S)에 대하여 온 신호(Gp, Gn)를 출력하는 타이밍을 결정하도록 구성된다. 이 스위칭 제어부(11)는, 직렬로 접속된 2개의 스위칭소자(S, S) 중 어느 한쪽만 온 되도록, 이 2개의 스위칭 소자(S, S)에 대하여 온 신호(Gp, Gn)를 출력한다. 즉, 상기 스위칭 제어부(11)는, 2개의 스위칭소자(S, S)에 대하여, 상기 전압지령(Vo*)에 따른 온 출력 설정시간(Tp*)을 설정한다. 여기서, 본래, 상기 스위칭 제어부(11)는 상기 2개의 스위칭소자(S, S) 모두가 오프상태로 되는 데드타임(dead time)을 설정하도록 구성되나, 본 실시형태에서는 설명을 간략화하기 위하여 데드타임에 대해서는 무시하기로 한다. 즉, 2개의 스위칭소자(S, S) 모두 오프상태로 되는 데드타임 기간에는, 스위칭소자(S)에 역병렬로 접속된 다이오드(D)로 전류가 흐르고, 이 다이오드(D)에 의한 온 전압 강하가 발생하지만, 이 기간은 매우 단시간이며, 다이오드(D)의 온 전압 강하에 의한 영향은 거의 없으므로, 여기서는 데드타임을 무시한다.
상기 인버터 제어부(15)는, 인버터회로(4)에 의해 구동되는 전동기(5)에 대한 부하의 요구나, 상기 전동기(5)를 회전자의 회전위치를 검출하는 일없이 제어하기 위하여 필요한 정보(인버터회로(4)의 출력전류(i)나 직류전압(Vdc), 온 설정시간(Tp*)) 등을 신호로서 수신하고, 이들 신호에 기초하여 상기 스위칭 제어부(11)로 전압지령(Vo*)을 출력하도록 구성된다. 또 이 인버터 제어부(15)는, 스위칭소자(S)의 온 전압 강하를 고려하여 상기 전압지령(Vo*)을 보정하도록 구성된다.
여기서 상기 인버터 제어부(15)는, 상기 전동기(5) 회전자의 회전위치를 센서리스로 검출하기 위하여 필요한 출력전압 연산값(V`)을 계산하는 출력전압 연산부(16)를 구비한다. 이 출력전압 연산부(16)에서는, 전압지령(Vo*)으로부터 정해지는 온 신호의 출력기간(Ton)(이하, 온 시간이라고도 함)에 의해 설정되는 온 출력 설정시간(Tp*)과, 캐리어주기의 단위시간(T)을 이용하여, Tp*/T×Vdc에 의해 출력전압 연산값(V`)을 산출하도록 구성된다. 여기서 이 출력전압 연산값(V`)은 캐리어주기(T)당 평균전압이며, 검출값이고 또 순시값인 출력전압(Vo)과는 다르다.
또 상기 인버터 제어부(15)는, 직렬로 접속된 2개의 스위칭소자(S, S) 중 한쪽 스위칭소자(S)에 역병렬로 접속된 다이오드(D)로 전류가 흐를 시에, 이 스위칭소자(S)에 대하여 온 신호를 출력하여 온상태로 하도록 구성된다. 즉, 이 전력변환장치(1)에서는 동기정류를 실행한다. 이와 같은 스위칭 제어를 실행함으로써, 스위칭소자(S) 쪽으로 역방향 전류를 흐르게 할 수 있으므로, 다이오드(D) 쪽으로 역방향 전류를 흐르게 하는 경우에 비해 손실을 저감할 수 있다.
-온 전압 보상-
다음은 인버터회로(4)의 출력전압에 대한 온 전압 강하의 보상(온 전압 보상)에 대하여 설명한다. 그리고 이하의 설명에서는 설명을 간략화하기 위하여, 도 2에 나타내는 바와 같이 직류전원으로서의 콘덴서(3a)와, 직렬로 접속된 2개의 스위칭소자로 이루어지는 회로를 이용하여 설명한다. 또 2개의 스위칭소자를 구별하기 위하여, 이하의 설명에서 각 스위칭소자의 부호는 Sp, Sn으로 한다.
여기서, 상기 도 2에 나타내는 회로에서는, 직렬로 접속된 스위칭소자(Sp, Sn)에 대하여 각각 역병렬로 다이오드(Dp, Dn)가 접속된다. 스위칭소자(Sp, Sn)와 다이오드(Dp, Dn)에 의해 각각 스위칭부(4a, 4a)가 구성된다. 그리고 이들 스위칭부(4a, 4a)의 중간점이, 도시하지 않은 부하에 접속된다. 또 상기 도 2 중에서 부호(gp, gn)는 각각 스위칭소자(Sp, Sn)의 게이트단자를 나타낸다.
상기 도 2의 회로에서, 상기 인버터 제어부(15)로부터, 도 3에 나타내는 바와 같은 전압지령(Vo*)이 상기 스위칭 제어부(11)로 입력되면, 이 스위칭 제어부(11)에서는, 스위칭소자(Sp, Sn)에 대하여 이 전압지령(Vo*)에 따른 온 신호(Gp, Gn)(게이트 구동신호)를 출력한다. 이와 같은 온 신호(Gp)를 스위칭소자(Sp)에 대하여 입력하여 이 스위칭소자(Sp)를 온으로 하면, 예를 들어 상기 도 2의 회로에서 출력전류(i)가 부하 쪽으로 흐르는 경우(이 경우를 i＞0으로 함)에는 이 스위칭소자(Sp)로 전류가 흐르므로, 출력전압(Vo)(하측 암의 스위칭소자(Sn)의 피 제어단자간의 전압에 상당함)은, 콘덴서(3a)의 전압(Vdc)으로부터 이 스위칭소자(Sp)의 온 전압 강하분(Vs)을 뺀 Vdc－Vs가 된다. 한편, 스위칭소자(Sp)를 오프로 하고 하측 암의 스위칭소자(Sn)를 온으로 하면, 이 스위칭소자(Sn)로 역방향 전류가 흐르므로, 상기 출력전압(Vo)은 이 스위칭소자(Sn)의 온 전압 강하분에 상당한 －Vs가 된다.
여기서 스위칭소자(Sp, Sn)의 피 제어단자간이란, 제어단자(예를 들어 게이트단자)에 의해 전류의 도통 및 비도통이 전환되는 스위칭소자(Sp, Sn)의 양 단자간(예를 들어 MOSFET에서는 드레인-소스간)을 의미한다.
한편, i＜0일 경우(출력전류(i)가 상기 도 2의 회로 내로 흘러들 경우)에는, 상측 암의 스위칭소자(Sp)를 온으로 하면, 이 스위칭소자(Sp)로 역방향 전류가 흘러 온 전압 강하가 발생하므로, 출력전압(Vo)은 Vdc＋Vs가 된다. 또 하측 암의 스위칭소자(Sn)를 온으로 하면, 이 스위칭소자(Sn)로 순방향 전류가 흐르므로, 출력전압(Vo)은 이 스위칭소자(Sn)의 온 전압 강하분인 Vs가 된다.
이와 같이 다이오드(Dn)로 전류가 흐르는 타이밍에서, 이 다이오드(Dn)보다 도통 시의 손실이 적은 스위칭소자(Sn) 쪽으로 전류를 흐르게 하는 제어를 실행함으로써, 인버터회로(4)의 손실저감을 도모할 수 있다.
그리고 전술한 바와 같이, 듀티비나 전류 극성에 상관없이, 인버터회로(4) 내의 스위칭소자(Sp, Sn)로만 전류를 흐르게 함으로써, 도 3에 나타내는 바와 같이, 출력전압(Vo)에 있어서 디바이스의 온 전압 강하분은, 상기 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)만이 된다.
즉, 하기 식에 나타내는 바와 같이, 실제의 출력전압에서 캐리어주기의 단위시간(T)당 전압(V)(이하, 단지 평균 출력전압(V)이라 함.)은, 전압지령(Vo*)의 평균전압에 대하여, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)만큼 오차가 생긴다. 단, 전술한 바와 같이 평균 출력전압(V)에 대한 데드타임의 영향은 무시한다.
i＞0일 경우
[수학식 1]
Figure 112011102676312-pct00001
i＜0일 경우
[수학식 2]
Figure 112011102676312-pct00002
이에 반해, 본 실시형태에서는, 전압지령을 결정할 시에, 인버터 제어부(15)에서 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)을 고려한다. 구체적으로 i＞0일 경우에는, 상기 식(1) 및 도 3에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)만큼 출력전압이 작아지므로, 그 온 전압 강하분을 고려하여, 목표로 하는 전압지령(Vo*)으로 정해지는 온 신호의 출력기간(Ton)에 Vs/Vdc×T를 더하고, 온 출력 설정시간(Tp*)(온 전압 강하를 고려한 온 신호의 출력시간)이,
[수학식 3]
Figure 112011102676312-pct00003
이 되는 전압지령을 출력하면,
[수학식 4]
Figure 112011102676312-pct00004
가 된다.
한편, i＜0일 경우에도, 상기 식(2) 및 도 3에 나타내는 바와 같이, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)만큼 출력전압이 커지므로, 그 온 전압 강하분을 고려하여, 목표로 하는 전압지령(Vo*)으로 정해지는 온 신호의 출력기간(Ton)으로부터 Vs/Vdc×T를 빼고, 온 출력 설정시간(Tp*)이,
[수학식 5]
Figure 112011102676312-pct00005
가 되는 전압지령을 출력하면,
[수학식 6]
Figure 112011102676312-pct00006
가 된다.
이와 같은 보상에 의해, 평균 출력전압(V)을 전압지령(Vo*)의 평균전압과 일치시킬 수 있다. 즉, 본 실시형태의 제어부(10)는, 인버터회로(4)의 출력전압으로 정해지는 각 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 시간을, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하(Vs)에 기초하여 보정한다.
여기서, 전술한 바와 같이 정밀도가 좋은 온 전압 보상을 용이하게 수행하기 위해서는, 스위칭소자(Sp, Sn) 쪽으로만 전류를 흐르게 하는 것이 바람직하다. 이 경우, 스위칭부(4a)에 가해지는 전압이, 다이오드(Dp, Dn)가 온 상태로 되는 턴온 전압(turn-on voltage)보다 낮은 것이 조건이 된다. 즉, 도 4에 나타내는 바와 같이, MOSFET 등의 스위칭소자에는 턴온 전압이 거의 없는 데 반해, Si으로 이루어지는 MOSFET(Si-MOSFET)의 기생 다이오드나 SiC로 이루어지는 환류 다이오드(SBD)에는, 통상적으로 1V 정도의 턴온 전압이 존재한다. 그러므로 Si-MOSFET의 기생 다이오드나 SiC의 SBD를 구비한 인버터회로에서는, 다이오드(Dp, Dn) 쪽으로 전류가 흐르지 않는 범위, 즉 온 전압 강하가 1V까지의 범위(전류에서는 1/Ron(온 저항) 이하의 범위)에서밖에 전술한 바와 같은 온 전압 보상을 적용할 수 없다.
이에 반해, 본 실시형태에서는, 스위칭소자(Sp, Sn)를 SiC 등의 와이드밴드갭 반도체에 의해 구성하며, 환류 다이오드 대신에 이 스위칭소자(Sp, Sn)의 칩 내에 형성되는 기생 다이오드를 이용한다. 이에 따라 본 실시형태에서는, 상기 도 4에 나타내는 바와 같이 다이오드의 턴온 전압을 크게 할 수 있으며, 그만큼 온 전압 보상의 적용범위를 확대할 수 있다. 예를 들어 SiC 등의 와이드밴드갭 반도체로 이루어지는 스위칭소자(Sp, Sn)의 칩 내에 형성되는 기생 다이오드의 턴온 전압은 일반적으로 3V 정도로, Si-MOSFET의 기생 다이오드나 SiC SBD의 턴온 전압의 약 3배이므로, 그만큼 온 전압 보상의 적용범위가 확대된다.
-제 1 실시형태의 효과-
이상과 같이 이 실시형태에 의하면, 인버터회로(4) 내에서 스위칭소자(Sp, Sn)로 역방향 전류가 흐르도록 이 스위칭소자(Sp, Sn)를 제어함으로써, 듀티비나 전류 극성에 상관없이, 인버터회로(4) 내에서의 디바이스의 온 전압 강하를, 스위칭소자(Sp, Sn)에 의한 온 전압 강하만으로 할 수 있다. 이로써, 듀티비나 전류 극성에 상관없이, 상기 인버터회로(4) 내에서의 온 전압 강하를 정밀도 좋게 또 용이하게 파악할 수 있으며, 이 온 전압 강하에 기초하여 정밀도가 좋은 온 전압 보상을 용이하게 수행할 수 있다.
또 스위칭 제어부(11)에서, 전압지령을 결정할 시에 상기 온 전압 강하를 고려함으로써, 평균 출력전압(V)을 전압지령(Vo*)의 평균전압과 일치시킬 수 있다. 이로써, 상기 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하에 따른 출력전압의 오차를 저감할 수 있다.
또한 상기 스위칭소자(Sp, Sn)를 SiC 등의 와이드밴드갭 반도체에 의해 구성하고, 또 다이오드(Dp, Dn)를 기생 다이오드로 함으로써, Si에 의해 구성되는 스위칭소자의 기생 다이오드나 와이드밴드갭 반도체에 의해 구성되는 환류 다이오드를 구비한 회로구성에 비해, 본 실시형태와 같은 온 전압 보상의 적용 가능범위를 확대할 수 있다.
<<관련기술>>
이하에 본 발명의 관련기술에 대하여 설명한다. 이 관련기술은, 인버터 제어부(15)의 출력전압 연산부(16) 구성 및 온 전압 보상의 방법이 상기 제 1 실시형태와는 다르다. 이하의 설명에서 제 1 실시형태와 동일부분에는 동일부호를 부여하며, 다른 부분에 대해서만 설명한다.
구체적으로 본 관련기술의 출력전압 연산부(16)에서는, 전압지령의 온 신호 출력기간(Ton)에 의해 설정되는 온 출력 설정시간(Tp*)과, 캐리어주기의 단위시간(T)을 이용하여 Tp*/T×Vdc에 의해 산출되는 출력전압 연산값에, 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)을 고려하도록 구성된다. 즉, 상기 출력전압 연산부(16)에서는, 하기의 식과 같이 i＞0일 경우에는 상기 출력전압 연산값(Tp*/T×Vdc)으로부터 온 전압 강하분(Vs)을 빼며, i＜0일 경우에는 상기 출력전압 연산값(Tp*/T×Vdc)에 온 전압 강하분(Vs)을 더함으로써, 실제의 평균 출력전압(V)과 동일한 출력전압 연산값(V`)을 산출한다.
i＞0일 경우
[수학식 7]
Figure 112011102676312-pct00007
i＜0일 경우
[수학식 8]
Figure 112011102676312-pct00008
이와 같이 하여 구해진 출력전압 연산값(V`)은, 예를 들어 위치 센서를 이용하지 않고 모터의 회전을 제어하는 센서리스 제어 등에 이용된다. 따라서 전술한 바와 같이, 실제의 출력전압(V)과 동일값을 산출할 수 있는 정밀도 높은 계산방법을 이용함으로써, 모터를 정밀도 좋게 제어하는 것이 가능해진다.
-관련기술의 효과-
이상과 같이, 이 관련기술에 의하면 출력전압을 계산에 의해 구할 시에 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하분(Vs)을 고려함으로써, 실제의 평균 출력전압(V)과 동일한 출력전압 연산값(V`)을 구할 수 있으며, 출력전압의 계산 정밀도 향상을 도모할 수 있다.
따라서 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하의 영향에 의해, 전압지령(Vo*)의 평균전압(V`)에 대하여 실제의 평균 출력전압(V)에 오차가 생겨도 출력전압 연산값(V`)을 정밀도 좋게 구할 수 있으므로, 이 출력전압 연산값(V`)을 이용하여 모터를 정밀도 좋게 제어할 수 있다.
<<그 밖의 실시형태>>
상기 실시형태에 대해서는 이하와 같은 구성으로 해도 된다.
상기 각 실시형태에서는 다이오드(Dp, Dn)로서, 스위칭소자(Sp, Sn)를 구성하는 칩 내에 형성되는 기생 다이오드를 이용하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 이 스위칭소자(Sp, Sn)를, 역방향으로도 도통 가능한 JFET에 의해 구성하여, 이 스위칭소자(Sp, Sn)에 역병렬로 접속되는 다이오드를 생략하여도 된다. 이와 같은 다이오드가 없는 경우의 스위칭 제어방법으로는, 스위칭소자(S)로 역방향 전류가 흐르는 소정의 타이밍에서 이 스위칭소자(S)를 온상태로 한다.
또 상기 제 1 실시형태에서는, 인버터 제어부(15)에서 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 전압 강하를 고려하여 전압지령을 출력하도록 하였으나, 이에 한정되는 것은 아니며, 스위칭 제어부(11)에서 온 신호의 출력시간을 정할 시에 상기 온 전압 강하를 고려하여도 된다.
또한 본 발명은, 상기의 인버터회로 외에도 여러 가지 전력변환방식에 적용할 수 있다. 예를 들어 본 발명은 컨버터회로에 대해서도 적용할 수 있다.
또 본 발명은, 센서리스 제어의 전력변환장치에 한정되지 않는다. 센서를 이용하여 모터의 회전위치를 검출하는 경우에도 적용할 수 있다.
또한 온 전압 강하는, 스위칭소자(Sp, Sn)로 흐르는 전류의 크기에 의존하므로, 이 의존성을 고려하여 출력전압을 보정하도록 해도 된다. 예를 들어 상기 인버터회로(4)의 출력전류와, 이 출력전류에 따른 상기 온 전압 강하를 대응시킨 테이블을 제어부(10)에 배치하여, 이 제어부(10)가 그 테이블에 기초하여 출력전압을 보정하도록 하면 된다.
[산업상 이용 가능성]
복수의 스위칭소자를 가진 전력변환부를 구비한 전력변환장치로서 유용하다.
1 : 전력변환장치 3 : 콘덴서회로
3a: 콘덴서 4 : 인버터회로
4a : 스위칭부 5 : 전동기
10 : 제어부 11 : 스위칭 제어부
15 : 인버터 제어부 16 : 출력전압 연산부
S, Sp, Sn : 스위칭소자 D, Dp, Dn : 다이오드
gp, gn : 게이트단자

Claims (4)

  1. 역 도통이 가능한 복수의 스위칭소자(Sp, Sn)를 가진 전력변환부(4)와,
    상기 전력변환부(4)의 출력전압에 따라 각 스위칭소자(Sp, Sn)의 온 시간을 정하여 각 스위칭소자(Sp, Sn)를 스위칭하는 제어부(10)를 구비하며,
    상기 제어부(10)는, 전류의 환류시에 소정의 스위칭소자(Sn)를 역도통시켜 상기 스위칭소자(Sn)로 전류가 환류되도록, 상기 전력변환부(4)에 동기 정류를 실행시키는 것에 의해, 상기 스위칭소자(Sp, Sn)만의 온 전압 강하에 따라 상기 온 시간을 보정하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭소자(Sp, Sn)는 유니폴라 소자로 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    각각의 스위칭소자(Sp, Sn)는, 와이드밴드갭 반도체에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 제어부(10)는, 상기 전력변환부(4)의 출력전류와, 이 출력전류에 따른 상기 온 전압 강하를 대응시킨 테이블에 기초하여, 상기 보정을 실행하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
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