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KR101356936B1 - 폐루프 다중 입력 다중 출력 통신시스템에서 채널 분해 방법 및 장치 - Google Patents

폐루프 다중 입력 다중 출력 통신시스템에서 채널 분해 방법 및 장치 Download PDF

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KR101356936B1
KR101356936B1 KR1020070114286A KR20070114286A KR101356936B1 KR 101356936 B1 KR101356936 B1 KR 101356936B1 KR 1020070114286 A KR1020070114286 A KR 1020070114286A KR 20070114286 A KR20070114286 A KR 20070114286A KR 101356936 B1 KR101356936 B1 KR 101356936B1
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matrix
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channel
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이경재
이인규
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삼성전자주식회사
재단법인서울대학교산학협력재단
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Abstract

본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 폐루프 다중입출력 통신시스템에서 채널 분해 장치는, 유니터리 행렬(V)과 대각 행렬(
Figure 112012091961047-pat00296
) 및 블록화된 유니폼 채널 분해(Uniform Channel Decomposition) 행렬(
Figure 112012091961047-pat00297
)의 곱인 제1행렬을 사용하여 입력 심볼들을 프리코딩(precording)하고 송출하는 송신부를 포함한다.
블록화, UCD, 채널 분해, 페루프 통신 시스템

Description

폐루프 다중 입력 다중 출력 통신시스템에서 채널 분해 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DECOMPOSITIONING CHANNEL IN CLOSED-LOOP MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 갖는 폐루프(closed-loop) 통신 시스템에서, 전체 채널을 독립된 서브채널들로 분할하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
통신시스템에서는 높은 성능 이득을 획득하기 위한 다양한 방식들이 연구되고 있는데. 그 대표적인 예들이 개루프(open-loop) 방식과, 폐루프(closed-loop)방식과, 다중 안테나 방식과, 폐루프 다중 안테나 방식이다.
수신 단에서만 채널 정보를 이용할 수 있는 개루프(open-loop) 시스템에 비해서, 송/수신단 모두에서 채널 정보를 이용할 수 있는 폐루프(closed-loop) 시스템은 높은 성능 이득을 가질 수 있다.
또한, 다중안테나의 사용 역시 많은 성능 이득을 제공할 수 있다. 다중안테나 시스템은 크게 전송 에러율을 낮추기 위해 다이버시티(diversity) 이득을 얻는 방법과, 전송률을 높이기 위해서 동시에 많은 심벌들을 보내는 멀티플렉싱(multiplexing) 방법으로 나뉜다.
상기한 방법들을 통해서 보다 높은 시스템 성능을 확보하기 위해서 송신단에서 채널 정보를 획득할 수 있는 폐회로 시스템에 다중 안테나를 사용함으로써, 다이버시티 이득과 멀티플렉싱 이득을 동시에 얻을 수 있는 폐회로 다중 안테나 기술이 연구되고 있다.
대표적인 폐회로 다중안테나 기술로는 SVD(Singular Value Decomposition) (SVD)기법과 UCD(Uniform Channel Decomposition)기법이 있다. 상기SVD 기법은 다중안테나의 전체 채널들을 독립된 서브 채널(Sub channel)들로 분리시킴으로써, 상기 독립된 서브채널 각각 매우 다양한 SNR(Signal-to-Noise Ratio)을 갖는다. 그러나, 상기 SVD기법은 작은 SNR을 갖는 서브채널의 경우, 성능 저하가 발생함으로써, 전체 시스템의 성능 불균형이 심한 문제점이 있다. 이러한, 상기 SVD기법의 문제점을 개선 하기 위해서 UCD기법이 개발되었다. 상기 UCD기법은 수신 단에 SIC(Successive Interference Cancelation)방법을 적용함으로써, 각 서브 캐리어별로 동일한 서브채널 SNR을 획득한다. 이로 인해, 상기 UCD 기법은 상기 SVD기법에 비해 채널코딩이 없을 때의 에러성능이 비약적으로 향상되는 효과가 있다. 반면, 채널 코딩 시, 상기 UCD 기법은 수신 단에서 사용하는 SIC방법에서 필연적으로 발생하는 에러 전달 현상으로 인한 급격한 성능 저하가 발생하는 문제점이 있다.
따라서, 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명의 목적은, 에러 전달 현상이 없는 최적의 최대 우도(Maximum Likelihood, 이하, 'ML'이라 칭한다.) 수신단 구조를 이용해 UCD의 에러 전달 현상으로 저하된 성능을 끌어올리기 위한 블록화된 송신 프리코더(precoder)를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은, 상기 송신 프리코더를 통해서 수신단에서 전송 심벌 하나 단위의 간단한 심벌 검출을 가능하게 하면서도, 다중안테나 시스템이 주는 최적의 성능을 획득하는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 폐루프 다중입출력 통신시스템에서 채널 분해 장치는, 유니터리 행렬(V)과 대각 행렬(
Figure 112013107156064-pat00298
) 및 블록화된 유니폼 채널 분해(Uniform Channel Decomposition) 행렬(
Figure 112013107156064-pat00299
)의 곱인 제1행렬을 사용하여 입력 심볼들을 프리코딩(precording)하고 송출하는 송신부를 포함하며, 상기 대각 행렬(
Figure 112013107156064-pat00303
)은, 단위 행렬임을 특징으로 한다.
본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 폐루프 다중입출력 통신시스템에서 채널 분해 방법은, 유니터리 행렬(V)과 대각 행렬(
Figure 112013107156064-pat00300
) 및 블록화된 유니폼 채널 분해(Uniform Channel Decomposition) 행렬(
Figure 112013107156064-pat00301
)의 곱인 제1행렬을 사용하여 입력 심볼들을 프리코딩(precording)하고 송출하는 과정을 포함하며, 상기 대각 행렬(
Figure 112013107156064-pat00304
)은, 단위 행렬임을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시 예 및 첨부된 도면에 한정되는 것이 아니고, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형, 변경 가능함을 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백할 것이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 BL-UCD의 SNR대비 에러율의 예를 보여주는 도면이다. 일 예로, 여기서는
Figure 112012091961047-pat00001
=
Figure 112012091961047-pat00002
=4이고, 전송율이 4bps/Hz일때의 시뮬레이션(simulation) 결과이다.
도 3을 참조하면, BL-UCD의 경우가 SVD의 경우에 비해 SNR 대비 FER(Frame error rate)이 월등히 낮아지는 효과를 보이고 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 BL-UCD의 SNR대비 에러율의 다른예를 보여주는 도면이다. 일 예로,
Figure 112012091961047-pat00003
=
Figure 112012091961047-pat00004
=4이고, 전송율이 6bps/Hz일때의 시뮬레이션 결과이다.
도 4를 참조하면, BL-UCD의 경우가 SVD의 경우에 비해 SNR 대비 FER이 월등히 낮아지는 효과를 보이고 있다.
즉, 본 발명은 송신단에 프리코더를 적용하고 수신단에 수신필터(receive filter)를 적용함으로써, 블록화 된 채널 구조를 획득하여 수신 심볼에 대해서 심벌 바이 심벌(symbol-by-symbol) 디텍션 시, 에러 전달 없는 최적 조인트 우도(joint-ML) 성능을 획득한다. 따라서 실제 무선 채널 환경에서 널리 쓰이는 채널 코딩이 적용되었을 때 기존의 폐루프 기술들에 비해 향상된 에러 확률 성능을 나타내는 효과를 갖는다. 또한, 가장 좋은 SNR을 가지는 채널과 가장 나쁜 SNR을 가지는 채널을 하나의 서브 블록에서 묶기 때문에 전체 서브 채널들의 SNR의 편차를 기존의 UCD기술에 가깝게 줄일 수 있는 효과가 있다.
이하 본 발명에 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시 예를 상세히 설명하기로 한다. 우선, 도면들 중, 동일한 구성요소 도는 부품들은 가능한 한 동일한 참조부호를 나타내고 있음에 유의하여야 한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명은 본 발명의 요지를 모호하지 않게 하기 위하여 생략한다.
도 1a,b는 본 발명의 실시 예에 따른 송/수신기의 구성도이다. 여기서,
Figure 112012091961047-pat00005
개의 송신안테나를 갖는 송신기(100)와
Figure 112012091961047-pat00006
개의 수신 안테나를 갖는 수신기(120)간의 페루프 시스템으로, 상기 송신기(100)와 상기 수신기(120)간에 서로 완벽한 채널 상태 정보를 획득함을 가정한다.
도 1a를 참조하면, 상기 송신기(100)는 콘볼루션 엔코더(Convolution Encoder, 102), 비트 인터리버(Bit Interleaver, 104), 직/병렬 전환기(serial-parallel conversion, 106), 맵퍼 모뎀들(Mapper Modems, 108-1~N), 프리코더(precoder, 110) 및 송신 안테나들(112-1~N)을 포함하여 구성된다.
입력 비트들은 상기 콘볼루션 엔코더(102)와, 상기 비트 인터리버(104)를 통해서 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 기반의 채널 엔코딩(channel encoding)된 후, 상기 맵퍼 모뎀들(108-1~N)로 입력되어 하기 <수학식 1>과 같이 나타내어지는
Figure 112012091961047-pat00007
차 복소 심볼 벡터(
Figure 112012091961047-pat00008
)로 생성된 후, 상기 프리코더(110)로 입력된다. 상기 콘볼루션 엔코더(102)는
Figure 112012091961047-pat00009
개의 송신 안테나들(112-1~N)을 모두 지원한다. 결과적으로 상기 프리코더(110)와 상기 수신 필터부(124)에 의해 가장 SNR이 높은 서브 채널과 가장 SNR이 나쁜 서브채널인 2개의 서브 채널들을 그룹핑(grouping)하여 서브 블록을 구성함으로써, BL-UCD(Blockwise-Uniform Channel Decomposition)가 적용된다. 상기 BL-UCD는 하기에서 상세히 설명하기로 한다.
Figure 112012091961047-pat00010
삭제
상기 프리코더(110)는 입력 신호인 상기 차 복소 심볼 벡터
Figure 112012091961047-pat00011
에 대해서
Figure 112012091961047-pat00012
Figure 112012091961047-pat00013
Figure 112012091961047-pat00014
프리코더 매트릭스(matrix)(
Figure 112012091961047-pat00015
)를 사용하여 프리코딩을 수행함으로써 하기 <수학식 2>와 같이 나타내어지는
Figure 112012091961047-pat00016
차 복소 송신 신호 벡터(
Figure 112012091961047-pat00017
)를 출력한다.
Figure 112007080577277-pat00018
도1b를 참조하면, 상기 수신부(120)는
Figure 112012091961047-pat00019
개의 수신 안테나들(122-1~N)과, 수신 필터부(124), 소프트 디맵퍼(126), 직/병렬 변환기(128), 비트 디인터리버(130) 및 비터비 디코더(132)를 포함하여 구성된다.
상기
Figure 112012091961047-pat00020
개의 수신 안테나들(122-1~N)은 하기 <수학식3>과 같이 나타내어지는
Figure 112012091961047-pat00021
차 복소 수신 신호 벡터(
Figure 112012091961047-pat00022
)를 수신하여 상기 수신 필터부(124)로 전송한다.
상기 수신 필터부(124)는 상기
Figure 112012091961047-pat00023
에 대해서 BL-UCD가 적용된 수신필터(G)를 이용하여 수신 필터링된 출력 신호 벡터 (
Figure 112012091961047-pat00024
)를 출력한다. 상기 소프트 디맵퍼(126)는 상기
Figure 112012091961047-pat00025
에 대해서 상기
Figure 112012091961047-pat00026
와 상기
Figure 112012091961047-pat00027
를 이용하여 상기
Figure 112012091961047-pat00028
를 구성하는 각 엘리먼트(element)들의 실수부와 허수부를 각 블록별로 독립적으로 획득한다. 나머지 구성은 본 발명과 큰 연관이 없으므로, 상세한 설명은 생략하기로 한다.
Figure 112007080577277-pat00029
상기
Figure 112007080577277-pat00030
는
Figure 112007080577277-pat00031
Figure 112007080577277-pat00032
Figure 112007080577277-pat00033
형태의 채널 매트릭스이다.
이하, 본 발명은 에러 전달 현상을 막기 위해서 블록화된 ML 검출을 적용한 BL-UCD방법을 상세히 설명한다. 즉, 송신기(100)의 프리코더(110)는 각 서브 채널의 이득값의 최소값을 증가시키기 위해서, 전체 서브채널들에 대해서 SNR이 최대값을 갖는 서브채널과, SNR이 최소값을 갖는 서브 채널로 구성되는 2개의 서브채널들로 그룹핑(grouping)하여 서브 블록들을 구성한 후, UCD 기법을 통해서 프리코딩한다.
구체적으로, 프리코더(110)는 '0'이 아닌 싱귤러 값(singular value)들의 수(
Figure 112012091961047-pat00034
)와 송신된 스트림들의 수(
Figure 112012091961047-pat00035
)를 같게 하고, 내림차순으로 오더링된 SVD 기법에 따른 채널행렬(
Figure 112012091961047-pat00036
)의 싱귤러 값들의 순서를 하기 <수학식4>와 같이 리오더링(reordering)한다.
Figure 112007080577277-pat00037
상기
Figure 112007080577277-pat00038
와
Figure 112007080577277-pat00039
는 각각 유니터리(unitary) 매트릭스이고, 싱귤러 값(
Figure 112007080577277-pat00040
)을 대각요소로 가지는 대각 행렬(
Figure 112007080577277-pat00041
)은
Figure 112007080577277-pat00042
이다. 이때, 상기
Figure 112007080577277-pat00043
들은 크기에 따라 번호가 붙여진다(
Figure 112007080577277-pat00044
).
이후, 상기 송신부(100)의 프리코더(110)는 상기 맵퍼 모뎀들(108-1~N) 각각의 출력 신호들에 대해서 하기 <수학식5>로 정의되는 프리코더 매트릭스(
Figure 112007080577277-pat00045
)를 이용하여 프리코딩한다.
Figure 112007080577277-pat00046
상기
Figure 112012091961047-pat00047
는 파워 로딩 파라미터들(power loading parameters)을 갖는
Figure 112012091961047-pat00048
Figure 112012091961047-pat00049
Figure 112012091961047-pat00050
대각선 매트릭스로서,
Figure 112012091961047-pat00051
이고,
Figure 112012091961047-pat00052
은 유니터리 매트릭스이다.
삭제
상기
Figure 112007080577277-pat00053
는 파워 로딩이 적용되지 않을 시 단위행렬이 될 수 있고, 잘 알려진 워터 필링(water-filling) 해법에 의해 하기 <수학식 6>을 이용하여 구해진다.
Figure 112007080577277-pat00054
상기
Figure 112007080577277-pat00055
는
Figure 112007080577277-pat00056
을 만족하게 만들고,
Figure 112007080577277-pat00057
는 송신 심벌에 대한 노이즈의 에너지 비로
Figure 112007080577277-pat00058
Figure 112007080577277-pat00059
이다.
상기
Figure 112007080577277-pat00060
은 하기 <수학식 7>을 이용한 BL-UCD 과정을 통해 구한다.
Figure 112007080577277-pat00061
상기
Figure 112012091961047-pat00062
는
Figure 112012091961047-pat00063
번째 서브블록의 프리코딩 매트릭스로,
Figure 112012091961047-pat00064
,
Figure 112012091961047-pat00065
이고, 상기
Figure 112012091961047-pat00066
는
Figure 112012091961047-pat00067
이고,
상기
Figure 112007080577277-pat00068
는
Figure 112007080577277-pat00069
이고,
Figure 112007080577277-pat00070
이다.
한편, 상기 수신부(120)의 수신 필터부(124)는 상기 수신 안테나들(122-1~N)을 통해서 수신한 상기 <수학식3> 의
Figure 112007080577277-pat00071
차 복소 수신 신호 벡터(
Figure 112007080577277-pat00072
)를 리오더링된 레프트(left) 싱귤러 벡터들(
Figure 112007080577277-pat00073
=
Figure 112007080577277-pat00074
)을 사용하여 하기 <수학식 8>과 같이 나타내어지는 수신 필터링 된 신호(
Figure 112007080577277-pat00075
)로 출력한다.
Figure 112007080577277-pat00076
Figure 112007080577277-pat00077
대각선 매트릭스(
Figure 112007080577277-pat00078
)는
Figure 112007080577277-pat00079
이다.
총
Figure 112007080577277-pat00080
개의 유효 채널 매트릭스를 2개씩 블록화할 경우,
Figure 112007080577277-pat00081
번째 유효(effective) 채널 서브 매트릭스(
Figure 112007080577277-pat00082
)는
Figure 112007080577277-pat00083
Figure 112007080577277-pat00084
,
Figure 112007080577277-pat00085
으로 정의되고,
Figure 112007080577277-pat00086
는
Figure 112007080577277-pat00087
으로 표현된다. 따라서, 상기
Figure 112007080577277-pat00088
은 하기 <수학식 9>와 같이 표현된다.
Figure 112007080577277-pat00089
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 디맵퍼의 구성도이다.
도 2를 참조하면, 소프트 디맵퍼(200)는 실수부 신호의 심볼-바이-심볼 (symbol-by-symbol)검출을 위한 N/2개의 심볼-바이-심볼 디맵퍼들(200-1~2/N)과, 허수부 신호의 검출을 위한 N/2개의 심볼-바이-심볼 디맵퍼들(210-1~2/N)을 구비한다.
상기 <수학식8>에 상기 <수학식9>에서 정의된
Figure 112007080577277-pat00090
을 적용하여 블록 대각 행렬인(
Figure 112007080577277-pat00091
)은 하기 <수학식 10>과 같이 나타낸다.
Figure 112007080577277-pat00092
상기
Figure 112007080577277-pat00093
,
Figure 112007080577277-pat00094
,
Figure 112007080577277-pat00095
Figure 112007080577277-pat00096
이다. 상기
Figure 112007080577277-pat00097
는 유효 채널의
Figure 112007080577277-pat00098
서브블록(sub -block) 매트릭스로, 순실수 값만을 가지는 행렬(
Figure 112007080577277-pat00099
)로 표현된다.
결과적으로,
Figure 112012091961047-pat00100
번째 서브 블록에 해당하는 상기
Figure 112012091961047-pat00101
는 복소수 행렬에 대해서 한 실수값 동일 표현방식을 이용해 하기 <수학식 11>과 같이 표현된다. 즉, 상기
Figure 112012091961047-pat00102
의 실수부와 허수부가 각각 분리되어 해당하는 심볼-바이-심볼 디맵퍼로 입력된다.
Figure 112007080577277-pat00103
여기서, 아래 첨자
Figure 112007080577277-pat00104
는 복소수를 가지는 행렬의 실수부와 허수부 행렬을 각각 나타낸다.
이후, 상기 심볼-바이-심볼 디맵퍼들(200-1~N/2)은 2개의 연속된 실수부 신호(
Figure 112007080577277-pat00105
)를 입력받아 ML 수학식 즉, 하기 <수학식 12>를 이용하여 연속된 심벌에 대한 벡터신호
Figure 112007080577277-pat00106
를 출력한다.
또한, 상기 심볼-바이-심볼디맵퍼들(210-1~N/2)은 2개의 연속된 허수부 신호(
Figure 112007080577277-pat00107
)를 입력받아 ML 수학식 즉, 하기 <수학식 13>와 같이 이용하여 연속된 심벌에 대한 벡터신호
Figure 112007080577277-pat00108
를 출력한다. 상기 심볼-바이-심볼 디맵퍼들(200-1~ N/2, 210-1~ N/2)은 각각 독립적으로 상기
Figure 112007080577277-pat00109
,
Figure 112007080577277-pat00110
를 검출한다.
Figure 112007080577277-pat00111
Figure 112007080577277-pat00112
결국, 상기 소프트 디맵퍼(200)는 상기 <수학식 12> 내지 <수학식 13>의 ML수학식을 통해서 획득한 송신 신호
Figure 112007080577277-pat00113
,
Figure 112007080577277-pat00114
의 후보군이 상기 송신부(100)에서 사용된 복소 심벌의 콘스텔레이션(constellation) 개수와 동일하기 때문에 심볼 바이 심볼(symbol-by-symbol) 디텍션이 가능하다.
도 1a,b는 본 발명의 실시 예에 따른 송/수신기의 구성도.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 소프트 디맵퍼의 구성도.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 BL-UCD의 SNR대비 에러율을 보여주는 도면.
도 4는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 BL-UCD의 SNR대비 에러율을 보여주는 도면.

Claims (30)

  1. 폐루프 다중입출력 통신시스템에서 채널 분해 장치에 있어서,
    유니터리 행렬(V)과 대각 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00230
    ) 및 블록화된 유니폼 채널 분해(Uniform Channel Decomposition) 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00231
    )의 곱인 제1행렬을 사용하여 입력 심볼들을 프리코딩(precording)하고 송출하는 송신부를 포함하며;
    상기 대각 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00123
    )은, 단위 행렬임을 특징으로 하는 채널 분해 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00124
    )은,
    Figure 112012091961047-pat00125
    대각선 행렬이며, 상기 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00232
    )의 엘리먼트 지시자(
    Figure 112012091961047-pat00233
    )들은 워터-필링(water-filling) 방식을 사용하여 계산되며, 하기 수학식과 나타내어짐을 특징으로 하는 채널 분해 장치.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00126
    Figure 112012091961047-pat00127
    Figure 112012091961047-pat00234
    ,
    Figure 112012091961047-pat00235
    상기 수학식에서, 상기
    Figure 112012091961047-pat00236
    는
    Figure 112012091961047-pat00237
    의 조건을 만족하게 하기 위한 파라미터이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00238
    는 송신 심벌에 대한 노이즈의 에너지 비이고,
    Figure 112012091961047-pat00239
    Figure 112012091961047-pat00240
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00241
    는 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00242
    )의 대각 요소이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00243
    는
    Figure 112012091961047-pat00244
    임.
  6. 삭제
  7. 제 5항에 있어서,
    상기
    Figure 112012091961047-pat00137
    의 엘리먼트 (
    Figure 112012091961047-pat00245
    )는 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 장치.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00138
    ,
    상기 수학식에서,
    Figure 112012091961047-pat00246
    ,
    Figure 112012091961047-pat00247
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00248
    는
    Figure 112012091961047-pat00249
    이고,
    상기
    Figure 112012091961047-pat00250
    는
    Figure 112012091961047-pat00251
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00252
    임.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 송신부의 출력 신호를 제2행렬을 사용하여 필터링함으로써 수신 신호 벡터로 생성하는 수신부를 더 포함하는 채널 분해 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제2행렬은,
    채널 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00253
    )이 포함하는 싱귤러 백터 유니터리 행렬(Singular Vector Unitary Matrix,
    Figure 112012091961047-pat00254
    )에 콘쥬게이트 트랜스포즈(conjugate transpose)를 수행한 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00255
    )이며, 상기
    Figure 112012091961047-pat00256
    은 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 장치.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00257
    상기
    Figure 112012091961047-pat00258
    는 싱귤러 밸류 분해(Singular Value Decomposition) 기법을 사용하여 획득되는 채널 행렬이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00259
    는 싱귤러 밸류 행렬(Singular Value Matrix)임.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 수신 신호 벡터(
    Figure 112012091961047-pat00150
    )는,
    하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 장치.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00260
    Figure 112012091961047-pat00152
    상기
    Figure 112012091961047-pat00153
    , 상기
    Figure 112012091961047-pat00154
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00157
    는 유효 채널의
    Figure 112012091961047-pat00158
    서브블록(subblock) 행렬로, 순실수 값만을 가지는 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00159
    )임.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 폐루프 다중입출력 통신시스템에서 채널 분해 방법에 있어서,
    유니터리 행렬(V)과 대각 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00261
    ) 및 블록화된 유니폼 채널 분해(Uniform Channel Decomposition) 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00262
    )의 곱인 제1행렬을 사용하여 입력 심볼들을 프리코딩(precording)하고 송출하는 과정을 포함하며;
    상기 대각 행렬(
    Figure 112013107156064-pat00302
    )은, 단위 행렬임을 특징으로 하는 채널 분해 방법.
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 제 16항에 있어서,
    상기 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00180
    )은,
    Figure 112012091961047-pat00263
    대각선 행렬이며, 상기 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00264
    )의 엘리먼트 지시자(
    Figure 112012091961047-pat00265
    )들은 워터-필링(water-filling) 방식을 사용하여 계산되며, 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 방법.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00266
    Figure 112012091961047-pat00267
    Figure 112012091961047-pat00268
    ,
    Figure 112012091961047-pat00269
    상기 수학식에서,
    Figure 112012091961047-pat00270
    는
    Figure 112012091961047-pat00271
    의 조건을 만족하게 하기 위한 파라미터고,
    Figure 112012091961047-pat00272
    는 송신 심벌에 대한 노이즈의 에너지 비이고,
    Figure 112012091961047-pat00273
    Figure 112012091961047-pat00274
    이고,
    Figure 112012091961047-pat00275
    는 대각 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00276
    )의 대각 요소이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00277
    는
    Figure 112012091961047-pat00278
    임.
  21. 삭제
  22. 제 20항에 있어서,
    상기
    Figure 112012091961047-pat00191
    의 엘리먼트 (
    Figure 112012091961047-pat00279
    )는 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 방법.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00280
    ,
    상기 수학식에서,
    Figure 112012091961047-pat00281
    ,
    Figure 112012091961047-pat00282
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00283
    는
    Figure 112012091961047-pat00284
    이고,
    상기
    Figure 112012091961047-pat00285
    는
    Figure 112012091961047-pat00286
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00287
    임.
  23. 제 16항에 있어서,
    상기 송출 과정을 통해서 출력된 신호를 제2행렬을 사용하여 필터링함으로써 수신 신호 벡터로 생성하는 과정을 더 포함하는 채널 분해 방법.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 제2행렬은,
    채널 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00288
    )이 포함하는 싱귤러 백터 유니터리 매트릭스(Singular Vector Unitary Matrix,
    Figure 112012091961047-pat00289
    )에 콘쥬게이트 트랜스포즈(conjugate transpose)를 수행한 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00290
    )이며, 상기
    Figure 112012091961047-pat00291
    는 하기 수학식과 같이 표현됨을 특징으로 하는 채널 분해 방법.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00292
    상기
    Figure 112012091961047-pat00293
    는 싱귤러 밸류 분해(Singular Value Decomposition) 기법을 사용하여 획득되는 채널 행렬이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00294
    는 싱귤러 밸류 행렬(Singular Value Matrix)임.
  25. 제 24항에 있어서,
    상기 수신 신호 벡터(
    Figure 112012091961047-pat00204
    )는,
    하기 수학식과 같이 나타내어짐을 특징으로 하는 채널 분해 방법.
    <수학식>
    Figure 112012091961047-pat00295
    Figure 112012091961047-pat00206
    상기
    Figure 112012091961047-pat00207
    , 상기
    Figure 112012091961047-pat00208
    , 상기
    Figure 112012091961047-pat00209
    Figure 112012091961047-pat00210
    이고, 상기
    Figure 112012091961047-pat00211
    는 유효 채널의
    Figure 112012091961047-pat00212
    서브블록(subblock) 행렬로, 순실수 값만을 가지는 행렬(
    Figure 112012091961047-pat00213
    )임.
  26. 삭제
  27. 삭제
  28. 삭제
  29. 삭제
  30. 삭제
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