KR101306696B1

KR101306696B1 - 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101306696B1
Application number: KR1020060108161A
Authority: KR
Inventors: 권영현; 한승희; 박현화; 이현우; 김동철; 노민석
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2005-11-10
Filing date: 2006-11-03
Publication date: 2013-09-10
Also published as: JP2009516416A; EP1955462B1; EP1955462A4; JP4832525B2; KR20070050358A; CN101346916A; US20090219802A1; WO2007055531A3; US8804478B2; EP1955462A2; CN101346916B; TW200729787A; WO2007055531A2

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 OFDM 이라 칭함) 방식 기반의 통신 시스템에서의 데이터 송수신 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, OFDM 통신에 있어서의 프리앰블 시퀀스의 설계 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른, 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 방법은 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 통신 시스템에서, 시간 영역에서 특정한 길이의 시간 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 생성된 시퀀스의 길이에 따라 상기 시간 영역 시퀀스에 대한 FFT 연산을 수행하는 단계; 상기 FFT 연산이 수행된 주파수 영역 시퀀스에 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 포함시키는 단계; 및 상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대한 IFFT 연산을 수행하는 단계를 포함하여 이루어지는 특징을 갖는다.

PAPR, 프리앰블, OFDM, 시간 영역 시퀀스

Description

다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법{apparatus and method for transmitting data using a plurality of carriers}

도 1은 IEEE 802.16 시스템의 하향링크 부 프레임(sub frame)의 구조를 나타낸다.

도 2는 IEEE 802.16 시스템에서 0번째 섹터에서 전송되는 프리앰블을 전송하는 부반송파 집합을 나타내는 도면이다.

도 3 및 도 4는 P-SCH와 S-SCH가 무선 프레임(radio frame)에 포함되는 다양한 방법을 나타낸 도면이다.

도 5a는 본 발명의 일 실시예가 적용되는 송수신기 구조를 나타내는 도면이다.

도 5b은 본 발명의 일 실시예에 따른 합리적인 상관관계 특성을 유지하고 PAPR 이 낮은 시퀀스의 시간 영역 설계 방법을 설명하기 위한 절차 흐름도이다.

도 6는 본 실시예에 의해 사용되는 CAZAC 시퀀스의 성상(constellation)도이다.

도 7은 상기 CAZAC 시퀀스의 자기상관 특성을 나타내는 도면이다.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역 시퀀스의 주파수 영역에서의 크기(amplitude)를 나타낸 도면이다.

도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역 시퀀스의 주파수 영역에서의 자기 상관 특성을 나타낸 도면이다.

도 10은 본 실시예에 따라 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 삽입한 결과에 대한 크기를 나타내는 도면이다.

도 11은 FFT의 주기적인 성질에 따라, 상기 시퀀스를 매핑하는 방식을 나타내는 도면이다.

도 12는 본 실시예에 따라 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 삽입한 결과에 대한 주파수 영역에서의 자기 상관 특성을 나타내는 도면이다.

도 13은 본 실시예에 따른 최종적인 시간 영역 시퀀스의 성상도를 나타낸 도면이다.

도 14는 본 실시예에 따른 최종적인 시간 영역 시퀀스의 시간 영역에서의 자기 상관 특성을 나타낸다.

도 15는 종래 기술에 따른 최종적인 시간 영역 시퀀스의 성상도를 나타낸 도면이다.

도 16은 P-SCH의 구성하는 하나의 방법을 나타낸다.

도 17은 제2 실시예에 따른 P-SCH를 생성하는 방법을 나타내는 절차 흐름도이다.

도 18은 LTE 규격의 P-SCH가 사상되는 부 반송파를 나타내는 도면이다.

도 19는, 길이가 36인 Frank 시퀀스를 시간영역에서 나타낸 블록도이다.

도 20은, 제2 실시예에 따라 시간 영역에서 2번 반복하여 시퀀스를 생성한 결과를 나타낸 블록도이다.

도 21은 S1703의 결과를 나타내는 도면이다.

도 22는 S1704-1 단계의 결과를 나타내는 도면이다.

도 23은 도 21의 결과를 오른쪽으로 순환 천이(circular shift)를 수행한 결과이다.

본 발명은 다수의 반송파 기반의 통신 시스템에서의 데이터 송수신 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 직교하는 부 반송파들을 이용하는 통신 방법에 있어서 시퀀스의 설계 방법에 관한 것이다.

이하, 본 발명에서 사용되는 OFDM과 OFDMA 및 SC-FDMA 기법을 설명한다,

최근 고속의 데이터 전송에 대한 요구가 커지고 있으며, 이러한 고속 전송에 유리한 방식으로는 OFDM이 적합하여 최근 여러 고속 통신 시스템의 전송 방식으로 채택되었다. 이하, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)을 설명한다. OFDM의 기본원리는 고속 전송률(high-rate)을 갖는 데이터 열(data stream)을 낮은 전송률(slow-rate)를 갖는 많은 수의 데이터 열로 나누고, 이들은 다수의 반송파를 사용하여 동시에 전송하는 것이다. 상기 다수의 반송파 각각을 부 반송파(subcarrier)라 한다. 상기 OFDM의 다수의 반송파 사이에 직교성(orthogonality)이 존재하기 때문에, 반송파의 주파수 성분은 상호 중첩되어 도 수신 측에서의 검출이 가능하다. 상기 고속 전송률을 갖는 데이터 열은, 직/병렬 변환부(Serial to Parallel converter)를 통해 다수의 낮은 전송률의 데이터 열(data stream)로 변환되고, 상기 병렬로 변환된 다수의 데이터 열에 각각의 부 반송파가 곱해진 후 각각의 데이터 열이 합해져서 수신 측으로 전송된다. OFDMA는 이러한 OFD 에서 전체 대역을 다중 사용자가 요구하는 전송률에 따라 부반송파를 할당해 주는 다중 접속(multiple access) 방법이다.

이하, 종래 SC-FDMA(Single Carrier-FDMA)방식을 설명한다. 상기 SC-FDMA 방식은, DFT-S-OFDM 방식으로도 불린다. 종래의 SC-FDMA 기법은 상향링크에 주로 적용되는 기법으로 OFDM 신호를 생성하기 전에 주파수 영역에서 먼저 DFT 행렬로 분산(spreading)을 먼저 적용한 다음 그 결과를 종래의 OFDM 방식으로 변조하여 전송하는 기법이다. SC-FDMA 기법을 설명하기 위하여 몇 가지 변수를 정의한다. N은 OFDM 신호를 전송하는 부 반송파의 개수를 나타내고, Nb는 임의의 사용자를 위한 부 반송파의 개수를 나타내고, F는 이산 푸리에 변환 행렬, 즉 DFT 행렬을 나타내고, s는 데이터 심볼 벡터를 나타내고, x는 주파수 영역에서 데이터가 분산된 벡터를 나타내고, y는 시간영역에서 전송되는 OFDM 심볼 벡터를 나타낸다.

SC-FDMA에서는 데이터 심볼(s)을 전송하기 전에 DFT 행렬을 이용해서 분산시킨다. 이는 다음 수식으로 표현된다.

상기 수학식 1에서

는, 데이터 심볼(s)을 분산시키기 위해서 사용된 N_b 크기의 DFT 행렬이다. 이렇게 분산된 벡터(x)에 대하여 일정한 부 반송파 할당 기법에 의해 부 반송파 매핑(subcarrier mapping)이 수행되고, IDFT 모듈에 의해 시간영역으로 변환되어 수신 측으로 전송하고자 하는 신호가 얻어진다. 상기 수신 측으로 전송되는 전송신호는 아래 식과 같다.

상기 수학식 2에서

는 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하기 위해 사용되는 크기 N의 DFT 행렬이다. 상술한 방법에 의해 생성된 신호 y는, 순환 전치(cyclic prefix)가 삽입되어 전송된다. 상술한 방법에 의해 전송 신호를 생성하여 수신 측으로 전송하는 방법을 SC-FDMA 방법이라 한다. DFT 행렬의 크기는 특정한 목적을 위해 다양하게 제어될 수 있다.

상술한 내용은 DFT 또는 IDFT 연산을 기초로 설명한 것이다. 다만, 설명의 편의를 위해, 이하의 내용에서는 DFT(Discrete Fourier Transform) 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 구분없이 사용한다. DFT 연산의 입력 값의 개수가 2의 멱승인 경우, DFT 연산 대신에 FFT 연산을 수행할 수 있음은 당업자에게 자명한 것이기 때문에, 이하 FFT 연산이라고 칭한 내용은 DFT 연산에서도 그대로 적용가능한 내용이다.

통상적으로, OFDM 시스템은 다수 개의 OFDM 심볼이 하나의 프레임을 형성하여, 프레임 단위로 전송되고, 매 프레임 혹은 여러 프레임 간격으로 프리앰블을 먼저 송신한다. 이때 프리앰블을 구성하는 OFDM 심볼의 개수는 시스템에 따라 다르다. 예를 들어, OFDMA 기반의 IEEE 802.16 시스템의 경우 매 하향링크 프레임마다 1개의 OFDM 심볼로 구성된 프리앰블(preamble)이 먼저 전송된다. 상기 프리앰블은 통신 시스템에서의 동기, 셀 탐색, 채널 추정 등을 목적으로 통신 단말기에 제공된다.

상기 OFDM 방식은 송신 신호의 첨두전력 대 평균전력 비 (Peak-to-Average-Power Ratio: 이하 'PAPR'이라 칭함)가 매우 크다는 단점이 있다. 이는 주파수 영역에서의 신호를 IFFT를 통한 다중 반송파들을 이용하여 데이터를 전송하므로 OFDM 신호 진폭의 크기는 상기 다중 반송파들의 크기의 합으로 표현될 수 있다. 그런데 상기 다중 반송파들 각각의 위상이 일치한다면, OFDM 신호는 임펄스(impulse)와 같이 높은 최대치를 가지는 신호가 생성되어 매우 높은 PAPR을 갖게 된다. OFDM 방식에 따른 이러한 송신 신호는 고출력 선형 증폭기의 효율을 낮추고, 고출력 증폭기의 비선형영역에서 동작하도록 하게 되어 신호의 왜곡이 야기된다.

도 1은 IEEE 802.16 시스템의 하향링크 부 프레임(sub frame)의 구조를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 1개의 OFDM 심볼로 구성된 상기 프리앰블은 매 프레임(frame)마다 선행하여 전송되며, 상기 프리앰블은 시간 및 주파수 동기, 셀 탐색, 그리고 채널 추정 등의 용도로 활용된다.

도 2는 IEEE 802.16 시스템에서 0번째 섹터에서 전송되는 프리앰블을 전송하는 부반송파 집합을 나타내는 도면이다. 주어진 대역폭 중 양쪽 일부를 보호 대역(Guard band)으로 사용한다. 또한, 상기 섹터의 개수가 3개인 경우, 각각의 섹터는 부 반송파 3 개의 간격으로 시퀀스를 삽입하고, 나머지 부 반송파에는 0을 삽입하여 전송한다.

이하 상기 프리앰블에서 사용되는 종래의 시퀀스를 설명한다. 상기 프리앰블에서 사용되는 시퀀스는 하기 표 1과 같다.

인덱스	IDcell	섹터	시퀀스 (16진수)
0	0	0	A6F294537B285E1844677D133E4D53CCB1F182DE00489E53E6B6E77065C7EE7D0ADBEAF
1	1	0	668321CBBE7F462E6C2A07E8BBDA2C7F7946D5F69E35AC8ACF7D64AB4A33C467001F3B2
2	2	0	1C75D30B2DF72CEC9117A0BD8EAF8E0502461FC07456AC906ADE03E9B5AB5E1D3F98C6E
. . .	. . .	. . .	. . .

상기 시퀀스는 섹터 번호와 IDcell 파라미터 값에 의해 결정된다. 정의된 각 시퀀스는 오름차순으로 이진신호로 변환하여 BPSK 변조를 통해 부반송파에 매핑된다. 다시 말하면, 제시된 16진수 수열을 이진수 수열(Wk)로 변환시킨 다음, MSB(Most Significant Bit)부터 LSB (Least Significant Bit)로 Wk을 매핑한다. (0은 +1로, 1은 -1로 매핑한다. 예를 들면, 인덱스가 0인 0번째 세그먼트에서 16진수 'C12'에 대한 Wk는 110000010010... 이므로, 변환된 이진 코드 값은 -1 -1 +1 +1 +1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 +1 ... 이 된다.)

상술한 종래 기술에 따른 시퀀스는, 이진 코드로 구성할 수 있는 시퀀스의 종류 중 상관관계 특성을 어느 정도 유지하면서, 시간 영역으로 변환 시 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)을 낮게 유지할 수 있는 시퀀스를 컴퓨터 시뮬레이션을 통해 찾은 것이다. 만일 시스템의 구조가 바뀌거나 다른 시스템에 적용한다고 한다면, 새로운 시퀀스를 찾아야 한다.

이하,최근 새롭게 제안되는 3GPP(3^rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 기술에서 사용되는 시퀀스를 설명한다.

LTE 시스템에서도 다양한 시퀀스가 사용된다. 이하, LTE의 채널에서 사용되는 시퀀스를 설명한다.

일반적으로 단말이 기지국과 통신을 하기 위해서 가장 먼저 수행하는 것은, 동기 채널(이하, 'SCH'라 칭함)에서 기지국과의 동기를 수행하고, 셀 탐색을 수행하는 것이다.

기지국과 동기를 수행하고 단말이 속한 셀 ID를 획득하는 일련의 과정을 셀 탐색(cell search)이라 한다. 일반적으로 셀 탐색은 초기 단말이 파워 온(power-on) 하였을 때 수행하는 초기 셀 탐색(initial cell search)과, 연결(connection) 혹은 휴지 모드(idle mode)의 단말이 인접한 기지국을 탐색하는 주변 셀 탐색(neighbor cell search)으로 분류된다.

상기 SCH(Synchronization Channel)는 계층적 구조를 가질 수 있다. 예를 들어, P-SCH(Primary SCH)와 S-SCH(Secondary SCH)를 사용할 수 있다.

상기 P-SCH와 S-SCH는 다양한 방법에 의해 무선 프레임(radio frame)에 포함될 수 있다. 도 3 및 도 4는 P-SCH와 S-SCH가 무선 프레임(radio frame)에 포함되는 다양한 방법을 나타낸 도면이다. LTE 시스템에서는 다양한 상황에 따라, 도 3 또는 도 4의 구조에 따라 SCH를 구성할 수 있다.

도 3에서, P-SCH는 첫 번째 서브 프레임(sub-frame)의 마지막 OFDM 심볼에 포함된다. 또한, S-SCH는 두 번째 서브 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 포함된다.

또한, 도 4에서, P-SCH는 첫 번째 서브 프레임의 마지막 OFDM 심볼에 포함되고, S-SCH는 첫 번째 서브 프레임의 마지막에서 두 번째 OFDM 심볼에 포함된다.

LTE 시스템은 P-SCH를 이용하여 시간 및 주파수 동기 획득할 수 있다. 또한 S-SCH에서는 셀 그룹 ID, 프레임 동기 정보, 안테나 구성 정보 등이 포함시킬 수 있다.

이하, 종래에 3GPP LTE 시스템에서 제안된 P-SCH의 구성방법을 설명한다.

P-SCH는 캐리어 주파수(carrier frequency)를 중심으로 1.08 MHz 대역을 통해 전송한다. 이는 72 개의 부 반송파(subcarrier)에 해당한다. 이때, 각각의 부 반송파(subcarrier)의 간격은 15kHz이다. 이러한 수치가 결정되는 이유는, LTE 시스템에서 12개의 부 반송파를 하나의 RB(Resource Block)로 정의한 때문이다. 이 경우, 72개의 부 반송파는 6개의 RB에 상응한다.

OFDM 또는 SC-FDMA와 같이 직교하는 다수의 부 반송파를 이용하는 통신 시스템에서 사용되는 P-SCH는 다음의 조건을 만족시키는 것이 바람직하다.

첫째, 수신 측에서의 우수한 성능의 검출을 위해 P-SCH를 이루는 시퀀스에 대한 시간 영역에서의 자기 상관(auto-correlation) 특성이 좋아야 한다.

둘째, 동기 검출에 따른 복잡도(complexity)가 낮아야 한다.

셋째, 우수한 주파수 옵셋(offset) 추정 성능을 위해 N번 반복되는(Nx repetition) 구조를 갖는 것이 바람직하다.

넷째, PAPR((Peak-to-Average Power Ratio) (혹은 CM)이 낮아야 한다.

다섯째, P-SCH가 채널 추정용으로 활용될 수 있다면, 그 주파수 응답은 일정(constant)한 값을 갖는 것이 바람직하다. 즉, 채널 추정 측면에서 주파수 영역에서 편평(flat)한 응답이 가장 좋은 채널 추정 성능을 보이는 것으로 알려져 있다.

종래에 다양한 시퀀스가 제안되었으나, 상술한 다양한 조건을 만족하지 못하는 문제가 있었다.

본 발명은 상술한 종래 기술을 개선하기 위해 제안된 것으로서, 본 발명은 우수한 상관 특성을 갖는 시퀀스를 제공하는 것이다.

발명의 개요

본 발명에 따른, 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 방법은 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 통신 시스템에서, 시간 영역에서 특정한 길이의 시간 영역 시퀀스를 생성하는 단계; 상기 생성된 시퀀스의 길이에 따라 상기 시간 영역 시퀀스에 대한 FFT 연산을 수행하는 단계; 상기 FFT 연산이 수행된 주파수 영역 시퀀스에 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 포함시키는 단계; 및 상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대한 IFFT 연산을 수행하는 단계를 포함하여 이루어지는 특징을 갖는다.

본 발명의 다른 일 양상에 따른, 다수의 반송파를 이용하여 데이터를 전송 장치는 시간 영역에서 특정한 길이의 시간 영역 시퀀스를 생성하는 시퀀스 생성 모듈; 상기 생성된 시퀀스의 길이에 따라 상기 시간 영역 시퀀스에 대한 FFT 연산을 수행하는 FFT 모듈; 상기 FFT 연산이 수행된 주파수 영역 시퀀스에 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 포함시키는 데이터 삽입 모듈; 및 상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대한 IFFT 연산을 수행하는 단계를 포함하여 이루어지는 특징을 갖는다.

본 발명의 일 실시예

발명의 구성, 동작 및 효과는 이하 설명되는 본 발명의 일 실시예에 따라 구체화될 것이다.

본 문서는 크게 두 개의 실시예를 제안한다. 제1 실시예는 다양한 통신 시스템에서 사용되는 우수한 시퀀스를 제안하고, 제2 실시예는 제1 실시예의 일례로서 3GPP LTE 시스템의 동기 채널에서 사용되는 시퀀스를 제안한다.

제 1 실시예

도 5a는 본 발명의 일 실시예가 적용되는 송수신 측의 구조를 나타내는 도면이다. 송신 측을 설명하면 다음과 같다. 입력 데이터가 입력되면 상기 데이터가 채널에서 왜곡되는 것을 막기 위해 부가적인 비트(redundancy bits)를 추가하는 채널 코딩 작업을 수행한다. 상기 채널 코딩은, 터보 코드 또는 LDPC 코드 등이 가능하다. 상기 채널 코딩을 수행한 비트 열을 일정한 심볼에 매핑하는 작업을 수행하며, 상기 심볼 매핑(symbol mapping)은 QPSK, 16 QAM 등의 방법이 가능하다. 상기 데이터 심볼은 상기 심볼을 전송하는 다수의 부 반송파에 매핑되는 부 채널 변조 (subchannel modulation)을 거친다. 상기 부 채널 변조를 거친 신호는 IFFT를 거쳐 시간 영역의 반송파에 실리게 되며, 필터링과 아날로그 변환을 거쳐 무선 채널로 전송된다. 상기 수신 측은 송신 측의 동작을 역으로 수행한다.

도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 합리적인 상관관계 특성을 유지하고 PAPR이 낮은 시퀀스의 시간 영역 설계 방법을 설명하기 위한 절차 흐름도이다. 도 5b를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 다른 프리앰블 생성 방법은 다음과 같다. 우선, 시간 영역에서 길이 N의 시퀀스를 생성하고 삽입하는 단계(S101)를 수행하고, N-포인트 FFT 연산을 통하여 주파수 영역 시퀀스로 변환하는 단계(S103)를 수행하고, 통신 시스템의 요구 조건에 따라 DC(Direct Current) 부 반송파 및 보호 부 반송파들을 삽입하는 단계(S105)를 수행하고, 상기 수행의 결과에 따라 상기 시퀀스에 대해 PAPR 감쇄 기법을 적용(S107)하고, N-포인트 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 통하여 시간 영역 시퀀스로 변환하는 단계(S109)를 수행할 수 있다. 상술한 바와 같이, N 값에 따라 DFT 또는 FFT가 선택적으로 사용될 수 있음은 자명하다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예의 각 단계를 상세히 설명한다.

이하, 본 발명의 일 실시예에 따라, 길이 N의 시퀀스를 형성하고 삽입하는 방법(S101)을 설명한다.

본 발명의 일 실시예는 시간 영역에서 좋은 상관관계 특성을 보이고, 일정한 크기(amplitude)의 값을 유지하는 시퀀스를 형성하고 삽입하는 방법을 제안한다. 이를 위해, 본 실시예는 시간 영역에서 특정한 길이의 시퀀스를 산출하고, 상기 산출된 시퀀스를 시간 영역에서 삽입한다.

이하 본 실시예가 사용하는 시퀀스, 즉, 시간영역에서 생성되어 삽입되는 시퀀스에 요구되는 바람직한 조건을 살펴본다. 상술한 바와 같이, 송신 측의 증폭기의 효율을 증가시키기 위해서는 PAPR을 감소시키는 시퀀스를 전송하는 것이 바람직하기 때문에, 본 실시예에서 사용하는 시퀀스는 상술한 바와 같이 시간 영역에서 일정한 크기(amplitude)의 값을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 상기 시퀀스는 시간 영역뿐만 아니라, 주파수 영역에서도 신호의 크기가 적게 변화하는 것이 바람직하다.

대부분의 통신 방법에서는, 특정한 송수신 측에 일정한 주파수 대역을 할당하면서, 상기 할당된 주파수 대역에서 사용할 수 있는 전력의 최대치를 제한하고 있다. 즉, 일반적인 통신 방법에는 일정한 스펙트럼 마스크가 존재한다. 따라서, 비록 시간 영역에서 크기(amplitude)가 일정한 시퀀스를 전송하더라도 주파수 영역에서 신호의 크기가 일정하지 못한 경우에는, 상기 시퀀스를 주파수 영역에서 부스팅(boosting)하는 경우 상기 스펙트럼 마스크를 넘는 문제가 발생할 수 있다.

주파수 영역에서 시퀀스를 생성하여 삽입하는 경우에는 주파수 영역에서의 크기를 쉽게 제어할 수 있으므로, 상기 스펙트럼 마스크에 의한 제약이 크지 않을 것이다. 그러나, 본 실시예는 주파수 영역이 아닌 시간 영역에서 시퀀스를 생성하여 삽입하는바 주파수 영역에서의 전력값을 고려하여야 한다. 또한, 만일 주파수 영역에서의 채널 값을 미리 알고 있다면, 채널의 좋고 나쁨에 따라 전력 할당(power allocation)을 실시하는 것이 바람직하나, 프리앰블의 사용 용도 특성상 채널을 미리 알기 어렵기 때문에 사용 부 반송파의 전력을 일정(constant)하게 하는 것이 일반적이다. 상기 OFDM 시스템에서 사용하는 FFT 모듈은 N 포인트 FFT 모듈을 사용하므로, 상기 시퀀스는 N의 길이를 갖는 것이 바람직하다.

상기 PAPR 특성 이외에도, 본 실시예에서 사용하는 시퀀스는 신호의 검출 및 구분이 용이하도록 우수한 상관 관계 특성을 갖는 것이 바람직하다. 상기 우수한 상호 관계 특성은, 우수한 자기상관(autocorrelation) 특성과 우수한 상호상관(crosscorrelation) 특성을 갖는 것을 말한다.

또한, 상기 시퀀스는 상기 시퀀스를 수신하는 수신측에서 동기를 획득하는 용이하도록 생성되는 것이 바람직하다. 상기 동기는 주파수 동기 및 시간 동기를 의미한다. 일반적으로 시간 영역(time domain)에서 한 OFDM 심볼내에서 특정 패턴을 반복하는 경우 주파수 동기 및 시간 동기의 획득이 용이하다.

따라서, 본 실시예에 따른 시퀀스는 시간 영역에서 한 OFDM 심볼 내에서 특정 패턴이 반복되는 것이 더욱 바람직하다. 예를 들어, 본 실시예에 따른 시퀀스 생성 및 삽입 단계에 있어서, N-포인트 FFT 모듈에 의해 생성되는 하나의 OFDM 심볼에서 두 번의 동일한 패턴을 갖는 프리앰블 시퀀스를 삽입할 수 있다. 시간영역 에서 동일한 패턴을 반복시켜 특정한 길이의 시퀀스를 만드는 방법에는 제한이 없다. 우선 다음과 같은 일례가 가능하다. N 포인트 FFT 또는 DFT가 문제되는 경우, 길이 N/2의 시퀀스를 생성하여 그것을 두 번 반복시켜서 삽입하면, 총 길이 N의 프리앰블 시퀀스를 구성할 수 있다. 또한, 길이 N/4의 시퀀스를 생성하여 그것을 두 번 반복시켜서 삽입하면, 총 길이 N/2의 프리앰블 시퀀스를 구성할 수 있다. 이렇게 구성된 N/2 프리엠블 시퀀스는 주파수 영역에서 N/2의 길이를 갖는다. 이 경우, 차후에 주파수 영역에서 시퀀스의 간격을 조정하여 N 길이의 시퀀스를 생성할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따라, 상술한 조건들을 고려하여 선택할 수 있는 시퀀스는 다양하게 존재한다. 이하 본 실시예의 일례로서, CAZAC 시퀀스를 이용하여 시간 영역에서 길이 1024의 시퀀스를 형성하고 삽입하는 방법에 대해 설명한다. 본 실시예에 다라, 하기 수학식 3에서 M=1이고 (M은 1024와 서로 소인 자연수) 길이 1024의 CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto Correlation) [David C. Chu, “Polyphase Codes with Good Periodic Correlation Properties”, Information Theory IEEE Transaction on, vol. 18, issue 4, pp. 531-532, July, 1972] 시퀀스를 시간 영역에서 생성하고, 삽입한다.

상기 수학식 3에서, n = 0, 1, 2, ..., N-1이다.

상술한 바와 같이, 본 실시예에서 사용되는 특정 패턴을 반복할 수 있는바, 상기 CAZAC 시퀀스는 상기 N값을 조절하여 특정 패턴을 반복할 수 있다. 즉, 상기 수학식1 에 M=1, N=512으로 하여 CAZAC 시퀀스를 생성하고 두 번 반복하는 방법으로 길이 1024 시퀀스를 생성할 수 있다.

도 6은 본 실시예에 의해 사용되는 CAZAC 시퀀스의 성상(constellation)도이다. 상기 CAZAC 시퀀스는 폴리페이즈(polyphase) 코드로서, 도시된 바와 같이 다양한 위상을 갖는다. 상술한 바와 같이, 본 실시예에서는 시간 영역에서 크기가 일정하게 유지되어 PAPR을 감소시키는 시퀀스를 사용하는바, 도시된 CAZAC 역시 크기(amplitude)가 일정하다.

도 7은 상기 CAZAC 시퀀스의 자기상관 특성을 나타내는 도면이다. 상술한 바와 같이, 본 실시예에서 사용하는 시퀀스는 우수한 상관 특성을 갖는 것이 바람직한바, 상기 CAZAC 시퀀스에 대한 시간 영역에서의 자기 상관 특성을 보면, 이상적인 자기 상관 특성을 보이는 것을 알 수 있다. 결론적으로, 상기 CAZAC 시퀀스은 본 실시예가 요구하는 다양한 조건에 부합하는 시퀀스 중 하나임을 알 수 있다.

이하 본 발명의 일 실시예에 따라, 시간 영역 시퀀스를 FFT 연산을 통해 주파수 영역 시퀀스로 변환하는 방법(S103)을 설명한다.

OFDM 시스템에서 정해진 규격에 맞추어 주파수 영역에서 수정하기 위해 시간 영역 시퀀스를 주파수 영역 시퀀스로 변환시키는 방법으로서,하기 수학식 4와 같이 시간 영역에서 생성된 길이 N의 시퀀스를 N-포인트 FFT를 수행하여 주파수 영역 시퀀스로 변화시킨다.

상기 수학식에서 k=0, 1, 2, ..., N-1을 만족한다.

상술한 바와 같이 시간 영역에서 생성된 시간 영역 시퀀스를 상기 수학식 4에 의해 주파수 영역 시퀀스 A_k로 변환한다.

시퀀스의 길이가 N=1024의 경우에 대한 주파수 영역의 특성은, 도 8와 도 9와 같다. 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역 시퀀스의 주파수 영역에서의 크기(amplitude)를 나타낸 도면이다. 상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예가 사용하는 코드 시퀀스는 스펙트럼 마스크에 의한 문제를 해결하기 위해 가능한 한 일정한 크기를 갖는 것이 바람직한바, 도 8의 결과는 이를 만족한다.

도 9은 본 발명의 일 실시예에 따른 시간 영역 시퀀스의 주파수 영역에서의 자기 상관 특성을 나타낸 도면이다. 상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예가 사용하는 코드 시퀀스는 우수한 상관 특성을 갖는 것이 바람직한바, 도 9의 결과는 이러한 조건을 만족한다.

이하, 본 발명의 일 실시예에 따라 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 삽입하는 단계(S105)를 설명한다.

일반적으로 특정한 OFDM 통신 방법에서는 DC 부 반송파의 삽입과 일정한 보호 부 반송파의 삽입을 요구할 수 있다. 만약 특정한 OFDM 통신 방법의 정해진 규격에 맞추기 위해 DC 부 반송파 보호 부 반송파를 삽입해야 하는 경우, 상기 단계(S105)를 수행한다. 상기 DC 부 반송파의 삽입은, 송수신의 RF단에서 DC 오프셋에 의한 문제를 해결하기 위해 주파수 영역에서 주파수가 0인 부 반송파에 데이터 0을 삽입하는 것을 말한다. 또한, 상기 보호 부 반송파의 삽입은, 인접 채널 간섭 (ACI: Adjacent Channel Interference)을 감소시키기 위해 보호 부 반송파들을 삽입하는 것을 말한다.

가령 IEEE 802.16 시스템의 요구 조건에 따라 N=1024의 경우에 대해 DC와 보호 부 반송파를 합쳐서 172 개의 널 (null)을 삽입한 결과는 도 10과 도 11에 의해 도시된다.

도 10은 본 실시예에 따라 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 삽입한 결과에 대한 크기를 나타내는 도면이다. 상술한 바와 같이, 주파수가 0인 지점에는 0의 크기를 갖고, 주파수 인덱스(frequency index)가 500 부근에는 보호 부 반송파가 삽 입된다. 상기 보호 부 반송파는 통신 방법에 따라 다양하게 삽입될 수 있다. FFT의 주기적인 특성에 의해 도 11과 같은 방식으로 시퀀스가 매핑될 수 있으며, 도 11와 같이 매핑되는 경우 주파수 영역에 양쪽 끝에 보호 부 반송파를 삽입하지 않고 가운데에 보호 부 반송파(guard carrier)를 삽입할 수 있다.

도 12는 본 실시예에 따라 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 삽입한 결과에 대한 주파수 영역에서의 자기 상관 특성을 나타내는 것이다. DC 부 반송파 및 보호 부반송파의 삽입 후의 자기 상관 특성은 거의 이상적인 상관 특성에 근접하여 있음을 알 수 있다.

이하, 본 발명의 일 실시예에 따라, 이전 단계들이 수행된 시퀀스에 대해 PAPR 감쇄 기법을 적용하는 단계(S107)를 설명한다.

상술한 바와 같이, DC 부반송파 및 보호 부반송파 삽입으로 인해 시간 영역 신호가 변형되어 PAPR가 증가할 수 있다. 본 실시예는 상기와 같이 증가한 PAPR을 감소시키기 위하여 PAPR 감쇄 기법을 다시 수행할 수 있다. 이때, 주파수 영역 시퀀스의 코드들에 대한 크기 레벨 변화를 최소화시키면서 PAPR 감쇄 기법을 적용하는 것이 바람직하다. 이 단계를 수행한 주파수 영역 시퀀스는 송수신 측에서 이미 알고 있는 값으로서 후에 다른 용도(예를 들면, 채널 추정 등)들을 위한 기준 신호로 활용하는 것이 가능하다.

이하, 본 발명의 일 실시예예 따라, 본 발명의 IFFT 연산을 통하여 상기 시퀀스를 시간 영역 시퀀스로 변환하는 단계(S109)를 설명한다.

상기 단계는, 최종적인 시간 영역 프리앰블 시퀀스를 생성하는 방법으로서, 하기 수학식 5와 같이 수행하며, 이때 생성된 시퀀스는 동기의 수행과 신호의 검출 및 구분 등의 용도로 활용될 수 있다.

N=1024의 경우에 대해 상기 수학식 5를 적용한 결과는 도 13과 도 14와 같다. 도 13은 본 실시예에 따른 최종적인 시간 영역 시퀀스의 성상도를 나타낸다. 또한, 도 14는 본 실시예에 따른 최종적인 시간 영역 시퀀스의 시간 영역에서의 자기 상관 특성을 나타낸다. 도 13 및 도 14에 도시된 바와 같이, 상기 최종적인 프리앰블 시퀀스는 우수한 특성을 보인다.

종래의 IEEE 802.16 시스템의 1024 FFT 모드에서 인덱스가 0, IDcell이 0, 섹터가 0인 경우에 대한 프리앰블 시퀀스에 DC 부 반송파와 보호 부 반송파를 합한 널(null) 부 반송파가 172개인 경우에 대한 시퀀스의 성상도는 도 15과 같다. 종래 방식에 따르는 경우 PAPR 값은 약 5.83 dB이나, 반면에 본 발명에 따른 프리앰블 시퀀스의 PAPR 값은 2.49dB로 본 발명에 따른 프리앰블 시퀀스가 우수한 성능을 나타낸다.

본 발명에 따른 방법은, 시퀀스의 생성 시 DC 및 보호 부반송파를 삽입하는 경우, 주파수 영역에서 생성하는 것보다 더 많은 종류의 시퀀스를 생성할 수가 있 다.

예를 들어, 일실시예에 있는 CAZAC 시퀀스를 생성할 때, 주파수 영역에서 생성하는 경우 사용되는 부반송파의 개수는 852개이므로 주파수 영역 시퀀스의 길이는 852 개가 된다. 따라서, 852 이하의 자연수 중 852와 서로 소인 자연수의 개수는 280개이므로, 총 280개 종류의 시퀀스가 생성될 수 있다.

반면에 본 발명에 따른 방법은 시간 영역에서의 시퀀스 길이는 1024이다. 따라서, 1024 이하의 자연수 중 1024와 서로 소인 자연수의 개수는 512개이므로, 총 512개 종류의 시퀀스가 생성될 수 있다.

제 2 실시예

이하, 상술한 제1 실시예의 시퀀스를 LTE 등의 다양한 통신 시스템에 적용하는 일례를 설명한다. 즉, 이하의 제2 실시예는, 제1 실시예에서 설명한 CAZAC 시퀀스 중 어느 하나를 LTE 시스템의 P-SCH에 적용하는 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로 CAZAC 시퀀스 중 어느 하나인 프랭크(Frank) 시퀀스를 시간 영역에서 반복시킨 이후, 주파수 영역에서 데이터를 처리하는 방법을 통해 P-SCH를 생성한다.

제2 실시예는, Frank 시퀀스를 이용하여, P-SCH가 만족하여야 하는 요구 조건들을 모두 만족하는 시퀀스를 제안한다.

제2 실시예에서 사용되는 Frank 시퀀스는 상술한 CAZAC 시퀀스의 한 종류로서, 시간 및 주파수 영역 모두에서 일정한 파형(constant envelop)을 갖으며, 이상적인 자기 상관 (auto-correlation) 특성을 가진다. [R. L. Frank and S. A. Zadoff, “Phase shift pulse codes with good periodic correlation properties, ” IRE Trans. Inform. Theory, vol. IT-8, pp. 381-382, 1962.]

한편, 유의할 점은 LTE에서 P-SCH와 S-SCH가 FDM 방식으로 다중화되어 있는 경우에, Frank 시퀀스를 이용하여 P-SCH를 구성하자는 논의는 이미 제안된바 있다. 그러나, 제2 실시예가 제안하는 방법은, P-SCH와 S-SCH가 TDM 방식으로 다중화된 경우에 종래에 제안된 방식에 비하여 더욱 우수한 성능을 보이는 P-SCH를 제안하는 것이다.

이하, 이미 제안된 P-SCH 구성 방법을 설명하고, 제2 실시예와 비교한다.

Frank 시퀀스는 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.

상기

는 하기 수학식 7과 같다.

상기 수학식 6 및 7에서, N은 Frank 시퀀스의 길이(length) N을 나타내며, N=m²을 만족하여야 한다. 또한, r은 m과 서로 소인 m이하의 자연수이다.

예를 들어, N=4인 경우 상기 수학식 6에 의한 시퀀스들은, BPSK와 같은 성상 도(constellation map)를 갖는다. 또한, N=16인 경우 QPSK와 같은 성상도를 갖는 다. N=16, r=1에 대해 시간 영역에서 Frank 시퀀스를 생성한 것은 하기 표 2와 같고, 주파수 영역으로 변환한 시퀀스는 하기 표 3과 같다.

	In phase	Quadrature
0	0	1
1	-1	0
2	0	-1
3	1	0
4	-1	0
5	1	0
6	-1	0
7	1	0
8	0	-1
9	-1	0
10	0	1
11	1	0
12	1	0
13	1	0
14	1	0
15	1	0

	In phase	Quadrature
0	1	0
1	0	1
2	-sqrt(1/2)	sqrt(1/2)
3	-sqrt(1/2)	sqrt(1/2)
4	0	1
5	0	1
6	sqrt(1/2)	sqrt(1/2)
7	sqrt(1/2)	-sqrt(1/2)
8	-1	0
9	0	1
10	sqrt(1/2)	-sqrt(1/2)
11	-sqrt(1/2)	sqrt(1/2)
12	0	-1
13	0	1
14	-sqrt(1/2)	-sqrt(1/2)
15	sqrt(1/2)	-sqrt(1/2)

상기 표 2의 결과는 결국 QPSK 변조와 동일하게 되며, 상기 표 3의 결과는 일정한 크기(constant amplitude)를 가진다.

예를 들어, 실제로 사용되는 부 반송파(used subcarrier)의 개수가 16인 경우, 상기 표 3의 결과를 이용하여 사용하면, scalable bandwidth와 상관없이 사용하는 것이 가능하다.

시간 영역에서 수행되는 시간 동기 획득(timing acquisition) 같은 동작이 수행될 때에, BPSK 혹은 QPSK 방식으로 변조되어 있으면 상관 값을 계산하는 복잡도가 감소한다. 즉, 복소 연산이 아닌 간단한 부호 변환기 등을 이용하여 단순 복소 덧셈으로 상관 값을 계산하므로 계산의 복잡도가 감소한다.

또한, Frank 시퀀스는 CAZAC 시퀀스이므로, 시간 영역 및 주파수 영역에서 둘 다 우수한 상관 특성을 보인다.

또한, Frank 시퀀스는 시간 및 주파수 영역 모두에서 일정한 값을 가지므로 PAPR 이 낮으며, 채널 추정용으로 활용될 경우 최적의 조건을 갖는다.

예를 들어, N=16,r=1에 대해 시간 영역에서 수신된 신호 벡터 r = [r(0) r(1) … r(15)]라고 하고, 시간 동기 획득(timing acquisition)을 위해 알려진 신호(a=[a(0) a(1) … a(15)]^T)과 상관 값을 계산하는 수식은 다음과 같다. 이 경우 상기 신호 a는 상기 표 2와 같다.

수학식 8에 따라 직접 연산하면, 하나의 R(d)를 계산하기 위해 총 15번의 복소 곱셈(complex multiplication)과 15번의 복소 덧셈(complex addition)이 필요하다.

하지만, frank 시퀀스인 a의 특성상 곱해질 수신 신호의 실수(real), 혹은 허수(imaginary) 값의 부호만 변경하여 덧셈을 수행하여 상관 값을 계산할 수 있다. 따라서, 복소 곱셈 없이 15번의 복소 덧셈 만으로 연산을 마무리 할 수 있다.

이미 제안된 방법은 상술한 Frank 시퀀스의 장점을 이용하여 P-SCH를 구성한다. 즉, 길이 16의 Frank 시퀀스를 이용하여, 64개의 부 반송파에 사상(mapping)되는 FDM 방식의 P-SCH가 제안되었다.

도 16은 이미 제안된 P-SCH의 구성 방법을 나타낸다. 먼저, 길이 16의 Frank 시퀀스를 주파수 영역(frequency domain)에서 2개의 주파수 인덱스 간격으로 삽입한다. 달리 표현하면 상기 표 3의 시퀀스를 2개의 주파수 인덱스 간격으로 삽입한다. 2개의 주파수 인덱스 간격이라는 의미는, k번째 부 반송파에는 m번째 시퀀스가 삽입되고, k+1번째 부 반송파에는 시퀀스가 삽입되지 않고, k+2번째 부 반송파에 m+1 번째 시퀀스가 삽입되는 것을 의미한다.

이렇게 2개의 주파수 인덱스 간격으로 삽입된 시퀀스를 주파수 영역에서 복사하여 확장하면, 총 64개의 부 반송파(subcarrier)에 사상(mapping)되는 도 16과 같은 형태의 시퀀스를 얻을 수 있다. 이러한 도 16의 시퀀스는, 시간 영역에서 2 샘플 간격으로 삽입되어 2번 반복되는 형태로 구성된다.

본 발명의 제2 실시예는, 상술한 P-SCH의 구성 방법을 다음과 같은 부분에서 개선한다.

우선, 이미 제안된 P-SCH의 구성 방법에 따른 시퀀스는 시간 영역(time domain)에서 0인 값이 존재하게 되어, PAPR 특성이 매우 나빠지는 특성이 있다. 제 2 실시예는 이러한 특성을 개선한다.

또한, 현재 LTE에서 사용 가능한 부 반송파의 개수는 72개인데, 이미 제안된 방법은 64개만 사용하기 때문에, 주파수 다이버시티 측면에서 손실을 갖는 특성이 있다. 제2 실시예는 이러한 특성을 개선한다.

또한, 이미 제안된 방법은 DC 반송파(즉, 0번째 반송파)에 따른 문제를 해결하기 위하여, 짝수 번째가 아닌 홀수 번째 부 반송파에 시퀀스를 삽입하였다. 달리 표현하면, 홀수 주파수 인덱스를 갖는 부 반송파에 데이터를 삽입하였다. 이러한 방식에 따라 생성된 시퀀스를 시간 영역에서 관찰하면, Frank 시퀀스의 장점인 시간 영역에서 QPSK 형태가 아닌 다른 형태로 변질되어 버리는 치명적인 문제를 갖는다. 즉, 복소수 연산의 복잡도가 증가하는 문제가 발생한다. 제2 실시예는 이러한 특성을 개선한다.

도 17은 제2 실시예에 따른 P-SCH를 생성하는 방법을 나타내는 절차 흐름도이다. 도 5b와 도 17을 보면 제2 실시예가 기본적으로 제1 실시예의 방법에 기초하는 것을 알 수 있다.

도 17에 도시된 S1701 내지 S1705 단계는 이하에서 세부적으로 설명된다.

도 18은 LTE 규격의 P-SCH가 사상되는 부 반송파를 나타내는 도면이다. LTE 규격의 P-SCH는 DC 반송파를 중심으로 73 개의 부 반송파(DC 반송파 포함)에 사상(mapping)된다.

제2 실시예는, 상기 LTE 규격에서 요구하는 73개의 부 반송파(DC 반송파 포함)에 사상될 시퀀스를 생성하기 위해, 시간영역에서 2번 반복되는 구조의 시퀀스 를 제공한다. 즉, 시간 영역에서 2x repetition 구조를 갖는 시퀀스를 제안한다. 이 경우, DC 부 반송파에 대한 처리가 수행되면 72 길이의 프랭크 시퀀스 중 71 길이의 프랭크 시퀀스가 사용된다.

이때, 시간영역에서 2번 반복되는 시퀀스는 Frank 시퀀스인 것이 바람직하다. 또한, Frank 시퀀스의 길이는 36이고, 수학식 6에서의 변수 r은 1인 것이 바람직하다. 만약 길이가 36인 경우, Frank 시퀀스는 6-PSK와 같이 성상도를 갖는다.

제2 실시예에서 Frank 시퀀스의 길이를 36으로 선택한 이유는, 73개의 부 반송파에 사상(mapping)될 시퀀스를 만들어야 하기 때문이다. 즉, 36 길이의 시퀀스를 2번 반복하여 시퀀스를 생성하면 LTE 규격에 부합하기 때문이다.

물론, 반복되는 형태를 원하지 않는다면, 상기 LTE 시스템에 대해 길이 64를 선택할 수 있다. 또한, 4번 반복시켜서 P-SCH를 생성하는 경우에는 길이 16의 Frank 시퀀스를 사용할 수도 있다.

이하, 도 17의 S1701을 설명한다.

N_pre(P-SCH를 생성하기 위한 초기 시퀀스의 길이) = 36인 Frank 시퀀스를 생성한다. 이때, 수학식 6에서의 변수 r은 1로 한다.

도 19는, 길이가 36인 Frank 시퀀스를 시간영역에서 나타낸 블록도이다. 도 19의 시퀀스는 a(i), i=0, 1, ..., 35로 표현될 수 있다. 하기 표 4는 인덱스 i에 따라 상기 a(i)의 실수 값과 허수 값을 나타낸다. 하기 표 4는 시간 영역에서 시퀀스의 값을 나타낸다.

	Real	Imag
0	1	0
1	-cos(pi/3)	-sin(pi/3)
2	-1	0
3	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
4	cos(pi/3)	sin(pi/3)
5	1	0
6	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
7	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
8	1	0
9	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
10	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
11	1	0
12	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
13	1	0
14	-1	0
15	1	0
16	-1	0
17	1	0
18	-1	0
19	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
20	1	0
21	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
22	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
23	1	0
24	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
25	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
26	-1	0
27	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
28	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
29	1	0
30	cos(pi/3)	sin(pi/3)
31	1	0
32	1	0
33	1	0
34	1	0
35	1	0

이하, S1702 단계를 설명한다.

길이가 36인 Frank 시퀀스를 사용하는 경우, 시간 영역에서 2번 반복하여 시퀀스를 생성한다. 도 20은, 제2 실시예에 따라 시간 영역에서 2번 반복하여 시퀀스를 생성한 결과를 나타낸 블록도이다.

도 20과 같이 2번 반복된 신호를 0번 내지 71번의 인덱스를 이용하여 표로 나타내면 하기 표 5와 같다.

	Real	Imag
0	1	0
1	-cos(pi/3)	-sin(pi/3)
2	-1	0
3	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
4	cos(pi/3)	sin(pi/3)
5	1	0
6	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
7	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
8	1	0
9	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
10	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
11	1	0
12	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
13	1	0
14	-1	0
15	1	0
16	-1	0
17	1	0
18	-1	0
19	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
20	1	0
21	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
22	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
23	1	0
24	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
25	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
26	-1	0
27	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
28	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
29	1	0
30	cos(pi/3)	sin(pi/3)
31	1	0
32	1	0
33	1	0
34	1	0
35	1	0
36	1	0
37	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
38	-1	0
39	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
40	cos(pi/3)	sin(pi/3)
41	1	0
42	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
43	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
44	1	0
45	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
46	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
47	1	0
48	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
49	1	0
50	-1	0
51	1	0
52	-1	0
53	1	0
54	-1	0
55	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
56	1	0
57	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
58	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
59	1	0
60	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
61	- cos(pi/3)	sin(pi/3)
62	-1	0
63	- cos(pi/3)	- sin(pi/3)
64	cos(pi/3)	- sin(pi/3)
65	1	0
66	cos(pi/3)	sin(pi/3)
67	1	0
68	1	0
69	1	0
70	1	0
71	1	0

상기 표 5의 시퀀스의 값은 시간 영역에서의 값이다.

이하, S1703를 설명한다.

S1702에서 생성된 길이 72인 Frank 시퀀스(즉, 시간 영역에서 2번 반복된 시퀀스)를 72 포인트 FFT 또는 DFT 변환을 통해 주파수 영역 신호로 변환시킨다. 이 경우, 주파수 영역에서 보면, 시간 영역에서의 반복이 2번 이루어졌기 때문에, 주파수 영역에서 짝수 번째 주파수 인덱스부터 교대로 삽입(alternated insertion)된 것으로 보인다. 즉, 도 21과 같이 짝수 번째 주파수 인덱스에 시퀀스가 삽입된다. 즉, 도 21은 S1703의 결과를 나타내는 도면이다.

짝수 번째 주파수 인덱스에 삽입된 시퀀스의 값을 표로 나타내면 다음과 같다.

	Real	Imag
0	Sqrt(2)*1	0
1	0	0
2	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
3	0	0
4	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
5	0	0
6	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
7	0	0
8	-Sqrt(2)* cos(pi/9)	-Sqrt(2)* sin(pi/9)
9	0	0
10	Sqrt(2)*1	0
11	0	0
12	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
13	0	0
14	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
15	0	0
16	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	-Sqrt(2)cos(3pi/9)
17	0	0
18	Sqrt(2)*1	0
19	0	0
20	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
21	0	0
22	Sqrt(2)*1	0
23	0	0
24	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
25	0	0
26	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
27	0	0
28	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
29	0	0
30	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
31	0	0
32	Sqrt(2)cos(4pi/9)	Sqrt(2)sin(4pi/9)
33	0	0
34	Sqrt(2)*1	0
35	0	0
36[-36]	-Sqrt(2)*1	0
37[-35]	0	0
38[-34]	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
39[-33]	0	0
40[-32]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
41[-31]	0	0
42[-30]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
43[-29]	0	0
44[-28]	Sqrt(2)* cos(pi/9)	Sqrt(2)* sin(pi/9)
45[-27]	0	0
46[-26]	Sqrt(2)*1	0
47[-25]	0	0
48[-24]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
49[-23]	0	0
50[-22]	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
51[-21]	0	0
52[-20]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
53[-19]	0	0
54[-18]	Sqrt(2)*1	0
55[-17]	0	0
56[-16]	Sqrt(2)* cos(2*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(2*pi/9)
57[-15]	0	0
58[-14]	Sqrt(2)*1	0
59[-13]	0	0
60[-12]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
61[-11]	0	0
62[-10]	-Sqrt(2)cos(4pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
63[-9]	0	0
64[-8]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
65[-7]	0	0
66[-6]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
67[-5]	0	0
68[-4]	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(4*pi/9)
69[-3]	0	0
70[-2]	Sqrt(2)*1	0
71[-1]	0	0

이하, S1704 단계에 대하여 설명한다.

S1704 단계는 DC 부반송파에 따른 문제를 해결하는 단계이다. 만약, 사용하려는 통신 규격에서 DC 부 반송파 부분을 사용하지 않으면(즉, DC 부 반송파를 통해 0을 송신한다면), 본 S1704 단계를 수행하는 것이 바람직하다. 제2 실시예는, DC 부 반송파 문제를 해결하는 2가지 방법을 제안한다. 우선 첫 번째 방법으로, S1704-1 단계를 설명하고, 그 다음 두 번째 방법으로, S1704-2 단계를 설명한다.

이하, S1704-1 단계를 설명한다.

S1704-1 단계는, DC 부 반송파에 위치한 해당 시퀀스를 펑쳐링(달리 표현하면, 0으로 nullification)하는 것이다.

도 22는 S1704-1 단계의 결과를 나타내는 도면이다. 즉, 도 21의 결과에 대해 S1704-1 단계를 수행하면 도 22의 결과를 얻을 수 있다.

도 22의 결과는 하기 표 7과 같이 표시될 수 있다.

	Real	Imag
0	0	0
1	0	0
2	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
3	0	0
4	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
5	0	0
6	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
7	0	0
8	-Sqrt(2)* cos(pi/9)	-Sqrt(2)* sin(pi/9)
9	0	0
10	Sqrt(2)*1	0
11	0	0
12	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
13	0	0
14	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
15	0	0
16	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	-Sqrt(2)cos(3pi/9)
17	0	0
18	Sqrt(2)*1	0
19	0	0
20	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
21	0	0
22	Sqrt(2)*1	0
23	0	0
24	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
25	0	0
26	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
27	0	0
28	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
29	0	0
30	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
31	0	0
32	Sqrt(2)cos(4pi/9)	Sqrt(2)sin(4pi/9)
33	0	0
34	Sqrt(2)*1	0
35	0	0
36[-36]	-Sqrt(2)*1	0
37[-35]	0	0
38[-34]	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
39[-33]	0	0
40[-32]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
41[-31]	0	0
42[-30]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
43[-29]	0	0
44[-28]	Sqrt(2)* cos(pi/9)	Sqrt(2)* sin(pi/9)
45[-27]	0	0
46[-26]	Sqrt(2)*1	0
47[-25]	0	0
48[-24]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
49[-23]	0	0
50[-22]	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
51[-21]	0	0
52[-20]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
53[-19]	0	0
54[-18]	Sqrt(2)*1	0
55[-17]	0	0
56[-16]	Sqrt(2)* cos(2*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(2*pi/9)
57[-15]	0	0
58[-14]	Sqrt(2)*1	0
59[-13]	0	0
60[-12]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
61[-11]	0	0
62[-10]	-Sqrt(2)cos(4pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
63[-9]	0	0
64[-8]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
65[-7]	0	0
66[-6]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
67[-5]	0	0
68[-4]	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(4*pi/9)
69[-3]	0	0
70[-2]	Sqrt(2)*1	0
71[-1]	0	0

이하, S1704-2 단계를 설명한다.

제2 실시예의 S1704-2는 DC 부 반송파를 피해서 해당 시퀀스를 사상(mapping)시키는 단계이다.

상술한 S1702에서 시간 영역에서 2번 시퀀스를 반복하였다. 따라서, S1703의 결과 역시, 주파수 영역에서 2개의 주파수 인덱스 간격으로 삽입되는 형태를 갖는다. 즉, 달리 표현하면 짝수 번째 주파수 인덱스에 시퀀스가 삽입된다.

이 경우 제2 실시예는 S1704-2 단계를 수행하여, 생성된 시퀀스를 오른쪽 또는 왼쪽으로 순환 천이(circular shift)를 수행한다. 도 23은 도 21의 결과를 오른쪽으로 순환 천이(circular shift)를 수행한 결과이다.

도 23의 결과는 하기 표 8에 의해 표현될 수 있다.

	Real	Imag
0	0	0
1	Sqrt(2)*1	0
2	0	0
3	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
4	0	0
5	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
6	0	0
7	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
8	0	0
9	-Sqrt(2)* cos(pi/9)	-Sqrt(2)* sin(pi/9)
10	0	0
11	Sqrt(2)*1	0
12	0	0
13	Sqrt(2)cos(3pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
14	0	0
15	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
16	0	0
17	-Sqrt(2)cos(3pi/9)	-Sqrt(2)cos(3pi/9)
18	0	0
19	Sqrt(2)*1	0
20	0	0
21	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
22	0	0
23	Sqrt(2)*1	0
24	0	0
25	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)sin(3pi/9)
26	0	0
27	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
28	0	0
29	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
30	0	0
31	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
32	0	0
33	Sqrt(2)cos(4pi/9)	Sqrt(2)sin(4pi/9)
34	0	0
35	Sqrt(2)*1	0
36[-36]	0	0
37[-35]	-Sqrt(2)*1	0
38[-34]	0	0
39[-33]	Sqrt(2)*cos(pi/9)	Sqrt(2)*sin(pi/9)
40[-32]	0	0
41[-31]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
42[-30]	0	0
43[-29]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
44[-28]	0	0
45[-27]	Sqrt(2)* cos(pi/9)	Sqrt(2)* sin(pi/9)
46[-26]	0	0
47[-25]	Sqrt(2)*1	0
48[-24]	0	0
49[-23]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
50[-22]	0	0
51[-21]	-Sqrt(2)cos(2pi/9)	Sqrt(2)sin(2pi/9)
52[-20]	0	0
53[-19]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
54[-18]	0	0
55[-17]	Sqrt(2)*1	0
56[-16]	0	0
57[-15]	Sqrt(2)* cos(2*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(2*pi/9)
58[-14]	0	0
59[-13]	Sqrt(2)*1	0
60[-12]	0	0
61[-11]	Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
62[-10]	0	0
63[-9]	-Sqrt(2)cos(4pi/9)	-Sqrt(2)sin(4pi/9)
64[-8]	0	0
65[-7]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
66[-6]	0	0
67[-5]	-Sqrt(2)* cos(3*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(3*pi/9)
68[-4]	0	0
69[-3]	-Sqrt(2)* cos(4*pi/9)	-Sqrt(2)* sin(4*pi/9)
70[-2]	0	0
71[-1]	Sqrt(2)*1	0

상기 S1704-1 또는 S1704-2 단계를 비교하면, S1704-1의 방법이 더 바람직함을 알 수 있다. S1704-1은 이미 알고 있는 상기 표 5의 신호를 이용하여, 간단한 연산을 통해 상관 값을 계산할 수 있다. 상관 값을 계산하는 구체적인 방법은, 이하에서 설명한다. 하지만 S1704-2는 홀수 번째 인덱스에 시퀀스를 삽입함으로 인해 시간 영역 시퀀스의 값이 바뀌게 되어 간단한 연산을 통해 상관 값을 구하기 어렵다. 물론 수신 측에서 반송파 주파수(carrier frequency)를 부 반송파 간의 간격(subcarrier spacing)만큼 이동시켜 수신하는 방법으로 해결할 수도 있지만, 이것은 1번째 부 반송파가 DC 성분이 되기 때문에 DC 오프셋이 발생하는 문제가 있다. 따라서, S1704-1 방법이 바람직하다. 물론 수신 후에 시간 영역에서 특정한 복소수를 곱하여 주파수 쉬프트를 수행할 수도 있다. 그러나, 간단한 상관 값 계산을 위해 상기 특정한 복소수를 곱하는 방법을 사용하는 것은 효율성이 지나치게 낮은 방법이다.

이하, S1705 단계를 설명한다. S1705 단계는 수신 측에서 다운 샘플링(down sampling)을 수행하지 않고 128 포인트 FFT를 적용하는 경우를 위한 추가적인 단계이다.

S1705 단계는 수신 측이 다운 샘플링(down sampling)을 지원하지 않을 때 유용할 수 있따. LTE 시스템을 예로 들면, 부 반송파 간의 간격(subcarrier spacing)은 15kHz이다. 만일 128 포인트 FFT(또는 DFT)가 적용되는 경우, 시간 영역에서는 128개의 샘플의 값이 나오게 되고, 이것은 1.92MHz의 샘플링 주파수(sampling frequency)를 갖는다. 수신 측은 수신 신호를 1.08MHz로 필터링한 후 다음의 동작 중 어느 하나를 할 수 있다. 첫 번째는 1.92MHz의 샘플링 주파수(128 샘플에 상응하는 주파수)를 그대로 사용하는 것이고, 두 번째는 1.08MHz(72 샘플에 상응하는 주파수)의 샘플링 주파수로 다운 샘플링(down sampling)하여 사용하는 방법이다. S1705 단계는 수신 측에서 다운 샘플링(down sampling)을 수행하지 않고 1.92MHz 의 샘플링 주파수(sampling frequency)를 그대로 사용하는 경우를 위한 추가적인 단계이다.

업 샘플을 수행해야 하는 경우 S1705 단계는 1.08MHz(72 샘플에 상응하는 주파수)로 생성된 시퀀스를 1.92MHz로 업 샘플링(up sampling)한다. 디지털 샘플링(Digital upsampling) 방법은, 56(=128-72)개의 부 반송파에 대해 0 삽입(zero-padding)을 하고 그 결과에 대해 128 포인트 IFFT를 수행하는 것에 기초한다. 자세한 샘플링 기법은, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 갖춘 자라면 누구나 알 수 있는 방법이므로 부가적인 설명은 생략한다. 참고로, 전송 시에 상기 표 7 또는 표 8의 시퀀스를 해당 대역, 즉 1.08MHz 대역 내에 사용하면 된다.

이하, 제2 실시예에서 제안하는 P-SCH 시퀀스를 수신한 수신 측에서의 동작을 설명한다. 즉, 수신 측에서의 상호 상관(cross-correlation) 방법에 대해 설명한다.

상술한 일례는 시간 영역에서 2번 반복되는 형태이므로 자기 상관(auto-correlation)을 이용하여 수신 신호의 일정 범위를 결정한 후에, 결정된 범위에 대해 상호 상관(cross-correlation)을 이용하여 미세(fine) 동기 획득과정을 수행할 수 있다. 자기 상관(auto-correlation)의 방법을 통해 반복하는 수신 신호의 일정 범위를 결정하는 방법은 기존 방법을 그대로 적용하면 되므로, 이하, 상호 상관(cross-correlation) 방법을 통해 연산량을 감소시킬 수 있는 방법에 대해서만 설명한다.

상호 상관 방법을 통한 시간 동기 획득(timing acquisition) 방법은 하기 수학식 9와 같다.

상기 수학식 9에서

각각은, 시간 영역에서 알고 있는 P-SCH 시퀀스 값, 수신 신호, 부분적인 상관(partial correlation) 방법을 위한 수행하기 위한 M 값, FFT 크기, 검출된 시간 동기 위치를 나타낸다.

P-SCH에서 반복 형태가 없을 때, 2GHz 대역에서 주파수 옵셋이 5ppm이 최대라면, M=2이면 충분한 성능을 보인다. 따라서, 상술한 일례에서 2번 반복하는 구조를 사용하므로 수학식 9에서는 M=1이면 충분한 성능을 보인다. 따라서 반복되는 구간 내에서는 부분적인 상관(partial correlation) 방법을 적용할 필요가 없다.

수학식 9에 기초하여 LTE 시스템에서, 수신 신호를 1.08MHz 샘플링 주파수로 다운 샘플링을 하고(72샘플), 10ms 내에 P-SCH가 2 심볼 존재하기 때문에 5ms 구간 동안 평균하여 시간 동기를 획득하는 경우에, 시간 동기 획득을 위한 계산의 복잡도는 하기 수학식 10과 같다.

(72번의 복소 곱셈 + 72번의 복소 덧셈 + 2번의 복소 거듭 제곱 연산) *9600

본 발명에 의한 상관 값 계산 법을 설명하기 위해, 상기 표 4의 Frank 시퀀스를 예로 설명한다.

만약, 수신 신호가 r=[r(0) r(1) r(2),…, r(35)] 라고 하면, 수신 신호와 상기 표 4의 상관 값 연산은 다음과 같이 병렬로 처리한다.

우선 실수 값은 하기 수학식 11a와 같이 처리된다.

Real value:

Real[r(0)] - Real[r(2)]+ Real[r(5)] + Real[r(8)] + Real[r(11)] + Real[r(13)] - Real[r(14)] + Real[r(15)] - Real[r(16)] + Real[r(17)] - Real[r(18)] + Real[r(20)] + Real[r(23)] - Real[r(26)] + Real[r(29)] + Real[r(31)] + Real[r(32)] + Real[r(33)] + Real[r(34)] + Real[r(35)] + cos(pi/3)*{ - Real[r(1)] - Real[r(3)] + Real[r(4)] + Real[r(6)] - Real[r(7)] - Real[r(9)] - Real[r(10)] -Real[r(12)] - Real[r(19)] - Real[r(21)] - Real[r(22)] - Real[r(24)] - Real[r(25)] - Real[r(27)] +Real[r(28)] +Real[r(30)]} + sin(pi/3)*{ -Imag[r(1)] + Imag[r(3)] + Imag[r(4)] - Imag[r(6)] + Imag[r(7)] - Imag[r(9)] + Imag[r(10)] - Imag[r(12)] - Imag[r(19)] + Imag[r(21)] - Imag[r(22)] + Imag[r(24)] + Imag[r(25)] - Imag[r(27)] - Imag[r(28)] + Imag[r(30)]}

Imag value:

Imag[r(0)] - Imag[r(2)]+ Imag[r(5)] + Imag[r(8)] + Imag[r(11)] + Imag[r(13)] - Imag[r(14)] + Imag[r(15)] - Imag[r(16)] + Imag[r(17)] - Imag[r(18)] + Imag[r(20)] + Imag[r(23)] - Imag[r(26)] + Imag[r(29)] + Imag[r(31)] + Imag[r(32)] + Imag[r(33)] + Imag[r(34)] + Imag[r(35)] + cos(pi/3)*{ - Imag[r(1)] - Imag[r(3)] + Imag[r(4)] + Imag[r(6)] - Imag[r(7)] - Imag[r(9)] - Imag[r(10)] - Imag[r(12)] - Imag[r(19)] - Imag[r(21)] - Imag[r(22)] - Imag[r(24)] - Imag[r(25)] - Imag[r(27)] + Imag[r(28)] + Imag[r(30)]} - sin(pi/3)* { -Real[r(1)] + Real[r(3)] + Real[r(4)] - Real[r(6)] + Real[r(7)] - Real[r(9)] + Real[r(10)] - Real[r(12)] - Real[r(19)] + Real[r(21)] - Real[r(22)] + Real[r(24)] + Real[r(25)] - Real[r(27)] - Real[r(28)] + Real[r(30)]}

수학식 11a 및 수학식 11b에 따른 복잡도를 표시하면, 다음 수학식 12와 같다. 수학식 12와 수학식 10을 비교하면 복잡도에 큰 차이가 있음을 알 수 있다.

((52 * 2) real addition + (2 * 2) real multiplication ) * 9600

=(104 real addition + 4 real multiplication) * 9600

또한, cos(pi/3) = 1/2 이므로, 이것은 하드웨어 구현 시 1 비트 쉬프트(shift)에 해당하므로 연산량 측면에서 무시할 수 있다. 이 경우, 연산량은 다음 수식과 같다.

((51 * 2) real addition + (1 * 2) real multiplication ) * 9600

=(102 real addition + 2 real multiplication) * 9600

또한, sin(pi/3) = sqrt(3)/2 = 0.8660이므로, 이것을 0.75(=1/2+1/4)로 근사화한다. 이 경우 비트 쉬프트(bit shift)로 구현 가능하므로, 연산량을 무시하면 다음 수식과 같이 복잡도가 감소한다.

( (51 * 2) real addition + (1 * 2) real addition ) * 9600

=( 102 real addition ) * 9600

한편, '+' 또는 '-' 부호는 부호 반전기를 통해 간단히 구현되므로 연산량에 포함시키지 않았다.

상술한 일례는 시간 영역에서 2번 반복하여 P-SCH를 구성하였다. 그러나, 이러한 구체적인 수치는 본 발명의 일례를 설명하기 위한 일례에 불과하므로 본 발명이 이러한 구체적인 수치들에 제한되지 않는다.

예를 들어, 초기 시퀀스는 길이 16의 Frank 시퀀스를 사용할 수도 있다. 즉, S1701 단계로서, 길이 16 의 Frank 시퀀스를 생성한다. 또한, S1702 단계로서, 길이 16의 Frank 시퀀스를 시간 영역에서 4번 반복시킨다. 또한, S1703 단계로서. 64 FFT를 통해 주파수 영역으로 변환 시킨다. 이 경우는 주파수 영역에서 4개의 주파수 인덱스마다 시퀀스가 삽입되는 형태를 보인다. S1704 단계로서, DC 반송파 위치에 펑쳐링을 수행하거나, DC 반송파를 피해서 시퀀스를 삽입한다. 이후에, 시간 영역 신호로 변환 시키며, 필요에 따라 S1705 단계를 수행할 수 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.

본 발명에 의해 생성된 시퀀스는 시간 영역에서 일정 수준 이상의 상관관계 특성을 유지시키고, 낮은 PAPR 특성을 보이는 우수한 효과가 있다.

본 발명에서 제안하는 시퀀스를 LTE 시스템과 같은 통신 규격에 적용하는 경우 우수한 성능의 동기 채널을 구성할 수 있다.

Claims

무선통신 시스템에서 데이터를 전송하는 방법에 있어서,

시간 영역에서 특정한 길이의 시간 영역 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 생성된 시퀀스의 길이에 따라 상기 시간 영역 시퀀스에 대한 DFT(Discrete Fourier Transform) 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 수행하여 주파수 영역 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 주파수 영역 시퀀스에 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 포함시키는 단계; 및

상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대한 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 또는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하는 단계를 포함하여는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제1항에 있어서,

상기 시간 영역 시퀀스(
)는,

상기 시퀀스의 특정한 길이가 N이고, M이 상기 N과 서로 소인 자연수인 경우,

에 의해 생성되는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제1항에 있어서,

상기 시간 영역 시퀀스는, 특정한 서브 시퀀스들을 반복시켜 생성되는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제1항에 있어서,

상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대하여 PAPR(Peak-to-Average-Power Ratio)을 감소 기법을 적용하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
시간 영역에서 특정한 길이의 시간 영역 시퀀스를 생성하는 시퀀스 생성 모듈;

상기 생성된 시퀀스의 길이에 따라 상기 시간 영역 시퀀스에 대한 DFT(Discrete Fourier Transform) 또는 FFT(Fast Fourier Transform) 연산을 수행하는 주파수 변환 모듈;

상기 DFT 또는 FFT 연산이 수행된 주파수 영역 시퀀스에 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파를 포함시키는 데이터 삽입 모듈; 및

상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대한 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 또는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하는 변환 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
제5항에 있어서,

상기 시퀀스 생성 모듈은,

상기 특정한 길이가 N이고, M이 상기 N과 서로 소인 자연수인 경우에 상기 시간 영역 시퀀스(
)를

에 의해 생성하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
제5항에 있어서,

상기 시간 영역 시퀀스는, 특정한 서브 시퀀스들을 반복시켜 생성되는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
제5항에 있어서,

상기 DC 부 반송파 및 보호 부 반송파가 포함된 주파수 영역 시퀀스에 대하여 PAPR(Peak-to-Average-Power Ratio)을 감소 기법을 적용하는 PAPR 감소 모듈을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 장치.
무선통신 시스템에서 데이터를 전송하는 방법에 있어서,

제1 시퀀스를 시간 영역에서 반복하여 제2 시퀀스를 생성하는 단계;

상기 생성된 제2 시퀀스를 FFT(Fast Fourier Transform) 또는 DFT(Discrete Fourier Transform) 연산을 이용하여 주파수 영역 시퀀스로 변환하는 단계;

DC 부 반송파에 널(null)이 할당되도록 상기 주파수 영역 시퀀스에 대한 데이터 처리를 수행하는 단계; 및

상기 데이터 처리가 수행된 주파수 영역 시퀀스에 대하여 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 또는 IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 연산을 수행하여 시간 영역 시퀀스로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제9항에 있어서,

상기 제1 시퀀스는 프랭크 시퀀스인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제10항에 있어서,

상기 프랭크 시퀀스의 길이는 36인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제9항에 있어서,

상기 데이터 처리를 수행하는 단계는,

DC 부 반송파에 상응하는 시퀀스 값을 0으로 처리하는 단계인 것을 특징으로 하는 다수의 반송파를 이용하여 데이터 전송 방법.
제9항에 있어서,

상기 데이터 처리를 수행하는 단계는,

상기 주파수 영역 시퀀스에 대한 순환 천이(circular shift)를 수행하는 단계인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제9항에 있어서,

상기 IFFT 또는 IDFT 연산을 수행하여 변환된 시간 영역 시퀀스는, 동기 검출을 위한 주 동기 채널(primary synchronous channel, P-SCH)에 상응하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
제9항에 있어서,

상기 IFFT 또는 IDFT 연산을 수행하여 변환된 시간 영역 시퀀스의 길이는 72인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
무선통신 시스템에서 데이터를 전송하는 방법에 있어서,

주파수 도메인 상에서 길이 N의 카작(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation, CAZAC) 시퀀스들을 복수의 부반송파들에 맵핑하는 단계;

IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform) 또는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 연산을 수행하여 시간 도메인 상에서 상기 맵핑된 카작 시퀀스들을 이용하여 OFDM 신호들을 생성하는 단계; 및

상기 생성된 OFDM 신호들을 전송하는 단계를 포함하되,

상기 맵핑 단계에서, DC 부반송파의 인덱스가 m인 경우, 상기 주파수 도메인 상에서 카작 시퀀스의 엘리먼트(element)가 부반송파 인덱스 m-1 및 부반송파 인덱스 m+1 간에 연속적이지 않도록 맵핑되며,

상기 생성된 OFDM 신호들은 주 동기(primary synchronization) 신호들인 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.