CN1317903A - 时域同步正交频分复用调制方法 - Google Patents
时域同步正交频分复用调制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN1317903A CN1317903A CN 01115520 CN01115520A CN1317903A CN 1317903 A CN1317903 A CN 1317903A CN 01115520 CN01115520 CN 01115520 CN 01115520 A CN01115520 A CN 01115520A CN 1317903 A CN1317903 A CN 1317903A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- time
- frame
- domain
- ofdm
- dft
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 30
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 title abstract description 18
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 23
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims description 14
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 2
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 17
- 230000003139 buffering effect Effects 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- RPICHNHPPUQIHI-UHFFFAOYSA-N 4,6-dichloro-7-(2,4,5-trichlorophenoxy)-2-(trifluoromethyl)-1h-benzimidazole Chemical compound C=12NC(C(F)(F)F)=NC2=C(Cl)C=C(Cl)C=1OC1=CC(Cl)=C(Cl)C=C1Cl RPICHNHPPUQIHI-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 2
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000032798 delamination Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 241001269238 Data Species 0.000 description 1
- 206010019133 Hangover Diseases 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 1
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 1
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
本发明属于数字电视信号的调制技术领域，它包括下列步骤：1)将FEC后的数据流形成DFT数据块；2)采用IDFT将DFT数据块变换为时域的离散样值；3)在保护间隔插入DFT时域块，以形成帧体；4)将帧头和帧体组合为信号帧；5)采用平方根升余弦滤波器对脉冲成型；6)在信号中加入直流偏置以形成载波导频；7)将基带信号帧上变换到RF载波上。该方法具有同步时间短、时钟抖动小等诸多优点。
Description
本发明是2000年8月25日申请的名称为“地面数字多媒体电视广播系统”(申请号为00123597.4)的专利申请的分案申请。
本发明属于数字电视信号的调制技术领域，更具体地涉及一种地面数字多媒体电视广播系统中的时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)方法。
对于电视传输系统来说，在模拟电视的基础上，经过十多年坚持不懈的研究和发展，数字电视地面广播(Digital Television Terrestrial Broadcasting,DTTB)已经取得了很多的成果，达到了可以实现阶段。从1998年11月北美和欧洲已经开播DTTB节目，许多国家宣布了它们的DTTB制式选择和实现计划。目前，世界上主要有三种DTTB传输标准：
1)美国的ATSC(Advanced Television Systems Committee)数字电视标准。
2)欧洲的DVB-T(Digital Video Terrestrial Broadcasting-Terrestrial)数字视频地面广播标准。
3)日本的ISDB-T(Integrated Service Digital Broadcasting-Terrestrial)地面综合业务数字广播标准。
随着技术的发展和研究的不断深入，人们认识到在信号峰值－平均功率比、C/N门限、移动接收、室内/外接收、频谱效率、HDTV传输能力、同频/邻频道干扰、对现有模拟电视的干扰、单频网和同频道转发、脉冲干扰和连续波干扰、相位噪声、静态/动态的多径失真、系统的灵活性等等方面，上述三个系统各有其优缺点。
在信号传输过程中，由于回波干扰和信道的线性失真，会在接收符号间产生符号间干扰(ISI)。目前有效消除ISI的技术有两种：时域均衡和正交频分复用(OFDM)。
时域均衡一般是在匹配滤波器后插入一个横向滤波器(也称横截滤波器)，它由一条带抽头的延时线构成，抽头间隔等于符号周期。每个抽头的延时信号经加权后送到一个相加电路输出，其形式与有限冲激响应滤波器(FIR)相同，相加后的信号经抽样送往判决电路。每个抽头的加权系数是可调的，通过调整加权系数可以消除ISI。均衡器的均衡效果主要由抽头数和均衡算法决定，均衡算法常用的有迫零算法和最小均方畸变算法等。均衡器分预置式和自适应式两种。在实际信道中还存在噪声干扰，它会对均衡器的收敛产生影响。为了进一步改善性能，实际应用中常采用判决反馈式均衡器，反馈均衡器的抽头系数由前向均衡器所造成的信道冲激响应拖尾所决定。
美国的数字电视就是采用了判决反馈均衡器，而调制技术采用了数字8-VSB方式。
均衡器技术比较成熟，被广泛应用于各种通信领域，但它有两个缺点：一是结构复杂，成本较高；二是仅对时延较短的ISI效果比较好，对时延较长的ISI效果比较差。此时，采用正交频分复用(OFDM)技术更好。
OFDM由大量在频率上等间隔的子载波构成(设共有N个载波)，各载波通常采用同一种或不同的调制方式调制。串行传输的符号序列亦被分为长度为N的组，每组内的N个符号分别被N个子载波调制，然后一起发送。所以OFDM实质是一种并行调制技术。将符号周期延长N倍，从而提高了对ISI的抵抗能力。
子载波间的间隔如何选择，是OFDM的关键。在传统的频分复用中，各载波上的信号频谱是互不重叠的，以便接收机能用滤波器将其分离。但这样作降低了频带利用率。在OFDM中，为提高频带利用率，使各载波上的信号频谱互相重叠，但载波间隔的选择使这些载波在整个符号周期上是正交的，即在符号周期上的任何两个载波的乘积都为零。这样，即使各载波上的信号频谱间存在重叠，也能无失真地复原。我们知道，当载波间最小间隔等于符号周期的倒数时，可满足正交条件。为实现最大频谱效率，一般取载波最小间隔等于符号周期的倒数。
当符号由矩形时间脉冲组成时，每个载波信号的频谱为sinx/x形状，其峰值对应于所有其它载波频谱的零点，见图1。
因为每一个载波的比特持续时间被延长了N倍，远大于一般的ISI，所以OFDM具有良好的抵抗ISI的性能。在DVB固定接收的条件下，当存在很大ISI时，OFDM信号的性能只有1-2dB的劣化。
由于OFDM系统中的子载波数量常达几百乃至几千，所以实际应用中不可能象传统的FDM那样使用几百乃至几千个振荡器或锁相环。经过数学推导，发现OFDM信号可用付立叶变换FFT来得到，输入的N个调制符号经过N点的FFT后所得到的N个数据就是所需的OFDM合成信号的N个时域采样值，在经D/A变换后，就得到了OFDM信号波形。此信号乘以实际载波就可将OFDM信号搬移到所需的频道上。
但信道中存在ISI时，OFDM子载波间的正交性会被破坏，使得接收机无法正确提取各子载波上的调制符号。为此在实际应用时需在每个OFDM信号周期前插入一个保护间隔Δ,OFDM的实际传输周期变为Ts=T+Δ。
保护间隔内的信号是由OFDM信号进行周期延拓生成的，相当于将OFDM信号的尾部折反到前面。当ISI的时延不超过Δ时，OFDM子载波间的正交性仍能保持，接收机仅提取有效的OFDM周期T内的信号进行处理，OFDM信号就可以不受ISI的干扰了。OFDM抵抗ISI的能力取决于Δ的长度，Δ越长，可消除ISI的时延范围越大。但需要注意的是，保护间隔内足不传输有用信息的，因此△越大，浪费的频带资源也越多，这是OFDM消除ISI干扰的代价。
欧洲的DVB-T系统中采用编码的正交频分复用COFDM传输。在一个OFDM数据帧中，所有载波上使用一样的格雷码映射的四相移相键控调制(QPSK)、6级正交幅度调制(16QAM)或64级正交幅度调制(64QAM)、56级F交幅度调制(256QAM)。每次从内交织器中输出的V比特符号映射成调制星座中的一个星座点。
编码正交频分复用COFDM中的“编码”的含义之一是指在OFDM频谱中随机插入了一些“导频”信号，这里所谓的“导频”是指这样一些OFDM的载波，它们由接收机已知的数据调制，它们所传输的不是调制数据本身，因为这些数据接收机是系统已知的，设置导频的目的是系统通过导频上的数据传送某些发射机的参量或测试信道的特性。
导频在COFDM中的作用十分重要，它的用处包括：帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计、传输模式识别和跟踪相位噪声等。调制导频的数据是从一个事先规定的伪随机序列发生器中生成的伪随机序列。DVB-T中规定了散布导频和连续导频。连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频。散布导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，也就是说第1、2、3、4个COFDM符号中的散布导频的位置各不相同，但第5个COFDM符号与第1个OFDM符号中的导频位置是相同的，第6个COFDM符号与第2个COFDM符号中的导频位置是相同的，第7个COFDM符号与第3个COFDM符号中的导频位置是相同的，第8个COFDM符号与第4个COFDM符号中的导频位置是相同的，其余COFDM符号依此类推。
不论导频的位置如何变化，各COFDM符号中用于传输有效节目信息的载波的数目都是恒定的，在2k模式中为1512，在k模式中为6048。由于导频在系统中的作用比较重要，为保证导频上数据的可靠性，防止噪声干扰，导频信号的平均功率要比其它载波信号的平均功率大16/9倍，即导频信号是在“提升的”功率电平上发射的。
但是，因为在COFDM中FFT和导频是互相需求的，导频是在FFT之后插入的，而FFT计算又需要首先同步(导频)，然后才能计算FFT。因此，COFDM采用迭代逼近算法，该方法收敛误差大，收敛时间长。
本发明的目的是为克服已有技术的不足之处，提供一种地面数字多媒体电视广播系统中的时域同步正交频分复用调制(TDS-OFDM)方法，采用了时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，TDS-OFDM)调制技术。它与欧洲的COFDM不同，它是一种时域频域混合的方案。在该方案中没有插入COFDM导频信号，而是利用了扩频技术，用于帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。使其具有收敛误差小，收敛时间短的优点。
按照本发明的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于它包括下列步骤：
1)将前向纠错编码(FEC)处理后的数据流在频域形成离散傅立叶变换(DFT)数据块；
2)采用离散傅立时反变换(IDFT)将离散傅立叶变换数据块变换为时域的离散样值；
3)将保护间隔插入离散傅立叶变换时域块，以形成帧体；
4)将帧头和帧体组合为信号帧；
5)采用平方根升余弦(SRRC)滤波器对脉冲成形；
6)在信号中加入直流偏置以形成载波导频；7)将基带信号帧上变换到RF载波上。
按照上述的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述帧头为时域的帧同步码。所述帧同步码为扩频的PN伪随机码。
一个所述DFT块由3780个子载波数组成；所述子载波的频率间隔为2KHz。所述保护间隔为DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20和1/30中的一个。
本发明的特点：
在本发明中也采用了多载波调制技术－OFDM，但与欧洲的COFDM不同，本发明中采用了称为时域同步正交频分复用TDS-OFDM的技术，是一种时域频域混合的方案。在TDS-OFDM中没有插入COFDM导频信号，而是利用了扩频通信中扩频技术，在时域上插入了前面部分介绍的PN扩频信号作为时域同步，用于帧同步、频率同步、时间同步、信道传输特性估计和跟踪相位噪声等。这样它既具有OFDM多载波调制的优点，又避免了DVT-T COFDM的缺点。
本发明所提出的同步方法则充分利用了TDS-OFDM的信号结构特点，通过对PN码序列的处理，完全可以恢复出高质量的时钟同步信号，由于PN序列的相关性非常强，所以采用该本方法进行时钟同步的新方法具有同步时间短、时钟抖动小等诸多优点。
图1是正交频分复用多载波调制的多载波频谱的示意图。
图2是按照本发明的时域同步正交频分复用调制传输方法(TDS-OFDM)的实施例示意图。
图3是按照本发明的时域同步正交频分复用调制传输方法所获得的一个信号帧的结构的实施例示意图。
下面将结合附图对本发明的具体实施例进行详细的描述：
按照本发明的时域同步正交频分复用调制方法(TDS-OFDM)实施例，如图2所示，按下列步骤进行：
1) 将FEC处理后的数据在频域形成DFT数据块；
2) 采用IDFT将DFT数据块变换为时域的离散样值；
3) 将保护间隔插入DFT时域块形成帧体；
4) 将帧头和帧体组合为信号帧；
5) 采用平方根升余弦(SRRC)滤波器对脉冲成形；
6) 在信号中加入直流偏置以形成载波导频；
7) 将基带信号帧上变换到RF载波上。
DFT块首先在频域形成，然后在射频调制前变换到时域。离散傅立叶变换可采用逆快速傅立叶变换(IFFT)程序实现。为分解FFT过程，非素数3744可分解为7×5×33×22。
时域DFT块由3780个取样表示，这些取样也叫做奈奎斯特取样，这是为恢复复频域子载波所需的最小取样数。
为支持分层传输，对应于QPSK、16QAM/非均匀16QAM、或64QAM/非均匀64QAM符号星座图，一个符号可有2、4或6个比特数据。
星点之间的距离由调制参数α规定，α定义为两个象限的两个相邻星点间的距离与一个象限中的两个相邻星点间的距离之比。该参数的3个值定义为：α=1对应于均匀映射；α=2和α=4对应于非均匀映射。
在一个符号集中，符号星座图应该是相同的。在一个信号帧中，不同的符号集可以有不同的符号星座图。
一个IDFT块中的符号要进行交织，其中第一列是大小为3780的复用块中的输入数据和控制信号的符号序号。
在时域DFT块中插入保护间隔形成了帧体。保护间隔有5种工作模式，它们规定为DFT块大小的1／6、1/9、1/12、1/20和1/30。时域DFT块的最后一段取样被用作保护间隔。
在帧体之前加上帧同步序列形成了信号帧。帧同步信号功率比帧体的平均信号功率提升6dB。采用平方根升余弦(SRRC)滤波器进行基带脉冲成形。SRRC滤波器的滚降系数α取0.05。
同步的、插入导频的OFDM调制的射频信号可由下式描述。
S(t)=Re[exp(2pFct)U(t)
其中，S(t)—射频信号
Fc—载波频率
U(t)—成形的基带信号，由下式定义
U(t)=P(t)*[PtV(n)+GI(n)+IDFT(n)]
其中，P(t)—SRRC滤波器的脉冲响应
PN(n)—帧头PN序列
GI(n)—保护间隔取样
IDFT(n)—IDFT块取样
注：PN(n)、GI(n)和IDFT(n)占用不同的时间。
OFDM符号频域中子载波数的选择——在8Mhz带宽下，3780个子载波是时域频域混合OFDM的最佳实现。
DFT块在其时域中有3780个取样，它们是频域中3780个子载波的逆离散傅氏变换。DFT块时域信号持续500us，它等价于频域中两个相邻子载波之间2kHz的频率间隔。因此，基带信息信号的带宽为7.56MHz。
OFDM符号保护间隔的选择—在时域DFT块中插入保护间隔形成了帧体。保护间隔有5种工作模式，它们规定为DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20和1/30，如表1所示。时域DFT块的最后一段取样被用作保护间隔。保护间隔时间在不同的保护间隔大小下约在83.3us到16.7us之间。
按照本发明的时域同步正交频分复用调制方法，其信号主要包括时域同步头和信号帧体。帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块可进一步分成保护间隔和一个DFT块，如图3所示。
信号帧是下行物理信道的基本单元。一个信号帧由两部分组成：帧同步和帧体。帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。帧同步采用BPSK调制以得到稳定的同步。帧同步包含前同步缓冲、PN序列和后同步缓冲。帧同步中的符号数依赖于前同步缓冲和后同步缓冲中的符号数，如表1所示。
参见表1，基带帧同步信号由一个前同步缓冲、一个PN序列和一个后同步缓冲构成。前同步缓冲可定义为0、24和25个符号，后同步缓冲可定义为1、25和104个符号，PN序列有255个符号。对于一个信号帧群中的不同信号帧，有不同的帧同步信号。所以，帧同步能作一个特殊信号帧的帧同步特征而用于识别。前同步缓冲各后同步缓冲定义为PN序列的循环扩展。
表1 帧同步中的符号数
| 帧同步中的符号数 | 前同步缓冲中的符号数 | PN序列中的符号数 | 后同步缓冲中的符号数 |
| 256 | 0 | 255 | 1 |
| 304 | 24 | 255 | 25 |
| 384 | 25 | 255 | 104 |
OFDM调制方法用于帧体。DFT块有3780个符号并持续500us。保护间隔可选为DFT块的1/6、1/9、1/12、1/20或1/30，如表2所示。
表2 一个OFDM块中的符号数
| OFDM块中的符号数 | 保护间隔相对DFT块的百分数 | 保护间隔中的符号数 |
| 4410 | 1/6 | 630 |
| 4200 | 1/9 | 420 |
| 4095 | 1/12 | 315 |
| 3969 | 1/20 | 189 |
| 3906 | 1/30 | 126 |
一个信号帧将有不同的符号数，取决于所选用的帧同步和OFDM保护间隔，如表3所示。表3也列出了对应于一个信号帧的时间。
表3 一个信号帧中的符号数
| 帧同步的时间(μS) | 信号帧中的符号数 | 帧同步中的符号数 | OFDM块中的符号数 |
| 617.2 | 4666 | 256 | 4410 |
| 623.5 | 4714 | 304 | 4410 |
| 634.1 | 4794 | 384 | 4410 |
| 589.4 | 4456 | 256 | 4200 |
| 595.8 | 4504 | 304 | 4200 |
| 606.3 | 4584 | 384 | 4200 |
| 575.5 | 4351 | 256 | 4095 |
| 581.9 | 4399 | 304 | 4095 |
| 592.5 | 4479 | 384 | 4095 |
| 558.9 | 4225 | 256 | 3969 |
| 565.2 | 4273 | 304 | 3969 |
| 575.8 | 4353 | 384 | 3969 |
| 550.5 | 4162 | 256 | 3906 |
| 556.9 | 4210 | 304 | 3906 |
| 567.5 | 4290 | 384 | 3906 |
在每个子载波上使用MQAM调制结合FEC，调制方式的选择为支持分层传输，可以是QPSK、16QAM/非均匀16QAM、或64QAM/非均匀64QAM符号星座图；调制和编码方式(一个OFDM符号内编码，内码)可以是格形64QAM、格形16QAM、格形QPSK、turbo格形64QAM、turbo格形16QAM、turbo格形QPSK中选择。
对一个OFDM符号内进行矩阵交织，又称为内交织。
在OFDM传输系统中，为了正确地将调制数据恢复，必须首先获得时钟的同步，包括OFDM码元同步和采样时钟同步，码元同步的目的是找到正确的FFT窗位置，在一般的接收机中，由于本地采样时钟一般与发射机存在差异，采样时钟的差异将导致码元定时的漂移并破坏OFDM块的正交性，因此有必要保持采样时钟的同步。分析表明，相干OFDM对码元同步和采样时钟同步的准确的要求非常高。
在COFDM等一般的OFDM传输技术中，一般采用基于导频的OFOM定时恢复方法，在大多数的相干OFDM中，都存在导频信息。一般首先使用基于保护间隔GI(GuardInterview)的相关性来实现码元的粗同步，然后，利用导频信息实现码元的细同步和采样时钟的同步。然而，在一般的算法中，由于存在码元时钟的粗同步和细同步以及采样时钟的同步等多个环路，相互之间影响很大，同时，由于COFDM等一般的相干OFDM系统的信道估计算法对码元同步误差非常敏感，这样，由于码元同步的误差将使信道估计的结果产生很大的误差，而这种误差反过来又等于加重了多径衰落信道的恶劣程度，等于是使码间串扰更加严重，破坏了保护间隔GI(Guard Interview)的相关性，从而会导致不准确的码元同步。从以上的分析可以看出，在COFDM等一般的相干OFDM系统中，为了实现较好的时钟同步和信道估计，必须兼顾以上多个环路的性能，算法复杂，设计困难，其综合性能受到多个方面的限制，尤其是其同步时间必然很长，无法高效实现短数据包的传输。
Claims (7)
1、一种时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于它包括下列步骤：
1)将前向纠错编码处理后的数据流在频域形成离散傅立叶变换数据块；
2)采用离散傅立叶反变换将离散傅立叶变换数据块变换为时域的离散样值；
3)将保护间隔插入离散傅立叶变换时域块，以形成帧体；
4)将帧头和帧体组合为信号帧；
5)采用平方根升余弦滤波器对脉冲成形；
6)在信号中加入直流偏置以形成载波导频；
7)将基带信号帧上变换到射频载波上。
2、按照权利要求1的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述帧头为时域的帧同步码。
3、按照权利要求2的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述帧同步码为PN伪随机码。
4、按照权利要求3的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述帧同步码为扩频的PN伪随机码。
5、按照权利要求1的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：一个所述DFT块由3780个子载波数组成。
6、按照权利要求5的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述子载波的频率间隔为2KHz。
7、按照权利要求1的时域同步正交频分复用调制传输方法，其特征在于：所述保护间隔为DFT块大小的1/6、1/9、1/12、1/20和1/30中的一个。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN 01115520 CN1317903A (zh) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 时域同步正交频分复用调制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN 01115520 CN1317903A (zh) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 时域同步正交频分复用调制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN1317903A true CN1317903A (zh) | 2001-10-17 |
Family
ID=4662031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN 01115520 Pending CN1317903A (zh) | 2001-04-27 | 2001-04-27 | 时域同步正交频分复用调制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN1317903A (zh) |
Cited By (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101080018A (zh) * | 2006-05-23 | 2007-11-28 | Lg电子株式会社 | 产生传输帧的装置和方法 |
| CN101098151A (zh) * | 2006-06-30 | 2008-01-02 | Lg电子株式会社 | 用于接收广播信号的装置和方法 |
| CN100380957C (zh) * | 2002-06-17 | 2008-04-09 | 三星电子株式会社 | 调整伪随机噪声序列并插入码元中的正交频分复用发射机 |
| CN100385834C (zh) * | 2002-05-28 | 2008-04-30 | 三星电子株式会社 | 时域同步正交频分多路复用发射机及其信号处理方法 |
| CN100397889C (zh) * | 2002-05-30 | 2008-06-25 | 三星电子株式会社 | 能改善发送效率的正交频分复用发送机及其信号处理方法 |
| CN100446559C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-12-24 | 电子科技大学 | 一种用于地面数字电视传输系统的双域数据同构组帧方法 |
| CN101040437B (zh) * | 2004-10-13 | 2010-05-12 | 联发科技股份有限公司 | 用于通信系统的滤波器以及滤波方法 |
| CN1968247B (zh) * | 2003-06-27 | 2010-05-19 | 三星电子株式会社 | 正交频分复用接收装置及其接收方法 |
| CN1909548B (zh) * | 2002-10-02 | 2010-11-03 | 三星电子株式会社 | 具有3780点idft/dft处理器的多载波系统及其方法 |
| CN1925474B (zh) * | 2005-08-29 | 2010-11-10 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 基于多子带滤波器组的单载波频分多址发射、接收装置及其方法 |
| CN101431499B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-04-27 | 宁波大学 | 一种抗干扰数字电视地面广播发射机空频调制方法 |
| CN101383808B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-04-27 | 宁波大学 | 基于嵌入训练序列和bicm的数字电视地面广播发射机调制方法 |
| CN101431503B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-07-20 | 宁波大学 | 一种数字电视地面广播发射机空频调制方法 |
| CN101346916B (zh) * | 2005-11-10 | 2011-08-31 | Lg电子株式会社 | 使用多个载波传输数据的装置和方法 |
| CN102204313A (zh) * | 2011-05-19 | 2011-09-28 | 华为技术有限公司 | 资源复用方法和装置、切换方法和装置 |
| CN101383804B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-10-26 | 宁波大学 | 具有时域训练序列和bicm的数字电视地面广播发射机调制方法 |
| CN101345733B (zh) * | 2008-08-21 | 2012-05-09 | 宁波大学 | 基于嵌入训练序列和bicm的多用户ofdm调制方法 |
| CN101584141B (zh) * | 2006-11-30 | 2013-10-30 | 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 | Sc-fdma系统中的自适应调制与编码 |
| WO2017190555A1 (zh) * | 2016-05-06 | 2017-11-09 | 华为技术有限公司 | 一种基于单载波的数据传输方法和装置 |
| CN110380822A (zh) * | 2015-06-17 | 2019-10-25 | 松下电器（美国）知识产权公司 | 发送方法、接收方法、发送装置及接收装置 |
| US10673677B2 (en) | 2016-05-06 | 2020-06-02 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Single carrier-based data transmission method and apparatus |
| CN111865550A (zh) * | 2020-08-12 | 2020-10-30 | 雅泰歌思（上海）通讯科技有限公司 | 基于双路导频的无帧头无线通讯方法 |
-
2001
- 2001-04-27 CN CN 01115520 patent/CN1317903A/zh active Pending
Cited By (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100385834C (zh) * | 2002-05-28 | 2008-04-30 | 三星电子株式会社 | 时域同步正交频分多路复用发射机及其信号处理方法 |
| CN100397889C (zh) * | 2002-05-30 | 2008-06-25 | 三星电子株式会社 | 能改善发送效率的正交频分复用发送机及其信号处理方法 |
| CN100380957C (zh) * | 2002-06-17 | 2008-04-09 | 三星电子株式会社 | 调整伪随机噪声序列并插入码元中的正交频分复用发射机 |
| CN1909548B (zh) * | 2002-10-02 | 2010-11-03 | 三星电子株式会社 | 具有3780点idft/dft处理器的多载波系统及其方法 |
| CN1968247B (zh) * | 2003-06-27 | 2010-05-19 | 三星电子株式会社 | 正交频分复用接收装置及其接收方法 |
| CN101040437B (zh) * | 2004-10-13 | 2010-05-12 | 联发科技股份有限公司 | 用于通信系统的滤波器以及滤波方法 |
| CN100446559C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-12-24 | 电子科技大学 | 一种用于地面数字电视传输系统的双域数据同构组帧方法 |
| CN1925474B (zh) * | 2005-08-29 | 2010-11-10 | 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 | 基于多子带滤波器组的单载波频分多址发射、接收装置及其方法 |
| US8804478B2 (en) | 2005-11-10 | 2014-08-12 | Lg Electronics Inc. | Apparatus and method for transmitting data using a plurality of carriers |
| CN101346916B (zh) * | 2005-11-10 | 2011-08-31 | Lg电子株式会社 | 使用多个载波传输数据的装置和方法 |
| CN101080018A (zh) * | 2006-05-23 | 2007-11-28 | Lg电子株式会社 | 产生传输帧的装置和方法 |
| CN101098151A (zh) * | 2006-06-30 | 2008-01-02 | Lg电子株式会社 | 用于接收广播信号的装置和方法 |
| CN101584141B (zh) * | 2006-11-30 | 2013-10-30 | 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 | Sc-fdma系统中的自适应调制与编码 |
| CN101345733B (zh) * | 2008-08-21 | 2012-05-09 | 宁波大学 | 基于嵌入训练序列和bicm的多用户ofdm调制方法 |
| CN101431503B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-07-20 | 宁波大学 | 一种数字电视地面广播发射机空频调制方法 |
| CN101383804B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-10-26 | 宁波大学 | 具有时域训练序列和bicm的数字电视地面广播发射机调制方法 |
| CN101383808B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-04-27 | 宁波大学 | 基于嵌入训练序列和bicm的数字电视地面广播发射机调制方法 |
| CN101431499B (zh) * | 2008-10-27 | 2011-04-27 | 宁波大学 | 一种抗干扰数字电视地面广播发射机空频调制方法 |
| CN102204313A (zh) * | 2011-05-19 | 2011-09-28 | 华为技术有限公司 | 资源复用方法和装置、切换方法和装置 |
| CN110380822A (zh) * | 2015-06-17 | 2019-10-25 | 松下电器（美国）知识产权公司 | 发送方法、接收方法、发送装置及接收装置 |
| WO2017190555A1 (zh) * | 2016-05-06 | 2017-11-09 | 华为技术有限公司 | 一种基于单载波的数据传输方法和装置 |
| US10673677B2 (en) | 2016-05-06 | 2020-06-02 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Single carrier-based data transmission method and apparatus |
| CN111865550A (zh) * | 2020-08-12 | 2020-10-30 | 雅泰歌思（上海）通讯科技有限公司 | 基于双路导频的无帧头无线通讯方法 |
| CN111865550B (zh) * | 2020-08-12 | 2022-12-20 | 雅泰歌思（上海）通讯科技有限公司 | 基于双路导频的无帧头无线通讯方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN1317903A (zh) | 时域同步正交频分复用调制方法 | |
| CN101336522B (zh) | 用于正交频分多路复用系统中的载频同步的设备和方法 | |
| US20120087393A1 (en) | Reference symbol structure for dft spread ofdm system | |
| CN1159911C (zh) | 低峰值平均功率比的时域同步正交频分复用调制方法 | |
| CN1901528A (zh) | 正交频分复用解调装置和方法 | |
| CN1897586A (zh) | 多普勒频率计算装置和方法以及正交频分复用解调装置 | |
| CN1533110A (zh) | 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器 | |
| EP1331782A2 (en) | OFDM diversity receiver and receiving method using a plurality of equalizers | |
| CN1332556A (zh) | 地面数字多媒体电视广播系统中的信道传输方法 | |
| CN100347962C (zh) | 时域同步正交频分复用接收机去除相位噪声的方法及系统 | |
| CN101997803B (zh) | 数字信号的块传输方法及系统 | |
| CN1138390C (zh) | 数字电视信号的正交频分复用多载波调制方法 | |
| KR100864709B1 (ko) | 수신성능을 향상시킬 수 있는 오에프디엠송신기 및 그의신호처리방법 | |
| CN1212734C (zh) | 正交频分复用多载波调制数字广播信号的方法及发送器 | |
| CN1210900C (zh) | 利用传输参数信令抑制相位噪声的方法 | |
| CN1574820A (zh) | 时域同步正交频分复用接收装置及其均衡方法 | |
| KR100842069B1 (ko) | 주파수영역에 부가적인 파일럿신호를 가지는 ｃｏｆｄｍ방식의 송신시스템 및 그에 따른 신호처리방법 | |
| CN1173564C (zh) | 时域同步的自适应块传输方法 | |
| CN1294712C (zh) | 正交频分复用调制系统的同步方法和设备 | |
| KR100698283B1 (ko) | 시간영역동기 오에프디엠 송신기를 이용한디지털방송신호의 오에프디엠 다중 반송파 변조방법 | |
| Liu et al. | Analysis and performance comparison of DVB-T and DTMB systems for terrestrial digital TV | |
| Astawa et al. | Analysis Of performance DVB-T2 using MIMO system over MMSE channel estimation | |
| KR100964396B1 (ko) | 채널 추정, 등화 방법 및 시스템 | |
| CN1466290A (zh) | 正交频分复用接收机 | |
| CN1288864C (zh) | 正交频分复用发射机及在该发射机中设定公知序列的方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C02 | Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001) | ||
| WD01 | Invention patent application deemed withdrawn after publication |