KR100763529B1

KR100763529B1 - 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서전력제어 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100763529B1
Application number: KR1020060083115A
Authority: KR
Inventors: 김병기; 강군석; 안도섭; 이호진
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2006-08-30
Filing date: 2006-08-30
Publication date: 2007-10-05
Also published as: US20090268841A1; WO2008026885A1

Abstract

본 발명은, 시공간 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 송신기에서 전력 제어를 위한 방법 및 장치에 관한 것으로서, 다수의 안테나 또는 다수의 서브 캐리어의 전송전력 정보를 모니터링하는 과정과, 상기 모니터링된 전송 전력 정보와 전송할 심벌을 결합하여 새로운 시공간 부호기를 생성하는 과정과, 상기 생성된 시공간 부호기를 통해 부호화된 심벌을 무선 처리하여 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하며, 각 안테나의 전송 전력을 결정한 후, 채널 이득을 겪지 않은 전송할 전송전력 정보를 다음 슬롯에 사용할 수 있도록 전송전력 정보를 모니터링함으로써, 위성 통신 시스템에서 위성/기지국으로 피드백될 때 걸리는 시간, 즉 왕복 지연시간으로 인한 성능 열화를 줄일 수 있으며, 시스템 용량 및 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

OFDM, WCDMA, 시공간 전송 다이버시티, 전송전력 모니터, 시공간 부호기, 시공간 복호기, SNR, 전송전력/위상 정보

Description

시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법 및 장치{METHOD AND SYSTEM FOR CONTROLING POWER IN COMMUNICATION SYSTEM USING PACE-TIME TRANSMIT DIVERSITY ALGORITHM}

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 직교주파수분할 다중화 방식의 통신 시스템의 송신기의 구조를 도시한 블록도,

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 직교주파수분할 다중화 방식의 통신 시스템의 수신기의 구조를 도시한 블록도,

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 광대역 코드분할 다중화 방식의 통신 시스템의 송신기의 구조를 도시한 블록도,

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 광대역 코드분할 다중화 방식의 통신 시스템의 수신기의 구조를 도시한 블록도,

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서의 전력 제어를 위한 송신 절차를 도시한 흐름도,

도 6은 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서의 전력 제어를 위한 수신 절차를 도시한 흐름도,

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 상향 및 하향 링크에 따른 동작을 도시한 블록 절차도,

도 8은 본 발명의 실시예에 따라 지상환경에서 통신 시스템(OFDM)의 수신 Eb/NO에 따른 심벌 오율, 비트 오율 그리고 프레임 오율을 도시한 그래프,

도 9는 본 발명의 실시예에 따라 위성통신환경에서 통신 시스템(OFDM)의 수신 Eb/NO에 따른 심벌 오율, 비트 오율 그리고 프레임 오율을 도시한 그래프.

본 발명은 통신 시스템에서 전력 제어 방법 및 장치에 관한 것으로서, 특히 시공간 전송 다이버시티를 적용한 다중 사용자 OFDM/WCDMA를 기반으로 하는 위성 또는 이동통신 시스템에서 전력 제어를 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

통신 기술이 발전함에 따라 고속 데이터 전송에 대한 기술이 중요하게 대두됨에 따라 최근 유무선 채널에서 고속 데이터 전송에 유용한 방식으로 직교주파수 분할 다중화(OFDM)방식이 사용되고 있다. 이러한 OFDM 방식은 복수 반송파(Multi-Carrier)를 사용하여 데이터를 전송하는 방식으로서, 직렬로 입력되는 심벌(symbol)열을 병렬 변환하여 이들 각각을 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub_Carrier)로 변조하여 전송하는 다중 반송파 변조(MCM)방식의 일종이다. 만약, 부반송파 주파수에서 표본화(sampling)하면, 비록 서로 간에 스펙트럼이 겹쳐지더라도 간섭이 일어나지 않는다. 때문에 각 부채널은 낮은 비트율로 데이터를 전송하므로 심볼간 간섭이 일어나지 않거나 줄일 수 있다.

이와 같은 OFDM 방식은 고속의 데이터 전송에 적합하기 때문에 실내 무선 환경 서비스를 목표로 하는 미국과 유럽 방식의 IEEE802.11a와 HIPERLAN/2의 고속무선 LAN의 표준 방식으로 각각 채택되었다. 또한, OFDM 방식은 IEEE 802.16의 광대역 무선 접속(BWA) 표준 방식으로도 채택되었다.

최근 이슈가 되고 있는 휴대 인터넷(WiBro) 또한 OFDM 방식을 사용하고 있으며, 유연성을 위해 IEEE 802.16 Wireless MAN)의 표준과 거의 같은 사양을 유지하고 있다.

한편, 3세대와 4 세대 셀룰러 및 위성 시스템의 목표 중 하나는 빠르게 이동하는 사용자에게 광대역 데이터를 전송하는 것이다. 예들 들어 화상회의와 같이 실시간 멀티미디어 시비스는 약 2-20Mbps 데이터율이 요구된다. 그러나 데이터율을 얻기 위해 주어진 유한한 전력에서는 고효율의 스펙트럼(bit/sec/Hz)을 얻기 위한 새로운 무선 통신 시스템 방법이 필요하다. 이러한 방법으로서, 다중 전송안테나를 사용하는 시공간 전송다이버시티와 변조방법을 이용하며, 이는 이미 3세대 이동통신 시스템에 채택되었다.

차세대 이동통신 시스템은 점점 고속, 양질의 데이터 위주의 서비스를 요구하고 있기 때문에, 더 효율적인 스펙트럼 활용과 더 큰 채널용량을 필요로 한다. 따라서 시공간 전송다이버시티는 고품질, 고속의 데이터 전송과 더 나은 스펙트럼 효율성 및 전력 효율성을 얻기 위해 여러 개의 송신 안테나를 이용하여 다이버시티 이득 (diversity gain)을 얻는 부호화 방법을 이용하고 있다.

그러나 WCDMA 기반 이동통신시스템에서 시공간 전송다이버시티를 적용하는 경우에는 개방루프 전송 다이버시티를 사용하므로 수신단에서 완벽한 채널추정을 하지 않는 이상 이상적인 다이버시티 이득을 얻을 수 없다.

상기와 같은 문제를 극복하기 위한 종래기술로는, 미국공개특허 제 6,977,910호에 기재된 "POWER CONTROL WITH SAPCE TIME TRANSMIT DIVERSITY"가 있다. 이러한 선행 특허는 폐루프 방식으로 시공간 전송다이버시티를 적용한 WCDMA 이동통신 시스템에서 이상적인 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 전력제어 기법에 관한 것이다.

그러나 상기 선행 특허는 단지 이동통신 시스템에서만 적용 가능한 기법이며, 만약 위성통신 시스템에 적용할 때 왕복지연시간으로 인하여 매우 비효율적인 시스템이 된다. 또한, 시공간전송다이버시티를 적용할 때, 송수신기 모두 알고 있는 추가적인 파일럿 비트가 필요한데, 이는 고효율 대역폭 관리 측면에서 매우 비효율적이다.

추가적으로 OFDM기반 이동통신시스템에서 시공간 전송다이버시티를 적용시 전력제어를 하려면 WCDMA기반 이동통신시스템과 유사하게 수신단에서 완벽한 채널추정기법이 필요하다.

이와 같은 문제점을 극복하기 위한 종래기술로는, IEEE International Conference on Communication Technology(ICCT) Proceedings, 2003. vol. 2, pp.1042-1045 April 2003호에 개시되어있는 "IMPROVED POWER ALLOCATION SCHEMES BSED ON STBC-OFDM IN FREQUENCY SELECTIVE FADING CHANNEL"이 있다. 이러한 논문은 STBC-OFDM시스템에 효율적인 세가지 알고리즘을 제시한다. 첫번째로 각 안테나 에 효율적인 전력알고리즘, 두 번째로 각 서브캐리어에 효율적인 전력알고리즘, 마지막으로 각 안테나와 각 서브캐리어에 효율적인 전력 알고리즘을 제시한다.

하지만, 이러한 논문은 상기 선행특허와 유사하게 이동통신시스템에서만 사용할 수 있고, 시뮬레이션 환경도 채널추정이 완벽할 때만 가능한 알고리즘이다. 더욱이 전력제어를 위한 추가적인 장치 및 정보를 제공하기 위한 추가전력비트가 필요하다는 단점이 있다.

따라서 본 발명의 목적은 다중 사용자 OFDM/WCDMA를 기반으로 하는 위성 또는 이동 통신 시스템에서 시공간 전송 다이버시티를 적용하여 높은 데이터율과 시스템 용량을 증대시키기 위한 전력 제어 방법 및 장치를 제공함에 있다.

그리고 본 발명의 목적은 WCDMA 기반 이동/위성 통신 시스템에서 시공간전송다이버시티를 적용할 경우 송/수신단 모두가 알고 있는 파일럿 비트를 전송하기 위한 추가 대역폭이 필요 없이 데이터를 전송하는 전력 제어 방법 및 장치를 제공함에 있다.

또한, 본 발명의 목적은 OFDM기반 이동/위성통신 시스템에서 시공간 전송다이버시티를 적용하는 경우 각 안테나 또는 각 서브캐리어에 전력을 할당하기 위하여 추가적인 정보비트 없이 새로운 시공간부호 생성기를 제공하는 전력 제어 장치를 제공함에 있다.

상기 이러한 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 방법은, 시공간 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 송신기에서 전력 제어를 위한 방법으로서, 다수의 안테나 또는 다수의 서브 캐리어의 전송전력 정보를 모니터링하는 과정과, 상기 모니터링된 전송 전력 정보와 전송할 심벌을 결합하여 새로운 시공간 부호기를 생성하는 과정과, 상기 생성된 시공간 부호기를 통해 부호화된 심벌을 무선 처리하여 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고 상기 이러한 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 방법은, 시공간 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 수신기에서 전력 제어를 위한 방법으로서, 송신기로부터 모니터링된 송신전력 정보를 이용하여 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화되어 전송된 심볼을 수신하면, 수신된 심볼을 무선 처리하는 과정과, 상기 무선처리된 심볼을 시공간 복호하여 상기 송신기의 각 안테나에서 송신 심벌들을 추출하는 과정과, 상기 추출된 각 심벌들의 전력을 추정하는 과정과, 상기 각 심벌들에 해당하는 피드백 정보를 상기 송신기로 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

한편, 상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치는, 수신기로부터 수신된 피드백 정보를 이용하여 전송전력 정보를 업데이트하고, 상기 업데티트된 전송전력 정보를 조정하는 전송전력계산기와, 상기 조정된 전송 전력 정보를 모니터링하는 전송전력 모니터와, 상기 모니터링된 전송전력 정보와 전송할 심벌을 결합하여 부호화하기 위한 새 롭게 생성된 시공간 부호기와, 상기 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화된 심벌을 무선처리하여 전송하는 무선처리부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

그리고 상기 본 발명의 목적들을 달성하기 위한 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치는, 송신기로부터 모니터링된 송신전력 정보를 이용하여 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화되어 전송된 심볼을 수신하여 무선 처리하고, 상기 송신기의 각 안테나에서 추출된 각 심벌들의 수신 전력 및 간섭을 추정하는 무선처리부와, 상기 무선처리된 심볼을 시공간 복호하여 하는 시공간 복호기와, 상기 각 안테나에 해당되는 채널 정보를 검출하는 채널 추정기와, 상기 각 심벌들에 해당하는 피드백 정보를 상기 송신기로 전송하는 피드백 채널을 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조 부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

본 발명의 실시예에 따른 통신 시스템은 다중 사용자 직교주파수분할 다중화 방식(이하, OFDM이라 칭함) 또는 광대역 코드분할 다중접속 방식(이하, WCDMA이라 칭함)을 기반으로 하는 위성 또는 이동 통신 시스템을 예를 들어 설명하기로 하며, 이러한 OFDM/WCDMA을 기반으로 하는 위성 또는 이동 통신 시스템에서 시공간 전송 다이버시티를 적용한다. 그러면 이러한 시공간 전송 다이버시티를 적용한 OFDM 및 WCDMA 위성/이동 통신 시스템에서 전력 제어를 위한 장치로서의 각 송신기 및 수신기의 구조를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 1은 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 직교주파수분할 다중화 방식의 통신 시스템의 송신기의 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 1을 참조하면, OFDM 시스템의 송신기(100)는 QPSK/QAM 사상기(110)와, S/P 변환기(120)와, 시공간 부호기(130)와, 전송전력 계산기(140)와, 전송전력 모니터(150) 및 다수의 IFFT 변환기(160)와, 다수의 보호구간 삽입기(170)와 다수의 곱셈기와 안테나를 포함하는 무선 처리부로 이루어진다.

상기 QPSK/QAM 사상기(110)는 전송할 데이터를 입력받아 소정의 변조 방식에 의해 상기 입력 데이터를 변조하여 변조 심벌들을 출력한다. 여기서 상기 입력 데이터는 소정 부호화율에 의해 부호화되고 인터리빙된 데이터를 의미한다. 그리고 변조 방식은 8PSK, 16QAM, QPSK 등이 있다.

상기 S/P 변환기(120)는 상기 QPSK/QAM 사상기(110)로부터 출력되는 변조 심벌들 즉, 연속적인 직렬적인 신호를 병렬적인 신호로 변환하여 출력한다.

상기 시공간 부호기(130)는 수신단에서 피드백된 신호, 상기 전송전력 계산기(140)에서 계산된 전송 전력 및 상기 S/P 변환기(120)에서 출력된 데이터 심벌을 결합하여 새로운 시공간 부호를 생성한다.

상기 전송전력 계산기(140) 수신단에서 피드백된 신호와 전송 전력 모니터 링(160)을 통해 해당 안테나 또는 해당 서브캐리어의 전송전력을 모니터링 한 정보를 이용하여 전송전력을 계산한다.

상기 IFFT 변환기(160)는 상기 시공간 부호기(130)에서 출력된 시공간 부호를 역고속푸리에변환(IFFT)을 수행함으로써 OFDM 심벌을 출력한다.

상기 보호구간 삽입기(170)는 상기 IFFT 변환부(160)에서 출력되는 OFDM 심벌들 각각에 즉, 연속된 블록들 사이에 보호구간(Guard interval)을 삽입한다. 이러한 보호구간 삽입은 OFDM 심벌이 다중 경로 채널을 통해 전송되는 동안 이전 심벌에 의한 영향을 받게 되는데, 이러한 OFDM 심벌들간의 간섭을 방지하기 위함이다.

상기 곱셈기(180)는 상기 보호구간 삽입기(170)에서 출력되는 OFDM 심벌들에 대하여 RF 신호처리를 수행한 후, 심벌에 해당되는 송신 전력을 곱한 후 각 안테나를 통해 위성/지상 채널로 전송하도록 한다.

이와 같은 송신기로부터 출력된 신호를 수신하여 처리하는 본 발명의 실시예에 따른 OFDM 수신기의 구조에 대해 설명하기로 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 직교주파수분할 다중화 방식의 통신 시스템의 수신기의 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 2를 참조하면, OFDM 수신기는 안테나, 합산기, 수신전력 및 간섭 추정기(210), FFT 변환기(240)를 포함하는 무선 처리부와, 채널 추정기(220), 시공간 복호기(250), P/S 변환기(260), 보호구간 제거기(230) 및 QPSK/QAM 역사상기(270)로 이루어진다.

상기 수신전력 및 간섭 추정기(210)는 안테나로부터 수신된 신호에서 합산기를 통해 잡음을 제거한 후 입력된 신호를 전력제어를 위해 수신 전력 및 간섭을 추정한다.

상기 채널 추정기(220)는 상기 수신전력 및 간섭 추정기(210)로부터 출력된 심볼에서 채널을 추정하여 추정된 채널 정보를 상기 복호기(250)로 전송한다.

상기 보호구간 제거기(230)는 상기 수신전력 및 간섭 추정기(220)에서 출력된 심볼들에서 보호구간을 제거한다.

상기 FFT(240)는 상기 보호구간 제거기(230)에서 보호구간이 제거된 OFDM 심벌들을 고속푸리에변환(FFT)을 수행한다.

상기 시공간 복호기(250)는 상기 추정된 채널에 대한 정보와, 상기 FFT(240)에서 출력된 신호를 결합하여 시공간 복호를 수행한다.

상기 P/S 변환기(260)는 상기 복호된 병렬적인 신호를 직렬신호 즉, 연속적인 심벌로 변환한다.

상기 역사상기(270)는 QPSK/QAM 방식을 이용할 수 있으며, 상기 변환된 연속적인 심벌을 송신기에서 적용한 소정 변조방식에 상응하는 복조 방식을 적용하여 변조된 심벌들을 복조하여 부호화 비트들 즉, 데이터를 출력한다.

다음으로 시공간 전송 다이버시티를 적용한 광대역 코드분할 다중 방식(WCDMA)의 이동 또는 위성 통신 시스템의 구조에 대해 설명하기로 한다. 우선, 송신기의 구조에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 시공간 전송 다이버시티를 적용한 광대역 코드분할 다중화 방식의 통신 시스템의 송신기의 구조를 도시한 블록도이다.

상기 도 3을 참조하면, 송신기는 사상기(310), 제1 S/P 변환기(320), 시공간 부호기(330), 전송전력 계산기(340), 전송전력 모니터(350) 및 멀티플렉서(MUX)(360), 제2 S/P 변환기(370), 펄스 쉐이핑(Pulse Shaping)(380), 다수의 곱셈기 및 안테나를 포함하는 무선처리부로 이루어진다.

상기 사상기(310)는 QPSK/QAM 사상기로서, 입력된 데이터를 소정 변조 방식(QPSK/QAM 등)을 적용하여 변조한 후 변조 심벌들을 출력한다.

상기 S/P 변환기(320)는 상기 변조되어 심벌들의 연속적인 신호를 병렬적인 신호로 변환한다.

상기 부호기(330)는 상기 전송전력 계산기(340)로부터 계산된 결과 정보 및 S/P변환기(320)의 출력데이터심벌(330)을 결합(350)하여 시공간 부호를 생성한다.

상기 전송전력계산기(340)는 수신단에서 피드백된 정보 및 상기 전송전력 모니터(350)에서 상기 해당 안테나 또는 해당 서브캐리어의 전송전력을 모니터링한 정보를 이용하여 전송전력을 계산한다.

그리고 WCDMA의 추가 전송전력 및 위상정보는 OFDM기반 이동/위성통신시스템과 달리 S-CCPCH(Secondary common control physical channel)과 CPICH(Common pilot channel)이라는 물리계층 채널이 존재하므로 본 발명의 실시예에 따른 WCDMA 송신기에서는 새로운 시공간 부호화기를 생성하지 않아도 된다.

상기 시공간 부호기(330)와 각 상기 멀티플렉서 사이에는 다수의 곱셈기들이 연결되어 있으며, 앞서 연결된 곱셈기들은 각각 시공간 부호화되어 출력된 신호를 사용자를 구분하는 'channelization' 코드(361)로 곱한다. 그리고 이어 연결된 곱셈기들은 각각 channelization' 코드(361)가 곱해진 신호를 기지국을 구분하는 스크램블링 코드(362)로 곱한다.

상기 멀티플렉서(360)는 각 안테나의 전송전력 및 위상 정보를 제공하기 위하여 전력제어를 시행하지 않는 CPICH채널과, 전력제어를 거친 S-CCPCH채널을 멀티플렉싱을 통하여 각각 출력한다.

상기 펄스 쉐이핑기(380)는 적절한 roll-off 팩터 0.22를 가진 펄스 쉐이핑을 수행한 후 후단에 연결된 곱셈기들에 의해 각 위상 신호(coswc(t), -sinwc(t))가 곱해지도록 신호를 출력한다. 이렇게 곱해진 각 신호는 다시 결합되어 안테나에 연결된 곱셈기(390a, 390b)로 출력된다.

상기 곱셈기들(390a, 390b)은 각각 상기 전송 전력 계산기(340)에서 계산한 전송전력가중치를 곱하여(390a,390b) 해당 안테나를 통해 전송한다.

이와 같은 구조를 갖는 WCDMA 통신 시스템의 송신기로부터 수신된 신호를 처리하는 수신기의 구조를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 4를 참조하면, 수신기는 다수의 곱셈기, 안테나 및 다수의 저대역 통과필터(LPF)(410a, 410b)를 포함하는 무선처리부와, 다수의 채널 매칭 필터(420a, 420b, 430a, 430b, 440a, 440b)와, 채널 추정기(450a, 450b)와, 레이크 수신기(460a, 460b)와, 복호기(470)로 이루어진다.

상기 송신기는 상기 안테나를 통해 상기 송신기로부터 수신된 다수의 신호를 수신하고, 안테나에 연결된 곱셈기를 통해 수신된 신호 각 신호를 위상 신호(2coswc(t), -2sinwc(t))를 곱하여 상기 저대역 통과 필터(LPF)(410a, 410b)로 각각 전송한다.

상기 저대역 통과 필터(LPF)는 수신된 신호를 저대역 통과 필터링하여 기저대역 신호를 출력한다.

상기 각 채널의 매칭 필터(420a, 420b, 430a, 430b, 440a, 440b)는 S-CCPCH, CPICH, DPCH 채널을 위한 것으로서, 각 안테나에서 전송된 S-CCPCH은 각 매칭 필터(420a, 420b)서 검출하고, CPICH는 각 매칭 필터(430a, 430b)에서 검출하며, 수신심벌(DPCH)은 각 매칭 필터(440a, 440b)에서 검출한다. 그리고 상기 매칭 필터들( 440a, 440b)은 합산기와 연결되는데, 상기 합산기는 각 DPCH를 위한 매칭 필터링 신호를 결합한다.

상기 채널 추정기(450a, 450b)는 수신 SIR을 높이기 위하여 데이터 채널과 S-CCPCH채널 그리고 CPICH채널을 결합한 신호를 출력하여 각 안테나에 해당되는 채널정보를 추출한다. 이렇게 추출된 채널 정보 신호들은 각각 레이크 수신기(460a, 460b)로 입력된다. 여기서 상기 각 안테나에 해당되는 채널 정보는 이후 피드백 채널을 통하여 위성/기지국에 송신하게 된다.

상기 제1 레이크 수신기(460a)는 첫 번째 안테나의 채널정보(450)의 출력값에 컨주게이트(Conjugate operation)하여 수신 신호를 검출하고, 상기 제2 레이크 수신기(460b)는 두번째 안테나의 채널정보의 출력값에 컨주게이트하여 수신신호를 검출한다.

상기 시공간 복호기(470)는 상기 각각 검출된 신호(채널 정보)들을 시공간 복호화하여 원하는 수신 심벌(S'1, S'2)을 검출한다.

이와 같은 갖는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 이동 또는 위성 통신 시스템(OFDM/WCDMA)의 송/수신기에서 전력 제어를 위한 방법에 대해 설명하기로 한다. 우선, 송신기에서의 전력 제어 과정에 대해 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다. 여기서는 OFDM을 기반으로 하는 이동 또는 위성 통신 시스템을 예를 들어 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서의 전력 제어를 위한 송신 절차를 도시한 흐름도이다.

상기 도 5를 참조하면, 510단계에서 송신기는 정보(전력/위상)를 업데이트한 후 520단계에서 타겟 SIR과 수신 SIR을 비교한다. 비교한 결과, 타겟 SIR이 작은 경우 530단계에서 전력정보를 감소하고, 그렇지 않은 경우 535단계에서 전력정보를 증가한다.

이후 540단계에서 송신기는 수신기에서 피드백되는 정보를 모니터링하여 550단계에서 모니터링된 피드백 정보가 있는지를 확인한다. 확인결과, 피드백 정보가 없는 경우 540단계로 진행하고, 그렇지 않은 경우 피드백된 정보는 전송전력계산기를 통해 시공간 부호기로 전송된다. 이에 따라 560단계에서 송신기는 시공간 부호기를 통해 S/P 변환기에서 출력된 심벌 정보, 피드백 정보 및 해당 안테나 또는 해당 서브캐리어의 전송전력을 모니터링한 정보를 결합하여 새로운 시공간 부호를 생 성한다.

이후, 570단계에서 송신기는 상기 생성된 시공간 부호를 포함하는 심벌 즉, 상기 시공간 부호기에서 출력되는 신호를 무선 신호 처리한 후 심볼에 해당되는 송신 전력을 곱하여 안테나를 통해 위성/지상 채널로 전송한다. 여기서 OFDM 기반의 경우 IFFT 및 보호구간 삽입한 후 무선 처리를 수행하고, WCDMA 기반의 경우 멀티플렉싱한 후 무선 처리를 수행한다.

이와 같은 상기 전력 제어 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

상기 송신기에서 전송하기 위한 초기 전송심벌 벡터(513)는 하기 <수학식 1>과 같다.

여기서 diag[.]는 n-by-n 행렬에서 대각원소만 임의의 값을 가지고, 그 외 원소는 0을 가지는 행렬을 의미한다.

는 0번째 서브 캐리어에 n번째 OFDM 심벌을 매핑하고 N _c 는 서브 캐리어의 개수를 의미한다.

상기 540단계에서 전송전력 및 위상 정보를 모니터링 시 초기에는 어떠한 정 보도 없기 때문에 시공간 부호기 생성은 기존 시스템과 동일하다. 하지만, 초기 이후 모니터링하는 전송전력정보가 존재한다면 새로운 시공간 부호는 하기 <수학식 2>와 같이 생성된다.

여기서, i번째 전송전력 모든 가중치의 정규 합(모니터링한 전송전력정보의 모든 합)은

와 같다.

상기 560단계에서 새로운 시공간 부호가 생성된 후 송신기는 하기 <수학식 3>을 통해 580단계와 같은 OFDM 전송과정을 수행한다.

여기서, E _s 는 각 서브캐리어에서 심볼당 전송 에너지를 의미하고 A _n ⁱ 는 i번째 전송 안테나에서 n번째 OFDM심벌을 전송한다. *은 컨쥬게이트를 의미한다.

이와 같이 송신기의 각 안테나에서 전송되는 OFDM심벌은 위성/지상 채널을 통하여 하나의 수신안테나를 갖는 수신기에 전송된다. 그러면 상기 수신기에서 상기 송신기에서 전송되는 신호를 수신하여 전력 제어를 하기 위한 과정을 첨부된 도면을 참조하여 구체적으로 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서의 전력 제어를 위한 수신 절차를 도시한 흐름도이다.

상기 도 6을 참조하면, 610단계에서 수신기는 상기 송신기로부터의 신호를 안테나를 통해 수신한다. 이렇게 수신기에 도달한 신호는 하기 <수학식 4>와 같다.

여기서, R _n ⁱ 은 i번째 수신안테나에서 n번째 OFDM심벌 수신을 의미한다. H _i 는 i번째 전송안테나에서 겪는 채널이득을 의미하고, N _i 는 i번째 OFDM심벌 구간 동안 가우시안 잡음을 의미한다.

620단계에서 수신된 신호를 무선 처리한다. 즉, 송신기는 수신된 신호에서 수신전력 및 간섭을 추정하고, 상기 송신기에서 삽입된 보호 구간을 제거한 신호를 출력한 후 출력된 신호를 고속 퓨리에변환(FFT)하여 변환된 신호를 복호기로 출력하는 OFDM 역과정을 수행한다.

상기 역과정 수행 이후, 630단계에서 수신기는 상기 추정된 수신 전력을 이용하여 채널을 추정하고, 추정된 채널 정보를 이용하여 시공간 부호기를 통해 상기 연속적인 신호를 복호한다. 이때, 수신기는 복호된 신호를 연속적인 신호를 병렬 신호로 변환한 후 상기 송신기에서 적용한 소정의 변조 방식을 이용하여 복조한 후 데이터를 추출한다. 이러한 전송 심볼 추정은 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 T는 임의 행령을 Transpose 수행하고, H는 Transpose이후 컨쥬게이트(*) 과정을 행한다.

각 안테나에서 전송한 심벌을 추출한 이후 640단계에서 수신기는 비트오율(BER : Bit error rate) 또는 프레임 오율(FER : Frame error rate)을 결정하고, 결정된 비트/프레임 오율 정보 및 각 서브캐리어에 해당되는 SNR 정보 등을 피드백 채널을 통하여 피드백 정보로서 송신기로 전송한다. 이러한 각 서브 캐리어에서 평균 신호대 잡음비(SNR)는 하기 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 H _j (i,k)는 j번째 사용자에서 i번째 송신 안테나의 k번째 서브캐리어에서 겪는 채널이득을 의미한다. N ₀은 잡음 전력밀도를 의미한다.

한편, 상기 수신기에서 전송되는 SNR 정보 즉, 피드백 정보는 송신기로 입력되어 송신기에서는 상기 도 5의 510단계와 같은 전송 전력 업데이트 단계를 수행하게 된다.

상기 정보(전력/위상)업데이트 과정에서 상기 <수학식 2>에서 수행된 전력정보 모니터링 정보

와, 수신기에서 피드백 한 정보

를 결합하여 하기 <수학식 7>과 같은 식을 적용하여 전송전력 정보 업데이트를 시작한다.

여기서, P _i _, _int (n)는 i번째 사용자의 초기 전송 전력을 의미하고, P _i _, _rec (n)는 i번째 사용자가 n번째 OFDM 심벌구간동안 수신된 전력을 의미한다.

는 i번째 사용자의 n번째 OFDM 심벌구간에서 각 서브캐리어에 가중치를 곱한 정보의 모니터 링 정보를 의미한다. 그리고

는 i번째 사용자의 n번째 OFDM 심벌 구간에서 수신기에서 각 서브캐리에 가중치를 곱한 정보를 RTD(Round trip delay) 이후 수신된 정보를 의미한다. 이와 같은 과정을 수행함으로써 시간지연에 의한 시스템 성능열화를 완벽하게 제거할 수 있다.

이후, 요구된 SIR과 수신된 SIR의 비교를 통하여 각 서브캐리어 마다 전력제어를 할 수 있다. 하기 <수학식 8>는 i번째 수신 SIR을 의미한다.

상기 도 5의 520 내지 530단계에서와 같이, 송신기는 상기 <수학식 9>를 통하여 얻어진 수신 SIR정보와 각 서브캐리어에 해당되는 타겟 SIR정보를 비교하여 만약 타겟 SIR보다 수신 SIR이 작다면 전력정보를 증가하여 해당되는 서브캐리어 전송전력정보를 보낸다. 그렇지 않고 만약 타겟 SIR보다 수신 SIR이 크면 전력정보를 감소하여 해당되는 서브캐리어 전송전력정보를 보낸다.

상술한 바와 같은 과정에서는 OFDM 기반을 예를 들어 설명하였으나, WCDMA 시스템에서도 상기 도 5 및 도 6에 도시된 바와 같은 과정을 통해 전력 제어를 수행할 수 있으며, WCDMA 기반일 경우에는 수신 채널 CPICH, S-CCPCH 및 데이터 채널을 결합하여 채널 추정값을 구현하여 수신기 안테나로부터 전송된 신호로부터 새로 생성된 시공간 복호기를 통해 전송심벌을 검출한다. 여기서 상기 새로운 시공간 복호기의 생성은 상기 도 5에서의 설명한 바와 같다.

상기 이동/위성 통신 시스템에서 상향 링크 및 하향 링크 과정을 통하여 전력 제어에 대해 설명하기로 한다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따라 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 상향 및 하향 링크에 따른 동작을 도시한 블록 절차도이다.

상기 도 7을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 이동 또는 위성 통신 시스템은 위성 또는 기지국에서 양방향으로 전력제어가 가능하다.

먼저, 위성이나 기지국(610)에서 초기전송전력을 설정하면(Power level setting : 1 dB 또는 2dB), 설정된 전송전력 정보는 채널(620)을 거쳐 단말기(Mobile equipment)(630)로 전송된다. 그리고 상기 위성/기지국(610)의 송신기(619)는 상기 초기 전송전력을 모니터링하여 다음 슬롯 전송 전력을 위한 정보를 생성하기 위하여 채널(620)을 거치지 않은 정보를 넘겨준다(615).

이후, 단말기(630)에서 레이크 수신기(631)를 통해 전송 전력 정보를 수신하여 수신 심볼 전력을 추정하고(633), 전체 하향링크 수신 간섭 성분을 추출하여(634) 수신 SIR을 결정한다(638). 그리고 외부 루프에서는 수신 심벌을 검출하여 BER/FER을 보고(635) 타겟 SIR(636)을 결정한다.

이때, 단말기(630)에서는 상기 결정된 타겟 SIR을 추정하여(637) 추정된 타겟 SIR과 수신 SIR(637)을 비교하여 전송전력 정보를 생성한다. 이렇게 생성된 전송전력 정보는 다음 슬롯에서 발생하고(639), 발생된 전송전력정보는 상기 기지국/ 위성(610)과의 왕복지연시간을 보상하기 위하여 다음 슬롯에서 채널을 겪지 않은 값으로 직접 사용하게 된다.

물론, 상기 도 3에 도시된 바와 같은 WCDMA 송신기에서 수신 심볼 전력 추정(633)및 전체 하향링크 수신 간섭 성분을 추정할 때, S-CCPCH, CPICH의 파일럿 심벌을 사용하게 된다. 구체적으로 설명하면, WCDMA 규격에서 파일럿 심벌방식을 이용하여 채널추정 또는 수신신호간섭을 추정할 때, 송수신단에서 모두 알고 있는 파일럿 심벌을 데이터 심벌과 주기적으로 시분할 다중화하여 전송하고, 파일럿 심벌 구간의 채널 추정 값을 이용하여 데이터 심벌 구간의 채널 변화를 보상한다. 이러한 방식은 단지 DPCCH의 파일럿 심벌만을 이용하여 채널추정과 수신신호간섭을 측정하는 방식이다. 또 다른 방식으로, 미리 정의된 파일럿 심벌 패턴을 이용하여 송신기와 수신기는 모두 알고 있는 파일럿 심벌을 전송함으로써, 채널 변화에 대한 데이터 심벌을 보상하고 간섭을 측정한다. 이러한 방식은 단지 CPICH만을 이용하여 채널 추정과 수신신호간섭을 측정하는 방식이다.

따라서 상술한 두 방식을 결합하고 추가적인 S-CCPCH의 파일럿 심벌을 도입한다면, 기존의 독립적인 채널추정/수신신호 간섭 방식의 단점을 해결하여 채널 추정 및 수신신호간섭을 더욱 정확히 추정할 수 있다. 여기서 상기 기존의 독립적인 채널추정/수신신호 간섭 방식에서는 채널 추정에 관여하는 채널이 깊은 페이딩(deep fading)을 겪는다면 채널추정을 하더라도 오히려 더 많은 오류를 가져오는 문제점이 발생하였다.

이와 같이 채널 추정을 하는 배경은 추가적인 파일럿 다이버시티를 구현할 수 있기 때문이다. 또한, 왕복지연시간을 보상하기 위하여 전송전력정보를 모니터링하는 과정에서 채널을 겪지 않은 정보를 이용하여 다음 슬롯 전송전력을 결정함에 따른 내부 안전성 및 네트워크 안전성에 문제를 보완하기 위함이다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시예들에서 'Rayleigh' 페이딩 채널환경에서 시공간 전송다이버시티를 적용한 OFDM기반 시스템을 이용할 때, 기존 시스템에 비하여 어느 정도의 성능 향상이 있는지는 첨부된 도 7의 그래프에 나타낸 바와 같다.

상기 도 8에 도시된 바와 같은 그래프는 컴퓨터 모이실험에 대한 결과 그래프로서, 채널 모델은 8-tap FIR 필터 채널을 이용하며, 각 탭은 서로 독립적인 'Rayleigh' 페이딩을 가진다. 음성 서비스를 만족하는 BER 10-3에서 기존 시스템의 수신 Eb/N0는 11.5 dB이고, 본 발명의 실시예에서는 10.7 dB임을 알 수 있다. 더욱이, 본 발명의 실시예에서는 도출된 왕복지연시간 보상 알고리즘을 모두 채택했기 때문에 만약 왕복지연시간 보상 알고리즘을 채택하지 않은 기존 시스템은 이 보다 더 높은 수신 Eb/No에서 음성 서비스 환경을 만족한다.

위성 채널 임펄스 응답 모델은 Mobile Applications & sErvices based on Satellite & Terrestrial inteRwOrking(MAESTRO), 2004. Oct. 28 2004. 게재 되어 있는 "SATELLITE DOWNLINK RECEPTION THROUGH INTERMEDIATE MODULE REPEATERS: POWER DELAY PROFILE ANALYSIS"에서 인용하여 컴퓨터 모의실험을 수행한다. 이러한 결과는 첨부된 도 9에 도시된 바와 같다. 추가적으로 컴퓨터 시뮬레이션 변수로는 2170MHz캐리어 주파수, 라이스 팩터(Rice factor) 0dB이다. 이 결과도 도출된 왕복 지연시간 보상 알고리즘을 기존 시스템에 동일하게 채택했기 때문에 만약 왕복지연시간 보상 알고리즘을 채택하지 않은 기존 시스템은 이보다 더 높은 수신 Eb/No에서 음성 서비스 환경을 만족한다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은 시공간 전송 다이버시티를 적용한 위성 또는 이동통신 시스템에서 기존의 시공간 전송 다이버시티 부호화기에 각 안테나는 각 서브 캐리어 전력 및 위상 정보 비트를 이용하여 기존의 개방루프 전송 다이버시티를 폐루프 전송 다이버시티로 변형함으로써, 시스템 용량 및 성능을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명은 각 안테나의 전송 전력을 결정한 후, 채널 이득을 겪지 않은 전송할 전송전력 정보를 다음 슬롯에 사용할 수 있도록 전송전력 정보를 모니터링하므로 위성 통신 시스템에서 위성/기지국으로 패드백될 때 걸리는 시간, 즉 왕복 지연시간으로 인한 성능 열화를 줄일 수 있으며, OFDM 시스템의 경우 추가 대역폭 없이 위상이나 전력정보를 제공할 수 있는 효과가 있다.

Claims

다수의 안테나 또는 다수의 서브 캐리어의 전송전력 정보를 모니터링하는 과정과,

상기 모니터링된 전송전력 정보와 전송할 심벌을 결합하여 새로운 시공간 부호기를 생성하는 과정과,

상기 생성된 시공간 부호기를 통해 부호화된 심벌을 무선 처리하여 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 송신기에서 전력제어 방법.
제1항에 있어서,

상기 모니터링된 전송전력 정보와 수신기에서 피드백된 정보를 결합하여 전송전력 정보를 업데이트하는 과정과,

신호대잡음비를 이용하여 상기 전송전력 정보를 조정하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
제2항에 있어서, 상기 전송전력 정보를 조정하는 과정은,

수신 신호대잡음비와 요구된 신호대잡음비를 비교하는 단계와,

상기 수신 신호대잡음비가 상기 요구된 신호대잡음비 보다 큰 경우 상기 전송전력 정보를 감소하는 단계와,

상기 요구된 신호대잡음비가 상기 수신 신호대잡음비보다 큰 경우 상기 전송전력 정보를 증가시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
제2항에 있어서, 상기 전송전력 정보를 업데이트하는 과정은,

송수신간 왕복 지연 시간 이전에 모니터링한 정보(
(n))와 수신기에서 피드백한 정보(W(n-RTD))를 결합하여 다음 슬롯 이전에 적용할 전송전력 정보를 하기 <수학식 10>을 통해 구하여 업데이트 하며, P _i,int (n)는 i번째 사용자의 초기 전송 전력을 의미하고, P _i,rec (n)는 i번째 사용자가 n번째 심벌구간동안 수신된 전력을 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
제1항에 있어서, 새로운 시공간 부호기를 생성하는 과정은,

초기 모니터링 이후 상기 전송전력 정보가 존재하면, 하기 <수학식 11>과 같이 상기 새로운 시공간 부호기를 생성하며, 하기 <수학식 11>에서
는 상기 모니터링한 전송전력 정보를 의미하고, Xn은 상기 전송할 심벌을 의미하며, Nc는 서브 캐리어의 개수를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
제1항에 있어서,

상기 생성된 시공간 부호기를 통해 부호화된 심벌을 무선 처리하여 전송하는 과정은, 하기 <수학식 12>를 통해 상기 무선 처리된 심벌을 전송하며, 하기 <수학식 12>에서 Es는 각 서브캐리어에서 심볼당 전송 에너지를 의미하고, A _n ⁱ 은 i번째 전송 안테나에서 N번째 심벌을 전송함을 의미하며, *는 컨쥬게이트를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
송신기로부터 모니터링된 송신전력 정보를 이용하여 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화되어 전송된 심볼을 수신하면, 수신된 심볼을 무선 처리하는 과정과,

상기 무선처리된 심볼을 시공간 복호하여 상기 송신기의 각 안테나에서 송신 심벌들을 추출하는 과정과,

상기 추출된 각 심벌들의 전력을 추정하는 과정과,

상기 각 심벌들에 해당하는 피드백 정보를 상기 송신기로 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 다이버시티를 적용한 통신 시스템의 수신기에서 전력제어 방법.
제7항에 있어서, 피드백 정보를 상기 송신기로 전송하는 과정은,

각 서브 케리어에서 평균 신호대 잡음비를 하기 <수학식 13>과 같이 구하여 피드백 정보(W)로서 상기 송신기로 전송하며, 하기 <수학식 13>에서 H _j (i,k)는 j번 째 사용자에서 i번째 송신 안테나의 k번째 서브캐리어에서 겪는 채널이득을 의미하고, N ₀은 잡음 전력밀도를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 방법.
수신기로부터 수신된 피드백 정보를 이용하여 전송전력 정보를 업데이트하고, 상기 업데이트된 전송전력 정보를 조정하는 전송전력계산기와,

상기 조정된 전송 전력 정보를 모니터링하는 전송전력 모니터와,

상기 모니터링된 전송전력 정보와 전송할 심벌을 결합하여 부호화하기 위한 새롭게 생성된 시공간 부호기와,

상기 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화된 심벌을 무선처리하여 전송하는 무선처리부를 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
제9항에 있어서,

상기 시공간 부호기는, 초기 모니터링 이후 상기 전송전력 정보가 존재하면, 하기 <수학식 14>과 같이 새롭게 생성되며, 하기 <수학식 14>에서
는 상기 모니터링한 전송전력 정보를 의미하고, Xn은 상기 전송할 심벌을 의미하며, Nc는 서브 캐리어의 개수를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
제9항에 있어서,

상기 무선처리부는 하기 <수학식 15>를 통해 상기 무선 처리된 심벌을 전송하며, 하기 <수학식 15>에서 Es는 각 서브캐리어에서 심볼당 전송 에너지를 의미하고, A _n ⁱ 은 i번째 전송 안테나에서 N번째 심벌을 전송함을 의미하며, *는 컨쥬게이트를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
제9항에 있어서,

상기 전송전력계산기는, 수신 신호대잡음비와 요구된 신호대잡음비를 비교하여, 비교된 결과에 따라 상기 전송전력 정보를 조정함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
송신기로부터 모니터링된 송신전력 정보를 이용하여 새로 생성된 시공간 부호기에 의해 부호화되어 전송된 심볼을 수신하여 무선 처리하고, 상기 송신기의 각 안테나에서 추출된 각 심벌들의 수신 전력 및 간섭을 추정하는 무선처리부와,

상기 무선처리된 심볼을 시공간 복호하여 상기 송신기의 각 안테나에서 송신 심벌들을 추출하는 시공간 복호기와,

상기 각 안테나에 해당되는 채널 정보를 검출하는 채널 추정기와,

상기 각 심벌들에 해당하는 피드백 정보를 상기 송신기로 전송하는 피드백 채널을 포함하는 것을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
제13항에 있어서,

상기 피드백 정보는 각 서브 케리어에서 하기 <수학식 16> 과 같이 구해지는 평균 신호대잡음비를 포함하며, 하기 <수학식 16>에서 H _j (i,k)는 j번째 사용자에서 i번째 송신 안테나의 k번째 서브캐리어에서 겪는 채널이득을 의미하고, N ₀은 잡음 전력밀도를 의미함을 특징으로 하는 시공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.
제13항에 있어서,

상기 채널 추정기는 광대역 코드분할다중접속 방식을 기반으로 하는 경우 수신 채널(CPICH, S-CCPCH) 및 데이터 채널(DPCH)을 결합하여 채널 추정값을 구함을 특징으로 하는 공간 전송 다이버시티를 적용한 통신 시스템에서 전력제어 장치.