JP2010193350A - 通信装置及び通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ−ＳＤＭでの希望信号の分離検出において、瞬時ＳＩＮＲ（信号対干渉及び雑音電力比）が良好となる方法を適切に選択することを可能とし、誤り率特性が向上した通信装置等を提供すること。
【解決手段】空間分割多重された複数のストリームを複数の受信アンテナで受信し、伝搬路行列及び雑音電力を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて重み行列を算出する重み算出部と、前記受信アンテナで受信した受信信号及び前記重み行列からストリーム毎の信号を合成する合成部と、前記受信信号及び前記合成された信号とから一方を選択する方式選択部と、前記伝搬路行列又は前記伝搬路行列及び前記重み行列に基づいて、前記選択された信号の尤度情報を算出するデマッピング部と、前記尤度情報に基づいて誤り訂正復号を行う復号部とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、空間分割多重された複数のストリームを複数の受信アンテナで受信する通信装置等に関する。

送受信に複数のアンテナを使用するＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output：多入力多出力）システムにおいて、各送信アンテナから独立な信号を送り伝送効率を向上させるＳＤＭ（Space Division Multiplexing：空間分割多重）方式に関する様々な研究が行われている（例えば、非特許文献１、非特許文献２参照）。

ＭＩＭＯ−ＳＤＭでは複数の信号が重畳された信号を受信するため、希望信号を分離検出する必要がある。その方法として、最尤推定に基づくＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection：最尤検出）や、線形処理であるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）基準による分離方法が知られている。ＭＭＳＥによる分離方法は、ＭＬＤと比較して演算量を大きく軽減することができる。

一方、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式を用いたセルラシステムにおいて、セル間で発生する同一チャネル干渉が存在する場合に、誤り訂正復号時に干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を求めて適用することによって干渉を抑圧する手法が提案されている（例えば、非特許文献３参照）。

さらに、ＭＩＭＯ−ＳＤＭにおいて希望信号を分離する際に、希望信号（復調対象信号）以外の信号を干渉信号として捉えて、上記の誤り訂正復号時に干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を求めて適用する手法を用いることによって、干渉信号を抑圧して信号分離精度を向上させる手法が提案されている（例えば、非特許文献４参照）。

Yoshio KARASAWA、「MIMO Propagation Channel Modeling」、IEICE Trans. Commun.、vol.E88-B、no.5、pp.1829-1842、2005年5月 Takeo OHGANE他、「Applications of Space Division Multiplexing and Those Performance in a MIMO Channel」、IEICE Trans. Commun.、vol.E88-B、no.5、pp. 1843-1851、2005年5月 平他、「同一チャネル干渉下におけるＣＯＦＤＭシステム用軟判定ゆう度情報生成法」、信学論(B)、Vol.J91-B、No.5、pp.575-584、2008年5月 吉原他、「誤り訂正復号における尤度操作による干渉抑圧方式の有相関伝搬路ＭＩＭＯ−ＳＤＭシステムへの適用」、2008年信学ソ大、B-8-2、2008年9月

しかしながら、従来のＭＭＳＥ基準による信号分離法では、送受信アンテナ間に設定される複数の伝搬路の独立性が崩れて相関を有する場合、信号分離精度が著しく劣化し、誤り率特性が劣化するという問題があった。

また、ＭＩＭＯ−ＳＤＭにおいて希望信号を分離する際に、希望信号以外の信号を干渉信号として捉えて、上記の誤り訂正復号時に干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を求めて適用する手法は、伝搬路の相関の大きさによらずほぼ一定の誤り率特性を実現できるが、相関の小さい伝搬路においてはＭＭＳＥ基準による信号分離法を用いた場合に比べ誤り率特性が劣ってしまうという問題があった。

さらに、上記２つの信号分離・検出手法を用いた場合に、どちらの手法がより良い誤り率特性を実現することができるかは、伝搬路の相関の大きさ、受信信号のＳ／Ｎ比（信号対雑音電力比）、ＭＭＳＥ合成後のＳ／Ｎ比、及び干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を用いた誤り訂正復号における干渉抑圧効果などの様々な要因によって変化するため、容易に判定することはできなかった。

上述した課題に鑑み、本発明が目的とするところは、ＭＩＭＯ−ＳＤＭでの希望信号の分離検出において、瞬時ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio：信号対干渉及び雑音電力比）が良好となる方法を適切に選択することを可能とし、誤り率特性が向上した通信装置等を提供することである。

上述した課題に鑑み、本発明の通信装置は、空間分割多重された複数のストリームを複数の受信アンテナで受信する通信装置であって、伝搬路行列及び雑音電力を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて重み行列を算出する重み算出部と、前記受信アンテナで受信した受信信号及び前記重み行列からストリーム毎の信号を合成する合成部と、前記受信信号及び前記合成された信号とから一方を選択する方式選択部と、前記伝搬路行列又は前記伝搬路行列及び前記重み行列に基づいて、前記選択された信号の尤度情報を算出するデマッピング部と、前記尤度情報に基づいて誤り訂正復号を行う復号部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の通信装置において、前記重み算出部は、前記受信信号を最小平均二乗誤差基準によって前記複数のストリームに分離するためのＭＭＳＥ重み行列を算出することを特徴とする。

また、本発明の通信装置において、前記デマッピング部は、前記方式選択部で合成されたストリーム毎の信号が選択された場合に、各ストリームに関する合成後の残留干渉成分の生起確率分布に基づいて、前記尤度情報を算出することを特徴とする。

また、本発明の通信装置において、前記デマッピング部は、前記方式選択部で受信信号が選択された場合に、前記受信信号に重畳された複数のストリームのうち尤度情報算出の対象とするストリームを除いた、干渉成分となる他のストリームに関する生起確率分布に基づいて、前記尤度情報を生成することを特徴とする。

また、本発明の通信装置は、前記重み行列と前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて、前記合成後の各ストリームに関する第１の信号対干渉及び雑音電力比を算出し、前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて、前記受信信号の各ストリームに関する第２の信号対干渉及び雑音電力比を算出するＳＩＮＲ算出部をさらに備え、前記方式選択部は、前記第１の信号対干渉及び雑音電力比が前記第２の信号対干渉及び雑音電力比よりも大きい場合は前記合成されたストリーム毎の信号を選択し、前記第２の信号対干渉及び雑音電力比が前記第１の信号対干渉及び雑音電力比よりも大きい場合は前記受信信号を選択し、前記第１の信号対干渉及び雑音電力比と前記第２の信号対干渉及び雑音電力比が等しい場合は前記合成されたストリーム毎の信号と前記受信信号のどちらか一方を選択することを特徴とする。

また、本発明の通信装置において、前記ＳＩＮＲ算出部は、前記誤り訂正復号によって抑圧される干渉信号電力を用いて前記第１及び第２の信号対干渉及び雑音電力比を算出することを特徴とする。

本発明の通信システムは、複数のストリームを複数の送信アンテナから空間分割多重して送信する送信機と、前記送信機から送信された信号を複数の受信アンテナで受信する受信機を含む通信システムであって、前記受信機は、伝搬路行列及び雑音電力を推定する伝搬路推定部と、前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて重み行列を算出する重み算出部と、前記受信アンテナで受信した受信信号及び前記重み行列からストリーム毎の信号を合成する合成部と、前記受信信号及び前記合成された信号とから一方を選択する方式選択部と、前記伝搬路行列又は前記伝搬路行列及び前記重み行列に基づいて、前記選択された信号の尤度情報を算出するデマッピング部と、前記尤度情報に基づいて誤り訂正復号を行う復号部と、を備えることを特徴とする。

本発明によれば、ＭＩＭＯ−ＳＤＭでの希望信号の分離検出において、瞬時ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio：信号対干渉及び雑音電力比）が良好となる方法を選択することが可能となり、誤り率特性が向上した通信装置及び通信システムを提供することができる。

本実施形態におけるシステムの構成を説明するための図である。 本実施形態における生起確率分布について説明するための図である。 本実施形態における送信機の構成を説明するための図である。 本実施形態における受信機の構成を説明するための図である。 本実施形態におけるＭＩＭＯ分離部の構成を説明するための図である。 本発明を適用した場合の通信システムにおける特性を説明するための図である。 本発明を適用した場合の通信システムにおける特性を説明するための図である。 本発明を適用した場合の通信システムにおける特性を説明するための図である。

以下に、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式おいて、ＭＩＭＯ−ＳＤＭ（Multiple-Input Multiple-Output - Space Division Multiplexing：多入力多出力−空間分割多重）を用いて通信を行う通信システム及び通信装置に、本発明を適用した実施例を挙げて説明する。

まず、図１は送受信アンテナとして各々２本を配置し、２本の送信アンテナからそれぞれ異なるデータ系列（ストリーム）の送信信号を送信する、２×２ＭＩＭＯ−ＳＤＭシステムの構成を示した図である。

送信信号行列をＳ、伝搬路行列をＨ、受信信号行列をＲ、熱雑音行列をＮとし、ＭＩＭＯ−ＳＤＭの信号分離として干渉と雑音の電力和が最小となるように線形処理を行うＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）基準による方法を用いる場合のＭＭＳＥ重み行列をＷ、ＭＭＳＥ後の出力信号行列をＳ’とする。

まず、誤り訂正復号時に干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を求めて適用することによって干渉を抑圧する手法を、ＭＭＳＥ後の残留干渉成分に対して適用する方式（以下、第１の方式と記す）について説明する。

図１に示したＭＩＭＯ−ＳＤＭシステムにおけるＭＭＳＥ後の出力信号行列Ｓ’の各要素は数１で表現される。

ただし、Ａ_ij＝Ｗ_ijＨ_ij（ｉ＝１，２、ｊ＝１，２）である。

数１より、ＭＭＳＥ後も信号Ｓ_１’に関してＡ_１２Ｓ_２が、信号Ｓ_２’に関してＡ_２１Ｓ_１が干渉成分として残ることがわかる。

このＭＭＳＥ後の残留干渉成分について、その生起確率分布Ｐ_Ｉと雑音成分のガウス分布Ｐ_Ｎを用いて、数２に基づいて誤り訂正復号時に用いる尤度Ｐ（ｕ）を算出する。

ここで、振幅±ｍを等確率でとる変調方式ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を例にとって説明する。このとき、信号Ｓ_１’に関する干渉成分Ａ_１２Ｓ_２は±ｍＡ_１２を等確率でとる。図２は、この様子を示したものである。したがって、信号Ｓ_１’に対する干渉成分の生起確率分布Ｐ_Ｉ（Ｓ_２）は数３で表現される。

ただし、δはディラックのデルタ関数である。

さらに、同様の議論により、信号Ｓ_２’に関する干渉成分Ａ_２１Ｓ_１の生起確率分布Ｐ_Ｉ（Ｓ_１）は数４で表現される。

以上より、信号Ｓ_１’とＳ_２’に関する尤度Ｐ_１（ｕ）とＰ_２（ｕ）は数５で与えられる。

ただし、σ_１ ^２とσ_２ ^２は信号Ｓ_１’とＳ_２’に関する雑音成分電力を意味し、数６で表せる。

なお、σ_ｎは熱雑音の標準偏差である。

数５に基づき算出される尤度を誤り訂正復号時に導入することで、ＭＭＳＥ後の残留干渉成分を抑圧し、ＭＭＳＥによる信号分離精度をなお一層向上させることができる。また、ＢＰＳＫ以外の変調方式に対しても、同様にして尤度を算出することが可能である。

次に、ＭＭＳＥを行わずに、誤り訂正復号時に干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を求めて適用することによって干渉を抑圧する手法を、ＭＩＭＯ−ＳＤＭにおいて受信アンテナに重畳して到来する複数の信号のうち、復調対象外の干渉信号に対して適用する方式（以下、第２の方式と記す）について説明する。

有相関伝搬路の場合、ＭＭＳＥによる信号分離法では、伝搬路の相関の増大に伴い信号分離精度が劣化する。そこでこのような伝搬路の場合、ＭＭＳＥによる信号分離を行わずに、受信アンテナに重畳して到来する信号のうち、一方を希望信号、他方を干渉信号とみなし、その干渉信号の生起確率分布を考慮した尤度を誤り訂正復号時に用いることによって干渉信号を抑圧する。

このとき、受信信号行列Ｒの各要素は数７で表せる。

数７において、信号Ｒ_１に関してＨ_２１Ｓ_２を、信号Ｒ_２に関してＨ_１２Ｓ_１を干渉成分とみなし、その生起確率分布を考慮した尤度を算出することで、干渉信号を抑圧し、希望信号を抽出する。上記と同様の議論により、変調方式をＢＰＳＫとしたときの信号Ｒ_１とＲ_２に関する尤度Ｐ_１’（ｕ）とＰ_２’（ｕ）は数８で与えられる。

ただし、σ_ｎは熱雑音の標準偏差である。

本実施形態では、上記の第１の方式と第２の方式を、サブキャリア単位で瞬時ＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise power Ratio：信号対干渉及び雑音電力比）が良好となる方式を選択して切り替える。

希望信号電力をＰ_Ｄ、干渉信号電力をＰ_Ｉ、雑音電力をＰ_Ｎとすると、真値のＳＩＮＲをγとするとγは数９で表せる。

まず、ＭＭＳＥ後の残留干渉成分を抑圧する第１の方式における瞬時ＳＩＮＲを算出する。ＭＭＳＥ後の各ストリームの瞬時ＳＩＮＲγ_１とγ_２は、数１及び数９より数１０で表せる。

しかしながら、数１０中の干渉信号電力｜Ａ_１２｜^２と｜Ａ_２１｜^２は残留干渉成分の抑圧前の電力であり、ビット誤りに直結するＳＩＮＲを求めるには、残留干渉成分抑圧後の干渉信号電力を算出する必要がある。そこで、尤度適用に基づく干渉抑圧量Ｔ_ｈを導入し、干渉抑圧後の干渉信号電力を｜Ａ_１２｜^２／Ｔ_ｈと｜Ａ_２１｜^２／Ｔ_ｈとして瞬時ＳＩＮＲγ_１’とγ_２’を数１１に基づき算出する。

同様の議論により、ＭＭＳＥを行わずに干渉を抑圧する第２の方式における各ストリームの瞬時ＳＩＮＲγ_１”とγ_２”を、数７及び数９と尤度適用に基づく干渉抑圧量Ｔ_ｈを用いて数１２に基づき算出する。

数１１と数１２に基づきγ_ｉ’とγ_ｉ”（ｉ＝１，２）を算出し、γ_ｉ’＞γ_ｉ”のとき、ＭＭＳＥ後の残留干渉成分を抑圧する第１の方式を、γ_ｉ’＜γ_ｉ”のとき、ＭＭＳＥを行わずに干渉を抑圧する第２の方式をサブキャリア毎に選択する。

上記のようにして、各方式における干渉抑圧後の瞬時ＳＩＮＲγ_１’、γ_２’、γ_１”及びγ_２”を算出し、これらを比較することによって、第１の方式と第２の方式とから誤り率特性の良好となる方式を適切に選択することが可能となる。

つづいて、送信機及び受信機の構成について説明する。図３は、本実施形態における送信機の構成を表すブロック図である。

送信機３００は、符号化部３０１ａ、３０１ｂと、変調部３０２ａ、３０２ｂと、パイロット生成部３０３と、パイロット多重部３０４ａ、３０４ｂと、周波数時間変換部３０５ａ、３０５ｂと、ＧＩ挿入部３０６ａ、３０６ｂと、無線送信部３０７ａ、３０７ｂと、送信アンテナ部３０８ａ、３０８ｂとを有して構成されている。

符号化部３０１ａ及び符号化部３０１ｂは、２つの異なるデータ系列、あるいは１つのデータ系列を２組に分けたデータ系列である、第１の送信データと第２の送信データがそれぞれ入力され、それぞれを誤り訂正符号化して符号化データを出力する。

変調部３０２ａ及び変調部３０２ｂは、符号化部３０１ａ及び符号化部３０１ｂからそれぞれ出力された符号化データを変調し、変調データシンボルを出力する。
パイロット生成部３０３は、互いに直交する２系列のパイロットシンボル（第１の送信パイロットシンボルおよび第２の送信パイロットシンボル）を生成し、それぞれパイロット多重部３０４ａとパイロット多重部３０４ｂに出力する。互いに直交する２系列のパイロットシンボルとしては、時分割つまり一方が既知信号を送信中に他方が無信号となるように生成された系列に基づくもの、周波数分割つまりそれぞれ重複しないサブキャリアによって送信されるように生成されたもの、あるいは互いに直交する符号系列によって生成された系列に基づくものなどを用いることが好ましいが、これらに限定されるものではない。

パイロット多重部３０４ａ及びパイロット多重部３０４ｂは、パイロット生成部３０３で生成された２系列のパイロットシンボルをそれぞれ変調データシンボルと多重し出力する。

周波数時間変換部３０５ａ及び周波数時間変換部３０５ｂは、パイロットシンボルの多重された変調データシンボルを周波数時間変換、例えばＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）して、ＯＦＤＭの時間信号を生成する。

ＧＩ挿入部３０６ａ及びＧＩ挿入部３０６ｂは、ＯＦＤＭ時間信号に対してそれぞれＧＩ（Guard Interval：ガード期間）を付加して出力する。

無線送信部３０７ａ及び無線送信部３０７ｂは、ＧＩが付加されたＯＦＤＭ時間信号を無線信号に変換し、それぞれ送信アンテナ部３０８ａ及び送信アンテナ部３０８ｂから送信する。図１における送信信号Ｓ_１は送信アンテナ部３０８ａから、送信信号Ｓ_２は送信アンテナ部３０８ｂから送信された信号である。

図４は、本実施形態における受信機の構成を表すブロック図である。受信機４００は、受信アンテナ部４０１ａ、４０１ｂと、無線受信部４０２ａ、４０２ｂと、ＧＩ除去部４０３ａ、４０３ｂと、時間周波数変換部４０４ａ、４０４ｂと、パイロット分離部４０５ａ、４０５ｂと、伝搬路推定部４０６と、ＭＩＭＯ分離部４０７と、復号部４０８ａ、４０８ｂとを有して構成されている。

無線受信部４０２ａ及び無線受信部４０２ｂは、それぞれ受信アンテナ部４０１ａ及び受信アンテナ部４０１ｂを通して送信機３００から送信された無線信号を受信し、ベースバンドのＯＦＤＭ時間信号へ変換し出力する。

ＧＩ除去部４０３ａ及びＧＩ除去部４０３ｂは、それぞれＯＦＤＭ時間信号からＧＩを除去し出力する。

時間周波数変換部４０４ａ及び時間周波数変換部４０４ｂは、それぞれＧＩが除去されたＯＦＤＭ時間信号を時間周波数変換、例えばＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）して、変調シンボルを出力する。

パイロット分離部４０５ａは、時間周波数変換部４０４ａが出力した変調シンボルを第１の受信パイロットシンボルと第１のデータシンボルに分離し出力する。パイロット分離部４０５ｂは、時間周波数変換部４０４ｂが出力した変調シンボルを第２の受信パイロットシンボルと第２のデータシンボルに分離し出力する。

伝搬路推定部４０６は、第１の受信パイロットシンボル及び第２の受信パイロットシンボルを用いて送信機３００の各送信アンテナと、受信機４００の各受信アンテナとの間の伝搬路をそれぞれ推定して伝搬路行列Ｈ及び雑音電力σ_ｎ ^２を求め、伝搬路推定結果として出力する。

なお、伝搬路行列Ｈと雑音電力σ_ｎ ^２の推定は、例えば次のようにして行う。送信機の送信アンテナ部３０８ａから送信された第１の送信パイロットシンボルと、送信アンテナ部３０８ｂから送信された第２の送信パイロットシンボルそれぞれは直交しているため、第１の受信パイロットシンボル及び第２の受信パイロットシンボルは、それぞれをさらに第１の送信パイロットシンボルと第２の送信パイロットシンボルを受信した結果に分離することができる。

ここで各サブキャリアについて、第１の送信パイロットシンボルの複素数表現をｘ_１、第２の送信パイロットシンボルの複素数表現をｘ_２、第１の受信パイロットシンボルから分離された第１の送信パイロットシンボルの受信結果の複素数表現をｙ_１１、第２の受信パイロットシンボルから分離された第１の送信パイロットシンボルの受信結果の複素数表現をｙ_１２、第１の受信パイロットシンボルから分離された第２の送信パイロットシンボルの受信結果の複素数表現をｙ_２１、第２の受信パイロットシンボルから分離された第２の送信パイロットシンボルの受信結果の複素数表現をｙ_２２とすると、伝搬路行列Ｈは数１３に基づいて推定される。

また、伝搬路が変動していないと見なせる期間の受信パイロットシンボル（ｙ_１１、ｙ_１２、ｙ_２１あるいはｙ_２２のいずれか１つ以上）の平均値を求めることによってランダムな雑音成分を相殺したものを、平均前の元の受信パイロットシンボルから減算することにより、元の受信パイロットシンボルに含まれる雑音成分を抽出することができる。この雑音成分の電力を求めることにより、雑音電力σ_ｎ ^２を推定できる。

ＭＩＭＯ分離部４０７は、伝搬路推定部４０６で推定された伝搬路推定結果に基づいて、第１のデータシンボル及び第２のデータシンボルを、ＭＩＭＯで多重された２つの（符号化された）データ系列に分離検出し、それぞれの尤度を出力する。なお、ＭＩＭＯ分離部４０７の詳細は後述する。

復号部４０８ａ及び復号部４０８ｂは、ＭＩＭＯ分離部４０７から出力された２つの符号化データ系列の尤度に基づいて誤り訂正復号を行い、それぞれ第１の受信データ及び第２の受信データを出力する。

続いて、図５を用いて、ＭＩＭＯ分離部４０７の構成を説明する。重み算出部５０１は、伝搬路推定部４０６から出力された伝搬路推定結果から、ＭＭＳＥ基準によるＭＩＭＯの信号分離のためのＭＭＳＥ重み行列Ｗ（重み行列Ｗ）を算出し出力する。

ＭＭＳＥ合成部５０２は、パイロット分離部４０５ａ及びパイロット分離部４０５ｂから出力された第１のデータシンボルと第２のデータシンボルを、重み算出部５０１で算出したＭＭＳＥ重み行列Ｗを用いてＭＭＳＥ合成を行い、第１のＭＭＳＥ後シンボルと第２のＭＭＳＥ後シンボルを出力する。

ＳＩＮＲ算出部５０３は、伝搬路推定部４０６から出力された伝搬路推定結果（伝搬路行列Ｈ及び雑音電力σ_ｎ ^２）、ＭＭＳＥ重み算出部５０１で算出したＭＭＳＥ重み行列Ｗとから、上記第１の方式を用いた場合の各ストリームの瞬時ＳＩＮＲγ_１’とγ_２’を数１１に基づいて算出し、第２の方式を用いた場合の各ストリームの瞬時ＳＩＮＲγ_１”とγ_２”を数１２に基づいて算出し、出力する。なお、数１１及び数１２における干渉抑圧量Ｔ_ｈの決定方法については後述する。

方式選択部５０４ａは、第１のデータシンボルと第１のＭＭＳＥ後シンボルが入力され、ＳＩＮＲ算出部５０３において算出した第１のストリームに関する瞬時ＳＩＮＲγ_１’とγ_１”を比較し、γ_１’＞γ_１”の場合は第１のＭＭＳＥ後シンボルを選択して出力し、γ_１’＜γ_１”の場合は第１のデータシンボルを選択して出力する。なお、γ_１’＝γ_１”の場合はどちらを選択しても良く、ここでは第１のＭＭＳＥ後シンボルを選択するものとする。

方式選択部５０４ｂは、第２のデータシンボルと第２のＭＭＳＥ後シンボルが入力され、ＳＩＮＲ算出部５０３において算出した第２のストリームに関する瞬時ＳＩＮＲγ_２’とγ_２”を比較し、γ_２’＞γ_２”の場合は第２のＭＭＳＥ後シンボルを選択して出力し、γ_２’＜γ_２”の場合は第２のデータシンボルを選択して出力する。なお、γ_２’＝γ_２”の場合はどちらを選択しても良く、ここでは第２のＭＭＳＥ後シンボルを選択するものとする。

デマッピング部５０５ａは、方式選択部５０４ａで選択されたシンボルが入力され、ＳＩＮＲ算出部５０３において算出した第１のストリームに関する瞬時ＳＩＮＲγ_１’とγ_１”を比較し、γ_１’＞γ_１”の場合は伝搬路推定結果及びＭＭＳＥ重み行列Ｗを用いて数５に基づいて符号化データ系列の各ビットの尤度を算出し、γ_１’＜γ_１”の場合は伝搬路推定結果を用いて数８に基づいて符号化データ系列の各ビットの尤度を算出して、第１の尤度情報として出力する。なお、γ_１’＝γ_１”の場合はどちらの方法で尤度を算出しても良く、ここでは伝搬路推定結果及びＭＭＳＥ重み行列Ｗを用いて数５に基づいて尤度を算出するものとする。

デマッピング部５０５ｂは、方式選択部５０４ｂで選択されたシンボルが入力され、ＳＩＮＲ算出部５０３において算出した第２のストリームに関する瞬時ＳＩＮＲγ_２’とγ_２”を比較し、γ_２’＞γ_２”の場合は伝搬路推定結果及びＭＭＳＥ重み行列Ｗを用いて数５に基づいて符号化データ系列の各ビットの尤度を算出し、γ_２’＜γ_２”の場合は伝搬路推定結果を用いて数８に基づいて符号化データ系列の各ビットの尤度を算出して、第２の尤度情報として出力する。なお、γ_２’＝γ_２”の場合はどちらの方法で尤度を算出しても良く、ここでは伝搬路推定結果及びＭＭＳＥ重み行列Ｗを用いて数５に基づいて尤度を算出するものとする。

図６は、計算機シミュレーションにより取得した干渉抑圧量Ｔ_ｈに対するＢＥＲ（Bit Error Ratio：ビット誤り率）特性のグラフである。

計算機シミュレーションでは、サンプリング周期をＴ、ＯＦＤＭシンボル周期をＴ_Ｓ（＝８０Ｔ）とし、送受信機間におけるシンボル同期と周波数同期は完全であると仮定している。また、遅延波はすべてＧＩ内に収まるものとした。伝搬環境は、ＬＯＳ（Line Of Sight：見通し）環境とＮＬＯＳ（Non-Line Of Sight：見通し外）環境を想定し、ＬＯＳ環境における直接波と反射波の電力比を表すライスファクタＫは３ｄＢに設定し、さらに各受信アンテナに直接波が同位相で到来する最悪の環境を想定した。また、送受信アンテナにおける相関を表すパラメータとしてクロネッカーモデルに従って、送信相関係数μと受信相関係数ρを導入した。なお、送信相関係数μと受信相関係数ρは０≦μ，ρ≦１の値をとり、０のとき無相関、１のとき同一伝搬路となる。

図６は、変調方式をＢＰＳＫ、Ｅ_ｂ／Ｎ_０（Energy per bit to Noise power spectral density ratio）を１８ｄＢ、送信相関係数μを０．３としたときの干渉抑圧量Ｔ_ｈ対ＢＥＲ特性を示したものである。

移動通信における伝搬路は、見通し状況は常に変化する。特に、今後高い周波数帯を使用すべくマイクロセル化された場合、見通し状況が頻繁に変化する可能性がある。また、受信端末毎にアンテナ間隔が異なる場合、受信相関が変化する。そのため、干渉抑圧量Ｔ_ｈを見通し内外や相関の大小によらず一意に決定することが好ましい。よって例えば、ほとんどの環境によってＢＥＲ特性がフロアを引き始める点を干渉抑圧量Ｔ_ｈとして設定する。

以下、本実施形態では図６よりＴ_ｈを１０ｄＢと設定する。このとき図６より、干渉抑圧量Ｔ_ｈを設定しない場合（すなわちＴ_ｈ＝０ｄＢ）と比較して、１０ｄＢに設定することよりＢＥＲが最大１０分の１程度に改善できることがわかる。

図７は、計算機シミュレーションにより取得した、変調方式をＢＰＳＫ、Ｅ_ｂ／Ｎ_０＝１８ｄＢ、送信相関係数μ＝０．３としたときのＬＯＳ環境（Ｋ＝３ｄＢ）における受信相関係数ρ対ＢＥＲ特性である。また同様に、図８はＮＬＯＳ環境における受信相関係数ρ対ＢＥＲ特性である。

同図より、ＭＭＳＥ後の残留干渉成分を抑圧する第１の方式（図中○印）では、相関の増大に伴いＢＥＲ特性が劣化するのに対して、ＭＭＳＥを行わずに干渉を抑圧する第２の方式（図中△印）では、相関によらず常に一定の特性を示し、相関が大きい環境では、第１の方式と比較して良好な特性を示すことがわかる。

また、本発明の方式（図中□印）では、サブキャリア単位でＳＩＮＲが良好となる方式を選択するため、見通し内外の条件、すなわち送受信アンテナ間の複数の伝搬路間における相関の大小によらず良好なＢＥＲ特性が得られることがわかる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。

また、上述した通信装置は、基地局装置、端末局装置、無線機、携帯端末局装置、携帯電話等の何れの通信装置であっても良いことは勿論である。

３００ 送信機
３０１ａ、３０１ｂ 符号化部
３０２ａ、３０２ｂ 変調部
３０３ パイロット生成部
３０４ａ、３０４ｂ パイロット多重部
３０５ａ、３０５ｂ 周波数時間変換部
３０６ａ、３０６ｂ ＧＩ挿入部
３０７ａ、３０７ｂ 無線送信部
３０８ａ、３０８ｂ 送信アンテナ部
４００ 受信機
４０１ａ、４０１ｂ 受信アンテナ部
４０２ａ、４０２ｂ 無線受信部
４０３ａ、４０３ｂ ＧＩ除去部
４０４ａ、４０４ｂ 時間周波数変換部
４０５ａ、４０５ｂ パイロット分離部
４０６ 伝搬路推定部
４０７ ＭＩＭＯ分離部
５０１ ＭＭＳＥ重み算出部
５０２ ＭＭＳＥ合成部
５０３ ＳＩＮＲ算出部
５０４ａ、５０４ｂ 方式選択部
５０５ａ、５０５ｂ デマッピング部
４０８ａ、４０８ｂ 復号部

Claims (7)

1. 空間分割多重された複数のストリームを複数の受信アンテナで受信する通信装置であって、
   伝搬路行列及び雑音電力を推定する伝搬路推定部と、
   前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて重み行列を算出する重み算出部と、
   前記受信アンテナで受信した受信信号及び前記重み行列からストリーム毎の信号を合成する合成部と、
   前記受信信号及び前記合成された信号とから一方を選択する方式選択部と、
   前記伝搬路行列又は前記伝搬路行列及び前記重み行列に基づいて、前記選択された信号の尤度情報を算出するデマッピング部と、
   前記尤度情報に基づいて誤り訂正復号を行う復号部と、
   を備えることを特徴とする通信装置。
2. 前記重み算出部は、前記受信信号を最小平均二乗誤差基準によって前記複数のストリームに分離するためのＭＭＳＥ重み行列を算出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
3. 前記デマッピング部は、前記方式選択部で合成されたストリーム毎の信号が選択された場合に、各ストリームに関する合成後の残留干渉成分の生起確率分布に基づいて、前記尤度情報を算出することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
4. 前記デマッピング部は、前記方式選択部で受信信号が選択された場合に、前記受信信号に重畳された複数のストリームのうち尤度情報算出の対象とするストリームを除いた、干渉成分となる他のストリームに関する生起確率分布に基づいて、前記尤度情報を生成することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
5. 前記重み行列と前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて、前記合成後の各ストリームに関する第１の信号対干渉及び雑音電力比を算出し、前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて、前記受信信号の各ストリームに関する第２の信号対干渉及び雑音電力比を算出するＳＩＮＲ算出部をさらに備え、
   前記方式選択部は、前記第１の信号対干渉及び雑音電力比が前記第２の信号対干渉及び雑音電力比よりも大きい場合は前記合成されたストリーム毎の信号を選択し、前記第２の信号対干渉及び雑音電力比が前記第１の信号対干渉及び雑音電力比よりも大きい場合は前記受信信号を選択し、前記第１の信号対干渉及び雑音電力比と前記第２の信号対干渉及び雑音電力比が等しい場合は前記合成されたストリーム毎の信号と前記受信信号のどちらか一方を選択することを特徴とする請求項１に記載の通信装置。
6. 前記ＳＩＮＲ算出部は、前記誤り訂正復号によって抑圧される干渉信号電力を用いて前記第１及び第２の信号対干渉及び雑音電力比を算出することを特徴とする請求項５に記載の通信装置。
7. 複数のストリームを複数の送信アンテナから空間分割多重して送信する送信機と、前記送信機から送信された信号を複数の受信アンテナで受信する受信機を含む通信システムにおいて、
   前記受信機は、
   伝搬路行列及び雑音電力を推定する伝搬路推定部と、
   前記伝搬路行列及び雑音電力に基づいて重み行列を算出する重み算出部と、
   前記受信アンテナで受信した受信信号及び前記重み行列からストリーム毎の信号を合成する合成部と、
   前記受信信号及び前記合成された信号とから一方を選択する方式選択部と、
   前記伝搬路行列又は前記伝搬路行列及び前記重み行列に基づいて、前記選択された信号の尤度情報を算出するデマッピング部と、
   前記尤度情報に基づいて誤り訂正復号を行う復号部と、
   を備えることを特徴とする通信システム。

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