KR100341964B1

KR100341964B1 - 물리 변수 검출장치 및 방법

Info

Publication number: KR100341964B1
Application number: KR1019997009679A
Authority: KR
Inventors: 마츠모토도시유키; 히로타요시히로; 하라다무네오; 미야노다카야
Original assignee: 고지마 마타오; 스미토모 긴조쿠 고교 가부시키가이샤
Priority date: 1998-02-19
Filing date: 1999-02-19
Publication date: 2002-06-26
Also published as: JP2001510580A; AU730847B2; DE69936551T2; CN1256757A; WO1999042848A3; CN1256756A; EP0975982A1; EP0975983B1; JP3498317B2; JP3498318B2; EP0975982B1; IL132448A0; IL132450A0; US6373264B1; WO1999042847A1; WO1999042848A2; TW526327B; JP2001525071A; US6326795B1; KR20010006527A

Abstract

임피던스-주파수 변환유닛 및 카운터를 포함하여 이루어지고, 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화가능한 임피던스를 검출하는 장치가 제공된다. 임피던스-주파수 변환유닛은 센서 임피던스를 그 주파수가 이 센서 임피던스에 대응하는 발진신호로 변환한다. 임피더스-주파수 변환 유닛은 센서 임피던스에 대응하는 전압을 제공하는 임피던스-전압 변환기와, 그 임피던스가 임피던스-전압 변환기로부터의 전압에 응답하여 변화하는 소자를 포함하여 발진신호를 발생시키는 빈 브리지 발진기를 포함하여 이루어진다. 빈 브리지 발진기는 발진신호로서 구형파 신호를 발생시킬 수 있다. 카운터는 소정의 기간동안 발진신호의 파동의 수(또는 파동수)를 계수하여 디지탈 신호로서 다루어질 수 있는 계수값을 출력한다.

Description

물리 변수 검출장치 및 방법{IMPEDANCE DETECTION APPARATUS AND METHOD}

물리적 양의 변화를 검출하는 검출회로의 종래기술의 예시가, 예를 들어 1988년에 발간된 일본국 특허 공개 제 63-108257호에 기재되어 있다. 도 1은 이 일본국 특허공개 제63-108257호에 기재된 종래기술의 검출회로를 도시하는 블록도이다. 물리량으로서 습도를 검출하도록 의도된 이 검출회로는 습도센서(54)를 구비하는 발진 유닛(51), F-V 변환기(52) 및 대수 증폭기(53)를 포함하여 이루어진다. 습도 센서(54)는 주위 습도의 변화에 따라 그 저항값을 변화시키도록 고안되어 있다. 이 저항값 변화는 발진 유닛(51)이 그 발진 주파수를 변경하도록 한다. 다음에, 발진 유닛(51)의 출력신호는, 이 신호의 주파수가 직류전압으로 변환되는 F-V 변환기(52)로 입력된다. 다음에, F-V 변환기(52)로부터 출력된 이 직류전압신호는, 이 직류전압이 대수적으로 증폭되는 대수 증폭기(53)로 입력된다. 이러한 방식으로, 이 검출회로는 대수 증폭기(53)로부터의 출력전압값에 기초하여 주위 습도를 나타낼 수 있다.

다른 종래 검출회로가 일본국 특허 공보 제 2-22338호에 개시되어 있다. 이 검출회로도 상술된 제 63-108257호의 경우에서와 같이 습도의 변화를 검출한다. 도시되지는 않았지만, 이 검출회로는 습도에 응답하여 그 값을 변화시키는 정전용량으로서의 습도센서를 포함하는 검출용 적분기와, 시정수를 변화시키지 않는 비교용 기준 적분기를 포함하여 이루어진다. 검출회로의 작동에 있어서, 동일한 펄스신호가 양 적분기에 입력되고, 각각의 적분기로부터 출력된 신호 사이의 차가 차동 증폭기로부터 전달되고, 그 차이의 최대값이 직류전압신호로서 피크 홀드 회로(peak hold circuit)로부터 출력된다. 이리하여, 검출회로는 이 피크 홀드 회로의 출력전압에 기초하여 주위 습도를 제공할 수 있다.

검출회로의 다른 종래기술 예시가 일본국 특허공개 제 63-27720호에 개시되어 있다. 도2는 제 63-27720호에 개시된 중량 검출용 검출회로를 도시하는 회로도 이다.

본 발명은 물리변수의 양을 검출하는 검출장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 디지탈 방식으로 처리될 수 있는 양에 대응하는 신호를 제공하기 위하여 물리변수의 양을 검출하는 검출장치 및 방법에 관한 것이다.

도 1은 센서 정전용량을 검출하는 종래의 검출장치를 도시하는 블록도,

도 2는 센서 정전용량을 검출하는 다른 종래의 검출장치를 도시하는 블록도,

도 3은 본 발명에 따른 센서 정전용량을 검출하는 검출장치를 개략적으로 도시하는 블록도,

도 4는 도 3에 도시된 장치의 발진신호 발생유닛으로서 사용가능한 빈 브리지 발진기의 상세한 구성을 도시하는 도면,

도 5는 도 4에 도시된 빈 브리지 발진기의 시뮬레이트된 예시의 폐쇄 루프 이득(A)과 발진 주파수 사이의 관계를 도시하는 그래프,

도 6은 도 4에 도시된 시뮬레이트된 빈 브리지 발진기의 센서 정전용량과 발진 주파수 사이의 관계를 각각 도시하는, 여러가지 폐쇄루프이득에 따른 그래프,

도 7은 센서를 구성하는 공진기 어레이의 평면도,

도 8은 도 7에 도시된 시뮬레이트된 공진기 어레이의 진폭과 발진 주파수 사이의 관계를 도시하는 그래프,

도 9는 도 7에 도시된 공진기 어레이의 일부의 개략적인 단면도,

도 10은 공진기 어레이의 센서 정전용량의 변화를 도시하는 그래프,

도 11은 도 7에 도시된 공진기 어레이과 도 4에 도시된 발진기를 사용하는 센서 정전용량 검출장치의 블록도,

도 12 및 도 13은 도 3에 도시된 장치의 발진 신호 발생유닛으로서 사용가능한 발진기의 회로도를 도시하는 도면,

도 14는 도 3에 도시된 장치의 발진신호 발생유닛의 다른 구성을 도시하는 블록도,

도 15는 도 14의 발진신호 발생유닛의 동작을 설명하는 타임챠트를 도시하는 도면,

도 16은 도 14에 도시된 전압출력회로의 시뮬레이트된 예시의 출력전압과 센서 정전용량 사이의 관계를 도시하는 그래프,

도 17은 도 16에 도시된 것의 확대된 그래프,

도 18은 도 14에 도시된 전압출력회로의 테스트된 예시에서 얻어진 출력전압과 센서 정전용량 사이의 관계를 도시하는 그래프,

도 19는 도 14에 도시된 발진신호 발생유닛의 시뮬레이트된 예시의 발진 주파수와 센서 정전용량 사이의 관계를 도시하는 그래프이다.

최근에는, 집적회로기술이 진보되어, 복잡한 승적/합계 연산을 필요로 하는 디지탈 신호처리는 신호처리 등을 담당하는 처리기를 사용함으로써 용이하게 수행될 수 있다. 이러한 디지탈 신호처리는 소프트웨어 제어를 사용하여 시분할 처리 등을 가능하게 하기 때문에, 많은 양의 복잡한 신호가 시스템이 크기가 커지고 비용이 증가되는 것을 피하면서도 여러가지 정보를 정밀하게 나타내도록 처리될 수 있다.

하지만, 상술된 일본국 특허공개 제 63-108257호 및 제 2-22338호에 기재된 각각의 검출회로는 그 출력단자로부터 물리량에 따른 크기를 갖는 아날로그 신호 또는 전압을 출력한다. 따라서, 출력전압을 디지탈 방식으로 처리하기 위하여 부가적인 A/D 변환기에 의해 출력신호를 디지탈 신호로 변환하는 것이 필요하다. 그러므로, 마이크로 컴퓨터등의 디지탈 처리장치가 검출회로의 출력을 처리하는데 도입된다면, A/D 변환기 등의 더욱 복잡한 구성이 이들 사이에 필요하게 되어 전체 시스템의 크기가 증가하고 비용이 증가한다는 문제가 발생한다. 특히, 병렬 실시간 처리가 이러한 검출회로로부터 출력된 다수의 신호에 대해 요구될 때에는, 검출회로로부터의 신호의 수와 동일한 다수의 A/D 변환기를 병렬로 제공하는 것이 필요하므로, 상기 문제를 더욱 현저하게 만든다.

한편, 도 2에 도시된 바와 같이, 일본국 특허 공개 제 63-27720호에 기재된 검출회로는 연산 증폭기(42a, 42b)를 포함하는 발진 유닛(42)과 이것에 인가된 중량에 따라 정전용량을 변화시키는 센서(41)를 포함한다. 발진 유닛(42)의 발진주파수는 센서(41)의 정전용량의 변화에 응답하여 변화한다. 발진주파수의 기초(basis)를 조정하기 위한 가변 저항기(43)도 발진 유닛(42)에 제공된다.

발진 회로(42)의 출력신호는 트랜지스터(46a)를 포함하는 증폭기(46)에 입력된다. 증폭기(46)는 마이크로컴퓨터(45)내의 카운터(47)가 발진신호의 파동의 수를 계수할 수 있을 정도로 충분한 진폭을 갖도록 발진유닛(42)의 출력신호를 증폭한다. 이리하여, 카운터(47)는 소정의 기간 동안 증폭된 신호의 파동의 수를 계수하고 마이크로 컴퓨터(45)내의 처리 유닛(48)에 계수값을 출력한다. 다음에, 전압설정회로(44)는 소정의 직류전압을 설정한다. 이 직류전압은 마이크로 컴퓨터(45)내의 A/D 변환기(49)로 입력되어 디지탈 신호로 변환된 후, 처리 유닛(48)으로 출력된다. 처리유닛(48)은 A/D 변환기(49)로부터 입력된 디지탈값을 변환계수로서 사용하여 전술한 계수값으로부터 센서(41)의 정전용량을 계산한다.

도 2에 도시된 검출회로에 있어서, 발진 유닛(42)은 센서(41)의 정전용량의 변화를 주파수의 변화로 변환한다. 그 후, 카운터(47)는 센서(41)의 정전용량변화가 디지탈 신호로 나타내어질 수 있도록 발진 유닛(42)으로부터의 주파수 신호의 파동수를 계수한다.

그러나, 도 2에 도시된 검출회로에서는, 임의의 기생용량이 연산 증폭기(42a)등의 입력단자에 필수 불가결하게 형성된다. 따라서, 극소 정전용량을 갖는 센서(41)가 사용되어야만 하는 경우에는, 센서(41)의 정전용량의 변화는 기생용량의 영향으로 인하여 출력신호의 주파수의 뚜렷한 변화를 유도하지 않는다. 특히, 센서(41)의 정전용량의 변화를 나타내기 위해 소정의 기간동안 발진 유닛(42)으로부터 출력된 신호의 파동수를 계수하는 방식의 접근법에 있어서는, 소정 레벨을 초과하는 주파수의 변화만이 결과적으로 파동 수의 변화를 나타낸다. 따라서, 발진 주파수의 변화가 상기 레벨에 도달하지 않으면 센서(41)의 정전용량의 변화를 얻는 것이 어렵다는 문제가 발생한다. 상술된 바와 같은 문제를 해결하기 위하여는 발진 유닛(42)의 발진 주파수를 더 높게 만드는 것과 초고속 카운터(47)를 사용하는 것이 고려된다. 그러나, 그러한 해결책은 회로구성을 더 복잡하게 하므로 장치가 고가가 되어버린다. 또한, 발진 유닛(42)의 연산 증폭기(42a)와 센서(41)가 별도의 칩상에 형성될 때에는 상술된 바와 같은 기생용량이 상당히 커진다. 따라서, 그와 같이 기생용량이 증가되면 발진 유닛(42)에서 안정한 발진을 발생시키는 것을 어렵게 만든다.

또한, 도 2에 도시된 검출회로에 있어서, 파동의 계수된 수의 변화는 처리유닛(48)에서의 디지탈 처리를 통하여 정전용량 값에 있어서의 변화로 변환되어야 한다. 그러나, 상술된 바와 같은 발진 유닛(42)의 발진 주파수는 센서(41)의 정전용량값과 단순한 비례관계를 거의 나타내지 않는다. 즉, 센서(41)의 정전용량의 변화를 실시간으로 나타내기 위하여는 제곱 및 역전 연산등의 복잡한 연산이 처리 유닛(48)에서 고속으로 행해져야 한다. 따라서, 매우 고가이고 고성능인 마이크로컴퓨터가 사용되지 않는다면, 처리 유닛(48)의 대부분의 처리능력이 이러한 연산에 의해 다 사용될 것이다.

본 발명은 종래기술의 문제를 해결하기 위하여 만들어졌다. 따라서, 본 발명의 목적은 센서의 정전용량등의 임피던스에 신뢰성 있게 의존하여 출력주파수가 변화하는 발진 유닛을 사용하는 검출장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 그 출력 주파수가 센서의 정전용량등의 임피던스에 실질적으로 비례하여 변화하는 발진 유닛을 사용하는 검출 장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 센서의 정전용량 및 기생 용량의 값에 관계없이, 단순 구성내에 있어 센서의 정전용량의 변화를 반드시 일정하게 얻을 수 있는 검출장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또다른 목적은 그 출력주파수가 발진 출력의 진폭의 변화가 정전용량값의 검출에 영향을 주지 않도록 발진 유닛이 구형파를 제공할 수 있는 센서의 정전용량에 의존하여 변화하는 발진 유닛을 사용하는 검출장치 및 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따라 적어도 하나의 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 센서 임피던스를 검출하는 장치는, 센서 임피던스를 센서 임피던스에 대응하는 주파수를 갖는 발진 신호로 변환하는 임피던스-주파수 변환 유닛과, 소정의 기간동안 발진 신호의 파동 수를 계수하여 계수값을 출력하는 카운터를 포함하여 이루어지고, 여기서 임피던스-주파수 변환 유닛은 발진신호로서 구형파신호를 발생시키는, 센서 임피던스를 포함하는 발진기를 포함한다.

상술된 장치에 있어서, 상기 발진기는 가변이득을 갖는 증폭기와 이 증폭기의 정귀환 회로를 포함하는 빈 브리지(Wien bridge) 발진기인 것이 바람직하며, 여기서 정귀환회로는 센서 임피던스로서 저항기 또는 커패시터를 포함하며, 증폭기의 이득과 귀환회로의 정귀환 비율의 승적(product)이 1 이상이도록 선택된다. 또한, 센서 임피던스의 한쪽 끝단이 기준 전압에 접속되는 것이 바람직하다.

상술된 장치는 부가적인 센서 및 카운터를 더 포함할 수 있고, 임피던스-주파수 변환 유닛은 각각의 부가적인 카운터에 부가적인 발진 신호로서 구형파 신호를 발생시키며, 각각 부가적인 센서 임피던스를 포함하는 부가적인 발진기들을 더 포함하고, 이 부가적인 발진 신호의 주파수는 부가적인 센서 임피던스에 각각 대응한다. 이 장치에서, 센서들은 바람직하게는 공진기 어레이로서 구성된다.

본 발명의 다른 형태에 있어서, 적어도 하나의 센서의 감지된 물리 량에 따라 변화하는 센서 임피던스를 검출하는 장치가 제공되며, 이 장치는 센서 임피던스를 센서 임피던스에 대응하는 주파수를 갖는 발진 신호로 변환하는 임피던스-주파수 변환 유닛과, 소정의 기간동안 발진신호의 파동의 수를 계수하여 계수값을 출력하는 카운터를 포함하여 이루어지고, 상기 임피던스-주파수 변환 유닛은, 센서 임피던스에 대응하는 출력전압을 제공하는 임피던스-전압 변환기와, 발진신호를 발생시키며 임피던스-전압 변환기의 출력전압에 따라 그 임피던스가 변화하는 가변 임피던스 소자를 포함하는 발진기를 포함한다. 또한, 발진 신호의 주파수는 이 소자의 변화된 임피던스에 의존한다.

제 2 형태의 장치는 바람직하게는, 임피던스-전압 변환 유닛과 발진기 사이에 위치되어 임피던스-전압 변환기의 출력전압에 소정의 DC 전압을 부가하는 전압부가유닛을 포함한다. 부가된 전압은 발진기의 가변 임피던스 소자에 제공된다.

제 2형태의 장치에 있어서, 발진기의 가변 임피던스 소자는 그 게이트에 인가된 전압에 의해 가변될 수 있는 제 1MOS FET의 드레인-소오스 저항에 의해 형성되고, 상기 전압 부가 유닛은 부가된 전압을 제 1MOS FET의 게이트에 제공하도록 가변 부하 저항기에 접속된 드레인과 센서 임피던스에 대응하는 출력 전압을 수용하도록 접속된 게이트를 갖는 제 2MOS FET을 포함하는 것이 바람직하다.

제 2형태의 장치에 있어서, 센서 임피던스는 커패시터인 것이 바람직하고, 임피던스-전압 변환기는 (a)가변 전압 발생기로부터 저항기를 통하여 입력전압을수용하도록 접속되고 서로 병렬로 접속된 저항기와 제 1스위치를 통하여 그 출력단자에 접속된 반전입력단자와, 센서 임피던스를 통하여 입력전압을 스위치를 통하여 기준 전압을 수용하도록 접속된 비반전 입력단자를 갖는 제 1연산증폭기, (b)가변 전압 발생기로부터 저항기를 통하여 입력전압을 수용하도록 접속되고 서로 병렬로 접속된 저항기 및 제 2스위치를 통하여 그 출력에 접속된 반전 입력과, 기준 전압 단자에 접속된 비반전 입력을 갖는 제 2연산 증폭기, 및 (c)제 1연산 증폭기로부터 출력전압을 수용하도록 접속된 비반전 입력과 제 2연산 증폭기로부터 출력전압을 수용하도록 접속되고 서로 병렬로 접속된 가변 저항기 및 제 3스위치를 통하여 출력에 접속된 반전입력을 갖는 제 3연산 증폭기를 포함하여 이루어지고, 여기서 출력은 제 2MOS FET의 게이트에 접속되고, 제 1 내지 제 3스위치는 임피던스-전압 변환 유닛을 리세트하기 위해 턴 온되고 임피던스의 측정 개시전에 턴 오프된다. 제 1 내지 제 3 스위치는 리세트 또는 초기화 사이클 동안 턴 온되고 측정 사이클의 개시전에 턴 오프된다.

본 발명에 따른, 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 센서 정전용량을 검출하는 방법은, (a)센서 정전용량을 그것에 대응하는 전압으로 변환하는 단계, (b)변환된 전압에 응답하여 소자의 임피던스를 변화시키는 단계, (c)소자의 임피던스에 응답하여 변화하는 주파수 신호를 발진기로부터 발생시키는 단계, (d)소정의 기간동안 발진기로부터의 주파수 신호의 파동의 수를 계수하는 단계를 포함하여 이루어지고, 이것에 의해 센서 정전용량이 디지탈 형태인 발진 주파수 신호로 변환된다.

도 3은 검출장치(1)와 디지탈 신호 처리장치(2)를 포함하는 본 발명에 따른 검출 시스템을 도시하는 블록도이다. 검출장치(1)는 센서(8)와 카운터(4)를 갖는 발진신호 발생유닛(3)으로 구성되고, 디지탈 신호 처리장치(2)에 의해 직접 처리될 수 있는, 센서(8)에 의해 감지된 물리량에 대응하는 디지탈 신호를 제공한다. 디지탈 신호 처리장치(2)는 피크 홀드 유닛(5), 정전용량 변환기 유닛(6) 및 진폭 검출 유닛(7)으로 구성되고, 카운터(4)에 의해 제공된 신호에 기초하여 센서(8)에 의해 감지된 물리량을 인식한다. 정전용량 변환기 유닛(6)은 피크 홀드 유닛(5)으로부터 제공된 피크 전압으로부터 정전용량값을 계산하는 장치이다. 진폭 검출 유닛(7)은 정전용량 변화기 유닛(6)의 정전용량값으로부터 공진 신호의 진폭을 계산하는 장치이다.

도 4는 도 3에 도시된 검출장치(1)에 내장된 발진신호 발생유닛(3)의 제 1실시예의 회로도를 도시한다. 이 유닛(3)은 주파수 선택성을 갖는 귀환 회로망에 의해 정귀환을 증폭기에 인가하는 빈 브리지 발진기로서 구현된다. 더욱 상세하게 설명하면, 귀환 회로망은 저항기(31)과 커패시터(35)의 직렬회로를 포함하는 제 1임피던스부(37)와, 저항기(32)와 커패시터(36)의 병렬회로로 형성되는 제 2임피던스부(38)로 형성된다. 귀환 회로망은 연산증폭기(9)의 비반전 입력단자 또는 노드에 정귀환을 인가하는 반면, 연산 증폭기(9)의 반전 입력단자 또는 노드는 제 3 및 제 4 저항기(33, 34)에 의해 부귀환이 인가된다. 제 2임피던스부(38)의 한쪽 끝단은 접지 단자(39)에 접속되며, 그 커패시터(36)는 도 3에 도시된 센서(8)에 의해 구성된다.

도 4에 도시된 센서 커패시터(36)를 갖는 빈 브리지 발진기(3)에 있어서, 증폭기의 이득, 즉 부귀환을 갖는 폐쇄 루프 이득(A)은 다음식으로 표현될 수 있다.

수학식 1에서, R3 및 R4는 각각 저항기(33, 34)의 저항이다. 센서 정전용량을 포함하는 전체 발진기의 이득(G)은 귀환회로망에 의해 정귀환 비율과 폐쇄루프이득(A)의 승적(product)으로서 다음식에 의해 표현된다.

수학식(2)에서, R1 및 R2는 각각 저항기(31, 32)의 저항이고, C1 및 C2는 각각 커패시터(35, 36)의 정전용량이다. 이득(G)이 실질적으로 '1'이면, 발진기(3)의 발진주파수(f)는 다음식으로 표현될 수 있다.

발진기의 각각의 소자 상수는 일반적으로 이득(G)이 항상 1 보다 더 크도록 설정된다. 그러나, 실험에 의하면, 이득(G)이 1 보다 더 커짐에 따라 도 4에 도시된 빈 브리지 발진기(3)의 발진 주파수(f)는 수학식 3에 의해 나타난 이론적인 값으로부터 점점 벗어난다는 것이 드러났다. 장래에 이에 대한 상세한 분석이 예상되기는 하지만, 상기 현상에 대한 부분적인 원인은 연산 증폭기(9) 등의 비선형성인 것으로 생각된다.

도 5는 도 4에 도시된 발진기(3)의 시뮬레이트된 예시의 이득(G)에 비례하는 폐쇄루프이득(A)과 발진주파수(f) 사이의 관계를 도시하는 그래프이고, R1=R2=R3= 50㏀, C1= 100fF, C2= 50fF 및 R4는 가변이라는 것이 가정되었다. 이득(G)이 1이면, 즉 폐쇄루프이득(A)이 2.5이면, 발진주파수(f)는 시뮬레이트된 예시에서 대략 45 MHz이다. 얻어진 주파수 45 MHz는 수학식 3에서 계산된 것과 실질적으로 동일하다. 그러나, 폐쇄루프이득(A)이 2.5에서부터 점저 증가됨에 따라 얻어진 발진주파수(f)는 도 5에 도시된 바와 같이 점점 낮아진다.

도 6은 도 4에 도시된 발진기(3)의 시뮬레이트된 예시에 있어서 여러가지 폐쇄루프이득(A)에 대한 발진주파수(f)와 커패시터(36)의 정전용량(C2) 사이의 관계를 도시하는 그래프이고, R1=R2=R3= 50㏀ 이고, C1= 100fF로 설정된다. 도 6에 도시된 바와 같이, C2가 대략 200fF 이상인 한, 발진주파수(f)는 폐쇄루프이득(A)의 변화에 기인하여 크게 변화하지 않는다. 한편, C2가 대략 200fF보다 작으면, C2의 변화에 대한 주파수(f)의 변화의 비는 폐쇄루프이득(A)의 서로 다른 값에 따라 크게 변한다. 예를 들어, C2=300 fF이면, A가 2.5일 때 주파수(f)가 18.4 MHz인 반면, A가 11일때 주파수(f)는 11.83 MHz이고, 두 경우 사이에 현저한 차이가 없다. 그러나, C2가 200 fF에서 10fF의 범위일 때, 주파수(f)는 A=2.5일 때 22.5 MHz에서 100 MHz까지 크게 변화되는 반면, A=11일 때 주파수(f)는 13.98 MHz에서 19.86 MHz로 변화된다. 따라서, 폐쇄루프 이득(A)을 변화시킴으로써 민감도, 즉 정전용량(C2)의 변화에 대한 발진주파수(f)의 변화의 비를 조정하는 것이 가능하다. 폐쇄루프이득(A)은 저항기(33, 34)로 가변 저항기를 사용함으로써 또는 이들 저항기를 다른 것으로 대체함으로써 변화될 수 있다.

도 3에 도시된 센서(8)(또는 도 4에 도시된 커패시터(36))는 공진 어레이로서 구성될 수 있다. 도 7은 본 발명가 또는 다른 사람들에 의해 이전에 제안된, 본 발명에 따른 검출시스템에 사용가능한 공진기 어레이(20)의 평면도이다. 어레이(20)는 단일 횡단 빔(23)에 의해 결합된 제 1 다이아프램(21) 및 제 2 다이아프램(22)과, 서로 다른 길이를 갖고 소정의 간격으로 평행하게 배치되어 횡방향 빔(23)에 실질적으로 수직인 복수의 측방향 빔(24)을 포함한다.

공진기 어레이(20)는 인간의 청각 시스템을 인공적으로 복제하도록 구성되고, 일반적으로 다음과 같이 작동한다. 제 1다이아프램(21)에 가청 주파수밴드의진동신호가 제공되면, 이 진동 신호는 횡단 빔(23)을 통하여 제 1 다이아프램(21)으로부터 제 2 다이아프램(22)으로 전달된다. 이렇게 전달되는 과정에서, 각각의 측방향 빔(24)은 각각의 공진 주파수에서 진동을 시작한다. 즉, 측방향 빔(24)은 진동하도록 전달된 진동신호로부터 각각의 공진 주파수와 실질적으로 동일한 주파수성분을 흡수하고, 이것에 의해 입력 진동신호는 각각의 주파수 성분으로 분할된다. 도 8은 측방향 빔(24)에서의 진동진폭을 주파수(f)의 함수로서 도시하는 그래프이다. 그래프로부터 명백한 바와 같이, 소정의 측방향 빔(24)의 진동진폭이 검출될 때, 특정의 주파수 성분이 제 1다이아프램(21)에 입력된 진동신호로부터 추출되거나 나타날 수 있다.

도 9는 측방향 빔(24)의 기계적 진동 진폭(W)을 검출하도록 고안된 센서(8)의 개략 단면도이다. 도 9에서 도시된 바와 같이, 센서(8)는 측방향 빔(24)의 최저부 표면상에 배치된 빔 전극(25)과, 이 빔 전극(25)과 마주하는 고정 전극(26)을 포함한다. 이러한 구성에서, 이들 빔 및 고정 전극(25, 26) 사이에 커패시터가 형성된다. 두 전극(25, 26) 사이의 거리(D)가 측방향 빔(24)의 진동에 응답하여 변화할 때, 커패시터의 정전용량은 거리(D)에 역비례하여 변화한다. 이것은 감지된 기계적 진동에 따라 그것의 정전용량을 변화시키는 센서(8)가 구성된다는 것을 의미한다. 따라서, 도 9에 도시된 센서(8)는 도 4에 도시된 발진기(3)에서 커패시터(36)로서 사용될 수 있다.

도 10은 도 9에 도시된 센서(8)에 의해 형성된 커패시터(36)의 정전용량(C2)의 변화를 시간의 함수로서 도시하는 그래프이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 커패시터(36)의 정전용량(C2)은 측방향 빔(24)의 기계적 진동 사이클(T)에 일치하는 사이클에서 최대 정전용량(Cmax)와 최소 정전용량(Cmin)사이에서 변화한다. 커패시터(36)가 도 10에 도시된 바와 같이 변화하는 정전용량(C2)를 나타낼 때, 발진주파수(f)는 도 6에 도시된 바와 같이, 폐쇄루프이득(A)에 응답하여 변화한다. 더욱 상세하게 설명하면, 발진주파수(f)는 최대 정전용량(Cmax)에 대응하는 최소 주파수(fmin)와, 최소 정전용량(Cmin)에 대응하는 최대 주파수(fmax)를 취한다.

상술된 바와 같이, 도 4의 발진기(3)의 소자는 이득(G)이 항상 1 보다 더 크도록 설정된다. 따라서, 발진기(3)의 출력발진진폭은 파워 온된 시점으로부터 단조롭게 증가하고, 결과적으로 그 진폭이 공급전압에서 포화되는 펄스화된 발진 파형신호가 발진 유닛(3)의 출력단자(10)로부터 출력된다(도 4 참조). 도 3에 도시된 카운터(4)는 펄스화된 파형 신호를 수신하고 소정의 기간동안 신호에 포함된 펄스 또는 파동의 수(또는 파동 수)를 계수한다. 카운터(4)는 클리어 기능을 갖는 통상적인 이진 카운터 등의 간단한 회로에 의해 구현될 수 있다. 더욱 상세하게 설명하면, 카운터(4)는 소정의 사이클을 갖는 클리어신호와 입력클럭신호로서 펄스화된 파형 신호를 수신하고 소정의 사이클 동안 클럭을 계수한다. 이 경우, 카운터 출력이 예를 들어 8 비트 이진 신호이면, 카운터는 255 클럭 신호까지 계수할 수 있다. 따라서, 발진 주파수(f)는 이진 디지탈 신호로 나타내어진, 카운터(4)로부터의 계수 값으로 변환될 수 있고, 이리하여 계수 값은 도 3에 도시된 디지탈 신호 처리장치(2)에 직접 입력될 수 있다. 도 3을 참조하여 상술된 바와 같이, 디지탈 신호 처리장치(2)는 피크 홀드 유닛(5), 정전용량 변환기(6) 및 진폭 검출 유닛(7)을 포함한다. 디지탈 신호처리장치(2)는 전용 프로세서로 구현될 수도 있지만, 대안적으로는 부가적으로 제어등을 실행하기 위해 마이크로컴퓨터가 사용될 수도 있다.

카운터(4)로부터 입력된 계수 값은 최소 주파수(fmin)에, 따라서 도 10의 최대 정전용량(Cmax)에 대응하는 최소 계수 값(CNTmin)와, 최대 주파수(fmax)에 따라서 도 10의 최소 정전용량(Cmin)에 대응하는 최대 계수 값(CNTmax)을 갖는다. 이리하여, 피크 홀드 유닛(5)은 최소 계수 값(CNTmin) 및 최대 계수 값(CNTmax)을 검출하고, 이들을 유닛(5)의 레지스터에 유지시킨다.

정전용량 변환기 유닛(6)은 최대 계수 값(CNTmax)을 최소 정전용량(Cmin)으로 변환하고, 최소 계수 값(CNTmin)을 최대 정전용량(Cmax)으로 변환한다. 이들 변환을 실행하기 위하여, 도 6에 도시된 바와 같은 발진 주파수(f)와 정전용량(C2) 사이의 상관관계, 즉 카운터(4)의 계수 값과 정전용량(C2) 사이의 상관관계는 도 4에 도시된 발진기(3)의 폐쇄루프이득에 대응하여 디지탈 신호 처리장치(2)에 제공된 메모리에 미리 저장되어야 한다. 그 후, 정전용량(C2)는 어드레스된 계수 값(CNTmax 및 CNTmin)을 사용하여 메모리로부터 회복될 수 있고, 이것에 의해 변환이 달성될 수 있다.

이렇게 도출된 정전용량(Cmax, Cmin)은 도 9에 도시된 2개의 전극(25, 26) 사이의 거리(D)에 각각 기초된다. 다음 단계에서, 진폭 검출 유닛(7)은 최대 정전용량(Cmax)를 최소 거리(Dmin)로 변환하고, 최소정전용량(Cmin)을 최대 거리(Dmax)로 변환한다. 이들 변환이 상술된 것과 유사한 방식으로 디지탈 신호 처리장치(2)에 제공된 메모리를 사용하여 실행될 수 있는 한편, 최소 및 최대 거리는 커패시터의 전극사이의 거리와 그 정전용량 사이의 관계를 나타내는 방정식으로부터 계산될 수 있다. 최대 거리(Dmax)와 최소 거리(Dmin) 사이의 차를 계산함으로써, 측방향 빔(24)의 진폭(W)이 나타내질 수 있고, 이것에 의해 공진기 어레이(20)의 다이아프램(21)에 인가된 진동신호내의 특정의 주파수 성분을 갖는 신호의 진폭을 검출하는 것이 가능하게 된다.

상술된 바와 같이, 공진기 어레이(20)는 입력 진동 신호를 주파수 성분들로 나누고, 이 주파수 성분들을 측방향 빔(24)에서 진폭(W)을 갖는 기계적 진동으로서 병렬로 출력한다. 따라서, 입력 진동신호에 포함된 각각의 주파수 성분을 실시간으로 검출하기 위하여, 측방향 빔(24)의 진폭(W)은 상술된 바와 같은 접근에 의해 병렬로 계산되어야만 한다. 도 11은 진폭(W)을 검출하도록 고안된 장치를 도시하는 부분 블록도이다. 도 11의 각각의 회로(11)는 도 4에 도시된 회로블록(35)과 동일하고, 따라서 커패시터(36)를 제외한 발진 유닛 회로(3)와 동일하다. 공진기 어레이(20)는 그 일부가 접지 단자(39)에 접속된 전기 전도성 부재로 만들어진다. 서로 병렬로 배치된 회로(11)의 입력 단자(12)는 측방향 빔(24)의 선단에서 전극(25)에 마주하는 고정 전극(26)에 접속된다. 이러한 구성에서, 펄스화된 신호는 도 4를 참조하여 설명된 것과 유사한 방식으로 회로(11)의 출력 단자(10)로부터 병렬로 출력되어, 이들 신호는 카운터(4)로 입력된다. 이러한 방식으로, 각각의 진폭이 주파수 성분에 대하여 병렬로 도출될 수 있다.

도 4에 도시된 발진기(3)와 카운터(4)를 사용하는 검출 장치(1)에 있어서,커패시터(36)의 센서 정전용량(C2)는 이진 디지탈 값으로 나타내진 카운터 값으로서 출력된다. 계수값은 그대로 디지탈 신호 처리장치(2)에서 다루어질 수 있기 때문에, 여태껏 필요했던 A/D 변환기가 생략될 수 있다. 특히, 도 11에 도시된 공진기 어레이(20)가 사용되면, 측방향 빔(24)의 진폭(W)이 디지탈 계수 값으로 출력되기 때문에, 이것에 의해 구성이 더욱 간단해 진다.

도 4에 도시된 발진기(3)와 카운터(4)를 사용하는 검출장치(1)에 있어서, 발진기(3)의 이득(G)는 1 보다 크게 설정되어 출력단자(10)으로부터 펄스화된 신호가 출력된다. 카운터(4)는 파동이 소정의 임계 전압을 초과하는 시점을 판정함으로써 파동의 수를 계수한다. 따라서, 발진 유닛(3)으로부터의 펄스화된 출력신호로써, 발진 유닛(3)으로부터의 출력의 진폭변화에 기인하여 시간 축방향으로 상기 판정시점이 시프트하는 것이 방지될 수 있다. 펄스화된 출력신호를 발생하는 발진기(3)가 회로(11)로서 사용되면, 판정 시점의 시프트를 방지함으로써 측방향 빔(24)의 진폭 값(W)을 정확하게 나타내는 것이 가능하다. 또한, 발진기(3)의 출력신호는 항상 전원 전압에 의해 포화되는 펄스화된 신호이다. 따라서, 비록 교란, 혹은 시간경과에 따른 변경, 부분적인 변화 등이 존재한다 할지라도, 출력신호의 진폭은 반드시 임계 전압을 초과할 것이다. 이렇게 함으로써, 카운터(4)에서의 잘못된 계수의 발생이 방지된다.

빈 브리지 발진기(3)의 발진 주파수(f)는 정전용량(C2)의 변화에 응답하여 변화하는 반면, 주파수(f)의 변화의 허용범위는 카운터(4)의 동작속도에 의해 제한된다. 이것은 주파수(f)가 과도하게 높으면, 카운터(4)가 모든 펄스를 생략없이 계수하는 것이 어렵기 때문이다. 한편, 정전용량(C2)의 변화량은 센서(8)의 특성에 의해 지시되기 때문에, 발진주파수(f)의 변화 범위를 조정하는 정전용량(C2)을 제어하는 것은 어렵다. 그러나, 검출장치(1)에서, 발진주파수(f)의 변화 범위는 발진기(3)의 폐쇄루프이득(A)을 변화시킴으로써 카운터 회로(4)의 동작속도에 따라 조정될 수 있다. 또한, 이득(G)이 1 이상인 한, 항상 동일한 펄스화된 파형이 출력되기 때문에, 다른 불편함을 발생시키지 않고도 변화범위가 조정될 수 있다.

검출장치(1)의 발진기(3)에 있어서, 접지단자(39)에 접속된 일단을 갖는 커패시터(36)로 센서(8)가 구성된다. 따라서, 복수의 센서(8)가 도 11에 도시된 각각의 발진기(3)를 형성하기 위하여 회로(11)와 함께 사용될 때, 각 센서(8)의 일단은 공통 라인에 접속될 수 있다. 만일 공진기 어레이(20)와 유사하게 복수의 센서(8)가 실리콘 칩상에 형성되면, 각각 미리 서로에 접속된 일단을 갖는 센서가 용이하게 형성될 수 있다. 따라서, 만일 이러한 센서(8)가 복수의 발진기(3)를 형성하기 위하여 사용된다면, 센서의 상호 접속된 단부는 한 지점에서 접지선(39)에 접속될 수 있다. 이것은 센서(8)의 일단을 접지선(39)에 각각 접속하는 힘든 작업을 제거하여, 검출장치(1)의 구성을 상당히 단순화하는 것을 가능하게 한다.

만일 검출장치(1)가 센서(8)를 갖는 단일 발진기(3)만을 갖는다면, 도 4의 저항기(31) 또는 커패시터(35)등의 다른 전기 소자가 발진 주파수(f)를 지시하는 센서 소자(8)로서 구성될 수 있다. 또한 대안적으로, 이들 모든 전기 소자는 센서 소자(8)로서 구성될 수 있다.

상술된 실시예에서, 센서(8)는 커패시터(36)로서 구성되며, 그것의 정전용량(C2)은 감지된 물리량의 변화에 기인하여 변화한다. 그러나, 센서(8)는 상술된 것에 제한되지 않는다. 대안적으로, 예를 들어 감지된 물리량의 변화에 기인하여 변화하는 저항을 갖는 센서(8)를 사용하는 것이 가능하다. 또한, 복수의 센서(8)로서의 공진기 어레이(20)(도 7 및 도 9)는 감지된 기계적 진동에 의해 그 전기적 특성을 변경하는 반면, 상술된 것에 부가하여, 변화하는 습도, 온도, 자기, 압력, 빛, 가스 및 다른 물리량에 기인하여 전기적 특성을 변화시키는 여러가지 센서(8)를 사용하는 것이 가능하다.

또한, 발진기(3)는 빈 브리지 발진기에 제한 되지 않고, 다른 형태의 발진기가 대신에 사용될 수도 있다. 예를 들어, 도 12에 도시된 연산증폭기를 사용하는 구형파 발진기가 사용될 수 있다. 이 경우, 커패시터(40) 및 저항기(41, 42, 43) 중 적어도 어느 하나는 센서(8)로서 구성될 수 있고, 그 결과 센서(8)에 의해 감지된 물리량의 변화가 구형파 발진신호의 기본 주파수의 변화로서 출력될 수 있다. 대안적으로, 도 13에 도시된 CMOS 슈미트(44)를 사용하는 구형파 발진기가 사용될 수도 있다. 이 경우, 커패시터(46)와 저항기(45)중 적어도 하나가 센서(8)로서 구성될 때, 센서(8)에 의해 감지된 물리량의 변화가 구형파 발진신호의 기본 주파수 변화로서 출력될 수 있다. 접지선(39)에 한쪽 끝단이 접속되는 소자, 예를 들어 도 12 또는 도 13의 커패시터(40) 또는 커패시터(46)가 센서(8)로서 구성되고 검출장치(1)가 병렬로 배치된 복수의 센서(8)를 포함하는 복수의 발진 유닛(3)을 포함하도록 구성되면, 공진기 어레이(20)의 경우에서와 마찬가지로, 센서(8)의 한쪽 끝단이 실리콘 칩상의 한 지점에서 접지선에 함께 미리 접속될 수 있기 때문에, 장치가 상당히 단순화될 수 있다. 센서 소자의 한쪽 끝단을 접지선에 접속시키는 대신에, 이들을 정 또는 부의 전원선 등의 다른 기준전압선에 접속함으로써 장치를 단순화하는 것도 가능하다.

다른 발진기들도 검출장치(1)에 사용될 수 있다. LC 발진 유닛이 사용될 때에는, 검출된 물리량의 변화에 기인하여 그 인덕턴스를 변화시키는 센서를 사용하는 것이 가능하다. 또한, 전원 전압보다 더 작은 진폭을 갖는 펄스화된 신호, 또는 정현파형을 갖는 신호를 제공하는 발진 유닛조차도 만일 진폭이 임계 레벨보다 더 크다면 사용될 수 있다.

검출장치(1)의 테스트된 예시는 도 4에 각각 도시된 발진기(3)와 도 7에 도시된 센서(8)로서의 공진기 어레이를 사용하여 구성된다. 각 발진기 유닛(3)의 각각의 소자 상수는 다음과 같다. R1=R2=R3=50 ㏀, R4=500 ㏀ 및 C1=100 fF. 따라서, 폐쇄루프이득(A)은 11로 계산된다. 카운터(4)가 파동의 수를 계수하는 사이클(기준 시간 주기)은 6.7 ㎲로 선택된다.

테스트된 장치에 있어서, 5KHz 정현파가 검출신호로서 공진기 어레이(20)의 제 1다이아프램(21)에 인가된다. 이 경우, 파동의 수는 5KHz 정현파의 사이클 마다 30 포인트로 계수되며, 이 경우 최대 계수값(CNTmax)는 134, 최소 계수 값(CNTmin)은 78이다. 이들 계수 값(CNTmax, CNTmin)으로부터, 최대 주파수(fmax=20.0MHz)와 최소 주파수(fmin=11.6MHz)가 도출된다. 또한, 이것들로부터 커패시터(36)의 정전용량(C2)이 10 fF인 최소 정전용량 Cmin(Cmin=10 fF)로부터 500 fF인 최대 정전용량(Cmax=500 fF)까지 변화하는 것이 얻어진다. 그 후, 공진기 어레이(20)에 형성된 측방향 빔(24)의 진폭(W)은 상술된 바와 같이 이들 정전용량 Cmin 및 Cmax에 기초하여 나타내질 수 있다. 폐쇄루프이득(A)이 11로 선택되면, 발진주파수(f)의 변화 범위는 11.6 MHz 에서 20.0 MHz에 이르는데, 이는 범용 고속 CMOS-IC 카운터 등에 의해 충분히 계수 가능한 주파수 영역을 제공한다. 또한, 평균된다면, 파동의 일 카운트는 대략 9 fF인 정전용량의 변화에 대응하기 때문에, 검출은 충분한 분해능(resolution)으로 달성될 수 있다. 또한, 파동의 수는 8 비트 이진 출력을 갖는 카운터에 의해 계수될 수 있기 때문에, 카운터(4)의 구성은 또한 단순화될 수 있다.

도 14는 본 발명에 따른, 도 3에 도시된 검출장치(1)의 발진 신호 발생유닛(3)의 다른 실시예를 도시하는 블록도이며, 이것은 가변 전압 발생기(60), 전압 출력 회로(70), 전압 부가 회로(80), 발진기(90) 및 제어 유닛(도시하지 않음)을 포함하여 이루어진다. 발진기(90)는 출력 단자(OUT9)로부터의 발진 출력신호(Fout)를 도 4에 도시된 카운터(4)로 제공하고, 다음에 카운터(4)는 소정의 기간동안 신호(Fout)의 파동의 수(또는 파동수)를 계수한다. 제어유닛은 가변 전압 발생기(60), 전압 출력회로(70) 및 발진기(90)를 제어한다. 가변 전압 발생기(60)는 전압출력회로(70)의 입력단자(IN7)로의 입력전압으로서 전압(Vh 또는 Vh+ΔV)을 발생시킨다. 제어 유닛은 전압출력회로(70) 및 발진기(90)의 스위치를 제어하여 턴 온/오프 시킨다. 제어 유닛은 카운터(4)의 리세트 또는 클리어 동작을 제어할 수 있다(도 3 참조).

전압출력회로(70)은 제 1 내지 제 3의 연산증폭기(OP4-OP6)를 포함한다. 저항기(Ri1)는 제 1연산증폭기(OP4)의 반전 입력단자 또는 노드 및 전압입력단자 또는 노드(Vin) 사이에 접속되는 반면, 서로에 병렬로 접속된 저항기(Rf1) 및 스위치(SW11)를 포함하는 귀환회로는 제 1연산증폭기(OP4)의 반전 입력단자와 출력단자 또는 노드 사이에 접속된다. 감지된 물리량(예를 들어 압력, 진동, 온도, 가스 밀도등)의 변화에 기인하여 그 정전용량(Cs)를 변화시키는 센서(8)가 연산증폭기(OP4)의 비반전 입력단자 또는 노드 및 전압입력단자(IN7)사이에 접속된다. 비반전 입력단자는 스위치(SW12)를 통하여 (기준 전압(Vh)를 제공하는) 기준전압 단자(Vh)에 접속된다. 따라서, 이들 상술된 구성요소는 센서(8)의 정전용량(Cs)를 출력전압(V1)으로 변환하는 정전용량/전압 변환기 회로를 구성한다.

저항기(Ri2)는 제 2연산증폭기(OP5)의 반전 입력단자 또는 노드와 전압입력단자(IN7) 사이에 접속되는 반면, 서로 병렬로 접속된 저항기(Rf2)와 스위치(SW13)를 포함하는 귀환회로는 제 2연산증폭기(OP5)의 출력단자 또는 노드와 반전 입력단자 사이에 접속된다. 연산증폭기(OP5)의 비반전 입력단자 또는 노드는 기준 전압단자(Vh)에 접속된다.

제 1연산 증폭기(OP4)의 출력단자는 서로 직렬로 접속된 전압분할 저항기(Rh3 및 Rg3)를 통하여 기준 전압단자(Vh)에 접속되고, 그 접속점은 제 3연산증폭기(OP6)의 비반전 입력단자 또는 노드에 접속된다. 저항기(Rh3)는 고정 저항을 가지는 반면, 저항기(Rg3)는 볼륨으로서 형성되어 가변저항을 갖는다. 제 2연산 증폭기(OP5)의 출력단자는 저항기(Ri3)를 통하여 제 3연산증폭기(OP6)의 반전 입력단자 또는 노드에 접속된다. 서로 병렬로 접속된 가변저항기(Rf3)와스위치(SW14)를 포함하는 귀환회로는 연산증폭기(OP6)의 출력단자 또는 노드 및 반전 입력단자 사이에 접속된다.

전압부가회로(80)은 예를 들어 N채널 강화형 MOS 트랜지스터(T29)를 포함한다. 트랜지스터(T29)는 전압출력회로(70)의 출력단자 또는 노드에 접속된 게이트를 가지며, 즉 연산증폭기(OP6)의 출력단자는 트랜지스터(T29)의 게이트에 접속된다. 트랜지스터(T29)의 소오스는 접지에 접속된다. 트랜지스터(T29)의 드레인은 부하 가변 저항기(Rlev)를 통하여 전압(+VDD)을 제공하는 정(positive)의 전원 단자(VDD)에 접속되어 전압부가회로(80)의 출력단자 또는 노드로서 작용한다.

발진기(90)는 기본적으로 빈 브리지 발진기로 형성된다. 즉, 서로 직렬로 접속된 저항기(Rw1)와 커패시터(Cw1)는 제 4연산 증폭기(OP7)의 비반전 입력단자와 출력단자 또는 노드 사이에 접속된다. 스위치(SW15)는 Rw1-Cw1 직렬회로와 병렬로 접속된다. 커패시터(Cw2)와 그것의 드레인 및 소오스가 이 커패시터(Cw2)와 병렬로 접속된 MOS 트랜지스터(T30)는 연산증폭기(OP7)의 비반전 입력단자와 기준전압단자(Vh) 사이에 결합된다. 저항기(Rw1), 커패시터(Cw1, Cw2) 및 트랜지스터(30)의 드레인-소오스의 저항은 빈 브리지 발진기의 CR 귀환 회로망을 구성한다. 트랜지스터(T30)는 트랜지스터(T29)와 동일한 형태(즉, N채널 강화형)이다. 트랜지스터(T30)는 전압부가회로(80)의 출력단자, 즉, 트랜지스터(T29)의 드레인에 접속된 게이트를 갖는다. 또한, 저항기(Rw2)는 연산증폭기(OP7)의 반전 입력단자 또는 노드와 기준전압단자(Vh) 사이에 접속되고, 저항기(Rw3)는 증폭기(OP7)의 반전 입력단자와 출력단자 사이에 접속된다. 연산증폭기(OP7)의 출력단자는 발진기(90)의 출력단자 또는 노드에 접속된다.

발진기(90)로부터의 출력 신호(Fout)는 이 신호(Fout)의 파동이 소정 시간 주기동안 계수되는 카운터(4)(도 3 참조)에 제공된다. 도 3을 참조하여 상술한 바와 같이, 카운터(4)는 클리어 단자를 갖는 통상적인 이진 카운터일 수 있으며, 이는 출력단자(OUT9)로부터 입력클럭신호로서 신호(Fout)를 수신하고, 클리어 신호가 소정의 매 기간동안 제어유닛으로부터 클리어 단자로 제공될 때까지 신호의 파동의 수를 계수하고, 예를 들어 클리어 타이밍 바로 전에 얻어진 계수값을 출력한다. 따라서, 카운터(4)는 신호(Fout)의 주파수에 대응하는 이진 디지탈 신호를 출력할 수 있다.

모든 기준 단자(Vh)는 동일한 전압(Vh)을 제공하도록 동일한 전압선에 접속된다.

제어유닛은 예를 들어 마이크로컴퓨터와 구동회로에 의해 구현될 수 있다. 제어유닛은 각각의 스위치(SW11, SW12, SW13, SW14, SW15)의 스위칭 제어단자(SW11a, SW12a, SW13a, SW14a, SW15a)에 동일한 제어신호(CTRL)를 제공하여 이들이 동시에 턴 온 또는 턴 오프될 수 있도록 한다. 제어유닛은 또한 입력단자(IN7)로의 입력전압(Vin)으로서 전압(Vh 또는 Vh+ΔV)을 발생시키도록 전압 발생기(60)를 제어한다.

다음, 도 14에 도시된 발진 유닛(3)의 동작이 설명된다. 도 15는 제어유닛에 의해 각각의 스위치(SW11-SW15)의 모든 스위칭 제어 단자(SW11a-SW15a)에 인가되는 제어신호(CTRL), 전압입력단자(IN7)에 입력된 전압(Vin) 및 출력단자(OUT9)로부터 출력된 신호(Fout)의 상태를 도시하는 타이밍 챠트이다. 시간(T1) 까지, 제어유닛은 모든 스위치(SW11-SW15)를 턴온상태로 유지하도록 고 레벨의 제어신호(CTRL)를 제공한다. 이들 스위치가 온 상태에 있는 동안, 제어유닛은 전압입력단자(IN7)에 전압(Vin=Vh)를 제공하도록 가변 전압 발생기(60)를 제어한다. 또한, 이들 스위치들이 온 상태에 있기 때문에, 연산증폭기(OP4-OP7)의 출력은 기준전압(Vh)에 있으므로 출력단자(OUT9)로부터의 출력신호(Fout)가 Vh에 유지된다. 따라서, 발진 유닛(3)은 초기화된다. 이 경우, 또한 고임피던스 조건이 전압입력단자(IN7)와 제어유닛 사이에 생성된다면, 전압입력단자(IN7)는 제어유닛 그 자체에 의해 기준전압(Vh)이 인가될 수 있다.

다음에, 시간(T1)에서, 제어유닛은 제어신호(CTRL)를 로우 레벨로 변경하여, 각각의 스위치(SW11-SW15)를 턴 온프시킨다. 스위치(SW11-SW15)가 오프 상태인 동안 제 1연산증폭기(OP4)의 출력전압(V1)은 다음의 식에 의해 표현된다(단 여기서 Vp1은 증폭기(OP4)의 비반전 입력단자의 전압이다).

Rf1 및 Ri1이 동일하거나 Rf1/Ri1=1이면, 상기 수학식 4는,

으로 변경된다. 제 2연산증폭기(OP5)의 출력전압(V2)이 Rf2/Ri2=1이라면 다음 식으로 표현된다.

제 3연산증폭기(OP6)의 출력전압값(Vout)은 다음 식으로 표현된다.

(여기서, K=Rg3/Rh3=Rf3/Ri3)

다음에, 시간(T1+ΔT)에서, 가변 전압 발생기(60)로부터 전압 입력 단자(IN7)로의 전압(Vin)은 기준전압(Vh)로부터 더 높은 소정의 전압(Vh+ΔV)으로 변경된다. 이 회로의 전압들은 기준전압(Vh)과는 다른 것으로 다루어지기 때문에, 이하의 설명에서는 Vh=0이 가정된다. Vh=0이면, 제 1연산증폭기(OP4)의 비반전 입력단자의 전압(Vp1)은,

로 표현된다. 여기서, Cp는 센서(8)와 제 1연산증폭기(OP4) 사이의 접속에서 형성된 기생용량이다. 다음, Vh=0으로하고 상술된 수학식 4 및 수학식 5내로 수학식 8을 각각 대치하면, 다음 식이 도출된다.

이들 식을 수학식 6내로 대치하면 전압출력회로(70)의 출력전압(V)은 다음과 같이 유도될 수 있다.

센서(8)와 제 1연산증폭기(OP4)가 각각의 분리된 칩상에 형성되면, 이들 둘의 연결부에 형성된 기생용량(Cp)은 일반적으로 1 pF 내지 약 100 pF 이상까지의 범위에 놓인다. 한편, 센서(8)의 정전용량(Cs)이 일반적으로 약 1 fF에서 수백 fF의 범위에 있어서 Cp >> Cs가 유지되기 때문에, 수학식 9의 Cs/(Cs+Cp)는 Cs/Cp로 축약될 수 있다. 따라서, 전압출력회로(70)의 출력전압(Vout)은,

로서 표현될 수 있다. 수학식 10으로부터 명백한 바와 같이, 전압출력회로(70)는 센서(8)의 정전용량(Cs)에 비례하는 출력전압(Vout)을 발생시킨다. 수학식 10은 센서 정전용량(Cs)에 비례하는 전압이 제 3연산증폭기(OP6)로부터 유도될 수 있다는 것을 나타낸다. 수학식 10은 Vh가 영이 아니면 더 복잡하게 된다. Vh≠0 인 경우의 연산의 원리는 Vh=0인 경우와 동일하기 때문에 Vh≠0 인 경우의 Vout를 나타내는 식은 생략된다.

도 16은 센서(8)의 정전용량(Cs)와 전압출력회로(70)의 시뮬레이트된 예시의 출력전압(V) 사이의 관계를 도시하는 그래프이다. 도 17은 도 16의 그래프의 일부만을 확대하여 도시한 그래프이고, 여기서 센서(8)의 정전용량(Cs)은 100fF 이하이다. 이 시뮬레이트된 회로에서는, Ri1=Rf1=Ri2=Rf2=Rh3=Ri3= 10㏀ 의 저항기와 Rg3=Rf3= 1㏁ 의 가변 저항기가 사용되고, Rg3와 Rf3는 Rg3/Rh3=Rf3/Ri3를 만족시키도록 조정되는 것이 가정된다. 도 16 및 도 17에 도시된 이들 그래프로부터 명백한 바와 같이, 센서(8)의 정전용량(Cs)과 출력전압(Vout)은 수학식 10으로 나타내어진 바와 같이 실질적으로 비례관계에 있다. 이 비례관계는 센서(8)의 정전용량(Cs)이 100 fF 이하로 매우 작을 때조차 유지된다. 도 16 및 도 17에서, 기생용량은 20pF으로 가정되고 Vh=Vdd/2=2.5V이다. 따라서, 만일 Cs가 영이면, Vout은 약 2.5 V이다.

전압출력회로(70)의 출력전압은 다음에 전압부가회로(80)의 트랜지스터(T29)의 게이트로 입력된다. 트랜지스터(T29)의 게이트-드레인 전압은 게이트 전압(Vout)과 저항(Rlev)의 제어하에 흐르는 드레인-소오스 전류에 의해 결정된다. 직류 전압인 이 게이트-드레인 전압은 전압(Vout)에 부가되고, 그 후 출력전압(Vlev)으로서 발진기(90)에 출력된다. 전압(Vlev)의 이론적 값은 다음식으로 표현될 수 있다.

수학식 11에서, β1 및 Vt는 트랜지스터(T29)의 이득 계수 및 임계전압이다. 상기 수학식 11에서 나타난 바와 같이, 전압(Vlev)은 이론적으로는 Vout 및 Vt사이의 차의 제곱에 비례하여 변화한다.

출력전압(Vlet)이 트랜지스터(30)의 게이트에 공급된다. 트랜지스터(T30)의 이론적인 온 저항(Ron)은 전압(Vlev)를 사용하여 다음식으로 표현된다.

수학식 12에서, Vp4는 제 4연산증폭기(OP7)의 비반전 입력단자의 전압이다. 수학식 12로부터 명백한 바와 같이, 저항(Ron)은 이론적으로는 Vlet 및 Vt 사이의 차의 역에 비례하여 변화한다. 이 저항(Ron)은 빈 브리지 발진기(90)에서 CR 귀환 회로망의 저항성 소자로서 기능한다. 따라서, 출력단자(OUT9)로부터 출력된 신호(Fout)의 주파수(f)는 다음식으로 표현된다.

즉, 주파수(f)는 저항(Ron)의 제곱근의 역에 비례하여 변화한다. 수학식 13에 표현된 주파수(f)에서의 신호(Fout)는 모드 스위치(SW11-SW15)가 제어신호(CTRL)에 의해 오프인동안 출력된다. 연속적으로, 각각의 스위치(SW11-SW15)가 도 16에 도시된 바와 같이 시간(T2)에서 다시 턴 온되면, 센서(8)와 제 1연산증폭기(OP4) 사이의 기생용량상에 축적된 전하는 다시 방전되고, 기준전압(Vh)은 출력단자(OUT9)로부터 다시 출력된다. 그 후, 각각의 스위치(SW11-SW15)는 시간(T3)에서 다시 턴 오프되고, 전압입력단자(IN7)의 전압(Vin)은 측정된 전압 값(Vh+ΔV)으로 증가되고, 주파수(f)에서의 출력신호(Fout)가 상기와 유사한 방식으로 출력단자(OUT9)로부터 출력하는 것을 초래한다.

도 18은 센서의 정전용량(Cs)과 전압출력회로(70)의 테스트된 예시에 있어서 출력전압(Vout)사이의 관계를 나타내는 그래프로서, 여기서 정전용량(Cs)은 여러가지로 변화되며, 전압(Vout)은 각각의 커패시터(Cs)에 대하여 측정된다. 이 그래프에서, 점이 찍힌 부분은 측정된 전압을 나타낸다. 이 그래프에서 명백한 바와 같이, 전압(Vout)은 테스트된 예시의 정전용량(Cs)에 응답하여 선형적으로 변화되고, 이 관계는 다음과 같이 표현될 수 있다.

Vout=3.146Cs+228.432

이 테스트된 예시에서, 측정된 정전용량(Cs)의 최소값은 5fF이다.

따라서, 본 발명에 따르면, 센서 정전용량에 응답하여 선형적으로 변화가능한 출력전압이 얻어질 수 있다.

도 19는 도 14에 도시된 바와 같은 구성을 갖는 테스트된 장치에 있어, 400 fF이하의 정전용량(Cs)의 범위에서 센서(8)의 정전용량(Cs)과 출력신호(Fout)의 주파수(f) 사이의 관계를 도시하는 그래프이다. 테스트된 장치에 있어서, 전압출력회로(70)는 도 16 및 도 17에 대하여 설명된 테스트된 것과 동일한 구성을 갖는다. 부하저항기(Rlev)는 1 ㏀ 가변저항기에 의해 구현되고 트랜지스터(T30)의 온 저항(Ron)이 빈 브리지 발진기로 하여금 발진하도록 하는데 적절하도록 조정된다. 이 윈브리지 발진기(90)와 관련된 각각의 상수는 Rw1= 50㏀, Cw1=Cw2=100fF, Rw2= 1㏁ 및 Rw3= 2㏁이다. 도 18에 도시된 바와 같이, 커패시터(Cs)와 주파수(f)는 상술된 영역에서 실질적으로 비례관계에 있다. 이에 대하여는 향후 보다 상세한 분석이 기대되기는 하지만, 트랜지스터(T29)의 게이트-드레인 전압이 전압(Vout)에 부가 될 때 발생되는 비선형성과 트랜지스터(T30)의 온 저항(Ron)이 전압(Vlev)에 의해 변경될 때 발생하는 비선형성이, 저항(Ron)에 대해 발진 주파수(f)의 변화에서의 비선형성을 제거하는 주요원인이라고 생각된다.

도 19에서 명백한 바와 같이, 발진기(90)로부터의 주파수(f)가 센서 정전용량(Cs)에 응답하여 선형적으로 변화하므로, 복잡한 연산이 처리유닛(2)에서 제거될 수 있다.

도 14에 도시된 센서(8)를 갖는 발진신호 발생유닛(3)에 따르면, 센서(8)의 정전용량(Cs)은, 정전용량(Cs)에 응답하여 발진 주파수(f)를 직접 변경하는 대신에, 일단 전압(Vout)으로 변환된다. 그 후, 트랜지스터(T30)의 온 저항(Ron)은 전압(Vout)에 기초한 전압(Vlev)으로서 제어되고, 빈 브리지 발진기(90)의 발진 주파수(f)는 온 저항(Ron)에 따라 변화된다. 따라서, 발진기(90)의 발진조건과 발진 주파수(f)는 연산증폭기(OP7)의 입력단자에 형성된 기생용량과 센서(8)의 정전용량(Cs) 사이의 관계에 영향을 받지 않는다. 따라서, 발진기를 항상 안정하게 발진시키는 것과, 정전용량(Cs)의 변경에 기초하여 적절히 변화하는 적절한 발진 주파수(f)를 유도하는 것이 가능하다. 이러한 방식으로, 센서(8)의 정전용량(Cs)은 카운터(4)에 의해 용이하게 계수될 수 있다(도 3 참조). 또한, 트랜지스터(T30)의 온 저항이 가변 저항성 소자로서 기능하기 때문에, 회로구성은 간단하고 저가이며, 온-칩 구성으로 발진기(90)를 구현하기에도 적합하다.

또한, 전압부가회로(80)로부터 출력된 전압(Vlev)이 조정될 수 있기 때문에, 트랜지스터(T30)의 적절한 온 저항(Ron)은 발진기(90)로 하여금 반드시 적절히 발진하게 하도록 제공될 수 있다. 따라서, 발진기(90)는 안정한 상태에서 동작될 수 있다.

발진기(90)로부터 출력된 신호(Fout)의 주파수(f)는 도 18에 도시된 소정의영역에서 센서 정전용량(Cs)의 변화에 비례하여 변화한다. 따라서, 복잡한 제곱 연산, 역수연산 등이 신호(Fout)로부터의 정전용량(Cs)에 나타날 필요가 없다. 이러한 이유로, 비록 범용 마이크로컴퓨터가 정전용량값을 얻는데 사용되더라도, 이러한 복잡한 연산에 마이크로컴퓨터의 처리능력이 다 사용되지 않으며, 정전용량(Cs)은 실시간으로 용이하게 나타내 질 수 있다. 따라서, 간단한 구성이 본 발명에 따른 검출장치를 사용하는 시스템에 실현된다.

전압입력단자(IN7)의 전압(Vin)은 스위치(SW12)가 센서(8)를 기준전압단자(Vh)로부터 분리하도록 턴 오프된 후 Vh로부터 Vh+ΔV 까지 증가된다. 전압(ΔV)은 센서(8)내로 충분한 전하량을 주입하는데 충분한 소정레벨 이상이 되도록 선택된다. 따라서, 비록 큰 기생용량이 연산증폭기(OP4)의 비반전 입력단자와 센서(8) 사이에 형성되더라도, 정전용량(Cs)의 변화에 비하여 전압(Vout)의 충분한 변화가 제공된다. 따라서, 비록 서로 다른 칩상에 센서(8)와 제 1연산증폭기(OP4)를 개별적으로 형성함에 의해 큰 기생용량이 존재하더라도, 센서 정전용량(Cs)은 용이하게 전압(Vout)으로 변환될 수 있다.

또한, 스위치(SW11)는 초기화 동안 스위치(SW12)와 동시에 턴 온되고, 전압입력단자(IN7)에 전압(Vh)을 인가한다. 이것은 센서(8)의 양단이 동일한 전위가 되게하여 이제까지 센서(8)에 누적된 모든 전하량이 초기화 동안 그로부터 방출될 수 있도록 한다. 따라서, 센서(8)를 단순히 충전하는 것에 비해서 더 안정하고 정확한 전압(Vout)을 출력할 수 있다. 또한, 스위치(SW11, SW12)가 턴 온 되면, 스위치(SW13-SW15)도 턴 온 된다. 따라서, 전압출력회로(70)의 연산증폭기(OP5, OP6)의 반전 입력단자와 출력단자 사이의 표유 및/또는 기생용량과 발진기(90)의 커패시터(Cw1)상에 이전에 축적된 전하는 측정 개시전에 항상 유사한 방식으로 방전될 수 있다. 커패시터(Cw2)에 대하여는, 그 단자가 턴 온된 스위치(SW15)에 의해 동일한 전압(Vh)이기 때문에, 어떠한 전하도 초기화 동안에 방전될 수 있다. 따라서, 더 안정하고 정확한 검출신호를 출력하는 것이 가능하다.

전압출력회로(70)에 있어서, 차동 증폭기로서 기능하는 연산증폭기(OP6)는 연산증폭기(OP4, OP5)로부터의 전압(V1 및 V2 Vin)사이의 차를 증폭하는데 사용된다. 전압(V1, V2)은 입력전압(Vin)에 의존하기 때문에, 전압(Vin)의 영향은 차동증폭기에 의한 출력전압(Vout)상에 나타날 수 없다. 이것은 비록 인가전압(Vin)이 크게 변화하더라도 출력전압(Vout)이 포화되는 것을 방지할 수 있게 하므로, 연산증폭기(OP6)의 이득이 기생용량(Cp)에 대한 센서(8)의 정전용량(Cs)의 비에 따라 적절하게 만들어질 수 있다.

카운터(4)로부터 물리량에 대응하는 값 또는 센서(8)에서 감지된 정전용량이 디지탈 신호로서 출력된다. 따라서, 센서 정전용량(Cs)에 대응하는 아날로그 신호를 디지탈신호로 변환하는 A/D 변환기는 제거될 수 있으므로, 노이즈 면역을 향상시키고 저전력 소비의 검출장치를 구성하는 것이 가능해진다.

도 14에 도시된 장치에 있어서, 빈 브리지 발진기(90)의 CR 귀환회로망내에서, 연산증폭기(OP7)의 비반전 입력단자와 기준전압단자(Vh)사이에 접속된 저항성 소자는 MOS 트랜지스터(T30)에 의해 구현된다. 그러나, 도 15에 도시된 구성 대신에, 연산증폭기(OP7)의 귀환루프의 트랜지스터(T30)와 저항기(Rw1)을 대체하는 것이 가능하다.

또한, 이 장치에 있어서, 제 2 및 제 3연산증폭기(OP5, OP6)는 제 1연산증폭기(OP4)의 출력(V1)으로부터 전압입력단자(IN7)에 인가된 전압(Vin)의 영향을 제거하는데 사용된다. 제 3연산증폭기(OP6)의 이득은 가변 저항기(Rg3, Rf3)에 의해 적절하게 설정될 수 있다. 그러나, 이 장치에서 만일 단순화 및 비용절감이 이러한 증폭이득의 적절한 설정보다 더 우선시 된다면, 연산증폭기(OP5, OP6)는 이 장치에서 제거될 수 있고, 전압(V1)은 트랜지스터(T29)의 게이트에 직접 제공될 수 있으며, 이 경우, 제 1연산증폭기(OP4) 주변의 저항기(Ri1, Rf1)로서 가변 저항기를 사용함으로써 이득 제어가 행해질 수 있다.

또한, 전압출력회로(70)로서, 도 15에 도시된 것과는 달리 일본국 특허공개 제 6-180336호에 기재된 바와 같은 공지의 전압출력회로가 사용될 수도 있다. 이 공지의 회로는 각각 소자(OP4, 8, SW12, Ri1, Rf1)에 대응하는 연산증폭기, 센서, 스위치 및 저항기를 포함한다. 그러나, 이 공지의 회로에서는, 센서에 출력된 전하가 기생용량에도 분배되기 때문에, 이 기생용량은 이 회로의 출력에 큰 영향을 준다. 이러한 이유로, 제 6-180336호에 기재된 회로는 센서와 연산증폭기가 단일 실리콘 칩상에 형성될 때만 사용될 수 있다.

발진기(90)는 빈 브리지 발진기로 제한되지 않으며, 도 12에 도시된 연산증폭기 또는 도 13에 도시된 CMOS 슈미트회로를 사용하는 구형파 발진기가 빈 브리지 발진기 대신에 사용될 수 있다. 이러한 대안적인 발진기에서도, 앞과 유사한 방식으로 MOS FET은 발진주파수를 변화시키는 가변 또는 제어가능 저항성 소자로서 기능할 수 있어서, 기생용량(Cp)과 센서 정전용량(Cs)사이의 관계에 관계없이, 발진기를 안정하게 동작시키고 발진 주파수(f)의 정당한 변화량을 유도하는 것이 가능하게 된다.

도 15에 도시된 장치에 있어서, 전압(ΔV)은 정의 값으로 선택되어, 측정전압(Vh+ΔV)은 기준전압(Vh) 보다 더 높도록 선택된다. 대안적으로, 전압(ΔV)이 부의 값으로 되어 측정 전압(Vh+ΔV)을 기준전압(Vh)보다 더 낮게 할 수도 있다. 상기 장치는 단일 전원 회로로서 구성되었으나, 이 장치는 정 및 부의 전원을 포함하는 이중전원회로일 수도 있다는 것은 말할 것도 없다.

본 발명의 특정의 실시예가 기술되었지만, 본 발명은 상기 실시예에 제한 되지 않고, 청구된 발명의 범위내에서 여러가지 방식으로 수정될 수 있다.

Claims

적어도 하나의 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 센서 임피던스를 검출하는 장치에 있어서,

증폭기, 상기 센서 임피던스 및 상기 증폭기의 정귀환회로와 부귀환회로를 포함하는 빈 브리지 발진기를 포함하고 상기 센서 임피던스를 구형파 발진신호로 변환하는 임피던스-주파수 변환 유닛을 포함하는 센서 임피던스 검출장치로서;

상기 정귀환회로의 정귀환 비와 증폭기의 이득의 승적(product)이 1 이상인 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 1항에 있어서,

상기 정귀환회로는 상기 센서 임피던스로서 저항기와 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 1항에 있어서,

상기 증폭기는 가변이득을 갖는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 1항에 있어서,

소정의 기간동안 상기 발진신호의 파동의 수를 계수하는 카운터를 더 포함하고,

상기 센서 임피던스의 한쪽 끝단은 기준전압에 접속되는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 1항에 있어서,

부가적인 센서를 더 포함하여 이루어지고,

상기 임피던스-주파수 변환유닛은 상기 부가적인 센서 임피던스를 포함하는 부가적인 발진기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 5항에 있어서,

소정의 기간동안 상기 발진신호의 파동의 수를 계수하는 카운터를 더 포함하고,

상기 센서는 공진기 어레이로서 구성되고 상기 발진기는 발진신호로서 구형파 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
적어도 하나의 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 센서 임피던스를 검출하는 장치에 있어서,

상기 센서 임피던스에 대응하는 출력전압을 제공하는 임피던스-전압변환기; 및 상기 임피던스-전압 변환기의 출력전압에 응답하여 그 임피던스가 변화하는 가변 임피던스 소자, 증폭기 및 상기 증폭기의 정귀환회로와 부귀환회로를 포함하여 발진 신호를 발생시키는 발진기를 포함하고 상기 센서 임피던스를 상기 발진신호로 변환하는 임피던스-주파수 변환유닛을 포함하는 센서 임피던스 검출장치로서;

상기 정귀환회로의 정귀환 비와 증폭기의 이득의 승적(product)이 1 이상인 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 7항에 있어서,

상기 발진기의 주파수는 가변 임피던스 소자의 임피던스에 의존하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 7항에 있어서,

소정의 DC 전압을 상기 임피던스-주파수 변환기의 출력전압에 부가하는 전압부가유닛을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 7항에 있어서,

소정의 기간동안 상기 발진신호의 파동의 수를 계수하는 카운터를 더 포함하고,

상기 발진기의 상기 가변 임피던스 소자는 저항성 소자인 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 9항에 있어서,

상기 발진기의 상기 가변 임피던스 소자는 게이트에 인가된 전압에 의해 변화 가능한 제 1MOS FET의 드레인-소오스 저항에 의해 형성되고,

상기 전압부가유닛은, 상기 센서 임피던스에 대응하는 출력전압을 수용하도록 접속된 게이트와, 가변부하저항기에 접속되고 상기 제 1MOS FET의 게이트에 부가된 전압을 제공하는 드레인을 갖는 제 2MOS FET을 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 7항에 있어서,

상기 센서 임피던스는 커패시터인 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 7항에 있어서,

상기 센서 임피던스는 커패시터이고,

상기 임피던스-전압 변환기는, 저항기를 통하여 입력전압을 수용하도록 접속되고 저항기를 통하여 그것의 출력에 접속되는 반전 입력과, 상기 센서 임피던스를 통하여 입력전압을 수용하도록 접속되고 제 1스위치를 통하여 기준전압단자에 접속되는 비반전 입력을 갖는 제 1연산 증폭기를 포함하여 이루어지고,

상기 입력전압은 상기 스위치가 턴 오프될 때 변환가능한 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 11항에 있어서,

상기 임피던스-전압 변환기는,

저항기를 통하여 입력전압을 수용하도록 접속되고 저항기를 통하여 그것의 출력에 접속되는 반전 입력과, 상기 센서 임피던스를 통하여 입력전압을 수용하도록 접속되고 제 1스위치를 통하여 기준전압단자에 접속되는 비반전 입력을 갖고, 상기 입력전압은 상기 스위치가 턴 오프될 때 변환가능한 제 1 연산증폭기;

저항기를 통하여 상기 입력전압을 수용하도록 접속되고 저항기를 통하여 그 출력에 접속되는 반전 입력과, 기준전압단자에 접속된 비반전 입력을 갖는 제 2연산증폭기; 및

제 1연산증폭기로부터의 출력전압을 수용하도록 접속된 비반전 입력, 제 2연산증폭기로부터의 출력전압을 수용하도록 접속되고 가변 저항기를 통하여 출력에 접속된 반전입력, 및 제 2MOS FET의 게이트에 접속된 출력을 갖는 제 3연산증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 14항에 있어서,

상기 제 1 내지 제 3 연산증폭기의 출력을 각각 그것의 반전입력에 접속시키는 제 1 내지 제 3스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 15항에 있어서,

상기 제 1 내지 제 3스위치는 리세트 사이클 동안 턴 온 되는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
제 16항에 있어서,

상기 제 1 내지 제 3스위치는 측정사이클 개시전에 턴 오프되는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.
센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 정전용량을 검출하는 방법에 있어서,

센서 정전용량을 그에 대응하는 전압으로 변환하는 단계;

변환된 전압에 응답하여 소자의 저항을 변화시키는 단계;

발진기로부터, 상기 소자의 저항에 응답하여 변화하는 주파수 신호를 발생시키는 단계; 및

상기 센서 정전용량이 디지탈 형태의 발진 주파수 신호로 변환되도록 하기 위하여, 소정의 기간동안 상기 발진기로부터의 주파수 신호의 파동의 수를 계수하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 정전용량 검출방법.
제 18항에 있어서,

상기 변환단계는,

입력전압을 저항기 및 센서를 통하여 제 1연산증폭기의 반전 및 비반전 입력에, 그리고, 제 2연산증폭기의 비반전입력이 기준전압단자에 접속된 상태로, 저항기를 통하여 제 2연산증폭기의 반전입력에 제공하는 단계; 및

상기 센서 정전용량에 비례하는 전압이 제 3연산 증폭기로부터 출력되도록 하기 위하여, 제 1 및 제 2연산증폭기의 출력전압을 제 3연산증폭기의 반전 및 비반전 입력에 제공하며 그 출력전압을 차동적으로 증폭하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 정전용량 검출방법.
제 19항에 있어서,

제 1 내지 제 3 연산 증폭기는 각각 서로 병렬로 접속된 제 1 내지 제 3스위치와 제 1 내지 제 3 저항기를 포함하는 제 1 내지 제 3 부귀환회로를 포함하고,

제 1연산증폭기의 비반전입력은 제 4스위치를 통하여 기준전압단자에 접속되고,

상기 방법은,

리세트 사이클 동안 제 1 내지 제 4 스위치를 턴 온 시키는 단계; 및

제 1 내지 제 4 스위치를 측정사이클 개시전에 턴 오프하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 정전용량 검출방법.
적어도 하나의 센서의 감지된 물리량에 응답하여 변화하는 센서 임피던스를 검출하는 장치에 있어서,

상기 센서 임피던스에 대응하는 출력전압을 제공하는 임피던스-전압변환기;

상기 임피던스-전압변환기의 상기 출력전압에 응답하여 변화하는 가변 임피던스 소자를 포함하는 발진기; 및

상기 임피던스-전압변환기 및 상기 발진기 사이에 접속된 전압부가유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 센서 임피던스 검출장치.