KR0163762B1

KR0163762B1 - 스위치 모드 전원 장치

Info

Publication number: KR0163762B1
Application number: KR1019900002902A
Authority: KR
Inventors: 미셀레 레오나르디 지오반니
Original assignee: 죠셉 제이. 랙스; 알 씨 에이 라이센싱 코포레이션
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-06
Publication date: 1999-01-15
Also published as: US4941078A; US4937727A; US4937728A; KR0163766B1; KR900015459A; DE4007213A1; KR900015542A; FR2647607B1; FR2647607A1; IN174872B; KR900015425A; KR0147285B1

Abstract

내용 없음.

Description

스위치 모드 전원 장치

제1도는 본 발명의 특징을 실시한 전원 장치도.

제2a도 내지 제2d도는 부하 가변시에 제1도의 회로의 가동 모드 동작(run mode operation)을 설명하는데 유용한 파형도.

제3a도 내지 제3g도는 일정한 부하 조건하에서 제1도의 회로의 가동 모드 동작을 설명하는데 유용한 또다른 파형도.

제4도는 제1도의 회로에 사용된 절연 변압기(isolation transformers)의 구성도.

제5a도 내지 제5d도는 제1도의 전원 장치의 예비 동작(standby operation)을 설명하는데 유용한 파형도.

제6a도 내지 제6d도는 시동(start-up)동안 제1도의 회로의 동작을 설명하는데 유용한 과도 전류 파형도.

제7도는 출력 전력을 증가하기 위한 변형을 구체화한 제1도의 회로도.

제8도는 비교를 위한 제1도의 회로와 종래의 전원 장치의 성능 데이타의 표.

제9도는 비교를 위한 제1도의 회로와 종래의 전원 장치의 또다른 성능 데이타의 표.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

100 : 브리지 정류기 102 : 결합 저항기

106, 107 : 다이오드 110 : 블로킹 발진기

120 : 제어 회로 200 : SMPS

222 : 편향 회로

본 발명은 스위치-모드 전원 장치(switch-mode power supply)에 관한 것이다.

어떤 텔레비젼 수상기는 상기 수상기의 공통 컨덕터에 대해 발생되어질 R, G 및 B 입력 신호와 같은 예를들어, 외부 비디오 입력 신호를 수신하는 입력 신호 단자를 구비한다. 이러한 신호 단자 및 상기 수상기 공통 컨덕터는, 예를들어 VCR 또는 텔레텍스트(teletext) 디코더와 같이 외부 장치의 대응 신호 단자 및 공통 컨덕터에 결합될 수도 있다.

외부 장치와 텔레비젼 수상기간의 신호의 결합을 단순화하기 위해 상기 수상기와 상기 외부 장치의 공통 컨덕터가 함께 접속되어, 이들 공통 컨덕터가 동일 전위에 있다. 각각의 외부 장치의 신호 라인은 상기 수상기의 대응 신호 단자에 결합된다. 이러한 장치에선, 상기 텔레비젼 수상기에서와 같이, 각 장치의 공통 컨덕터는 플로팅(floating) 상태를 유지하거나 또는 상기 장치를 작동시키는 대응 AC 주공급원에 대해 전기적으로 절연될 수도 있다. 상기 공통 컨덕터가 플로팅 상태를 유지하면, 상기 공통 컨덕터의 전위에 있는 단자를 터치하는 사용자가 전기 쇼크를 받지 않을 것이다.

플로우팅 공통 컨덕터는 통상 변압기에 의해 전력을 텔레비젼 수상기에 제공하는 AC 주 공급원의 단자의 전위로부터 절연된다. 플로우팅 또는 절연된 공통 컨덕터가 때때로 콜드(cold) 그라운드 컨덕터로서 간주된다.

텔레비젼 수상기의 특유의 스위치 모드 전원 장치(switch mode power supply; SMPS)에선, AC 주 공급 전압은 예를들어, 변압기 결합을 사용치 않는 브리지 정류기에 직접 결합된다. 비조절된 직류(DC) 입력 공급 전압이 생성되는데, 그것이 AC 주 공급원에 전기적으로 결합되기 때문에, 상기 전압은 핫(hot) 그라운드로서 간주되는 공통 컨덕터에 관련된다. 펄스폭 변조기는 절연 플라이백 변압기의 1차 권선 양단에 비조절된 공급 전압을 인가하는 초퍼(chopper) 트랜지스터 스위치의 듀티 싸이클(duty cycle)을 제한한다. 변조기에 의해 결정되는 주파수에서, 플라이백 전압이 변압기의 2차 권선에서 발생되고 정류되어 텔레비젼 수상기의 수평 편향 회로를 작동시키는 B⁺전압과 같은 DC 출력 공급 전압을 발생한다. 플라이백 변압기의 1차 권선은 예를들어, 핫 그라운드 컨덕터에 전기적으로 결합된다. 상기 플라이백 변압기의 2차 권선과 B⁺전압은 변압기에 의해 형성된 핫-콜드 장벽(hot-cold barrier)에 의해 핫 그라운드 컨덕터로부터 전기적으로 절연될 수도 있다.

몇몇 종래 기술의 회로에선, 플라이백 변압기의 분리 권선에서 변압기 작용에 의해 발생된 전압을 감지하므로 B⁺전압이 감지된다. 불리하게, 이러한 감지된 전압은 매우 정확히 전압 B⁺의 변화를 탐지못할 수도 있다. B⁺전압의 보다 양호한 조절을 제공하기 위해선, B⁺전압이 발생되는 단자에서 직접 B⁺전압을 감지하는 것이 바람직할 수도 있다.

본 발명의 특징을 실시하는 SMPS 에선, 출력 공급 전압은 제어가능한 듀티 싸이클을 가진 제어 신호에 따라 발생된다. 제어 전압은 출력 공급 전압을 조절하는데 필요한 제어 신호의 듀티 싸이클의 값을 표시하는 레벨에서 발생된다. 출력 공급 전압의 상대적인 변화가 제어 전압의 상대적으로 더 큰 변화를 야기시킬 수도 있다.

제어 및 출력 공급 전압 양자는 예를들어, 콜드 그라운드 컨덕터에 관련된다. 듀티 싸이클 표시 제어 전압은 스위칭 장치를 통해 절연 변압기의 권선 양단에 인가되고 변압기를 통해 제어 신호의 듀티 싸이클을 변화시키는 제어 신호를 발생하는 장치에 결합된다. 상기 변압기는 핫 그라운드 컨덕터에 관련되는 제어 신호 발생 장치로부터 제어 전압 및 출력 공급 전압을 절연시킨다.

본 발명의 한 실시예에선, 상기 변압기가 블로킹 발진기(blocking oscillator)에 포함된다. 상기 블로킹 발진기의 상기 변압기는 상기 발진기에 재생 신호 경로도 또한 제공한다. 제어 전압의 변화는 발진기 제어 신호의 듀티 싸이클의 대응 변화를 발생시킨다. 발진기 출력 신호는 상기 변압기의 2차 권선에서 발생된다. 발진기 제어 신호는 핫 그라운드 컨덕터에 관련되고 전기적 쇼크 위험에 대해, 블로킹 발진기의 변압기에 의해 출력 공급 전압으로부터 전기적으로 절연된다. 펄스폭 변조 신호인 발진기 출력 신호가 초퍼 트랜지스터 스위치에 인가되어 초퍼 트랜지스터 스위치의 듀티 싸이클의 펄스폭 변조를 발생시킨다. 상기 초퍼 트랜지스터 스위치는 출력 공급 전압을 조절하는 방법으로 출력 공급 전압을 발생하는데 사용된다.

본 발명의 특징을 실시하는 스위치 모드 전원 장치는 1차 및 2차 권선을 구비하는 변압기를 포함한다. 제1스위칭 장치는 1차 권선에 1차 전류를 발생하기 위해 1차 권선에 결합되어, 2차 권선을 작동시킨다. 제2스위칭 장치는 2차 권선에 결합되고 캐패시터에 제1제어 전압을 발생시키는 상기 2차 권선으로부터 정류된 전류를 발생시키기 위해 상기 캐패시터에 결합된다. 상기 제1제어 전압은 상기 제1제어 전압에 따라 변화하는 제2제어 전압을 발생시키는 변압기에 결합된다. 변압기 공칭 값으로부터의 출력 공급 전압의 진폭의 변화가 제2제어 전압의 진폭의 증폭된 변화를 발생하는 방식으로 상기 제1제어 전압이 제어된다. 출력 공급 전압은 상기 출력 공급 전압을 조절하는 상기 제2제어 전압의 증폭된 변화에 따라 결정된 타이밍 포인트에서 전환되는 스위칭 장치를 포함하는 장치에 의해 발생된다.

이하 첨부된 도면을 참조로 하여 본원 명세서를 더욱 상세히 설명하기로 한다.

제1도는 본 발명의 특징을 실시한 스위치-모드 전원 장치(SMPS; 200)를 도시한다. SMPS (200)은 예를들면, 도시되지 않은 텔레비젼 수상기의 편향 회로(222)를　작동시키는데 사용되는 단자(99)에서 +145 볼트의 출력 B⁺공급 전압 및, +18 볼트의 출력 공급 전압 V⁺을 발생시키는데, 상기 전압은 모두 조절된다. 주 공급 전압 V_AC이 브리지 정류기(100)에서 정류되어 단자(100a)에서 비조절된 전압 V_UR을 발생시킨다. 플라이백 절연 변압기 T1 의 1차 권선 W_P이 단자(100a)와 파워 초퍼 MOS 전계 효과 트랜지스터(FET, Q1)의 드레인 전극간에 결합된다.

제1도의 MOS 트랜지스터 Q1 의 소스 전극은 본원에 핫 그라운드로서 언급된 공통 컨덕터에 결합된다. FET Q1 의 게이트 전극은 결합 저항기(102)를 통해 펄스-폭 변조 신호 V₅가 생성되는 단자(104)에 결합된다. 신호 V₅에 의해 FET Q1 의 스위칭 동작이 행해진다. 그 양단에 신호 V₅가 발생되는 절연 변압기 T2 의 2차 권선 W₃이 단자(104)와 핫 그라운드 컨덕터 간에 결합된다. 한쌍의 배면 조합(back-to-back) 제너 다이오드 Z18A 및 Z18B 가 FET Q1 용 게이트를 보호한다. 권선 W₃, 권선 W_P, FET Q1 및 신호 V₅는 핫 그라운드 컨덕터에 관련되는 전위에 있다.

변압기 T1 및 T2 는 제4도에 도시된 방법으로 구성된다. 제1도 및 제4도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 또는 기능을 표시한다.

제3a도 내지 제3g도는 일정한 부하 조건하에서 제1도의 SMPS 의 정상 예비 상태 동작 또는 가동 모드를 설명하는데 유용한 파형을 도시한다. 제1도 및 제3a도 내지 제3g도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 또는 기능을 표시한다.

예를들면, 주어진 대응 싸이클 또는 주기중 제3b도의 간격 t₀내지 t₁동안, 펄스 신호 V₅의 전압은 제3b도의 간격 t₀내지 t₁동안 제1도의 FET Q1 을 전도성이 있게 유지하는 한 핫 그라운드 컨덕터에 비해 포지티브이다. 따라서, 제1도의 권선 W_P의 전류 i₁는 제3d도에 도시된 바와 같이 간격 t₀내지 t₁동안 업램핑(upramping)한다. 그러므로, 유도 에너지가 제1도의 변압기 T1 에 저장된다. 제3d도의 시간 t₁에서, 제1도의 FET Q1은 비전도된다.

FET Q1 이 비전도된 후, 권선 W_P에 저장된 유도 에너지가 플라이백 변압기 작용에 의해 변압기 T1 의 2차 권선 W_S으로 전송된다. 권선 W_S의 대응 단자(108 및 109) 에서 발생된 플라이백 펄스는 다이오드(106 및 107)에 의해 각기 정류되고, DC 전압 B⁺및 V⁺를 각기 발생하는 캐패시터(121 및 122)에 의해 각기 필터화되는데, 상기 DC 전압 B⁺및 V⁺는 모두가 본원에선 콜드 그라운드로서 언급되는 제2공통 컨덕터에 관련된다. 상기 콜드 그라운드는 변압기 T1 및 T2 에 의해 전기적 쇼크 위험에 대해 핫 그라운드 컨덕터로부터 전기적으로 절연된다. FET Q1, 변압기 T1 및, 다이오드(106 및 107)가 SMPS 의 출력단을 형성한다.

SMPS (200)의 펄스폭 변조기는 본 발명의 특징을 실시하며, FET Q1 의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 신호 V₅를 발생하는 블로킹 발진기(110)를 포함한다. 발진기(110)는 신호 V₅에 의해 제어 또는 전환되는 베이스 전극을 가진 스위칭 트랜지스터 Q2 를 포함한다. 변압기 T2 의 권선 W₃은 신호 V₅를 발생함에 의해 발진기(110)에 포지티브 피이드백을 제공한다. 변압기 T2 는 권선 W₁이 핫 그라운드 컨덕터에 관련되도록 전압 V_UR과 트랜지스터 Q2 의 콜렉터간에 결합되는 1차 권선 W₁을 구비한다. 콜드 그라운드 컨덕터에 관련되는 변압기 T2 의 2차 권선 W₂은 본 발명의 또다른 특징을 실시하며, 상기 콜드 그라운드 컨덕터에 또한 관련되는 제어 회로(120)의 다이오드 D3 에 전기적으로 결합된다.

다이오드 D3 의 캐소드는 캐패시터 C4 를 통해 콜드 그라운드 컨덕터에 결합된다. 추후 설명되어질 바와 같이, 캐패시터 C4 양단에 발생된 DC 제어 전압 V₄이 비도전 시간을 변화시키며 따라서 각각의 주기동안 트랜지스터 Q2 의 듀티 싸이클도 변화시킨다.

캐패시터 C2 는 트랜지스터 Q2 의 베이스 전극과 단자(104a)간에 결합된다. 저항기 R2 는 신호 V₅가 발생되는 단자(104a)와 단자(104)간에 결합된다. 제3b도의 간격 t₀내지 t₁동안, 제3c도의 전류 i₅는 단자(104 와 104a)간에 결합되는 제1도의 저항기 R2 에 발생된다. 제3b도의 신호 V₅에 의해 발생되는 제3c도의 전류 i₅는 제3d도의 간격 t₀내지 t₁동안 트랜지스터 Q2 를 턴온시키는 방식으로 제1도의 캐패시터 C2 를 충전한다.

정상 동작동안, 제1도의 트랜지스터 Q2 가 전도할 시에 에미터 저항기 R4 양단에 발생되는 트랜지스터 Q2 의 에미터 전압이 트랜지스터 Q2 의 급속한 턴-오프 동작을 개시시키기에 충분히 높을 때 까지, 제1도의 권선 W₁에 제3d도의 전류 i₂가 선형으로 증가한다. 피이드백 저항기 R4 는 트랜지스터 Q2 의 에미터와 핫 그라운드 컨덕터간에 결합된다. 제1도의 트랜지스터 Q2 가 전도할 시에, 트랜지스터 Q2 가 제3c도의 시간 t₁에서 전도를 멈출때 까지, 저항기 R4 는 제3c도의 전류 i₅의 점진적인 감소를 야기시킨다. 제1도의 저항기 R4 는 또한 스위칭 조건을 최적화하고 트랜지스터 Q2 용 전류를 보호한다. 그 결과, 권선 W₁양단의 전압의 극성이 반대가 된다. 신호 V₅발생시에 권선 W₃에 의해 야기된 포지티브 피이드백 때문에 턴-오프 동작이 빠르다.

앞서 기술된 바와 같이, 권선 W₃은 FET Q1 을 또한 제어하는 펄스 구동 신호 V₅를 제공한다. FET Q1 과 트랜지스터 Q2 의 각각의 싸이클의 전도 간격은 실제로 일정하게 유지되거나 또는 부하에 의해 영향을 받지 않는다. 그러므로, 유리하게, 트랜지스터 Q1 가 비전도 될 시에, 변압기 T1 에 저장된 에너지는 전압 V_UR의 주어진 레벨에 대해 실제로 일정하다. 그러나, 전압 V_UR에 변화가 발생할시에 전도 간격이 변화할 수도 있다.

트랜지스터 Q2 가 전도를 중지할시에, 제3e도의 다운램핑(downramping) 전류 i₄가 제1도의 변압기 T2 의 권선 W₂에 발생된다. 전류 i₄가 제1도의 다이오드 D3 를 전도시키고 제3e도의 간격 t₁내지 t₄동안 캐패시터 C4 를 충전한다. 제1도의 전압 V_UR의 주어진 레벨과, 트랜지스터 Q2 의 주어진 듀티 싸이클에 대해, 캐패시터 C4 에 부가된 전하는 각각의 싸이클에서 동일하다. 간격 t₁내지 t₄동안, 다이오드 D3 의 포워드 전압 강하(forward voltage drop)를 제외하곤, 제1도의 제어 전압 V₄은 권선 W₂양단에 실제로 발생된다.

본 발명의 특징에 따라, 전압 V₄은 제1도의 변압기 T2 에 저장된 자기 에너지를 감소시키는데 필요한 제3e도의 간격 t₁내지 t₄의 길이를 결정한다. 제3e도의 시간 t₄에서, 전류 i₄가 제로가 될 시에, 제3b도의 신호 V₅의 극성은 변압기 T2 의 권선의 공명 진동의 결과로서 변화한다. 그러므로, 제3c도의 포지티브 전류 i₅가 발생된다. 앞서 설명된 바와 같이, 전류 i₅가 포지티브일시에, 그것이 트랜지스터 Q1 및 Q2 를 전도시킨다.

제1도의 트랜지스터 Q1 및 Q2 의 제3b도의 전술된 비전도 간격 t₁내지 t₄동안, 제3b도의 간격 t₁내지 t₄동안 도시된 바와 같이, 신호 V₅가 네거티브이다. 따라서, 제3c도에 도시된 바와 같이, 역극성의 전류가 제3c도의 간격 t₁내지 t₂동안 제1도의 캐패시터 C2 를 통해 흐르고 제3c도의 간격 t₂내지 t₄동안 다이오드 D1 를 통해 흐른다. 캐패시터 C2 에 생긴 전하는, 제3b도의 시간 t₄에서, 신호 V₅가 극성이 반대가 될 시에, 트랜지스터 Q2 를 급하게 턴온시키는 이러한 극성으로 캐패시터 C2 에 전압을 발생시킨다.

콜드 그라운드 컨덕터에 관련되는 제1도의 제어 회로(120)는 캐패시터 C4 양단의 제어 전압 V₄을 가변하므로 발진기(110)의 듀티 싸이클을 제한한다. 회로(120)의 트랜지스터 Q4 는 공통 베이스 증폭기 구조로 결합된다. 트랜지스터 Q4 의 베이스 전압은 +12V 전압 조절기 VR1 로부터 온도 보상 포워드 바이어스 다이오드(temperature compensating forward biased diode; D5)를 통해 획득된다. 조절기 VR1 는 전압 V⁺에 의해 작동된다.

저항기 R51 는 트랜지스터 Q4 의 에미터와 단자(99)간에 결합된다. 공통 베이스는 동작의 결과로서, 저항기 R51 의 전류 i₈가 전압 B⁺에 비례한다. 전압 B⁺의 레벨을 조정하는데 사용되는 조정가능한 저항기 R5 는 트랜지스터 Q4 의 에미터와 저항기 R51 간의 접합 단자와 콜드 그라운드 컨덕터간에 결합된다. 저항기 R51 는 트랜지스터 Q4 의 전류 레벨을 제어하는데 사용된다. 따라서, 전류 i₈의 조정가능한 프리세트 부분이 저항기 R5 를 통해 콜드 그라운드 컨덕터로 흐르고 전류 i₈의 에러 성분은 트랜지스터 Q4 의 에미터를 통해 흐른다.

트랜지스터 Q4 의 콜렉터 전류는 트랜지스터 Q3 의 콜렉터 전류를 제어하기 위해 트랜지스터 Q3 의 베이스에 결합된다. 고출력 임피던스를 형성하는 트랜지스터 Q3 의 콜렉터는 캐패시터 C4 와 다이오드 D3 간의 접합에 결합된다. 트랜지스터 Q2 가 비전도될 시에, 앞서 기술된 바와 같이, 변압기 T2 에 저장된 에너지는 전류 i₄가 다이오드 D3 를 통해 캐패시터 C4 로 흐르게 한다. 전원 장치의 조절은 제어 전압 V₄를 제어하므로 획득된다. 트랜지스터 Q3 에 의해 변압기 T2 의 권선 W₂양단의 부하를 제어하므로 전압 V₄이 제어된다.

고 출력 임피던스를 가진 전류원을 형성하는 트랜지스터 Q3 의 콜렉터 전류는 플라이휘일(flywheel)로서 동작하는 캐패시터 C4 에 결합된다. 안정 상태에선, 제3e도의 간격 t₁내지 t₄동안 캐패시터 C4 에 부가되는 전하량은 주어진 주기 t₀내지 t₄에 캐패시터 C4 로부터 트랜지스터 Q3 에 의해 제거되는 전하량과 같다.

제2a도 내지 제2d도는 상이한 부하 조건하에서 제1도의 SMPS 의 조절 동작을 설명하는데 유용한 파형을 도시한다. 제1도, 제2a도 내지 제2d도 및, 제3a도 내지 제3g도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 및 기능을 표시한다.

예를들면, 제2a도 내지 제2d도의 시간 t_A후에, 제1도의 캐패시터(121) 양단의 전원 장치 전류 부하는 감소하고 전압 B⁺은 증가하는 경향이 있다. 전압 B⁺의 증가의 결과로서, 트랜지스터 Q3 는 고레벨의 콜렉터 전류를 전도한다. 그러므로, 제1도의 캐패시터 C4 양단의 제2c도의 전압 V₄이 보다 작게된다. 따라서, 트랜지스터 Q2 가 비전도된 후에는, 블로킹 발진기(110)의 변압기 T2 에서 저장된 유도 에너지를 감소시키기 위해서는 각각의 주기에선 더 긴 시간이 요구된다. 이에 따라, 제1도의 발진기(110)의 트랜지스터 Q2 가 비전도될시에, 주어진 싸이클에서, 제2a도의 간격 t_A내지 t_B의 길이는 감소된 부하 조건하에서 증가한다. 그 결과로, 적당한 조절을 위해 요구된 바와 같이, 트랜지스터 Q1 의 온 시간 대 오프 시간간의 비율인 듀티 싸이클이 감소한다.

안정 상태에선, 전압 V₄은 캐패시터 C4 의 충전 및 방전 전류간에 평형을 야기시키는 레벨로 안정화 된다. 캐패시터 C4 에서 트랜지스터 Q3 의 콜렉터 전류의 증폭 및 전류 통합의 결과로서, 전압 B⁺의 증가는 유리하게 전압 V₄에 비례하게 더 큰 변화를 야기시킬 수 있다. 과도 전류 상태에선, 예를들면, 전압 B⁺이 +145 볼트 이상인한, 전압 V₄이 감소할 것이다.

그 결과, 제1도의 전압 V₄은 감소된 부하 조건하에서 증가할 앞서 언급된 경향의 전압 B⁺을 무효화하는 방식으로 변화한다. 따라서, 조절이 네가티브 피이드백 방식으로 획득된다. 극단의 경우에는, 권선 W₂양단의 단락 회로는 발진기(110)의 발진을 억제할 수 있으며, 따라서 유리하게, 나중에 기술될 바와 같이, 고유의 안전한 불이행 특징을 제공한다.

역으로, 감소하는 경향의 전압 B⁺은 조절을 제공하는 방식으로 트랜지스터 Q1 및 Q2 의 듀티 싸이클을 증가시킬 것이다. 따라서, 트랜지스터 Q 의 비전도 간격은 전압 B⁺이 발생되는 단자에 부하된 전류에 따라 변한다.

제어 전압 V₄을 발생하는 전압 B⁺의 처리는 유리하게, 에러 감지를 개선하기 위한 DC 결합 신호 통로에서 실행된다. 또한, 전압 B⁺의 변화는 전압 V₄에 비례하게 더 큰 변화를 야기시킬 수 있어, 에러 감도를 개선시킨다. 전압 B⁺의 에러가 증폭된 후에만, DC 결합된 전압 V₄에 포함된 증폭된 에러는 펄스폭 변조를 실행하도록 결합된 변압기 또는 AC 이다. 이러한 특징의 조화가 전압 B⁺의 조절을 개선한다.

제어 회로(120)와 유사한 장치가 조절 목적을 위해 사용되는 또다른 방식은 Leonardi 명의의 A SYNCHRONIZED SWITCH-MODE POWER SUPPLY 로 명명된 1989년 10월 19일에 출원된 대응 미국 특허출원 제424,353호에 도시 및 설명되었다. 여기선, 제1도의 전압 V₄과 유사하게 발생되는 전압은 톱니파 발생기(sawtooth generator)에 결합된 변압기이다. 상기 변압기 결합 전압은 펄스-폭 변조 제어 신호를 발생하는데 사용되는 톱니파 신호를 가변한다.

제너 다이오드 D4 는 트랜지스터 Q3 의 베이스와 콜렉터 전극간의 저항기 R_D4와 직렬로 결합된다. 유리하게, 제너 다이오드 D4 는 전압 V₄을 약 39 볼트로 제한한다.

본 발명의 특징에 따라, 제너 다이오드 D4 는 발진기(110)의 주파수 또는 트랜지스터 Q2 및 Q1 의 최소 차단 시간을 제한한다. 상기 방식으로, 부하에 전송된 최대 전력이 유리하게, 과도-전류 보호를 제공하기 위해 제한된다.

안전한 작동을 위해, 트랜지스터가 재차 턴온되기 전에 권선 W₃의 2차 전류 i₃를 제로로 감소시키는 것이 바람직할 수도 있다. 상기한 전류 i₃의 감소 시간이 블로킹 발진기(110)의 전류 i₄의 최소 감소 시간보다 오히려 더 짧아야 함을 의미한다. 상기 조건은 변압기 T2의 1차 인덕턴스의 적당한 선택과 제너 다이오드 D4 의 값에 의해 만족될 수 있다.

예비 동작은 저 전력 동작 모드에서 SMPS (200)를 동작시키므로 개시된다. SMPS 로부터 요구된 전력이 20 내지 30 와트 이하로 떨어질시에, 상기 저 전력 동작 모드가 발생한다. 예를들면, 원격 제어 유닛(333)에 의해 제어되는 도시되지 않은 수평 발진기가 동작을 중지할 시에, 전압 B⁺에 의해 작동되는 수평 편향 회로(222)도 또한 동작을 중지한다. 그러므로, 전압 B⁺이 발생되는 단자(99)에서의 부하가 감소된다. 따라서, 전압 B⁺과 트랜지스터 Q4 의 에러 전류가 증가하는 경향이 있다. 그러므로, 트랜지스터 Q3 는 V₄을 대략 제로가 되게 하는 변압기 T2 의 권선 W₂양단에 이웃한 단락 회로를 포화시킨다. 따라서, 가동-모드의 동작에서와는 달리, 신호 V₅의 포지티브 펄스는 변압기 T2 의 공명 발진에 의해 발생될 수 없다. 그 결과, 재생 피이드 백 루프는 트랜지스터 Q2 가 턴온되는 것을 방지한다. 따라서, 연속 발진이 계속될 수 없다.

그러나, 트랜지스터 Q2 는 신호 V₇의 반파 정류 전압의 업램핑(upramping) 부분에 의해 버스트 모드에서 스위칭으로 주기적으로 트리거된다. 신호 V₇는 50㎐ 와 같은 메인 주파수로 발행한다. 신호 V₇는 브리지 정류(100)로부터 구동되고 저항기 R1 과 캐패시터 C1 의 직렬 장치를 통해 트랜지스터 Q2 의 베이스에 인가된다. 상기 직렬 장치는 전류 i₇를 발생하는 미분기로서 동작한다.

제5a도 내지 제5d도는, 신호 V₅의 어떠한 트리거 펄스도 블로킹 발진기에 나타나지 않을시에, 지연 시간 간격 t₁₂내지 t₁₃에 앞선 간격 t₁₀내지 t₁₂동안 발진기(110)의 버스트(burst) 모드 스위칭 동작이 발생하는 것을 표시하는 예비 동작 동안의 파형을 도시한다. 제1도 및 제5a도 내지 제5d도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 및 기능을 나타낸다.

제1도의 캐패시터 C3 와 저항기 R3 의 병렬 장치가 다이오드 D2 와 직렬로 결합되어 핫 그라운드 컨덕터와 캐패시터 C2 및 저항기 R2 간의 접합 단자(104a) 간에 결합되는 장치를 형성한다. 다이오드 D1 는 캐패시터 C2 와 병렬로 결합된다.

정상 가동 모드 동작동안, 트랜지스터 Q2 가 도전할 때마다 권선 W₃에 발생되는 신호 V₅의 포지티브 전압 펄스에 의해 캐패시터 C3 가 일정한 전압 V₆으로 충전된다. 그러므로, 정상 가동 모드 동작동안, 캐패시터 C3 는 아무런 영향도 받지 않는다. 예비 동작 동안, 캐패시터 C3 는 제5b도의 시간 t₁₂내지 t₁₃간에 도시된 바와 같이, 긴 비활동 주기 또는 전류가 흐르지 않는 시간동안 방전한다.

주어진 간격 t₁₀내지 t₁₃의 제5a도의 시간 t₁₀직후에, 전압 분화에 의해 캐패시터 C1 에 발생된 제1도의 전류 i₇가 제로에서 최대 포지티브 값으로 증가한다. 결과로서, 트랜지스터 Q2 에 발생된 베이스 전류는 트랜지스터 Q2 를 전도시킨다. 트랜지스터 Q2 가 전도되면, 신호 V₅의 포지티브 펄스가 권선 W₃에 발생되어 트랜지스터 Q1 및 Q2 가 전도되게 한다.

앞서 기술된 바와 같은 정상 가동 모드 동작과 유사하게, 콜렉터 전류 i₂가 업램핑할 시에, 트랜지스터 Q2 의 베이스 전류의 크기가 트랜지스터 Q2 를 포화시키기에 불충분할 때까지, 트랜지스터 Q2 가 전도 상태를 유지한다. 이때, 콜렉터 전압 V₂이 증가하고 신호 V₅가 감소한다. 그 결과, 트랜지스터 Q2 가 턴-오프된다.

캐패시터 C2 양단의 전압은 다이오드 D7 를 통해 캐패시터 C2 를 방전하고 트랜지스터 Q2 를 차단 상태로 유지하는 네거티브 전류 i₅를 발생한다. 네거티브 전류 i₅의 진폭이 포지티브 전류 i₇의 진폭보다 더 큰 한, 트랜지스터 Q2 의 베이스 전류가 제로이고 트랜지스터 Q2 가 비전도 상태를 유지한다. 제1도의 네거티브 전류의 진폭이 전류 i₇의 진폭보다 더 작게될 시에, 트랜지스터 Q2 가 재차 턴온되고 포지티브 전류 i₅가 발생된다.

트랜지스터 Q2 의 주어진 전도 간격의 실제 일부동안, 전류 i₅는 전적으로 캐패시터 C2 를 통해 흘러 트랜지스터 Q2 의 베이스 전류를 형성한다. 콜렉터 전류 i₂가 업램핑하기 때문에, 다이오드 D2 의 애노드에서의 전압이 증가하는 업램핑 방식으로, 트랜지스터 Q2 의 에미터 전압이 증가한다. 다이오드 D2 의 애노드에서의 전압이 충분히 포지티브가 될시에, 다이오드 D2 가 전도를 시작한다. 그러므로, 전류 i₅의 실제 일부가 캐패시터 C3 에 의해 트랜지스터 Q2 의 베이스로부터 전환된다. 그 결과, 베이스 전류가 트랜지스터 Q2 의 콜렉터 전류를 유지하기에 충분치 못하게 된다. 그러므로, 포지티브 피이드백 신호 통로는 트랜지스터 Q2 를 턴-오프시킨다. 따라서, 전류 i₂의 피크 진폭이 캐패시터 C3 양단의 전압 V₆의 레벨에 의해 결정된다.

제5a도 내지 제5d도의 간격 t₁₀내지 t₁₂동안, 제1도의 캐패시터 C3 는 포지티브 전류 i₅에 의해 충전된다. 그러므로, 제5b도의 전압 V₆이 점진적으로 더 크게된다. 제5a도 내지 제5d도의 간격 t₁₀내지 t₁₂에 발생하는 각각의 싸이클동안 점진적으로 더 크게 되는 전압 V₆은 전도 간격이 점진적으로 더 길게 되게 한다.

간격 t₁₀내지 t₁₂에 발생하는 각각의 싸이클의 대응 비전도 부분동안, 제1도의 캐패시터 C2 가 방전된다. 각각의 싸이클에서 트랜지스터 Q2 의 비전도 간격의 길이는 네거티브 전류 i₅의 크기가 포지티브 전류 i₇의 크기보다 작게되게 하는 레벨로 캐패시터 C2 를 방전하는데 필요한 시간에 의해 결정된다. 캐패시터 C2 가 점진적으로 더 높은 전압으로 충전되고, 또한 전류 i₇의 크기가 점진적으로 더 작게 되기 때문에, 상기 비전도 간격은 점진적으로 더 길게 된다. 그러므로, 점진적으로 더 긴 비전도 간격후에, 포지티브 베이스 전류가 트랜지스터 Q2 의 베이스에 흐르기 시작할 것이다.

제5a도의 시간 t₁₂에서, 전류 i₇는 제로이다. 그러므로, 간격 t₁₀내지 t₁₂동안 발생된 버스트 모드 동작은 계속될 수 없고 더 긴 전류가 통하지 않는 시간 간격 t₁₂내지 t₁₃이 발생하는데 상기 간격동안 어떠한 스위칭 동작도 일어나지 않는다. 시간 t₁₃에서, 포지티브 전류 i₇가 재차 발생되고 후속의 버스트 모드 스위칭 간격이 트랜지스터 Q1 및 Q2 에 발생한다.

제5d도의 버스트 모드 간격 t₁₀내지 t₁₂동안, 각각의 싸이클에서의 전도 간격은, 앞서 설명된 바와 같이, 점진적으로 증가한다. 이러한 동작이 소프트 스타트 동작(soft start operation)이란 용어로 불릴 수도 있다. 상기 소프트 스타트 동작때문에, 예를들면, SMPS(200)의 캐패시터(121)는 서서히 충전 또는 방전된다. 가동 모드 동작동안 보다 더 낮아진 전압 V₆은 제5a도의 간격 t₁₀내지 t₁₂에 걸쳐 제1도의 SMPS(200)의 청취가능한 범위 이상으로 제1도의 트랜지스터 Q1 및 Q2 의 스위칭 주파수를 유지한다. 소프트 스타트 동작과 예비 동작 동안의 고스위칭 주파수의 결과로서, 인덕터와 제1도의 SMPS(200)의 변압기의 기생 기계적 진동에 의해 발생된 잡음이 유리하게 실제로 감소된다.

제5c도의 간격 t₁₀내지 t₁₂동안 버스트 모드 동작은 예비 동작동안 제1도의 원격 제어 유닛(333)의 동작을 인에이블하기에 충분한 레벨로 제1도의 전압 Vt 을 발생한다. 버스트 모드 동작때문에, SMPS(200)에서 소모된 에너지가 정상 가동 모드 동작동안 보다 실제로 더 낮게, 약 6 와트로 유지된다.

원격 제어 유닛(333)을 동작시키는데 필요한 레벨로 전압 Vt 을 발생시키기 위해, 가동 모드동안 보다 실제로 더 낮은 트랜지스터 Q1 및 Q2 의 대응 평균 듀티 싸이클이 요구된다. 예를들면, 트랜지스터 Q1 의 전도 간격의 길이는 트랜지스터 Q1 의 저장 시간보다 더 길어야 한다. 따라서, 버스트 모드에서 동작하므로, 예비 동작동안 연속한 스위칭 동작이 발생되는 경우보다 더 낮게 요구된 듀티 싸이클을 얻기 위해선 각각의 싸이클에서의 트랜지스터 Q1 의 전도 간격이 더 길게 유지될 수 있다. 제5d도의 간격 t₁₂내지 t₁₃과 같이 어떠한 전류도 흐르지 않는 시간 간격이 발생할시에, 트랜지스터 Q1 및 Q2 의 이러한 연속 스위칭 동작은 정상 가동 모드 동작동안 발생한다.

제6a도 내지 제6d도의 파형의 도움을 빌어 이제 설명되어질 바와 같이, SMPS 는 또한 소프트 스타트-업 특징을 갖는다. 제1도, 제5a도 내지 제5d도, 제6a도 내지 제6d도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 또는 기능을 표시한다. 스타트-업 모드는 예비 동작과 유사하다. 전원 장치가 최초로 턴온될시에, 캐패시터 C3 및 C4 가 방전되고 트랜지스터 Q2 의 베이스상에 어떠한 포워드 바이어스도 존재하지 않는다. 정류된 AC 공급 신호 V₇의 일부분을 트랜지스터 Q2 의 베이스에 제공하므로 발진이 개시된다. 제6d도에 의해 도시된 바와 같이, 변압기 T2 의 권선 W2 이 방전된 캐패시터 C4 에 의해 무겁게 부하되기 때문에, 트랜지스터 Q2 가 길게 비전도하면, 발진기 듀티 싸이클은 초기에 매우 짧거나 또는, 각각의 싸이클에서의 간격이 길다. 캐패시터 C3 및 C4 상의 전하와 전압 B⁺은 제6c도에 도시된 바와 같이, 약 15msec 의 주기에 걸쳐 점진적으로 증진된다.

예를들면, 제1도의 단자(99)에서의 단락 회로의 경우에, SMPS(200)는 예비 동작 모드와 유사한 방식으로 불연속 모드 동작으로 진행한다. 예를들면, 제1도의 캐패시터 C121 가 단락 회로이면, 변압기 T1 의 2 차 권선 Ws 을 통해 흐르는 전류 i₃의 증가는 더 높은 네거티브 바이어스가 트랜지스터 Q3 의 에미터에 결합되는 레지스터 R6 양단에 발생되게 한다. 이때 베이스 전류가 다이오드 D55 를 통해 트랜지스터 Q3 로 흘러, 트랜지스터 Q3 를 포화시키고 상기 트랜지스터의 콜렉터 전압 V₄을 그라운드로 클램프시킨다. 변압기 T2 의 상기 부하는 예비 모드 동작을 위해 기술된 바와 같이 SMPS(200)를 불연속 버스트 모드에서 동작시킨다.

전압 V⁺을 발생하는 SMPS(200)의 저 전압 공급 부분은, 예를들면, 고 오디오 전력 조건의 경우에 포워드 변환기로서 동작하도록 배열될 수도 있다. 제7도는 포워드 변환기 동작을 얻기 위한 제1도의 회로의 변경을 도시한다. 제7도의 저항기 Rx 및 다이오드 Dy 는 추후 설명될 바와 같이, 과부하 보호로서 작용한다. 제1도와 제7도의 유사한 심볼 및 숫자는 유사한 항목 및 기능을 표시한다. 제7도에 도시된 변경이 고 전력 오디오 공급을 제공하기 위해 사용될시에, 과부하가 발생한다면, 저항기 Rx 가 초과 전류를 감지하고 트랜지스터 Q3 의 에미터에 네거티브 바이어스를 제공한다.

제8도는 도시되지는 않았지만 텔레비젼 수상기의 얼터(ultor) 전극에 흐르는 빔 전류의 대응 변화에 의해 야기된 전압 B⁺의 변화를 표 형태로 도시한다. 전압 V⁺은 도시되지 않은 초전압 및 빔전류를 생성하는 편향 회로 출력단을 작동시켜, 얼터 전극 및 빔전류를 발생시킨다. 제9도는 주 공급 전압 V_AC의 변화에 의해 야기된 전압 B⁺의 변화를 표 형태로 도시한다.

비교 목적을 위해, 제8도 및 제9도의 각각의 표의 첫번째 열은 집적 회로(TDA4601 제어 회로)와 전력 변압기(Orega No. V4937700)를 사용한 종래 기술의 SMPS 가 사용될시에 획득된 데이타를 제공한다. 제8도 및 제9도의 각각의 표의 2 번째 열은, 제1도의 비변조된 SMPS 가 사용될시에 획득된 데이타를 제공한다. 도시된 바와 같이, 제1도의 SMPS(200)의 성능은 우수하다.

Claims

1 차 및 2 차 권선을 가진 변압기와, 상기 1 차 권선에 결합되어 상기 2 차 권선을 작동시키기 위해 상기 1 차 권선에 1 차 전류를 발생시키는 제1스위칭 수단과; 캐패시터를 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 2 차 권선(W₂)과 상기 캐패시터(C4)에 결합되어 상기 캐패시터(C4)에 제1제어 전압(V₄)에 따라 변하는 제2제어 전압(V₅)을 발생시키기 위해 상기 변압기(T2)에 결합되어진 상기 제1제어 전압(V₄)을 발생시키는 상기 2 차 권선(W₂)으로부터 정류된 전류(i₄)를 발생시키는 제2스위칭 수단(D3)과; 출력 공급 전압(B⁺)에 응답하고 상기 캐패시터(C4)에 결합되어 공칭값에서 상기 출력 공급 전압(B⁺)의 진폭의 변화가 상기 제2제어 전압(V₅)의 진폭의 증폭된 변화를 발생시키는 방식으로 상기 제1제어 전압(V₄)을 제어하는 수단(Q3)과; 입력 공급 전압(V_UR)의 소스(100) 및; 상기 입력 공급 전압(V_UR)에 의해 작동되고 상기 변압기(T2)를 통해 인가되는 상기 제2제어 전압(V₅)에 응답하여, 상기 입력 공급 전압(V_UR)으로부터 상기 출력 공급 전압(B⁺)을 발생시키며, 상기 출력 공급 전압(B⁺)을 조절하기 위해 상기 제2제어 전압(V₅)의 상기 증폭된 변화에 따라 결정된 타이밍 포인트에 전환되는 스위칭 수단을 포함하는 출력 공급 전압 발생 수단(Q1)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄)은 상기 2 차 권선에 흐르는 상기 정류된 전류(i₄)를 정류하는 상기 제2스위칭 수단(D3)을 통해 상기 제2차 권선(W₂)에 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 출력 공급 전압(B⁺)의 상기 변화는 상기 출력 공급 전압이 발생되는 단자(99)로부터 상기 2 차 권선(W₂)으로 DC 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1스위칭 전류(i₂)가 주어진 주기의 제1부분동안 상기 변압기(T₂)에 유도 에너지를 저장시키며, 상기 저장된 에너지가 상기 주어진 주기의 제2부분동안 상기 변압기(T2)의 플라이백 모드의 동작시 상기 제2권선(W₂)에 흐르는 상기 정류된 전류(i₄)에 의해 상기 변압기(T2)로부터 제거되어지는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제4항에 있어서, 상기 제2제어 전압(V₅)의 상기 증폭된 변화가 상기 변압기(T2)로부터 상기 저장된 에너지를 제거하는데 필요로 하는 상기 주어진 주기의 상기 제2부분의 길이의 대응 변화를 발생시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제2스위칭 수단은 다이오드(D3)에 상기 정류된 전류(i₄)를 발생시키기 위해 주어진 주기의 제1부분동안 상기 정류된 전류(i₄)에 의해 포워드 바이어스되고 상기 주어진 주기의 제2부분동안 역바이어스되는 다이오드(D3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 출력 공급 전압 발생 수단은 펄스폭 변조되는 제1제어 신호(V₂)를 발생시키는 블로킹 발진기(110)를 포함하고 상기 변압기(T2)는 상기 블로킹 발진기(110)에 재생 피이드백 신호 경로를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄)제어 수단(Q3)은 상기 캐패시터(C4)에 결합된 상기 정류된 전류(i₄) 및 제2전류 둘다가 상기 캐패시터(C4)에 역방향으로 흐르는 DC 전류이도록 상기 캐패시터(C4)에 제2전류를 발생시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄) 제어 수단(Q3)은 상기 출력 공급 전압에 따라 가변하며, 상기 정류된 전류(i₄)에 역방향으로 상기 캐패시터(C4)에 흐르는 제2전류를 주 전류 전도 전극에 발생시키는 트랜지스터(Q3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄) 제어 수단(Q3)은 부하 전류(i₈)에 응답하여 과전류 보호를 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄) 제어 수단(Q3)은 가동 모드/예비 모드 제어 신호(333 으로부터)에 응답하여 예비 모드 동작동안 스위칭 동작이 상기 출력 공급 전압 발생 수단(Q1)에 발생하는 것을 방지하는 레벨로 상기 제1제어 전압(V₄)을 설정하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제2스위칭 수단이 다이오드(D3)를 포함하고 상기 다이오드(D3)가 전도되게 하기 위해 상기 제1전류(i₂)의 플라이백 간격동안 상기 정류된 전류(i₄)가 상기 다이오드(D3)를 포워드 바이어스시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 출력 공급 전압(Bt)에 의해 결정되는 길이를 가진 주어진 주기의 플라이백 부분에 앞서 상기 변압기(T2)에 저장된 자기 에너지가 상기 주어진 주기의 상기 플라이백 부분동안 제거되도록, 램핑 방법으로 상기 정류된 전류(i₄)가 상기 제1제어 전압 (V₄)에 따라 변하는 변화율로 상기 2 차 권선(W₂)에 흐르는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제13항에 있어서, 상기 출력 공급 전압 발생 수단(Q1)은 제1제어 신호(i₅)의 듀티 싸이클이 상기 정류된 전류(i₄)의 상기 변화율의 변화에 따라 가변하도록 상기 변압기(T2)의 권선(W₃)에 발생되는 상기 제1제어 신호(i₅)에 응답하는 초퍼 트랜지스터(Q1)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1스위칭 수단(Q2)은 상기 1 차 권선(W₁)에 결합되는 주전류 전도 전극(콜렉터) 및, 상기 변압기(T2)의 3 차 권선(W₃)에 결합되는 제어 전극(베이스)을 포함하며, 상기 변압기(T2)가 발진기(110)에 발진을 유지하는 재생 포지티브 피이드백 신호 경로를 제공하도록 상기 스위칭 트랜지스터(Q2) 및 상기 변압기(T2)가 상기 발진기(110)를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제15항에 있어서, 예비 동작동안 청취가능한 범위 이상으로 상기 발진기(110)의 발진 주파수를 증가시키는 수단(D1, D2, C2, C3)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 제1제어 전압 제어 수단(Q3)은 캐패시터(C4)에 결합되는 고 출력 임피던스를 가진 전류원을 형성하는 전극(콜렉터)를 구비한 트랜지스터(Q3)를 포함하여 상기 출력 공급 전압 발생 수단(Q1)에 스위칭 동작의 필요한 듀티 싸이클을 표시하는 레벨로 상기 제1제어 전압(V₄)을 상기 캐패시터(C4)에 유지하기 위해 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 따라 결정되는 변화율로 상기 캐패시터(C4)를 방전하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제1항에 있어서, 상기 변압기(T2)는 전기적 쇼크 위험에 대해 상기 입력 공급 전압(V_UR)으로부터 상기 출력 공급 전압(B⁺)을 절연시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

1 차 및 2 차 권선을 가진 변압기와; 상기 1 차 권선에 결합되어 주어진 주기의 제1간격동안 상기 변압기에 자기 에너지를 저장하는 스위칭 전류를 발생하는 제1스위칭 수단을 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 2 차 권선(W₂)에 결합되어 상기 주어진 주기의 플라이백 간격동안 상기 변압기(T2)로부터 상기 저장된 에너지를 감소시키는 상기 2 차 권선(W₂)을 포함하는 전류 경로에 제2스위칭 전류(i₄)를 발생시키는 제2스위칭 수단(D3)과; 입력 공급 전압(V_UR)의 소스(100)와; 상기 입력 공급 전압(V_UR)에 결합되고 상기 발진기 출력 신호(V₅)에 응답하여, 상기 발진기 출력 신호(V₅)의 타이밍 변조에 따라 스위칭 동작에 의해 상기 입력 공급 전압(V_UR)으로부터 출력 공급 전압(B⁺)을 발생시키는 수단(Q1) 및; 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 응답하고 상기 변압기(T2)의 2 차 권선(W₂)에 결합되어 상기 2 차 권선(W₂)의 상기 전류 경로에 결합되는 2 개의 단자간에 상기 저장된 에너지의 감소율을 변화시키는 제어 전압(V₄)을 발생시켜, 상기 출력 공급 전압(B⁺)을 조절하는 방식으로 상기 발진기(110) 출력 신호(V₅)를 변조시키는 수단(Q4, Q5)를 포함하는데, 상기 변압기(T2) 및 제1스위칭 수단(Q2)이 상기 저장된 에너지의 감소에 따라 변조되는 출력 신호(V₅)를 발생하는 블로킹 발진기(110)를 형성하는 재생 포지티브 피이드백 신호 경로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 제어 전압 발생 수단(Q4, Q5)은 상기 출력 공급 전압(B⁺)이 발생되는 단자(99)와 상기 2 차 권선(W₂)간에 DC 결합 신호 경로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 발진기(110) 출력 신호(V₅)는 전기적 쇼크 위험에 대해 상기 입력 공급 전압(V_UR)으로부터 전기적으로 비절연되며, 상기 변압기(T2)는 전기적 쇼크 위험에 대해 상기 발진기(110) 출력 신호(V₅)와 상기 입력 공급 전압(V_UR)으로부터 상기 제어 전압(V₄)을 전기적으로 절연시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 변압기(T2)의 3 차 권선(W₃)이 상기 제1스위칭 수단(Q2)의 제어 단자(베이스)에 결합되어 상기 재생 포지티브 피이드백 신호 경로를 형성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제22항에 있어서, 상기 발진기 출력 신호(V₅)는 상기 3 차 권선(W₃)에 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 제어 전압(V₄) 발생 수단은 상기 출력 공급 전압(B⁺)의 변화가 상기 제어 전압(V₄)에 비례하여 더 큰 변화를 발생하도록, 상기 출력 공급 전압(B⁺)을 조절하는데 필요한 상기 발진기(110) 출력 신호(V₅)의 듀티 싸이클을 표시하는 값을 가진 상기 캐패시터(C4)에 상기 제어 전압(V₄)을 발생시키기 위해 상기 2 개의 단자간에 결합된 캐패시터를 포함하며, 상기 제2스위칭 수단(D3)이 상기 캐패시터(C4)를 상기 2 차 권선(W₂)에 결합시키는 상기 제2스위칭 전류(i₄)에 응답하여 상기 주어진 주기의 상기 플라이백 간격동안 상기 캐패시터(C4)의 제어 전압(V₄)을 상기 2 차 권선(W₂)에 인가하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제24항에 있어서, 상기 캐패시터(C4)는, 상기 주어진 주기의 상기 플라이백 간격동안 주어진 방향으로, 상기 2 차 권선(W₂)에 발생되는 상기 제2스위칭 전류(i₄)에 의하여 충전되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 제어 전압 발생 수단(Q4, Q5)은 소프트 스타트 동작 및 과전압 보호중 적어도 한가지를 상기 전원 장치에 제공하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 상기 제어 전압 발생 수단이 캐패시터(C4)를 포함하며, 상기 제2스위칭 수단(D3)은 상기 제2스위칭 수단(D3)이 상기 제어 전압(V₄)을 상기 2 차 권선(W₂)에 인가하도록 상기 캐패시터(C4)에 흐르고 상기 캐패시터(C4)에 상기 제어 전압(V₄)을 발생시키는 정류된 전류를 발생시키기 위해 상기 2 차 권선(W₂)에 결합되고 상기 2 차 권선(W₂)의 상기 제2스위칭 전류(i₄)를 정류하기 위해 상기 캐패시터(C4)에 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제27항에 있어서, 상기 제어 전압 발생 수단은 상기 캐패시터(C4)에 결합된 주 전류 전도 전극(콜렉터)과, 상기 출력 공급 전압(B⁺)의 희망값과 실제값간의 차이에 비례하는 트랜지스터(Q3)에 주 전류 전도 전극 전류를 발생시키기 위해 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 결합되는 제어 전극(베이스)을 구비한 트랜지스터(Q3)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제28항에 있어서, 상기 트랜지스터(Q3)는 과전류 조건이 발생할시에 상기 발진기(110)의 발진을 억제하는 스위치로서 작용하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제19항에 있어서, 예비 모드의 동작동안 청취가능한 범위 이상으로 발진기의 발진 주파수를 증가시키기 위해 상기 발진기(110)에 결합된 수단(D1, D2, C2, C3)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제어가능한 듀티 싸이클을 가진 제1제어 신호를 발생하는 수단과; 입력 공급 전압의 소스에 의해 작동되고 상기 제1제어 신호에 응답하여, 상기 입력 공급 전압으로부터 상기 제1제어 신호의 듀티 싸이클에 따라 조절되는 출력 전압을 발생시키는 수단과; 1 차 및 2 차 권선을 구비한 변압기를 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 1 차 권선(W₁)에 결합되고 상기 2 차 권선(W₂)을 작동하기 위해 상기 1 차 권선(W₁)에 의해 스위칭 전류(i₂)를 발생시키기 위해 주어진 주파수로 스위칭하는 제1스위칭 수단(Q2)과; 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 응답하여 출력 공급 전압(B⁺)의 진폭의 변화가 상기 제1제어 전압(V₄)에 비례하여 더 큰 변화를 발생하도록, 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 따라 변화하는 제1제어 전압(V₄)을 발생하는 수단(Q3, Q4) 및; 상기 제1제어 전압(V₄)을 상기 2 차 권선(W₂)에 결합시키는 주어진 주기의 플라이백 부분동안 상기 2 차 권선(W₂)에 흐르는 스위칭 전류(i₄)에 응답하여 상기 제1제어 신호(V₅)의 듀티 싸이클이 상기 제1제어 전압(V₄)에 따라 변하게 상기 2 차 권선(W₂)에 제2제어 전압을 발생시키는 제2스위칭 수단(D3)을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제31항에 있어서, 상기 제2스위칭 수단(D3)이 정류기를 포함하고, 상기 1 차 권선(W₁)의 상기 스위칭 전류(i₂)가 제1극성에 있을시에, 상기 스위칭 전류(i₂)가 정류기(D3)에 상기 정류기(D3)를 전도되게 하기 위해 포워드 방향으로 흐르는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제32항에 있어서, 상기 제1제어 전압(V₄) 발생 수단(Q3, Q4)은 부하 전류에 응답하여 과-전류 보호를 제공하는 방식으로 상기 제어 전압(V₄)을 변화시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

제31항에 있어서, 상기 변압기(T2)가 블로킹 발진기(110)의 재생 피이드백 경로에 포함되고 상기 발진기(100)의 출력 신호(V₅)의 듀티 싸이클이 상기 출력 공급 전압(B⁺)에 따라 변하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.

1 차 및 2 차 권선을 구비한 변압기와; 스위칭 싸이클의 제1간격동안 상기 변압기에 에너지를 저장하기 위해 상기 1 차 권선에 결합된 제1스위칭 수단을 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 2 차 권선(W₂)에 결합되고 상기 스위칭 싸이클의 플라이백 간격동안 상기 변압기(T2)로부터 상기 저장된 에너지를 감소시키기 위해 플라이백 변환기 모드에서 동작하는 제2스위칭 수단(D3)과; 상기 변압기(T2)에 결합되고 상기 저장된 에너지의 감소에 응답하여 상기 제1스위칭 수단(Q2)의 듀티 싸이클을 제어하는 제어 수단(W₃)과; 입력 전압(V_UR)의 소스(100)와; 상기 제1스위칭 수단(Q2)의 주기적인 스위칭에 응답하여 상기 입력 전압(V_UR)으로부터 출력 전압(B⁺)을 발생시키는 수단(Q1) 및; 상기 출력 전압(B⁺)에 응답하여 상기 저장된 에너지의 감소율을 변화시키기 위해 상기 플라이백 간격동안 상기 변압기(T2)에 인가되는 제어 전압을 발생시켜 상기 출력 전압(B⁺)을 조절하는 방식으로 상기 듀티 싸이클을 변화시키는 네거티브 피이드백 회로(Q3, Q4)를 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.