DE4007213A1

DE4007213A1 - Synchronisierter schalt-stromversorgungsteil

Info

Publication number: DE4007213A1
Application number: DE4007213A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Michele Leonardi
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-07
Publication date: 1990-09-13
Also published as: US4937728A; FR2647607A1; KR0163766B1; KR900015425A; US4937727A; FR2647607B1; KR0163762B1; KR900015459A; KR900015542A; IN174872B; KR0147285B1; US4941078A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf geschaltete Stromversorgungs teile.

Manche Fernsehempfänger haben Eingangssignalanschlüsse zur Zuführung beispielsweise externer Videoeingangssignale wie R-, G- und B-Farbvideoeingangssignale, die gegenüber einem gemeinsamen Masseleiter des Empfängers abgeleitet werden. Solche Eingangssignalanschlüsse und der Empfängermasseleiter können an entsprechende Signalanschlüsse und Masseleiter externer Geräte wie beispielsweise eines Videorecorders oder Teletext-Decoders angeschlossen werden.

Zur Vereinfachung der Signalkopplung zwischen den externen Geräten und dem Fernsehempfänger werden die Masseleiter des Empfängers und der externen Geräte zusammengeschaltet, so daß sie alle auf dem gleichen Potential liegen. Die Signal leitungen jedes externen Gerätes werden an die entsprechen den Eingangssignalanschlüsse des Empfängers gekoppelt. Bei einer solchen Anordnung kann man die Masseleitung jedes Ge rätes, etwa des Fernsehempfängers, potentialfrei oder lei tungsmäßig isoliert gegenüber der entsprechenden Netz wechselstromquelle, welche das Gerät versorgt, halten. Macht man den Masseleiterpotential frei, dann erhält ein Benutzer, der einen auf dem Potential der Masseleitung liegenden An schluß berührt, keinen elektrischen Schlag.

Ein potentialfreier Masseleiter ist von den Potentialen der Anschlüsse der den Fernseher mit Strom versorgenden Netz wechselspannungsleitung üblicherweise durch einen Transfor mator isoliert. Der potentialfreie oder isolierte Masse leiter wird manchmal als "kalter" Masseleiter bezeichnet.

Bei einem typischen Schaltnetzteil eines Fernsehempfängers liegt die Netzwechselspannung direkt ohne Zwischenschaltung eines Transformators an einem Brückengleichrichter. Es ent steht eine ungeregelte Gleichspannung als Eingangsversor gungsspannung, die beipielsweise auf einen Masseleiter be zogen ist, der als "heiße" Masse bezeichnet wird, weil er leitend mit der Netzwechselspannungsquelle gekoppelt ist. Ein Impulsbreitenmodulator steuert das Tastverhältnis eines Zer hacker-Transistorschalters, über welchen die ungeregelte Ver sorgungsspannung an die Primärwicklung eines isolierenden Rücklauftransformators gelegt wird. An der Sekundärwicklung des Transformators entsteht eine Rücklaufspannung mit einer durch den Modulator bestimmten Frequenz, und diese Spannung wird zu einer Ausgangsgleichspannung gleichgerichtet, wie etwa eine B⁺-Spannung, die eine Horizontalablenkschaltung des Fernsehempfängers versorgt. Die Primärwicklung des Rücklauf transformators ist beispielsweise leitend mit dem heißen Masseleiter verbunden, seine Sekundärwicklung und die B⁺- Spannung können von dem heißen Masseleiter durch eine von dem Transformator gebildete Heiß/Kalt-Barriere leitend isoliert sein.

Bei einigen bekannten Schaltungen wird die Spannung B + durch Abfühlen einer Spannung überwacht, die durch transformatori sche Wirkung an einer separaten Wicklung des Rücklauftrans formators entsteht. Leider folgt diese abgefühlte Spannung Variationen der Spannung B + nicht mit genügender Genauigkeit. Um eine bessere Regelung der Spannung B + zu erreichen, kann es erwünscht sein, die Spannung B + unmittelbar an einem An schluß, an dem sie entsteht, abzufühlen.

Bei einer Schalt-Stromversorgungsschaltung, nachfolgend auch Schaltnetzteil genannt, gemäß der Erfindung wird eine Aus gangs-Versorgungsspannung in Übereinstimmung mit einem Steuer signal, welches ein steuerbares Tastverhältnis hat, erzeugt.

Es wird eine Steuerspannung mit einem Pegel erzeugt, der ein Maß für den Wert des Tastverhältnisses des Steuersignals ist, welches für die Regelung der Ausgangs-Versorgungsspannung be nötigt wird. Eine proportionale Änderung der Ausgangs-Versor gungsspannung kann eine proportional größere Änderung der Steuerspannung bewirken.

Sowohl die Steuerspannung als auch die Ausgangs-Versorgungs spannung sind beispielsweise auf den kalten Masseleiter be zogen. Die das Tastverhältnis angebende Steuerspannung wird über einen Schalter an eine Wicklung eines Trenntransforma tors gelegt und über diesen an eine Schaltung gekoppelt, wel che die Steuerspannung zur Veränderung des Tastverhältnisses des Steuersignals erzeugt. Der Transformator isoliert die Steuerspannung und die Ausgangs-Versorgungsspannung von der das Steuersignal erzeugenden Schaltung, die auf den heißen Masseleiter bezogen ist.

Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist der Transformator in einem Sperrschwinger enthalten und bildet auch einen Mit kopplungszweig im Oszillator. Änderungen der Steuerspannung bewirken entsprechende Änderungen des Tastverhältnisses des Oszillator-Steuersignals. Das Oszillator-Ausgangssignal ent steht an einer zweiten Wicklung des Transformators. Es ist auf den heißen Masseleiter bezogen und hinsichtlich elektri scher Schläge durch den Transformator des Sperrschwingers von der Ausgangs-Versorgungsspannung isoliert. Das Oszillator- Ausgangssignal ist ein impulsbreitenmoduliertes Signal und wird einem Zerhacker-Transistorschalter zugeführt, um die Impulsbreitenmodulation des Tastverhältnisses des Zerhacker- Transistorschalters zu bewirken. Dieser Schalter dient der Erzeugung einer geregelten Ausgangs-Versorgungsspannung.

Ein Schaltnetzteil gemäß der Erfindung enthält einen Trans formator mit einer ersten und einer zweiten Wicklung. An die erste Wicklung ist ein erster Schalter zur Erzeugung eines ersten Stromes in der ersten Wicklung angeschlossen, so daß die zweite Wicklung erregt wird. Ein zweiter Schalter ist mit der zweiten Wicklung und einem Kondensator zur Erzeugung eines gleichgerichteten Stromes aus der zweiten Wicklung ge koppelt, welcher eine erste Steuerspannung in dem Kondensator erzeugt. Diese wird dem Transformator zur Erzeugung einer zweiten Steuerspannung zugeführt, die sich entsprechend der ersten Steuerspannung verändert. Die erste Steuerspannung wird derart bestimmt, daß eine Änderung der Größe der Aus gangs-Versorgungsspannung von einem Nominalwert eine ver stärkte Änderung der Größe der zweiten Steuerspannung zur Folge hat. Eine Ausgangs-Versorgungsspannung wird von einer Anordnung erzeugt, die einen Schalter enthält, welcher zu Zeitpunkten geschaltet wird, die wiederum in Übereinstimmung mit der verstärkten Änderung der zweiten Steuerspannung zur Regelung der Ausgangs-Versorgungsspannung bestimmt wird.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Stromversorgungsteil gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung;

Fig. 2a bis 2d Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 1 bei sich verändernder Last;

Fig. 3a bis 3g zusätzliche Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung bei konstanter Last;

Fig. 4 den Aufbau des in der Schaltung nach Fig. 1 verwende ten Trenntransformators;

Fig. 5a bis 5d Signalformen zur Erläuterung eines Bereit schaftsbetriebes (standby) des Stromversorgungsteils nach Fig. 1;

Fig. 6a bis 6d Einschwingsignalformen zur Erläuterung des Anlaufverhaltens der Schaltung nach Fig. 1;

Fig. 7 eine gegenüber der Schaltung nach Fig. 1 abgewandelte Schaltung zur Erhöhung der Ausgangsleistung;

Fig. 8 eine Tabelle von Kenndaten der Schaltung nach Fig. 1 im Vergleich zu einer üblichen Stromversorgungs schaltung und

Fig. 9 eine Tabelle zusätzlicher Kenndaten der Schaltung nach Fig. 1 und ebenfalls zum Vergleich eines übli chen Stromversorgungsteils.

Fig. 1 zeigt ein Schaltnetzteil 200 gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung. Es erzeugt eine Ausgangs-Versorgungsspannung B + von +145 Volt am Anschluß 99, welche beispielsweise zur Speisung einer Ablenkschaltung 222 eines nicht dargestellten Fernsehers benutzt wird, sowie eine Ausgangs-Versorgungsspan nung V + von +18 Volt; beide Spannungen sind geregelt. Ein Brückengleichrichter 100 richtet die Netzspannung V _AC zu einer ungeregelten Spannung V _UR am Anschluß 100 a gleich. Zwi schen dem Anschluß 100 a und der Drainelektrode eines Leistungs- Zerhacker-MOS-Feldeffekttransistors Q 1 liegt eine Primärwick lung W _p des Rücklauf-Trenntransformators.

Die Sourceelektrode des MOS-Transistors Q 1 ist mit einem Masseleiter gekoppelt, der hier als "heiße" Masse bezeichnet wird. Die Gateelektrode des FET Q 1 liegt über einen Koppel widerstand 102 an einem Anschluß 104, an dem ein impulsbrei tenmoduliertes Signal V ₅ entsteht. Dieses sorgt für einen Schaltbetrieb des FET Q 1. Eine zweite Wicklung W ₃ eines Trenn- Transformators T 2, an welcher das Signal V ₅ entsteht, liegt zwischen dem Anschluß 104 und dem heißen Masseleiter. Ein paar antiseriell geschaltete Zenerdioden Z 18 A und Z 18 B sorgen für einen Gateschutz des FET Q 1. Die Wicklungen W ₃ und W _p, der FET Q 1 und das Signal V ₅ befinden sich auf Potentialen, die auf den heißen Masseleiter bezogen sind.

Die Tansformatoren T 1 und T 2 sind in der in Fig. 4 gezeigten Weise aufgebaut. Gleiche Symbole und Nummern in den Fig. 1 und 4 bezeichnen gleiche Gegenstände oder Funktionen.

Die Fig. 3a bis 3g veranschaulichen Signalformen zur Er läuterung des normalen eingeschwungenen Betriebes des Schalt netzteils nach Fig. 1 bei konstanter Belastung. Auch hier be zeichnen gleiche Symbole und Nummern in den Fig. 1 und 3a bis 3g gleiche Teile oder Funktionen.

Während beispielsweise des Intervalls t ₀ bis t ₁ in Fig. 3b eines entsprechenden gegebenen Zyklus oder einer entsprechen den Periode ist die Spannung des Impulssignals V ₅ positiv gegenüber dem heißen Masseleiter, so daß der FET Q 1 (Fig. 1) im Intervall t ₀ bis t ₁ leitend gehalten wird. Demzufolge wächst ein Strom i ₁ in der Wicklung W _p während des Intervalls t ₀ bis t ₁ rampenförmig an, wie Fig. 3d zeigt. Daher wird im Transformator T 1 induktive Energie gespeichert. Zum Zeitpunkt t ₁ (Fig. 3d) wird der FET Q 1 gesperrt.

Nachdem der FET Q 1 gesperrt ist, wird die in der Wicklung W _p gespeicherte induktive Energie durch die Rücklauftransforma torwirkung in die Sekundärwicklung W _S des Transformators T 1 übertragen. Die an entsprechenden Anschlüssen 108 und 109 der Wicklung W _S entstehenden Rücklaufimpulse werden von Dioden 106 bzw. 107 gleichgerichtet und von Kondensatoren 121 bzw. 122 gesiebt zu Gleichspannungen B + bzw. V +, die alle auf den zweiten Masseleiter bezogen sind, der hier als "kalter" Masseleiter bezeichnet wird. Er ist von dem heißen Masseleiter gegen elektrische Schläge durch die Transformatoren T 1 und T 2 leitungsmäßig isoliert. Der FET Q 1, der Transformator T 1 und die Dioden 106 und 107 bilden eine Ausgangsstufe des Schalt netzteils.

Ein Impulsbreitenmodulator des Schaltnetzteils 200 enthält einen Sperrschwinger 110, der einen Gesichtspunkt der Erfin dung darstellt und ein Schaltsignal V ₅ zur Steuerung des Schaltbetriebes des FET Q 1 liefert. Der Sperrschwinger 110 enthält einen Schalttransistor Q 1, dessen Basis ebenfalls durch das Signal V ₅ gesteuert, also geschaltet wird. Die Wicklung W ₃ des Transformators T 2 sorgt für eine positive Rückkopplung im Sperrschwinger 110, indem sie das Signal V ₅ liefert. Der Transformator T 2 hat eine Primärwicklung W ₁, die zwischen der Spannung V _UR und dem Kollektor des Transistors Q 2 liegt und damit auf den heißen Masseleiter bezogen ist. Eine zweite Wicklung W ₂ des Transformators T 2 ist auf den kalten Masseleiter bezogen und leitend mit einer Diode D 3 einer Steuerschaltung 120 gekoppelt, die ebenfalls einen Gesichtspunkt der Erfindung bildet und auch auf den kalten Masseleiter bezogen ist.

Die Kathode der Diode D 3 ist über einen Kondensator C 4 mit dem kalten Masseleiter gekoppelt. Wie noch erläutert wird, verändert die am Kondensator C 4 entstehende Steuergleichspan nung V ₄ die Sperrzeit und damit das Tastverhältnis des Tran sistors Q 2 während jeder Periode.

Zwischen der Basis des Transistors Q 2 und einem Anschluß 104 a liegt ein Kondensator C 2. Ein Widerstand R 2 liegt zwischen dem Anschluß 104 a und dem Anschluß 104, an dem das Signal V ₅ entsteht. Während des Intervalls t ₀ bis t ₁ (Fig. 3b) entsteht ein Strom i ₅ (Fig. 3c) in einem Widerstand R 2, der zwischen den Anschlüssen 104 und 104 a liegt. Der durch das Signal V ₅ hervorgerufene Strom i ₅ lädt den Kondensator C 2 im Intervall t ₀ bis t ₁ auf, so daß der Transistor Q 2 eingeschaltet wird.

Während des normalen Betriebes, wenn der Transistor Q 2 lei tet, wächst ein Strom i ₂ (Fig. 3d) in der Wicklung W ₁ linear an, bis die am Emitterwiderstand R 4 entstehende Emitterspan nung des Transistors Q 2 genügend groß ist, um den Transistor Q 2 schnell abzuschalten. Der Rückkopplungswiderstand R 4 liegt zwischen dem Emitter des Transistors Q 2 und dem heißen Masse leiter; er bewirkt ein graduelles Abnehmen des Stromes i ₅ (Fig. 3c), wenn der Transistor Q 2 leitet, bis er zum Zeit punkt t ₁ (Fig. 3c) sperrt. Der Widerstand R 4 dient auch der Optimierung des Schaltzustandes und als Stromschutz für den Transistor Q 2. Als Folge kehrt die Spannung über der Wicklung W ₁ ihre Polarität um. Das Sperren erfolgt schnell wegen der positiven Rückkopplung infolge der Wicklung W ₃ beim Entstehen des Signals V ₅.

Wie bereits gesagt wurde, erzeugt die Wicklung W ₃ ein Impuls treibersignal V ₅, welches auch den FET Q 1 steuert. Das Lei tungsintervall in jedem Zyklus des FET Q 1 und des Transistors Q 2 bleibt im wesentlichen konstant und unbeeinflußt von der Belastung. Daher ist für einen bestimmten Wert der Spannung V _UR vorteilhafterweise die im Transformator T 1 gespeicherte Energie beim Sperren des Transistors Q 1 praktisch konstant. Jedoch kann sich das Leitungsintervall ändern, wenn Änderun gen in der Spannung V _UR auftreten.

Wenn der Transistor Q 1 aufhört zu leiten, entsteht ein rampen förmig abnehmender Strom i ₄ (Fig. 3e) in der Wicklung W ₂ des Transformators T 2. Der Strom i ₄ läßt die Diode D 3 leitend werden und lädt den Kondensator C 4 während des Intervalls t ₁ bis t ₄ (Fig. 3e). Für einen gegebenen Wert der Spannung V _UR und für ein gegebenes Tastverhältnis des Transistors Q 2 ist die dem Kondensator C 4 zugeführte Ladung in jedem Zyklus gleich. Während des Intervalls t ₁ bis t ₄ entsteht die Steuer spannung V ₄ abgesehen von dem Durchlaßspannungsabfall in der Diode D 3 im wesentlichen über der Wicklung W ₂.

Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung bestimmt die Span nung V ₄ die Länge des Intervalls t ₁ bis t ₄ (Fig. 3e), die nötig ist, um die im Transformator T 2 gespeicherte magneti sche Energie abzuführen. Wenn zum Zeitpunkt t ₄ der Strom i ₄ Null wird, ändert sich die Polarität des Signals V ₄ (Fig. 3b) als Folge von Resonanzschwingungen in den Wicklungen des Transformators T 2. Daher wird der positive Strom i ₅ (Fig. 3c) erzeugt. Wenn der Strom i ₅ positiv ist, läßt er die Transi storen Q 1 und Q 2 leitend werden, wie bereits gesagt wurde.

Während des erwähnten Sperrintervalls t ₁ bis t ₄ (Fig. 3b) der Transistoren Q 1 und Q 2 ist das Signal V ₅ negativ, wie während des Intervalls t ₁ bis t ₄ in Fig. 3b gezeigt ist. Da her fließt ein Strom der entgegengesetzten Polarität während des Intervalls t ₁ bis t ₂ durch den Kondensator C 2 und während des Intervalls t ₂ bis t ₄ durch die Diode D 1, wie Fig. 3c zeigt. Die resultierende Ladung im Kondensator C 2 erzeugt an diesem eine Spannung solcher Polarität, daß sie den Transi stor Q 2 schnell einzuschalten sucht, wenn sich zum Zeitpunkt t ₄ (Fig. 3b) das Signal V ₅ in seiner Polarität umkehrt.

Die auf den kalten Masseleiter bezogene Steuerschaltung 120 steuert das Tastverhältnis des Sperrschwingers 110 durch Ver änderung der Steuerspannung V ₄ über den Kondensator C 4. Ein Kondensator Q 4 der Schaltung 120 arbeitet in Basis-Grund schaltung; seine Basisspannung wird über eine im Durchlaß betriebene Temperaturkompensationsdiode D 5 aus einer Span nung +12 V eines Spannungsreglers VR 1 abgeleitet. Der Regler VR 1 wird von der Spannung V + versorgt.

Zwischen dem Emitter des Transistors Q 4 und einem Anschluß 99 liegt ein Widerstand R 51, in welchem ein Strom i ₈ fließt, der wegen der Basis-Grundschaltung proportional der Spannung B+ ist. Ein einstellbarer Widerstand R 5, mit Hilfe dessen sich der Wert der Spannung B + einstellen läßt, liegt zwischen dem kalten Masseleiter und einem Verbindungspunkt des Emitters des Transistors Q 4 mit dem Widerstand R 51, welcher den Strom im Transistor Q 4 bestimmt. Daher fließt ein einstellbarer Teil des Stromes i ₈ durch den Widerstand R 5 zum kalten Masse leiter, und eine Fehlerkomponente des Stromes i ₈ fließt durch den Emitter des Transistors Q 4.

Der Kollektorstrom des Transistors Q 4 wird der Basis eines Transistors Q 3 zur Steuerung von dessen Kollektorstrom zuge führt. Der Kollektor des Transistors Q 3 stellt eine hohe Ausgangsimpedanz dar und ist mit dem Verbindungspunkt des Kondensators C 4 mit der Diode D 3 gekoppelt. Wenn der Transi stor Q 2 sperrt, dann läßt die im Transformator T 2 gespeicher te Energie den Strom i ₄ durch die Diode D 3 in den Kondensator C 4 fließen, wie bereits gesagt wurde. Die Regelung der Strom versorgung erfolgt durch Veränderung der Steuerspannung V _4, die durch die Belastung über die Wicklung W ₂ des Transforma tors T 2 mit Hilfe des Transistors Q 3 bestimmt wird.

Der Kollektorstrom des Transistors Q 3, welcher eine Strom quelle mit hoher Ausgangsimpedanz darstellt, wird dem Kon densator C 4 zugeführt, der wie ein Schwungrad wirkt. Im eingeschwungenen Zustand ist die dem Kondensator C 4 während des Intervalls t ₁ bis t ₄ (Fig. 3e) zugeführte Ladungsgröße gleich der Ladungsgröße, die durch den Transistor Q 3 vom Kondensator C 4 in einer gegebenen Periode t ₀ bis t ₄ abgeführt wird.

Die Fig. 2a bis 2d zeigen Signalformen zur Erläuterung der Regelwirkung des Schaltnetzteils nach Fig. 1 bei unterschied lichen Lastbedingungen. Gleiche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 1, 2a bis 2d und 3a bis 3g bedeuten gleiche Teile oder Funktionen.

Nach beispielsweise dem Zeitpunkt t _A in den Fig. 2a bis 2d nimmt die Strombelastung des Netzteils über dem Kondensator 121 ab, und die Spannung B + wächst. Als Folge des Spannungs anstieges von B + leitet der Transistor Q 3 einen stärkeren Kollektorstrom. Daher wird die Spannung V ₄ (Fig. 2c) über dem Kondensator C 4 kleiner. Es wird deshalb ein längerer Zeit raum in jeder Periode benötigt, um die im Transformator T 2 des Sperrschwingers 110 gespeicherte induktive Energie ab zuführen, nachdem der Transistor Q 2 gesperrt hat. Daraus er gibt sich daß die Länge des Intervalls t _A bis t _B (Fig. 2a) in einem gegebenen Zyklus, wenn der Transistor Q 2 des Sperr schwingers 110 sperrt, bei verringerter Belastung zunimmt. Damit wird das Tastverhältnis, also das Verhältnis der Ein schalt- zur Ausschaltzeit des Transistors Q 1 abnehmen, wie dies für eine richtige Regelung notwendig ist.

In eingeschwungenen Zustand ist die Spannung V ₄ auf einen Wert stabilisiert, bei dem ein Gleichgewicht zwischen den Lade- und Entladeströmen des Kondensators C 4 herrscht. Das Anwachsen der Spannung B + kann vorteilhafterweise eine pro portional größere Änderung der Spannung V ₄ bewirken wegen der Verstärkung und Stromintegration des Kollektorstroms des Transistors Q 3 im Kondensator C 4. In einem Übergangszustand, solange die Spannung B + beispielsweise größer ist als +145 V, nimmt die Spannung V ₄ ab.

Im Ergebnis neigt die Spannung V ₄ zu solchen Änderungen, daß die oben erwähnte Tendenz der Spannung B +, bei geringerer Be lastung anzusteigen, kompensiert wird. Man erhält somit eine gegenkoppelnde Regelung. Im Extremfall könnte ein Kurzschluß über der Wicklung W ₂ die Schwingungen im Sperrschwinger 110 unterdrücken, so daß man vorteilhafterweise eine eigensichere Schaltung hat, wie noch erläutert wird.

Umgekehrt führt eine Abnahme der Spannung B + zu einem Wachsen des Tastverhältnisses der Transistoren Q 1 und Q 2 im Sinne einer Regelung. Dabei ändert sich das Sperrintervall des Transistors Q 1 mit der Strombelastung am Anschluß 99, wo die Spannung B + entsteht.

Die Verarbeitung der Spannung B + zur Erzeugung der Steuer spannung V ₄ erfolgt vorteilhafterweise in einem galvanisch gekoppelten Signalweg zur Verbesserung der Fehlerabfühlung.

Eine Änderung der Spannung B + kann auch eine proportional größere Änderung der Spannung V ₄ bewirken, um die Fehler empfindlichkeit zu verbessern. Erst nach Verstärkung des Fehlers der Spannung B + wird der in der galvanisch gekoppel ten Spannung V ₄ enthaltene verstärkte Fehler transformato risch oder wechselstrommäßig weitergekoppelt, um die Impuls breitenmodulation zu bewirken. Durch die Kombination dieser Merkmale wird die Regelung der Spannung B + verbessert.

Eine andere Möglichkeit, bei welcher eine der Steuerschaltung 120 ähnliche Anordnung für Regelzwecke benutzt wird, ist in der gleichlaufenden US-Patentanmeldung Ser. No. 4 24 353 vom 19. Oktober 1989 mit dem Titel A SYNCHRONIZED SWITCH-MODE POWER SUPPLY des Erfinders Leonardi beschrieben. Dort wird eine ähnlich wie die Spannung V ₄ erzeugte Spannung transfor matorisch auf einen Sägezahngenerator gekoppelt und verändert ein Sägezahnsignal, welches zur Impulsbreitenmodulation des Steuersignals benutzt wird.

Zwischen Basis und Kollektor des Transistors Q 3 ist in Reihe mit einem Widerstand R _{D 4} eine Zenerdiode D 4 geschaltet, die vorteilhafterweise die Spannung V ₄ auf etwa 39 Volt begrenzt.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung begrenzt die Zenerdiode D 4 die Frequenz des Sperrschwingers 110, oder die minimale Sperr zeit der Transistoren Q 2 und Q 1. Auf diese Weise wird vor teilhafterweise die maximal zur Last übertragene Leistung im Sinne eines Überstromschutzes begrenzt.

Für einen sicheren Betrieb kann es erwünscht sein, daß der Sekundärstrom i ₃ in der Wicklung W _S auf Null abfällt, ehe der Transistor Q 1 wieder eingeschaltet wird. Das bedeutet, daß die Abfallzeit des Stromes i ₃ vorzugsweise kürzer als die minimale Abfallzeit des Stroms i ₄ des Sperrschwingers 110 sein soll. Dies läßt sich erreichen durch geeignete Wahl der Primärinduktivität des Transformators T 2 und des Wertes der Zenerdiode D 4.

Der Bereitschaftszustand (standby) wird eingeleitet durch einen Betrieb des Schaltnetzteils 200 bei niedriger Leistung: Dieser Niedrigleistungsbetrieb tritt ein, wenn der Leistungs bedarf von dem Schaltnetzteil unter 20 bis 30 Watt fällt. Wenn beispielsweise ein nicht dargestellter Horizontaloszil lator, der durch ein Fernsteuergerät 33 gesteuert wird, auf hört zu arbeiten, dann hört auch die von der Spannung B + ge speiste Horizontalablenkschaltung 122 auf zu arbeiten. Da durch wird die Belastung am Anschluß 99, wo die Spannung B + entsteht, geringer. Aus diesem Grund suchen die Spannung B + und der Fehlerstrom im Transistor Q 4 anzusteigen. Daher ge rät der Transistor T 3 in die Sättigung und bewirkt nahezu einen Kurzschluß über der Wicklung W ₂ des Transformators T 2, der die Spannung V ₄ etwa Null werden läßt. Anders als im Dauerbetrieb kann demzufolge ein positiver Impuls des Signals V ₅ nicht durch Resonanzschwingungen im Transformator T 2 ent stehen, und daher kann die Mitkopplungsschleife kein Ein schalten des Transistors Q 2 einleiten. Es können also keine kontinuierlichen Schwingungen aufrechterhalten werden.

Jedoch wird der Transistor Q 2 periodisch in einem "Burst"- Betrieb durch einen rampenförmig ansteigenden Teil einer halbwellengleichgerichteten Spannung eines Signals V ₇ in den Schaltzustand getriggert. Das Signal V ₇ tritt mit der Netz frequenz, also 50 Hz auf und wird vom Brückengleichrichter 100 abgeleitet und der Basis des Transistors Q 2 über die Reihen schaltung eines Widerstandes R 1 mit einem Kondensator C 1 zu geführt. Die Reihenschaltung arbeitet als Differenzierglied, welches einen Strom i ₇ erzeugt.

Die Fig. 5a bis 5d zeigen Signalformen im Bereitschafts betrieb und lassen erkennen, daß der Burst-Schaltbetrieb des Sperrschwingers 110 im Intervall t ₁₀ bis t ₁₂ auftritt, dem ein Totzeitintervall t ₁₂ bis t ₁₃ folgt, wenn keine Trigger impulse des Signals V ₅ im Sperrschwinger auftreten. In den Fig. 1 und 5a bis 5d bedeuten gleiche Symbole und Ziffern gleiche Teile oder Funktionen.

In Reihe mit einer Diode D 2 liegt die Parallelschaltung eines Kondensators C 3 mit einem Widerstand R 3 zur Bildung einer Schaltung, die zwischen den heißen Masseleiter und den Verbindungspunkt 104 a zwischen Kondensator C 2 und Widerstand R 2 geschaltet ist. Parallel zum Kondensator C 2 liegt eine Diode D 1.

Im normalen Betrieb bleibt der Kondensator C 3 durch die posi tiven Spannungsimpulse des Signals V ₅, das jedesmal in der Wicklung W ₃ entsteht, wenn der Transistor Q 2 leitet, auf eine konstante Spannung V ₆ aufgeladen. Daher hat der Kondensator C 3 während des normalen Betriebes keine Auswirkung. Im Be reitschaftsbetrieb entlädt sich der Kondensator C 3 während der langen inaktiven Perioden oder Totzeiten, die in Fig. 5b zwischen den Zeitpunkten t ₁₂ und t ₁₃ gezeigt sind.

Unmittelbar nach dem Zeitpunkt t ₁₀ (Fig. 5a) eines gegebenen Intervalls t ₁₀ bis t ₁₃ steigt der Strom i ₇ (Fig. 1), der durch Spannungsdifferentiation im Kondensator C 1 auftritt, von 0 auf einen maximalen positiven Wert. Als Folge davon läßt ein im Transistor Q 2 auftretender Basisstrom diesen Transistor leitend werden. Wird der Transistor Q 2 leitend, dann entsteht in der Wicklung W ₃ ein positiver Impuls des Signals V ₅, welcher die Transistoren Q 1 und Q 2 in den Lei tungszustand schaltet.

Wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb bleibt der Transi stor Q 2 leitend, bis sein Basisstrom nicht mehr ausreicht, um ihn in der Sättigung zu halten, wenn der Kollektorstrom i ₂ rampenförmig ansteigt. Dann nimmt die Kollektorspannung V ₂ zu, und das Signal V ₅ nimmt ab. Als Folge davon wird der Transistor Q 2 gesperrt.

Die Spannung über dem Kondensator C 2 läßt einen negativen Strom i ₅ entstehen, welcher den Kondensator C 2 über einer Diode D 7 entlädt und den Transistor Q 2 gesperrt hält. Solange der negative Strom i ₅ größer als der positive Strom i ₇ ist, ist der Basisstrom des Transistors Q 2 Null, und dieser Tran sistor bleibt gesperrt. Wird der negative Strom i ₅ kleiner als der Strom i ₇, dann wird der Transistor Q 2 wieder einge schaltet, und es wird ein positiver Strom i ₅ erzeugt.

Während eines wesentlichen Teils eines gegebenen Leitungs intervalls des Transistors Q 2 fließt der Strom i ₅ zur Gänze über den Kondensator C 2 als Basisstrom des Transistors Q 2. Weil der Kollektorstrom i ₂ rampenförmig ansteigt, wächst die Emitterspannung des Transistors Q 2 rampenförmig an und läßt die Spannung an der Anode der Diode D 2 wachsen. Ist diese genügend positiv geworden, dann beginnt die Diode D 2 zu lei ten. Dadurch wird ein wesentlicher Teil des Stromes i ₅ durch den Kondensator C 3 von der Basis des Transistors Q 2 abgelei tet. Als Folge davon wird der Basisstrom zu klein, um den Kollektorstrom des Transistors Q 2 aufrechtzuerhalten. Daher bringt der positive Rückkopplungszweig den Transistor Q 2 zum Sperren. Somit wird die Spitzenamplitude des Stromes i ₂ durch den Wert der Spannung V ₆ am Kondensator C 3 bestimmt.

Während des Intervalls t ₁₀ bis t ₁₂ (Fig. 5a bis 5d) wird der Kondensator C 3 durch den positiven Strom i ₅ geladen. Dadurch wird die Spannung V ₆ zunehmend größer und läßt das Leitungs intervall während jedes Zyklus, der im Intervall t ₁₀ bis t ₁₂ auftritt, zunehmend länger werden.

Während eines entsprechenden Sperrabschnitts jedes Zyklus, der im Intervall t ₁₀ bis t ₁₂ auftritt, wird der Kondensator C 2 entladen. Die Länge des Sperrintervalls des Transistors Q 2 in jedem Zyklus wird bestimmt durch die Zeit, die zur Entladung des Kondensators C 2 auf einen Wert erforderlich ist, bei welchem die Größe des negativen Stroms i ₅ kleiner als der positive Strom i ₇ ist. Dieses Sperrintervall wird zunehmend länger, weil der Kondensator C 2 auf eine zunehmend höhere Spannung geladen wird und auch weil der Strom i ₇ zu nehmend kleiner wird. Daher beginnt ein positiver Basisstrom im Transistor Q 2 nach zunehmend längeren Sperrintervallen zu fließen.

Zum Zeitpunkt t ₁₂ (Fig. 5a) ist der Strom i ₇ Null. Daher kann der während des Intervalls t ₁₀ bis t ₁₂ auftretende Burst- Betrieb nicht andauern, und es tritt ein langes Totzeit intervall t ₁₂ bis t ₁₃ auf, in welchem kein Schaltvorgang auftritt. Zum Zeitpunkt t ₁₃ wird wieder ein positiver Strom i ₇ erzeugt, und in den Transistoren Q 1 und Q 2 tritt ein nach folgendes Burst-Betrieb-Schaltintervall auf.

Während dieses Intervalls t ₁₀ bis t ₁₂ (Fig. 5d) wächst die Länge des Leitungsintervalls in jedem Zyklus zunehmend, wie schon gesagt wurde. Eine solche Betriebsweise kann als weicher Start bezeichnet werden. Wegen dieses weichen Startes wird beispielsweise der Kondensator 121 des Schaltnetzteils 200 allmählich aufgeladen oder entladen. Da die Spannung V ₆ niedriger als im normalen Betrieb ist, wird die Schaltfre quenz der Transistoren Q 1 und Q 2 im Schaltnetzteil 200 wäh rend des Intervalls t ₁₀ bis t ₁₂ (Fig. 5a) oberhalb des Hör bereiches gehalten. Infolge des weichen Startes und der hohen Schaltfrequenz im Bereitschaftsbetrieb werden Geräusche infolge mechanischer Vibrationen in Spulen und Transformato ren des Schaltnetzteils vorteilhafterweise erheblich redu ziert.

Im Burst-Betrieb während des Intervalls t ₁₀ bis t ₁₂ (Fig. 5c) wird die Spannung V+ auf einem genügenden Wert gehalten, um einen Betrieb des Fernsteuergerätes 133 während des Bereit schaftsbetriebs zu ermöglichen. Wegen des Burst-Betriebs wird die im Schaltnetzteil 200 verbrauchte Energie erheblich nie driger, nämlich bei etwa 6 Watt, als im Normalbetrieb gehal ten.

Um die Spannung V+ mit dem für den Betrieb des Fernsteuer gerätes 333 erforderlichen Wert zu erzeugen, braucht man ein entsprechendes mittleres Tastverhältnis der Transistoren Q 1 und Q 2, welches wesentlich niedriger als im Normalbetrieb ist. Die Länge des Leitungsintervalls des Transistors Q 1 sollte beispielsweise größer sein als die Speicherzeit dieses Transistors. Demgemäß kann durch den Burst-Betrieb das Lei tungsintervall des Transistors Q 1 in jedem Zyklus länger ge halten werden, um das erforderliche niedrigere mittlere Tastverhältnis zu erhalten, als wenn im Bereitschaftsbetrieb ein kontinuierlicher Schaltbetrieb vorgelegen hätte. Ein solcher kontinuierlicher Schaltbetrieb der Transistoren Q 1 und Q 2 liegt im normalen Betrieb vor, wenn keine Totzeit intervalle wie das Intervall t ₁₂ bis t ₁₃ (Fig. 5d) auftreten.

Das Schaltnetzteil weist auch das Merkmal des weichen Startes auf, wie nun anhand der Fig. 6a bis 6d erläutert werden soll. Gleiche Symbole und Zahlen in den Fig. 1, 5a bis 5d und 6a bis 6d bedeuten gleiche Teile oder Funktionen. Der Anlauf betrieb ist ähnlich wie der Bereitschaftsbetrieb. Wenn die Stromzufuhr anfänglich eingeschaltet wird, sind die Konden satoren C 3 und C 4 entladen, und an der Basis des Transistors Q 2 liegt keine Durchlaßvorspannung. Schwingungen werden da durch eingeleitet, daß der Basis des Transistors Q 2 ein klei ner Teil des gleichgerichteten Netzwechselspannungssignals V ₇ zugeführt wird. Wie Fig. 6d zeigt, ist das Oszillator- Tastverhältnis anfänglich sehr kurz, oder das Intervall in jedem Zyklus, wo der Transistor Q 2 gesperrt ist, ist lang, weil die Wicklung W ₂ des Transformators T 2 durch den entlade nen Kondensator C 4 stark belastet ist. Die Ladung auf den Kondensatoren C 3 und C 4 und die Spannung B + bauen sich all mählich über eine Periode von etwa 15 msec auf, wie Fig. 6c zeigt. Diesem langsamen Aufbau folgt der Normalbetrieb.

Im Fall eines Kurzschlusses beispielsweise am Anschluß 99 geht der Schaltnetzteil 200 in ähnlicher Weise wie in den Bereitschaftsbetrieb in einen intermittierenden Betrieb über. Wenn beispielsweise der Kondensator C 121 kurzgeschlossen ist, dann läßt der anwachsende Strom i ₃ in der Wicklung W _S des Transformators T 1 am Emitterwiderstand R 6 des Transistors Q 3 eine höhere negative Vorspannung entstehen. Es fließt dann über eine Diode D 55 Basisstrom in den Transistor Q 3, so daß dieser gesättigt wird und seine Kollektorspannung V ₄ auf Mas se klemmt. Die fortdauernde Belastung des Transformators T 2 läßt den Schaltnetzteil 200 im intermittierenden Burst-Betrieb arbeiten, wie es für den Standby-Betrieb beschrieben wurde.

Der Niederspannungsteil des Schaltnetzteils 200, welcher die Spannung V+ erzeugt, kann beispielsweise im Fall eines hohen Tonleistungsbedarfs als Vorwärtskonverter arbeiten. Fig. 7 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 für diesen Vorwärtskonverterbetrieb. Ein Widerstand Rx und eine Diode Dy dienen als Überlastungsschutz, wie noch erläutert wird. Ähn liche Symbole und Bezugsziffern in den Fig. 1 und 7 bezeich nen gleiche Teile oder Funktionen. Sollte eine Überlastung auftreten, wenn die abgewandelte Schaltung nach Fig. 7 zur Stromversorgung einer Hochleistungs-Tonschaltung benutzt wird, dann fühlt der Widerstand Rx den übermäßigen Strom ab und erzeugt am Emitter des Transistors Q 3 eine negative Vorspan nung.

Fig. 8 zeigt in Tabellenform die Änderungen der Spannung B +, die hervorgerufen werden durch entsprechende Änderungen eines Strahlstromes, der in der Endanode eines nicht dargestellten Fernsehempfängers fließt. Die Spannung B + speist die nicht dargestellte Endstufe der Ablenkschaltung zur Lieferung der Anodenspannung und des Strahlstroms. Fig. 9 zeigt in Tabel lenform eine Änderung der Spannung B +, die durch eine Ände rung der Netzwechselspannung V _AC hervorgerufen wird.

Zu Vergleichszwecken gibt die Reihe Nr. 1 in jeder der beiden Tabellen der Fig. 8 und 9 Daten an, die man bei Verwendung eines üblichen bekannten Schaltnetzteils erhält, bei dem eine integrierte Steuerschaltung TDA4601 und ein Leistungstrans formator Orega Nr. V4937700 verwendet wird. Reihe Nr. 2 in den Tabellen enthält Daten, welche man mit dem unmodifizier ten Schaltnetzteil nach Fig. 1 erhält. Wie man sieht, ist das Verhalten des Schaltnetzteils 200 nach Fig. 1 erheblich bes ser.

Claims

1. Schaltnetzteil mit einem Transformator, der eine erste und eine zweite Wicklung aufweist, mit einem mit der ersten Wicklung gekoppelten ersten Schalter zur Erzeugung eines ersten Stromes in der ersten Wicklung zur Erregung der zwei ten Wicklung und mit einem Kondensator, gekennzeichnet durch
einen zweiten Schalter (D 3), der mit der zweiten Wicklung (W ₂) und dem Kondensator (C 4) gekoppelt ist zur Erzeugung eines gleichgerichteten Stromes (i ₄) aus der zweiten Wicklung (W ₂), der in dem Kondensator (C 4) eine erste Steuerspannung (V ₄) entstehen läßt, die den Transformator (T 2) zur Erzeugung einer zweiten Steuerspannung (V ₅) zugeführt wird, welche sich entsprechend der ersten Steuerspannung (V ₄) ändert,
eine Einrichtung (Q 3), die auf eine Ausgangs-Versorgungsspan nung (B +) anspricht und mit dem Kondensator (C 4) gekoppelt ist zur Bestimmung der ersten Steuerspannung (V ₄) derart, daß eine Änderung der Größe der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) von einem Nominalwert eine verstärkte Änderung der Größe der zweiten Steuerspannung (V ₅) zur Folge hat,
eine Quelle (100) einer Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR) und
eine Einrichtung (Q 1), die durch die Eingangs-Versorgungs spannung (V _UR) gespeist wird und auf die zweite Steuerspan nung (V ₅) reagiert, welche ihr über den Transformator (T 2) zur Erzeugung der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) aus der Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR) zugeführt wird, wobei die die Ausgangs-Versorgungsspannung erzeugende Einrichtung einen Schalter (Q 1) enthält, der zu Zeitpunkten geschaltet wird, welche in Übereinstimmung mit der verstärkten Änderung der zweiten Steuerspannung (V ₅) im Sinne der Regelung der Aus gangs-Versorgungsspannung (B +) bestimmt werden.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die erste Steuerspannung (V ₄) mit der zweiten Wick lung (W ₂) über den zweiten Schalter (D 3) gekoppelt ist, wel che die Gleichrichtung des in der zweiten Wicklung fließen den gleichgerichteten Stromes (i ₄) bewirkt.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) von einem Anschluß (99), an dem die Ausgangs-Versorgungsspannung entsteht, galvanisch zu der zweiten Wicklung (W ₂) gekoppelt wird.

4. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltstrom (i ₂) während eines ersten Teils einer gegebenen Periode induktive Energie in dem Transforma tor (T 2) speichert und daß die gespeicherte Energie aus dem Transformator durch den in der zweiten Wicklung (W ₂) fließen den gleichgerichteten Strom (i ₄) in einem Rücklaufbetrieb des Transformators während eines zweiten Teils der gegebenen Periode abgeführt wird.

5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die verstärkte Änderung der zweiten Steuerspannung (V ₅) eine entsprechende Änderung der Länge des zweiten Abschnittes der gegebenen Periode hervorruft, wie es erforderlich ist, um die gespeicherte Energie aus dem Transformator (T 2) abzu führen.

6. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schalter eine Diode (D 3) enthält, die durch den gleichgerichteten Strom (i ₄) während eines ersten Teils einer gegebenen Periode in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß in dieser der gleichgerichtete Strom (i ₄) fließt, und die während eines zweiten Abschnittes der gegebenen Periode in Sperrichtung vorgespannt wird.

7. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Ausgangs-Versorgungsspannung erzeugende Schaltung einen Sperrschwinger (110) zur Erzeugung eines impulsbreiten modulierten ersten Steuersignals (V ₂) enthält und daß der Transformator ein regeneratives Rückkopplungssignal in dem Sperrschwinger (110) liefert.

8. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die erste Steuerspannung (V ₄) steuernde Einrichtung (Q 3) einen zweiten Strom in dem Kondensator (C 4) erzeugt, derart, daß sowohl der gleichgerichtete Strom (i ₄) als auch der zweite Strom, welche dem Kondensator (C 4) zugeführt wer den, Gleichströme sind, die in entgegengesetzten Richtungen in dem Kondensator (C 4) fließen.

9. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die erste Steuerspannung (V ₄) steuernde Einrichtung (Q 3) einen Transistor (Q 3) aufweist zur Erzeugung eines sich entsprechend der Ausgangs-Versorgungsspannung ändernden zwei ten Stroms in einer Hauptstromleitungselektrode des Transi stors, und daß der zweite Strom in entgegengesetzter Richtung wie der gleichgerichtete Strom (i ₄) in dem Kondensator (C 4) fließt.

10. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die die erste Steuerspannung (V ₄) steuernde Einrich tung (Q 3) im Sinne eines Überstromschutzes auf einen Last strom (i ₈) reagiert.

11. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die die erste Steuerspannung (V ₄) steuernde Ein richtung (Q 3) auf ein Normal/Bereitschafts-Steuersignal (von 333) reagiert zur Einstellung der ersten Steuerspannung (V ₄) auf einen Wert, bei dem ein Schaltbetrieb der die Ausgangs- Versorgungsspannung erzeugenden Einrichtung (Q 1) während des Bereitschaftsbetriebs verhindert wird.

12. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der zweite Schalter eine Diode (D 3) aufweist und daß der gleichgerichtete Strom (i ₄) die Diode (D 3) während eines Rücklaufintervalls des ersten Stroms (i ₂) in Durchlaßrich tung vorspannt, um sie leitend zu machen.

13. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der gleichgerichtete Strom (i ₄) in der zweiten Wick lung (W ₂) rampenförmig mit einer Änderungsrate fließt, die sich entsprechend der ersten Steuerspannung (V ₄) ändert, der art, daß die in dem Transformator (T 2) vor einem Rücklauf abschnitt einer gegebenen Periode gespeicherte magnetische Energie während des Rücklaufabschnittes der gegebenen Periode entfernt wird, und daß die Länge des Rücklaufabschnittes durch die Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) bestimmt wird.

14. Schaltnetzteil nach Anspruch 13, dadurch gekenn zeichnet, daß die die Ausgangs-Versorgungsspannung erzeugende Einrichtung (Q 1) einen Zerhacker-Transistor (Q 1) aufweist, der auf ein erstes Steuersignal (i ₅) steuerbar ist, welches in einer Wicklung (W ₃) des Transformators (T 2) erzeugt wird, so daß ein Tastverhältnis des ersten Steuersignals (i ₅) in Übereinstimmung mit Änderungen der Änderungsrate des gleich gerichteten Stroms (i ₄) variiert.

15. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der erste Schalter (Q 2) einen Schalttransistor (Q 2) aufweist, der mit einer Hauptstromleitungselektrode (Kollek tor) an die erste Wicklung (W ₁) und mit einer Steuerelektrode (Basis) an eine dritte Wicklung (W ₃) des Transformators (T 2) angeschlossen ist und daß der Schalttransistor (Q 2) und der Transformator (T 2) einen Oszillator (110) bilden, derart, daß der Transformator (T 2) einen regenerativen positiven Rückkopplungssignalweg darstellt, welcher die Schwingungen des Oszillators aufrechterhält.

16. Schaltnetzteil nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch Schaltungsteile (D 1, D 2, C 2, C 3) zur Erhöhung der Schwingfre quenz des Oszillators (110) im Bereitschaftsbetrieb über den Tonfrequenzbereich.

17. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß die die erste Steuerspannung steuernde Einrichtung (Q 3) einen Transistor (Q 3) aufweist, der mit einer eine Strom quelle mit hoher Ausgangsimpedanz darstellenden Elektrode (Kollektor) an den Kondensator (C 4) zu dessen Entladung mit einer Änderungsrate gekoppelt ist, die entsprechend der Aus gangs-Versorgungsspannung (B +) bestimmt ist, um die erste Steuerspannung (V ₄) an dem Kondensator (C 4) auf einem Wert zu halten, der ein Maß für das erforderliche Tastverhältnis des Schaltbetriebs der die Ausgangs-Versorgungsspannung er zeugenden Einrichtung (Q 1) ist.

18. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich net, daß der Transformator (T 2) die Ausgangs-Versorgungsspan nung (B +) gegen elektrische Schläge von der Eingangs-Versor gungsspannung (V _UR) isoliert.

19. Schaltnetzteil mit einem Transformator, der eine erste und eine zweite Wicklung hat, und einem mit der ersten Wicklung gekoppelten ersten Schalter zur Erzeugung eines Schaltstroms in der Wicklung, welcher während eines ersten Intervalls einer gegebenen Periode magnetische Energie in dem Transformator speichert, gekennzeichnet durch
einen mit der zweiten Wicklung (W ₂) gekoppelten zweiten Schalter (D 3), der in einem die zweite Wicklung (W ₂) ent haltenden Stromweg einen zweiten Schaltstrom (i ₄) erzeugt, welcher die gespeicherte Energie während eines Rücklauf intervalls der gegebenen Periode von dem Transformator (T 2) abführt, wobei der Transformator (T 2) und der erste Schalter (Q 2) einen regenerativen Mitkopplungsweg zur Bildung eines Sperrschwingers (110) darstellen, der ein Ausgangssignal erzeugt, das entsprechend der Abführung der gespeicherten Energie moduliert ist,
eine Quelle (100) einer Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR),
eine mit der Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR) gekoppelte Einrichtung (Q 1), die unter Steuerung durch das Ausgangs signal (V ₅) des Sperrschwingers aus der Eingangs-Versorgungs spannung (V _UR) eine Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) durch Schalten entsprechend der Zeitmodulation des Sperrschwinger- Ausgangssignals (V ₅) erzeugt, und
durch eine durch die Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) steuerbare Einrichtung (Q 4, Q 5), die mit der zweiten Wicklung (W ₂) des Transformators (T 2) gekoppelt ist und eine Steuer spannung (V ₄) zwischen zwei Anschlüssen erzeugt, welche in den Stromweg der zweiten Wicklung (W ₂) geschaltet sind zur Veränderung der Rate der Abführung der gespeicherten Energie, wobei das Sperrschwinger-Ausgangssignal (V ₅) im Sinne einer Regelung der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) moduliert wird.

20. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeich net, daß die die Steuerspannung erzeugende Einrichtung (Q 4, Q 5) einen galvanisch gekoppelten Signalweg zwischen einem An schluß (99), an dem die Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) entsteht, und der zweiten Wicklung (W ₂) bildet.

21. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekenn zeichnet, daß das Ausgangssignal (V ₅) des Sperrschwingers (110) gegen elektrische Schläge nicht von der Eingangs- Versorgungsspannung (V _UR) isoliert ist und daß der Transfor mator (T 2) die Steuerspannung (V ₄) vom Ausgangssignal (V ₅) des Sperrschwingers (110) und von der Eingangs-Versorgungs spannung (V _UR) gegen elektrische Schläge elektrisch isoliert.

22. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeich net, daß eine dritte Wicklung (W ₃) des Transformators (T 2) mit einem Steueranschluß (Basis) des ersten Schalters (Q 2) zur Bildung des regenerativen Mitkopplungspfades angeschlos sen ist.

23. Schaltnetzteil nach Anspruch 22, dadurch gekennzeich net, daß das Sperrschwinger-Ausgangssignal (V ₅) in der drit ten Wicklung (W ₃) erzeugt wird.

24. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeich net, daß die die Steuerspannung (V ₄) erzeugende Einrichtung einen Kondensator (C 4) enthält, der zwischen zwei Anschlüs se geschaltet ist zur Erzeugung der Steuerspannung (V ₄) am Kondensator (C 4) mit einem Wert, der ein Maß für das Tast verhältnis des Sperrschwinger-Ausgangssignals (V ₅) ist, wie es für die Regelung der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) er forderlich ist, derart, daß eine Änderung in der Ausgangs- Versorgungsspannung (B +) eine proportional größere Änderung in der Steuerspannung (V ₄) hervorruft, und daß der zweite Schalter (D 3) unter Steuerung durch den zweiten Schaltstrom (i ₄) dem Kondensator (C 4) an die zweite Wicklung (W ₂) kop pelt zur Zuführung der Steuerspannung (V ₄) am Kondensator (C 4) zur zweiten Wicklung (W ₂) während des Rücklaufinter valls der gegebenen Periode.

25. Schaltnetzteil nach Anspruch 24, dadurch gekenn zeichnet, daß der Kondensator (C 4) während des Rücklauf intervalls der gegebenen Periode von dem in der zweiten Wicklung (W ₂) erzeugten zweiten Schaltstrom (i ₄) in einer gegebenen Richtung aufgeladen wird.

26. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekenn zeichnet, daß die die Steuerspannung erzeugende Einrichtung (Q 4, Q 5) den weichen Start und/oder einen Überspannungsschutz im Schaltnetzteil bewirkt.

27. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeich net, daß die die Steuerspannung erzeugende Einrichtung einen Kondensator (C 4) enthält und daß der zweite Schalter (D 3) mit der zweiten Wicklung (W ₂) und dem Kondensator (C 4) ge koppelt ist zur Gleichrichtung des zweiten Schaltstroms (i ₄) in der zweiten Wicklung (W ₂) zu einem in dem Kondensator (C 4) fließenden gleichgerichteten Strom, der an dem Kondensator (C 4) die Steuerspannung (V ₄) entstehen läßt, derart, daß der zweite Schalter (D 3) die Steuerspannung (V ₄) der zweiten Wicklung (W ₂) zuführt.

28. Schaltnetzteil nach Anspruch 27, dadurch gekenn zeichnet, daß die die Steuerspannung erzeugende Einrichtung weiterhin einen Transistor (Q 3) aufweist, der mit einer Hauptstromleitungselektrode (Kollektor) an den Kondensator (C 4) und mit einer Steuerelektrode (Basis) an die Ausgangs- Versorgungsspannung angeschlossen ist zur Erzeugung eines Hauptstromleitungs-Elektrodenstroms in dem Transistor (Q 3), der proportional zu einer Differenz zwischen dem gewünschten und dem tatsächlichen Wert der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) ist.

29. Schaltnetzteil nach Anspruch 28, dadurch gekennzeich net, daß der Transistor (Q 3) als Schalter arbeitet, der bei einem Überstromzustand Schwingungen des Sperrschwingers (110) verhindert.

30. Schaltnetzteil nach Anspruch 19, dadurch gekennzeich net, daß mit dem Sperrschwinger (110) Schaltungselemente (D 1, D 2, C 2, C 3) zur Erhöhung der Frequenz über den Hörbereich während des Bereitschaftsbetriebes gekoppelt sind.

31. Schaltnetzteil mit einer Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Steuersignals mit steuerbarem Tastverhältnis, einer durch eine Quelle einer Eingangs-Versorgungsspannung gespeisten Einrichtung, die durch das erste Steuersignal steuerbar ist zur Erzeugung einer entsprechend dem Tastver hältnis des ersten Steuersignals geregelten Ausgangs-Ver sorgungsspannung aus der Eingangs-Versorgungsspannung, und mit einem Transformator, der eine erste und eine zweite Wicklung aufweist, gekennzeichnet durch
einen mit der ersten Wicklung (W ₁) gekoppelten ersten Schal ter (Q 2), der mit einer gegebenen Frequenz schaltet zur Er zeugung eines geschalteten Stroms (i ₂) in der ersten Wick lung (W ₁) zur Erregung der zweiten Wicklung (W ₂),
eine auf die Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) reagierende Einrichtung (Q 3, Q 4) zur Erzeugung einer ersten Steuerspan nung (V ₄), die sich entsprechend der Ausgangs-Versorgungs spannung (B +) ändert, derart, daß eine Änderung der Größe der Ausgangsversorgungsspannung (B +) eine proportional größere Änderung der ersten Steuerspannung (V ₄) hervorruft,
und durch einen zweiten Schalter (D 3), der durch den in der zweiten Wicklung (W ₂) während eines Rücklaufteils einer ge gebenen Periode fließenden Schaltstrom (i ₄) steuerbar ist zur Kopplung der ersten Steuerspannung (V ₄) zu der zweiten Wicklung (W ₂) zur Erzeugung einer zweiten Steuerspannung in dieser, welche das Tastverhältnis des ersten Steuersignals (V ₅) sich entsprechend der ersten Steuerspannung (V ₄) ver ändern läßt.

32. Schaltnetzteil nach Anspruch 31, dadurch gekennzeich net, daß der zweite Schalter (D 3) einen Gleichrichter auf weist und daß bei einer ersten Polarität des in der ersten Wicklung (W ₁) fließenden Schaltstromes (i ₂) dieser Schalt strom im Gleichrichter (D 3) in Durchlaßrichtung fließt, um ihn leitend zu machen.

33. Schaltnetzteil nach Anspruch 32, dadurch gekennzeich net, daß die die erste Steuerspannung (V ₄) erzeugende Ein richtung (Q 3, Q 4) unter Steuerung durch einen Laststrom die Steuerspannung (V ₄) im Sinne eines Überstromschutzes ver ändert.

34. Schaltnetzteil nach Anspruch 31, dadurch gekennzeich net, daß der Transformator (T 2) in einem regenerativen Rück kopplungsweg eines Sperrschwingers (110) enthalten ist und daß ein Tastverhältnis eines Ausgangssignals (V ₅) des Sperr schwingers sich entsprechend der Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) verändert.

35. Schaltnetzteil mit einem Transformator, der eine erste und eine zweite Wicklung enthält,
einem mit der ersten Wicklung gekoppelten ersten Schalter zur Speicherung von Energie im Transformator während eines ersten Intervalls eines Schaltzyklus,
gekennzeichnet durch
einen mit der zweiten Wicklung (W ₂) gekoppelten zweiten Schalter (D 3), der in einem Rücklaufkonverterbetrieb zur Abführung der gespeicherten Energie von dem Transformator (T 2) während eines Rücklaufintervalls des Schaltzyklus arbeitet,
eine mit dem Transformator (T 2) gekoppelte Steuereinrichtung (W ₃), die in Abhängigkeit von der Ableitung der gespeicherten Energie das Tastverhältnis des ersten Schalters (Q 2) steuert,
eine Quelle (100) einer Eingangsspannung (V _UR),
eine auf das zyklische Schalten des ersten Schalters (Q 2) reagierende Einrichtung (Q 1) zur Erzeugung einer Ausgangs spannung (B +) aus der Eingangsspannung (V _UR), und eine Gegenkopplungsschaltung (Q 3, Q 4), die unter Steuerung durch die Ausgangsspannung (B +) eine Steuerspannung (V ₄) erzeugt, welche dem Transformator (T 2) während des Rücklaufintervalls zugeführt wird zur Veränderung der Geschwindigkeit der Ab führung der gespeicherten Energie und damit zur Veränderung des Tastverhältnisses im Sinne einer Regelung der Ausgangs spannung (B +).